JP6732000B2 - 集積自己注入同期型自己位相同期ループ光電子発振器 - Google Patents

Description

本開示は、光電子発振器（「ＯＥＯ」）を制御するシステム及び方法の物理的実現及びコスト効率の高い実施に関する。好ましい実施形態では、ＯＥＯは、反復電子正弦波及び／又は電気的に変調された連続波若しくは変調された光信号を生成することができる。

［関連出願の相互参照］
本出願は２０１３年３月１２日に出願された米国特許出願第１３/７９６，４４６号の継続出願であり、その特許出願の開示は、その全体を引用することにより本明細書の一部をなすものとする。

一般に、光電子発振器（ＯＥＯ）は、電源からの直流（ＤＣ）電力の形態のエネルギーに加えて、レーザ等の光源からポンプ連続エネルギーを受け取る。そのエネルギーは、狭帯域フィルタリング機構を用いて、発振周波数において必要とされる利得特性及び位相特性を満たすことによって、効率的な電力変換に基づいて無線周波数（ＲＦ）信号及びマイクロ波信号に変換される。ＯＥＯは通常、低損失光遅延、低温感度を有し、モジュール構造において実現することができる。これらの利点により、多くの場合に、電子発振器と比較して、短期間及び長期間の両方において光電子発振器の品質係数が高くなり、安定性が向上する。

例えば、自己注入同期型位相同期ループ（ＩＬＰＬＬ）ＯＥＯが米国特許出願第１３／７６０，７６７号において報告されており、その特許出願の開示は、その全体を引用することにより本明細書の一部をなすものとする。その開示のＯＥＯでは、持続信号をキャリア近傍位相雑音に寄与する周囲の干渉源から能動的にフィルタリングすることによって、純粋な正弦波発振信号が持続する。位相雑音低減は、閉ループ部分において自己注入同期（ＩＬ）機能、自己位相同期ループ（ＰＬＬ）機能及び／又は自己モード同期（ＭＬ）機能のための複数の電気的基準を与えるために、複数の長さの光遅延線及びカスタム光受信機を含む、幾つかの方法において成し遂げられる。変調器に供給される電気的フィードバック信号がこの信号の振幅及び位相に関して一定の発振条件を満たすなら、これらのコンポーネントは全て自己持続発振をサポートする低雑音安定ＲＦ発振器構成に寄与する。その一方で、自己ＩＬ及びＰＬＬにおける同調可能ＲＦ発振器、並びに自己ＭＬにおける光レーザ源及び変調器へのフィードバックシステムを用いて、任意の位相誤差に対する補正が与えられる。米国特許出願第１３／７６０，７６７号では、ＯＥＯ出力の周波数が、ファイバ遅延長、光マッハツェンダ変調器の動作条件、及び発振信号の狭帯域フィルタリングのために用いられる光トランスバーサルＲＦフィルタの帯域通過特性等の幾つかの要因によって制御される。

そのようなＯＥＯは従来、個別のデバイスから組み立てられ、大きな体積を必要とし、高い消費電力を有し、多大なスペース及びコストを必要としてきた。さらに、多数の個別部品を組み立てることに起因して、そのようなＯＥＯは一般的に、振動及びＧ感度の問題を受けやすい。これらの問題は、商業環境及び軍事環境の両方等の幾つかの環境において、ＯＥＯに関する有用性及び可能な応用形態を制限する。

さらに、自己ＩＬＰＬＬを用いる位相雑音低減は、より低いコストにおいて質の高いサービスを求める増え続ける需要を満たす低コストの製造プロセスに対応するために、低雑音及び高効率の大きな設計革新が検討されない限り、十分に市販可能な製品を達成しない。結果として、小さなサイズ及び低いコストにおいて、安定した極低位相雑音周波数シンセサイザを実現するための設計制約を満たす設計トポロジを有する光電子発振器が必要とされている。

嵩張る及び／又は個別のマイクロ波コンポーネントを不要にする、シリコンＣＭＯＳ、ＢｉＣＭＯＳ技術を使用して集積フォトニックコンポーネントを開発することが鍵になる。

本開示の一態様は、発振光信号を持続させるためのモノリシック集積光電子発振回路を提供する。発振回路は、光信号の第１の部分を受信するように構成される少なくとも１つの光ファイバ遅延線を有する注入同期回路を含むことができる。また、発振回路は、光信号の他の部分を受信するように構成される少なくとも２つの光ファイバ遅延線を有する位相同期ループ回路も含むことができる。発振回路は、光信号の第１の部分から導出された注入同期信号、及び光信号の他の部分から導出された位相同期ループ信号にそれぞれ応答して、安定した発振信号を生成するように構成されるモノリシック集積電圧制御発振器を更に含むことができる。安定した発振信号は、光信号をＲＦ変調するように構成することができる。幾つかの態様では、光ファイバ遅延線のうちの少なくとも１つは、約１インチ以下の直径を有するマンドレル内に組み込むことができる。マンドレルは樹脂エマルジョンによって覆われる。キャリア遠方及び近傍の両方の位相雑音をそれぞれ著しく改善するために、注入同期回路の光ファイバ遅延線は、位相同期ループ回路のいずれの光ファイバ遅延線よりも短い長さを有することができる。

本開示の幾つかの態様では、発振回路は、少なくとも１つの位相検波器を更に備えることができ、この位相検波器は、位相同期ループ回路に結合され、少なくとも２つの光ファイバ遅延線のそれぞれにわたって伝搬する個々の信号間の位相差を求めるように構成される。

発振回路内に含まれる電圧制御発振器は、注入同期回路に結合される共振器を含むことができる。共振器は、光信号の第１の部分から導出される処理済み信号を受信するように構成することができる。また、共振器は、一対の動的同調共振器に結合することもできる。動的同調共振器はそれぞれ、位相同期ループ回路の個々の光ファイバ遅延線に結合することができ、光信号の他の部分から導出された処理済み信号を受信するように構成することができる。幾つかの態様では、共振器は、一対の動的同調共振器のそれぞれに容量性結合することができる。共振器はマイクロストリップ線路共振器とすることができ、メタマテリアルエバネッセントモード合成器回路網とすることができる。共振器の位相は、共振器及び動的同調共振器のそれぞれに結合される位相調整回路によって動的に調整することができる。

本開示の別の態様は、光信号を与える変調器と、光信号の一部を受信するための第１の光検出器、第２の光検出器及び第３の光検出器とを含む光電子発振器を提供する。第１の光検出器、第２の光検出器及び第３の光検出器はそれぞれ、第１の増幅器、第２の増幅器及び第３の増幅器に結合される出力を有する。また、発振器は、第１の光検出器から第１のＲＦ信号と、第１のＲＦ信号より長い遅延を有する第２の増幅器からの第２のＲＦ信号とを受信するための位相検波器を含むことができる。位相検波器は、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号との間の位相差を求めるように構成することができる。発振器は、第３の光検出器から第３のＲＦ信号を受信し、位相検波器から電気信号を受信するための電圧制御発振器を更に含むことができる。電圧制御発振器は、電気信号及び第３のＲＦ信号のそれぞれに応答して、発振信号を出力するように構成することができる。発振信号を用いて、変調器の出力を制御することができる。変調器、光フィルタ、光検出器、増幅器、位相検波器、電圧制御発振器はそれぞれ、例えば、ＳｉフォトニクスをＢｉ−ＣＭＯＳ技術と組み合わせて用いて、集積回路上に形成することができる。

