JP6716334B2 - 情報処理装置、情報処理方法、およびコンピュータプログラム。 - Google Patents

Description

本発明は、移動体を測定することにより得られた信号を処理する情報処理装置、情報処理方法、およびコンピュータプログラムに関するものである。

一般に、モータ等の移動体の移動量、角度、位置などを検出するために、光学式のロータリエンコーダが広く利用されている。光学式のロータリエンコーダでは、発光ダイオードやＬＥＤ等からなる発光素子から、信号の検出に必要なパターンが形成された回転信号板に対して均一光を照射する。そして、パターンを透過した透過光、または信号板からの反射光を、フォトダイオードまたはフォトトランジスタ等の受光素子で検知する。検知結果から電気信号パターンを作成する。そして、当該電気信号パターンに基づいてエンコーダ出力信号を生成している。尚、エンコーダ出力信号は、機能的区分けとして、相対位置を出力するインクリメンタル方式と、絶対位置を出力するアブソリュート方式が知られている。ここでは、インクリメンタル方式について説明する。

インクリメンタル方式では、内挿処理により高精度な位置検出を実現する技術が知られている。これは、エンコーダ信号の振幅及びオフセットの値が揃っており、互いの位相が９０°異なる２相のアナログ正弦波信号が出力されることを前提条件としている。

具体的な内挿処理の方法としては、抵抗分割による方法や、逆正接（ａｒｃｔａｎ）演算による方法が知られている。

逆正接演算を行う方法としては、「ＣＯＲＤＩＣ（ＣＯｏｒｄｉｎａｔｅ Ｒｏｔａｔｉｏｎ ＤＩｇｉｔａｌ Ｃｏｍｐｕｔｅｒ）アルゴリズム」と呼ばれる座標データの回転演算処理方法が知られている。ＣＯＲＤＩＣでは、先ず入力信号を２次元座標データとして扱う。そして、この２次元座標データの座標回転を、ビットシフトと加減算という単純な演算の繰返しのみを実行することで逆正接演算を実現することが可能になっている。

ただし、実際のエンコーダ出力信号には、高調波成分が含まれており、理想的な正弦波の信号でない。そのため、エンコーダ出力信号に対して、振幅、オフセット及び位相の誤差を補正しても、厳密な正弦波信号とはならず、内挿処理を行う際に検出誤差が発生していた。

特許文献１に開示されている技術では、このような検出誤差を補正するため、エンコーダの検出変位量（検出角度）を微分した値、つまり、変位速度が一定となるような補正値を生成している。生成された補正値を検出位置毎に設定しておくことにより、検出位置を補正している。また、特許文献２に開示されている技術では、検出誤差の推移が周期的であることを利用し、その検出誤差量を正弦波と近似することによって、検出誤差量を逐次演算し、検出位置を補正している。

特開２００９−３０３３５８号公報 特開２００６−１７０８３７号公報

しかしながら、例えば、特許文献１に示される方法では、検出位置の分解能分だけ補正値を用意する必要がある。よって、検出位置の高分解能化にともなって補正値を格納するメモリ領域が膨大になってしまう。一方、特許文献２では、まず、補正値を生成するための演算時間が必要になる。更に、検出誤差の推移が理想的な正弦波と近似できる場合であっても、検出誤差を演算するために用いている位置情報（参照位置）が、誤差を含む検出位置であるので、原理的に検出誤差の演算精度が低くなってしまう。

本発明は、上記課題を鑑みてなされたものであり、検出誤差の補正用のメモリ容量を抑えつつ、高精度に、移動体のエンコーダ信号を処理することを目的とする。

上述の問題点を解決するため、本発明の情報処理装置は、移動体を測定することにより得られた第一の相のアナログ波状信号と第二の相のアナログ波状信号とを取得する取得手段と、前記第一の相のアナログ波状信号に対して第一の余弦波および当該第一の余弦波よりも高調波である第二の余弦波を用い、前記第二の相のアナログ波状信号に対して第一の正弦波および当該第一の正弦波よりも高調波である第二の正弦波を用いた逆正接の関係式を満たす位相の情報を、反復計算で前記逆正接の関係式に含まれる回転角を収束させることにより算出する算出手段と、を有することを特徴とする。

本発明によれば、検出誤差の補正用のメモリ容量を抑えつつ、高精度に、移動体のエンコーダ信号を処理することが出来る。

第１実施形態に係るモータ制御装置の制御ブロック図。 第１実施形態に係る変位検出部の構成を示す図。 第１実施形態に係る内挿処理部の構成を示す図。 第１実施形態に係る逆正接演算部の構成を示す図。 第２実施形態に係る逆正接演算部の構成を示す図。 第３実施形態に係る逆正接演算部の構成を示す図。 第４実施形態に係る逆正接演算部の構成を示す図。 第５実施形態に係る変位検出部の構成を示す図。 第５実施形態に係る高調波成分除去フィルタ部の構成を示す図。 モータ制御装置の概略図。 ２相エンコーダ出力信号を説明する図。 理想エンコーダ信号波形（正弦波）及び実際のエンコーダ信号波形を例示的に示す図。 モータの実際の変位に対する検出変位量及び検出誤差を例示的に示す図。 第１実施形態、第２実施形態、第５実施形態における高調波歪エンコーダ信号波形を示す図。 第１実施形態における演算結果を示す図。 第２実施形態における演算結果を示す図。 第３実施形態における補正なしの場合の演算結果を示す図。 第３実施形態における高調波歪エンコーダ信号波形を示す図。 第３実施形態における演算結果を示す図。 第５実施形態における演算結果を示す図。

以下に、図面を参照して、本発明の実施の形態を詳しく説明する。

（第１実施形態）
本発明に係る情報処理装置の第１実施形態として、モータ制御装置に実装され、エンコーダ信号に重畳される高調波歪を除去可能な情報処理装置について説明する。

（モータ制御装置の構成）
図１０は、本実施形態におけるモータ制御装置の概略図である。図１０（ａ）はモータ制御装置１０００の全体図を、図１０（ｂ）はエンコーダスケール１００２の概略平面図を示している。また、モータ制御装置１０００は、回転モータ１００１のモータ軸の回転角（変位量）を検出する。

検出は、回転スリット円板及び固定スリット円板を有するエンコーダスケール１００２と、発光素子（発光ダイオード）と受光素子（フォトダイオード）を有するセンサ部１００３とで行われる。回転スリット円板は、回転モータ１００１のモータ軸に取付けられ、モータ軸とともに回転する。一方、固定スリット円板及びセンサ部１００３は、基板に固定されている。発光素子と受光素子との間には、回転スリット円板と固定スリット円板が位置するよう構成されている。

エンコーダスケール１００２には、複数のスリット１００５が設けられている。エンコーダスケール１００２は、回転モータ１００１のモータ軸の回転変位に伴い、モータ軸を回転軸中心として回転する。回転スリット円板が回転することにより、発光素子の光は、透過するか又は遮断されることになる。また、固定スリット円板は、エンコーダの出力信号を２相にするため、固定スリットが２つに分かれている。

