JP6768594B2 - AC motor control device - Google Patents
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Description
この発明は、速度センサを用いる事なく、交流電動機を制御する制御装置に関するものである。 The present invention relates to a control device that controls an AC motor without using a speed sensor.
交流電動機を制御する方式は様々な方式があり用途により使い分けされているが、特に高精度なトルク制御や速度制御を行う場合には、制御のマイナーループとして電流制御が実施される。
従来の誘導電動機の速度制御方式には、以下に示すものがある。制御装置は、PWMインバータに三相電圧指令を出力する。制御装置では、検出速度が速度指令に追従するようにトルク電流指令を生成する。また、検出電流から演算される磁束が磁束指令に追従するように励磁電流指令を生成する。さらにすべり周波数および出力周波数を演算し、出力周波数に基づいて座標変換用の位相を求める。回転2軸上の検出電流が、トルク電流指令、励磁電流指令に追従するように回転2軸上の電圧指令を生成し、座標変換して三相電圧指令を生成する。また、従来の同期電動機の速度制御方式では、座標変換用の位相を同期電動機の磁極位置とする(例えば、非特許文献1参照)。
There are various methods for controlling an AC motor, and they are used properly depending on the application. Especially when performing high-precision torque control or speed control, current control is performed as a minor loop of control.
The speed control methods of conventional induction motors are as follows. The control device outputs a three-phase voltage command to the PWM inverter. The control device generates a torque current command so that the detection speed follows the speed command. In addition, the exciting current command is generated so that the magnetic flux calculated from the detected current follows the magnetic flux command. Furthermore, the slip frequency and the output frequency are calculated, and the phase for coordinate conversion is obtained based on the output frequency. A voltage command on the two rotating axes is generated so that the detected current on the two rotating axes follows the torque current command and the exciting current command, and coordinate conversion is performed to generate a three-phase voltage command. Further, in the speed control method of the conventional synchronous motor, the phase for coordinate conversion is set as the magnetic pole position of the synchronous motor (see, for example, Non-Patent Document 1).
このような交流電動機の速度制御を速度検出を不要にして行う、従来の速度センサレス制御方式を以下に示す。
誘導電動機の数式モデルを用いて構成されるオブザーバと呼ばれる状態観測器を用い、オブザーバは誘導電動機に印加される電圧情報を入力して磁束や電流の推定を行う。また誘導電動機の検出電流と推定電流の差に所定ゲインをかけフィードバックする構成を持つ。そして、オブザーバのフィードバックゲインの工夫や誘導電動機の速度推定器付加により、誘導電動機の回転速度の検出無しに速度制御を実施する。誘導電動機の数式モデルはその内部に誘導電動機の回転速度情報を内蔵しており、オブザーバも同様である。適応同定の考え方に基づき、オブザーバが出力する推定電流と実際の検出電流の差異(電流推定誤差)がある場合、それはオブザーバに内蔵される回転速度情報に誤差があるとして、上記電流推定誤差に基づきオブザーバに内蔵する回転速度情報を修正していくことで推定速度を得る方式である。この推定速度に基づいて速度制御を行えば誘導電動機の回転速度を所望の値に制御できる(例えば、非特許文献2参照)。
また、従来の同期電動機における速度センサレス制御方式においても、オブザーバを用いて速度推定を行う(例えば、特許文献1参照)。
The conventional speed sensorless control method for controlling the speed of such an AC motor without the need for speed detection is shown below.
Using a state observer called an observer, which is constructed using a mathematical model of an induction motor, the observer inputs voltage information applied to the induction motor to estimate magnetic flux and current. Further, it has a configuration in which a predetermined gain is applied to the difference between the detected current and the estimated current of the induction motor and fed back. Then, by devising the feedback gain of the observer and adding the speed estimator of the induction motor, the speed control is performed without detecting the rotation speed of the induction motor. The mathematical model of the induction motor has built-in rotation speed information of the induction motor, and the same applies to the observer. Based on the concept of adaptive identification, if there is a difference between the estimated current output by the observer and the actual detected current (current estimation error), it is assumed that there is an error in the rotation speed information built into the observer, and based on the above current estimation error. This is a method to obtain the estimated speed by modifying the rotation speed information built into the observer. If speed control is performed based on this estimated speed, the rotation speed of the induction motor can be controlled to a desired value (see, for example, Non-Patent Document 2).
Further, even in the speed sensorless control method in the conventional synchronous motor, the speed is estimated by using an observer (see, for example, Patent Document 1).
従来の誘導電動機における速度センサレス制御方式では、誘導電動機のオブザーバは、回転速度情報の他にすべり周波数もパラメータとして内蔵している。誘導電動機とオブザーバとの間における電圧から電流への伝達特性の差異に起因して、すべり周波数と、オブザーバが出力する推定電流、推定磁束に基づいて得る推定すべり周波数との間に差異が生じる事がある。この差異は、特に誘導電動機の電流を過渡的に変化させるほど顕著となり、オブザーバによる電流推定誤差は、回転速度情報による誤差のみでなくすべり周波数による誤差を含むものとなる。このため、推定速度の過渡精度が低下し、速度制御応答が劣化するものであった。
誘導電動機の速度制御応答を上げる場合、通常、速度制御器のゲインを上げ、誘導電動機のトルクの振り幅を大きくする。しかしながら、その結果、誘導電動機のトルク電流も大きく振れ、すべり周波数の差異も拡大するため、推定速度の精度が低下する。このため、速度制御応答の向上が制限されるという問題点があった。
In the speed sensorless control method of the conventional induction motor, the observer of the induction motor incorporates the slip frequency as a parameter in addition to the rotation speed information. Due to the difference in voltage-to-current transmission characteristics between the induction motor and the observer, there is a difference between the slip frequency and the estimated slip frequency obtained based on the estimated current output by the observer and the estimated magnetic flux. There is. This difference becomes particularly remarkable as the current of the induction motor is changed transiently, and the current estimation error by the observer includes not only the error due to the rotation speed information but also the error due to the slip frequency. For this reason, the transient accuracy of the estimated speed is lowered, and the speed control response is deteriorated.
When increasing the speed control response of an induction motor, the gain of the speed controller is usually increased to increase the torque swing width of the induction motor. However, as a result, the torque current of the induction motor also fluctuates greatly, and the difference in slip frequency also widens, so that the accuracy of the estimated speed decreases. Therefore, there is a problem that the improvement of the speed control response is limited.
従来の同期電動機における速度センサレス制御方式では、オブザーバが構築された2軸回転座標を同期電動機の回転子磁束に同期するよう座標変換位相の周波数が追従制御されている。その際の追従制御用の周波数の過渡変動による誤差により、誘導電動機の場合と同様に推定速度の過渡精度が低下し、速度制御応答の向上が制限されるという問題点があった。 In the speed sensorless control method in the conventional synchronous motor, the frequency of the coordinate conversion phase is track-controlled so as to synchronize the two-axis rotating coordinates in which the observer is constructed with the rotor magnetic flux of the synchronous motor. At that time, there is a problem that the transient accuracy of the estimated speed is lowered due to the error due to the transient fluctuation of the frequency for tracking control, and the improvement of the speed control response is limited as in the case of the induction motor.