本開示の幾つかの態様では、変調器は電気光学ポリマを有する光マッハツェンダ変調器とすることができる。光マッハツェンダ変調器は、発色団及び電気光学ポリマの混合物を更に含むことができる。変調器の実施態様は、ポリマの実効的な電気光学特性を高めるために、遅波構造としてフォトニックバンドギャップ構造と一体に構成することができる。変調器は、１５５０ｎｍの波長において約１００ｐｍ／Ｖ以上、又は１０６０ｎｍの波長において約１１５０ｐｍ／Ｖの電気光学係数、約１．５ｄＢ／ｃｍ以下の光学損失、約０．５Ｖ以下の半波長電圧を示すことができる。変調器は、幾つかの態様では約１１０℃の温度において、約１０Ｖ／μｍ〜約２００Ｖ／μｍの電界を用いて、横方向（laterally）に極性調整されるか、又は横断方向（transversely）に極性調整されるように構成することができる。幾つかの態様では、変調器は、約２ｍｍ以上の厚さを有する基板内のマイクロストリップ線路とすることができる。変調器は、基板の幅に応じて、単一モード準ＴＥＭモードにおいて最大で約６０ＧＨｚまで動作することができる。

本開示の更なる態様では、第３の光フィルタは、第３の光フィルタによって受信される光信号の部分のサイドモードを少なくとも７５ｄＢの比で抑圧することができるファブリペロレーザダイオードを含むことができる。更なる態様では、発振器は、同調可能位相シフトファイバブラッググレーティング及び位相変調器を更に含むことができる。それらのコンポーネントはそれぞれ集積回路内に集積することができる。幾つかの態様では、変調器は光ポンプ波長を変更することによって発振器の発振周波数を同調させることができる周波数シフタを含むことができる。

発振器は、電気的フィルタリングコンポーネントの代わりに、ウイスパリングギャラリモード共振器を含むことができる。

共振器は、個別のコンポーネントから形成される発振器に比べて、著しく低い電力消費量を達成することができる。幾つかの態様では、発振器のＲＦコンポーネントは、約２００ｍＷ以下の電力を消費する場合がある。発振器の変調器は、約５００ｍＷ以下の電力を用いるドライバによって駆動することができる。発振器は、約２ボルト以下の電圧を有する電源から動作することができる。

本開示の更に別の態様は、分布フィードバックレーザ又は長いファブリペロＩｎＧａＡｓＰ／ＩｎＰレーザダイオードを用いる光源と、電界吸収変調器（ＥＡＭ）と、ＩｎＧａＡｓＰ／ＩｎＰの光学的光検出器と、光検出後の信号を増幅し、電圧制御発振器（ＶＣＯ）内の発振信号を生成するための電子回路とをモノリシック集積する可能性である。電子回路は、ホモ接合又はヘテロ接合いずれかの電界効果トランジスタ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ、ＭＥＳＦＥＴ、ＭＩＳＦＥＴ、ＨＥＭＴ）で実現することができる。このモノリシック集積回路の別の変形形態では、長い共振器レーザダイオード及びＥＡＭの両方を、半導体光増幅器（ＳＯＡ）と、能動モード同期のための位相変調器と、能動監視のための光検出器と集積することができる。ＥＡＭを駆動するために、自然駆動発振器（natural driving oscillator）又はエバネッセント結合ＶＣＯのいずれかに関連する多モード（intermodal）発振周波数を用いることができる。

本開示の幾つかの態様による、発振器の機能ブロック図である。 本開示の幾つかの態様による、発振器の機能ブロック図である。 本開示の一態様による、同調可能ＲＦ発振器の機能図である。 本開示の一態様による、多結合共振器及びメタマテリアルエバネッセントモード共振器の品質係数（Ｑ）をプロットしたグラフである。 本開示の一態様による、図２の同調可能ＲＦ発振器の例示的なプリント回路基板のレイアウト図である。 本開示の一態様による、図２の同調可能ＲＦ発振器の位相雑音のデータシミュレーションの図である。 本開示の一態様による、光ファイバ遅延線の品質係数（Ｑ）をプロットしたグラフである。 本開示の一態様による、Ｓｉフォトニクスベースマッハツェンダ変調器（ＭＺＭ：Mach-Zehnder modulator）の、このＭＺＭの長さに沿った強度をプロットしたグラフである。 本開示の一態様による、Ｓｉフォトニクスベースマッハツェンダ変調器（ＭＺＭ）の、このＭＺＭの長さに沿った強度をプロットしたグラフである。 本開示の一態様による、Ｓｉフォトニクスベースマッハツェンダ変調器（ＭＺＭ）の、このＭＺＭの長さに沿った強度をプロットしたグラフである。 本開示の一態様による、Ｓｉフォトニクスベースマッハツェンダ変調器（ＭＺＭ）の、このＭＺＭの長さに沿った強度をプロットしたグラフである。 本開示の一態様による、図６の変調器のための動作特性のデータシミュレーションの図である。

本発明は、従来のＯＥＯシステムによって達成されるよりも狭いチャネル分解能（例えば、位相雑音を低減することに起因する）、及びより正確に同期する周波数（例えば、温度感度を下げることに起因する）の両方を得るために必要とされる周波数安定性及び位相安定性を有する集積光電子発振器の製造指針を詳述する。結果として、所与の通信帯域幅にわたって、より低いビット誤り率においてデータを送信することができる。さらに、ＲＦ信号及び光信号は、その低い位相雑音特性を考えると、アナログ／デジタル変換器及び複数の他のデジタル処理機能において広帯域情報を電気的及び光学的にサンプリングするための安定したクロックとして用いることができる。

本開示の更に別の目的は、（より高次の電気的に具現化されるＲＦフィルタのより大きいサイズに比較して）比較的小さいサイズで周波数選択性がより高く、温度感度が低下し、周波数ドリフトが最小化された、集積光電子フィルタリングシステムを提供することである。

本開示の更に別の目的は、所与の波長における光エネルギーを、キャリア近傍（１ＭＨｚ以下のオフセット周波数における）位相雑音を低減した、安定し、スペクトル的に純粋なＲＦ／マイクロ波基準信号に変換できるようにする発振システムを実現することである。本発明の更に別の目的は、光源波長を調整し、その結果として、高い分散性のフォトニックバンドギャップファイバ内の新たなＲＦ周波数のための発振条件を満たすことによって、任意の正確なＲＦ周波数を合成することができる同調可能発振システムの低コストの製造指針を提供することである。所望の周波数合成は、外部共振器を同調させることによりレーザ波長を制御することによって達成される。

本開示のこれらの目的及び他の目的は、本技術分野において現時点で既知である発振器によって出力される信号よりクリーンな信号の光電子発振器を得るために有利である。例えば、本技術分野において現時点で既知であるＲＦ発振器が達成することができる雑音低減は、よくても１０ｋＨｚオフセットで約−１１０ｄＢＣ／Ｈｚから約−１２０ｄＢＣ／Ｈｚである。対照的に、ＳｉフォトニクスをＳｉベース低雑音ＣＭＯＳ回路と組み合わせて使用する本開示の微細加工ＯＥＯは、結果として、１０ｋＨｚオフセットにおいて−１５０ｄＢＣ／Ｈｚに近い位相雑音を有する光電子発振器を形成することができる。

