JP4154149B2 - Vector control inverter device - Google Patents

Description

【０００７】
角周波数決定手段１７は、推定誘起電圧Ｅｄｓ、Ｅｑｓから例えば次の（３）式により角周波数ωを推定する。ここで、Ｇ１はモータ２の誘起電圧定数の逆数、Ｇ２はゲイン定数である。推定された角周波数ωは積分器１８により積分され、以て回転位置θが得られる。
【０００８】
【数２】

【０００９】
この位置推定方法によれば、推定誘起電圧Ｅｑｓに基づいて角周波数ωが得られるとともに推定誘起電圧Ｅｄｓがゼロとなるように制御されるので、回転位置θがモータ２の実際の回転位置と一致する作用がある。なお、以上説明した各処理は、ＤＳＰなどの高速プロセッサにより周期的に処理されている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、リラクタンストルクを利用してモータ効率を高めるために、回転子鉄心１９内に永久磁石２０を配置する図８に示すような回転子構造を採用する場合がある。この場合、モータ２が回転中に発生する誘起電圧は、５次、７次、…などの高調波を多く含んだ波形となる。図３に示す誘起電圧波形は、上記回転子構造を持つモータ２についての計算結果であり、大きな高調波成分（５次と７次）が重畳していることが分かる。
【００１１】
このような誘起電圧の高調波成分は、電流制御ループに変動を与える要因となる。このようなモータ２に対し、図７に示した従来構成のインバータ装置１を用いた場合でも、プロセッサによる処理周期が短く、比例積分器１１、１２のゲイン（以下、電流ゲインと称す）が十分に高ければ、モータ電流は指令電流に追従するように制御されて正弦波形となる。
【００１２】
しかしながら、実際のインバータ装置では、ＰＷＭインバータ回路１５のスイッチング損失を低減する必要からＰＷＭによる電磁騒音が問題とならない範囲内でＰＷＭ周波数を下げることが望ましく、このためＰＷＭ周期に同期している上記処理周期が長くなってしまう。処理周期が長くなると、電流制御ループに制御遅れが生じて位相余裕が低下するため、安定化のために上記電流ゲインを下げる必要が生じる。
【００１３】
また、これとは別に、例えば特開昭６１−２６２０８４号公報や特開平２−１９７２９５号公報に記載されている電流検出手段すなわち電流検出抵抗をインバータ装置内に配置しその両端電圧に基づいてモータ電流を得る検出方法を採用する場合には、パワー系のグランドと信号系のグランドとが共通となることから上記両端電圧にノイズが混入する虞があり、やはり電流ゲインを下げることが望ましい。
【００１４】
しかし、電流ゲインを下げた場合には、電流制御ループは誘起電圧の高調波成分に対抗してモータ電流を指令電流に追従させることができなくなり、モータ電流が歪んでしまう。図９は、電流ゲインが低い場合の（ａ）出力電圧Ｖｄ、Ｖｑ、（ｂ）モータ電流Ｉｕ、Ｉｄ、Ｉｑ、（ｃ）発生トルクＴのシミュレーション結果を示している。横軸は回転位置（電気角）である。誘起電圧の高調波成分により電流Ｉｄ、Ｉｑが変動するが、電流ゲインが低いためにその変動が出力電圧Ｖｄ、Ｖｑに反映されず、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑはほとんど変化しない。このため、誘起電圧に高調波成分が存在するにもかかわらず出力電圧Ｖｕが正弦波形のままとなり、モータ電流Ｉｕは高調波成分の影響を受けて歪んでしまう。その結果、次の（４）式で計算される発生トルクＴも変動が大きくなるという問題があった。
【００１５】
【数３】

