JP6736339B2 - PLL frequency synthesizer - Google Patents
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Description
本発明は、PLL周波数シンセサイザに関するものである。 The present invention relates to a PLL frequency synthesizer.
一般に、PLL(Phase Locked Loop)周波数シンセサイザは、電圧制御発振器(Voltage Controlled Oscillator、VCO),位相比較部,チャージポンプおよびループフィルタを備え、これらによりループが構成されている。PLL周波数シンセサイザは、基準発振信号の周波数を定数倍した周波数を有する発振信号を出力することができる。 Generally, a PLL (Phase Locked Loop) frequency synthesizer includes a voltage controlled oscillator (VCO), a phase comparison unit, a charge pump, and a loop filter, and a loop is configured by these. The PLL frequency synthesizer can output an oscillation signal having a frequency that is a constant multiple of the frequency of the reference oscillation signal.
PLL周波数シンセサイザは以下のように動作する。電圧制御発振器に制御電圧値が入力され、この制御電圧値に応じた周波数を有する発振信号が電圧制御発振器から出力される。電圧制御発振器から出力される発振信号、または、この発振信号を分周した信号が、帰還発振信号として位相比較部に入力される。また、基準発振信号も位相比較部に入力される。位相比較部において、これら帰還発振信号と基準発振信号との位相差が検出されて、この検出された位相差を表す位相差信号が出力される。 The PLL frequency synthesizer operates as follows. A control voltage value is input to the voltage controlled oscillator, and an oscillation signal having a frequency according to this control voltage value is output from the voltage controlled oscillator. An oscillation signal output from the voltage controlled oscillator or a signal obtained by dividing the oscillation signal is input to the phase comparison unit as a feedback oscillation signal. The reference oscillation signal is also input to the phase comparison unit. The phase comparator detects the phase difference between the feedback oscillation signal and the reference oscillation signal, and outputs the phase difference signal representing the detected phase difference.
この位相差信号を入力するチャージポンプから、この位相差信号が表す位相差に応じた充放電電流が出力される。この充放電電流はループフィルタに入力される。例えば、ループフィルタは、互いに直列的に接続された抵抗器および容量素子を含み、また、これらに対して並列的に設けられた他の容量素子をも含む。ループフィルタから出力される制御電圧値が電圧制御発振器に入力される。このようにして、PLL周波数シンセサイザから、基準発振信号の周波数を定数倍した周波数を有する発振信号が出力される。 A charge pump that receives the phase difference signal outputs a charging/discharging current according to the phase difference represented by the phase difference signal. This charge/discharge current is input to the loop filter. For example, the loop filter includes a resistor and a capacitance element that are connected in series with each other, and also includes another capacitance element that is provided in parallel with the resistor and the capacitance element. The control voltage value output from the loop filter is input to the voltage controlled oscillator. In this way, the PLL frequency synthesizer outputs an oscillation signal having a frequency that is a constant multiple of the frequency of the reference oscillation signal.
このように構成されるPLL周波数シンセサイザの伝達関数は、ループフィルタの抵抗器の抵抗値および容量素子の容量値に基づく特性、電圧制御発振器の特性(制御電圧値と発振信号の周波数との間の関係)、ならびに、チャージポンプの充放電電流等に依存する。例えば、半導体基板上に抵抗器および容量素子を形成した場合、抵抗器の抵抗値は±15%程度ばらつく場合があり、容量素子の容量値は±10%程度ばらつく場合がある。このような特性のばらつきがあると、PLL周波数シンセサイザの実際の伝達関数は、設計どおりのカットオフ周波数やピーク利得を有しない場合があり、要求される仕様を満たさない場合がある。 The transfer function of the PLL frequency synthesizer configured as described above has characteristics based on the resistance value of the resistor of the loop filter and the capacitance value of the capacitive element, and the characteristics of the voltage controlled oscillator (between the control voltage value and the frequency of the oscillation signal). Relationship), and the charge/discharge current of the charge pump. For example, when a resistor and a capacitance element are formed on a semiconductor substrate, the resistance value of the resistor may vary by about ±15%, and the capacitance value of the capacitance element may vary by about ±10%. If there is such variation in characteristics, the actual transfer function of the PLL frequency synthesizer may not have the cutoff frequency or peak gain as designed, and may not meet the required specifications.
このような問題点を解消することを意図した発明が特許文献1,2に開示されている。特許文献1に開示された発明は、電圧制御発振器に入力される制御電圧値を監視し、その制御電圧値と参照電圧値とを比較して、その比較結果に基づいてチャージポンプの出力電流や電圧制御発振器の特性を調整する。特許文献2に開示された発明は、電圧制御発振器から出力される発振信号を分周して帰還発振信号を生成する分周器を用いて、電圧制御発振器の特性を調整する。
Inventions intended to solve such problems are disclosed in
特許文献1に開示された発明では、抵抗器等の特性のばらつきにより参照電圧値がばらつく場合があり、その参照電圧値のばらつきが調整結果に影響を与えるので、PLL周波数シンセサイザの実際の伝達関数を設計どおりにすることは容易でない。
In the invention disclosed in
特許文献2に開示された発明では、分周器を用いて電圧制御発振器の特性を調整するので、その調整により発振信号の周波数が変化してしまう。分周器において実現できない分周比に設定する必要が生じる場合がある。また、出力される発振信号の周波数を基準発振信号の周波数と同一にしたい場合には、調整の為に分周器を挿入することにより発振信号の周波数が変動してしまう。 In the invention disclosed in Patent Document 2, since the characteristics of the voltage controlled oscillator are adjusted by using the frequency divider, the frequency of the oscillation signal changes due to the adjustment. It may be necessary to set a frequency division ratio that cannot be realized by the frequency divider. If the frequency of the output oscillation signal is to be the same as the frequency of the reference oscillation signal, the frequency of the oscillation signal fluctuates by inserting a frequency divider for adjustment.
本発明は、上記問題点を解消する為になされたものであり、所望の伝達関数を容易に実現することができるPLL周波数シンセサイザを提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to provide a PLL frequency synthesizer that can easily realize a desired transfer function.