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、交流電動機の速度センサレス制御を行う制御装置において、推定速度の過渡精度を向上し、速度制御応答の向上を図る事を目的とする。 The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and in a control device that performs speed sensorless control of an AC motor, improves the transient accuracy of the estimated speed and improves the speed control response. The purpose is to plan.
この発明に係る交流電動機の制御装置は、交流電動機を駆動するためのdq軸上の電圧指令を生成する指令生成部と、上記交流電動機のdq軸上の電流を検出する電流検出部と、上記検出電流と上記電圧指令とを入力して上記交流電動機の推定電流と推定磁束とを出力する状態観測部と、上記推定電流、上記推定磁束および上記検出電流に基づいて、上記交流電動機の推定速度を出力する速度推定部と、上記推定電流、上記推定磁束および上記検出電流に基づいて、上記推定磁束のq軸成分が0になるように第1周波数を演算する第1周波数演算部と、上記第1周波数を上記交流電動機の上記推定速度に加算してdq軸回転座標位相の周波数である出力周波数を演算する出力周波数演算部と、上記第1周波数に起因して上記状態観測部で発生する外乱を補償する補償信号を生成する補償部とを備える。上記状態観測部は、上記検出電流と上記電圧指令と、さらに、上記補償信号と上記出力周波数と上記第1周波数とを入力して、上記交流電動機の上記推定電流と上記推定磁束とを演算するものである。 The control device for an AC motor according to the present invention includes a command generator that generates a voltage command on the dq axis for driving the AC motor, a current detection unit that detects a current on the dq axis of the AC motor, and the above. A state observation unit that inputs the detected current and the voltage command and outputs the estimated current and the estimated magnetic flux of the AC motor, and the estimated speed of the AC motor based on the estimated current, the estimated magnetic flux, and the detected current. A speed estimation unit that outputs the above, a first frequency calculation unit that calculates the first frequency so that the q-axis component of the estimated magnetic flux becomes 0 based on the estimated current, the estimated magnetic flux, and the detected current, and the above. It is generated in the output frequency calculation unit that calculates the output frequency, which is the frequency of the dq-axis rotation coordinate phase by adding the first frequency to the estimated speed of the AC motor, and in the state observation unit due to the first frequency. A compensation unit for generating a compensation signal for compensating for disturbance is provided. The state observation unit inputs the detected current, the voltage command, the compensation signal, the output frequency, and the first frequency, and calculates the estimated current and the estimated magnetic flux of the AC motor. It is a thing.
この発明に係る交流電動機の制御装置によれば、状態観測部での外乱を補償信号により補償することができ、外乱による影響を抑制して推定速度の過渡精度を向上し、速度制御応答の向上が図れる。 According to the control device of the AC motor according to the present invention, the disturbance in the state observation unit can be compensated by the compensation signal, the influence of the disturbance is suppressed, the transient accuracy of the estimated speed is improved, and the speed control response is improved. Can be planned.
実施の形態1.
以下、この発明の実施の形態1による交流電動機の制御装置として、速度センサレス制御を行う誘導電動機の制御装置について説明する。
図1は、実施の形態1による誘導電動機の制御装置の構成を示す図である。
図1に示すように、制御装置1は、スイッチング素子を有するインバータ2を駆動制御することにより誘導電動機4を制御する。以下、添字*は指令値を示し、添字#は推定値を示すものとする。また、添字sは誘導電動機4の固定子の状態量を示し、添字rは誘導電動機4の回転子の状態量を示す。
制御装置1では制御演算処理を行い電圧指令Vuvw*(Vu*、Vv*、Vw*)をインバータ2に出力する。インバータ2では、PWM処理が実施されそれに基づいてスイッチング素子が駆動され、電圧指令Vuvw*に沿った出力電圧を誘導電動機4に供給する。電流センサ3は誘導電動機4の電流iuvw(iu、iv、iw)を検出して、検出電流の信号を制御装置1に送信する。
Embodiment 1.
Hereinafter, as the control device for the AC motor according to the first embodiment of the present invention, the control device for the induction motor that performs speed sensorless control will be described.
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a control device for an induction motor according to the first embodiment.
As shown in FIG. 1, the control device 1 controls the induction motor 4 by driving and controlling an
The control device 1 performs control calculation processing and outputs a voltage command Vuvw * (Vu *, Vv *, Vw *) to the
制御装置1は、三相静止座標とdq軸回転座標との間の座標変換を行う座標変換部11a、11bと、電流制御部12と、速度制御部14と、磁束制御部15と、状態観測部としてのオブザーバ17と、速度推定部18と、第1周波数としての推定すべり周波数ωs#を演算する第1周波数演算部としての推定すべり周波数演算部19と、出力周波数演算部としての加算器13と、積分器16と、補償部20とを備える。また、電流検出部21は、電流センサ3および座標変換部11aを備え、指令生成部22は、電流制御部12および速度制御部14を備える。
なお、電流センサ3は電流検出部の外部に配するものでも良く、その場合、電流検出部は、電流センサ3からの検出電流iuvwに基づいて交流電動機のdq軸上の電流を検出する。さらに、誘導電動機の制御装置1がインバータ2を備えるものでも良い。
The control device 1 includes
The
制御装置1では、次に記載する処理を行って誘導電動機4の回転速度を所望の値に制御する。
速度制御部14は、速度指令ωr*と推定速度ωr#とを入力して、両者が一致するよう演算処理を施し、トルク電流指令iq*を出力する。磁束制御部15は、磁束指令Φdr*と推定磁束Φdr#とを入力して、両者が一致するよう演算処理を施し、励磁電流指令id*を出力する。
電流センサ3からの検出電流iuvwは、座標変換部11aによりdq軸回転座標上の電流idq(id、iq)に変換され、電流制御部12に入力される。電流制御部12は、dq軸上の検出電流idq(id、iq)と、トルク電流指令iq*および励磁電流指令id*とを入力し、それぞれが一致するよう演算処理を施して、dq軸上の電圧指令Vdq*(Vd*、Vq*)を出力する。電圧指令Vdq*は、座標変換部11bにより三相の電圧指令Vuvw*に変換されてインバータ2に出力される。
The control device 1 performs the following processing to control the rotation speed of the induction motor 4 to a desired value.