【００１６】
さらに、上記電流Ｉｄ、Ｉｑの変動は、センサレス方式における回転位置の推定にも悪影響を及ぼす。すなわち、上記（１）式および（２）式において、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑは一定であるにもかかわらずモータ電流Ｉｄ、Ｉｑが変動するため、推定誘起電圧Ｅｄｓ、Ｅｑｓが変動してしまう。その結果、推定演算する角周波数ωや回転位置θにも影響が及び、インバータ装置１全体が不安定（振動的）になり、運転可能な周波数範囲が狭くなる。特に、低周波数且つ高負荷での運転が難しくなる。
【００１７】
また、これを防止するために角周波数ωや回転位置θに対し出力周波数に近い（つまり５次高調波を減衰可能な）遮断周波数を持つローパスフィルタを付加することも考えられるが、これにより応答性が低下し、急激な負荷変動や急加減速に対応できなくなるという新たな問題が生じてしまう。
【００１８】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その第１の目的は、誘起電圧に高調波成分を含む永久磁石モータに対しても正弦波電流を供給可能なベクトル制御インバータ装置を提供することにあり、その第２の目的は、誘起電圧に高調波成分を含む永久磁石モータに対してもセンサレスで正確な回転位置を推定可能なベクトル制御インバータ装置を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記第１の目的を達成するため、請求項１に記載したベクトル制御インバータ装置は、回転子に永久磁石を設けてなる永久磁石モータの電流を磁界と平行なｄ軸電流とこれに直交するｑ軸電流とに分離してそれぞれ独立に制御するベクトル制御インバータ装置において、前記永久磁石モータの誘起電圧の少なくとも高調波成分に対応して準備された誘起電圧データと前記回転子の角周波数および回転位置とに基づいて、前記永久磁石モータのｄ軸誘起電圧とｑ軸誘起電圧とを生成する誘起電圧生成手段と、前記ｄ軸電流の偏差に応じて定まる電圧および前記ｑ軸電流の偏差に応じて定まる電圧に対しそれぞれ前記誘起電圧生成手段により生成されたｄ軸誘起電圧およびｑ軸誘起電圧を加算してｄ軸出力電圧およびｑ軸出力電圧を決定する出力電圧決定手段とを備えていることを特徴とする。
【００２０】
この構成によれば、誘起電圧生成手段が生成するｄ軸誘起電圧とｑ軸誘起電圧には永久磁石モータの誘起電圧に対応した高調波成分が含まれ、そのｄ軸誘起電圧とｑ軸誘起電圧はｄ軸出力電圧およびｑ軸出力電圧として永久磁石モータに印加される。その結果、当該ベクトル制御インバータ装置の出力電圧に含まれる高調波成分と永久磁石モータの誘起電圧の高調波成分とが相殺され、永久磁石モータの誘起電圧の高調波成分に起因する電流変動が低減してモータ電流が正弦波形となる。これにより発生トルクの変動や騒音が低減する。また、ｄ軸出力電圧およびｑ軸出力電圧には、それぞれｄ軸電流の偏差に応じて定まる電圧およびｑ軸電流の偏差に応じて定まる電圧が加算されているので、電流偏差をゼロにするような電流フィードバック制御が行われる。
【００２１】
本発明は、電流フィードバック制御に加えて永久磁石モータの高調波成分を含む誘起電圧をフィードフォワードする点に特徴を有しており、二相の電圧に対して誘起電圧を生成することに替えて、請求項２に記載したように三相の電圧に対して誘起電圧を生成する構成としても良い。
【００２２】
さらに、上記第２の目的を達成するため、請求項１、２に記載したベクトル制御インバータ装置は、前記ｄ軸電流の偏差に応じて定まる電圧およびｄ軸電流とｑ軸電流に基づいて、少なくとも前記永久磁石モータのｄ軸の誘起電圧基本波成分の誤差を求める誘起電圧推定手段と、少なくとも前記ｄ軸の誘起電圧基本波成分の誤差に基づいて前記回転子の角周波数および回転位置を決定する角周波数・位置決定手段とを備えていることを特徴とする。
【００２３】
この構成によれば、ｄ軸電流の偏差に応じて定まる電圧すなわちｄ軸出力電圧のうちのｄ軸誘起電圧以外の電圧は、ｄ軸電流およびｑ軸電流を決定する電流形成成分として作用する。そして、ｄ軸出力電圧を生成する上で加算される上記ｄ軸電流の偏差に応じて定まる電圧と、ｄ軸電流およびｑ軸電流に基づいて演算されるｄ軸の電流形成電圧との差分は、ｄ軸の誘起電圧基本波成分の誤差となる。このｄ軸の誘起電圧基本波成分の誤差は回転位置のずれに応じた値であって、しかも誘起電圧の高調波成分の影響が除かれているため、これに基づいて回転子の角周波数を正確に決定でき、さらに角周波数を積分して正確な回転位置を得ることができる。
【００２４】
さらに、ｄ軸の誘起電圧基本波成分の誤差とともにｑ軸の誘起電圧基本波成分の誤差に基づいて回転子の角周波数および回転位置を決定するように構成しても良い（請求項３）。この場合、ｑ軸の誘起電圧基本波成分の誤差は角周波数のずれに応じた値となる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１ないし図４を参照しながら説明する。
図１は、ベクトル制御インバータ装置の電気的構成を機能ブロックにより示すもので、図７と同一構成部分には同一符号を付して示している。センサレス方式のインバータ装置２１は、永久磁石モータ２の電流を制御する電流制御手段２２と、モータ２の回転子の角周波数（回転速度）ωおよび回転位置θを推定する回転位置推定手段２３とから構成されている。
【００２６】
このインバータ装置２１のうち電流検出手段５、６とＰＷＭインバータ回路１５とを除いた各機能は、メモリに記憶された制御プログラムに従ってＤＳＰなどの高速プロセッサにより実行されるようになっている。その制御周期は、ＰＷＭ周期に等しく設定されている。また、インバータ装置２１が駆動するモータ２は、リラクタンストルクを発生できるように、回転子鉄心１９内に永久磁石２０を埋め込んだ図８に示すような回転子構造を有している。
【００２７】
電流制御手段２２に設けられた誘起電圧生成手段２４は、メモリなどにモータ２の誘起電圧に関する誘起電圧データを記憶しており、その誘起電圧データと回転位置推定手段２３から入力した角周波数ωおよび回転位置θとに基づいてｄ軸の誘起電圧Ｅｄとｑ軸の誘起電圧Ｅｑを生成するようになっている。
【００２８】
減算器９、１０は、それぞれ指令電流Ｉｄｒ、Ｉｑｒから電流Ｉｄ、Ｉｑを減算して偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを求め、比例積分器１１、１２は、それぞれ偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを比例積分演算して電流形成電圧である電圧Ｘｄ、Ｘｑ（電流偏差に応じて定まる電圧に相当）を出力するようになっている。また、加算器２５は、誘起電圧Ｅｄと電圧Ｘｄとを加算して出力電圧Ｖｄを求め、加算器２６は、誘起電圧Ｅｑと電圧Ｘｑとを加算して出力電圧Ｖｑを求めるようになっている。これら出力電圧Ｖｄ、Ｖｑは座標変換器１３に与えられる。ここで、減算器９、１０、比例積分器１１、１２および加算器２５、２６により出力電圧決定手段２７が構成されている。
【００２９】
一方、回転位置推定手段２３に設けられた誘起電圧推定手段２８は、メモリなどにモータ定数であるインダクタンスＬｄ、Ｌｑおよび抵抗Ｒを記憶しており、これらモータ定数、電流Ｉｄ、Ｉｑ、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑおよび推定された角周波数ωに基づいて、ｄ軸の誘起電圧誤差ΔＥｄｓとｑ軸の誘起電圧誤差ΔＥｑｓとを演算するようになっている。そして、角周波数決定手段２９は、これら誘起電圧誤差ΔＥｄｓ、ΔＥｑｓから角周波数ωを決定し、積分器１８は決定された角周波数ωを積分して回転位置θを得てベクトル回転器６と座標変換器１３に供給するようになっている。これら角周波数決定手段２９と積分器１８とが、本発明でいう角周波数・位置決定手段に相当する。
【００３０】
次に、電流制御手段２２および回転位置推定手段２３の作用について図２ないし図４も参照しながら説明する。
（１）電流制御手段２２の作用について
図８に示す回転子構造を有するモータ２の誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗは、基本波成分に加え５次、７次、…などの高調波成分を含んでいる。この誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗは、次の（５）式に示すように基本波成分と主要な高調波成分（５次、７次）とを重ね合わせることにより表すことができる。ここで、係数Ｅ１、Ｅ５、Ｅ７は各次数成分の電圧振幅であって試験により得ることができる。
【００３１】
【数４】

【００３２】
この誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗを次の（６）式に従って三相／二相変換し、さらに（７）式に従って回転座標変換することにより、（８）式、（９）式で示すｄｑ座標軸上の誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑが得られる。ここで、Ｋ０は基本波の誘起電圧定数、Ｋ１、Ｋ２はそれぞれｄ軸上、ｑ軸上の高調波成分の誘起電圧定数であって、これらＫ０、Ｋ１、Ｋ２は誘起電圧データに相当する。
【００３３】
【数５】