センサ部１００３には２つの受光素子が設けられており、それぞれの受光素子は、スリット１００５を通過し、さらに固定スリットによってＡ相パターンとＢ相パターンの二種にわけられた光を検出することにより２相の電気信号パターンを形成する。

図１１は、２相エンコーダ出力信号を説明する図である。図１１に示すように、光学式エンコーダでは互いに位相が９０°異なるＡ相信号とＢ相信号が生成される。これらは２相エンコーダ信号を得る場合であるが、複数相エンコーダ信号を得る場合は、固定スリット、受光素子はそれぞれ複数個用意される。なお、エンコーダの検出原理は光学式（透過式）に限られず、反射光を用いた光学式、静電式、磁気式など他の方式を採用することも可能である。また、回転スリット円板はモータ軸ではなく、モータ制御装置１０００によって駆動される被駆動体に取り付けられ、被駆動体の移動量を検出するものであってもよい。

モータコントローラ１００４は、回転モータ１００１の回転駆動を制御する。モータコントローラ１００４は、回転モータ１００１を駆動する駆動手段、及び、この駆動手段を制御する制御手段を備える。モータコントローラ１００４は、目標値であるモータ回転角（目標変位量）と実測値であるモータ検出角度（検出変位量）とを比較する。そして、実測値が目標値に等しくなるようにフィードバック制御する。これは、クローズドループと呼ばれるモータ制御方式であるが、モータ検出角度（検出変位量）は取得するが、目標値と比較することなくモータを駆動するオープンループの制御方式の場合であっても採用可能である。

図１は、本実施形態におけるモータ制御装置の制御ブロック図である。駆動手段１０１は、上位の制御手段であるモータコントローラ１００４からの出力信号に基づいて、所定の駆動信号１を回転モータ１００１に供給する。可動部１０２（被測定体）であるモータ軸は、駆動信号１が入力されることにより、所定の回転角度だけ変位する。変位検出部１０３は、可動部１０２の回転角度の変位量（位置変位量）を検出し、検出結果を出力する。

図２は、本実施形態における変位検出部１０３の構成を示す図である。可動部１０２に連動したエンコーダ２０１は、変位量に応じて、図１１に示すような、９０度位相が異なる正弦波状２相信号のエンコーダ信号を生成し、内挿処理部２０２へ出力する。このエンコーダ信号は、図１２の実際のエンコーダ信号（１相のみ図示）に示すように、理想的な正弦波ではなく、一般的に高調波成分を含んでいる。この高調波成分は、発光素子の光強度分布発生、固定スリットおよび回転スリットによる回折現象などの光学現象が複雑に相俟って発生する。ここで、エンコーダ２０１としては、例えば光学式のエンコーダが用いられる。しかし、高調波成分が発生および重畳する現象は、磁気式エンコーダにおいても、磁界分布歪や磁気抵抗歪などが原因で発生することが知られており、光学式のエンコーダに限定されるものではない。

図３は、内挿処理部２０２の構成を示す図である。アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器３０１は、アナログ波状信号であるアナログＡ相信号４及びアナログＢ相信号５を、デジタル信号（デジタルＡ相信号６、デジタルＢ相信号７）に変換するためのものである。Ａ／Ｄ変換前後のエンコーダ信号に含まれるノイズ分を除去するために、フィルタ回路や、ノイズ除去回路が内挿処理部２０２に搭載される。なお、このフィルタ回路やノイズ除去回路の構成は、公知のものが利用可能であるためここでは詳細な説明は省略する。

オフセット・位相差補正部３０２では、デジタルＡ相信号６、デジタルＢ相信号７の各々について、それぞれの基準値に対してオフセット処理を施す。このオフセット処理によってＡ相、Ｂ相のエンコーダ信号は、０を基準に正負に変動する信号となる。

また、位相差補正では、Ａ相とＢ相の位相差が９０°になるように補正処理を行う。この位相差補正処理では、位相差が９０°からの誤差分だけ、一方のエンコーダ信号に回転演算処理を行うものや、Ａ相とＢ相の和とＡ相とＢ相の差を新たな２相信号とすることで、新たな２相信号では９０°位相が保証される手法などがある。このようにしてオフセット・位相差補正された調整デジタルＡ相信号８、調整デジタルＢ相信号９が得られる。

領域判定部３０３は、調整デジタルＡ相信号８、調整デジタルＢ相信号９から作られるリサージュの象限（領域）を判定する。Ａ相信号、Ｂ相信号がともに正の場合は第一象限、Ａ相信号が負、Ｂ相信号が正の場合は第二象限、Ａ相信号、Ｂ相信号がともに負の場合は第三象限、Ａ相信号が正、Ｂ相信号が負の場合は第四象限とする。このとき象限の移動に伴って、エンコーダの位置情報がインクリメントあるいはディクリメントされ、荒い位置情報が得られる。この位置情報は、たとえばエンコーダスリット間隔を３６０°と規定した場合は、９０°単位で位置を取得することが可能である。この荒い位置情報と後述する内挿位置を足したものが、検出変位量となるのだが、本説明では、内挿処理（内挿位置）にのみ着目するため、この荒い位置情報に関しては以降説明を省略する。

また、領域判定部３０３以降の演算処理は正の値のみで実行できるようにするため、領域判定部３０３は、調整デジタルＡ相信号の絶対値であるＡ相データＸ１０と、調整デジタルＢ相信号の絶対値であるＢ相データＹ１１が出力される。

逆正接演算部３０４は、Ａ相データＸ１０とＢ相データＹ１１をもとにして逆正接値（ａｒｃｔａｎ）演算を実行して内挿位置を計算し、０°〜９０°つまり、１象限内の内挿位置１２を出力する。

角度変換部３０５は、逆正接演算部３０４により計算された０°〜９０°の範囲の内挿位置１２を領域判定部３０３による象限情報（４分割）によって補正する。具体的には、第一象限および第三象限の場合は、内挿位置１２がそのまま検出変位量に、第二象限および第四象の場合に、９０°−内挿位置が検出変位量となる。（荒い位置情報を考慮する場合は、ここで荒い位置情報を加算する）このようにして、変位検出部１０３は、エンコーダ信号から内挿処理を施した高精度な角度値を算出していく。ここで、従来の技術のように、逆正接演算部３０４による角度算出は理想的な正弦波であることを前提とした演算を行うと演算誤差が発生してしまう。これは、エンコーダ信号に含まれている高調波成分が原因であり、検出誤差が発生する。

図１２は、理想エンコーダ信号波形（正弦波）及び実際のエンコーダ信号波形を示す図である。また、図１３は、図１４に示す実際のエンコーダ信号波形が入力されたときの検出変位量と検出誤差を示す図である。なお、検出誤差とは駆動されたモータの実際の変位量と検出変位量の差分である。

