JP6701124B2

JP6701124B2 - Radar equipment

Info

Publication number: JP6701124B2
Application number: JP2017113015A
Authority: JP
Inventors: 龍也上村
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2017-06-07
Filing date: 2017-06-07
Publication date: 2020-05-27
Anticipated expiration: 2037-06-07
Also published as: JP2018205218A

Description

本発明は、目標物体を探知するレーダ装置に関する。 The present invention relates to a radar device that detects a target object.

近年、自動車に搭載されて、目標物体を探知するレーダ装置の開発が進められている。目標物体の一例は、レーダ装置が搭載される自動車が走行する場合の当該自動車の前方を走行する自動車である。目標物体の他の例は、レーダ装置が搭載される自動車が走行する場合の当該自動車の前方に位置する障害物である。レーダ装置の一方式に、周波数変調連続波（ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＭｏｄｕｌａｔｅｄＣｏｎｔｉｎｕｏｕｓＷａｖｅｓ、以下「ＦＭ−ＣＷ」と略記）を使用するＦＭ−ＣＷレーダがある。ＦＭ−ＣＷレーダは、構成が容易であり、ベースバンドで取り扱う周波数帯域が比較的低周波数であり、信号処理が容易になるという特徴がある。 In recent years, development of a radar device mounted on an automobile to detect a target object has been advanced. An example of the target object is a vehicle traveling in front of the vehicle equipped with the radar device when the vehicle travels. Another example of the target object is an obstacle located in front of a vehicle equipped with the radar device when the vehicle travels. One type of radar device is an FM-CW radar that uses a frequency modulated continuous wave (hereinafter, abbreviated as "FM-CW"). The FM-CW radar has features that the configuration is easy, the frequency band handled by the baseband is a relatively low frequency, and the signal processing is easy.

ＦＭ−ＣＷレーダでは、送信周波数を低周波から高周波へと変化させるアップチャープ信号と、高周波から低周波へと変化させるダウンチャープ信号とが用いられる。ＦＭ−ＣＷレーダは、アップチャープ信号とダウンチャープ信号とから得られるビート信号のピーク周波数の和及びピーク周波数の差の情報を基に、目標物体との距離、目標物体の速度、及び目標物体の方位が算出される（下記特許文献１及び非特許文献１参照）。 The FM-CW radar uses an up-chirp signal that changes the transmission frequency from a low frequency to a high frequency and a down-chirp signal that changes the transmission frequency from a high frequency to a low frequency. The FM-CW radar uses a sum of peak frequencies of a beat signal obtained from an up-chirp signal and a down-chirp signal and information of a difference in peak frequency, based on information on a distance to a target object, a speed of the target object, and a target object. The azimuth is calculated (see Patent Document 1 and Non-Patent Document 1 below).

特開２０１３−２１７８５３号公報JP, 2013-217853, A

Ｓ．Ａ．Ｈｏｖａｎｅｓｓｉａｎ “ＲａｄａｒＳｙｓｔｅｍＤｅｓｉｇｎ＆Ａｎａｌｙｓｉｓ”（ＡｒｔｅｃｈＨｏｕｓｅ、Ｐ．７８〜Ｐ．８１）S. A. Hovanessian "Radar System Design & Analysis" (Artech House, P.78-P.81)

ＦＭ−ＣＷレーダにおいて、高精度の目標物検出には、ＦＭ−ＣＷレーダの高分解能化が必要不可欠である。高分解能化の実現には、ＦＭ−ＣＷレーダのアンテナ開口の拡大が必要となる。ところが、アンテナ開口の拡大には、車両への搭載性が悪化し、車両の意匠性が損なわれるといった問題がある。 In the FM-CW radar, high resolution of the FM-CW radar is indispensable for highly accurate target detection. In order to realize high resolution, it is necessary to enlarge the antenna aperture of the FM-CW radar. However, the enlargement of the antenna opening has a problem that the mountability on the vehicle deteriorates and the design of the vehicle is impaired.

搭載性の向上には、ＦＭ−ＣＷレーダを送信系と受信系とに分離することで小型化及び薄型化を図った上で、分散配置することが有効である。高分解能化の実現には、送信系及び受信系をマルチチャネル化する複数入力及び複数出力（ＭｕｌｔｉＩｎｐｕｔＭｕｌｔｉＯｕｔｐｕｔ、以下「ＭＩＭＯ」と略記）方式を採用し、等価的にアンテナ開口を拡大させることを狙った「ＭＩＭＯ型ＦＭ−ＣＷレーダ」が知られている。ＭＩＭＯ型ＦＭ−ＣＷレーダの特徴のうち、送信系と受信系とを分散配置することは、ＦＭ−ＣＷレーダにおいて、搭載性向上の実現に有効である。また、ＭＩＭＯ方式の全てを採用せずとも、送信系と受信系とを分散配置することは、等価的なアンテナ開口の拡大を通じて、高分解能化にも有効である。 In order to improve the mountability, it is effective to separate the FM-CW radar into a transmission system and a reception system to reduce the size and thickness, and then disperse them. In order to realize high resolution, multiple input and multiple output (Multi Input Multi Output, hereinafter abbreviated as "MIMO") system that multi-channels the transmission system and the reception system is adopted, and the antenna aperture is equivalently expanded. A "MIMO type FM-CW radar" aiming at is known. Among the features of the MIMO type FM-CW radar, disposing the transmission system and the reception system in a distributed manner is effective in realizing mountability improvement in the FM-CW radar. Further, disposing the transmission system and the reception system in a distributed manner without using all of the MIMO schemes is also effective in achieving high resolution through expansion of an equivalent antenna aperture.

ＦＭ−ＣＷレーダをミリ波帯で構成する場合、レーダモジュールは、送信系を構成するミリ波用の送信モジュールと、受信系を構成するミリ波用の受信モジュールとに区分して構成される。このとき、当該送信モジュール及び受信モジュールのそれぞれにミリ波用の変調信号源が備えられる。ミリ波用の変調信号源は、電圧制御発振器（ＶｏｌｔａｇｅＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄＯｓｃｉｌａｔｏｒ：以下、適宜「ＶＣＯ」と略記）に、位相同期（ＰｈａｓｅＬｏｃｋｅｄＬｏｏｐ、以下、適宜「ＰＬＬ」と略記）制御を適用する構成が一般的である。 When the FM-CW radar is configured in the millimeter wave band, the radar module is divided into a millimeter wave transmission module that constitutes a transmission system and a millimeter wave reception module that constitutes a reception system. At this time, each of the transmission module and the reception module is provided with a modulation signal source for millimeter waves. The modulation signal source for millimeter waves has a configuration in which a phase locked loop (hereinafter, abbreviated as “PLL”) control is applied to a voltage controlled oscillator (hereinafter, abbreviated as “VCO” as appropriate). It is common.

送信処理及び受信処理におけるＰＬＬ制御では、変調タイミング及び信号位相を、送信系及び受信系ごとに各チャネル間で同期させる必要がある。送信系とは、送信処理を行う処理系の全体を指して呼ぶ。受信系とは、受信処理を行う処理系の全体を指して呼ぶ。チャネルとは、送信系及び受信系の各信号処理における一纏まりの処理単位である。チャネルは、送信系及び受信系ごとに独立して定めることができる。 In the PLL control in the transmission process and the reception process, it is necessary to synchronize the modulation timing and the signal phase among the channels for each transmission system and reception system. The transmission system refers to the entire processing system that performs transmission processing. The reception system refers to the entire processing system that performs reception processing. A channel is a unit of processing in each signal processing of the transmission system and the reception system. The channel can be independently set for each of the transmission system and the reception system.

ＭＩＭＯ型ＦＭ−ＣＷレーダを車両に搭載した場合、受信モジュールと送信モジュールとを接続する接続ケーブルの引回しが車種によって異なり、接続ケーブルの長さも車種によって異なる可能性が高い。また、接続ケーブルの曲り具合、又は接続ケーブルコネクタとモジュールとの間の嵌合具合によって、チャネル間のインピーダンスが変化する。さらに、接続ケーブル及び基板配線におけるチャネル間の配線長がばらつく可能性も高い。これらの要因により、各チャネルの信号を同期させるための同期用リファレンス信号の信号位相がばらついて、送信チャネル間又は受信チャネル間の同期が不十分になって受信精度が低下するおそれがある。 When the MIMO-type FM-CW radar is mounted on a vehicle, the routing of the connection cable that connects the reception module and the transmission module differs depending on the vehicle model, and the length of the connection cable is also likely to vary depending on the vehicle model. Further, the impedance between the channels changes depending on the bending condition of the connection cable or the fitting condition between the connection cable connector and the module. Furthermore, there is a high possibility that the wiring length between the channels of the connection cable and the board wiring will vary. Due to these factors, the signal phase of the synchronization reference signal for synchronizing the signals of the respective channels varies, and there is a risk that the synchronization between the transmission channels or between the reception channels becomes insufficient and the reception accuracy decreases.