本発明のPLL周波数シンセサイザは、(1) 制御電圧値を入力し、この制御電圧値に応じた周波数を有する発振信号を出力する電圧制御発振器と、(2) 電圧制御発振器から出力される発振信号または該発振信号を分周した信号を帰還発振信号として入力するとともに、基準発振信号をも入力し、これら帰還発振信号と基準発振信号との間の位相差を検出して、この位相差を表す位相差信号を出力する位相比較部と、(3) 位相比較部から出力される位相差信号を入力して、この位相差信号が表す位相差に応じた充放電電流を出力するチャージポンプと、(4) チャージポンプから出力される充放電電流を入力して充放電される容量素子を含み、この充放電量に応じて増減される制御電圧値を電圧制御発振器へ出力するループフィルタと、(5) 制御電圧値を所定値に設定する設定部と、(6) チャージポンプから出力される充放電電流がループフィルタに入力されたときの制御電圧値の変化速度を検出する検出部と、(7) 検出部による検出結果に基づいて、チャージポンプから出力される充放電電流、ループフィルタの特性または電圧制御発振器の特性を調整することにより、検出部により検出される制御電圧値の変化速度を所望値に設定して、オープンループ特性におけるループフィルタの積分項を所望値とする制御部と、を備える。設定部が、ボルテージフォロア構成の第1アンプとスイッチとを含み、第1アンプの出力端からスイッチを介して出力される電圧値V1に制御電圧値を設定する。検出部が、制御電圧値と電圧値V2とを入力する第2アンプを含み、第2アンプにより制御電圧値と電圧値V2との比較に基づいて制御電圧値の変化速度を検出する。第1アンプと第2アンプとが、互いに同じオフセット特性を有する。 The PLL frequency synthesizer of the present invention includes (1) a voltage control oscillator that inputs a control voltage value and outputs an oscillation signal having a frequency corresponding to the control voltage value, and (2) an oscillation signal output from the voltage control oscillator. Alternatively, a signal obtained by dividing the oscillation signal is input as a feedback oscillation signal, and a reference oscillation signal is also input, and a phase difference between the feedback oscillation signal and the reference oscillation signal is detected and the phase difference is represented. A phase comparison unit that outputs a phase difference signal, and (3) a phase difference signal output from the phase comparison unit is input, and a charge pump that outputs a charge/discharge current according to the phase difference represented by this phase difference signal, (4) A loop filter that includes a capacitive element that is charged and discharged by inputting the charging/discharging current output from the charge pump, and that outputs a control voltage value that is increased or decreased according to this charging/discharging amount to the voltage controlled oscillator 5) a setting unit the control voltage value is set to a predetermined value, a detecting unit for detecting the speed of change of the control voltage value when charge and discharge current is input to the loop filter output from (6) charge pump, ( 7) Adjust the charge/discharge current output from the charge pump, the characteristics of the loop filter, or the characteristics of the voltage-controlled oscillator based on the detection result of the detector to determine the rate of change of the control voltage value detected by the detector. A control unit that sets a desired value and sets the integral term of the loop filter in the open loop characteristic to a desired value. The setting unit includes a first amplifier having a voltage follower configuration and a switch, and sets the control voltage value to the voltage value V1 output from the output end of the first amplifier via the switch. The detection unit includes a second amplifier that inputs the control voltage value and the voltage value V2, and the second amplifier detects the changing speed of the control voltage value based on the comparison between the control voltage value and the voltage value V2. The first amplifier and the second amplifier have the same offset characteristic.
本発明において、検出部が基準発振信号を用いて制御電圧値の変化速度を検出するのが好適である。 In the present invention, it is preferable that the detection unit uses the reference oscillation signal to detect the changing speed of the control voltage value.
本発明において、チャージポンプが、並列的に設けられた複数の電流源を含み、制御部が、チャージポンプの複数の電流源のうち使用する電流源の個数を変更することで、チャージポンプから出力される充放電電流を調整するのが好適である。ループフィルタが、チャージポンプから出力される充放電電流を第1端に入力する抵抗器と、この抵抗器の第2端に接続された容量素子とを含み、検出部が、抵抗器の第1端または第2端の電位を監視して、制御電圧値の変化速度を検出するのが好適である。また、ループフィルタが、チャージポンプから出力される充放電電流を第1端に入力する抵抗器と、この抵抗器の第2端に接続された容量素子とを含み、設定部が、抵抗器の第1端または第2端の電位を所定値に設定し、検出部が、抵抗器の第1端または第2端の電位を監視して、制御電圧値の変化速度を検出するのも好適である。 In the present invention, the charge pump includes a plurality of current sources provided in parallel, and the control unit changes the number of current sources to be used among the plurality of current sources of the charge pump to output the charge pump. It is preferable to adjust the charging/discharging current. The loop filter includes a resistor for inputting the charging/discharging current output from the charge pump to the first end, and a capacitive element connected to the second end of the resistor, and the detection unit includes the first resistor of the resistor. It is preferable to monitor the potential at the end or the second end to detect the rate of change of the control voltage value. Further, the loop filter includes a resistor for inputting the charging/discharging current output from the charge pump to the first end, and a capacitive element connected to the second end of the resistor, and the setting unit includes the resistor of the resistor. It is also preferable that the potential of the first end or the second end is set to a predetermined value, and the detection unit monitors the potential of the first end or the second end of the resistor to detect the changing speed of the control voltage value. is there.
本発明において、ループフィルタが、第1容量素子と、この第1容量素子の容量値より大きい容量値を有する第2容量素子と、第1容量素子と第2容量素子とを互いに並列的に接続するためのスイッチとを含み、スイッチにより第2容量素子が切り離された状態で、検出部が制御電圧値の変化速度を検出して制御部が調整を行い、制御部による調整の後、スイッチにより第2容量素子を第1容量素子に対して並列的に接続するのが好適である。 In the present invention, the loop filter connects the first capacitance element, the second capacitance element having a capacitance value larger than the capacitance value of the first capacitance element, the first capacitance element and the second capacitance element in parallel to each other. And a switch for disconnecting the second capacitive element by the switch, the detection unit detects the changing speed of the control voltage value and the control unit performs the adjustment. It is preferable to connect the second capacitance element in parallel with the first capacitance element.
本発明において、チャージポンプとして第1チャージポンプおよび第2チャージポンプを備え、ループフィルタが、第1チャージポンプの出力端に接続された容量素子と、この容量素子の電圧値に応じた電圧値を出力するアンプと、このアンプの出力端と接続された第1端および第2チャージポンプの出力端に接続された第2端を有する抵抗器とを含み、第2端から制御電圧値を電圧制御発振器へ出力し、制御部が、第1チャージポンプから出力される充放電電流を調整するのが好適である。 In the present invention, a first charge pump and a second charge pump are provided as charge pumps, and the loop filter sets a capacitance element connected to the output terminal of the first charge pump and a voltage value corresponding to the voltage value of the capacitance element. An amplifier for outputting and a resistor having a first end connected to the output end of the amplifier and a second end connected to the output end of the second charge pump are included, and the control voltage value is voltage-controlled from the second end. It is preferable that the control unit adjusts the charge/discharge current output to the oscillator and output from the first charge pump.