図１３に示すように、検出誤差の影響により、検出変位量は実際の変位量に対して線形となっていない。つまり、グラフ上で曲線となっている。なお、エンコーダ信号が理想的な正弦波である場合は、変位検出誤差が発生せず、実際の変位量と検出変位量は線形となっている。つまり、グラフ上で直線となる。

また、図１３に示す検出誤差の変化から分かるように、検出誤差は、実際の変位量に対して周期的に、つまり、エンコーダ信号の高調波成分の発生量に依存しており、かつ、一つのエンコーダスリット間隔（３６０［ｄｅｇ］）内で４周期分の変動を生じている。そして、約±５［ｄｅｇ］程度の誤差が発生している。ただし、これはエンコーダ信号が図１４に示すエンコーダ波形の場合の特性例であり、これに限定されるものではない。尚、上記の傾向は余弦波でも同様である。

以上で説明したように、エンコーダ信号には高調波成分が発生しており、高調波成分を考慮しない演算を行うと検出誤差が発生してしまう。本実施形態では、変位検出部１０３の検出精度を向上させるため、エンコーダ信号に含まれる高調波成分を考慮した逆正接演算（高調波歪補正ＣＯＲＤＩＣ回転演算手法）を行う。以降、詳細に説明していく。

（高調波成分を考慮した逆正接演算部の構成）
図４に、本実施形態における高調波歪補正可能なＣＯＲＤＩＣ回転演算を用いた逆正接演算部３０４の構成図を示す。尚、本実施形態においては、ＣＯＲＤＩＣ演算を用いた説明をしているが、２分探索などの反復計算を用いて回転角を収束させ、求めても良い。第１実施形態で想定されるＡ相入力信号Ｘ（Ａ相データＸ１０）とＢ相入力信号Ｙ（Ｂ相データＹ１１）はそれぞれ、式１で示される。ただし、すでに説明したようにＡ相データＸ１０とＢ相データＹ１１は絶対値として入力されるため、実際には正の値のみをとるものとする。

第１実施形態では式１に示すように３次高調波成分までを考慮し、また式１内のａ１は基本波成分の係数（強度）を、ａ３は３次高調波成分の係数（強度）を示しており、Ａ相とＢ相でそれぞれ同じ場合を対象とする。ここで、逆正接演算を行う。具体的には、本実施形態では、数式１から求められる数式２に示す関係式を満たす回転角θをＣＯＲＤＩＣ回転演算の手法によって求める。

４１は強度情報（ａ１、ａ３）であり、既知情報として上位の制御手段から回転方向判別部４０１に入力される。この強度情報は、例えば、エンコーダ信号をあらかじめＦＦＴ（高速フーリエ変換）によって周波数解析し、基本波および３次高調波の強度成分を抽出する方法などで得られる。ただし必ずしも強度成分でなくてもよく、検出誤差が小さくなるような任意値を強度情報に相当する値として選択してもよい。

（θ回転演算）
θ回転演算では、基本回転角θでの回転演算を実施し、これは、基本波成分に対応する座標データを求めるための、回転演算処理である。θ回転演算を構成する選択部４０２は、一連のＣＯＲＤＩＣ演算における回転演算の１回目は基準座標データ４２の固定値（１，０）を選択し、繰り返し演算となる２回目以降はＣＯＲＤＩＣ回転演算結果であるθ回転座標データ４８が選択される。Ａ相データＸ１０やＢ相データＹ１１が更新され、新たに逆正接演算を行う場合は、上記繰り返し演算がクリアされる。そして新たなＣＯＲＤＩＣ演算が開始されるものとなり、再帰的に回転演算１回目として基準座標データ４２（１，０）が選択され、以降は回転座標データ４８が選択される。

θｉ回転部４０４は、θ回転選択座標データ４４を回転方向δｉ４７の方向にθｉの回転角だけ回転する回転演算回路である。この回転演算は、ＣＯＲＤＩＣ回転演算の特徴を有しており、繰り返し回転演算回数ｉに対して数式３に示す回転演算を実行する。

ここで（Ｘｉ−１、Ｙｉ−１）はθｉ回転部４０４の入力座標データであり、（Ｘｉ、Ｙｉ）はθｉ回転部４０４の出力座標データを表す。また、最終的な繰り返し演算回数ｍにたいして、繰り返し回転演算回数ｉは０からｍ−１の値をとる。また、数式３において繰り返し回転演算回数ｉが０の時、右辺の座標データが（Ｘ−１、Ｙ−１）のとなるが、これは回転演算１回目として選択部４０２で選択される基準座標データ４２（１， ０）のことである。また、回転方向δｉ４７は繰り返し回転演算回数ｉが０の時は１（正回転（左回り））固定であり、以降は回転方向判別部４０１の判別結果によって１あるいは‐１（逆回転（右回り））が選択される。さらに数式３で示される回転演算回数ｉに対する回転演算の実回転角θｉは数式４で示される。

２θ回転補正部４０６は、θｉ回転部４０４と後述する３θｉ回転部４０５の回転演算回数の差が起因の絶対値ズレを補正する補正回路である。具体的には数式５で示す演算を実施する。

ただし、右辺のＸｉｎ、Ｙｉｎはθｉ回転部４０４の出力である補正前の回転座標データ４６であり、左辺のＸｏｕｔ、Ｙｏｕｔは２θ回転補正部４０６によって補正された（更新された）回転座標データ４８（ＣＯＳθ，ＳＩＮθ）である。

ただし、この演算は必ずしもこの回転補正部で実行される必要はなく、同機能を実現する演算回路が後述の回転方向判別部４０１内に配置されてもよい。

以上の一連操作が、基本的なＣＯＲＤＩＣ演算（θ回転演算）における、繰り返し回転演算１回に相当する。本実施形態では、この基本的なＣＯＲＤＩＣ演算（θ回転演算）と同時に、図４に示す３θ回転演算も実行される。

（３θ回転演算）
３θ回転演算では、回転角３θでの回転演算を実施し、これは、３次高調波成分に対応する座標データを求めるための、回転演算処理である。３θ回転演算を構成する選択部４０３は、一連のＣＯＲＤＩＣ演算（３θ）における回転演算の１回目は基準座標データ４３（１，０）を選択し、繰り返し演算となる２回目以降はＣＯＲＤＩＣ回転演算結果である３θ回転座標データ４９が選択される。Ａ相データＸ１０やＢ相データＹ１１が更新され、新たに逆正接演算を行う場合は、上記繰り返し演算がクリアされる。そして新たなＣＯＲＤＩＣ演算が開始されるものとなり、再び回転演算１回目として基準座標データ４３（１，０）が選択され、以降は回転座標データ４９が選択される。

