JP6728193B2 - トランシーバ自己干渉キャンセラのための回路及び方法 - Google Patents

Description

［関連出願へのクロスリファレンス］
本出願は、２０１４年１０月１日付け出願の米国仮特許出願第６２／０５８，５７５号、及び、２０１５年９月２５日付け出願の米国仮特許出願第６２／２３３，２１５号の優先権を主張するものであり、当該出願の開示全体は、参照によりここに組み込まれる。

［政府の権利に関する記述]
本発明は、国防高等研究計画局により授与されたＨＲ００１１−１２−１−０００６の下で、アメリカ合衆国政府の支援によりなされた。アメリカ合衆国政府は、本発明に特定の権利を有する。

多くの無線装置において、近くに位置する送信機と受信機は、僅かに離れた周波数帯で又は同一周波数帯／チャネルで、同時に動作する。例えば、マルチバンド周波数分割複信（ＦＤＤ）トランシーバでは、トランシーバの送信機は、異なる周波数帯であるが、トランシーバの受信機に限りなく近い周波数帯で、動作する。たとえ異なる周波数帯で動作しても、送信周波数からの干渉は、受信機の性能に影響する可能性がある。送信機と受信機の周波数がより近くなるほど、この問題は、悪化する可能性がある。

別の例として、全二重無線トランシーバでは、トランシーバの送信機及と受信機は、同時に同一周波数で送信及び受信するが、自己干渉のキャンセルを利用して通信を可能にしている。

近くで動作する送信機と受信機の間における干渉をキャンセルするための既知の技術には、多くの欠点がある。

よって、トランシーバの自己干渉キャンセラのための新しい回路及び方法が望まれる。

トランシーバ自己干渉キャンセラのための回路及び方法が提供される。

ある実施形態では、トランシーバ自己干渉キャンセラのための回路を提示する。該回路は、各々が、異なるサブ周波数におけるアンテナ・アイソレーションの振幅、位相、振幅勾配及び位相勾配の応答をエミュレートする、複数のＲＦ高Ｑバンドパスフィルタを備える。

ある実施形態では、前記複数のＲＦ高Ｑバンドパスフィルタの各々は、次のものを備える：制御入力部と、送信機の信号に結合される第１サイドと、第２サイドとを有する第１可変抵抗；各々が、制御入力部と、前記可変抵抗の前記第２サイドに結合された第１サイドと、第２サイドとを有する複数の第１スイッチ；各々が、制御入力部と、グランドに接続された第１サイドと、前記複数の第１スイッチの前記第２サイドの固有の１つに接続された第２サイドとを有する複数の第１可変容量；各々が、制御入力部と、前記複数の第１可変容量の前記第２サイドの固有の１つに結合された第１サイドと、第２サイドとを有する複数の第２スイッチ；制御入力部と、グランドに接続された第１サイドと、前記複数の第２スイッチの前記第２サイドの各々に結合される第２サイドとを有する第２可変抵抗；制御入力部と、前記複数の第２スイッチの前記第２サイドの各々に接続される第１サイドと、受信機の信号に結合される第２サイドとを有する第２可変容量；各々が、前記複数の第１可変容量の前記第２サイドの固有の１つに接続される入力部と、前記複数の第１可変容量の前記第２サイドの固有の１つに接続される出力部とを有する複数の可変トランスコンダクタであって、該複数の可変トランスコンダクタの各々において、前記可変トランスコンダクタの前記入力部は、前記可変トランスコンダクタの前記出力部に接続されていない、複数の可変トランスコンダクタ；各々が、前記複数の第１スイッチの前記制御入力部の固有の１つに接続される複数の出力部を有する第１ローカル発振器であって、該第１ローカル発振器は、一度に、前記複数の第１スイッチの１つをオンにする、第１ローカル発振器；各々が、前記複数の第２スイッチの前記制御入力部の固有の１つに接続される複数の出力部を有する第２ローカル発振器であって、該第２ローカル発振器は、一度に、前記複数の第２スイッチの１つをオンにし、さらに、前記第２ローカル発振器の前記複数の出力部は、前記第１ローカル発振器の前記複数の出力部から時間シフト量だけ時間的にシフトされる、第２ローカル発振器。