The
The detected current iuvw from the
オブザーバ17は、検出電流idqおよび電圧指令Vdq*に基づいて、誘導電動機4の推定電流idq#および推定磁束Φdr#を出力する。速度推定部18は、推定電流idq#、推定磁束Φdr#および検出電流idqに基づいて、推定速度ωr#を出力する。推定すべり周波数演算部19は、推定電流idq#、推定磁束Φdr#および検出電流idqに基づいて、推定すべり周波数ωs#を演算する。加算器13は、推定速度ωr#と推定すべり周波数ωs#とを加算して出力周波数ω#を演算する。積分器16は、出力周波数ω#を積分して座標変換用の位相θを求め、座標変換部11a、11bに出力する。補償部20は、推定電流idq#、推定磁束Φdr#、検出電流idqおよび推定すべり周波数ωs#に基づいて、オブザーバ17で発生する外乱を補償する補償信号ADDを生成する。この補償信号ADDは、検出電流idqおよび電圧指令Vdq*と共に、オブザーバ17に追加入力される。なお、オブザーバ17には、推定すべり周波数ωs#および出力周波数ω#も入力される。
The
次に、誘導電動機4の回転速度の推定処理について説明する。この実施の形態では、オブザーバ17で発生する外乱を補償する補償信号ADDをオブザーバ17に入力するものであるが、ここでは、まず基本の演算処理を説明する。
上記非特許文献2に記載された演算処理に基づいて、補償信号ADDのない場合を以下に説明する。但し、オブザーバの構成や推定速度の演算は、様々な方式が検討されており、以下に説明する方式は一例であり、この実施の形態は、オブザーバ内部で外乱が発生するものに適用できる。
Next, the process of estimating the rotation speed of the induction motor 4 will be described. In this embodiment, the compensation signal ADD for compensating for the disturbance generated by the
Based on the arithmetic processing described in
オブザーバでは、推定電流idqs#(ids#、iqs#)と推定磁束Φdqr#(Φdr#、Φqr#)とを状態変数に取り、オブザーバの状態方程式である以下の式(1)を演算して、推定電流idqs#と推定磁束Φdqr#を出力する。ここでは上記非特許文献2に記載される公知の方法を用いるため詳細説明は省略する。
式(1)において、オブザーバへの入力信号は、被積分対象となる状態変数に対する入力信号とする。即ち、式(1)では、電圧情報に基づく右辺第2項、電流推定誤差をフィードバックする右辺第3項が入力信号となる。第3項の演算には式(1)の演算結果である推定電流idqs#を用いるため、オブザーバに外部から入力される信号は、検出電流idqs(ids、iqs)および電圧指令Vds*となる。
In the observer, the estimated current idqs # (ids #, iqs #) and the estimated magnetic flux Φdqr # (Φdr #, Φqr #) are set as state variables, and the following equation (1), which is the observer's equation of state, is calculated. The estimated current idqs # and the estimated magnetic flux Φdqr # are output. Here, since the known method described in
In the equation (1), the input signal to the observer is an input signal to the state variable to be integrated. That is, in the equation (1), the second term on the right side based on the voltage information and the third term on the right side feeding back the current estimation error are input signals. Since the estimated current idqs #, which is the calculation result of the equation (1), is used for the calculation of the third term, the signals input to the observer from the outside are the detection current idqs (ids, iqs) and the voltage command Vds *.
但し、Rs:1次抵抗、Rr:2次抵抗、Ls:1次インダクタンス、Lr:2次インダクタンス、M:相互インダクタンス、ωre#:推定電気角周波数(推定速度ωr#の極対数倍)、g11〜g42:オブザーバのフィードバックゲイン、ωs#:推定すべり周波数、ω#:出力周波数(推定電気角周波数と推定すべり周波数との加算値)。
上記式(1)のA11#、A12#、A22#は、内部にω#、ωre#、ωs#を含む為、推定値を示す添字#を付加している。
速度推定部18では、以下の式(2)に示すPI(比例積分)演算により速度を推定する。但し、Kp、Kiは、速度推定ゲインである。
However, Rs: primary resistance, Rr: secondary resistance, Ls: primary inductance, Lr: secondary inductance, M: mutual inductance, ωre #: estimated electrical angular frequency (pole pair multiple of estimated speed ωr #), g11 ~ G42: Observer feedback gain, ωs #: Estimated slip frequency, ω #: Output frequency (addition value of estimated electrical angular frequency and estimated slip frequency).
Since A11 #, A12 #, and A22 # in the above formula (1) contain ω #, ωre #, and ωs # inside, a subscript # indicating an estimated value is added.
The
推定すべり周波数演算部19では、以下の式(3)に示す演算を行う。これは、q軸推定磁束Φqr#をゼロにするように制御するもので、dq軸回転座標のd軸を誘導電動機4の回転子磁束に設定することを目的とする。 The estimated slip frequency calculation unit 19 performs the calculation shown in the following equation (3). This is for controlling the q-axis estimated magnetic flux Φqr # to be zero, and an object is to set the d-axis of the dq-axis rotating coordinate to the rotor magnetic flux of the induction motor 4.
推定速度ωr#と推定すべり周波数ωs#とを加算して得る出力周波数ω#は、上記式(1)に記載されるオブザーバのパラメータとしてフィードバックされて使用される。
以上のように、基本の演算処理では、上記式(1)〜式(3)を演算することで、推定速度ωr#が得られ、この推定速度ωr#を速度制御部14にフィードバックすることで、誘導電動機4のセンサレス速度制御が実現できる。
The output frequency ω # obtained by adding the estimated speed ωr # and the estimated slip frequency ωs # is fed back and used as an observer parameter described in the above equation (1).
As described above, in the basic arithmetic processing, the estimated speed ωr # is obtained by calculating the above equations (1) to (3), and the estimated speed ωr # is fed back to the
次に、以下の式(4)は、速度ωrで回転する誘導電動機4の数式モデルである。但し、Φdqr(Φdr、Φqr):磁束、Vds:d軸電圧、ωre:電気角周波数(速度ωrの極対数倍)、ωs:すべり周波数、ω:出力周波数(電気角周波数とすべり周波数との加算値)。特に説明がない記号については上記式(1)と同じである。 Next, the following equation (4) is a mathematical model of the induction motor 4 that rotates at a speed of ωr. However, Φdqr (Φdr, Φqr): magnetic flux, Vds: d-axis voltage, ωre: electric angular frequency (pole pairs of speed ωr), ωs: slip frequency, ω: output frequency (addition of electric angular frequency and slip frequency) value). The symbols not particularly explained are the same as those in the above equation (1).