本発明において、電圧制御発振器が、制御電圧値に応じて変化する容量値を有する容量素子を含み、この容量素子の容量値に応じた周波数を有する発振信号を出力するLC-VCOタイプのものであり、制御部が、制御電圧値に対する容量素子の容量値の依存性を変更することで電圧制御発振器の特性を調整するのが好適である。 In the present invention, the voltage-controlled oscillator is of the LC-VCO type that includes a capacitance element having a capacitance value that changes according to the control voltage value and outputs an oscillation signal having a frequency according to the capacitance value of the capacitance element. Therefore, it is preferable that the control unit adjusts the characteristic of the voltage controlled oscillator by changing the dependency of the capacitance value of the capacitance element on the control voltage value.
本発明において、電圧制御発振器が、複数個のインバータ回路をリング状に接続した構成を有し、これらインバータ回路に供給される電流に応じた周波数の発振信号を出力するRing-VCOタイプのものであり、制御部が、制御電圧値に対するインバータ回路への電流供給量の依存性を変更することで電圧制御発振器の特性を調整するのが好適である。 In the present invention, the voltage-controlled oscillator is of a Ring-VCO type that has a configuration in which a plurality of inverter circuits are connected in a ring shape and outputs an oscillation signal of a frequency according to the current supplied to these inverter circuits. Therefore, it is preferable that the control unit adjusts the characteristic of the voltage controlled oscillator by changing the dependency of the current supply amount to the inverter circuit on the control voltage value.
本発明のPLL周波数シンセサイザは、PLLのパラメータ(例えば、抵抗値、容量値、チャージポンプの電流等)が製造ばらつきによって所望の値にならなくても、所望の伝達関数を容易に実現することができる。 The PLL frequency synthesizer of the present invention can easily realize a desired transfer function even if the parameters of the PLL (eg, resistance value, capacitance value, current of charge pump, etc.) do not reach a desired value due to manufacturing variations. it can.
以下、添付図面を参照して、本発明を実施するための形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。本発明は、これらの例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. In the description of the drawings, the same elements will be denoted by the same reference symbols, without redundant description. The present invention is not limited to these exemplifications, but is defined by the scope of the claims, and is intended to include meanings equivalent to the scope of the claims and all modifications within the scope.
図1は、PLL周波数シンセサイザ1の構成を示す図である。PLL周波数シンセサイザ1は、基準発振器10、位相比較部20、チャージポンプ30、ループフィルタ40、電圧制御発振器50、分周器60、設定部70、検出部80および制御部90を備える。
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a
基準発振器10は、例えば水晶振動子を含み、高精度に安定化された一定周波数の基準発振信号を位相比較部20へ出力する。位相比較部20は、この基準発振信号を入力する。また、位相比較部20は、分周器60から出力される帰還発振信号を入力する。位相比較部20は、これら帰還発振信号と基準発振信号との間の位相差を検出して、この位相差を表す位相差信号をチャージポンプ30へ出力する。位相差信号は、基準発振信号および帰還発振信号のうち何れの信号の位相が進んでいるかを表す。
The
チャージポンプ30は、位相比較部20から出力される位相差信号を入力して、この位相差信号が表す位相差に応じた充放電電流をループフィルタ40へ出力する。チャージポンプ30からループフィルタ40へ出力へ出力される充放電電流は、基準発振信号および帰還発振信号のうち何れの信号の位相が進んでいるかに応じて極性が異なる。ループフィルタ40は、チャージポンプ30から出力される充放電電流を入力して充放電される容量素子を含み、この充放電量に応じて増減される制御電圧値を電圧制御発振器50へ出力する。ループフィルタ40は、容量素子の他に抵抗器をも含む。
The
電圧制御発振器50は、ループフィルタ40から出力される制御電圧値を入力し、この制御電圧値に応じた周波数を有する発振信号を出力する。分周器60は、電圧制御発振器50から出力される発振信号を入力し、この発振信号をN分周して帰還発振信号を生成し、この帰還発振信号を位相比較部20へ出力する。
The voltage controlled
位相比較部20、チャージポンプ30、ループフィルタ40、電圧制御発振器50および分周器60はループを構成している。このループにおいて、位相比較部20に入力される基準発振信号と帰還発振信号との位相差が小さくなるように、チャージポンプ30からループフィルタ40へ充放電電流が入力される。そして、このループの動作が安定した状態では、電圧制御発振器50から出力される発振信号は、基準発振信号の周波数をN倍した周波数を有する。なお、分周器60は設けられなくてもよく、この場合には、電圧制御発振器50から出力される発振信号は、基準発振信号の周波数と同じ周波数を有する。
The
設定部70、検出部80および制御部90の詳細については後述する。
Details of the
図2は、PLL周波数シンセサイザ1の位相領域モデルを示す図である。PLL周波数シンセサイザ1のオープンループ特性H(s)は下記(1)式で表される。Kvcoは、電圧制御発振器50の特性(制御電圧値に対する発振信号の周波数の依存性)を示す。Kpは、ループフィルタ40の比例項であり、下記(2)式で表される。Kiは、ループフィルタ40の積分項であり、下記(3)式で表される。Rは、ループフィルタ40の抵抗器の抵抗値である。Cは、ループフィルタ40の容量素子の容量値である。