ある実施形態では、自己干渉キャンセラをキャリブレーションするための方法を提示する。該方法は、次のステップを含む：キャンセラをオフにして、Ｈ_ＳＩを測定するステップ；前記キャンセラをオンにして、Ｈ_ＳＩＣを測定するステップ；前記Ｈ_ＳＩ及び前記Ｈ_ＳＩＣの振幅及び勾配が一致するか否か判定するステップ；前記Ｈ_ＳＩ及び前記Ｈ_ＳＩＣの振幅及び勾配が一致しないと判定したとき、前記キャンセラ内の相対抵抗、容量又はトランスコンダクタンスを調整するステップ；Ｈ_ＳＩＣの位相及び振幅を調整するステップ；群遅延を計算するステップ。

ある実施形態に係る自己干渉キャンセラを含むトランシーバの一部の例示的な回路図である。 ある実施形態に係る二次ＲＬＣバンドパスフィルタのモデルの例示的な回路図である。 ある実施形態に係る二次Ｇ_ｍ−Ｃバンドパスフィルタの一例を示す回路図である。 ある実施形態に係る反時計回り構成内の二次Ｇ_ｍ−Ｃバンドパスフィルタの例示的な回路図である。 ある実施形態に係る、フィルタパラメータの変化がどのようにフィルタの性能に影響するかを示す一組のグラフである。 ある実施形態に係る、２つの自己干渉キャンセラを含む受信機の例示的な回路図である。 ある実施形態に係るトランスコンダクタＧ_ｍバンクの例示的な回路図である。 ある実施形態に係るローカル発振生成器の例示的な回路図である。 ある実施形態に係るキャリブレーション処理の例示的なフローチャートである。

ある実施形態によれば、トランシーバ自己干渉キャンセラのための回路及び方法が、提供される。

図１に示すように、ある実施形態によれば、トランシーバ自己干渉キャンセラ１０２は、複数の二次バンドパスフィルタ１０４及び１０６を有することができる。複数の二次バンドパスフィルタ１０４及び１０６は、それぞれ、受信した送信機の自己干渉１０８に応じてキャンセル信号を供給する。キャンセル信号は、自己干渉をキャンセルするように、送信される送信機の信号１１０をスケーリングして変形させたものである。

ある実施形態では、キャンセラ内の各二次バンドパスフィルタは、所望の信号のバンド幅のチャネル用のキャンセル信号を供給することができる。その際に、各二次バンドパスフィルタは、送信機の誘導自己干渉にて対応するチャネルの振幅、位相、振幅勾配及び位相勾配（すなわち、群遅延）を模倣した、反転信号を生成することができる。

ある実施形態では、各二次バンドパスフィルタは、組込み式の可変減衰及び位相シフトを有するＮパスＧ_ｍ−Ｃフィルタとして、実現され得る。ある実施形態では、各二次バンドパスフィルタは、調整可能であり、再構成可能であり、高いＱを有することができ、及び／又は、任意の他の適切な特性を有することができる。

適切な数の二次バンドパスフィルタが、ある実施形態において、キャンセラに備えられ得る。例えば、ある実施形態では、トランシーバ自己干渉キャンセラは、２つの二次バンドパスフィルタを含むことができる。

ある実施形態によれば、本明細書に記載されるようなトランシーバ自己干渉キャンセラは、周波数分割複信トランシーバ、全二重トランシーバ及び／又は他の適切なトランシーバを実装するために利用され得る。

二次バンドパスフィルタは、図２に示すような二次ＲＬＣバンドパスフィルタを用いてモデル化され得る。図２では、トランスコンダクタンスｇ_ｉ２０２及び位相φ_ｉ２０４は、ある実施形態では、ｉ番目のフィルタの振幅制御及び位相制御に相当する。キャンセラの出力部におけるショート終端２０６は、自己干渉キャンセルによって生成される仮想グランドに相当する。ｉ番目のパスの伝達関数は、式（１）で与えられる。

ここで：
Ａ_ｉ＝（ｇ_ｉＲ_ｐ，ｉ）／（Ｒ_ｐ，ｉ＋Ｒ）は、ｉ番目のバンドパスフィルタの振幅を示し；
φ_ｉは、ｉ番目のバンドパスフィルタの位相設定を示し；
Ｑ_ｉ＝（Ｒ||Ｒ_ｐ，ｉ）／（ω_ｉＬ_ｉ）は、品質係数を示し；
ω_ｉ＝１／（Ｌ_ｉＣ_ｉ）^１／２は、中心周波数を示す。