上述したように、すべり周波数ωsと、推定すべり周波数ωs#との間に差異が生じる事があり、その差異によりオブザーバ内で外乱信号DIが発生する。上記式(1)に示すように、推定すべり周波数ωs#と状態変数(推定電流idqs#、推定磁束Φdqr#)との積算値が右辺の被積分項内にある。同様に、上記式(4)に示す誘導電動機4の数式モデルにおいても、すべり周波数ωsと状態変数(電流idqs、磁束Φdqr)との積算値が右辺の被積分項内にある。このため、すべり周波数ωsと推定すべり周波数ωs#との差異に起因する外乱信号DIも、オブザーバの状態変数との積信号の形となる。 As described above, a difference may occur between the slip frequency ωs and the estimated slip frequency ωs #, and the difference causes a disturbance signal DI in the observer. As shown in the above equation (1), the integrated value of the estimated slip frequency ωs # and the state variable (estimated current idqs #, estimated magnetic flux Φdqr #) is in the integrand on the right side. Similarly, in the mathematical model of the induction motor 4 shown in the above equation (4), the integrated value of the slip frequency ωs and the state variables (current idqs, magnetic flux Φdqr) is in the integrand on the right side. Therefore, the disturbance signal DI caused by the difference between the slip frequency ωs and the estimated slip frequency ωs # is also in the form of a product signal with the state variable of the observer.
ここで、電圧指令通りの電圧が誘導電動機4に印加され、推定速度ωr#と速度ωrに差がないものとすると、外乱信号DIは、上記式(1)の右辺と上記式(4)の右辺との差分で計算でき、以下の式(5)で表される。
推定すべり周波数ωs#がすべり周波数ωsと差異がある場合にオブザーバが上記式(1)の演算を行うと、式(1)の右辺内部に自動的に外乱信号DIが発生する。
Here, assuming that the voltage according to the voltage command is applied to the induction motor 4 and there is no difference between the estimated speed ωr # and the speed ωr, the disturbance signal DI is obtained from the right side of the above equation (1) and the above equation (4). It can be calculated by the difference from the right side and is expressed by the following equation (5).
If the observer performs the calculation of the above equation (1) when the estimated slip frequency ωs # is different from the slip frequency ωs, the disturbance signal DI is automatically generated inside the right side of the equation (1).
この実施の形態では、外乱信号DIをキャンセルするために、補償部20が、上記式(5)に所定の補償フィードバックゲインをかけて極性を反転させた補償信号ADDを生成してオブザーバ17に追加入力する。補償信号ADDは、以下の式(6)で表される。k1〜k4は補償フィードバックゲインである。
また、誘導電動機4の2次磁束Φdrおよびすべり周波数ωsは、検出電流idqsに基づいて得られる。2次磁束Φdrは以下の式(6a)にて、すべり周波数ωsは以下の式(6b)にて、それぞれ演算される。
In this embodiment, in order to cancel the disturbance signal DI, the
Further, the secondary magnetic flux Φdr and the slip frequency ωs of the induction motor 4 are obtained based on the detected current idqs. The secondary magnetic flux Φdr is calculated by the following formula (6a), and the slip frequency ωs is calculated by the following formula (6b).
オブザーバ17では、この補償信号ADDを上記式(1)の右辺の被積分演算項に加算することで、外乱信号DIが補償される。即ち、オブザーバ17では、状態方程式である以下の式(7)を演算して、推定電流idqs#と推定磁束Φdqr#とを出力する。
In the
上記式(6)で示すように、補償信号ADDは、推定電流idqs#を用いて計算した推定すべり周波数ωs#に、推定電流idqs#および推定磁束Φdqr#をそれぞれ乗じた積から成る第1信号群と、検出電流idqsを用いて計算したすべり周波数ωsに、検出電流idqsおよび磁束Φdqrをそれぞれ乗じた積から成る第2信号群とのそれぞれの差分による差分信号群にて構成される。 As shown in the above equation (6), the compensation signal ADD is a first signal composed of the product of the estimated slip frequency ωs # calculated using the estimated current idqs #, the estimated current idqs #, and the estimated magnetic flux Φdqr #, respectively. It is composed of a group and a difference signal group based on the difference between the group and the second signal group formed by multiplying the slip frequency ωs calculated by using the detected current idqs by the detected current idqs and the magnetic flux Φdqr.
以上のように、この実施の形態では、オブザーバ17が、状態方程式である上記式(7)を演算して推定電流idqs#と推定磁束Φdqr#とを出力し、速度推定部18が、上記式(2)を演算して推定速度ωr#を演算し、推定すべり周波数演算部19が、上記式(3)を演算して推定すべり周波数ωs#を演算する。このような演算により推定速度ωr#が得られ、この推定速度ωr#を速度制御部14にフィードバックすることで、誘導電動機4のセンサレス速度制御が実現できる。
As described above, in this embodiment, the
オブザーバ17では、推定すべり周波数ωs#に起因して、詳細には、推定すべり周波数ωs#とすべり周波数ωsとの差異に起因して内部で発生する外乱信号DIを、補償信号ADDを追加入力することにより補償する。このため、誘導電動機4の制御装置1において、オブザーバ17の内部で発生する外乱信号DIが抑制でき、推定電流idqs#および推定磁束Φdqr#の精度が向上する。このため、推定速度ωr#の過渡精度が向上し、速度制御応答が向上する。
In the
なお、補償信号ADDは、上記式(6)の第1行〜第4行の内、優先順位を設定して、効果の高い行だけ用いても良く、演算負荷が軽減できる。優先順位は誘導電動機4自体の特性や制御系全体の構成に基づいて決定する。
例えば、上記非特許文献2に基づいてオブザーバ17や速度推定系を構成した、この実施の形態では、上記(3)式の働きによりq軸推定磁束Φqr#およびq軸磁束Φqrがゼロになるように制御される。このため上記式(6)の第3行の信号の大きさが非常に小さくなって省略可能となる。即ち、補償信号ADDは、以下の式(8)で示すものでも良く、その場合、オブザーバ17の状態方程式は以下の式(8a)で表される。
As the compensation signal ADD, the priority may be set from the first to fourth rows of the above equation (6), and only the highly effective row may be used, and the calculation load can be reduced. The priority order is determined based on the characteristics of the induction motor 4 itself and the configuration of the entire control system.