よりクリーンな信号を達成することによって、本開示のＯＥＯは、コスト及びサイズに関して効率的な方法において、互いに近い周波数チャネルを保持することができ、密集した周波数チャネルを離間しておくのに十分な雑音低減、位相制御、位相誤差低減及びビット誤り率低減を示すことができる。周波数チャネルを離間しておくことは、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）又は高次位相偏移変調（ＰＳＫ）等の、高次周波数分割に依存する特に重要なセルラ技術である。本開示の光電子発振器は、基地局、レーダシステム、高分解能リモートセンシングシステム、タイムキーピングシステム又は周波数合成器において利用することもできる。

添付の図は、以下の説明において更に詳細に明確にされる上記の利点を有するＯＥＯの少なくとも幾つかの実施形態を示す。その趣旨及び範囲から逸脱することなく、当業者は、本明細書において説明される実施形態に対して改変及び変更を加えることができる場合がある。それゆえ、例示されるものは、一例を示すためにのみ記載されており、本開示の範囲を制限するものと見なされるべきではない。

ここで図を参照すると、図１ａは、本開示の一態様による、光電子発振器１００の機能ブロック図を例示的に示す。発振器１００は、外部共振器を備えるレーザ等の高電力同調可能光源１０２と、光変調器１０４とを含む。光源１０２は、発振器１００を動作させるための高電力光源を与える。変調器１０４によって光源の強度を変調して、正弦波の光波形等の、時間とともに変化する光信号を生成することができる。変調器１０４は、到来する信号を分割し、再結合することができ、干渉計の２つの分割されたアーム間で信号を１８０度位相シフトさせて信号の相殺を達成することができるマッハツェンダ変調器とすることができる。変調器１０４は、直交点からピンチオフ点に及ぶ種々の動作点にバイアスをかけることができる。確立された動作点は、線形動作及び非線形２次高調波生成のために利用することができる。

変調器１０４の出力光信号は、複数の出力信号に分割することができる。幾つかの例では、その信号は、光方向性結合器（図示せず）によって分割することができる。方向性結合器は、異なる光ファイバケーブル１０１、１０３及び１０５間で均等に信号を分割することができる。図１ａの例では、ケーブルは直列に結合される。他の例では、ケーブルは並列に結合することができる。

図１ａに示される光ファイバケーブル間で光信号を分割することに加えて、光信号を分割して、発振器１００の外部で使用するための光出力（図示せず）を与えることもできる。光出力信号に加えて、発振器１００は、持続発振用の電気的出力信号を出力することを可能とすることもできる。持続電気出力は、図１ａにおいて実線によって示される、光電子発振器の電気配線の任意の点において出力することができる。同様に、光出力は、図１ａにおいて破線によって示される、光電子発振器の光学的接続（光源１０２と変調器１０４との間の接続を除く）の任意の点において出力することができる。

変調器１０４によって出力される光信号は、米国特許出願第１３／７６０，７６７号において記述されているプロセスと同じようにして処理することができる。その処理は、光ファイバ遅延線の中を伝搬させることと、光学的にフィルタリングすることと、光信号を電気信号に変換することとを含むことができる。また、その処理は、更にフィルタリングすることと、増幅することと、位相比較することと、電気信号をロックすることとを含むことができる。処理済み信号は、その後、電気的入力として、変調器１０４にフィードバックすることができる。電気的入力は、ＲＦ発振器１００によって生成された信号の安定性を適切に保持する（例えば、信号の位相シフトを防ぐ、信号の周波数シフトを防ぐ等の）ためのフィードバックを与えることができる。

図１ａの例では、短い遅延光ケーブル１０１に沿って伝搬する光信号は、光検出器１１１を用いて電気信号に変換され、狭帯域ＲＦ増幅器１２１を用いて増幅される。この信号は、その後、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１４０を制御する注入同期信号として使用され、短いファイバ遅延線を用いてキャリア遠方位相雑音を短期間で低減することができる。同様に、中程度の遅延光ケーブル１０３及び長い遅延光ケーブル１０５に沿って伝搬する光信号は、光検出器１１３及び１１５をそれぞれ用いて電気信号に変換され、狭帯域ＲＦ増幅器１２３及び１２５をそれぞれ用いて増幅される。その後、これらの信号は、位相検波器１３０を用いて比較され、位相検波器１３０の出力がＶＣＯ１４０を制御するために使用され、１ＭＨｚ未満のキャリア近傍位相雑音は少なくとも５μｓである遅延を必要とする。米国特許出願第１３／７６０，７６７号のＩＬＰＬＬ ＯＥＯの構成と異なり、本集積手法は、自己ＩＬに対しては短い遅延を使用し、自己ＰＬＬに対しては相対的に長い遅延を使用する。

長い遅延光ケーブル１０５は、長い遅延の長さに沿って信号減衰を低減するためにラマン増幅器を更に含むことができる（それにより、遅延線を長くできるようになり、ラマン増幅器を用いることなく別の方法でも可能である）。ラマン増幅は、Ｓｉ光導波路の光学的非線形性を利用してＳｉフォトニクスにおいて実現することができる。

さらに、長い遅延線１０５は、フォトニックバンドギャップ（ＰＢＧ）ファイバを使用する同調可能入れ子ループ光フィルタ等の光フィルタ１０７に結合することができる。同調可能フィルタは、偏光感応Ｈｉ−Ｂｉファイバ、又は直列に電力を分割／合成するためのバイコニカル設計、若しくは並列に電力を分割／合成するための光導波路を用いる２つ以上の光結合器を有する複数アーム縦続フィルタを含むことができる。

幾つかの例では、光ファイバ遅延線は、光源波長がシフトを受けるときに、ＲＦ発振器の能動的な同調を達成するために大きな分散係数を有することができる。幾つかの例では、分散パラメータは最大で約１０００ｐｓ／ｎｍｋｍとすることができ、約１５５０ｎｍにおいて１０ｎｍ同調の場合に約２０ＭＨｚ／ｋｍの同調が達成される。このようにして、光源波長がシフトを受けるとき、同調可能フィルタの帯域通過周波数は変更され、新たな周波数において発振器の発振条件を満たすことができる。光同調可能入れ子ループフィルタは、ＲＦスペクトルに関して新たに受け入れられたモードを制御することになる。周波数シフトΔｆは、以下の関係に従う。
ただし、ｆは初期発振周波数であり、τは同調前のファイバ遅延時間であり、τ_Ｄは分散ファイバにおける波長同調後の遅延時間である。新たに選択された発振周波数は同様に低い位相雑音を保持することができ、周波数シンセサイザ要件を満たすようにプログラムすることができる。