【００３４】
図２は、上記（５）式〜（９）式を用いて行った計算結果を示している。縦軸は電圧、横軸は回転位置（電気角）θであって、（８）式、（９）式にも示されるように誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑは基本波の６倍の周波数で脈動する。上述した誘起電圧定数Ｋ１、Ｋ２は、それぞれ図２に示す誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑの振幅を角周波数ωで除した値である。誘起電圧生成手段２４は、回転位置推定手段２３から入力した角周波数ωおよび回転位置θを入力し、（８）式、（９）式を用いて誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑを算出する。
【００３５】
図３は、インバータ装置２１についての電圧、電流、トルクの計算結果を示している。ここで、（ａ）にはＰＷＭ成分を除いたｕ相の出力電圧Ｖｕ、誘起電圧生成手段２４が出力する誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑおよび出力電圧決定手段２７が出力する出力電圧Ｖｄ、Ｖｑが示され、（ｂ）にはモータ２に流れる電流Ｉｕおよびベクトル回転機８が出力する電流Ｉｄ、Ｉｑが示され、（ｃ）には（４）式に従って計算される発生トルクＴが示されている。横軸は回転位置（電気角）θである。なお、この計算では、リラクタンストルクを有効に利用して最大のトルクを得るために、電流Ｉｄ（指令電流Ｉｄｒ）を負の所定値に設定している。
【００３６】
電流制御手段２２を用いると、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑは、それぞれ電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑにより定まる電圧Ｘｄ、Ｘｑに対しさらに誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑが加算された値となる。従って、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑにはモータ２の誘起電圧とほぼ同じ電圧が含まれることになり、両者の誘起電圧は相殺される。その結果、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑのうち上記電圧Ｘｄ、Ｘｑのみが電流形成成分として作用し、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは誘起電圧に影響されることなく正弦波形となる。そして、回転座標変換して得られる電流Ｉｄ、Ｉｑは一定となり、以て電流フィードバックループから誘起電圧の高調波に起因する変動を排除できる。これにより、電流Ｉｄ、Ｉｑに基づいて計算されるトルクＴについても、従来構成におけるトルクＴを示す図９（ｃ）と比べ変動が顕著に小さくなる。
【００３７】
図４は、モータ２の電圧および電流を示すベクトル図である。（ａ）、（ｂ）は、それぞれ本実施形態のインバータ装置２１、従来構成のインバータ装置１を用いてモータ２を駆動した場合を示している。誘起電圧ベクトルＥ（Ｅｄ、Ｅｑ）は、その高調波成分によりｑ軸を中心として振幅と位相が変動する。（ａ）に示す本実施形態の場合には、出力電圧ベクトルＶ（Ｖｄ、Ｖｑ）は誘起電圧ベクトルＥ（Ｅｄ、Ｅｑ）を含む電圧であるため、電流形成電圧ベクトルＸ（Ｘｄ、Ｘｑ）および電流ベクトルＩ（Ｉｄ、Ｉｑ）がほぼ一定となる。これに対し、（ｂ）に示す従来構成の場合には、出力電圧ベクトルＶ（Ｖｄ、Ｖｑ）はほぼ一定であるため、電流形成電圧ベクトルＸ（Ｘｄ、Ｘｑ）および電流ベクトルＩ（Ｉｄ、Ｉｑ）が変動してしまう。
【００３８】
（２）回転位置推定手段２３の作用について
誘起電圧推定手段２８は、次の（１０）式および（１１）式により誘起電圧誤差ΔＥｄｓ、ΔＥｑｓを演算する。式の中で用いられているｐは微分演算子である。
【００３９】
【数６】

【００４０】
これら誘起電圧誤差ΔＥｄｓ、ΔＥｑｓは、実際のモータ２の角周波数および回転位置と回転位置推定手段２３で求めた角周波数ωおよび回転位置θとの差を意味している。特に、誘起電圧誤差ΔＥｄｓは回転位置θのずれ、誘起電圧誤差ΔＥｑｓは誘起電圧の大きさつまり角周波数ωのずれに対応している。また、上述したように電圧Ｘｄ、Ｘｑおよび電流Ｉｄ、Ｉｑはモータ誘起電圧の高調波成分の影響を受けないため、（１０）式および（１１）式により得られる誘起電圧誤差ΔＥｄｓ、ΔＥｑｓもモータ誘起電圧の高調波成分の影響を受けない。
【００４１】
角周波数決定手段２９は、誘起電圧誤差ΔＥｄｓ、ΔＥｑｓを用いて例えば次の（１２）式により角周波数ωを推定する。ここで、Ｇａ、Ｇｂはゲイン定数である。さらに、得られた角周波数ωを積分器１８で積分することにより回転位置θが得られる。
【００４２】
【数７】

【００４３】
この（１２）式により、誘起電圧誤差ΔＥｑｓがゼロになるように角周波数ωが決定され、誘起電圧生成手段２４から出力される誘起電圧Ｅｑがモータ２のｑ軸の誘起電圧と一致するように作用する。また、誘起電圧誤差ΔＥｄｓによって角周波数ωを介して回転位置θが調整されることにから、誘起電圧生成手段２４から出力される誘起電圧Ｅｄがモータ２のｄ軸の誘起電圧と一致するように作用する。その結果、モータ２の角周波数および回転位置が、それぞれ角周波数ωおよび回転位置θとして求まる。
【００４４】
以上説明したように、インバータ装置２１に設けた誘起電圧生成手段２４は、駆動対象モータ２の誘起電圧に対応した誘起電圧データを記憶しており、モータ２の回転駆動時にその誘起電圧データと角周波数ωおよび回転位置θとに基づいてモータ２の誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑを生成する。この誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑは出力電圧Ｖｄ、Ｖｑとしてモータ２に印加されるので、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑに含まれる誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑの高調波成分と実際のモータ２の誘起電圧の高調波成分とが相殺され、モータ２の誘起電圧の高調波成分に起因する電流変動が低減する。これにより、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが正弦波形となり、発生トルクの変動および騒音を低減できる。また、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑには、それぞれ電流偏差に応じて定まる電圧Ｘｄ、Ｘｑが加算されているので、電流偏差をゼロにするような電流フィードバック制御も併せて行われる。
【００４５】
また、誘起電圧推定手段２８は、モータ誘起電圧の高調波成分の影響を受けない電圧Ｘｄ、Ｘｑと電流Ｉｄ、Ｉｑおよび角周波数ωとを用いて誘起電圧誤差ΔＥｄｓ、ΔＥｑｓを演算するので、その誘起電圧誤差ΔＥｄｓ、ΔＥｑｓを用いて推定される角周波数ωと回転位置θは変動のない正確な値となり、推定誤差に伴うモータ効率の低下を防止できる。
【００４６】
従って、本実施形態のインバータ装置２１は、誘起電圧に大きな高調波成分が含まれるモータ、例えばモータ２に示すように回転子鉄心１９に永久磁石２０を埋め込んでリラクタンストルクを発生させる高効率モータを駆動するのに好適となる。また、誘起電圧の高調波成分に影響を受けないため、ローパスフィルタを付加する必要がなく、応答性を高められる。
【００４７】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について図５を参照しながら説明する。
図５は、ベクトル制御インバータ装置の電流制御手段の電気的構成を機能ブロックにより示すもので、図１と同一構成部分には同一符号を付して示している。図示しない回転位置推定手段は、第１の実施形態における回転位置推定手段２３と同一構成である。
【００４８】
インバータ装置３０の電流制御手段３１は、誘起電圧生成手段３２がモータ２の三相の誘起電圧データを記憶しており、その誘起電圧データと回転位置推定手段２３から入力した角周波数ωおよび回転位置θとに基づいてｕｖｗ各相の誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗを生成するようになっている。
【００４９】
比例積分器１１、１２から出力される電圧Ｘｄ、Ｘｑは、座標変換器１３により回転座標上の電圧量に変換され、さらに二相／三相変換器３３により三相の電圧Ｘｕ、Ｘｖ、Ｘｗに変換される。加算器３４、３５、３６は、それぞれ誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗと電圧Ｘｕ、Ｘｖ、Ｘｗとを加算して出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを求めるようになっている。これら減算器９、１０、比例積分器１１、１２、座標変換器１３、二相／三相変換器３３および加算器３４、３５、３６により出力電圧決定手段３７が構成されている。出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、三角波比較などの手法によるＰＷＭ形成器３８を介してパルス幅変調信号としてＰＷＭインバータ回路１５に与えられる。
【００５０】
誘起電圧生成手段３２は、次の（１３）式に基づく演算により三相の誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗを生成している。ここで、Ｋ１、Ｋ２、Ｋ３は、それぞれモータ２を回転させて得た（５）式の係数Ｅ１、Ｅ５、Ｅ７を角周波数ωで除算した値である。
【００５１】
【数８】