For example, in this embodiment in which the
ところで、一般に誘導電動機を運転する際、負荷トルクや速度に拘らず常に2次磁束が一定になるよう制御される。これは、誘導電動機のトルク電流と出力トルクの線形性を確保するためであるが、それに伴い常にd軸電流idsが流れ、そのd軸電流idsを積算に用いる。このため、補償信号ADD内でd軸電流idsに係る第2行の信号は、他の行(第1行、第3行、第4行)の信号と比較し相対的に信号が大きくなる。また、オブザーバ17の状態方程式の第2行は、q軸電流iqsを状態変数とする行であり、上記式(2)に記載されるようにq軸電流の推定誤差を用いて速度推定がなされるため、外乱信号DIに対する感度が他の行と比較して高い。
このため、補償信号ADDの第2行の信号は、外乱信号DIの抑制動作に最も寄与している。即ち、補償信号ADDは、以下の式(9)で示すものでも良く、その場合、オブザーバ17の状態方程式は以下の式(9a)で表される。
By the way, generally, when operating an induction motor, the secondary magnetic flux is always controlled to be constant regardless of the load torque and speed. This is to ensure the linearity of the torque current and the output torque of the induction motor, but the d-axis current ids always flow along with it, and the d-axis current ids are used for integration. Therefore, the signal of the second line related to the d-axis current ids in the compensation signal ADD has a relatively large signal as compared with the signals of the other lines (first line, third line, fourth line). The second line of the equation of state of the
Therefore, the signal of the second line of the compensation signal ADD contributes most to the suppression operation of the disturbance signal DI. That is, the compensation signal ADD may be represented by the following equation (9), in which case the equation of state of the
さらに2次磁束が一定になるよう制御され、かつd軸電流idsがほぼ一定に制御される運転条件に限定する場合には、d軸電流idsおよびd軸推定電流ids#は固定値として扱うことができる。このとき、上記式(9)の補償信号ADDは以下の式(10)で示すように簡素化でき、その場合、オブザーバ17の状態方程式は以下の式(10a)で表される。ここで2次磁束Φdrおよび推定磁束Φdr#は、共に、相互インダクタンスMと前記d軸電流idsの固定値との積で表現できる。
Further, when limiting to operating conditions in which the secondary magnetic flux is controlled to be constant and the d-axis current ids are controlled to be substantially constant, the d-axis current ids and the d-axis estimated current ids # are treated as fixed values. Can be done. At this time, the compensation signal ADD of the above equation (9) can be simplified as shown by the following equation (10), and in that case, the equation of state of the
以上のように、上記式(6)の第1行〜第4行の内、優先順位を設定して、一部の行の信号を省略して用いると、全ての信号を用いる場合と比べて、外乱信号DIの抑制効果はある程度劣るものの、補償フィードバックゲインk1〜k4の個数が低減でき、その設計を簡素化できる。 As described above, when the priority order is set from the first to fourth lines of the above equation (6) and the signals of some lines are omitted and used, compared with the case where all the signals are used. Although the effect of suppressing the disturbance signal DI is inferior to some extent, the number of compensation feedback gains k1 to k4 can be reduced, and the design can be simplified.
この実施の形態では、電流と磁束を状態変数に持つ4次元オブザーバを例としたが、すべり周波数と状態変数の積を内部に持つ構造のオブザーバであれば、上述した外乱信号の発生原理は同じであるため、特にオブザーバの種類を問わず適用することができる。
推定電流や推定磁束、推定すべり周波数は時間変化する成分と時間変化しない成分の両者を含む。これは誘導電動機の電流、磁束、すべり周波数も同様である。補償信号ADDの演算では積算を行うが、積算処理の結果には時間変化する信号と時間変化しない信号の積算と見なせる成分も含まれる。即ち、オブザーバの状態方程式において補償信号ADDの付加は、オブザーバフィードバックゲインを等価的に操作することと見なせる。このため、補償信号ADDにおける補償フィードバックゲインk1〜k4の設計は既存のオブザーバフィードバックゲインの設計を考慮して行う必要がある。
In this embodiment, a four-dimensional observer having a current and a magnetic flux as state variables is taken as an example, but if the observer has a structure having the product of the slip frequency and the state variables inside, the above-mentioned disturbance signal generation principle is the same. Therefore, it can be applied regardless of the type of observer.
The estimated current, estimated magnetic flux, and estimated slip frequency include both a time-varying component and a non-time-changing component. This also applies to the current, magnetic flux, and slip frequency of the induction motor. In the calculation of the compensation signal ADD, integration is performed, but the result of the integration processing includes a component that can be regarded as integration of a time-varying signal and a time-non-changing signal. That is, in the observer's equation of state, the addition of the compensation signal ADD can be regarded as equivalently manipulating the observer feedback gain. Therefore, it is necessary to design the compensation feedback gains k1 to k4 in the compensation signal ADD in consideration of the design of the existing observer feedback gain.
一方で、補償信号ADDの積算処理の結果には時間変化する成分を含む信号同士の積と見なせる成分も含むため、オブザーバフィードバック項のような線形演算とは異なる。従って、補償信号ADDにおける補償フィードバックゲインk1〜k4の設計では、この非線形な演算結果も考慮する必要がある。
上記式(5)に記載される外乱信号DIを抑制するのに、単純に補償信号ADDの補償フィードバックゲインk1〜k4を例えば1に設定すれば、前述の理由によりオブザーバフィードバックゲインによってもたらされるオブザーバの動特性に影響を与える可能性がある。従って、補償信号ADDの演算における上述した線形演算と非線形演算を含む事情を考慮して補償フィードバックゲインk1〜k4を設計し、それを介して外乱信号DIの補償を行う。これにより、元々のオブザーバの特性を維持して安定性を確保しつつ、外乱信号DIの影響を抑制し、速度センサレス制御における速度制御応答が向上する効果が得られる。
On the other hand, the result of the integration processing of the compensation signal ADD also includes a component that can be regarded as a product of signals including a time-changing component, which is different from a linear operation such as an observer feedback term. Therefore, it is necessary to consider this non-linear calculation result in the design of the compensation feedback gains k1 to k4 in the compensation signal ADD.
If the compensation feedback gains k1 to k4 of the compensation signal ADD are simply set to, for example, 1 in order to suppress the disturbance signal DI described in the above equation (5), the observer brought about by the observer feedback gain for the above reason It may affect the dynamic characteristics. Therefore, the compensation feedback gains k1 to k4 are designed in consideration of the circumstances including the above-mentioned linear operation and non-linear operation in the calculation of the compensation signal ADD, and the disturbance signal DI is compensated through the design. As a result, the effect of suppressing the influence of the disturbance signal DI and improving the speed control response in the speed sensorless control can be obtained while maintaining the characteristics of the original observer and ensuring the stability.
なお、上記実施の形態で示した制御装置1は、各部の機能をソフトウェアを用いて実現することもでき、図2を用いて以下に説明する。
図2に示すように、制御装置1は、記憶装置6とプロセッサ7とを備え、プロセッサ7上で実行されるプログラムの信号処理とプロセッサ7上に設けられた論理回路における信号処理との結果にて、機能が実現される構成としている。プロセッサ7は記憶装置6との間で読み書きの信号8をやり取りし、プログラムを記憶装置6から読み出して実行する。またプロセッサ7は、その処理の過程で一時的に記憶すべき情報の記憶装置6への書き込み、および記憶装置6からの読み出しを行う。
例えば、座標変換部11a、11b、電流制御部12、速度制御部14、磁束制御部15、積分器16、オブザーバ17、速度推定部18、推定すべり周波数演算部19および補償部20の機能は、プロセッサ7にてプログラムが実行されて実現できる。このように、プロセッサ7での処理により各部の機能が実現される場合も、上記実施の形態1と同様の作用により同様の効果が得られる。
The control device 1 shown in the above embodiment can also realize the functions of each part by using software, and will be described below with reference to FIG.