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、送信チャネル間又は受信チャネル間の同期を確保して受信性能の低下を抑制できるレーダ装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a radar device that can secure synchronization between transmission channels or reception channels and suppress deterioration of reception performance.

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、レーダ信号を生成する送信モジュールと、レーダ信号を受信する受信モジュールとが分散配置され、送信モジュールと受信モジュールとが信号接続インターフェースで接続される構成のレーダ装置である。送信モジュールは、複数の送信チャネルを有し、送信チャネルごとに、受信モジュールから伝送されたリファレンス信号を用いてレーダ信号を生成する送信高周波回路、及び送信チャネルごとに入力されたリファレンス信号のそれぞれの帰還信号を受信モジュールに入力し、複数の帰還信号を順次選択する信号選択器を備える。受信モジュールは、リファレンス信号を生成する基準発振器、複数の受信チャネルを有し、レーダ信号の反射波を受信する受信高周波回路、リファレンス信号と帰還信号との位相差を検出する位相差検出部、当該位相差を基に、送信高周波回路への入力信号を遅延させる制御を行う位相差制御部を備える。 In order to solve the above-mentioned problems and to achieve the object, the present invention provides a transmitter module that generates a radar signal and a receiver module that receives the radar signal in a distributed manner, and the transmitter module and the receiver module have a signal connection interface. The radar device is configured to be connected by. The transmission module has a plurality of transmission channels, and for each transmission channel, a transmission high-frequency circuit that generates a radar signal using the reference signal transmitted from the reception module, and a reference signal input for each transmission channel. A signal selector for inputting the feedback signal to the receiving module and sequentially selecting the plurality of feedback signals is provided. The reception module has a reference oscillator that generates a reference signal, a plurality of reception channels, a reception high-frequency circuit that receives a reflected wave of a radar signal, a phase difference detection unit that detects a phase difference between a reference signal and a feedback signal, A phase difference control unit is provided that controls the input signal to the transmission high frequency circuit based on the phase difference.

本発明によれば、送信チャネル間又は受信チャネル間の同期が確保され、受信性能の低下が抑制される、という効果を奏する。 According to the present invention, there is an effect that synchronization between transmission channels or reception channels is secured and deterioration of reception performance is suppressed.

実施の形態１に係るＦＭ−ＣＷレーダの構成を示すブロック図Block diagram showing the configuration of the FM-CW radar according to the first embodiment 実施の形態１に係るレーダ装置の同期方法の説明に供するフローチャートFlowchart for explaining the synchronization method of the radar device according to the first embodiment 図２のフローでレーダ装置の同期を確保した後に行う目標諸元算出処理の説明に供するフローチャート2 is a flow chart for explaining the target specification calculation processing performed after securing the synchronization of the radar device in the flow of FIG. 実施の形態３に係るＦＭ−ＣＷレーダの構成を示すブロック図Block diagram showing a configuration of an FM-CW radar according to a third embodiment 実施の形態３に係るレーダ装置の同期方法の説明に供するフローチャートFlowchart for explaining the synchronization method of the radar device according to the third embodiment

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係るレーダ装置について詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。また、以下の実施の形態では、ミリ波帯のＦＭ−ＣＷレーダを例示して説明するが、ＦＭ−ＣＷレーダ以外のレーダ装置に適用できること、及び、ミリ波帯以外のレーダ装置に適用できることは言うまでもない。また、以下の説明において、物理的な接続と電気的な接続とは、特に区別せず、単に「接続」という文言を使用する。 A radar device according to an embodiment of the present invention will be described in detail below with reference to the accompanying drawings. The present invention is not limited to the embodiments described below. Further, in the following embodiments, the millimeter-wave band FM-CW radar will be described as an example, but it can be applied to a radar device other than the FM-CW radar and can be applied to a radar device other than the millimeter-wave band. Needless to say. Further, in the following description, the physical connection and the electrical connection are not particularly distinguished, and the word “connection” is simply used.

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係るＦＭ−ＣＷレーダ１００の構成を示すブロック図である。実施の形態１に係るＦＭ−ＣＷレーダ１００は、ＭＩＭＯ型ＦＭ−ＣＷレーダであり、図示のように、ミリ波受信モジュール２３と、ミリ波送信モジュール３４とを有する。ミリ波受信モジュール２３とミリ波送信モジュール３４とは、一対のコネクタ２２ａ，２２ｂを有する信号接続インターフェースとしての接続ケーブル２２を介して接続されている。ミリ波送信モジュール３４は、高周波のレーダ（ＲＡｄｉｏＤｅｔｅｃｔｉｎｇＡｎｄＲａｎｇｉｎｇ：ＲＡＤＡＲ）信号を生成する。ミリ波受信モジュール２３は、空間に放射されたレーダ信号の目標物体からの反射波を受信する。なお、接続ケーブル２２は、ツイストペア、同軸線等を用いた電気信号ケーブルが好ましいが、光信号ケーブルであってもよい。また、接続ケーブル２２の代わりに、信号接続インターフェースとして、ブルートゥース（登録商標）、ミリ波無線等による無線ＬＡＮによって信号を接続するものを用いてもよい。 Embodiment 1.
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the FM-CW radar 100 according to the first embodiment. The FM-CW radar 100 according to the first embodiment is a MIMO FM-CW radar, and includes a millimeter wave receiving module 23 and a millimeter wave transmitting module 34 as illustrated. The millimeter wave receiving module 23 and the millimeter wave transmitting module 34 are connected via a connection cable 22 as a signal connection interface having a pair of connectors 22a and 22b. The millimeter wave transmission module 34 generates a high frequency radar (RAdio Detecting And Ranging: RADAR) signal. The millimeter wave reception module 23 receives a reflected wave of a radar signal emitted in space from a target object. The connection cable 22 is preferably an electric signal cable using a twisted pair, a coaxial line or the like, but may be an optical signal cable. Instead of the connection cable 22, a signal connection interface that connects signals by a wireless LAN such as Bluetooth (registered trademark) or millimeter wave wireless may be used.

ミリ波送信モジュール３４は、レーダ信号を電波にして空間に放射する送信アンテナ３０，３１と、ミリ波受信モジュール２３から伝送されたリファレンス信号ＶＲＥＦＯを用いてレーダ信号を生成する送信高周波回路３２，３３と、リファレンス信号ＶＲＥＦＯの帰還信号をミリ波受信モジュール２３側に入力し、当該帰還信号を順次選択する複数入力１出力のアナログスイッチ４１と、を備える。アナログスイッチ４１は、信号選択器の一例である。リファレンス信号ＶＲＥＦＯは、ミリ波受信モジュール２３から渡される。 The millimeter wave transmission module 34 uses the transmission antennas 30 and 31 for converting the radar signal into a radio wave and radiates it into space, and the transmission high frequency circuits 32 and 33 that generate a radar signal using the reference signal VREFO transmitted from the millimeter wave reception module 23. And a feedback signal of the reference signal VREFO to the millimeter wave receiving module 23 side, and an analog switch 41 having a plurality of inputs and one output for sequentially selecting the feedback signal. The analog switch 41 is an example of a signal selector. The reference signal VREFO is passed from the millimeter wave reception module 23.