このように、再構成可能な二次ＲＦバンドパスフィルタを有するＲＦキャンセラは、４つの自由度（Ａ_ｉ，φ_ｉ，Ｑ_ｉ及びω_ｉ）によって特徴付けられる。

このようなＲＦキャンセラは、振幅、周波数点でのアンテナ・インタフェース・アイソレーションの位相応答、振幅勾配及び位相勾配のレプリカを与える。なぜなら、このようなＲＦキャンセラはＡ_ｉ及びφ_ｉの自由度で特徴付けられるためである。二次バンドパスフィルタの群遅延（すなわち、位相勾配）はバンドパスフィルタのＱに比例し、中央周波数の上方シフト／下方シフトは、（図３及び図４に関連してさらに説明されるように）正／負の振幅勾配のレプリカを与える。

バンドパスフィルタのパラメータは、次式のように、アンテナ・インタフェースの応答（Ｈ_ＳＩ（ｊω））に基づいて解かれ得る：
ここで：
ω_{ＳＩＣ，ｉ}は、ｉ番目のバンドパスフィルタのキャンセル周波数である；

図３は、ある実施形態に係るキャンセラフィルタとして用いられ得る２ポートの二次ＮパスＧ_ｍ−Ｃフィルタ３００の例３００を示す。図示のように、フィルタ３００は、トランスコンダクタ３０２，３０４，３０６及び３０８と、ベースバンドキャパシタ３１０，３１２，３１４及び３１６と、スイッチ３１８，３２０，３２２，３２４，３２６，３２８，３３０及び３３２と、結合キャパシタ３３４と、ＤＣブロッキングキャパシタ３３６及び３３８と、抵抗器Ｒ_ＴＸ３４０，Ｒ_ＲＸ３４２及びＲ_{ｍａｔｃｈ}３４４と、スイッチ３４６とを含む。

フィルタ３００内では、トランスコンダクタ３０２，３０４，３０６及び３０８は、トランスコンダクタ３０２及び３０４を用いた時計回り接続を形成するために又はトランスコンダクタ３０６及び３０８を用いた反時計回り接続を形成するために、オン又はオフにされ得る。

ある実施形態では、スイッチ３４６は、（図９にて後述するように）キャリブレーション目的のために、フィルタが必要ではないとき及び／又は任意の他の適切な理由のために、フィルタを（信号を接地することによって）無効にするため使用され得る。

図４は、ある実施形態に係る２ポートの二次ＮパスＧ_ｍ−Ｃフィルタ３００の反時計回り接続の例を描写する。

図４の回路に対する線形周期的時変（ＬＰＴＶ）解析によって、次式が与えられる：
ここで：
Ｒ_ＯｎはＮパススイッチのオン抵抗であり；
ｆｓは、スイッチング周波数であり；
ローディング効果Ｃ_Ｃは、無視される。

このように、式（６）によれば、抵抗器Ｒ_ＴＸ４０４及びＲ_ＲＸ４０６の固定値が与えられれば、フィルタの品質係数Ｑは、ベースバンドキャパシタＣ_Ｂ４１０，４１２，４１４及び４１６のサイズを変えることにより、再設定され得る。ある実施形態におけるベースバンドキャパシタＣ_Ｂのサイズを変える効果を、図５のグラフ５０２及び５０４に示す。

ある実施形態では、ベースバンド再設定可能なトランスコンダクタ（Ｇ_ｍ）の時計回り接続及び反時計回り接続を通して、スイッチング周波数に対する中央周波数の上方／下方の周波数オフセットが、図５のグラフ５０６及び５０８に示すように、取得され得る。スイッチング周波数に対する中央周波数の周波数オフセットは、ある実施形態では、Δω＝Ｇ_ｍ／Ｃ_Ｂによって与えられる。

可変減衰（振幅スケーリング）は、図５のグラフ５１０及び５１２に示すように、抵抗器Ｒ_ＴＸ及びＲ_ＲＸの互いに対するサイズを再設定することによって、導入され得る。中央周波数での振幅応答は、次式のようになる。