【００５２】
本実施形態は、三相の誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗを生成する点において二相の誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑを生成する第１の実施形態と異なるが、その作用および効果は第１の実施形態と同様となり、モータ２に正弦波形の電流を供給することができる。
【００５３】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について図６を参照しながら説明する。
図６は、ベクトル制御インバータ装置の電気的構成を機能ブロックにより示すもので、図１と同一構成部分には同一符号を付して示している。このインバータ装置３９は、第１の実施形態で説明したインバータ装置２１に対し、速度制御ループを付加した構成と回転位置推定手段４０の構成とを異にしている。回転位置推定手段４０は、第１の実施形態の回転位置推定手段２３に対し簡略化された構成となっている。
【００５４】
速度制御ループにおいて、減算器４１により指令角周波数ω0 と推定角周波数ωとの偏差Δωが演算され、その偏差Δωは比例積分器４２およびｄｑ分配器４３に入力され、指令電流Ｉｄｒ、Ｉｑｒが決定されるようになっている。
【００５５】
回転位置推定手段４０の誘起電圧推定手段４４は、上述した（１０）式によりｄ軸の誘起電圧誤差ΔＥｄｓを演算する。角周波数決定手段４５は、この誘起電圧誤差ΔＥｄｓを用いて次の（１４）式による比例積分演算により角周波数ωを推定する。ここで、Ｇｘ、Ｇｙはそれぞれ比例ゲイン、積分ゲインである。さらに、得られた角周波数ωを積分することにより回転位置θを得られる。
【００５６】
【数９】

【００５７】
この誘起電圧誤差ΔＥｄｓによって角周波数ωを介して回転位置θが調整されることから、誘起電圧生成手段２４が出力する誘起電圧Ｅｄがモータ２のｄ軸の誘起電圧と一致するように作用する。その結果、モータ２の角周波数および回転位置が、それぞれ角周波数ωおよび回転位置θとして求められる。
本実施形態によっても、誘起電圧誤差ΔＥｄｓにはモータ２の誘起電圧の高調波成分が含まれていないので、角周波数ωおよび回転位置θを正確に推定でき、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００５８】
（その他の実施形態）
なお、本発明は上記した各実施形態に限定されるものではなく、以下のような変形あるいは拡大が可能である。
各実施形態では誘起電圧生成手段２４、３２を電流制御手段２２、３１の一部として説明したが、これら誘起電圧生成手段２４、３２を回転位置推定手段２３、４０の一部と考えても良い。
第１、第２の各実施形態に対しても速度制御ループを付加しても良い。
【００５９】
電流検出手段５、６からの混入するノイズを低減するため、例えば角周波数ω、回転位置θ、電流Ｉｄ、Ｉｑ、電圧Ｘｄ、Ｘｑなどに対して処理周期に近い遮断周波数を持つローパスフィルタを付加しても良い。このローパスフィルタの付加は、本願発明の主旨に反するものではない。
モータ２の温度を検出するモータ温度検出器を設け、誘起電圧生成手段２４、３２の演算定数を温度補正すると良い。例えば、永久磁石２０の磁束密度温度係数に従って、検出温度が高くなれば（８）式、（９）式のＫ０、Ｋ１、Ｋ２を小さくする。これにより、より正確な誘起電圧を生成できる。
誘起電圧生成手段２４、３２は、誘起電圧の基本波成分と高調波成分とを生成しているが、誘起電圧の高調波成分のみ或いはトルク変動に影響の大きい特定次数の高調波成分のみを生成するようにしても良い。
【００６０】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明のベクトル制御インバータ装置は、永久磁石モータの誘起電圧を生成する誘起電圧生成手段と、電流の偏差に応じて定まる電圧に対し前記誘起電圧生成手段により生成された誘起電圧を加算して出力電圧を決定する出力電圧決定手段とを備えているので、出力電圧に含まれる高調波成分と永久磁石モータの誘起電圧の高調波成分とが相殺され、高調波成分に起因する電流変動が低減してモータ電流が正弦波形となり、発生トルクの変動や騒音が低減する。
【００６１】
また、電流偏差に応じて定まる電圧ならびにｄ軸電流およびｑ軸電流に基づいて、少なくとも永久磁石モータのｄ軸の誘起電圧基本波成分の誤差を求める誘起電圧推定手段と、少なくともそのｄ軸の誘起電圧基本波成分の誤差に基づいて回転子の角周波数および回転位置を決定する角周波数・位置決定手段とを備えているので、回転位置センサを用いることなく正確な回転位置を推定でき、推定誤差に伴うモータ効率の低下を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態であってベクトル制御インバータ装置の電気的構成を機能ブロックにより示す図
【図２】モータの回転位置に対する電圧の計算結果を示す図
【図３】モータ駆動時の電圧、電流、トルクの計算結果を示す図
【図４】モータの電圧ベクトルおよび電流ベクトルを示す図
【図５】本発明の第２の実施形態であってベクトル制御インバータ装置の電流制御手段の電気的構成を機能ブロックにより示す図
【図６】本発明の第３の実施形態を示す図１相当図
【図７】従来技術を示す図１相当図
【図８】回転子の横断面図
【図９】図３相当図
【符号の説明】
２は永久磁石モータ、２１、３０、３９はベクトル制御インバータ装置、２４、３２は誘起電圧生成手段、２７、３７は出力電圧決定手段、２８、４４は誘起電圧推定手段、２９、４５は角周波数決定手段である。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a vector control inverter device that separates a current of a permanent magnet motor into a d-axis current parallel to a magnetic field and a q-axis current orthogonal thereto and controls them independently.
[0002]
[Prior art]
In the vector control, the motor current is separated into Id, which is a d-axis component parallel to the magnetic field, and Iq, which is a q-axis component orthogonal thereto, and these currents Id and Iq are controlled independently. This vector control is used not only for induction motors but also for permanent magnet motors having a permanent magnet in the rotor because of its good controllability.
[0003]
FIG. 7 is a functional block diagram showing the electrical configuration of a conventionally used sensorless vector control inverter device. This inverter device 1 includes a current control means 3 for controlling the current of a permanent magnet motor (hereinafter referred to as a motor) 2 and a rotational position estimation for estimating an angular frequency (rotational speed) ω and a rotational position θ of the rotor of the motor 2. And means 4.
[0004]
In the current control means 3, the winding currents Iu and Iv of the motor 2 detected by the current detection means 5 and 6 are the currents on the dq coordinate axis (rotation coordinate axis) by the three-phase / two-phase converter 7 and the vector rotator 8. Deviations ΔId and ΔIq from the command currents Idr and Iqr are obtained by the subtractors 9 and 10, respectively. The deviations ΔId and ΔIq are input to the proportional integrators 11 and 12, respectively, to obtain output voltages Vd and Vq. The obtained output voltages Vd and Vq are converted into voltage values on the stator coordinates by the coordinate converter 13 and further supplied to the PWM inverter circuit 15 as a pulse width modulation signal via the PWM generator 14 by a technique such as a space vector. Given. As a result, currents corresponding to the command currents Idr and Iqr are supplied to the motor 2.
[0005]
The rotational position θ of the rotor used in the vector rotator 8 and the coordinate converter 13 was once detected directly by arranging a rotational position sensor such as an encoder in the motor 2. A so-called sensorless method estimated from the above is used. That is, in the rotational position estimating means 4, the induced voltage estimating means 16 previously stores the inductances Ld, Lq and the resistance R as motor constants, and the currents Id, Iq, the output voltages Vd, Vq and the estimated angle described above. The frequency ω is input. The induced voltage estimation means 16 calculates estimated values Eds and Eqs of the induced voltage using the following equations (1) and (2). Note that p used in the expression is a differential operator.
[0006]
[Expression 1]