図１において、“Ｔｘ”の表記は、ミリ波送信モジュール３４の構成部すなわち送信側の構成部であることを表している。“Ｒｘ”の表記は、ミリ波受信モジュール２３の構成部すなわち受信側の構成部であることを表している。“＃１”の表記は、第１番目の構成部であることを表している。“＃ｍ”の表記は、第ｍ番目の構成部であることを表している。ｍは、送信系のチャネル数である。“＃ｎ”の表記は、第ｎ番目の構成部であることを表している。ｎは、受信系のチャネル数である。ｍ及びｎは、２以上の整数である。ｍ及びｎは、同じ数であっても、異なる数であってもよい。なお、送信系のチャネルを「送信チャネル」と呼び、受信系のチャネルは「受信チャネル」と呼ぶことがある。また、第１番目の送信高周波回路３２から第ｍ番目の送信高周波回路３３までを含めた全体を指して「送信高周波回路」と呼ぶ場合がある。 In FIG. 1, the notation “Tx” indicates that it is a component of the millimeter wave transmission module 34, that is, a component on the transmission side. The notation “Rx” indicates that the component is the component of the millimeter wave receiving module 23, that is, the component on the receiving side. The notation “#1” indicates that it is the first component. The notation "#m" indicates that it is the m-th component. m is the number of channels of the transmission system. The notation “#n” indicates that it is the nth component. n is the number of channels of the receiving system. m and n are integers of 2 or more. m and n may be the same or different. The transmission system channel may be referred to as a "transmission channel", and the reception system channel may be referred to as a "reception channel". Further, the whole including the first transmission high-frequency circuit 32 to the m-th transmission high-frequency circuit 33 may be referred to as a “transmission high-frequency circuit”.

上述したように、ＦＭ−ＣＷレーダでは、送信周波数を低周波から高周波へと変化させるアップチャープ信号と、高周波から低周波へと変化させるダウンチャープ信号とが用いられる。アップチャープ信号と、ダウンチャープ信号とを含む信号を、変調信号と呼ぶ。 As described above, the FM-CW radar uses the up-chirp signal that changes the transmission frequency from the low frequency to the high frequency and the down-chirp signal that changes the transmission frequency from the high frequency to the low frequency. A signal including an up-chirp signal and a down-chirp signal is called a modulation signal.

送信高周波回路３２は、変調信号を生成する際に設定された変調動作を行う位相同期制御回路（以下、「ＰＬＬ」と略記）２４と、ＰＬＬ２４と連携して変調信号を生成するＶＣＯ２６と、ＶＣＯ２６が出力する変調信号を信号増幅するためのパワーアンプ（ＰｏｗｅｒＡｍｐｌｉｆｉｅｒ、以下「ＰＡ」と略記）２８と、ＰＬＬ２４への入力信号を遅延させる遅延回路４２と、を備える。送信高周波回路３３も同様に、ＰＬＬ２５、ＶＣＯ２７、ＰＡ２９、及び遅延回路４３を備えている。遅延回路４２，４３のそれぞれには、後述する分配器２から出力されるリファレンス信号ＶＲＥＦＯが入力される。遅延回路４２，４３の遅延時間は、後述する制御回路２１から出力される制御信号によって制御される。 The transmission high-frequency circuit 32 includes a phase synchronization control circuit (hereinafter, abbreviated as “PLL”) 24 that performs a modulation operation set when generating a modulation signal, a VCO 26 that generates a modulation signal in cooperation with the PLL 24, and a VCO 26. A power amplifier (Power Amplifier, hereinafter abbreviated as “PA”) 28 for amplifying the modulated signal output by the power amplifier and a delay circuit 42 for delaying an input signal to the PLL 24. Similarly, the transmission high-frequency circuit 33 also includes a PLL 25, a VCO 27, a PA 29, and a delay circuit 43. A reference signal VREFO output from the distributor 2 described later is input to each of the delay circuits 42 and 43. The delay times of the delay circuits 42 and 43 are controlled by a control signal output from the control circuit 21 described later.

送信高周波回路３２，３３の各要素は、モノリシックマイクロ波集積回路（ＭｏｎｏｌｉｔｈｉｃＭｉｃｒｏｗａｖｅＩＣ、以下「ＭＭＩＣ」と略記）で構成されている。送信高周波回路３２，３３は、ＭＩＭＯ方式において必要となる分だけチャネル数を増やすことができる。なお、図１では、遅延回路４２，４３は、送信高周波回路３２，３３の内部に設ける構成を例示しているが、ミリ波受信モジュール２３に設けることも可能である。すなわち、ＰＬＬ２４，２５への入力信号を遅延させる構成であれば、送信高周波回路３２，３３の内部又は外部の何れの箇所に設けられていてもよい。 Each element of the transmission high frequency circuits 32 and 33 is composed of a monolithic microwave integrated circuit (Monolithic Microwave IC, abbreviated as “MMIC” hereinafter). The transmission high-frequency circuits 32 and 33 can increase the number of channels as much as necessary in the MIMO system. Although the delay circuits 42 and 43 are illustrated as being provided inside the transmission high-frequency circuits 32 and 33 in FIG. 1, they may be provided at the millimeter wave receiving module 23. That is, as long as the input signals to the PLLs 24 and 25 are delayed, they may be provided inside or outside the transmission high frequency circuits 32 and 33.

ミリ波受信モジュール２３は、ミリ波送信モジュール３４から空間に放射された電波の目標物体からの反射波を受信する受信アンテナ１１，１２と、受信アンテナ１１，１２からの受信信号を受領する受信高周波回路１５と、受信高周波回路１５から出力された信号を基に、目標物体までの距離、目標物体の速度、及び目標物体の方位を検出する信号処理部１６と、送信高周波回路３２，３３及び受信高周波回路１５に印加する各種の制御電圧、並びにアナログスイッチ４１を制御する制御信号を生成する制御回路２１と、を備える。 The millimeter wave receiving module 23 receives the reflected waves from the target object of the radio waves radiated into the space from the millimeter wave transmitting module 34, and the received high frequency wave that receives the received signals from the receiving antennas 11 and 12. A circuit 15, a signal processing unit 16 for detecting the distance to the target object, the speed of the target object, and the azimuth of the target object based on the signal output from the reception high-frequency circuit 15, the transmission high-frequency circuits 32, 33, and the reception. The control circuit 21 includes various control voltages applied to the high-frequency circuit 15 and a control circuit 21 that generates a control signal for controlling the analog switch 41.

受信高周波回路１５は、受信アンテナ１１，１２で受信されたそれぞれの受信信号を信号増幅する低雑音増幅器（ＬｏｗＮｏｉｓｅＡｍｐｌｉｆｉｅｒ、以下「ＬＮＡ」と略記）９，１０と、ＬＮＡ９，１０で信号増幅されたそれぞれの受信信号をローカル信号によってダウンコンバートするミキサ（Ｍｉｘｅｒ、以下「ＭＩＸ」と略記）７，８と、ＭＩＸ７，８によってダウンコンバートされたそれぞれの信号、すなわちそれぞれのベースバンド信号を増幅するベースバンドアンプ回路５，６と、を備える。ベースバンドアンプ回路５，６の出力は、アナログ信号である。また、受信高周波回路１５は、ベースバンドアンプ回路５，６のそれぞれの出力をディジタル信号に変換するアナログディジタル変換器（ＡｎａｌｏｇｕｅＤｉｇｉｔａｌＣｏｎｖｅｒｔｅｒ、以下「ＡＤＣ」と略記）３，４を備える。 The reception high frequency circuit 15 is a low noise amplifier (Low Noise Amplifier, hereinafter abbreviated as “LNA”) 9 and 10 for amplifying the received signals received by the reception antennas 11 and 12, and the signal is amplified by the LNAs 9 and 10. Mixers (Mixer, hereinafter abbreviated as “MIX”) 7 and 8 for down-converting each received signal by a local signal, and respective signals down-converted by the MIX 7 and 8, that is, a base for amplifying each baseband signal. Band amplifier circuits 5 and 6 are provided. The outputs of the baseband amplifier circuits 5 and 6 are analog signals. The reception high-frequency circuit 15 also includes analog-digital converters (Analog Digital Converters, abbreviated as “ADC” hereinafter) 3 and 4 that convert the outputs of the baseband amplifier circuits 5 and 6 into digital signals.

受信高周波回路１５の各要素は、ＭＭＩＣで構成される。受信高周波回路１５は、ＭＩＭＯ方式において必要となる分だけチャネル数を増やすことができる。 Each element of the reception high-frequency circuit 15 is composed of MMIC. The reception high frequency circuit 15 can increase the number of channels as much as necessary in the MIMO system.