図１ｂは、図１ａの光電子発振器１００の機能ブロック図をモード同期構成において示す。図１ａに従って説明された接続に加えて、図１ｂのモード同期構成では、位相検波器１３０が、光源１０２及び／又は変調器１０４に電気的に結合され、それゆえ、サポートされる多数のモードのモード同期を用いて、キャリア近傍位相雑音を著しく低減する。位相検波器１３０を光源１０２及び変調器１０４のいずれか、又は両方に結合することによって達成されるモード同期技法は、モード抑圧、モード注入、モード結合、モード合成、多モード注入結合、又はエバネッセントモード結合のうちの任意のものを含むことができる。モード同期は、光源１０２及び／又は変調器１０４の出力の各光モードを一定の位相にロックし、それゆえ、キャリア近傍位相雑音を著しく低減するのに有益な場合がある。幾つかの例では、モード同期技法は、０又は最小の周波数ドリフトを達成するために、光遅延線のエバネッセントモード結合及び動的モード間隔を用いて、十分な持続時間にわたってエネルギーを蓄積する遅延要素（例えば、光ファイバ又は電子ケーブル）を使用する。光ファイバは本質的に温度感応性であり、温度にわたって実効長及び屈折率の変化を引き起こす場合があるので、モード跳躍現象を防ぎ、それにより、キャリア近傍位相雑音による劣化を防ぐために、発振器は実効ファイバ長を調整する制御回路を必要とする。能動的な縮退フィードバック（degenerative feedback）は、自己注入及びモード同期技法とともに、均一な一定のモード間隔を生成し、それにより、動作温度変化に起因する周波数ドリフトを低減する。

発振器１００は、Ｂｉ−ＣＭＯＳとともに集積されたＳｉフォトニクスを用いて集積デバイスとして製造することができる。例えば、光ファイバケーブル１０１、１０３及び１０５は、それぞれ約１インチ以下の直径を有する小さなフォームファクタのマンドレル内に組み込むことができる。幾つかの例では、マンドレルは、機械的安定性を得るために樹脂エマルジョンによって覆うことができる。光検出器１１１、１１３、１１５はモノリシック集積シリコン及び／又はヘテロ接合Ｓｉ_１−ｘ−Ｇｅ_ｘフォトダイオードとすることができる。具体的には、光検出器１１５は、高耐電力フォトダイオードとすることができる。増幅器１２１、１２３及び１２５は、縮退フィードバック増幅のためのＳｉＧｅ ＨＢＴデバイスを含むことができる。

上記のＳｉベースコンポーネントと同様に、ＶＣＯ１４０も、当該技術分野において既知である任意のＳｉＣＭＯＳベース電圧制御発振器（例えば、クラップ発振器、コルピット発振器等）とすることができる。一例では、ＶＣＯ１４０は、ＭＯＳバラクタ、ショットキーダイオード、若しくは逆バイアスＰＮ接合ダイオードバラクタ、又は電圧制御キャパシタとして機能する他の半導体デバイス等の、バラクタを含むことができる。バラクタの実効キャパシタンスは、ＲＦ増幅器１２３及び１２５から受信された処理済み信号の電圧変化とともに変化することができる。ＶＣＯ１４０内のバラクタの実効キャパシタンスを調整するか、又は同調させることによって、ＶＣＯ１４０が共振する周波数を同様に調整することができる。

図２は、図１の位相検波器１３０及びＶＣＯ１４０の例示的な機能ブロック図である。図２に図示される発振回路は、米国特許第７，０８８，１８９号において以前に開示されているＶＣＯ／発振器と同様に動作し、その開示は全体を引用することにより本明細書の一部をなすものとする。その開示の発振器と、本開示の発振器との１つの大きな違いは、以前に開示された発振器がＰＬＬのみの能力があるのに対して、本開示の発振器は自己ＩＬＰＬＬの能力があり、それゆえ、著しく大きなキャリア近傍位相雑音低減を達成することである。

図２に示されるように、ＶＣＯ／発振器２００は、図示される他のモジュールを通して互いに結合される一対の３端子デバイス２０２及び２０４を含む。より具体的には、各デバイス２０２及び２０４は、それぞれ２０２_１及び２０２_２、２０２_３及び２０４_１、２０４_２及び２０４_３として示される３つの端子を含む。第１のデバイス２０２の第１の端子２０２_１は、同調可能位相結合回路網２０８及びバイアス回路網２１２に結合される。同調可能位相結合回路網２０８は、第２のデバイス２０４の第１の端子２０４_１にも結合され、第２のデバイス２０４は端子２０４_１においてバイアス回路網２１６にも結合される。同調可能位相結合回路網２０８は、同調電圧ブロック２２０にも結合される。同調電圧ブロック２２０は、それぞれ各３端子デバイスの第３の端子２０２_３、２０４_３に結合される動的同調結合共振器回路網２２４、２２８に結合される。

３端子デバイスはバイポーラトランジスタを含むことが好ましく、３端子デバイスの第１の端子、第２の端子及び第３の端子は、バイポーラトランジスタのコレクタノード、ベースノード及びエミッタノードを含む。一方、３端子デバイスは電界効果トランジスタを含むことができ、３端子デバイスの第１の端子、第２の端子及び第３の端子は、電界効果トランジスタのコレクタノード、ベースノード及びエミッタノードを含む。一般論として、３端子デバイスは、任意の２つの端子の１８０度位相シフトを与えるように動作可能である任意の３端子デバイスを含むことが望ましい。

同調電圧ブロック２２０は、２つの入力ポート２３２_１及び２３２_２を含む動的同調合成器回路網２３２に更に結合される。入力ポート２３２_１及び２３２_２のそれぞれは各デバイスの第２の端子２０２_２及び２０４_２に存在する入力信号２３８、２４０を受け取る。動的同調合成器回路網２３２は入力信号２３８、２４０を合成し、入力信号２３８、２４０の２次高調波において動作するＲＦ信号を生成する。ＲＦ信号は、バッファ、低雑音増幅器及びバンドパスフィルタを含む電子コンポーネント２５０を通して、変調器１０４又は他のデバイスに結合することができる。

発振器２００は、図示されるように、共振器回路網２２４、２２８と合成器回路網２３２との間の結合される位相検波回路網又は位相検波器２６０を更に含む。位相検波器回路網２６０は、従来通りに配置される分周器、増幅器及び平衡混合器を用いることによって実現することができる。分周器はON Semiconductor,Inc.社によって製造されるＭＣ１０ＥＬ３２を含むことができ、増幅器及び平衡混合器はそれぞれ、Texas Instruments社からのＯＰＡＭＰ ＴＬ０７１、及び本発明の譲受人であるSynergy Microwave社から入手可能な混合器を含むことができる。位相検波器回路網２６０は、広帯域動作中に各発振器間の位相誤差を動的に補償する。位相検波器回路網２６０は、自走周波数におけるランダムな変動を検出し、それらの変動を位相誤差に変換する。その後、位相誤差は合成器回路網２３２にフィードバックされ、同調動作中に、バッファリングされた信号２５０の位相及び周波数を制御するために用いられる。また、位相誤差は、動的同調結合共振器回路網２２４、２２８にもフィードバックされ、各３端子デバイスの発振周波数を同調させるために用いられる。