３θｉ回転部４０５では、３θ回転選択座標データ４５を回転方向δｉ４７の方向に３θｉの回転角だけ回転する。この回転演算は、ＣＯＲＤＩＣ回転演算の特徴を有しており、繰り返し回転演算回数ｉに対して数式６に示す回転演算を実行する。

ここで（Ｘｉ−１’、Ｙｉ−１’）は３θｉ回転部４０５の入力座標データであり、（Ｘｉ’、Ｙｉ’）は３θｉ回転部４０５の出力座標データ（回転座標データ４９（ＣＯＳ３θ，ＳＩＮ３θ））を表す。また、数式３において繰り返し回転演算回数ｉが０の時、右辺の座標データが（Ｘ−１’、Ｙ−１’）のとなるが、これは回転演算１回目として選択部４０３で選択される基準座標データ４３（１，０）のことである。さらに数式６で示される回転演算回数ｉに対する回転演算の実回転角３θｉは数式７で示される。

以上の一連操作が、本発明の特徴の一つであるＣＯＲＤＩＣ演算（３θ回転演算）における、繰り返し回転演算１回に相当する。ここで求められた回転座標データ４９（ＣＯＳ３θ，ＳＩＮ３θ）がエンコーダ信号に含まれる３次高調波成分に相当する。

以上のように、θ回転演算と３θ回転演算によって回転座標データ４８（ＣＯＳθ，ＳＩＮθ）、および回転座標データ４９（ＣＯＳ３θ，ＳＩＮ３θ）が得られた。ただし、実際にはＣＯＲＤＩＣ回転演算の特性により、回転演算を実行するたびに絶対値が大きくなるため、回転座標データ４８と回転座標データ４９には、ある係数がかかっている。しかし、すでに述べた２θ回転補正部４０６によって、互いの座標データの係数はそろっている状態である。そのため、以降説明する回転方向判別部での演算結果には直接影響しないため、その係数の表記は省略するものとする。尚、上記では基準座標データ４２、４３は（１，０）としているが、これは正弦成分がゼロであり、すべての余弦成分が共通であれば、任意の座標データをとっても良い。たとえば（２，０）でもよいし、（０．５，０）でもよい。

（回転方向の判別）
回転方向判別部４０１には、以下のデータが入力される。θ回転演算と３θ回転演算で得られた回転座標データ４８（ＣＯＳθ，ＳＩＮθ）、および回転座標データ４９（ＣＯＳ３θ，ＳＩＮ３θ）である。さらに、上位の制御手段から与えられる強度情報４１（ａ１およびａ３）とエンコーダ信号入力であるＡ相データＸ１０とＢ相データＹ１１も入力される。方向判別部では、方向判別の演算式（判別条件）によって次回の繰り返し回転演算の回転方向δｉ４７が決定される。判別式を数式８に示す。

数式８が真の時、正回転（左回り）となり、δｉは１、数式８が偽の時、逆回転（右回り）となり、δｉは‐１の値をとる。ただし、数式８は数学的に導出が可能であるため、判別式は数式８に限定されるものではない。たとえば、数式９に示すように、分母を払い、除算を省略した判別式を用いてもよい。数式８の数学的意味を保存しつつ導出可能な式はすべて本実施形態で採用されてもよい。

このように３次高調波成分である（ＣＯＳ３θ，ＳＩＮ３θ）が判別式に含まれており、これが３次高調波の補正効果を成している。以上のように回転方向δｉ４７が決定されることによって、次回の繰り返し回転演算が実行可能となる。

（内挿位置算出）
以上のθ回転演算、３θ回転演算、回転方向判別を、最終的な繰り返し演算回数ｍ実行されることによって、式２を満足する回転座標データ４８、４９と回転角情報となるδｉデータ列（データの履歴）が得られる。最後の演算行程として偏角演算部４０７では、δｉデータ列に対し数式１０に示す演算を行うことによって、回転座標データ４８が成す偏角θ、つまり高調波成分が除去された内挿位置１２（θ）が求められる。

以上で説明したとおり本実施形態によれば、エンコーダ出力信号に含まれる高調波成分を３次まで除外した偏角算出（逆正接演算）が可能となる。結果として、３次高調波成分による検出誤差が除去（補正）された高精度な検出位置を得ることができる。図１３に示すエンコーダ信号を入力した際の本実施形態での演算結果を図１５に示す。なお、演算結果は、基本波成分強度ａ１が１、３次高調波成分強度ａ３が−０．０９４の場合となっている。図示の通り、検出誤差が約±０．１５［ｄｅｇ］程度と補正しない場合に比べ大幅に誤差が減少している。その結果、検出変位量も理想変位量とほぼ一致している。（グラフ上では重なっている）

これまで説明してきたように、３次高調波成分の演算（３θ回転演算）は、従来のＣＯＲＤＩＣ演算（θ回転演算に相当する）と同時に演算が行われるものである。そして、方向判別も従来のＣＯＲＤＩＣ演算のものに対し３次高調波分を追加した判別式に改良されたものであり、演算処理速度としては従来のＣＯＲＤＩＣ演算（θ回転演算のみの場合）と比較して遜色ない。また、検出誤差の補正用メモリの増加を抑えることも可能となっている。尚、本実施形態は他の形態に適用することも可能である。例えば、上述の説明においては、可動部として回転モータを用いているが、これに代えて直動機構を用いてもよい。また、駆動手段として、モータやピエゾなどのアクチュエータより駆動してもよい。

（第２実施形態）
第２実施形態では、逆正接演算部３０４の他の構成について説明する。具体的には、５次高調波成分まで考慮した構成であり、５θの回転演算が追加されている。また、方向判別式が異なる。以降の説明では、主に、第１実施形態と異なる点について説明する。

（高調波成分を考慮した逆正接演算部の構成）
図５に、本実施形態における５次高調波歪まで補正可能なＣＯＲＤＩＣ回転演算を用いた逆正接演算部３０４の構成図を示す。第２実施形態で想定されるＡ相データＸ１０とＢ相データＹ１１はそれぞれ、数式１１で示される。ただし、すでに説明したようにＡ相データＸ１０とＢ相データＹ１１は絶対値として入力されるため、実際には正の値のみをとるものとする。

本実施形態では数式１１に示すように５次高調波成分までを考慮し、また数式１内のａ１は基本波成分の強度を、ａ３は３次高調波成分の強度を、ａ５は５次高調波成分を示しており、Ａ相とＢ相でそれぞれ同じ場合を対象とする。ここで、逆正接演算を行う。具体的には、本実施形態では、数式１１から求められる数式１２に示す関係式を満たすθをＣＯＲＤＩＣ回転演算の手法によって求める。

５１は強度情報（ａ１、ａ３、ａ５）であり、既知情報として上位の制御手段から回転方向判別部５０１に入力される。この強度情報は、例えば、エンコーダ信号をあらかじめＦＦＴ（高速フーリエ変換）によって周波数解析し、基本波、３次高調波および５次高調波の強度成分を抽出する方法などで得られる。