[0007]
The angular frequency determining means 17 estimates the angular frequency ω from the estimated induced voltages Eds and Eqs by, for example, the following equation (3). Here, G1 is the reciprocal of the induced voltage constant of the motor 2, and G2 is a gain constant. The estimated angular frequency ω is integrated by the integrator 18 to obtain the rotational position θ.
[0008]
[Expression 2]

[0009]
According to this position estimation method, the angular frequency ω is obtained based on the estimated induced voltage Eqs, and the estimated induced voltage Eds is controlled to be zero, so that the rotational position θ matches the actual rotational position of the motor 2. Has the effect of Each process described above is periodically processed by a high-speed processor such as a DSP.
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in order to increase the motor efficiency by utilizing the reluctance torque, a rotor structure as shown in FIG. 8 in which the permanent magnet 20 is disposed in the rotor core 19 may be employed. In this case, the induced voltage generated while the motor 2 is rotating has a waveform including many harmonics such as fifth order, seventh order,. The induced voltage waveform shown in FIG. 3 is a calculation result for the motor 2 having the rotor structure, and it can be seen that large harmonic components (fifth and seventh orders) are superimposed.
[0011]
Such a harmonic component of the induced voltage becomes a factor that causes fluctuations in the current control loop. Even when the inverter device 1 having the conventional configuration shown in FIG. 7 is used for such a motor 2, the processing cycle by the processor is short, and the gains of the proportional integrators 11 and 12 (hereinafter referred to as current gain) are sufficient. If it is high, the motor current is controlled to follow the command current and becomes a sine waveform.
[0012]
However, in an actual inverter device, it is desirable to reduce the PWM frequency within a range in which electromagnetic noise due to PWM does not cause a problem because it is necessary to reduce the switching loss of the PWM inverter circuit 15, and thus the above-described processing synchronized with the PWM cycle. The cycle becomes longer. When the processing cycle is long, a control delay occurs in the current control loop and the phase margin is lowered, so that the current gain needs to be lowered for stabilization.
[0013]
Separately from this, for example, current detecting means described in JP-A-61-262084 and JP-A-2-197295, that is, a current detection resistor, is arranged in the inverter device, and the motor is based on the voltage between both ends. In the case of adopting a detection method for obtaining a current, since the power system ground and the signal system ground are common, there is a possibility that noise may be mixed into the voltage at both ends, and it is desirable to reduce the current gain.
[0014]
However, when the current gain is lowered, the current control loop cannot make the motor current follow the command current against the harmonic component of the induced voltage, and the motor current is distorted. FIG. 9 shows simulation results of (a) output voltages Vd and Vq, (b) motor currents Iu, Id, Iq, and (c) generated torque T when the current gain is low. The horizontal axis is the rotational position (electrical angle). Although the currents Id and Iq vary due to the harmonic component of the induced voltage, the variation is not reflected in the output voltages Vd and Vq because the current gain is low, and the output voltages Vd and Vq hardly change. For this reason, the output voltage Vu remains sinusoidal in spite of the presence of harmonic components in the induced voltage, and the motor current Iu is distorted due to the influence of the harmonic components. As a result, there is a problem that the generated torque T calculated by the following equation (4) also varies greatly.
[0015]
[Equation 3]