発振器２００は、エバネッセントモード共振器−結合器回路網２０６を更に含む。図２の例のような幾つかの例では、エバネッセントモード共振器−結合器回路網２０６は、マイクロストリップ線路共振器を用いるメタマテリアル共振器とすることができる。メタマテリアル共振器の固有の特性は、負の誘電率及び負の透磁率を有すること、並びにエバネッセントモード波を縮退させることなく増幅できるようにすることである。それゆえ、メタマテリアルエバネッセントモード共振器を含むことは、共振器２００（又は他の自律回路）において負荷Ｑ乗算効果をもたらすことができる（回路の位相雑音に関して回路のＱの効果を実効的に乗算する）。エバネッセントモード共振器の利用は、多結合プレーナ共振器の使用と比べて有益である。図３は、約２ＧＨｚから約１５ＧＨｚまでの動作周波数範囲に対してプロットされた、エバネッセントモード共振器と多結合プレーナ共振器との間のＱ（品質係数）の差を示す。図３に示されるように、エバネッセントモード共振器は、約２ＧＨｚから約１５ＧＨｚに及ぶ動作周波数において１０００より高い品質係数を達成することができる。図３は、エバネッセントモード増幅方式において更に高いＱを達成するので（約８ＧＨｚ〜約１２ＧＨｚ）、メタマテリアルエバネッセントモード共振器を利用することの利点のうちの１つを更に示す。この方式では、１５００より高い品質係数Ｑを達成することができ、動作が約１５ＧＨｚに達するまで、モード縮退がＱを低下させない。

メタマテリアルエバネッセントモード共振器−合成器回路網２０６は動的同調結合共振器回路網２２４及び２２８のそれぞれに結合（例えば、容量性結合）される。メタマテリアルエバネッセントモード共振器−合成器回路網２０６は、エバネッセントモード（ＥＭ）バッファとしての役割を果たし、信号サイクルの所与の期間にわたって共振器回路網の中に結合される余分な無線周波数（ＲＦ）エネルギーの一部を蓄積して、デバイスの導通角を小さくすることができるようにし、それにより所与の期間にわたる平均雑音性能を低減することができる。

図２において、メタマテリアルエバネッセントモード共振器−合成器回路網２０６は、同調電圧ブロック２２０にも結合される。その場合に、同調回路２２０は、可変キャパシタとして動作することができ、それにより、共振器のエバネッセントモード現象に起因して負荷Ｑ係数を改善することができる。メタマテリアルエバネッセントモード共振器−合成器回路網２０６は、フィードバック制御（例えば、１１１、１１３及び１１５の光検出器によって検出され、狭帯域ＲＦ増幅器１２１、１２３及び１２５によって昇圧される種々の遅延ＯＥＯ信号）を用いて制御することができる。マイクロ波キャリアは、光位相変調を自由スペクトル領域共振器にロックすることによって生成され、１０ＧＨｚ領域において生じる。さらに、このキャリアは標準的なフォトダイオードによって検出される。また、同調可能位相結合回路網２０８は、共振波の位相を動的に調整するために、メタマテリアルエバネッセントモード共振器−合成器回路網２０６にも結合される。

発振器２００は以下のように動作することが好ましい。狭帯域ＲＦ増幅器１２３及び１２５の電気的出力はそれぞれ、動的同調結合共振器回路網２２４、２２８に入力される。同様に、狭帯域ＲＦ増幅器１２１の電気的出力は、メタマテリアルエバネッセントモード共振器−合成器回路網２０６に入力される。これらの信号は、ＶＣＯの共振がその制御下にある注入同期（ＩＬ）特性及び位相同期ループ特性を与える。３端子デバイス２０２、２０４がそれぞれ基本周波数ｆ_０において発振するように、種々のモジュール、例えば、ダイオード、抵抗器、キャパシタ、共振器等を備える回路素子が選択される。同調電圧モジュール２２０の電圧レベルが調整されるにつれて、入力信号２３８、２４０として現れる基本動作周波数ｆ_０は、発振器の動作範囲、例えば、好ましくはオクターブ帯域にわたって同調する。これらの信号２３８、２４０は、その後、基本周波数の２倍、すなわち２ｆ_０において動作し、同調電圧モジュール２２０の電圧レベルが調整されるにつれて動的に同調する信号を生成するために、合成器回路網２３２において合成される。合成器回路網２３２からの信号の一部は、バッファ、低雑音増幅器及びバンドパスフィルタ２５０を含む電子回路を通して変調器１０４に供給される。また、その信号の一部は、同調可能出力（例えば、入力信号の２次高調波において動作する信号）として出力することもできる。

合成器回路網２３２からの信号の選択部分、及びメタマテリアルエバネッセントモード共振器−合成器回路網２０６からの信号の選択部分も、同調ブロック２２０にフィードバックされる。信号２５４の一部が、その後、同調可能位相結合回路網２０８に供給され、出力信号２３８、２４０がそれぞれ同調動作中に同相のままであるように、これらの信号の位相を動的に調整するために用いられる。また、信号２５４の一部は、ブロック２３８において存在する周波数ｆ_０がブロック２４０において存在する信号と同じ周波数であるように、動的同調結合共振器回路網２２４、２２８のそれぞれに供給される。したがって、同調電圧Ｖ_ｔｕｎｅが調整されるにつれて、各端子２０２_２及び２０４_２に存在する信号の周波数ｆ_０が、結合共振器回路網２２４、２２８を通して動作周波数帯域にわたって同調し、その間、位相結合回路網２０８は逆位相モードにおいて動作している２つのデバイス２０２、２０４を基本周波数ｆ_０に保持し（例えば、プッシュプル動作）、その間、２次高調波２ｆ０は、オクターブ帯域にわたって強め合うように干渉する（例えば、プッシュプッシュ動作）。さらに、位相検波器回路網２６０は、上記のように、広帯域動作中に位相誤差を動的に補償するように動作する。

図４ａは、ＣＭＯＳ及び／又は超小型電子製造技術を用いて、図１ａ、図１ｂ及び図２の発振器１００をモノリシック集積する例示的なプリント回路基板（ＰＣＢ）の図である。図４ａの図に示されるように、発振器１００の設計トポロジは、Ｓｉ製造技法に極めて適しており、図示されるような小さなフォームファクタで当業者によって製造することができる。図４ｂは、約１０ＧＨｚにおいて動作している発振器の場合に約１ｋＨｚ〜３０ＭＨｚの範囲に沿った動作周波数に対してプロットされるような、上記の発振器の位相雑音をグラフによって示す。

図５は、約１０ＧＨｚにおいて動作する上記の光ファイバ遅延線の品質係数（Ｑ）をプロットしたグラフを示す。これらのＱ係数の結果は、異なる減衰係数を有する幾つかの光ファイバケーブル長の場合に計算されており、所与のファイバ減衰係数の場合に結果として最も高い予測Ｑ係数を生成する最適な長さが特定される。それらの結果に基づいて、光ファイバケーブルが約２１．７ｋｍの長さを有するとき、約０．２ｄＢ／ｋｍの減衰係数を有する光ファイバケーブルが最大のＱ係数（すなわち、１サイクル内のエネルギー蓄積対エネルギー散逸比）を達成することがわかった。したがって、約０．２ｄＢ／ｋｍの減衰係数を有する光ファイバケーブルの最適な長さは約２１．７ｋｍである。そのような例では、約１．２Ｅ６のＱ係数を有する光ファイバケーブルが得られる。

上記のように、合成器回路網２３２の出力は、発振器１００内の自己ＩＬ及び自己ＰＬＬを達成するために、変調器１０４にフィードバックすることができる。変調器は、Ｓｉフォトニクスを用いてＳｉ基板上に発振器１００とともに集積するように実現することができるトポロジを有することができる。例えば、変調器１０４はマッハツェンダ変調器（ＭＺＭ）干渉計を有する光ＭＺＭとすることができる。そのような変調器は、Ｓｉ超小型電子技術ステップに適合し、金属酸化膜電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、特に相補型ＭＯＳＦＥＴ（ＣＭＯＳ）に適している。