信号処理部１６は、各種の演算を行うマイコン２０を備える。マイコン２０は、演算手段の一例である。マイコン２０に代えて、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（ＣｅｎｔｒａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇＵｎｉｔ）、又はＤＳＰ（ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった他の演算手段を用いてもよい。また、マイコン２０に代えて、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（ＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎＳｐｅｃｉｆｉｃＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−ＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＧａｔｅＡｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせた処理回路を用いてもよい。 The signal processing unit 16 includes a microcomputer 20 that performs various calculations. The microcomputer 20 is an example of a calculation unit. Instead of the microcomputer 20, other arithmetic means such as a microprocessor, a microcomputer, a CPU (Central Processing Unit), or a DSP (Digital Signal Processor) may be used. Further, instead of the microcomputer 20, a single circuit, a composite circuit, a programmed processor, a parallel programmed processor, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field-Programmable Gate Array), or a combination thereof. A circuit may be used.

マイコン２０は、不揮発性メモリ１８を有する。不揮発性メモリ１８には、ＶＣＯ１４を変調動作させるために必要なＰＬＬ１３の変調設定値、並びに、受信高周波回路１５及び送信高周波回路３２，３３のバイアス設定値が格納される。 The microcomputer 20 has a non-volatile memory 18. The nonvolatile memory 18 stores the modulation setting value of the PLL 13 necessary for the VCO 14 to perform a modulation operation, and the bias setting values of the reception high frequency circuit 15 and the transmission high frequency circuits 32 and 33.

マイコン２０は、目標物体までの距離、目標物体の速度、及び目標物体の方位を含む目標物体の諸元である目標諸元を算出する第１の処理部５０を有する。実施の形態１において、第１の処理部５０は、目標諸元算出部の機能を有する。第１の処理部５０は、目標諸元を算出するため、ＡＤＣ３，４の出力に対して高速フーリエ変換（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ、以下「ＦＦＴ」と略記）処理を行う。 The microcomputer 20 includes a first processing unit 50 that calculates target specifications that are specifications of the target object including the distance to the target object, the speed of the target object, and the orientation of the target object. In the first embodiment, the first processing unit 50 has the function of a target specification calculation unit. The first processing unit 50 performs a fast Fourier transform (Fast Fourier Transform, hereinafter abbreviated as “FFT”) processing on the outputs of the ADCs 3 and 4 in order to calculate the target specifications.

信号処理部１６は、リファレンス信号ＶＲＥＦＯを生成する基準発振器１と、リファレンス信号ＶＲＥＦＯを受信高周波回路１５及び送信高周波回路３２，３３に分配する分配器２と、を更に備える。リファレンス信号ＶＲＥＦＯは、アナログ信号である。基準発振器１の一例は、水晶発振器である。分配器２は、送信チャネル数ｍに対応したｍ個の出力端と、受信高周波回路１５に分配するための１個の出力端と、信号処理部１６に分配するための１個の出力端とによる、全部で“ｍ＋２”個の出力端を有する。すなわち、分配器２は、１つの分配器で、受信高周波回路１５、送信高周波回路３２，３３、及び信号処理部１６という３つの異なる機能を有する構成部にリファレンス信号ＶＲＥＦＯを分配する機能を有している。このような機能を有する分配器２を用いれば、接続ケーブル２２におけるコネクタ２２ａとの接続を簡易に行うことができる。 The signal processing unit 16 further includes a reference oscillator 1 that generates the reference signal VREFO, and a distributor 2 that distributes the reference signal VREFO to the reception high-frequency circuit 15 and the transmission high-frequency circuits 32 and 33. The reference signal VREFO is an analog signal. An example of the reference oscillator 1 is a crystal oscillator. The distributor 2 has m output terminals corresponding to the number of transmission channels m, one output terminal for distributing to the reception high frequency circuit 15, and one output terminal for distributing to the signal processing unit 16. , There are a total of “m+2” output terminals. That is, the distributor 2 has a function of distributing the reference signal VREFO to three components having different functions, that is, the reception high-frequency circuit 15, the transmission high-frequency circuits 32 and 33, and the signal processing unit 16 with one distributor. ing. By using the distributor 2 having such a function, the connection cable 22 can be easily connected to the connector 22a.

信号処理部１６は、周囲温度をモニタする周囲温度モニタ１９を備える。周囲温度モニタ１９は、温度センサである。周囲温度モニタ１９によってミリ波受信モジュール２３の周囲温度が定期的にモニタされる。周囲温度モニタ１９がモニタした温度データは、ＦＭ−ＣＷレーダ１００におけるレーダ信号の周波数であるレーダ周波数の情報と共に不揮発性メモリ１８に格納される。周囲温度のデータと共に送信周波数の情報を不揮発性メモリ１８に格納することで、送信周波数が規定値からずれが生じていないかを確認することができる。 The signal processing unit 16 includes an ambient temperature monitor 19 that monitors the ambient temperature. The ambient temperature monitor 19 is a temperature sensor. The ambient temperature of the millimeter wave receiving module 23 is regularly monitored by the ambient temperature monitor 19. The temperature data monitored by the ambient temperature monitor 19 is stored in the nonvolatile memory 18 together with information on the radar frequency, which is the frequency of the radar signal in the FM-CW radar 100. By storing the information of the transmission frequency together with the data of the ambient temperature in the non-volatile memory 18, it is possible to confirm whether or not the transmission frequency deviates from the specified value.

信号処理部１６は、分配器２で分配されたリファレンス信号ＶＲＥＦＯをディジタル信号に変換するためのアナログディジタル変換器（ＡｎａｌｏｇｕｅＤｉｇｉｔａｌＣｏｎｖｅｒｔｅｒ、以下「ＡＤＣ」略記）３９と、リファレンス信号ＶＲＥＦＯの帰還信号をディジタル信号に変換するＡＤＣ４０と、を更に備える。以下、ＡＤＣ３９を介して出力される信号を「受信用リファレンス信号」と呼び、ＡＤＣ４０を介して出力される信号を「送信用リファレンス帰還信号」と呼ぶ。 The signal processing unit 16 converts the reference signal VREFO distributed by the distributor 2 into a digital signal (Analog Digital Converter, hereinafter referred to as “ADC”) 39 and a feedback signal of the reference signal VREFO. And an ADC 40 for converting into a signal. Hereinafter, the signal output via the ADC 39 is referred to as a “reception reference signal”, and the signal output via the ADC 40 is referred to as a “transmission reference feedback signal”.

マイコン２０は、受信用リファレンス信号と送信用リファレンス帰還信号との間の位相差を制御する第２の処理部５２を有する。第２の処理部５２は、受信用リファレンス信号と送信用リファレンス帰還信号との間の位相差Δθを検出する位相差検出部３５と、当該位相差Δθを基に、送信高周波回路３２の遅延回路４２、及び送信高周波回路３３の遅延回路４３の遅延時間を制御する位相差制御部３６と、を備える。受信用リファレンス信号の位相は、ＡＤＣ３９から出力される受信用リファレンス信号をＦＦＴ処理することで求められる。送信用リファレンス帰還信号の位相は、ＡＤＣ４０から出力される送信用リファレンス帰還信号をＦＦＴ処理することで求められる。 The microcomputer 20 has a second processing unit 52 that controls the phase difference between the reception reference signal and the transmission reference feedback signal. The second processing unit 52 detects the phase difference Δθ between the reception reference signal and the transmission reference feedback signal, and the delay circuit of the transmission high-frequency circuit 32 based on the phase difference Δθ. 42, and a phase difference control unit 36 that controls the delay time of the delay circuit 43 of the transmission high-frequency circuit 33. The phase of the reception reference signal is obtained by FFT processing the reception reference signal output from the ADC 39. The phase of the transmission reference feedback signal is obtained by FFT processing the transmission reference feedback signal output from the ADC 40.

なお、リファレンス信号ＶＲＥＦＯの周波数が高周波化して、ＡＤＣ３９，４０がＡＤ変換を行うときのサンプリング周波数をオーバする場合も想定される。このような場合を想定し、ＡＤＣ３９，４０は、アンダーサンプリングによるデータ処理に対応した変換器であることが好ましい。 It is also assumed that the frequency of the reference signal VREFO becomes higher and exceeds the sampling frequency when the ADCs 39 and 40 perform AD conversion. In consideration of such a case, it is preferable that the ADCs 39 and 40 are converters compatible with data processing by undersampling.