[0016]
Furthermore, the fluctuations of the currents Id and Iq also adversely affect the estimation of the rotational position in the sensorless method. That is, in the above equations (1) and (2), since the motor currents Id and Iq vary even though the output voltages Vd and Vq are constant, the estimated induced voltages Eds and Eqs vary. As a result, the estimated angular frequency ω and the rotational position θ are also affected, the entire inverter device 1 becomes unstable (vibrating), and the operable frequency range is narrowed. In particular, operation at a low frequency and a high load becomes difficult.
[0017]
In order to prevent this, it is possible to add a low-pass filter having a cutoff frequency close to the output frequency (that is, capable of attenuating the fifth harmonic) with respect to the angular frequency ω and the rotational position θ. This causes a new problem that it becomes impossible to cope with sudden load fluctuations and sudden acceleration / deceleration.
[0018]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and a first object thereof is to provide a vector control inverter device capable of supplying a sine wave current to a permanent magnet motor including a harmonic component in an induced voltage. The second object of the present invention is to provide a vector control inverter device capable of estimating an accurate rotational position without a sensor even for a permanent magnet motor including a harmonic component in an induced voltage.
[0019]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the first object, a vector control inverter apparatus according to claim 1 is configured such that a current of a permanent magnet motor having a rotor provided with a permanent magnet is converted to a d-axis current parallel to a magnetic field and q orthogonal thereto. In a vector control inverter device that is controlled separately and separately from the shaft current, the induced voltage data prepared corresponding to at least the harmonic component of the induced voltage of the permanent magnet motor, the angular frequency and the rotational position of the rotor And an induced voltage generating means for generating a d-axis induced voltage and a q-axis induced voltage of the permanent magnet motor, and a voltage determined according to the deviation of the d-axis current and a deviation of the q-axis current. An output for determining the d-axis output voltage and the q-axis output voltage by adding the d-axis induced voltage and the q-axis induced voltage generated by the induced voltage generation means to the determined voltage, respectively. Characterized in that it comprises a pressure determination unit.
[0020]
According to this configuration, the d-axis induced voltage and the q-axis induced voltage generated by the induced voltage generating means include harmonic components corresponding to the induced voltage of the permanent magnet motor, and the d-axis induced voltage and the q-axis induced voltage are included. Are applied to the permanent magnet motor as a d-axis output voltage and a q-axis output voltage. As a result, the harmonic component contained in the output voltage of the vector control inverter device cancels out the harmonic component of the induced voltage of the permanent magnet motor, and current fluctuation caused by the harmonic component of the induced voltage of the permanent magnet motor is reduced. The motor current becomes a sine waveform. Thereby, fluctuations in generated torque and noise are reduced. In addition, since the voltage determined according to the deviation of the d-axis current and the voltage determined according to the deviation of the q-axis current are added to the d-axis output voltage and the q-axis output voltage, respectively, the current deviation is set to zero. Current feedback control is performed.
[0021]
The present invention is characterized in that, in addition to current feedback control, an induced voltage including harmonic components of a permanent magnet motor is fed forward, and instead of generating an induced voltage for a two-phase voltage, As described in claim 2, a configuration may be adopted in which an induced voltage is generated with respect to a three-phase voltage.
[0022]
Further, in order to achieve the second object, 1, 2 The vector control inverter device described in 1 is based on a voltage determined according to the deviation of the d-axis current and a d-axis current and a q-axis current, and at least an induced voltage of the d-axis of the permanent magnet motor. Of the fundamental component Induced voltage estimating means for obtaining an error, and at least the d-axis of Induced voltage Of the fundamental component An angular frequency / position determining means for determining an angular frequency and a rotational position of the rotor based on an error is provided.
[0023]
According to this configuration, the voltage determined according to the deviation of the d-axis current, that is, the voltage other than the d-axis induced voltage in the d-axis output voltage acts as a current forming component that determines the d-axis current and the q-axis current. The difference between the voltage determined according to the deviation of the d-axis current added to generate the d-axis output voltage and the d-axis current forming voltage calculated based on the d-axis current and the q-axis current is , D-axis induced voltage Of the fundamental component It becomes an error. This d-axis induced voltage Of the fundamental component The error is a value corresponding to the deviation of the rotational position, and the influence of the harmonic component of the induced voltage is excluded. Based on this, the angular frequency of the rotor can be accurately determined, and the angular frequency is integrated. Thus, an accurate rotational position can be obtained.
[0024]
D-axis of Induced voltage Of the fundamental component Q-axis with error of Induced voltage Of the fundamental component The angular frequency and rotational position of the rotor may be determined based on the error. 3 ). In this case, the q axis of Induced voltage Of the fundamental component The error is a value corresponding to the deviation of the angular frequency.
[0025]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
FIG. 1 shows the electrical configuration of the vector control inverter device by functional blocks, and the same components as those in FIG. 7 are denoted by the same reference numerals. The sensorless inverter device 21 includes current control means 22 for controlling the current of the permanent magnet motor 2 and rotational position estimation means 23 for estimating the angular frequency (rotational speed) ω and the rotational position θ of the rotor of the motor 2. It is configured.
[0026]
Each function of the inverter device 21 excluding the current detection means 5 and 6 and the PWM inverter circuit 15 is executed by a high-speed processor such as a DSP according to a control program stored in the memory. The control cycle is set equal to the PWM cycle. Further, the motor 2 driven by the inverter device 21 has a rotor structure as shown in FIG. 8 in which a permanent magnet 20 is embedded in a rotor core 19 so that reluctance torque can be generated.
[0027]
The induced voltage generation means 24 provided in the current control means 22 stores induced voltage data related to the induced voltage of the motor 2 in a memory or the like. The induced voltage data and the angular frequency ω input from the rotational position estimating means 23 and A d-axis induced voltage Ed and a q-axis induced voltage Eq are generated based on the rotational position θ.
[0028]
Subtractors 9 and 10 subtract currents Id and Iq from command currents Idr and Iqr, respectively, to obtain deviations ΔId and ΔIq. Voltages Xd and Xq (corresponding to voltages determined according to the current deviation), which are voltages, are output. The adder 25 calculates the output voltage Vd by adding the induced voltage Ed and the voltage Xd, and the adder 26 calculates the output voltage Vq by adding the induced voltage Eq and the voltage Xq. . These output voltages Vd and Vq are given to the coordinate converter 13. Here, the subtractors 9 and 10, the proportional integrators 11 and 12, and the adders 25 and 26 constitute an output voltage determination unit 27.
[0029]
On the other hand, the induced voltage estimating means 28 provided in the rotational position estimating means 23 stores inductances Ld and Lq and resistance R which are motor constants in a memory or the like, and these motor constants, currents Id and Iq, and output voltage Vd. Based on Vq and the estimated angular frequency ω, the d-axis induced voltage error ΔEds and the q-axis induced voltage error ΔEqs are calculated. Then, the angular frequency determining means 29 determines the angular frequency ω from these induced voltage errors ΔEds and ΔEqs, and the integrator 18 integrates the determined angular frequency ω to obtain the rotational position θ to obtain the coordinate with the vector rotator 6. This is supplied to the converter 13. The angular frequency determining means 29 and the integrator 18 correspond to the angular frequency / position determining means in the present invention.
[0030]
Next, the operation of the current control means 22 and the rotational position estimation means 23 will be described with reference to FIGS.
(1) Operation of current control means 22
The induced voltages Eu, Ev, Ew of the motor 2 having the rotor structure shown in FIG. 8 include harmonic components such as fifth order, seventh order,. The induced voltages Eu, Ev, Ew can be expressed by superimposing the fundamental wave component and the main harmonic component (5th order, 7th order) as shown in the following equation (5). Here, the coefficients E1, E5, and E7 are voltage amplitudes of the respective order components and can be obtained by a test.
[0031]
[Expression 4]

[0032]
The induced voltages Eu, Ev, Ew are subjected to three-phase / two-phase conversion according to the following equation (6), and further subjected to rotational coordinate conversion according to the equation (7), whereby the dq coordinate axes represented by the equations (8) and (9) The above induced voltages Ed and Eq are obtained. Here, K0 is an induced voltage constant of the fundamental wave, K1 and K2 are induced voltage constants of harmonic components on the d-axis and the q-axis, respectively, and these K0, K1, and K2 correspond to induced voltage data.
[0033]
[Equation 5]

[0034]
FIG. 2 shows the results of calculations performed using the above equations (5) to (9). The vertical axis represents voltage and the horizontal axis represents the rotational position (electrical angle) θ. As shown in the equations (8) and (9), the induced voltages Ed and Eq pulsate at a frequency six times that of the fundamental wave. . The induced voltage constants K1 and K2 described above are values obtained by dividing the amplitudes of the induced voltages Ed and Eq shown in FIG. 2 by the angular frequency ω. The induced voltage generating means 24 receives the angular frequency ω and the rotational position θ input from the rotational position estimating means 23, and calculates the induced voltages Ed and Eq using the equations (8) and (9).
[0035]
FIG. 3 shows calculation results of voltage, current, and torque for the inverter device 21. Here, (a) shows the u-phase output voltage Vu excluding the PWM component, the induced voltages Ed and Eq output from the induced voltage generating means 24, and the output voltages Vd and Vq output from the output voltage determining means 27. (B) shows the current Iu flowing through the motor 2 and the currents Id and Iq output from the vector rotating machine 8, and (c) shows the generated torque T calculated according to the equation (4). The horizontal axis is the rotational position (electrical angle) θ. In this calculation, the current Id (command current Idr) is set to a negative predetermined value in order to obtain the maximum torque by effectively using the reluctance torque.
[0036]
When the current control means 22 is used, the output voltages Vd and Vq are values obtained by adding the induced voltages Ed and Eq to the voltages Xd and Xq determined by the current deviations ΔId and ΔIq, respectively. Accordingly, the output voltages Vd and Vq include substantially the same voltage as the induced voltage of the motor 2, and the induced voltages of both are canceled out. As a result, only the voltages Xd and Xq of the output voltages Vd and Vq act as current forming components, and the motor currents Iu, Iv and Iw have a sine waveform without being influenced by the induced voltage. Then, the currents Id and Iq obtained by rotating coordinate conversion are constant, so that fluctuations caused by harmonics of the induced voltage can be eliminated from the current feedback loop. Thereby, also about the torque T calculated based on the electric currents Id and Iq, the fluctuation | variation becomes remarkably small compared with FIG.9 (c) which shows the torque T in a conventional structure.
[0037]
FIG. 4 is a vector diagram showing the voltage and current of the motor 2. (A), (b) has shown the case where the motor 2 is driven using the inverter apparatus 21 of this embodiment, and the inverter apparatus 1 of a conventional structure, respectively. The induced voltage vector E (Ed, Eq) varies in amplitude and phase around the q axis due to its harmonic components. In the case of the present embodiment shown in (a), since the output voltage vector V (Vd, Vq) is a voltage including the induced voltage vector E (Ed, Eq), the current forming voltage vector X (Xd, Xq) and The current vector I (Id, Iq) is substantially constant. On the other hand, in the case of the conventional configuration shown in (b), since the output voltage vector V (Vd, Vq) is substantially constant, the current forming voltage vector X (Xd, Xq) and the current vector I (Id, Iq) ) Will fluctuate.
[0038]
(2) Operation of the rotational position estimating means 23
The induced voltage estimation means 28 calculates induced voltage errors ΔEds and ΔEqs by the following equations (10) and (11). P used in the formula is a differential operator.
[0039]
[Formula 6]