ここで、Ｖ_ＯＵＴを算出するとき、ローディング効果Ｃ_Ｃは無視される。

キャンセルが一旦実行されると、Ｖ_ＲＸは仮想グランドになることに留意されたい。キャンセラ伝達関数は、仮想グランドへ流れ込むＩ_{ＣＡＮＣＥＬＬＥＲ}を見つけ出し、それに基準抵抗Ｒ_０を乗算することによって、算出され得る。さらに、振幅応答の上記式において、中央周波数は、簡易化のため、ω_Ｓと仮定され、すなわちＧｍ＝０と仮定される。

位相シフトは、図５のグラフ５１４及び５１６に示すように、外側のスイッチを駆動するＬＯをΔＴで位相シフトさせることによって、２ポートのＮパスフィルタに組込まれ得る。

ある実施形態では、キャンセラのフィルタは、受信機の入力部に、弱く容量結合される。これは、キャパシタＣ_Ｃ４０８のようなプロブラマブルキャパシタバンクの利用によって可能になる。ある実施形態では、このプログラマブルキャパシタバンクは、動作周波数範囲にわたり−１０ｄＢの結合を与えるサイズになり得る。弱い結合は、受信機の入力整合及びノイズファクタの最小化、及び、Ｎパスフィルタの互いの相互作用及び受信機との相互作用の最小化に有益であり得る。

Ｒ_ＲＸ（これは、例えば、公称値５０Ωを有することができる）は、｜ωＣ_Ｃ｜^−１よりも小さなサイズにされ得る。これにより、Ｎパスフィルタ上のＣ_Ｃによる容量性ローディング効果は弱くなる。必要な減衰範囲及び式（７）に基づいて、Ｒ_ＴＸの抵抗範囲が取得され得る。Ｒ_ＴＸ及びＲ_ＲＸを一旦設定すれば、式（６）を用いて、Ｎパスフィルタベースバンドの容量範囲は、必要な群遅延又は品質係数範囲によって、決定され得る。最終的に、ベースバンドＧ_ｍのトランスコンダクタンスの範囲は、Ｃ_Ｂの容量範囲と同様に、必要な周波数シフトに基づき、Δω＝Ｇ_ｍ／Ｇ_Ｂを用いて設計され得る。Ｒ_ＴＸが一旦設定されれば、Ｒ_{ｍａｔｃｈ}（図３）は、所望の整合インピーダンスを提供するよう設定され得る。

図６は、ある実施形態に係るトランシーバ自己干渉キャンセラを組込む受信機の回路の例６００を示す。図示のように、受信機６００は、キャンセラフィルタ６０２及び６０４と、整合キャパシタ６０６及び６０８と、低雑音トランスコンダクタンス増幅器（ＬＮＴＡ）６１０と、ＤＣブロッキングキャパシタ６１１及び６１３と、ミキサ６１２と、ラウチ（Rauch）トランスインピーダンス増幅器６１４，６１６，６１８及び６２０と、ベースバンド組換え回路６２２と、ＳＰＩレベルシフタ６２４と、２５％ＬＯ生成回路６２６と、グローバルバイアス回路６２８と、ＥＳＤ及びパワークランプ回路６３０とを含む。図６に示すように、受信機６００は、送信機のローカル発振入力６３２及び６３４、キャンセラ入力６３６及び６３８、受信機の入力６４０、受信機のローカル発振入力６４２を受信する。さらに、受信機６００は、受信機の出力Ｉ６４４、受信機の出力Ｑ６４６を出力する。

図６に示すように、フィルタ６０２及び６０４は、分離された、送信機のローカル発振入力６３２及び６３４と、キャンセラ入力６３６及び６３８とを有する。これにより、ＭＩＭＯ ＳＣＦＤアプリケーションにおいて（キャンセラ入力で受信される）２つの分離された送信機の信号のキャンセルの利用に、又は、受信機バンドの（キャンセラ入力で受信される）送信機のノイズのキャンセルの利用にフレキシビリティを与える。

上述のように、ある実施形態では、キャンセラフィルタ６０２及び６０４は、受信機の入力６４０に、弱く容量結合される。これは、図３のキャパシタＣ_Ｃ３３４のようなプロブラマブルキャパシタバンクの利用によって可能になる。ある実施形態では、このプログラマブルキャパシタバンクは、動作周波数範囲にわたり−１０ｄＢの結合を与えるサイズになり得る。弱い結合は、受信機の入力整合及びノイズファクタの最小化、及び、Ｎパスフィルタの互いの相互作用及び受信機との相互作用の最小化に有益であり得る。