位相差制御部３６は、送信用リファレンス帰還信号と受信用リファンス信号との間の位相差Δθが小さくなるように遅延回路４２，４３の遅延時間を調整する。なお、図１のミリ波送信モジュール３４では、送信高周波回路３２の遅延回路４２及び送信高周波回路３３の遅延回路４３に対する制御のみを図示しているが、図示を省略した他の送信高周波回路の遅延回路に対しても、遅延時間の調整が行われることは言うまでもない。 The phase difference control unit 36 adjusts the delay times of the delay circuits 42 and 43 so that the phase difference Δθ between the reference feedback signal for transmission and the reference signal for reception becomes small. In the millimeter wave transmission module 34 of FIG. 1, only the control of the delay circuit 42 of the transmission high-frequency circuit 32 and the delay circuit 43 of the transmission high-frequency circuit 33 is shown, but the delays of other transmission high-frequency circuits not shown are shown. It goes without saying that the delay time is adjusted for the circuit as well.

制御回路２１は、受信高周波回路１５内の各ＭＭＩＣ、及び送信高周波回路３２，３３内の各ＭＭＩＣに各種の制御電圧を印加する。受信高周波回路１５内の各ＭＭＩＣ、及び送信高周波回路３２，３３内の各ＭＭＩＣは、製造ロットによってばらつきが生じる。このため、不揮発性メモリ１８には、ミリ波受信モジュール２３及びミリ波送信モジュール３４の製品ごとに、個々に調整して決定した制御電圧値が格納されている。制御回路２１は、マイコン２０の制御下で、不揮発性メモリ１８の格納値を参照して制御電圧を印加する。 The control circuit 21 applies various control voltages to each MMIC in the reception high frequency circuit 15 and each MMIC in the transmission high frequency circuits 32 and 33. Each MMIC in the reception high-frequency circuit 15 and each MMIC in the transmission high-frequency circuits 32 and 33 vary depending on the manufacturing lot. Therefore, the non-volatile memory 18 stores the control voltage values individually adjusted and determined for each product of the millimeter wave receiving module 23 and the millimeter wave transmitting module 34. The control circuit 21 applies the control voltage under the control of the microcomputer 20 with reference to the stored value of the nonvolatile memory 18.

次に、実施の形態１に係るＦＭ−ＣＷレーダ１００の要部の動作について説明する。上述の通り、遅延回路４２，４３のそれぞれには、分配器２から出力されるリファレンス信号ＶＲＥＦＯが入力される。ところが、実施の形態１に係るＦＭ−ＣＷレーダ１００は、ミリ波受信モジュール２３とミリ波送信モジュール３４とが離間して配置され、接続ケーブル２２を介して接続される構成である。このため、リファレンス信号ＶＲＥＦＯの出力端から、送信系における各チャネルの入力端までの電気長が異なり、送信系における各チャネル間の同期が確保できない可能性がある。そこで、実施の形態１に係るＦＭ−ＣＷレーダ１００では、アナログスイッチ４１を設け、アナログスイッチ４１の入力端にリファレンス信号ＶＲＥＦＯを入力する構成としている。なお、図１の構成では、リファレンス信号ＶＲＥＦＯを生成する基準発振器１がミリ波受信モジュール２３側に設けられ、また、受信高周波回路１５の信号入力端から信号出力端までの電気長は等長に構成できるので、受信系における各チャネル間の同期の確保は可能である。 Next, the operation of the main part of the FM-CW radar 100 according to the first embodiment will be described. As described above, the reference signal VREFO output from the distributor 2 is input to each of the delay circuits 42 and 43. However, the FM-CW radar 100 according to the first embodiment has a configuration in which the millimeter wave reception module 23 and the millimeter wave transmission module 34 are arranged apart from each other and are connected via the connection cable 22. Therefore, the electrical length from the output end of the reference signal VREFO to the input end of each channel in the transmission system is different, and there is a possibility that synchronization between each channel in the transmission system cannot be secured. Therefore, in the FM-CW radar 100 according to the first embodiment, the analog switch 41 is provided and the reference signal VREFO is input to the input end of the analog switch 41. In the configuration of FIG. 1, the reference oscillator 1 that generates the reference signal VREFO is provided on the millimeter wave receiving module 23 side, and the electrical length from the signal input end to the signal output end of the receiving high frequency circuit 15 is equal. Since it can be configured, it is possible to secure synchronization between the channels in the receiving system.

アナログスイッチ４１の入力端の数は、送信チャネル数、すなわち送信高周波回路３２，３３の数と同じである。制御回路２１から出力される制御信号によって、アナログスイッチ４１への入力信号が選択される。制御信号は、接続ケーブル２２を介して、アナログスイッチ４１に入力される。アナログスイッチ４１によって選択された信号は、接続ケーブル２２を介して、信号処理部１６のＡＤＣ４０に入力される。すなわち、制御回路２１の制御によって、送信系の各チャネルに入力されるリファレンス信号ＶＲＥＦＯが、逐次選択されて受信系に戻される。 The number of input terminals of the analog switch 41 is the same as the number of transmission channels, that is, the number of transmission high frequency circuits 32 and 33. The control signal output from the control circuit 21 selects the input signal to the analog switch 41. The control signal is input to the analog switch 41 via the connection cable 22. The signal selected by the analog switch 41 is input to the ADC 40 of the signal processing unit 16 via the connection cable 22. That is, under the control of the control circuit 21, the reference signal VREFO input to each channel of the transmission system is sequentially selected and returned to the reception system.

アナログスイッチ４１の出力端とＡＤＣ４０とを結ぶ経路の配線は共通である。このため、受信系に戻されるリファレンス信号ＶＲＥＦＯの帰還信号には、ミリ波送信モジュール３４における各チャネル間の配線長の差異が、そのまま位相差となって現れる。このときの位相差をマイコン２０の第２の処理部５２で検出し、検出した位相差でミリ波送信モジュール３４における各チャネル間の位相差を制御する。こうすることで、送信系及び受信系における各チャネル間の同期が確保できる。また、送信系及び受信系における各チャネル間の同期が確保できるので、ＦＭ−ＣＷレーダ１００における受信性能の低下を抑制することができる。 The wiring of the path connecting the output end of the analog switch 41 and the ADC 40 is common. Therefore, in the feedback signal of the reference signal VREFO returned to the receiving system, the difference in the wiring length between the channels in the millimeter wave transmission module 34 appears as a phase difference as it is. The phase difference at this time is detected by the second processing unit 52 of the microcomputer 20, and the phase difference between the channels in the millimeter wave transmission module 34 is controlled by the detected phase difference. By doing so, synchronization between the channels in the transmission system and the reception system can be secured. Moreover, since synchronization between each channel in the transmission system and the reception system can be ensured, it is possible to suppress deterioration in reception performance of the FM-CW radar 100.

次に、実施の形態１の第２の処理部５２における処理の詳細について説明する。 Next, details of the processing in the second processing unit 52 of the first embodiment will be described.

まず、ＡＤＣ３９を介して出力される受信用リファレンス信号を「ＡＤ_Ｒｘ（Ｎ）」と表記し、ＡＤＣ４０を介して出力される送信用リファレンス帰還信号のそれぞれを「ＡＤ_ＴＸ１（Ｎ），ＡＤ_ＴＸ２（Ｎ），…，ＡＤ_ＴＸｍ（Ｎ）」と表記する。各表記における“Ｎ”は、ＦＦＴ処理を行う際のデータ点数である。 First, the reception reference signal output via the ADC 39 is referred to as “AD _Rx (N)”, and each of the transmission reference feedback signals output via the ADC 40 is referred to as “AD _TX1 (N), AD _TX2 ( N),..., AD _TXm (N)”. “N” in each notation is the number of data points when performing FFT processing.

上述のように、第２の処理部５２では、ＦＦＴ処理が行われる。ここで、ＦＦＴ処理後の信号を「ＦＡＤ_Ｒｘ（Ｎ），ＦＡＤ_Ｔｘ１（Ｎ），…，ＦＡＤ_Ｔｘｍ（Ｎ）」で表すと、それぞれは、次式のように表すことができる。 As described above, the FFT processing is performed in the second processing unit 52. Here, when the signal after the FFT processing is represented by “FAD _Rx (N), FAD _Tx1 (N),..., FAD _Txm (N)”, each can be represented by the following equation.