As shown in FIG. 2, the control device 1 includes a
For example, the functions of the coordinate
実施の形態2.
次に、この発明の実施の形態2による交流電動機の制御装置として、速度センサレス制御を行う同期電動機の制御装置について説明する。
図3は、実施の形態2による同期電動機の制御装置の構成を示す図である。
図3に示すように、制御装置1は、スイッチング素子を有するインバータ2を駆動制御することにより同期電動機5を制御する。
制御装置1では制御演算処理を行い電圧指令Vuvw*(Vu*、Vv*、Vw*)をインバータ2に出力する。インバータ2では、PWM処理が実施されそれに基づいてスイッチング素子が駆動され、電圧指令Vuvw*に沿った出力電圧を同期電動機5に供給する。電流センサ3は同期電動機5の電流iuvw(iu、iv、iw)を検出して、検出電流の信号を制御装置1に送信する。
Next, as a control device for the AC motor according to the second embodiment of the present invention, a control device for a synchronous motor that performs speed sensorless control will be described.
FIG. 3 is a diagram showing a configuration of a control device for a synchronous motor according to a second embodiment.
As shown in FIG. 3, the control device 1 controls the
The control device 1 performs control calculation processing and outputs a voltage command Vuvw * (Vu *, Vv *, Vw *) to the
制御装置1は、三相静止座標とdq軸回転座標との間の座標変換を行う座標変換部11a、11bと、電流制御部12と、速度制御部14と、状態観測部としてのオブザーバ17Aと、速度推定部18と、第1周波数としての追従周波数ωt#を演算する第1周波数演算部としての追従周波数演算部19Aと、加算器13と、積分器16と、補償部20Aとを備える。また、電流検出部21は、電流センサ3および座標変換部11aを備え、指令生成部22は、電流制御部12および速度制御部14を備える。
なお、電流センサ3は電流検出部の外部に配するものでも良く、その場合、電流検出部は、電流センサ3からの検出電流iuvwに基づいて交流電動機のdq軸上の電流を検出する。さらに、同期電動機の制御装置1がインバータ2を備えるものでも良い。
The control device 1 includes coordinate
The
制御装置1では、次に記載する処理を行って同期電動機5の回転速度を所望の値に制御する。
速度制御部14は、速度指令ωr*と推定速度ωr#とを入力して、両者が一致するよう演算処理を施し、トルク電流指令iq*を出力する。励磁電流指令id*は通常ゼロに設定されるが、インバータ2の出力電圧が飽和する場合などに負値に設定される事もある。電流センサ3からの検出電流iuvwは、座標変換部11aによりdq軸回転座標上の電流idq(id、iq)に変換され、電流制御部12に入力される。電流制御部12は、dq軸上の検出電流idq(id、iq)と、トルク電流指令iq*および励磁電流指令id*とを入力し、それぞれが一致するよう演算処理を施して、dq軸上の電圧指令Vdq*(Vd*、Vq*)を出力する。電圧指令Vdq*は、座標変換部11bにより三相の電圧指令Vuvw*に変換されてインバータ2に出力される。
The control device 1 performs the following processing to control the rotation speed of the
The
オブザーバ17Aは、検出電流idqおよび電圧指令Vdq*に基づいて、同期電動機5の推定電流idq#および推定磁束Φdr#を出力する。速度推定部18は、推定電流idq#、推定磁束Φdr#および検出電流idqに基づいて、推定速度ωr#を出力する。追従周波数演算部19Aは、推定電流idq#、推定磁束Φdr#および検出電流idqに基づいて、追従周波数ωt#を演算する。追従周波数ωt#は、dq軸回転座標のd軸を同期電動機5の回転子磁束に同期させるための補正用の周波数である。
加算器13は、推定速度ωr#と追従周波数ωt#とを加算して出力周波数ω#を演算する。積分器16は、出力周波数ω#を積分して座標変換用の位相θを求め、座標変換部11a、11bに出力する。補償部20Aは、推定電流idq#、推定磁束Φdr#、検出電流idqおよび追従周波数ωt#に基づいて、オブザーバ17Aで発生する外乱を補償する補償信号ADDaを生成する。この補償信号ADDaは、検出電流idqおよび電圧指令Vdq*と共に、オブザーバ17Aに追加入力される。なお、オブザーバ17Aには、追従周波数ωt#および出力周波数ω#も入力される。
The
The
次に、同期電動機5の回転速度の推定処理について説明する。この実施の形態では、オブザーバ17Aで発生する外乱を補償する補償信号ADDaをオブザーバ17Aに入力するものであるが、ここでは、まず基本の演算処理を説明する。
上記特許文献1に記載された演算処理に基づいて、補償信号ADDaのない場合を以下に説明する。但し、オブザーバの構成や推定速度の演算は、様々な方式が検討されており、以下に説明する方式は一例であり、この実施の形態は、オブザーバ内部で外乱が発生するものに適用できる。
Next, the processing for estimating the rotation speed of the
A case where there is no compensation signal ADDa will be described below based on the arithmetic processing described in Patent Document 1. However, various methods have been studied for the configuration of the observer and the calculation of the estimated speed, and the method described below is an example, and this embodiment can be applied to a device in which a disturbance occurs inside the observer.
オブザーバでは、推定電流idqs#(ids#、iqs#)と推定磁束Φdqr#(Φdr#、Φqr#)とを状態変数に取り、オブザーバの状態方程式である以下の式(11)を演算して、推定電流idqs#と推定磁束Φdqr#を出力する。ここでは公知の方法を用いるため詳細説明は省略する。
式(11)において、オブザーバへの入力信号は、被積分対象となる状態変数に対する入力信号とする。即ち、式(11)では、電圧情報に基づく右辺第2項、電流推定誤差をフィードバックする右辺第3項が入力信号となる。第3項の演算には式(11)の演算結果である推定電流idqs#を用いるため、オブザーバに外部から入力される信号は、検出電流idqs(ids、iqs)および電圧指令Vds*となる。
In the observer, the estimated current idqs # (ids #, iqs #) and the estimated magnetic flux Φdqr # (Φdr #, Φqr #) are set as state variables, and the following equation (11), which is the observer's equation of state, is calculated. The estimated current idqs # and the estimated magnetic flux Φdqr # are output. Since a known method is used here, detailed description thereof will be omitted.
In the equation (11), the input signal to the observer is an input signal to the state variable to be integrated. That is, in the equation (11), the second term on the right side based on the voltage information and the third term on the right side feeding back the current estimation error are input signals. Since the estimated current idqs #, which is the calculation result of the equation (11), is used for the calculation of the third term, the signals input to the observer from the outside are the detection current idqs (ids, iqs) and the voltage command Vds *.