ある実施形態では、受信機の入力６４０での入力容量は、ワイヤボンドインダクタ（図示せず）及びオフチップインダクタ６４８及び６５０の組合せを用いることによって、共振することができる。オフチップインダクタ６４８は電源に接続されている。オフチップインダクタ６５０はグランドに接続されている。プログラマブルキャパシタバンク６０６及び６０８は、受信機の入力を所望の入力周波数に整合させるため、ＬＮＴＡ６１０の入力部に含まれ得る。

ある実施形態では、ＬＮＴＡ６１０は、図６に示すような部品から構成される、ノイズキャンセル・コモンゲート（ＣＧ）、コモンソース（ＣＳ）低雑音トランスコンダクタンス増幅器である。

ある実施形態に係る動作中、送信機のレプリカ信号がキャンセラの入力６３６及び６３８に供給され、送信機のローカル発振が、送信機のローカル発振入力６３２及び６３４に供給される。次に、キャンセルフィルタ６０２及び６０４は、キャンセル信号を、受信入力６４０とＬＮＴＡ６１０との間のノード６４１に供給する。

さらに、ＬＮＴＡ６１０は、信号を増幅する。この信号は、フィルタ６０２及び６０４によって出力される信号と、受信機の入力部６４０で受信される信号との組み合わせである。

さらに、ＬＮＴＡ６１０は、出力信号を生成する。出力信号は、ＤＣブロッキングキャパシタ６１１及び６１３を介してミキサ６１２に供給される。次に、ミキサ６１２は、出力信号と、ローカル発振生成器６２６からのローカル発振（ＬＯ）信号とをミキシングする。ミキサ６１２は、ある実施形態において、任意の適切なミキサであってよい。例えば、ミキサは、ある実施形態において、２つの、４相の電流駆動ミキサであってもよい。ある実施形態では、任意の適切な数の位相が、ミキサ６１２によってミキシングされ得る。例えば、ある実施形態では、より良い雑音指数を提供するために、４相の代わりに、８相がミキシングされ得る。図示のように、４相で実装されるとき、ＬＯ生成器は、受信機ＬＯの入力６４２で受信される基準ＬＯ信号に基づく、４つの２５％非重複ＬＯ信号のような、ＬＯ信号を生成することができる。

さらに、ミキサ６１２の出力は、二次ラウチトランスインピーダンス増幅器（ＴＩＡ）６１４，６１６，６１８及び６２０に提供される。ラウチＴＩＡからの出力は、ノイズ及び相互変調歪みをキャンセルために受信機の出力を組み合わせるプログラマブル組換え回路６２２に、供給され得る。

図示のように、回路６２２は、４つのサブ回路６８０，６８２，６８４及び６８６を含むことができる。サブ回路６８０はラウチＴＩＡ６１４の出力部に接続され、サブ回路６８２はラウチＴＩＡ６１６の出力部に接続され、サブ回路６８４はラウチＴＩＡ６１８の出力部に接続され、サブ回路６８６はラウチＴＩＡ６２０の出力部に接続される。これらの各サブ回路内には、Ｉチャネル及びＱチャネルのためのサブサブ回路が存在する。これらの各サブサブ回路内には、出力部６４４及び６４６の対応する１つにおいて対応するラウチＴＩＡの出力に重み付けする、５つの（又は任意の他の適切な数の）バイナリ加重選択可能なトランスコンダクタを設けることができる。例えば、ラウチＴＩＡ６１４では、サブサブ回路６８０のＩチャネルにて１ｘ，…，１６ｘと表示される一以上のトランスコンタクタを選択することができ、選択されたトランスコンダクタは、出力部６４４に対するラウチＴＩＡ６１４の寄与を決定することができる。同様に、別の例として、ラウチＴＩＡ６１４では、サブサブ回路６８０のＱチャネルにて１ｘ，…，１６ｘと表示される一以上のトランスコンタクタを選択することができ、選択されたトランスコンダクタは、出力部６４６に対するラウチＴＩＡ６１４の寄与を決定することができる。