ＦＡＤ_Ｒｘ（Ｎ）＝ＦＦＴ（ＡＤ_ＲＸ（Ｎ）） …（１）
ＦＡＤ_Ｔｘ１（Ｎ）＝ＦＦＴ（ＡＤ_ＴＸ１（Ｎ）） …（２）
……
ＦＡＤ_Ｔｘｍ（Ｎ）＝ＦＦＴ（ＡＤ_ＴＸｍ（Ｎ）） …（３） FAD _Rx (N)=FFT(AD _RX (N)) (1)
FAD _Tx1 (N)=FFT(AD _TX1 (N)) (2)
......
FAD _Txm (N)=FFT(AD _TXm (N)) (3)

上記（１）〜（３）式の右辺における「ＦＦＴ（）」の表記は、括弧内の信号のデータ群に対して、ＦＦＴ処理を施すことを意味する。 The notation of “FFT( )” on the right side of the above equations (1) to (3) means that FFT processing is applied to the data group of signals in parentheses.

次いで、ＦＦＴ処理を施したＦＦＴ信号の位相を「θＡＤ_Ｒｘ（Ｎ），θＡＤ_Ｔｘ１（Ｎ），…，θＡＤ_Ｔｘｍ（Ｎ）」で表すと、それぞれは、次式のように表すことができる。 Next, when the phase of the FFT signal subjected to the FFT processing is represented by “θAD _Rx (N), θAD _Tx1 (N),..., θAD _Txm (N)”, each can be represented by the following equation.

θＡＤ_Ｒｘ（Ｎ）＝∠ＦＦＴ（ＡＤ_ＲＸ（Ｎ）） …（４）
θＡＤ_Ｔｘ１（Ｎ）＝∠ＦＦＴ（ＡＤ_ＴＸ１（Ｎ）） …（５）
……
θＡＤ_Ｔｘｍ（Ｎ）＝∠ＦＦＴ（ＡＤ_ＴＸｍ（Ｎ）） …（６） θ AD _Rx (N)=∠FFT(AD _RX (N)) (4)
θ AD _Tx1 (N)=∠FFT(AD _TX1 (N)) (5)
......
θ AD _Txm (N)=∠FFT(AD _TXm (N)) (6)

上記（４）〜（６）式の右辺における「∠ＦＦＴ（）」の表記は、各ＦＦＴ信号から括弧内の信号の位相を算出することを意味する。 The notation “∠FFT( )” on the right side of the above equations (4) to (6) means that the phase of the signal in parentheses is calculated from each FFT signal.

よって、上記（４）〜（６）式により、受信用リファレンス信号ＡＤ_Ｒｘ（Ｎ）と、送信用リファレンス帰還信号ＡＤ_ＴＸ１（Ｎ），ＡＤ_ＴＸ２（Ｎ），……，ＡＤ_ＴＸｍ（Ｎ）のそれぞれとの間の位相差を、「θＡＤ_Ｔｘ１，…，θＡＤ_Ｔｘｍ」で表すと、それぞれは、次式のように表すことができる。 Therefore, the above (4) to (6), a reception reference signal _AD Rx (N), the transmission reference feedback signal _{_{AD TX1 (N), AD TX2}} (N), ......, AD TXm of (N) When the phase difference between _them is represented by “θAD _Tx1 ,..., θAD _Txm ”, each can be represented by the following equation.

θＡＤ_Ｔｘ１＝θＡＤ_Ｒｘ（Ｎ）−θＡＤ_Ｔｘ１（Ｎ） …（７）
……
θＡＤ_Ｔｘｍ＝θＡＤ_Ｒｘ（Ｎ）−θＡＤ_Ｔｘｍ（Ｎ） …（８） θAD _Tx1 =θAD _Rx (N)−θAD _Tx1 (N) (7)
......
θAD _Txm =θAD _Rx (N)−θAD _Txm (N) (8)

上記（７）式、及び（８）式の結果を基に、遅延回路４２，４３の遅延時間を調整することで、位相差制御が完了する。なお、位相差制御のための遅延時間は、送信チャネルごとに独立して行うことができる。 The phase difference control is completed by adjusting the delay times of the delay circuits 42 and 43 based on the results of the expressions (7) and (8). The delay time for controlling the phase difference can be independently set for each transmission channel.

接続ケーブル２２の長さすなわち接続ケーブル長が異なれば、上記（７）式、及び（８）式で算出される位相差も異なってくる。また、当該位相差は、ミリ波送信モジュール３４及びミリ波受信モジュール２３におけるそれぞれの内部配線の影響も受ける。一方、実施の形態１の手法では、接続ケーブル長及び各モジュール内部の配線長に応じた位相差を検出することができる。このため、車種による接続ケーブル長の差異、及び、接続ケーブルの曲り具合、又は接続ケーブルコネクタとモジュールとの間の嵌合具合に起因するチャネル間のインピーダンス変化に対応できるので、レーダ装置を自動車に搭載する場合の搭載性の向上が可能となる。 If the length of the connection cable 22, that is, the connection cable length is different, the phase difference calculated by the equations (7) and (8) is also different. The phase difference is also affected by the internal wirings of the millimeter wave transmission module 34 and the millimeter wave reception module 23. On the other hand, with the method of the first embodiment, it is possible to detect the phase difference according to the connection cable length and the wiring length inside each module. Therefore, since it is possible to cope with the difference in the connection cable length depending on the vehicle type, and the change in impedance between the channels due to the bending degree of the connection cable or the fitting degree between the connection cable connector and the module, the radar device can be applied to an automobile. It is possible to improve the mountability when mounted.

次に、実施の形態１に係るレーダ装置の同期方法について、図２及び図３の図面を参照して説明する。図２は、実施の形態１に係るレーダ装置の同期方法の説明に供するフローチャートである。 Next, a method of synchronizing the radar device according to the first embodiment will be described with reference to the drawings of FIGS. FIG. 2 is a flowchart for explaining the synchronization method of the radar device according to the first embodiment.

図２において、ステップＳ１０では、ミリ波受信モジュール２３及びミリ波送信モジュール３４の電源をＯＮする。上述の通り、電源ＯＮは、マイコン２０の制御下で、制御回路２１が不揮発性メモリ１８の格納値を参照することで行われる。 2, in step S10, the millimeter wave receiving module 23 and the millimeter wave transmitting module 34 are powered on. As described above, the power is turned on by the control circuit 21 referring to the value stored in the nonvolatile memory 18 under the control of the microcomputer 20.

ステップＳ２０は、上述した位相差制御のフローである。ステップＳ２０１では、受信用リファレンス信号及び送信用リファレンス帰還信号が、ＡＤＣによってディジタルデータ化される。上述の通り、受信用リファレンス信号は、ＡＤＣ３９によってディジタルデータに変換され、送信用リファレンス帰還信号は、ＡＤＣ４０によってディジタルデータに変換される。 Step S20 is a flow of the phase difference control described above. In step S201, the reception reference signal and the transmission reference feedback signal are converted into digital data by the ADC. As described above, the reception reference signal is converted into digital data by the ADC 39, and the transmission reference feedback signal is converted into digital data by the ADC 40.

ステップＳ２０２からステップＳ２０４の処理は、第２の処理部５２によって行われる。ステップＳ２０２では、ディジタルデータに変換された受信用リファレンス信号及び送信用リファレンス帰還信号に対して、ＦＦＴ処理が行われる。ステップＳ２０３では、送信チャネルごとに、送信用リファレンス帰還信号と受信用リファレンス信号との間の位相差が検出される。ステップＳ２０４では、ステップＳ２０３で求めた位相差が小さくなるようにミリ波送信モジュール３４における遅延回路４２，４３の遅延時間を調整する。 The processing of steps S202 to S204 is performed by the second processing unit 52. In step S202, FFT processing is performed on the reception reference signal and the transmission reference feedback signal converted into digital data. In step S203, the phase difference between the transmission reference feedback signal and the reception reference signal is detected for each transmission channel. In step S204, the delay times of the delay circuits 42 and 43 in the millimeter wave transmission module 34 are adjusted so that the phase difference obtained in step S203 becomes small.