FIG. 2 is a diagram showing a phase domain model of the
Icppは、チャージポンプ30からループフィルタ40に与えられる充放電電流Icpのうち比例項に寄与する電流である。Icpiは、チャージポンプ30からループフィルタ40に与えられる充放電電流Icpのうち積分項に寄与する電流である。通常は下記(4)式の関係があるとしてよい。
Icpp is a current that contributes to the proportional term of the charging/discharging current Icp given from the
一般に、チャージポンプ30から出力される電流は、BGR(Band Gap Reference)ブロックから供給される電圧値Vrefに基づいて生成される。チャージポンプ30からループフィルタ40に与えられる充放電電流Icpは下記(5)式で表される。
Generally, the current output from the
この(5)式を用いると、上記(2)式は下記(6)式となる。この(6)式から分るように、ループフィルタ40の比例項Kpは、抵抗値Rおよび容量値Cの何れにも依存しない。BGRブロックから供給される電圧値Vrefは安定性に優れているので、ループフィルタ40の比例項Kpは安定性に優れる。
Using this equation (5), the above equation (2) becomes the following equation (6). As can be seen from the equation (6), the proportional term Kp of the
また、上記(5)式を用いると、上記(3)式は下記(7)式となる。この(7)式から分るように、ループフィルタ40の積分項Kiは、抵抗値Rおよび容量値Cの双方に依存する。したがって、抵抗値Rまたは容量値Cがばらつくと、ループフィルタ40の積分項Kiも変動する。
Further, using the above equation (5), the above equation (3) becomes the following equation (7). As can be seen from the equation (7), the integral term Ki of the
このように抵抗値Rまたは容量値Cがばらつくことに因りPLL周波数シンセサイザ1のオープンループ特性H(s)が変動すると、PLL周波数シンセサイザ1の実際の伝達関数は、設計どおりのカットオフ周波数やピーク利得を有しない場合があり、要求される仕様を満たさない場合がある。このような問題点を解消する為に、本実施形態のPLL周波数シンセサイザ1は、設定部70、検出部80および制御部90を備えて、所望の伝達関数の実現の容易化を図る。
When the open-loop characteristic H(s) of the
検出部80は、チャージポンプ30から出力される一定の電流がループフィルタ40に入力されたときの制御電圧値の変化速度を検出する。検出部80は、任意の2つの時刻t1,t2それぞれにおける制御電圧値V1,V2を計測してもよい。検出部80は、設定部70が時刻t1に制御電圧値を初期値V1に設定した後に制御電圧値が所定のΔVだけ変化してV2になる時刻t2を計測してもよい。また、検出部80は、設定部70が制御電圧値を初期値V1に設定した時刻t1から一定時間Δtだけ経過した後の時刻t2における制御電圧値V2を計測してもよい。何れの場合にも、制御電圧値の変化速度ΔV/Δtは下記(8)式で表される。
The
制御部90は、PLL周波数シンセサイザ1の全体の動作を制御する。特に、制御部90は、検出部80による検出結果に基づいて、チャージポンプ30から出力される充放電電流Icp、ループフィルタ40の特性(特に抵抗器の抵抗値Rおよび容量素子の容量値Cに基づく特性)、または、電圧制御発振器50の特性Kvco(制御電圧値に対する発振信号の周波数の依存性)を調整する。
The
図3は、PLL周波数シンセサイザ1の制御部90による調整動作の一例を説明する図である。この図において、横軸は時刻を示し、縦軸は制御電圧値を示す。また、この図において、3つの直線A,B、Cそれぞれは、互いに異なる制御電圧値の変化速度を示している。直線Aが示す制御電圧値の変化速度が好ましい場合であるとすると、これに対して、直線Bが示す制御電圧値の変化速度は遅く、直線Cが示す制御電圧値の変化速度は速い。制御部90は、直線Aが示す好ましい制御電圧値の変化速度となるように調整を行う。
FIG. 3 is a diagram illustrating an example of the adjustment operation by the
PLL周波数シンセサイザ1の制御部90による調整動作の一例は以下のとおりである。第1ステップにおいて、制御部90は、設定部70により制御電圧値をV1に設定させる。続く第2ステップにおいて、制御部90は、一定時間Δtに亘って、位相比較部20から位相差信号を出力させて、チャージポンプ30から出力される一定電流Icpをループフィルタ40に供給させる。最初に行う第2ステップでは電流量を設定可能な最小値とする。
An example of the adjusting operation by the
続く第3ステップにおいて、制御部90は、第2ステップ終了後に検出部80が計測した制御電圧値を取得する。そして、第4ステップにおいて、制御部90は、第3ステップで計測された制御電圧値が所定値V2を超えていないと判断した場合には、電流Icpの設定値を増加させて第1ステップ以降を繰り返す。制御部90は、第3ステップで計測された制御電圧値が所定値V2を超えたと判断した場合には調整動作を終了する。
In the subsequent third step, the
この動作例では電流Icpの初期値を設定可能な最小値として次第に電流Icpを増加させていったが、これに限られない。電流Icpの初期値を設定可能な最大値として次第に電流Icpを減少させていってもよい。また、電流Icpの初期値を任意の値として、この初期値のときに第3ステップで計測された制御電圧値が所定値V2未満であれば次第に電流Icpを増加させていき、この初期値のときに第3ステップで計測された制御電圧値が所定値V2超であれば次第に電流Icpを減少させていってもよい。 In this operation example, the initial value of the current Icp is set to the minimum value that can be set and the current Icp is gradually increased, but the present invention is not limited to this. The current Icp may be gradually decreased by setting the initial value of the current Icp to the maximum value that can be set. Further, if the initial value of the current Icp is set to an arbitrary value and the control voltage value measured in the third step is less than the predetermined value V2 at this initial value, the current Icp is gradually increased. Sometimes, if the control voltage value measured in the third step exceeds the predetermined value V2, the current Icp may be gradually decreased.