[0040]
These induced voltage errors ΔEds and ΔEqs mean the difference between the actual angular frequency and rotational position of the motor 2 and the angular frequency ω and rotational position θ obtained by the rotational position estimating means 23. In particular, the induced voltage error ΔEds corresponds to the deviation of the rotational position θ, and the induced voltage error ΔEqs corresponds to the magnitude of the induced voltage, that is, the deviation of the angular frequency ω. Since the voltages Xd and Xq and the currents Id and Iq are not affected by the harmonic component of the motor induced voltage as described above, the induced voltage errors ΔEds and ΔEqs obtained by the equations (10) and (11) are also motors. Unaffected by harmonic components of induced voltage.
[0041]
The angular frequency determination means 29 estimates the angular frequency ω by using the induced voltage errors ΔEds and ΔEqs, for example, by the following equation (12). Here, Ga and Gb are gain constants. Furthermore, the rotational position θ is obtained by integrating the obtained angular frequency ω with the integrator 18.
[0042]
[Expression 7]

[0043]
From this equation (12), the angular frequency ω is determined so that the induced voltage error ΔEqs becomes zero, and the induced voltage Eq output from the induced voltage generation means 24 matches the induced voltage of the q axis of the motor 2. Works. In addition, since the rotational position θ is adjusted via the angular frequency ω by the induced voltage error ΔEds, the induced voltage Ed output from the induced voltage generating means 24 matches the induced voltage on the d axis of the motor 2. Works. As a result, the angular frequency and the rotational position of the motor 2 are obtained as the angular frequency ω and the rotational position θ, respectively.
[0044]
As described above, the induced voltage generation means 24 provided in the inverter device 21 stores the induced voltage data corresponding to the induced voltage of the motor 2 to be driven, and the induced voltage data and the angle when the motor 2 is driven to rotate. The induced voltages Ed and Eq of the motor 2 are generated based on the frequency ω and the rotational position θ. Since the induced voltages Ed and Eq are applied to the motor 2 as the output voltages Vd and Vq, the harmonic components of the induced voltages Ed and Eq included in the output voltages Vd and Vq and the harmonic components of the actual induced voltage of the motor 2 are used. Are canceled out, and current fluctuations caused by harmonic components of the induced voltage of the motor 2 are reduced. As a result, the motor currents Iu, Iv, and Iw have sine waveforms, and fluctuations in generated torque and noise can be reduced. Further, since the voltages Xd and Xq determined according to the current deviation are added to the output voltages Vd and Vq, current feedback control for making the current deviation zero is also performed.
[0045]
The induced voltage estimation means 28 calculates induced voltage errors ΔEds, ΔEqs using the voltages Xd, Xq, currents Id, Iq, and angular frequency ω that are not affected by the harmonic component of the motor induced voltage. The angular frequency ω and the rotational position θ estimated using the induced voltage errors ΔEds and ΔEqs are accurate values with no fluctuations, and a reduction in motor efficiency due to the estimation error can be prevented.
[0046]
Therefore, the inverter device 21 of this embodiment is a motor in which a large harmonic component is included in the induced voltage, for example, a high-efficiency motor that generates a reluctance torque by embedding the permanent magnet 20 in the rotor core 19 as shown in the motor 2. It is suitable for driving. Further, since it is not affected by the harmonic component of the induced voltage, it is not necessary to add a low-pass filter, and the responsiveness can be improved.
[0047]
(Second Embodiment)
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
FIG. 5 shows the electrical configuration of the current control means of the vector control inverter apparatus by functional blocks. The same components as those in FIG. The rotational position estimation means (not shown) has the same configuration as the rotational position estimation means 23 in the first embodiment.
[0048]
In the current control means 31 of the inverter device 30, the induced voltage generating means 32 stores the three-phase induced voltage data of the motor 2, and the induced voltage data and the angular frequency ω and the rotational position input from the rotational position estimating means 23. Based on θ, the induced voltages Eu, Ev, Ew of each phase of uvw are generated.
[0049]
The voltages Xd and Xq output from the proportional integrators 11 and 12 are converted into voltage amounts on the rotational coordinates by the coordinate converter 13, and further the three-phase voltages Xu, Xv, and Xw by the two-phase / three-phase converter 33. Is converted to The adders 34, 35, and 36 add the induced voltages Eu, Ev, Ew and the voltages Xu, Xv, Xw, respectively, to obtain output voltages Vu, Vv, Vw. The subtractors 9 and 10, the proportional integrators 11 and 12, the coordinate converter 13, the two-phase / three-phase converter 33, and the adders 34, 35, and 36 constitute an output voltage determining unit 37. The output voltages Vu, Vv, and Vw are given to the PWM inverter circuit 15 as a pulse width modulation signal via the PWM generator 38 by a method such as a triangular wave comparison.
[0050]
The induced voltage generating means 32 generates three-phase induced voltages Eu, Ev, Ew by calculation based on the following equation (13). Here, K1, K2, and K3 are values obtained by dividing the coefficients E1, E5, and E7 of the equation (5) obtained by rotating the motor 2 by the angular frequency ω.
[0051]
[Equation 8]

[0052]
The present embodiment is different from the first embodiment in which the two-phase induced voltages Ed and Eq are generated in that the three-phase induced voltages Eu, Ev, and Ew are generated. Thus, a sinusoidal current can be supplied to the motor 2.
[0053]
(Third embodiment)
Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
FIG. 6 shows the electrical configuration of the vector control inverter device by functional blocks, and the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. This inverter device 39 differs from the inverter device 21 described in the first embodiment in the configuration in which a speed control loop is added and the configuration of the rotational position estimating means 40. The rotational position estimating means 40 has a simplified configuration with respect to the rotational position estimating means 23 of the first embodiment.
[0054]
In the speed control loop, the subtractor 41 calculates a deviation Δω between the command angular frequency ω 0 and the estimated angular frequency ω, and the deviation Δω is input to the proportional integrator 42 and the dq distributor 43 to determine the command currents Idr and Iqr. It has come to be.
[0055]
The induced voltage estimation means 44 of the rotational position estimation means 40 calculates the d-axis induced voltage error ΔEds according to the above-described equation (10). The angular frequency determining means 45 estimates the angular frequency ω by proportional integration calculation according to the following equation (14) using the induced voltage error ΔEds. Here, Gx and Gy are a proportional gain and an integral gain, respectively. Further, the rotational position θ can be obtained by integrating the obtained angular frequency ω.
[0056]
[Equation 9]