回路６２２のＱサブサブ回路の出力部は、出力部６４６に接続され得る。同様に、回路６２２のＩサブサブ回路の出力部は、出力部６４４に接続され得る。

当該分野で公知のように、回路６００内にバイアス回路を生成するために、ある実施形態では、グローバルバイアス回路６２８が設けられてもよい。

当該分野で公知のように、静電放電及び過電圧状態から回路６００を保護するために、ある実施形態では、ＥＳＤ及びパワークランプ回路６３０が設けられてもよい。

ある実施形態では、シングル・シリーズ・インターフェースを通じて受信機全体をプログラムする、レベルシフタ、シリーズ・パラレル・インタフェースＳＰＩ回路６２４が、設けられてもよい。シリーズ制御信号は、ある実施形態において、入力部６２４に接続されてもよい。

図７は、ある実施形態に係る、図３のトランスコンダクタ３０２，３０４，３０６及び／又は３０８に用いられ得る、トランスコンダクタＧ_ｍセルの回路の例７００を示す。図示のように、各セル７００は、複数のトランスコンダクタ７０２，７０４及び７０６から構成され得る。複数のトランスコンダクタ７０２，７０４及び７０６は、並列に接続され、さらにオン又はオフにされ得、制御可能なトランスコンダクタンスを提供する。それぞれ任意の適切なトランスコンダクタンスを有する、任意の適切な数のトランスコンダクタが、ある実施形態のセルに設けられ得る。

ある実施形態では、キャンセラフィルタのＧ_ｍセルは、ソース・ディジェネレーションであり得、受信機の他の部分の電圧（例えば、１．２Ｖ）よりも僅かに高い供給電圧（例えば、１．５Ｖ）下で動作することができる。加えて、Ｎパススイッチのオン抵抗（Ｒ_ＯＮ）は、Ｒ_ＴＸ及びＲ_ＲＸよりもずっと小さくなるように設計され得、これにより、キャンセラ全体の線形性への影響が最小化される。

ある実施形態では、Ｇ_ｍセルは、より低いフリッカノイズのために、２００ｎｍのチャネル長を用いることができる。

図３及び図４に示すように、ある実施形態では、各フィルタのスイッチ３１８，３２０，３２２，３２４，３２６，３２８，３３０及び３３２は、そのフィルタにおいて、それぞれ、ローカル発振信号ＬＯ０Ａ，ＬＯ１Ａ，ＬＯ２Ａ，ＬＯ３Ａ，ＬＯ０Ｂ，ＬＯ１Ｂ，ＬＯ２Ｂ及びＬＯ３Ｂにより、制御され得る。これらのローカル発振信号は、図４のタイミング図４１８及び４２０に示すように出現することができ、ある実施形態では、任意の適切な方式で生成され得る。例えば、ある実施形態では、これらのローカル発振信号は、図８に示すような回路８００を用いて生成され得る。回路８００のインスタンスは、各入力部６３２及び６３４と、フィルタ６０２及び６０４のスイッチ３１８，３２０，３２２，３２４，３２６，３２８，３３０及び３３２との間に、接続され得る。

図示のように、回路８００は、２分周（divide-by-2）直交分周器８０２と、ＬＯスルーレート制御フィルタ８０４と、Ｉ／Ｑベクトル補間位相シフタ８０６と、２５％デューティサイクル生成器８０８及び８１０とを含む。ＬＯスルーレート制御フィルタ８０４は、高調波を減衰させて後段のベクトル補間器の線形性を最大化する。

図９に、ある実施形態に係る、各フィルタｉでＲ_ＴＸ，Ｒ_ＲＸ，Ｃ_Ｂ及びＧ_ｍの値を設定するための処理の例９００を示す。図示のように、処理９００は、９０２で開始した後、所定のアンテナ構成のためのアンテナ・アイソレーション干渉Ｈ_ＳＩの推定値に基づき、式（２），（３），（４）及び（５）を用いて、Ａ_ｉ，φ_ｉ，Ｑ_ｉ及びω_ｉの初期キャンセラの設定値を、設定することができる。Ｈ_ＳＩの推定値は、シミュレーション又は初期の測定結果から、取得され得る。

次に、９０６で、処理９００は、（例えば、図３のスイッチ３４６を閉じることによって）キャンセラをオフにし、送信機からのパイロットトーンを送信し、さらに、送信機及び受信機の既知の性能特性に基づいて、実際のアンテナ・アイソレーション干渉Ｈ_ＳＩを測定することができる。