但し、Rs:抵抗、L:インダクタンス、ωre#:推定電気角周波数(推定速度ωr#の極対数倍)、g11〜g42:オブザーバのフィードバックゲイン、ω#:出力周波数(推定電気角周波数と追従周波数との加算値)。
速度推定部18では、以下の式(12)に示すPI演算により速度を推定する。但し、Kp、Kiは、速度推定ゲインである。
However, Rs: resistance, L: inductance, ωre #: estimated electric angular frequency (pole logarithmic multiple of estimated speed ωr #), g11 to g42: observer feedback gain, ω #: output frequency (estimated electric angular frequency and tracking frequency) Addition value with).
The
追従周波数演算部19Aでは、以下の式(13)に示す演算を行う。この演算は、q軸推定磁束Φqr#をゼロにするように制御するもので、追従周波数ωt#は、dq軸回転座標のd軸を同期電動機5の回転子磁束に同期させるように座標変換位相θの周波数(出力周波数)を補正する周波数となる。
The tracking frequency calculation unit 19A performs the calculation shown in the following equation (13). This calculation controls the q-axis estimated magnetic flux Φqr # to be zero, and the tracking frequency ωt # is the coordinate conversion phase so that the d-axis of the dq-axis rotation coordinate is synchronized with the rotor magnetic flux of the
推定速度ωr#と追従周波数ωt#とを加算して得る出力周波数ω#は、上記式(11)に記載されるオブザーバのパラメータとしてフィードバックされて使用される。
以上のように、基本の演算処理では、上記式(11)〜式(13)を演算することで、推定速度ωr#が得られ、この推定速度ωr#を速度制御部14にフィードバックすることで、同期電動機5のセンサレス速度制御が実現できる。
The output frequency ω # obtained by adding the estimated speed ωr # and the tracking frequency ωt # is fed back and used as an observer parameter described in the above equation (11).
As described above, in the basic arithmetic processing, the estimated speed ωr # is obtained by calculating the above equations (11) to (13), and the estimated speed ωr # is fed back to the
次に、以下の式(14)は、速度ωrで回転する同期電動機5の数式モデルである。但し、Φdqr(Φdr、Φqr):磁束、Vds:d軸電圧、ωre:電気角周波数(速度ωrの極対数倍)。特に説明がない記号については上記式(11)と同じである。
Next, the following equation (14) is a mathematical model of the
上記式(14)で示すように、同期電動機5の数式モデル自体には追従周波数ωt#の基になる周波数ωtのパラメータは存在しない。上記実施の形態1では、すべり周波数ωsと推定すべり周波数ωs#との差異に起因してオブザーバ内で外乱信号DIが発生するものであったが、この実施の形態2では、追従周波数ωt#自体に起因して外乱が発生する。
追従周波数ωt#は、上記式(11)に示すオブザーバが設置されるdq軸回転座標のd軸を同期電動機5の回転子磁束に同期させるように演算される。この追従周波数ωt#は、電流の推定誤差に基づいて計算されるため、同期電動機5のトルク電流iqsが過渡的に操作される場合等は、オブザーバと同期電動機との伝達特性の違いにより外乱が発生する。
As shown by the above equation (14), the mathematical model itself of the
The tracking frequency ωt # is calculated so as to synchronize the d-axis of the dq-axis rotating coordinate in which the observer shown in the above equation (11) is installed with the rotor magnetic flux of the
ここで、電圧指令通りの電圧が同期電動機5に印加され、推定速度ωr#と速度ωrに差がないものとすると、外乱信号DIaは、上記式(11)の右辺と上記式(14)の右辺との差分で計算でき、以下の式(15)で表される。なお、周波数ωtに相当する周波数を0として表記した。オブザーバが上記式(11)の演算を行うと、式(11)の右辺内部に自動的に外乱信号DIaが発生する。
Here, assuming that the voltage according to the voltage command is applied to the
この実施の形態では、外乱信号DIaをキャンセルするために、補償部20Aが、上記式(15)に所定の補償フィードバックゲインをかけて極性を反転させた補償信号ADDaを生成してオブザーバ17Aに追加入力する。補償信号ADDaは、以下の式(16)で表される。k1〜k4は補償フィードバックゲインである。また、Φdr#は、誘起電圧定数と呼ばれる回転子磁束の大きさを示す電動機定数の一種であり、電動機の抵抗値やインダクタンス値と同様に予め設定する値となる。
In this embodiment, in order to cancel the disturbance signal DIa, the
オブザーバ17Aでは、この補償信号ADDaを上記式(11)の右辺の被積分演算項に加算することで、外乱信号DIaが補償される。即ち、オブザーバ17Aでは、状態方程式である以下の式(17)を演算して、推定電流idqs#と推定磁束Φdqr#とを出力する。
In the
上記式(16)で示すように、補償信号ADDaは、推定電流idqs#を用いて計算した追従周波数ωt#に、推定電流idqs#および推定磁束Φdqr#をそれぞれ乗じた積から成る第1信号群にて構成される。
以上のように、この実施の形態では、オブザーバ17Aが、状態方程式である上記式(17)を演算して推定電流idqs#と推定磁束Φdqr#とを出力し、速度推定部18が、上記式(12)を演算して推定速度ωr#を演算し、追従周波数演算部19Aが、上記式(13)を演算して追従周波数ωt#を演算する。このような演算により推定速度ωr#が得られ、この推定速度ωr#を速度制御部14にフィードバックすることで、同期電動機5のセンサレス速度制御が実現できる。
As shown in the above equation (16), the compensation signal ADDa is a first signal group composed of the product of the tracking frequency ωt # calculated using the estimated current idqs # multiplied by the estimated current idqs # and the estimated magnetic flux Φdqr #, respectively. Consists of.
As described above, in this embodiment, the
オブザーバ17Aでは、追従周波数ωt#に起因して内部で発生する外乱信号DIaを、補償信号ADDaを追加入力することにより補償する。このため、同期電動機5の制御装置1において、オブザーバ17Aの内部で発生する外乱信号DIaが抑制でき、推定電流idqs#および推定磁束Φdqr#の精度が向上する。このため、推定速度ωr#の過渡精度が向上し、速度制御応答が向上する。
In the
なお、上記実施の形態1と同様に、補償信号ADDaは、上記式(16)の第1行〜第4行の内、優先順位を設定して、効果の高い行だけ用いても良く、演算負荷が軽減できる。優先順位は誘導電動機4自体の特性や制御系全体の構成に基づいて決定する。
例えば、上記特許文献1に基づいてオブザーバ17Aや速度推定系を構成した、この実施の形態では、上記(13)式の働きによりq軸推定磁束Φqr#およびq軸磁束Φqrがゼロになるように制御される。このため上記式(16)の第3行の信号の大きさが非常に小さくなって省略可能となる。即ち、補償信号ADDaは、以下の式(18)で示すものでも良く、その場合、オブザーバ17Aの状態方程式は以下の式(18a)で表される。
As in the first embodiment, the compensation signal ADDa may be used only in the highly effective line by setting the priority order among the first to fourth lines of the above equation (16). The load can be reduced. The priority order is determined based on the characteristics of the induction motor 4 itself and the configuration of the entire control system.