（θ回転演算）
基本的動作は第１実施形態と同じであるが、４θ回転補正部５０４が異なっている。

４θ回転補正部５０４では、θｉ回転部４０４と後述する５θｉ回転部５０３の回転演算回数の差が起因の絶対値ズレを補正する。具体的には数式１３で示す演算を実施する。

ただし、右辺のＸｉｎ、Ｙｉｎはθｉ回転部４０４の出力である補正前回転座標データ４６であり、左辺のＸｏｕｔ、Ｙｏｕｔは４θ回転補正部５０４によって補正された（更新された）回転座標データ４８（ＣＯＳθ，ＳＩＮθ）である。

（３θ回転演算）
基本的動作は第１実施形態と同じであるが、２θ回転補正部５０５が追加されている。

２θ回転補正部５０５では、３θｉ回転部４０５と後述する５θｉ回転部５０３の回転演算回数の差が起因の絶対値ズレを補正する。具体的には数式１４で示す演算を実施する。

ただし、右辺のＸｉｎ、Ｙｉｎはθｉ回転部４０５の出力である補正前回転座標データ５２であり、左辺のＸｏｕｔ、Ｙｏｕｔは２θ回転補正部５０５によって補正された（更新された）回転座標データ４９（ＣＯＳ３θ，ＳＩＮ３θ）である。

（５θ回転演算）
５θ回転演算を構成する選択部５０２は、一連のＣＯＲＤＩＣ演算（５θ）における回転演算の１回目は基準座標データ５３（１，０）を選択し、繰り返し演算となる２回目以降はＣＯＲＤＩＣ回転演算結果である５θ回転座標データ５５が選択される。Ａ相データＸ１０やＢ相データＹ１１が更新され、新たに逆正接演算を行う場合は、上記繰り返し演算がクリアされる。そして、新たなＣＯＲＤＩＣ演算が開始され、再び回転演算１回目として基準座標データ５３（１，０）が選択され、以降は回転座標データ５５が選択される。

５θｉ回転部５０３では、５θ回転選択座標データ５４を回転方向δｉ４７の方向に５θｉの回転角だけ回転する。この回転演算は、ＣＯＲＤＩＣ回転演算の特徴を有しており、繰り返し回転演算回数ｉに対して数式１５に示す回転演算を実行する。

ここで（Ｘｉ−１’’、Ｙｉ−１’’）は５θｉ回転部５０３の入力座標データである。（Ｘｉ’’、Ｙｉ’’）は５θｉ回転部５０３の出力座標データ（回転座標データ５５（ＣＯＳ５θ，ＳＩＮ５θ））を表す。また、式１４において繰り返し回転演算回数ｉが０の時、右辺の座標データが（Ｘ−１’’、Ｙ−１’’）となるが、これは回転演算１回目として選択部５０２で選択される基準座標データ５３（１，０）のことである。更に、数式１５で示される回転演算回数ｉに対する回転演算の実回転角５θｉは数式１６で示される。

以上の一連操作が、本実施形態における５θ回転演算のＣＯＲＤＩＣ演算における繰り返し回転演算の１回に相当する。ここで、求められた回転座標データ５５（ＣＯＳ５θ，ＳＩＮ５θ）がエンコーダ信号に含まれる５次高調波成分に相当する。

以上のように、θ回転演算と３θ回転演算、および５θ回転演算によって回転座標データ４８（ＣＯＳθ，ＳＩＮθ）、回転座標データ４９（ＣＯＳ３θ，ＳＩＮ３θ）、および回転座標データ５５（ＣＯＳ５θ，ＳＩＮ５θ）が得られた。ただし、実際にはＣＯＲＤＩＣ回転演算の特性により、回転演算を実行するたびに絶対値が大きくなるため、回転座標データ４８と回転座標データ４９と回転座標データ５５には、係数がかかっている。しかし、すでに述べた４θ回転補正部５０４、２θ回転補正部５０５によって、互いの座標データの係数はそろっている状態である。そのため、以降説明する回転方向判別部での演算結果には直接影響しないため、その係数の表記は省略するものとする。

（回転方向判別）
回転方向判別部５０１には、θ回転演算と３θ回転演算および５θ回転演算で得られた回転座標データ４８（ＣＯＳθ，ＳＩＮθ）、回転座標データ４９（ＣＯＳ３θ，ＳＩＮ３θ）、および回転座標データ５５（ＣＯＳ５θ，ＳＩＮ５θ）が入力される。さらに、上位の制御手段から与えられる強度情報５１（ａ１およびａ３およびａ５）とエンコーダ信号入力であるＡ相データＸ１０とＢ相データＹ１１も入力される。方向判別部では、方向判別の演算式によって次回の繰り返し回転演算の回転方向δｉ４７が決定される。判別式を数式１７に示す。

数式１７が真の時、正回転（左回り）となり、δｉは１、式１６が偽の時、逆回転（右回り）となり、δｉは‐１の値をとる。ただし、第１実施形態と同様に数式１７は数学的に導出が可能であるため、判別式は数式１７に限定されるものではない。数学的意味を保存しつつ導出可能な式はすべて本発明で採用されてもよい。

このように３次高調波成分（ＣＯＳ３θ，ＳＩＮ３θ）と５次高調波成分（ＣＯＳ５θ，ＳＩＮ５θ）が判別式に含まれており、これが５次高調波までの補正効果を成している。

以上のように回転方向δｉ４７が決定されることによって、次回の繰り返し回転演算が実行可能となる。

（内挿位置算出）
以上のθ回転演算、３θ回転演算、５θ回転演算、回転方向判別を、最終的な繰り返し演算回数ｍ実行されることによって、式１１を満足する回転座標データ４８、４９、５５が得られる。最後の演算行程として、偏角演算部４０７では、数式１０に示す演算を行うことによって、内挿位置１２（θ）が求められる。

以上で説明したとおり第２実施形態によれば、エンコーダ出力信号に含まれる高調波成分を５次まで除外した逆正接演算が可能となる。結果として、３次および５次高調波成分による検出誤差が除去（補正）され、第１実施形態よりさらに高精度な検出位置を得ることができる。第１実施形態と同様、３次高調波成分の演算（３θ回転演算）ならびに５次高調波成分の演算（５θ回転演算）は、従来のＣＯＲＤＩＣ演算（θ回転演算に相当する）と同時に演算が行われるものである。方向判別は従来のＣＯＲＤＩＣ演算のものに対し３次高調波分、５次高調波分を追加した判別式に改良されたものであり、演算処理速度としては従来のＣＯＲＤＩＣ演算（θ回転演算のみの場合）と比較して遜色ない。図１３に示すエンコーダ信号を入力した際の第２実施形態での演算結果を図１６に示す。なお、演算結果は、基本波成分強度ａ１が１、３次高調波成分強度ａ３が−０．０９４、５次高調波成分強度ａ５が−０．００２３の場合のものである。検出誤差が約±０．０２［ｄｅｇ］程度と第１実施形態の３次高調波までの補正時に比べさらに誤差が減少している。