さらに、９０８で、処理９００は、（例えば、図３のスイッチ３４６を開けることによって）キャンセラをオンにし、送信機からのパイロットトーンを送信し、さらに、キャンセルＨ_ＳＩＣ後のアンテナ・アイソレーション干渉を測定することができる。

さらに、処理９００は、９１０で、Ｈ_ＳＩとＨ_ＳＩＣを比較することができ、さらに、９１２で、Ｈ_ＳＩ及びＨ_ＳＩＣの振幅及び振幅勾配が一致するか否か判定することができる。一致しないとき、処理９００は、９１４に分岐することができ、９１４では、振幅及び振幅勾配の差に基づいてＲ_ＴＸ，Ｒ_ＲＸ，Ｃ_Ｂ及びＧ_ｍの値を調整することができる。その後、処理９００は、９０８に戻る。

一方、９１２で、処理９００は９１６に進むことができる。９１６では、処理９００は、自己干渉をキャンセルするために、位相を調整し、さらに振幅を微調整することができる。位相は、ある実施形態では、フィルタスイッチを制御するローカル発振間のΔＴを変えることによって、調整され得る。振幅は、ある実施形態では、Ｒ_ＲＸに対してＲ_ＴＸを変えることによって、調整され得る。

９１８で、処理９００は、ワイドバンドのキャンセルが成し遂げられたか否か判定することができる。成し遂げられたとき、処理９００は、９２０で終了することができる。

一方、処理９００は、９２２に進むことができる。９２２では、処理９００は、パイロットトーンを送信して、キャンセラがオフのときの受信機の出力（Ｖ_ＳＩ）及びキャンセラがオンのときの受信機の出力（Ｖ_ＲＥ）を測定することができる。次に、９２４で、処理９００は、図に示す式を用いて、群遅延の差分を決定することができる。群遅延の差分に基づいて、処理９００は、Ｃ_Ｂを調整して群遅延を修正することができ、その後、９０８に戻る。

ある実施形態では、処理９００は、処理９００に対応する命令を実行するハードウェアプロセッサ（例えば、マイクロプロセッサ、デジタル信号プロセッサ、コントローラ等であってよい）の制御の下、実行され得る。任意の適切なコンピュータ可読媒体が、これらの命令を格納するために使用され得る。例えば、ある実施形態では、コンピュータ可読媒体は、一時的又は非一時的であってもよい。例えば、非一時的なコンピュータ可読媒体は、磁気媒体（例えば、ハードディスク、フロッピーディス等）、光学式媒体（例えば、コンパクトディスク、デジタルビデオディスク、ブルーレイディスク等）、半導体媒体（例えば、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、フラッシュメモリ、電気的プログラマブル読み取り専用メモリ（ＥＰＲＯＭ）、電気的消去可能なプログラマブル読み取り専用メモリ（ＥＥＰＲＯＭ）等）、伝送中に一瞬ではなく又は見せかけの永続性が欠けない任意の適切なメモリ、及び／又は、任意の適切な無形媒体といった、媒体を含むことができる。別の例として、一時的コンピュータ可読媒体は、ネットワーク上、ワイヤ内、コンダクタ、光ファイバ、回路、伝送中に一瞬ではなく又は見せかけの永続性が欠けない任意の適切なメモリ、及び／又は、任意の適切な非一時的媒体の、信号を含むことができる。

開示の主題のある実施形態において、図９に示す処理の上述のステップは、図に示す順番に限定されず、任意の順番で実行してもよい。さらに、図９の処理の上述のステップの一部は、待機時間及び処理時間を削減するために、適宜、同時に実行してもよいし又は並列に実行してもよい。さらに、図９は、単に例示的なものとして提供されることに留意されたい。この図に示すステップの少なくとも一部は、提示の順序とは異なる順序で実行されてもよく、同時に実行してもよく、又は、省略されてもよい。

ある実施形態では、キャンセラフィルタは、１ｎｓから２８ｎｓまでの範囲にわたるデジタル制御のピーク群遅延、ピーク群遅延の設定下で−１０ＭＨｚから＋１０ＭＨｚまでの範囲にわたる周波数シフト、全３６０°位相シフト範囲、及び、受信機側の容量結合の−１０ｄＢを含む２０ｄＢから４０ｄＢまでの減衰範囲を有するよう、設計され得る。