チャージポンプ30からループフィルタ40に電流を供給する時間Δtは、基準発振器10から出力される基準発振信号(または、周波数が安定した他の信号)のパルスを計数するカウンタを用いて監視することができる。すなわち、時間Δtは、カウンタによる計数値Mと基準発振信号の周波数Fとから下記(9)式により求めることができる。
The time Δt at which the current is supplied from the
チャージポンプ30からループフィルタ40に供給される電流Icpiは、チャージポンプ30からループフィルタ40に電流を供給する時間Δt、制御電圧値の初期値V1と調整終了時の所定値V2との電圧差ΔV、および、ループフィルタ40の容量素子の容量値Cを用いて、下記(10)で表される。この(10)式を用いると、上記(3)式は下記(11)式となる。
The current Icpi supplied from the
電圧差ΔVは、BGRブロックにより生成されるので、ばらつきが小さい。時間Δtは、基準発振器10から出力される基準発振信号を用いて求められるので、ばらつきが小さい。(11)式は、抵抗値Rおよび容量値Cの何れにも依存しない。電流Icpiを調整することで、制御電圧値の変化速度を所望値に設定することができ、積分項Kiを所望値とすることができる。
Since the voltage difference ΔV is generated by the BGR block, the variation is small. Since the time Δt is obtained by using the reference oscillation signal output from the
図4は、設定部70および検出部80の構成例を示す図である。設定部70は、アンプ71およびスイッチ72を含む。アンプ71は、2つの入力端および1つの出力端を有し、一方の入力端に電圧値V1が入力され、他方の入力端が出力端に接続されている。アンプ71は、ボルテージフォロワ構成となっている。スイッチ72の第1端はアンプ71の出力端に接続され、スイッチ72の第2端は制御電圧値をV1に設定すべき箇所に接続されている。スイッチ72の開閉動作は、制御部90から出力されるVCFIXp信号により制御される。
FIG. 4 is a diagram showing a configuration example of the
検出部80は、アンプ81を含む。アンプ81は、2つの入力端および1つの出力端を有し、一方の入力端に電圧値V2が入力され、他方の入力端に制御電圧値が入力され、出力端からVCH信号を制御部90へ出力する。アンプ81は、制御電圧値がV2以下であればVCH信号をローレベルとし、制御電圧値がV2超であればVCH信号をハイレベルとする。
The
制御部90は、VCFIXp信号により設定部70のスイッチ72を一定期間だけオン状態とすることで、制御電圧値を初期値V1に設定する。制御部90は、時刻t1にスイッチ72をオフ状態に転じ、その後の時刻t2に検出部80のアンプ81から出力されるVCH信号のレベルを検出する。制御部90は、このVCH信号のレベルに基づいて、制御電圧値の変化速度が目標値に対して大きいか小さいかを求めることができる。
The
図5は、チャージポンプ30の構成例を示す図である。チャージポンプ30は、電流源311〜31K、電流源321〜32K、スイッチ331〜33K、スイッチ341〜34K、スイッチ35およびスイッチ36を含む。Kは2以上の整数であり、kは1以上K以下の各整数である。
FIG. 5 is a diagram showing a configuration example of the
電流源31kとスイッチ33kとは、互いに直列的に接続されて高電位の電源電位とスイッチ35との間に設けられている。電流源32kとスイッチ34kとは、互いに直列的に接続されて低電位の接地電位とスイッチ36との間に設けられている。スイッチ35とスイッチ36との接続点がループフィルタ40に接続されている。
The current source 31 k and the switch 33 k are connected in series with each other and are provided between the high-potential power supply potential and the
スイッチ331〜33Kおよびスイッチ341〜34Kそれぞれの開閉状態は、制御部90から出力されるCPSetting信号により設定される。スイッチ35およびスイッチ36それぞれの開閉動作は、位相比較部20から出力される位相差信号(UP信号、DOWN信号)により制御される。スイッチ35およびスイッチ36は、同時にオン状態となることはない。
The open/closed state of each of the switches 33 1 to 33 K and the switches 34 1 to 34 K is set by the CPSetting signal output from the
スイッチ35がオン状態であるとき、ループフィルタ40の容量素子は充電される。そのときの充電量は、スイッチ331〜33Kのうちオン状態となっているスイッチの個数に応じたものとなる。また、スイッチ36がオン状態であるとき、ループフィルタ40の容量素子は放電される。そのときの放電量は、スイッチ341〜34Kのうちオン状態となっているスイッチの個数に応じたものとなる。
When the
制御部90は、CPSetting信号により、スイッチ331〜33Kのうちオン状態であるスイッチの個数を調整するとともに、スイッチ341〜34Kのうちオン状態であるスイッチの個数を調整することで、チャージポンプ30からループフィルタ40に与えられる充放電電流Icpを調整することができる。
The
図6は、ループフィルタ40の構成例を示す図である。この図に示されるループフィルタ40は、抵抗器41および容量素子42を含む。抵抗器41の第1端は、チャージポンプ30から出力される充放電電流を入力する。抵抗器41の第2端は、容量素子42と接続されている。このような構成のループフィルタ40において、設定部70は、抵抗器41の第2端(抵抗器41と容量素子42との接続点)を初期値V1に設定し、検出部80は、抵抗器41の第2端の電圧値を制御電圧値として検出するのが好適である。
FIG. 6 is a diagram showing a configuration example of the
抵抗器41の抵抗値が可変であれば、制御部90は、この抵抗値を調整することで、ループフィルタ40の特性を調整することができる。また、容量素子42の容量値が可変であれば、制御部90は、この容量値を調整することで、ループフィルタ40の特性を調整することができる。
If the resistance value of the
なお、図16に示されるように、設定部70は、抵抗器41の第2端を初期値V1に設定し、検出部80は、抵抗器41の第1端の電圧値を制御電圧値として検出してもよい。図17に示されるように、設定部70は、抵抗器41の第1端を初期値V1に設定し、検出部80は、抵抗器41の第2端の電圧値を制御電圧値として検出してもよい。また、図18に示されるように、設定部70は、抵抗器41の第1端を初期値V1に設定し、検出部80は、抵抗器41の第1端の電圧値を制御電圧値として検出してもよい。
As shown in FIG. 16, the setting
図7は、ループフィルタ40の他の構成例を示す図である。この図に示されるループフィルタ40は、抵抗器41および容量素子42に加えて、容量素子43およびスイッチ44を含む。スイッチ44は、抵抗器41と容量素子42との接続点と容量素子43との間に設けられている。スイッチ44がオン状態であるとき、容量素子42と容量素子43とは互いに並列的に接続された状態となる。容量素子43の容量値は容量素子42の容量値より大きい。
FIG. 7 is a diagram showing another configuration example of the