また、第２実施形態では５次高調波までの補正方法を示したが、第１実施形態に対する第２実施形態の構成拡張を同様に実施することで、余弦成分ＣＯＳ（ｎθ）、正弦成分（ｎθ）（ｎは正で奇数）の高調波成分の補正が可能である。具体的には、ｎθ回転演算までの追加、および回転演算回数を補正する回転補正部の追加、および回転方向判別部における判別式の変更である。このように本発明では、容易に高次の高調波成分除去可能な逆正接演算を提供できる。

（第３実施形態）
第３実施形態では、逆正接演算部３０４の他の構成について説明する。第一実施形態との違いは、Ａ相、Ｂ相で基本波ならびに高調波成分の強度が異なる場合に応じた逆正接演算を提供することである。第１実施形態では、数式１に示すようにＡ相とＢ相における基本波成分強度、および高調波成分強度が同じ場合である。しかし、エンコーダの特性やエンコーダ信号のフィルタ処理、位相差補正処理など影響を受け同じにはならない可能性がある。また、高調波成分の補正精度はこの強度情報の精度にも起因するため、より高精度に強度を与えるためには、Ａ相、Ｂ相で別々に強度を設定できるようにした方が都合がよい。よって、本実施形態では、Ａ相、Ｂ相で基本波ならびに高調波成分の強度が異なる場合に応じた逆正接演算を提供する。以降の説明では、主に、第１実施形態と異なる点について説明する。

（高調波成分を考慮した逆正接演算部の構成）
図６に、本実施形態における３次高調波歪まで補正可能なＣＯＲＤＩＣ回転演算を用いた逆正接演算部３０４の構成図を示す。第３実施形態で想定されるＡ相データＸ１０とＢ相データＹ１１はそれぞれ、式１７で示される。ただし、すでに説明したようにＡ相データＸ１０とＢ相データＹ１１は絶対値として入力されるため、実際には正の値のみをとるものとする。

本実施形態では数式１８に示すようにＡ相とＢ相で各成分強度が異なっている。よって、本実施形態では、数式１８から求められる数式１９に示す関係式を満たすθをＣＯＲＤＩＣ回転演算の手法によって求める。（逆正接演算を行う）。

６１は強度情報（ａ１、ａ３、ｂ１、ｂ３）であり、既知情報として上位の制御手段から回転方向判別部６０１に入力される。この強度情報は、例えば、エンコーダ信号をあらかじめＦＦＴ（高速フーリエ変換）によって周波数解析し、各強度成分を抽出する方法などで得られる。

（θ回転演算）
θ回転演算、３θ回転演算に関しては、第１実施形態と同じである。

（回転方向判別）
回転方向判別部６０１には、θ回転演算と３θ回転演算で得られた回転座標データ４８（ＣＯＳθ，ＳＩＮθ）、および回転座標データ４９（ＣＯＳ３θ，ＳＩＮ３θ）が入力される。さらに、上位の制御手段から与えられる強度情報６１（ａ１、ａ３およびｂ１、ｂ３）とエンコーダ信号入力であるＡ相データＸ１０とＢ相データＹ１１が回転方向判別部６０１も入力される。方向判別部では、方向判別の演算式によって次回の繰り返し回転演算の回転方向δｉ４７が決定される。判別式を数式２０に示す。

数式２０が真の時、正回転（左回り）となり、δｉは１、数式２０が偽の時、逆回転（右回り）となり、δｉは‐１の値をとる。ただし、第１実施形態と同様に数式２０は数学的に導出が可能であるため、判別式は数式２０に限定されるものではない。数学的意味を保存しつつ導出可能な式はすべて本実施形態で採用されてもよい。以上のように、回転方向δｉ４７が決定されることによって、繰り返し回転演算が成されていく。

以上で説明したとおり、本実施形態によれば、Ａ相、Ｂ相で基本波ならびに高調波成分の強度が異なる場合にも３次高調波成分を除去した逆正接演算の提供が可能である。

図１８に示すエンコーダ信号を入力した際の補正無しの演算結果を図１７に、第３実施形態での演算結果を図１９に示す。尚、図１９はＡ相基本波成分強度ａ１が０．９４、Ｂ相基本波成分強度ｂ１が０．９０、Ａ相３次高調波成分強度ａ３が０．０５５、Ｂ相３次高調波成分強度ｂ３が０．１１の場合の演算結果である。補正なしの場合、検出誤差が約約±８［ｄｅｇ］であったのに対し、第３実施形態では検出誤差が約±０．２［ｄｅｇ］程度へ大幅に減少している。その結果、検出変位量も理想変位量とほぼ一致している。（グラフ上では重なっている）
本実施形態では、想定するエンコーダ信号の理論式に応じて、回転方向判別部の判別式を変更することによって、容易に対応可能とする。また、本実施形態においても、第２実施形態と同様に高次の高調波成分除去可能な構成に拡張することが可能である。拡張方法は第２実施形態で述べたとおりであり、第３実施形態に対する高次の高調波成分除去構成の説明は省略する。

（第４実施形態）
第４実施形態では、逆正接演算部３０４の他の構成について説明する。回転方向判別部における演算負荷の軽減するための構成になる。判別式による回転方向決定プロセスは、ＣＯＲＤＩＣ回転演算の一部であり、繰り返し実行される。そのため、この回転方向判別部における演算負荷を軽減すること、具体的には加算減算のみにすることが可能であり、その結果、逆正接演算の演算速度の向上が可能となる。以降の説明では、第１実施形態ならびに第３実施形態と異なる点について主に説明する。

（高調波成分を考慮した逆正接演算部の構成）
図７に、本実施形態における３次高調波歪まで補正可能なＣＯＲＤＩＣ回転演算を用いた逆正接演算部３０４の構成図を示す。第４実施形態で想定するＡ相データＸ１０とＢ相データＹ１１は第３実施形態と同様であり、式１７に示されたとおりである。よって、本実施形態では、第３実施形態と同様に、式１８で示される関係式を満たすθをＣＯＲＤＩＣ回転演算の手法によって求めるものである。（逆正接演算を行う）
（回転演算の初期値生成）
初期値生成部７０１の構成は、他の実施施形態と大きく異なっている。初期値生成部７０１には、上位の制御手段から与えられる強度情報６１（ａ１、ａ３およびｂ１、ｂ３）とエンコーダ信号入力であるＡ相データＸ１０とＢ相データＹ１１が与えられる。初期値生成部７０１ではこれらの情報をもとに４つの座標データを生成し、これらを後段の回転演算に供給する。具体的には初期座標データ７１（Ｙａ１，０）、初期座標データ７２（Ｘｂ１，０）、初期座標データ７３（Ｙａ３，０）、初期座標データ７４（Ｘｂ３，０）である。