For example, in this embodiment in which the
このように、補償信号ADDaは、一部の行の信号を省略することにより、全ての信号を用いる場合と比べて、外乱信号DIの抑制効果はある程度劣るものの、補償フィードバックゲインk1〜k4の個数が低減でき、その設計を簡素化できる。 As described above, the compensation signal ADDa is inferior in the effect of suppressing the disturbance signal DI to some extent as compared with the case where all the signals are used by omitting the signals of some lines, but the number of compensation feedback gains k1 to k4. Can be reduced and the design can be simplified.
この実施の形態では、電流と磁束を状態変数に持つ4次元オブザーバを例としたが、dq軸回転座標上に構築されたオブザーバであれば、d軸を同期電動機5の回転子磁束に同期させる処理あるいはそれに類似の処理がなされて、追従周波数ωt#相当の成分を含み、同様の外乱信号DIaが発生するため、適用できる。
また、補償信号ADDaにおける補償フィードバックゲインk1〜k4の設計は、上記実施の形態1と同様に、既存のオブザーバフィードバックゲインおよび非線形な演算処理を考慮して設計する。このように補償フィードバックゲインk1〜k4を設計し、それを介して外乱信号DIaの補償を行う。これにより、元々のオブザーバの特性を維持して安定性を確保しつつ、外乱信号DIaの影響を抑制し、速度センサレス制御における速度制御応答が向上する効果が得られる。
In this embodiment, a four-dimensional observer having a current and a magnetic flux as state variables is taken as an example, but if the observer is constructed on the dq-axis rotational coordinates, the d-axis is synchronized with the rotor magnetic flux of the
Further, the design of the compensation feedback gains k1 to k4 in the compensation signal ADDa is designed in consideration of the existing observer feedback gain and the non-linear arithmetic processing as in the first embodiment. The compensation feedback gains k1 to k4 are designed in this way, and the disturbance signal DIa is compensated through the design. As a result, it is possible to obtain the effect of suppressing the influence of the disturbance signal DIa and improving the speed control response in the speed sensorless control while maintaining the characteristics of the original observer and ensuring the stability.
なお、上記実施の形態においても、図2で示した構成を用い、プロセッサ7での処理により各部の機能を実現しても良い。
In the above embodiment as well, the configuration shown in FIG. 2 may be used, and the functions of each part may be realized by processing by the
また、この発明は、発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。 Further, in the present invention, each embodiment can be freely combined, and each embodiment can be appropriately modified or omitted within the scope of the invention.
Claims (6)
上記交流電動機のdq軸上の電流を検出する電流検出部と、
上記検出電流と上記電圧指令とを入力して上記交流電動機の推定電流と推定磁束とを出力する状態観測部と、
上記推定電流、上記推定磁束および上記検出電流に基づいて、上記交流電動機の推定速度を出力する速度推定部と、
上記推定電流、上記推定磁束および上記検出電流に基づいて、上記推定磁束のq軸成分が0になるように第1周波数を演算する第1周波数演算部と、
上記第1周波数を上記交流電動機の上記推定速度に加算してdq軸回転座標位相の周波数である出力周波数を演算する出力周波数演算部と、
上記第1周波数に起因して上記状態観測部で発生する外乱を補償する補償信号を生成する補償部とを備え、
上記状態観測部は、上記検出電流と上記電圧指令と、さらに、上記補償信号と上記出力周波数と上記第1周波数とを入力して、上記交流電動機の上記推定電流と上記推定磁束とを演算する、
交流電動機の制御装置。 A command generator that generates a voltage command on the dq axis to drive an AC motor,
A current detector that detects the current on the dq axis of the AC motor,
A state observation unit that inputs the detected current and the voltage command and outputs the estimated current and the estimated magnetic flux of the AC motor.
A speed estimation unit that outputs the estimated speed of the AC motor based on the estimated current, the estimated magnetic flux, and the detected current.
A first frequency calculation unit that calculates the first frequency so that the q-axis component of the estimated magnetic flux becomes 0 based on the estimated current, the estimated magnetic flux, and the detected current.
An output frequency calculation unit that calculates the output frequency, which is the frequency of the dq-axis rotating coordinate phase, by adding the first frequency to the estimated speed of the AC motor.
It is provided with a compensation unit that generates a compensation signal that compensates for the disturbance generated in the state observation unit due to the first frequency.
The state observation unit inputs the detected current, the voltage command, the compensation signal, the output frequency, and the first frequency, and calculates the estimated current and the estimated magnetic flux of the AC motor. ,
Control device for AC motors.
請求項1に記載の交流電動機の制御装置。 The compensation unit generates the compensation signal by using a signal in the first signal group obtained by multiplying the first frequency by the estimated current and the estimated magnetic flux, respectively.
The control device for an AC motor according to claim 1.
上記補償部は、上記検出電流に基づいて演算されるすべり周波数および磁束を用い、上記すべり周波数に上記検出電流および上記磁束をそれぞれ乗じた第2信号群と、上記第1信号群との差分信号群の内、少なくとも1つを上記補償信号とする、
請求項2に記載の交流電動機の制御装置。 The AC motor is an induction motor, and the first frequency is an estimated slip frequency.
The compensator uses a slip frequency and magnetic flux calculated based on the detected current, and is a difference signal between the second signal group obtained by multiplying the slip frequency by the detected current and the magnetic flux, respectively, and the first signal group. At least one of the groups is the compensation signal.
The control device for an AC motor according to claim 2.
請求項2に記載の交流電動機の制御装置。 The AC motor is a synchronous motor, and the first frequency is a follow-up frequency for synchronizing the d-axis with the rotor magnetic flux.
The control device for an AC motor according to claim 2.
請求項1から請求項4のいずれか1項に記載の交流電動機の制御装置。 The dq-axis rotating coordinate phase of the AC motor, which is calculated based on the output frequency, is used for coordinate conversion between the dq-axis rotating coordinate and the three-phase stationary coordinate in both the detected current and the voltage command.
The control device for an AC electric motor according to any one of claims 1 to 4.
請求項1から請求項5のいずれか1項に記載の交流電動機の制御装置。 The command generation unit includes a speed control unit that generates a current command so that the estimated speed follows the speed command, and a current control unit that generates a voltage command so that the detected current follows the current command. Prepared
The control device for an AC electric motor according to any one of claims 1 to 5.
Priority Applications (1)
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