スイッチ44の開閉状態は、制御部90から出力される信号により設定される。スイッチ44がオフ状態であるときループフィルタ40の容量値は小さく、スイッチ44がオン状態であるときループフィルタ40の容量値は大きくなる。制御部90は、スイッチ44をオフ状態として調整を行い、その調整終了後にスイッチ44をオン状態とする。
The open/closed state of the
図7に示されるループフィルタ40の構成は以下のような場合に有用である。すなわち、入力ジッタの影響を低減するためには、ループフィルタのカットオフ周波数を低くすることが好ましく、その場合、容量値が大きい容量素子を用いることになる。ループフィルタの容量値が大きいと、制御電圧値の変化速度が遅くなり、制御電圧値が初期値V1からV2までΔVだけ変化するのに要する時間Δtが長くなる。例えば、ΔVを0.5Vとし、容量値を220pFとし、チャージポンプから出力される電流Icpを20μAとする。このとき、時間Δtは5.5μsとなる。5.5μsもの長時間に亘って計数を行うカウンタの回路規模は大きい。抵抗器および容量素子を用いたアナログ回路により時間計測を行うことも可能であるが、抵抗器や容量値のばらつきが数十%あるので、現実的でない。
The configuration of the
このような場合に、調整に要する時間の短縮を図る為に、調整を行う際にはスイッチ44をオフ状態として容量値を小さくすることで、調整時間の短縮化(例えば数十nsに短縮化)を図る。そして、調整が終了した後にスイッチ44をオン状態として容量値を大きくすることで、入力ジッタの影響を低減することができる。
In such a case, in order to reduce the time required for the adjustment, the adjustment time is shortened (for example, to several tens of nanoseconds) by turning off the
図8は、ループフィルタ40の更に他の構成を示す図である。この図に示される構成では、チャージポンプとして第1チャージポンプ30Aおよび第2チャージポンプ30Bが設けられている。ループフィルタ40は、容量素子45、アンプ46および抵抗器47を含む。
FIG. 8 is a diagram showing still another configuration of the
容量素子45は、第1チャージポンプ30Aの出力端と接地電位端との間に設けられている。アンプ46は、2つの入力端および1つの出力端を有し、一方の入力端に容量素子45の電圧値が入力され、他方の入力端が出力端に接続されている。アンプ46は、ボルテージフォロワ構成となっている。アンプ46は、容量素子45の電圧値に応じた電圧値を出力端から出力する。抵抗器47の第1端はアンプ46の出力端と接続され、抵抗器47の第2端は第2チャージポンプ30Bの出力端に接続されている。この抵抗器47の第2端の電位が制御電圧値として電圧制御発振器50へ出力される。
The
第1チャージポンプ30Aは、ループフィルタ40の積分項に寄与する充放電電流を出力する。第2チャージポンプ30Bは、ループフィルタ40の比例項に寄与する充放電電流を出力する。制御部90は、第1チャージポンプ30Aから出力される充放電電流を調整する。
The
また、抵抗器47の抵抗値が可変であれば、制御部90は、この抵抗値を調整することで、ループフィルタ40の特性を調整することができる。また、容量素子45の容量値が可変であれば、制御部90は、この容量値を調整することで、ループフィルタ40の特性を調整することができる。
If the resistance value of the
制御部90は、電圧制御発振器50の特性Kvcoを調整してもよい。電圧制御発振器50がLC-VCOタイプのものである場合、すなわち、制御電圧値に応じて変化する容量値を有する容量素子を含み、この容量素子の容量値に応じた周波数を有する発振信号を出力するタイプのものである場合、制御部90は、制御電圧値に対する容量素子の容量値の依存性を変更することで電圧制御発振器50の特性を調整することができる。この容量素子は、バラクタであってもよいし、MOSトランジスタのドレインとソースとが互いに接続された構成を有するものであってもよい。容量素子の容量値の調整は、直列的に接続された容量素子およびスイッチを1組として複数組を並列的に設けて、複数のスイッチのうちオン状態のスイッチの個数を調整することで可能である。
The
電圧制御発振器がRing-VCOタイプのものである場合、すなわち、複数個のインバータ回路をリング状に接続した構成を有し、これらインバータ回路に供給される電流に応じた周波数の発振信号を出力するタイプのものである場合、制御部90は、制御電圧値に対するインバータ回路への電流供給量の依存性を変更することで電圧制御発振器50の特性を調整することができる。
When the voltage controlled oscillator is of the Ring-VCO type, that is, it has a configuration in which a plurality of inverter circuits are connected in a ring shape and outputs an oscillation signal of a frequency according to the current supplied to these inverter circuits. In the case of the type, the
本実施形態では、チャージポンプ30から出力される充放電電流がループフィルタ40に入力されたときの制御電圧値の変化速度を検出部80により検出し、この検出結果に基づいて、チャージポンプ30から出力される充放電電流、ループフィルタ40の特性または電圧制御発振器50の特性を制御部90により調整するので、所望の伝達関数を容易に実現することができる。
In the present embodiment, the changing speed of the control voltage value when the charging/discharging current output from the
すなわち、特許文献1に開示された発明では、制御電圧値と1つの参照電圧値との比較結果に基づいて調整を行うので、抵抗器等の特性のばらつきにより参照電圧値がばらつくと、その参照電圧値のばらつきが調整結果に影響を与えることになり、PLL周波数シンセサイザの実際の伝達関数を設計どおりにすることは容易でない。これに対して、本実施形態では、抵抗器等の特性のばらつきにより電圧値V1,V2がばらついたとしても、そのばらつきは制御電圧値の変化速度(ΔV/Δt)に影響を与えないので、所望の伝達関数を容易に実現することができる。本実施形態では、設定部70のアンプ71と検出部80のアンプ81とを互いに同じ特性のものとすることができるので、これらアンプのオフセットの影響も抑制される。
That is, in the invention disclosed in
また、特許文献2に開示された発明では、分周器を用いて電圧制御発振器の特性を調整することによる問題が生じる。これに対して、本実施形態では、分周器を用いることなく調整することができるので、分周器が設けられない構成であっても、所望の伝達関数を容易に実現することができる。 Further, in the invention disclosed in Patent Document 2, there is a problem caused by adjusting the characteristics of the voltage controlled oscillator using the frequency divider. On the other hand, in the present embodiment, since the adjustment can be performed without using the frequency divider, it is possible to easily realize a desired transfer function even if the frequency divider is not provided.