（θ回転演算）
他の実施形態とは異なり、θ回転演算はθ回転演算１ならびにθ回転演算２の２つが構成される。θ回転演算１を構成する選択部７０２は、一連のＣＯＲＤＩＣ演算における回転演算の１回目は初期座標データ７１（Ｙａ１，０）を選択し、繰り返し演算となる２回目以降はＣＯＲＤＩＣ回転演算結果であるθ回転座標データ８１が選択される。Ａ相データＸ１０やＢ相データＹ１１が更新され、新たに逆正接演算を行う場合は、上記繰り返し演算がクリアされる。そして、新たなＣＯＲＤＩＣ演算が開始されるものとなり、再び回転演算１回目として、更新された初期座標データ７１（Ｙａ１，０）が選択され、以降は回転座標データ８１が選択される。θｉ回転部７０６では、θ回転選択座標データ７５を回転方向δｉ４７の方向にθｉの回転角だけ回転する。この回転演算は、ＣＯＲＤＩＣ回転演算の特徴を有しており、繰り返し回転演算回数ｉに対して式３に示す回転演算を実行する。ここで、（Ｘｉ−１、Ｙｉ−１）はθｉ回転部７０６入力座標データであり、（Ｘｉ、Ｙｉ）はθｉ回転部７０６の出力座標データを表す。また、最終的な繰り返し演算回数ｍに対して、繰り返し回転演算回数ｉは０からｍ−１の値をとる。また、数式３において繰り返し回転演算回数ｉが０の時、右辺の座標データが（Ｘ−１、Ｙ−１）のとなるが、これは回転演算１回目として選択部７０２で選択される初期座標データ７１（Ｙａ１，０）のことである。また、回転方向δｉ４７は繰り返し回転演算回数ｉが０の時は１（正回転（左回り））固定であり、以降は回転方向判別部７１２の判別結果によって１あるいは‐１（逆回転（右回り））が選択される。２θ回転補正部７１０では、θｉ回転部７０６と後述する３θｉ回転部７０８ならびに３θｉ回転部７０９の回転演算回数の差が起因の絶対値ズレを補正する。具体的には式５で示す演算を実施する。

ただし、右辺のＸｉ、Ｙｉはθｉ回転部７０６の出力である補正前回転座標データ７９であり、左辺のＸｉ、Ｙｉは２θ回転補正部７１０によって補正された（更新された）回転座標データ８１（Ｙａ１ＣＯＳθ，Ｙａ１ＳＩＮθ）である。以上の一連操作が、本実施形態におけるθ回転演算１の繰り返し回転演算１回に相当する。ここで初期座標データ７１が初期値として与えられた結果、回転座標データ８１（Ｙａ１ＣＯＳθ，Ｙａ１ＳＩＮθ）が得られる。この余弦成分Ｙａ１ＣＯＳθは、後述する回転方向判別部７１２で用いる判別式の４つの項のうちの１つに対応した演算結果となっている。他の回転演算（θ回転演算２、３θ回転演算１、３θ回転演算２）に関しても同様である。選択部７０３、選択部７０４、選択部７０５によって、各々回転選択座標データ７６、回転選択座標データ７７、回転選択座標データ７８が選択され、さらに、それらがθｉ回転部７０７、３θｉ回転部７０８、３θｉ回転部７０９によって回転演算される。θｉ回転部７０７によって回転演算された補正前回転座標データ８０は２θ回転補正部７１１によって補正され回転座標データ８２が得られる。以上のようにして、それぞれ回転座標データ８２（Ｘｂ１ＣＯＳθ，Ｘｂ１ＳＩＮθ）、回転座標データ８３（Ｙａ３ＣＯＳθ，Ｙａ３ＳＩＮθ）、回転座標データ８４（Ｘｂ３ＣＯＳθ，Ｘｂ３ＳＩＮθ）が得られる。

（回転方向判別）
本実施形態における回転方向判別部７１２による方向判別の演算式は数式２１で示される。これは、数式２０の分母を払っており、除算を省略した形である。

他の実施形態と同じく、数式２１が真の時、正回転（左回り）となり、δｉは１、式２０が偽の時、逆回転（右回り）となり、δｉは‐１の値をとる。本実施形態の特徴は、数式２１に示される左辺の４つの項が、前段の各回転演算の結果（回転座標データ８１、８２、８３、８４）に含まれている点である。よって、回転方向判別部７１２では、単に加減算だけを行い、その正負判定だけで回転方向δｉ４７を決定できる。これは高調波歪補正ＣＯＲＤＩＣ回転処理部が乗算器なしで構成されていることを意味する。よって、この繰り返し回転演算部の高速化につながる。

以上説明したとおり本実施形態によれば、ＣＯＲＤＩＣ回転演算処理部を乗算器なしで構成することが可能となっている。そのうえでエンコーダ出力信号に含まれる高調波成分を３次まで除去した逆正接演算が可能となり、結果３次高調波成分による検出誤差が除去（補正）された高精度な検出位置を得ることができる。本実施形態での演算結果は第３実施形態と同じであり、図１９に示す通りになる。また、本実施形態においても、第２実施形態同様に高次の高調波成分除去可能な構成に拡張することが可能である。拡張方法は第２実施形態で述べたとおりであり、本実施形態に対する高次の高調波成分除去構成の説明は省略する。

（第５実施形態）
第５実施形態では、他の実施形態で説明をした高調波成分を考慮したＣＯＲＤＩＣ回転演算における、高調波歪の除去フィルタとしての応用例を示す。

図８は、第３実施形態における変位検出部の構成の一例を示す図である。

逆正接演算部８０１は、他の実施形態で述べてきた構成とは異なり、逆正接演算機能を有するが、高調波成分を除去する機能を持たない。通常のＣＯＲＤＩＣによる逆正接演算の構成である。第１実施形態との大きな相違点は、高調波除去フィルタ部８０２を有することになる。本実施形態では、逆正接演算部８０１における高調波成分の演算を行わないため、前段の高調波除去フィルタ部８０２で高調波成分を除去する処理を行う。

図９に、高調波除去フィルタ部８０２の構成図を示す。高調波除去フィルタ部８０２は１実施形態の逆正接演算部３０４とほぼ同じ構成である。基本動作は、第１実施形態で述べたものと同じである。変更点は、偏角演算部４０７が除去されており、回転角出力の変わりにθ回転演算の演算結果である回転座標データ４８（ＣＯＳθ，ＳＩＮθ）が出力されるようになっている部分である。高調波成分除去Ｘデータ１４は回転座標データ４８の余弦成分（ＣＯＳθ）、高調波成分除去Ｙデータ１６は回転座標データ４８の正弦成分（ＳＩＮθ）がそれぞれ対応している。本実施形態における一連の繰り返し回転演算の結果として、基本波成分である回転座標データ４８（ＣＯＳθ，ＳＩＮθ）と３次高調波成分である回転座標データ４９（ＣＯＳ３θ，ＳＩＮ３θ）を付随的に得ることができる。この効果を利用し、基本波成分だけを抽出、つまり３次高調波成分を除去する信号フィルタとして機能させることが、本実施形態の特徴である。