本明細書に記載される例（同様に、「このような」、「例えば」、「含む」等の語句）の提供は、主張の主題を特定の例に限定するよう解釈すべきではなく、むしろ、例は、多くの可能な態様の一部のみを説明するためのものである。

本発明を、前述の例示的な実施形態に図示して説明した。しかしながら、本開示は例として見なされるものであり、本発明の実装の詳細にて多くの変形が、発明の趣旨及び範囲を逸脱することなく成され得、次の特許請求の範囲のみによって限定されることが理解される。開示の実施形態の特徴は、多様な方法で、組合せ及び再配置され得る。

Claims (9)

1. トランシーバ自己干渉キャンセラのための回路であって、
   各々が、異なるサブ周波数におけるアンテナ・アイソレーションの振幅、位相、振幅勾配及び位相勾配の応答をエミュレートする、複数のＲＦ高Ｑバンドパスフィルタを備え、
   前記複数のＲＦ高Ｑバンドパスフィルタのそれぞれは、送信機の信号に結合される入力と、受信機の信号に結合される出力とを有する、回路。
2. 請求項１に記載の回路において、前記複数のＲＦ高Ｑバンドパスフィルタの各々は、
   制御入力部と、前記送信機の信号に結合される第１サイドと、第２サイドとを有する第１可変抵抗と、
   各々が、制御入力部と、前記可変抵抗の前記第２サイドに結合された第１サイドと、第２サイドとを有する複数の第１スイッチと、
   各々が、制御入力部と、グランドに接続された第１サイドと、前記複数の第１スイッチの前記第２サイドの固有の１つに接続された第２サイドとを有する複数の第１可変容量と、
   各々が、制御入力部と、前記複数の第１可変容量の前記第２サイドの固有の１つに結合された第１サイドと、第２サイドとを有する複数の第２スイッチと、
   制御入力部と、グランドに接続された第１サイドと、前記複数の第２スイッチの前記第２サイドの各々に結合される第２サイドとを有する第２可変抵抗と、
   制御入力部と、前記複数の第２スイッチの前記第２サイドの各々に接続される第１サイドと、前記受信機の信号に結合される第２サイドとを有する第２可変容量と、
   各々が、前記複数の第１可変容量の前記第２サイドの固有の１つに接続される入力部と、前記複数の第１可変容量の前記第２サイドの固有の１つに接続される出力部とを有する複数の可変トランスコンダクタであって、該複数の可変トランスコンダクタの各々において、前記可変トランスコンダクタの前記入力部は、前記可変トランスコンダクタの前記出力部に接続されていない、複数の可変トランスコンダクタと、
   各々が、前記複数の第１スイッチの前記制御入力部の固有の１つに接続される複数の出力部を有する第１ローカル発振器であって、該第１ローカル発振器は、一度に、前記複数の第１スイッチの１つをオンにする、第１ローカル発振器と、
   各々が、前記複数の第２スイッチの前記制御入力部の固有の１つに接続される複数の出力部を有する第２ローカル発振器であって、該第２ローカル発振器は、一度に、前記複数の第２スイッチの１つをオンにし、さらに、前記第２ローカル発振器の前記複数の出力部は、前記第１ローカル発振器の前記複数の出力部から時間シフト量だけ時間的にシフトされる、第２ローカル発振器と、を備える、回路。
3. 請求項２に記載の回路において、前記第１可変抵抗は、複数のスイッチトレジスタを含む、回路。
4. 請求項２に記載の回路において、前記複数の第１可変容量の各々は、複数のスイッチトキャパシタを含む、回路。
5. 請求項２に記載の回路において、前記複数の第２スイッチの各々は、トランジスタである、回路。
6. 請求項２に記載の回路において、前記第２可変抵抗は、複数のスイッチトレジスタを含む、回路。
7. 請求項２に記載の回路において、前記第２可変容量は、複数のスイッチトキャパシタを含む、回路。
8. 請求項２に記載の回路において、前記複数の可変トランスコンダクタの各々は、スイッチトトランスコンダクタのバンクを含む、回路。
9. 請求項２に記載の回路において、前記第１ローカル発振器及び前記第２ローカル発振器の各々は、２５％ローカル発振器である、回路。