なお、ステップＳ２０４の処理において、遅延回路４２，４３に対する遅延時間の調整は、共通する１つの調整値を遅延回路４２，４３に付与してもよいし、遅延回路４２，４３ごとに異なる調整値を遅延回路４２，４３に付与してもよい。異なる調整値を遅延回路４２，４３に付与する場合には、アナログスイッチ４１と同様な機能を有する複数入力１出力のスイッチを設け、当該スイッチの出力先を切り替えることで、遅延回路４２，４３ごとに異なる調整値を付与することができる。 In the processing of step S204, the delay times for the delay circuits 42 and 43 may be adjusted by giving one common adjustment value to the delay circuits 42 and 43, or different adjustment values for the delay circuits 42 and 43. May be added to the delay circuits 42 and 43. When different adjustment values are given to the delay circuits 42 and 43, a switch having a plurality of inputs and one output having the same function as the analog switch 41 is provided, and the output destination of the switch is switched, so that each of the delay circuits 42 and 43 is Different adjustment values can be given to each.

図３は、図２のフローでレーダ装置の同期を確保した後に行う目標諸元算出処理の説明に供するフローチャートである。図２のフローによって、位相差制御が完了すると、ステップＳ３１によって、ＦＭ−ＣＷレーダ１００の稼動が開始される。ステップＳ３２では、目標物体の反射波を受信した受信信号がＡＤＣ３，４によってディジタルデータ化される。ステップＳ３３では、変換されたディジタルデータに対して、ＦＦＴ処理が行われる。ステップＳ３４では、目標諸元が算出される。図３のフローは、レーダ装置の同期が確保された後に行われるので、精度のよい目標諸元の算出が可能となる。 FIG. 3 is a flow chart for explaining a target specification calculation process performed after securing the synchronization of the radar device in the flow of FIG. When the phase difference control is completed according to the flow of FIG. 2, the operation of the FM-CW radar 100 is started in step S31. In step S32, the reception signal that receives the reflected wave of the target object is converted into digital data by the ADCs 3 and 4. In step S33, FFT processing is performed on the converted digital data. In step S34, target specifications are calculated. Since the flow of FIG. 3 is performed after the synchronization of the radar device is ensured, it is possible to accurately calculate the target specifications.

実施の形態２．
実施の形態１において、周囲温度モニタ１９が検出した周囲温度の情報は、送信周波数の規定値からのずれの判定に使用していた。実施の形態２では、周囲温度モニタ１９が検出した周囲温度の情報を基に、実施の形態１で説明した位相差制御を行う。 Embodiment 2.
In the first embodiment, the information about the ambient temperature detected by the ambient temperature monitor 19 is used to determine the deviation of the transmission frequency from the specified value. In the second embodiment, the phase difference control described in the first embodiment is performed based on the ambient temperature information detected by the ambient temperature monitor 19.

実施の形態１では、図２に示すように、ミリ波受信モジュール２３及びミリ波送信モジュール３４の電源をＯＮしたときに、ステップＳ２０の位相差制御を行っていた。実施の形態２では、実施の形態１の位相差制御に加え、周囲温度が変化したときにも、ステップＳ２０の位相差制御を行うようにする。ここで言う「周囲温度の変化」には、周囲温度が設定値以上変化したときを例示できる。設定値の例は、１℃、２℃又は５℃である。 In the first embodiment, as shown in FIG. 2, when the millimeter wave receiving module 23 and the millimeter wave transmitting module 34 are powered on, the phase difference control in step S20 is performed. In the second embodiment, in addition to the phase difference control of the first embodiment, the phase difference control of step S20 is performed even when the ambient temperature changes. The “change in ambient temperature” mentioned here can be exemplified when the ambient temperature changes by a set value or more. Examples of set values are 1°C, 2°C, or 5°C.

周囲温度が変化すると、一旦調整した位相差が変動する可能性がある。一方、実施の形態２では、周囲温度の変化が設定値以上の場合に、位相差制御を行うので、周囲温度の変化に起因する位相差の変動を低減することができる。これにより、チャネル間の同期のずれを抑制して、精度のよい目標諸元の算出が可能となる。 When the ambient temperature changes, the phase difference once adjusted may change. On the other hand, in the second embodiment, the phase difference control is performed when the change in the ambient temperature is equal to or more than the set value, so that the fluctuation in the phase difference due to the change in the ambient temperature can be reduced. As a result, it is possible to suppress deviation of synchronization between channels and calculate target specifications with high accuracy.

実施の形態３．
図４は、実施の形態３に係るＦＭ−ＣＷレーダ１００Ａの構成を示すブロック図である。実施の形態３に係るＦＭ−ＣＷレーダ１００Ａは、図１に示す実施の形態１の構成において、ミリ波受信モジュール２３がミリ波受信モジュール２３Ａに変更され、ミリ波送信モジュール３４がミリ波送信モジュール３４Ａに変更され、ミリ波受信モジュール２３とミリ波送信モジュール３４とを繋ぐ接続ケーブル２２が、一対のコネクタ２２Ａａ，２２Ａｂを有する接続ケーブル２２Ａに変更されている。 Embodiment 3.
FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the FM-CW radar 100A according to the third embodiment. In the FM-CW radar 100A according to the third embodiment, in the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1, the millimeter wave receiving module 23 is changed to the millimeter wave receiving module 23A, and the millimeter wave transmitting module 34 is the millimeter wave transmitting module. 34A, and the connection cable 22 that connects the millimeter wave reception module 23 and the millimeter wave transmission module 34 is changed to a connection cable 22A having a pair of connectors 22Aa and 22Ab.

ミリ波受信モジュール２３Ａの構成で見ると、信号処理部１６が信号処理部１６Ａに変更されている。信号処理部１６Ａの構成で見ると、マイコン２０がマイコン２０Ａに変更されている。マイコン２０Ａの構成で見ると、第１の処理部５０が第１の処理部５０Ａに変更され、第２の処理部５２が第２の処理部５２Ａに変更されている。第２の処理部５２Ａで見ると、位相差制御部３６が位相差制御部３６Ａに変更されている。ミリ波送信モジュール３４Ａの構成で見ると、送信高周波回路３２，３３が送信高周波回路３２Ａ，３３Ａに変更されている。実施の形態３において、第１の処理部５０Ａは、目標諸元算出部の機能を有する。なお、その他の構成については、実施の形態１の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。 In terms of the configuration of the millimeter wave receiving module 23A, the signal processing unit 16 is changed to the signal processing unit 16A. In terms of the configuration of the signal processing unit 16A, the microcomputer 20 is changed to the microcomputer 20A. In terms of the configuration of the microcomputer 20A, the first processing unit 50 is changed to the first processing unit 50A, and the second processing unit 52 is changed to the second processing unit 52A. When viewed from the second processing unit 52A, the phase difference control unit 36 is changed to the phase difference control unit 36A. In the configuration of the millimeter wave transmission module 34A, the transmission high frequency circuits 32 and 33 are changed to the transmission high frequency circuits 32A and 33A. In the third embodiment, the first processing unit 50A has a function of a target specification calculation unit. The other configurations are the same as or equivalent to those of the first embodiment, and the same or equivalent components are designated by the same reference numerals, and the duplicate description will be omitted.

実施の形態１における位相差制御は、送信高周波回路３２，３３のそれぞれに設けられた遅延回路４２，４３の遅延時間に対して行われた。これに対し、実施の形態３における位相差制御は、マイコン２０Ａ内の第１の処理部５０Ａの処理結果に対して行われる。これにより、実施の形態３の送信高周波回路３２Ａ，３３Ａでは、遅延回路４２，４３が取り除かれている。 The phase difference control in the first embodiment is performed with respect to the delay times of the delay circuits 42 and 43 provided in the transmission high frequency circuits 32 and 33, respectively. On the other hand, the phase difference control in the third embodiment is performed on the processing result of the first processing unit 50A in the microcomputer 20A. As a result, the delay circuits 42 and 43 are removed in the transmission high frequency circuits 32A and 33A of the third embodiment.