ＭＺＭは、強い電気光学（ＥＯ）特性（１５５０ｎｍの波長おいてｒ_３３＞５００ｐｍ／Ｖ、そして、最大で１０６０ｎｍまでの波長においては更に強い１１５０ｐｍ／Ｖ）を有するゲストポリマ及びホストポリマの組み合わせを用いて実現することができる。ポリマは、遅波構造として、標準的な実現形態又はフォトニックバンドギャップ構造を用いることができる。ＥＯポリマは、所望のＥＯ特性を達成するためにＳｉ基板上で回転し、極性調整される種々の安定ポリマに基づく。ＭＺＭは、非線形光学（ＮＬＯ）発色団を添加したポリマ系を用いて実現することができ、そのポリマ系は、大きな電気光学係数（１００ｐｍ／Ｖ以上）及び低い光学損失（１．５ｄＢ／ｃｍ以下）とともに、超高速（例えば、ピコ秒）の速度を示す。ゲスト−ホスト系は発色団とＥＯポリマホストとの物理的な混合物を用いて形成することができる。

本開示の幾つかの態様では、ＥＯポリマベースＭＺＭは、約１０Ｖ／μｍ〜約２００Ｖ／μｍ、好ましくは、約７５Ｖ／μｍ〜約１５０Ｖ／μｍの電界の制御極性調整を用いて安定させることができる。これは、約１１０℃の温度における熱プロセス及び光学支援極性調整プロセスと組み合わせることができる。ガラス溶解に近い温度（すなわち、約１１０℃）において実行される電気的な極性調整技法を用いて、窒素に富んだ環境下の分極双極子は、温度が徐々に低下しても分極したままにすることができる。本開示の幾つかの例では、制御極性調整は、横方向の電気的極性調整を伴うことができる。他の例では、制御極性調整は、横断方向の電気的極性調整を伴うことができる。

Ｓｉベース電圧制御発振器及びその関連する制御回路とともに、ＥＯポリマベースＭＺＭを効率的に集積することは、低コスト及び効率的な製造の重要な側面である。ＥＯポリマを有する（すなわち、Ｓｉフォトニクスに適合する）変調器の使用は、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ３）ベース変調器等の他の絶縁体ベース変調器の使用より好ましい。しかしながら、十分な動作周波数範囲に対応するために、変調器の長さを注意深く選択しなければならない。以下の式において示されるように、変調器の最大動作周波数ｆ_ｍａｘは、その長さＬに反比例する。
ただし、ｃは自由空間における光の速さであり、ｎ_ｅｆｆはＥＯ材料の実効的な光の屈折率であり、ε_ｅｆｆはＥＯ材料の実効ＲＦ誘電率である。ＬｉＮｂＯ３の場合に光周波数の実効屈折率とＲＦ周波数の実効屈折率との間に大きな差があるため、そのような材料を用いる変調器の最大動作周波数は相対的に制限される。対照的に、ＮＬＯポリマ系は、光周波数の実効屈折率とＲＦ周波数の実効屈折率との間の差が相対的に小さく、それゆえ、相対的に大きな最大動作周波数において動作する。

さらに、そのアームを通って進行する光波の（変調器の他方のアームを通って進行する光波に対する）１８０度位相シフトを引き起こし、それにより、マッハツェンダ干渉計において波相殺効果（すなわち、弱め合う干渉又は弱め合う合成）を通して変調信号を除去するために、変調器のアームの一方にピンチオフ電圧Ｖ_πを印加する必要がある。この電圧Ｖ_πは以下のように表すことができる。
ただし、λは光波の波長であり、ｎは光導波路の屈折率であり、ｒはＥＯ係数であり、ｄは変調器電極間の分離であり、Γは光閉じ込め係数である。上記の式において見られるように、大きなＥＯ係数（ｒ）を有する変調器ほど、１８０度位相シフトを達成するために印加される必要がある電圧（Ｖ_π）が低い。ＥＯポリマは約１００ｐｍ／Ｖより大きいｒ値を有するので（約３０ｐｍ／Ｖのｒ値を有するＬｉＮｂＯ３とは対照的である）、ＥＯポリマベースＭＺＭは、必要とするＶ_πが低い。結果として（上記のように、より大きな最大動作周波数を達成するために）、約１ｃｍの長さを有する本開示のＥＯポリマベース変調器は、同様の寸法のＬｉＮｂＯ３ ＭＺＭにおいて得られる５ＶのＶ_πと比べて、０．５Ｖ程度の低いＶ_πにおいて１８０度の位相シフトを達成することができる。

ＬｉＮｂＯ３と比べた場合のＥＯポリマＭＺＭの更なる動作上の利点が、１ｃｍの長さを有する変調器の場合のシミュレーションにおいて確認される。ＭＺＭの設計は、閉ループ単位利得を達成するために狭帯域増幅器と一体に構成される。−１５５ｄＢ／Ｈｚの相対強度雑音（ＲＩＮ）値を有する、１５５０ｎｍにおいて１２ｄＢｍの光源電力の場合、モジュール式のＬｉＮｂＯ３ベースシステムの場合に３０ｄＢの増幅器が必要とされ、システム雑音フロアレベルは−１３３ｄＢｍ／Ｈｚである。対照的に、ＥＯポリマベースシステムの場合、９ｄＢ増幅器利得で十分であり、システム雑音フロアレベルは−１５２ｄＢｍ／Ｈｚである。以下の表は、ＬｉＮｂＯ３と比べた場合の、ＥＯポリマＭＺＭを用いるシミュレートされた性能上の利点を更に強調する。ただし、両方のトポロジの場合に、Ｌ＝１ｃｍが考慮される。

更なる例では、変調器は、ＮＬＯ発色団による高いＥＯ係数と、高い度合いの発色団双極子配向と、１．３μｍにおける１２５０ｐｍ／Ｖの大きなｒとを有する極性調整ポリイミドとすることができる。架橋試薬の電子的特性を変更することによって、温度窓が、最適な特性を有する硬化材料を達成するように最適化される。発色団がポリママトリックスに付着せず、自由に回転するので、ゲスト−ホストＥＯポリマは低い安定化温度を有することができる。ゲスト−ホストＥＯポリマは、準備するのが容易であり、極性調整するのが容易であるので、新たな発色団を評価する際に特に有用である。

図６ａ〜図６ｄは、Ｓｉ適合電気光学（ＥＯ）ポリマ材料を用いて実現されるＳｉフォトニクスベースマッハツェンダ変調器の強度プロットグラフを示す。図６において、横断方向に極性調整されたＥＯポリマベースＭＺＭが、干渉計の各レッグ並びに干渉計の入力アーム及び出力アームにおける光場の横断方向成分及び長手方向（longitudinal）成分に関してシミュレートされる。ＭＺＭの種々の位置の場合の強度値が、横方向及び横断方向の両方において数マイクロメートルの範囲内で光導波路寸法内に表される。ＭＺＭの電気的導波路は、発振器とモノリシック集積することができるマイクロストリップ伝送線路とすることができる。ＭＺＭの動作点は、支配的な基本波又は支配的な２次高調波を生成するために直交点又は外れた点に存在することができる。