次に、本実施形態のPLL周波数シンセサイザ1における制御部90による制御について詳細に説明する。ここでは、図1,図4および図5に示される構成においてチャージポンプ30の充放電電流Icpを調整する場合の制御部90による制御の一態様について説明する。図9〜図15は、制御部90による制御を説明するステートマシンを説明する図である。
Next, the control by the
制御部90による制御は、4つのステートマシンSCPCC、SCPCCNT、SCPCTLおよびSCSGを有する。ステートマシンSCPCCは、調整動作の全体を統括するものであり、設定部70および検出部80それぞれの動作を制御する。ステートマシンSCPCCNTは、カウンタの計数動作を制御する。ステートマシンSCPCTLは、チャージポンプ30の電流出力動作を制御する。ステートマシンSCSGは、調整動作の終了を判定する。
The control by the
図9は、ステートマシンSCPCCを示す図である。図10は、ステートマシンSCPCCにおける各ステートでの出力設定を纏めた表である。ステートマシンSCPCCは、4つのステートWAIT、CAL、FINおよびTMPを有する。WAITステートにおいて変数FCNTが値0であれば、WAITステートに留まり、VCFIXp信号がハイレベルとなり、設定部70のスイッチ72がオン状態となって、制御電圧値が初期値V1に設定される。
FIG. 9 is a diagram showing the state machine SCPCC. FIG. 10 is a table summarizing the output settings in each state in the state machine SCPCC. The state machine SCPCC has four states WAIT, CAL, FIN and TMP. If the variable FCNT has a
WAITステートにおいて変数FCNTが値1であれば、WAITステートからCALステートに遷移し、PFDENp信号がハイレベルとなり、位相比較部20から位相差信号が出力されて、チャージポンプ30から出力される一定電流Icpがループフィルタ40に供給される。CALステートにおいて変数CALAGAINが値1であれば、CALステートからWAITステートに遷移する。CALステートにおいて変数CALDNEが値1であれば、CALステートからFINステートに遷移する。FINステートでは、VCFIXp信号およびPFDENp信号の双方がローレベルとなり、通常動作となる。
When the variable FCNT has a value of 1 in the WAIT state, the WAIT state is transited to the CAL state, the PFDENp signal becomes high level, the phase difference signal is output from the
図11は、ステートマシンSCPCCNTを示す図である。図12は、ステートマシンSCPCCNTにおける各ステートでの出力設定を纏めた表である。ステートマシンSCPCCNTは、WAITステートまたはCALステートにおいて、カウンタの計数動作を制御する。その計数値が既定数Mでないとき、FCNT変数が値0となる。計数値が既定数Mに達したときに、FCNT変数が値1となり、ステートが遷移する。また、計数値が既定数Mに達した後、計数値が0に初期化される。
FIG. 11 is a diagram showing a state machine SCPCCNT. FIG. 12 is a table summarizing output settings in each state in the state machine SCPCCNT. The state machine SCPCCNT controls the counting operation of the counter in the WAIT state or the CAL state. When the count value is not the predetermined number M, the FCNT variable has the
図13は、ステートマシンSCPCTLを示す図である。ステートマシンSCPCTLは、CALステートにおいて、検出部80から出力されるVCH信号の値に基づいて、チャージポンプ30の電流Icp出力動作を制御する。すなわち、VCH信号が値0であれば、制御電圧値の変化速度が遅い(すなわち、電流Icpが少ない)と判断されて、電流Icpが増加される。VCH信号が値1であれば、制御電圧値の変化速度が速い(すなわち、電流Icpが多い)と判断されて、電流Icpが減少される。
Figure 13 is a diagram showing a scan te Tomashin SCPCTL. Scan Te Tomashin SCPCTL, in CAL state, based on the value of VCH signal output from the detecting
図14は、ステートマシンSCSGを示す図である。図15は、ステートマシンSCSGにおける各ステートでの出力設定を纏めた表である。ステートマシンSCSGは、調整動作の終了を判定する。 FIG. 14 is a diagram showing the state machine SCSG. FIG. 15 is a table summarizing output settings in each state in the state machine SCSG. The state machine SCSG determines the end of the adjustment operation.
INITステートにおいてVCH信号が値0であれば、UPステートに遷移し、CALAGAIN信号がハイレベルとなる。UPステートにおいてVCH信号が値0であれば、UPステートに留まり、CALAGAIN信号がハイレベルとなる。UPステートにおいてVCH信号が値1であれば、DNEステートに遷移し、CALDNE信号がハイレベルとなる。 If the VCH signal has a value of 0 in the INIT state, the state transitions to the UP state and the CALAGAIN signal becomes high level. If the VCH signal has a value of 0 in the UP state, the CALAGAIN signal remains at the high level and remains in the UP state. If the VCH signal has a value of 1 in the UP state, the state transitions to the DNE state, and the CALDNE signal becomes high level.
INITステートにおいてVCH信号が値1であれば、DNステートに遷移し、CALAGAIN信号がハイレベルとなる。DNステートにおいてVCH信号が値1であれば、DNステートに留まり、CALAGAIN信号がハイレベルとなる。DNステートにおいてVCH信号が値0であれば、DNEステートに遷移し、CALDNE信号がハイレベルとなる。 If the VCH signal has a value of 1 in the INIT state, it transits to the DN state and the CALAGAIN signal becomes high level. If the VCH signal has a value of 1 in the DN state, it stays in the DN state and the CALAGAIN signal becomes high level. If the VCH signal has a value of 0 in the DN state, the state transitions to the DNE state, and the CALDNE signal becomes high level.
すなわち、VCH信号が値0のままである場合、または、VCH信号が値1のままである場合、調整が不十分であると判定されて、CALAGAIN変数がハイレベルとなり、CALステートからWAITステートに遷移して、調整動作が繰り返される(図9)。
That is, if the VCH signal remains at the
一方、VCH信号が値0から1へ遷移した場合、または、VCH信号が値1から0へ遷移した場合、調整動作が終了したと判定されて、DNEステートに遷移し、CALDNE信号がハイレベルとなる。CALDNE信号がハイレベルになると、CALステートからFINステートに遷移し、通常動作となる(図9)。
On the other hand, when the VCH signal transits from the
1…PLL周波数シンセサイザ、10…基準発振器、20…位相比較部、30…チャージポンプ、30A…第1チャージポンプ、30B…第2チャージポンプ、40…ループフィルタ、50…電圧制御発振器、60…分周器、70…設定部、80…検出部、90…制御部。
DESCRIPTION OF
Claims (9)
前記電圧制御発振器から出力される発振信号または該発振信号を分周した信号を帰還発振信号として入力するとともに、基準発振信号をも入力し、これら帰還発振信号と基準発振信号との間の位相差を検出して、この位相差を表す位相差信号を出力する位相比較部と、
前記位相比較部から出力される位相差信号を入力して、この位相差信号が表す位相差に応じた充放電電流を出力するチャージポンプと、
前記チャージポンプから出力される充放電電流を入力して充放電される容量素子を含み、この充放電量に応じて増減される前記制御電圧値を前記電圧制御発振器へ出力するループフィルタと、
前記制御電圧値を所定値に設定する設定部と、
前記チャージポンプから出力される充放電電流が前記ループフィルタに入力されたときの前記制御電圧値の変化速度を検出する検出部と、
前記検出部による検出結果に基づいて、前記チャージポンプから出力される充放電電流、前記ループフィルタの特性または前記電圧制御発振器の特性を調整することにより、前記検出部により検出される前記制御電圧値の変化速度を所望値に設定して、オープンループ特性における前記ループフィルタの積分項を所望値とする制御部と、
を備え、
前記設定部が、ボルテージフォロア構成の第1アンプとスイッチとを含み、前記第1アンプの出力端から前記スイッチを介して出力される電圧値V1に前記制御電圧値を設定し、
前記検出部が、前記制御電圧値と電圧値V2とを入力する第2アンプを含み、前記第2アンプにより前記制御電圧値と前記電圧値V2との比較に基づいて前記制御電圧値の変化速度を検出し、
前記第1アンプと前記第2アンプとが、互いに同じオフセット特性を有する、
PLL周波数シンセサイザ。 A voltage-controlled oscillator that inputs a control voltage value and outputs an oscillation signal having a frequency according to the control voltage value,
An oscillation signal output from the voltage controlled oscillator or a signal obtained by dividing the oscillation signal is input as a feedback oscillation signal, and a reference oscillation signal is also input, and the phase difference between the feedback oscillation signal and the reference oscillation signal is input. And a phase comparison unit that outputs a phase difference signal representing this phase difference,
A charge pump that inputs the phase difference signal output from the phase comparison unit and outputs a charge/discharge current according to the phase difference represented by the phase difference signal,
A loop filter that includes a capacitive element that is charged and discharged by inputting a charge/discharge current output from the charge pump, and outputs the control voltage value that is increased or decreased according to the charge/discharge amount to the voltage controlled oscillator,
A setting unit for setting the control voltage value to a predetermined value,
A detection unit that detects the rate of change of the control voltage value when the charge/discharge current output from the charge pump is input to the loop filter,
The control voltage value detected by the detection unit by adjusting the charge/discharge current output from the charge pump, the characteristic of the loop filter or the characteristic of the voltage controlled oscillator based on the detection result of the detection unit. And a control unit that sets the change rate of to a desired value and sets the integral term of the loop filter in the open loop characteristic to a desired value,
Equipped with
The setting unit includes a first amplifier having a voltage follower configuration and a switch, and sets the control voltage value to a voltage value V1 output from the output end of the first amplifier via the switch,
The detection unit includes a second amplifier that inputs the control voltage value and the voltage value V2, and the changing speed of the control voltage value based on the comparison between the control voltage value and the voltage value V2 by the second amplifier. Detect
The first amplifier and the second amplifier have the same offset characteristics,
PLL frequency synthesizer.