以上で説明したとおり、本実施形態によれば、Ａ相、Ｂ相信号に含まれる３次高調波成分除去するフィルタ機能を有するエンコーダの情報処理装置を提供可能である。図１４に示す高調波成分を含むエンコーダ信号を、第５実施形態で信号処理した結果を図２０に示す。図２０に示す通り、３次高調波成分が除去され、高精度な基本波成分だけの信号が得られていることがわかる。本実施形態においても、他の実施形態の詳細構成をとることも可能である。具体的には、第２実施形態同様に高次の高調波成分除去可能な構成、第３実施形態同様にＡ相、Ｂ相で基本波ならびに高調波成分の強度が異なる場合の構成、並びに第４実施形態と同様に、乗算フリーの構成である。これらは、各実施形態の説明で述べたとおりであり、詳細な説明は省略する。

（その他の実施形態）
上記実施形態ではＣＯＲＤＩＣ演算アルゴリズムを基本原理として逆正接演算を行っていため、高調波成分の演算のためにもＣＯＲＤＩＣ演算アルゴリズムを用いる実施形態を述べてきた。しかし、高調波成分の演算には別の手法を用いても、本発明の趣旨から逸脱しない。たとえば、ＣＯＲＤＩＣ回転演算によって得られる基本回転演算結果（θ回転演算による回転座標データ）を、三角関数の３倍角公式を用いて３θ回転演算した回転座標データに変換することが可能である。これら回転座標データを方向判別部に入力し、次回の回転演算方向を決定してもよい。

また、上記実施形態では、単一の回転部を複数回の繰り返し回転演算処理操作を行う再帰処理型の構成をとっている。しかしながら、同じ回転演算部内に複数段の回転部を持ち、それらがパイプライン状に接続されて、回転演算処理操作を行うパイプライン処理型の構成でも実現可能である。尚、上述のモータ制御装置をネットワークカメラや製造装置のステージなどの雲台に利用し、雲台の動作の滑らかさを向上させることができる。ネットワークカメラは、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、撮像部、雲台、ネットワークインターフェースを備える。

また、上記実施形態では、位置を検出するための２相エンコーダ信号が高調波成分を含む場合を述べてきた。しかしながら、エンコーダ信号に限定されず、高調波成分を含む２相信号全般に適用することも可能である。

例えば、三相ブラシレスモータを駆動した場合の駆動電流から、モータ回転角に対応した２相信号を検出することができる。つまり検出した２相信号からＡＴＡＮ処理によってモータ回転角を算出することが可能である。

この２相信号には、高調波成分が重畳することが知られている。よって、本実施形態を適用することで２相信号の高調波成分の影響を除去し、正確なモータ回転角を検出することが可能となる。

また、本発明は、以下の処理を実行することによっても実現される。即ち、上述した実施形態の機能を実現するソフトウェア（プログラム）を、ネットワーク又は各種記憶媒体を介してシステム或いは装置に供給し、そのシステム或いは装置のコンピュータ（またはＣＰＵやＭＰＵ等）がプログラムを読み出して実行する処理である。

４０１ 回転方向判別部
４０２ 選択部（θ回転演算）
４０３ 選択部（３θ回転演算）
４０４ θｉ回転部
４０５ ３θｉ回転部
４０６ ２θ回転補正部
４０７ 偏角演算部

Claims (11)

1. 移動体を測定することにより得られた第一の相のアナログ波状信号と第二の相のアナログ波状信号とを取得する取得手段と、
   前記第一の相のアナログ波状信号に対して第一の余弦波および当該第一の余弦波よりも高調波である第二の余弦波を用い、前記第二の相のアナログ波状信号に対して第一の正弦波および当該第一の正弦波よりも高調波である第二の正弦波を用いた逆正接の関係式を満たす位相の情報を、反復計算で前記逆正接の関係式に含まれる回転角を収束させることにより算出する算出手段と、を有することを特徴とする情報処理装置。
2. 前記反復計算は、ＣＯＲＤＩＣ演算であることを特徴とする請求項１に記載の情報処理装置。
3. 前記反復計算において、前記第一の正弦波と前記第二の正弦波との初期値は、ゼロであることを特徴とする請求項１もしく２のいずれか１項に記載の情報処理装置。
4. 前記算出手段は、前記ＣＯＲＤＩＣ演算における座標データの絶対値を補正する補正手段を有することを特徴とする請求項２に記載の情報処理装置。
5. 前記算出手段は、前記反復計算に含まれるそれぞれの演算を行う複数の演算回路を有し、
   当該複数の演算回路はパイプライン状に接続されていることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の情報処理装置。
6. 前記算出手段は、前記反復計算に含まれるそれぞれの演算を行う複数の演算回路を有し、
   当該複数の演算回路は再帰的に接続されていることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の情報処理装置。
7. 前記第二の余弦波と前記第二の正弦波との少なくともいずれか一方の成分が除去された信号を出力する出力手段を更に有することを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の情報処理装置。
8. 前記出力手段は、前記移動体の位置変位を示すエンコーダ信号として、前記信号を出力することを特徴とする請求項７に記載の情報処理装置。
9. 前記算出手段の算出の結果に基づき、前記移動体の位置を制御するモータの回転を制御する制御手段を更に有することを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の情報処理装置。
10. 取得手段が、移動体を測定することにより得られた第一の相のアナログ波状信号と第二の相のアナログ波状信号とを取得する取得工程と、
    算出工程が、前記第一の相のアナログ波状信号に対して第一の余弦波および当該第一の余弦波よりも高調波である第二の余弦波を用い、前記第二の相のアナログ波状信号に対して第一の正弦波および当該第一の正弦波よりも高調波である第二の正弦波を用いた逆正接の関係式を満たす位相の情報を、反復計算で前記逆正接の関係式に含まれる回転角を収束させることにより算出する算出工程と、を有することを特徴とする情報処理方法。
11. コンピュータを、
    移動体を測定することにより得られた第一の相のアナログ波状信号と第二の相のアナログ波状信号とを取得する取得手段と、
    前記第一の相のアナログ波状信号に対して第一の余弦波および当該第一の余弦波よりも高調波である第二の余弦波を用い、前記第二の相のアナログ波状信号に対して第一の正弦波および当該第一の正弦波よりも高調波である第二の正弦波を用いた逆正接の関係式を満たす位相の情報を、反復計算で前記逆正接の関係式に含まれる回転角を収束させることにより算出する算出手段と、を有することを特徴とする情報処理装置として機能させるためのプログラム。