図７は、遅波構造として標準的な導波路構造又はフォトニックバンドギャップを用いて１５５０ｎｍにおいて動作し、約７３５ｐｍ／ＶのＥＯ係数を有する、図６ａ〜図６ｄの集積ＭＺＭ設計の場合の動作特性を示す。図７のシミュレーション結果において、マイクロストリップ線路は、約２ｍｍの厚さを有する基板の場合に、最大で約６０ＧＨｚまでのシミュレートされた単一モード準ＴＥＭ動作を有する。

上記のＯＥＯのモノリシック集積は、幾つかの更なる点に関して難しい場合がある。例えば、長い光ファイバ遅延線の利用は、Ｑ係数に関して大きな利得をもたらすことができるが、長い遅延は、非常に小さなモード間隔を引き起こす可能性もある。多モードＯＥＯシステムが安定した周波数において機能するために、ＯＥＯは、低いサイドモード抑圧比（ＳＭＳＲ）でサイドモードを抑圧できなければならない。更なる電気的ループを使用するとＳＭＳＲを改善することができるが、これはモード間隔を更に大きくすることができるだけであり、ＯＥＯは、例えば起動時に、依然として周波数ホッピングを受けることになる。注入同期（例えば、モノリシックヘテロ接合フォトトランジスタ（ＨＰＴ）発振器又は電気的発振器と結合されるＯＥＯ）は、これらの問題を軽減し、単一モード出力をもたらすことができるが、そのような設計によれば、結果として、コストが著しく増加することになる。

上記の懸念に対処するために、ファブリペロレーザダイオード（ＦＰ−ＬＤ）を用いて、ＯＥＯシステムに多モード注入同期効果を組み込むことができる。レーザダイオードを用いるとき、単一ＯＥＯモードをロックすることができ、一方、他の不整合のモードは、利得競合及び位相同期効果に起因して抑圧される。これは、発振周波数と変調周波数が単一モード動作において同期することと、更に、ＯＥＯシステムへの任意の更なる高速光電子デバイスの追加を不要にすることとを確実にする。レーザダイオード構成の結果として、ＳＭＳＲが７５ｄＢ以上になる場合がある。

ＯＥＯシステムの同調性も大きな懸念である。従来のＯＥＯは一般的に、光ファイバ遅延線の長さが長いことに起因して、密集した間隔の発振モードを有し、単一周波数発振を確実にするのには、（例えば、ＭＨｚ範囲における）相対的に小さな周波数同調可能範囲を有する固定マイクロ波バンドパスフィルタ（ＭＢＰＦ）を用いなければならない。本開示によれば、光学領域において実現され、ＯＥＯに組み込まれる同調可能ＭＢＰＦを使用できるようになる。周波数同調の１つの取り得る技法は、入射光波又はＦＰ−ＬＤの縦モードの波長を変更することによって実行することができる。波長を変更することは、動作温度、電流注入、及び／又は外部キャビティを有するレーザの外部キャビティ長を変更することによって可能である。しかしながら、温度変更及び電流注入変更は、多くの場合に、持続マイクロ波信号の品質を劣化させる可能性がある。別の取り得る周波数同調技法は、２ポート位相変調器（ＰＭ）及び線形チャープファイバブラッググレーティングを用いて実行することができる。周波数同調は、線形チャープファイバブラッググレーティングの分散を調整することによって実現される。しかしながら、大きな周波数同調可能範囲を確保するには、分散の調整可能範囲を非常に大きくする必要があり、実用的な応用形態の場合に実現するのは難しい。

更なる懸念は、生成されるマイクロ波の周波数が、変調器の帯域幅と、ＭＢＰＦの中心周波数とによって著しく制限されるので、その周波数が一般に低いことである。単一の光キャリアの代わりに、２つの異なる波長の２つの光キャリアを用いることができる。そのような構成では、ＭＺＭ変調器は、基本振動を生成するために、１つの波長では直交点にバイアスをかけることができ、周波数２逓倍動作を生成するために、他の波長では最小送信点にバイアスをかけることができる。しかしながら、この構成は、ドリフトに起因して安定性が低下しやすい。偏光変調器（ＰｏｌＭ）がバイアスドリフト問題に対処することができるが、それにもかかわらず、周波数２逓倍ＯＥＯは固定ＭＢＰＦを必要とし、これにより、ここでもまた、それはＯＥＯシステムの周波数同調範囲が相対的に制限されたままとなる。

上記の懸念は、ＰＭ及び位相シフトファイバブラッググレーティング（ＰＳ−ＦＢＧ）に基づくフォトニックＭＢＰＦを組み込む広帯域同調可能周波数２逓倍ＯＥＯを用いて対処することができる。そのようなＯＥＯの主な利点は、（１）ＯＥＯループ内で低周波コンポーネントを使用しながら、周波数２逓倍マイクロ波信号を生成できること、及び（２）入射光波の波長を単に調整することによって、広帯域周波数同調を実現できることである。さらに、バイアス制御が不要である。これは、実現するのを簡単にし、動作安定性を改善する。ＰＭ及びＰＳ−ＦＢＧは、フォトニック集積回路チップ内に集積できる可能性があり、集積できれば、その全体性能を著しく改善することになる。

周波数シフタ（ＦＳ）を有するＯＥＯシステムにおいて、発振周波数は、光ポンプ波長を変更することによって同調させることができる。ＭＺＭを備えるＯＥＯの同調性と比べて、この構成は、所与の増幅器利得及びレーザ出力に対して、ＲＦ電力出力を大きくすることができる場合がある。

ＯＥＯシステムの光学的な蓄積要素は一般的に光ファイバ遅延線である。しかしながら、この蓄積要素はＯＥＯシステムを運用する際に幾つかの難題を提起する。第一に、遅延線は相対的に大きい可能性があり、ＯＥＯの移送を難しくする可能性がある。さらに、遅延線は温度安定性を有する必要があり、その結果として、（例えば、能動的な温度コントローラにおいて）著しい量の電力を必要とする。最後に、遅延線は、キャリアに非常に近い（数十ｋＨｚの）スプリアスピークを生成する可能性があり、この生成は幾つかの応用形態において有害である可能性がある。

これらの難題を考慮して、幾つかの例では、光ファイバ遅延線を、超高Ｑウイスパリングギャラリモード（ＷＧＭ）光共振器と置き換えることができる。ＷＧＭ光共振器は、（共振器の自由スペクトル領域によって規定される）発振周波数も規定しながら、レーザ光を取り込むことによってエネルギーを蓄積する。ＷＧＭ技術を用いるＯＥＯは、一般的にコンパクトであり、ＲＦスペクトル内に遅延によって誘発されるスプリアスピークを生成せず、コンパクトな温度制御システムに適合する。このようにして、ＷＧＭ技術を使用することにより、超高純度のマイクロ波信号を生成することができるポータブルＯＥＯをもたらすことができる。このことは、任意のマイクロフォニック雑音又は応力／歪み特性が適切に対処される限り、航空宇宙工学等の数多くの応用形態において極めて望ましい特徴である。また、この特徴によれば、持続信号の強度変調の代わりに、位相変調も可能である。強度変調器は環境の影響を受けやすいデバイスである（例えば純音生成のために、高いデバイス安定性が要求されるときには望ましくない）が、位相変調は位相差／強度変換を伴い、この変換は電気光学ドリフト（例えば、遅い電荷再分配）の影響を受けにくい。共振器は実効的には不均衡干渉計であるので、位相差／強度変換にとって明らかに有用である。標準的な差動光位相変調技法と同様に、ＷＧＭ光共振器は、非常に高い変調速度（例えば、＞１０Ｇｂ／ｓ）において優れた性能を提供する。また、超高Ｑ ＷＧＭ光共振器の構成はチップ集積に適合し、それゆえ、超高純度のマイクロ波を生成するための実現可能で、移送可能な発生源をもたらす。