請求項1に記載のPLL周波数シンセサイザ。 The detection unit detects the rate of change of the control voltage value using the reference oscillation signal,
The PLL frequency synthesizer according to claim 1.
前記制御部が、前記チャージポンプの前記複数の電流源のうち使用する電流源の個数を変更することで、前記チャージポンプから出力される充放電電流を調整する、
請求項1または2に記載のPLL周波数シンセサイザ。 The charge pump includes a plurality of current sources arranged in parallel,
The control unit adjusts the charging/discharging current output from the charge pump by changing the number of current sources used among the plurality of current sources of the charge pump.
The PLL frequency synthesizer according to claim 1 or 2 .
前記検出部が、前記抵抗器の前記第1端または前記第2端の電位を監視して、前記制御電圧値の変化速度を検出する、
請求項1〜3の何れか1項に記載のPLL周波数シンセサイザ。 The loop filter includes a resistor for inputting a charging/discharging current output from the charge pump to a first end, and a capacitive element connected to a second end of the resistor,
The detection unit monitors a potential of the first end or the second end of the resistor to detect a changing speed of the control voltage value.
PLL frequency synthesizer according to any one of claims 1-3.
前記設定部が、前記抵抗器の前記第1端または前記第2端の電位を所定値に設定し、
前記検出部が、前記抵抗器の前記第1端または前記第2端の電位を監視して、前記制御電圧値の変化速度を検出する、
請求項1〜4の何れか1項に記載のPLL周波数シンセサイザ。 The loop filter includes a resistor for inputting a charging/discharging current output from the charge pump to a first end, and a capacitive element connected to a second end of the resistor,
The setting unit sets the potential of the first end or the second end of the resistor to a predetermined value,
The detection unit monitors a potential of the first end or the second end of the resistor to detect a changing speed of the control voltage value.
The PLL frequency synthesizer according to any one of claims 1 to 4 .
前記スイッチにより前記第2容量素子が切り離された状態で、前記検出部が前記制御電圧値の変化速度を検出して前記制御部が調整を行い、
前記制御部による調整の後、前記スイッチにより前記第2容量素子を前記第1容量素子に対して並列的に接続する、
請求項1〜5の何れか1項に記載のPLL周波数シンセサイザ。 The loop filter connects the first capacitance element, the second capacitance element having a capacitance value larger than the capacitance value of the first capacitance element, the first capacitance element and the second capacitance element in parallel to each other. And a switch for
In a state where the second capacitive element is separated by the switch, the detection unit detects the changing speed of the control voltage value and the control unit performs adjustment,
After the adjustment by the control unit, the switch connects the second capacitive element in parallel to the first capacitive element,
PLL frequency synthesizer according to any one of claims 1-5.
前記ループフィルタが、前記第1チャージポンプの出力端に接続された容量素子と、この容量素子の電圧値に応じた電圧値を出力するアンプと、このアンプの出力端と接続された第1端および前記第2チャージポンプの出力端に接続された第2端を有する抵抗器とを含み、前記第2端から前記制御電圧値を前記電圧制御発振器へ出力し、
前記制御部が、前記第1チャージポンプから出力される充放電電流を調整する、
請求項1〜6の何れか1項に記載のPLL周波数シンセサイザ。 The charge pump includes a first charge pump and a second charge pump,
The loop filter includes a capacitive element connected to the output terminal of the first charge pump, an amplifier that outputs a voltage value according to the voltage value of the capacitive element, and a first terminal connected to the output terminal of the amplifier. And a resistor having a second end connected to the output end of the second charge pump, the control voltage value being output from the second end to the voltage controlled oscillator,
The control unit adjusts a charging/discharging current output from the first charge pump,
PLL frequency synthesizer according to any one of claims 1-6.
前記制御部が、前記制御電圧値に対する前記容量素子の容量値の依存性を変更することで前記電圧制御発振器の特性を調整する、
請求項1〜7の何れか1項に記載のPLL周波数シンセサイザ。 The voltage-controlled oscillator includes a capacitance element having a capacitance value that changes according to the control voltage value, and is of an LC-VCO type that outputs an oscillation signal having a frequency according to the capacitance value of the capacitance element.
The control unit adjusts the characteristic of the voltage controlled oscillator by changing the dependency of the capacitance value of the capacitive element on the control voltage value,
PLL frequency synthesizer according to any one of claims 1-7.
前記制御部が、前記制御電圧値に対する前記インバータ回路への電流供給量の依存性を変更することで前記電圧制御発振器の特性を調整する、
請求項1〜7の何れか1項に記載のPLL周波数シンセサイザ。 The voltage-controlled oscillator has a structure in which a plurality of inverter circuits are connected in a ring shape, and is of a Ring-VCO type that outputs an oscillation signal having a frequency according to a current supplied to these inverter circuits.
The control unit adjusts the characteristics of the voltage controlled oscillator by changing the dependency of the current supply amount to the inverter circuit on the control voltage value.
PLL frequency synthesizer according to any one of claims 1-7.
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JP2017195456A (en) | 2017-10-26 |
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