[0057]
Since the rotational position θ is adjusted via the angular frequency ω by the induced voltage error ΔEds, the induced voltage Ed output from the induced voltage generating unit 24 acts so as to coincide with the induced voltage on the d axis of the motor 2. As a result, the angular frequency and the rotational position of the motor 2 are obtained as the angular frequency ω and the rotational position θ, respectively.
Also in this embodiment, since the induced voltage error ΔEds does not include the harmonic component of the induced voltage of the motor 2, the angular frequency ω and the rotational position θ can be accurately estimated, and the same effect as in the first embodiment. Can be obtained.
[0058]
(Other embodiments)
In addition, this invention is not limited to each above-mentioned embodiment, The following deformation | transformation or expansion is possible.
each In the embodiment, the induced voltage generation units 24 and 32 are described as a part of the current control units 22 and 31, but the induced voltage generation units 24 and 32 may be considered as a part of the rotational position estimation units 23 and 40.
A speed control loop may be added to each of the first and second embodiments.
[0059]
In order to reduce noise from the current detection means 5 and 6, a low pass filter having a cutoff frequency close to the processing cycle is added to, for example, the angular frequency ω, the rotational position θ, the currents Id and Iq, and the voltages Xd and Xq. You may do it. The addition of this low-pass filter is not contrary to the gist of the present invention.
A motor temperature detector for detecting the temperature of the motor 2 may be provided, and the operation constants of the induced voltage generation means 24 and 32 may be temperature corrected. For example, according to the magnetic flux density temperature coefficient of the permanent magnet 20, if the detected temperature increases, K0, K1, and K2 in the equations (8) and (9) are decreased. Thereby, a more accurate induced voltage can be generated.
The induced voltage generators 24 and 32 generate the fundamental wave component and the harmonic component of the induced voltage, but only the harmonic component of the induced voltage or only the harmonic component of a specific order having a large influence on torque fluctuation is generated. You may make it do.
[0060]
【The invention's effect】
As is clear from the above description, the vector control inverter device of the present invention is generated by the induced voltage generating means for generating the induced voltage of the permanent magnet motor and the induced voltage generating means for the voltage determined according to the deviation of the current. Output voltage determining means for determining the output voltage by adding the induced voltages, the harmonic component included in the output voltage cancels out the harmonic component of the induced voltage of the permanent magnet motor, Current fluctuations due to the components are reduced and the motor current becomes a sine waveform, and fluctuations in generated torque and noise are reduced.
[0061]
Further, based on the voltage determined according to the current deviation and the d-axis current and the q-axis current, at least the induced voltage of the d-axis of the permanent magnet motor Of the fundamental component Induced voltage estimating means for obtaining error, and at least its d-axis of Induced voltage Of the fundamental component Since it is equipped with angular frequency and position determining means for determining the angular frequency and rotational position of the rotor based on the error, it is possible to estimate the accurate rotational position without using the rotational position sensor, and the motor efficiency associated with the estimation error can be estimated. Decline can be prevented.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing functional configurations of an electric configuration of a vector control inverter device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing a calculation result of a voltage with respect to a rotational position of a motor.
FIG. 3 is a diagram showing calculation results of voltage, current, and torque when driving a motor.
FIG. 4 is a diagram showing a voltage vector and a current vector of a motor.
FIG. 5 is a functional block diagram showing an electrical configuration of current control means of a vector control inverter device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a view corresponding to FIG. 1, showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a view corresponding to FIG.
FIG. 8 is a cross-sectional view of the rotor
FIG. 9 is a view corresponding to FIG.
[Explanation of symbols]
2 is a permanent magnet motor, 21, 30 and 39 are vector control inverter devices, 24 and 32 are induced voltage generating means, 27 and 37 are output voltage determining means, 28 and 44 are induced voltage estimating means, and 29 and 45 are angular frequencies. It is a decision means.

Claims (3)

In a vector control inverter device that separates the current of a permanent magnet motor having a permanent magnet on a rotor into a d-axis current parallel to the magnetic field and a q-axis current orthogonal to the current and independently controls them,
Based on the induced voltage data prepared corresponding to at least harmonic components of the induced voltage of the permanent magnet motor and the angular frequency and rotational position of the rotor, the d-axis induced voltage and the q-axis induced of the permanent magnet motor Induced voltage generating means for generating a voltage;
The d-axis is obtained by adding the d-axis induced voltage and the q-axis induced voltage generated by the induced voltage generating means to the voltage determined according to the deviation of the d-axis current and the voltage determined according to the deviation of the q-axis current, respectively. Output voltage determining means for determining the output voltage and the q-axis output voltage ;
Induced voltage estimation means for obtaining an error of at least an induced voltage fundamental wave component of the d-axis of the permanent magnet motor based on a voltage determined according to a deviation of the d-axis current and a d-axis current and a q-axis current;
An angular frequency / position determining means for determining an angular frequency and a rotational position of the rotor based on at least an error of an induced voltage fundamental wave component of the d-axis . In a vector control inverter apparatus that separates the current of a three-phase permanent magnet motor having a permanent magnet in a rotor into a d-axis current parallel to a magnetic field and a q-axis current orthogonal thereto and independently controls the current,
Based on the induced voltage data prepared corresponding to at least harmonic components of the induced voltage of the permanent magnet motor and the angular frequency and rotational position of the rotor, the three-phase induced voltage of the permanent magnet motor is generated. An induced voltage generating means;
The three-phase voltage generated by the induced voltage generating means is applied to the voltage of each phase obtained by three-phase conversion of the voltage determined according to the deviation of the d-axis current and the voltage determined according to the deviation of the q-axis current. Output voltage determining means for determining the three-phase output voltage by adding the induced voltage ;
Induced voltage estimation means for obtaining an error of at least an induced voltage fundamental wave component of the d-axis of the permanent magnet motor based on a voltage determined according to a deviation of the d-axis current and a d-axis current and a q-axis current;
An angular frequency / position determining means for determining an angular frequency and a rotational position of the rotor based on at least an error of an induced voltage fundamental wave component of the d-axis . The induced voltage estimator includes a voltage determined according to a deviation of the q-axis current and a d-axis current and a q-axis current in addition to an error of the d-axis induced voltage fundamental wave component, and a q-axis induced voltage basic Configured to determine the error of the wave component,
The angular frequency / position determining means determines an angular frequency and a rotational position of the rotor based on an error of the induced voltage fundamental wave component of the d axis and an error of the induced voltage fundamental wave component of the q axis. vector control inverter device according to claim 1 or 2, wherein it is configured.

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