開示されるＯＥＯシステムの１つの利点は、非常に高い周波数信号（例えば、１００ＧＨｚ）を生成できることである。一般的に、そのような高い周波数信号を生成するために、ＯＥＯは、一般的に費用がかかり、実現するのが難しい高周波コンポーネント（例えば、１００ＧＨｚの光検出器、１００ＧＨｚの強度変調器、１００ＧＨｚのＲＦ増幅器等）を必要とする。本開示のＯＥＯは実際には、相対的に低い周波数の光デバイス及びマイクロ波デバイスを用いて高い周波数信号を生成することができる。設計のこの態様は、直接変調式分布フィードバック（ＤＦＢ）レーザを用いて低い周波数において動作する二重ループＯＥＯによってモデル化することができる。連続光波を直接変調式ＤＦＢレーザに注入し、注入電力及び偏光を適切に調整することによって、レーザダイオードが注入同期し、それにより、高調波を生成する。高調波次数は、自走ＤＦＢレーザと連続光波との間の周波数差を変更することによって制御することができる。シミュレートされたデータは、１０ＧＨｚ以下の周波数において動作する光デバイス及び電気デバイスを有するＯＥＯから１００ＧＨｚのマイクロ波を生成できることを予測する。

開示される同調可能ＯＥＯシステムの更なる利点は、このシステムの相対的に低い位相雑音である。同調可能ＯＥＯの位相雑音性能はファイバ長に直接関連し、すなわち、ファイバ長を長くする結果として、ＯＥＯの位相雑音が減少する。しかしながら、ＯＥＯは、ファイバ長に反比例するモード間隔を有する複数の共振周波数を生成する。したがって、ファイバ長を長くする結果として、不要なモードも生成する。ＯＥＯシステムのフィードバックループ内に極めて狭い通過帯域のＲＦフィルタを含むことによって、不要なモードを抑圧することができる。さらに、多ループ構成（例えば、更なる光学的ループ、更なる電気的ループ）を使用することによって、ＲＦフィルタの周波数選択性も緩和することができる。しかしながら、最も長いフィードバックループのモード間隔より広いスペクトル範囲にわたる周波数同調は、周波数の任意の変化がループ長の変化に直接関連するので、実行するのが難しい。二重ループ構成において、標準的なハイパスフィルタとともに、電気的位相シフタを用いて、これらの難題を克服する極めて広い同調範囲を有する同調可能ＯＥＯを形成することができる。

要するに、上記のＯＥＯシステムは、フォトニクスコンポーネント（例えば、ＥＯベースＭＺＭ、フォトダイオード、Ｓｉラマン増幅器等）と、シリコン内ＲＦ電子回路（ＣＭＯＳ／ＢｉＣＭＯＳ／ＨＢＴ）とをモノリシック集積するプラットフォームを用いて、従来のＯＥＯのサイズ、重量及び電力の大幅な削減を提供する。さらに、開示されるＯＥＯシステムは、ＯＥＯの個別バージョンに対して集積バージョンにおいて、ＲＦ電力消費量の著しい削減を提供する。個別のコンポーネントから形成されるＯＥＯは、１０Ｗ〜２０Ｗ程度を使用するＲＦ増幅器を含むことができるが、開示されるＯＥＯの集積ＲＦチェーン全体は２００ｍＷ未満を使用すればよい。さらに、集積コンポーネントは、２Ｖ未満の電源から動作することができ（例えば、Ｓｉデバイス）、個別のコンポーネントが一般的に必要とする整合用入力ドライバ及び出力ドライバを不要とする。さらに、変調器ドライバは通常、約５００ｍＷを使用すればよい。

本明細書における本発明は特定の実施形態を参照しながら説明されてきたが、これらの実施形態は本発明の原理及び応用形態を例示するにすぎないことは理解されたい。それゆえ、添付の特許請求の範囲によって規定されるような本発明の趣旨及び範囲から逸脱することなく、例示的な実施形態に数多くの変更を加えることができること、及び他の構成を考案することができることは理解されたい。

Claims (10)

1. 発振光信号を持続させるためのモノリシック集積光電子発振回路であって、
   前記光信号の第１の部分を受信するように構成される少なくとも１つの光ファイバ遅延線を備える注入同期回路と、
   前記光信号の他の部分を受信するように構成される少なくとも２つの光ファイバ遅延線を備える位相同期ループ回路と、
   前記光信号の前記第１の部分から導出された注入同期信号と、前記光信号の前記他の部分から導出された位相同期ループ信号とにそれぞれ応答して、安定した発振信号を生成するように構成されるモノリシック集積電圧制御発振器であって、前記安定した発振信号は前記光信号をＲＦ変調するように構成される、モノリシック集積電圧制御発振器と、
   を備える、発振光信号を持続させるためのモノリシック集積光電子発振回路。
2. 前記光ファイバ遅延線のうちの少なくとも１つは、１インチ以下の直径を有するマンドレル内に組み込まれる、請求項１に記載の光電子発振回路。
3. 前記マンドレルは樹脂エマルジョンによって覆われる、請求項２に記載の光電子発振回路。
4. 前記注入同期回路の前記光ファイバ遅延線は、前記位相同期ループ回路のいずれの前記光ファイバ遅延線よりも短い長さを有する、請求項１に記載の光電子発振回路。
5. 前記位相同期ループ回路に結合される少なくとも１つの位相検波器であって、前記少なくとも２つの光ファイバ遅延線のそれぞれにわたって伝搬する個々の信号間の位相差を求めるように構成される、少なくとも１つの位相検波器を更に備える、請求項１に記載の光電子発振回路。
6. 前記電圧制御発振器は、前記注入同期回路に結合される第１共振器であって、前記光信号の前記第１の部分から導出された処理済み信号を受信するように構成される、第１共振器を更に備え、前記第１共振器は一対の動的同調共振器に更に結合され、該動的同調共振器のそれぞれは、前記位相同期ループ回路の個々の光ファイバ遅延線に結合され、前記光信号の前記他の部分から導出された処理済み信号を受信するように構成される、請求項１に記載の光電子発振回路。
7. 前記第１共振器は前記一対の動的同調共振器のそれぞれに容量性結合される、請求項６に記載の光電子発振回路。
8. 前記第１共振器はマイクロストリップ線路共振器である、請求項６に記載の光電子発振回路。
9. 前記第１共振器の位相は、前記第１共振器及び前記動的同調共振器のそれぞれに結合される位相調整回路によって動的に調整される、請求項６に記載の光電子発振回路。
10. 前記第１共振器はメタマテリアルエバネッセントモード合成器回路網である、請求項６に記載の光電子発振回路。