次に、実施の形態３に係るＦＭ−ＣＷレーダ１００Ａの要部の動作について説明する。制御回路２１から出力される制御信号によって、アナログスイッチ４１への入力信号が選択される。制御信号は、接続ケーブル２２Ａを介して、アナログスイッチ４１に入力される。アナログスイッチ４１によって選択された信号は、接続ケーブル２２Ａを介して、信号処理部１６のＡＤＣ４０に入力される。すなわち、制御回路２１の制御によって、送信チャネルのそれぞれに入力されるリファレンス信号ＶＲＥＦＯが、逐次選択されて受信系に戻される。リファレンス信号ＶＲＥＦＯの帰還信号には、ミリ波送信モジュール３４Ａにおける各チャネル間の配線長の差異が、そのまま位相差となって現れる。このときの位相差Δθは、マイコン２０Ａの第２の処理部５２Ａで検出される。ここまでの動作は、実施の形態１と同一又は同等である。 Next, the operation of the main part of the FM-CW radar 100A according to the third embodiment will be described. The control signal output from the control circuit 21 selects the input signal to the analog switch 41. The control signal is input to the analog switch 41 via the connection cable 22A. The signal selected by the analog switch 41 is input to the ADC 40 of the signal processing unit 16 via the connection cable 22A. That is, under the control of the control circuit 21, the reference signal VREFO input to each of the transmission channels is sequentially selected and returned to the reception system. In the feedback signal of the reference signal VREFO, the difference in the wiring length between the channels in the millimeter wave transmission module 34A appears as a phase difference as it is. The phase difference Δθ at this time is detected by the second processing unit 52A of the microcomputer 20A. The operation up to this point is the same as or equivalent to that of the first embodiment.

検出した位相差Δθは、不揮発性メモリ１８に記憶される。ＦＭ−ＣＷレーダ１００Ａの稼動中、第１の処理部５０Ａは、目標諸元の検出のためにＦＦＴ処理を行う。この際、位相差制御部３６Ａは、最新の位相差Δθを読み込み、第１の処理部５０Ａに伝達する。第１の処理部５０Ａは、位相差ΔθをＦＦＴ処理の結果に反映させる位相補正を行い、位相補正後のデータを用いて目標諸元の算出処理を行う。 The detected phase difference Δθ is stored in the non-volatile memory 18. During operation of the FM-CW radar 100A, the first processing unit 50A performs FFT processing for detecting target specifications. At this time, the phase difference control unit 36A reads the latest phase difference Δθ and transmits it to the first processing unit 50A. The first processing unit 50A performs a phase correction that reflects the phase difference Δθ in the result of the FFT process, and performs a target specification calculation process using the data after the phase correction.

実施の形態３の手法によれば、送信高周波回路３２Ａ，３３Ａ内に遅延回路４２，４３を設ける必要がないので、送信高周波回路３２Ａ，３３Ａの回路規模を小さくすることができる。これにより、ミリ波送信モジュール３４ＡＡを、実施の形態１よりもコンパクトに構成できるという効果が得られる。 According to the method of the third embodiment, since it is not necessary to provide the delay circuits 42 and 43 in the transmission high frequency circuits 32A and 33A, the circuit scale of the transmission high frequency circuits 32A and 33A can be reduced. As a result, the effect that the millimeter wave transmission module 34AA can be configured more compactly than that of the first embodiment is obtained.

また、実施の形態３の手法によれば、位相差制御のための情報をミリ波送信モジュール３４Ａ側に伝達する必要がない。これにより、接続ケーブル２２Ａにおける導線の数を削減でき、接続ケーブル２２Ａを、実施の形態１よりもコンパクトに構成できるという効果が得られる。 Further, according to the method of the third embodiment, it is not necessary to transmit information for phase difference control to the millimeter wave transmission module 34A side. As a result, the number of conductors in the connection cable 22A can be reduced, and the effect that the connection cable 22A can be made more compact than that of the first embodiment is obtained.

次に、実施の形態３に係るレーダ装置の同期方法について、図５を参照して説明する。図５は、実施の形態３に係るレーダ装置の同期方法の説明に供するフローチャートである。 Next, a method of synchronizing the radar device according to the third embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 5 is a flowchart for explaining the synchronization method of the radar device according to the third embodiment.

図５において、ステップＳ４０では、ミリ波受信モジュール２３Ａ及びミリ波送信モジュール３４Ａの電源をＯＮする。上述の通り、電源ＯＮは、マイコン２０Ａの制御下で、制御回路２１が不揮発性メモリ１８の格納値を参照することで行われる。 In FIG. 5, in step S40, the millimeter wave receiving module 23A and the millimeter wave transmitting module 34A are powered on. As described above, the power is turned on by the control circuit 21 referring to the value stored in the nonvolatile memory 18 under the control of the microcomputer 20A.

ステップＳ５０は、上述した位相差検出のフローである。ステップＳ５０１では、受信用リファレンス信号及び送信用リファレンス帰還信号が、ＡＤＣ３９，４０によってディジタルデータ化される。受信用リファレンス信号は、ＡＤＣ３９によってディジタルデータに変換され、送信用リファレンス帰還信号は、ＡＤＣ４０によってディジタルデータに変換される。 Step S50 is a flow of the phase difference detection described above. In step S501, the reception reference signal and the transmission reference feedback signal are converted into digital data by the ADCs 39 and 40. The ADC 39 converts the reception reference signal into digital data, and the ADC 40 converts the reception reference signal into digital data.

ステップＳ５０２では、ディジタルデータに変換された受信用リファレンス信号及び送信用リファレンス帰還信号に対して、ＦＦＴ処理が行われる。ステップＳ５０３では、送信チャネルごと、送信用リファレンス帰還信号と受信用リファレンス信号との間の位相差が検出される。検出された位相差は、不揮発性メモリ１８に記憶される。 In step S502, FFT processing is performed on the reception reference signal and the transmission reference feedback signal converted into digital data. In step S503, the phase difference between the transmission reference feedback signal and the reception reference signal is detected for each transmission channel. The detected phase difference is stored in the non-volatile memory 18.

ステップＳ６０は、上述した位相差制御のフローである。ステップＳ６０１では、ＦＭ−ＣＷレーダの稼動が開始される。ステップＳ６０２では、目標物体の反射波を受信した受信信号がＡＤＣ３，４によってディジタルデータ化される。ステップＳ６０３では、変換されたディジタルデータに対して、ＦＦＴ処理が行われる。ステップＳ６０４では、ステップＳ６０３で行ったＦＦＴ処理の結果に対して、ステップＳ５０３で検出された位相差を反映させる位相補正が行われる。ステップＳ６０５では、位相補正後のデータを用いて目標諸元の算出処理が行われる。図３のフローは、レーダ装置の同期を確保する処理と、目標諸元の算出処理とが一連の処理の中で行われるので、リアルタイム性に優れた位相補正処理を実現できるという効果が得られる。 Step S60 is a flow of the phase difference control described above. In step S601, the operation of the FM-CW radar is started. In step S602, the reception signal that receives the reflected wave of the target object is converted into digital data by the ADCs 3 and 4. In step S603, FFT processing is performed on the converted digital data. In step S604, the phase correction that reflects the phase difference detected in step S503 is performed on the result of the FFT processing performed in step S603. In step S605, a target specification calculation process is performed using the phase-corrected data. In the flow of FIG. 3, the process of ensuring the synchronization of the radar device and the process of calculating the target specifications are performed in a series of processes, so that there is an effect that the phase correction process excellent in real time can be realized. ..

なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。 Note that the configurations described in the above embodiments are examples of the content of the present invention, and can be combined with other known techniques, and configurations within the scope of the present invention It is also possible to omit or change a part of.

１基準発振器、２分配器、３，４，３９，４０ＡＤＣ、５，６ベースバンドアンプ回路、７，８ミキサ、９，１０低雑音増幅器、１１，１２受信アンテナ、１３，２４，２５位相同期制御回路、１４，２６，２７電圧制御発振器、１５受信高周波回路、１６，１６Ａ信号処理部、１８不揮発性メモリ、１９周囲温度モニタ、２０，２０Ａマイコン、２１制御回路、２２，２２Ａ接続ケーブル、２２ａ，２２ｂ，２２Ａａ，２２Ａｂコネクタ、２３，２３Ａミリ波受信モジュール、２８，２９パワーアンプ、３０，３１送信アンテナ、３２，３２Ａ，３３，３３Ａ送信高周波回路、３４，３４Ａミリ波送信モジュール、３５位相差検出部、３６，３６Ａ位相差制御部、４１アナログスイッチ、４２，４３遅延回路、５０，５０Ａ第１の処理部、５２，５２Ａ第２の処理部、１００，１００ＡＦＭ−ＣＷレーダ。 1 reference oscillator, 2 divider, 3,4,39,40 ADC, 5,6 baseband amplifier circuit, 7,8 mixer, 9,10 low noise amplifier, 11,12 receiving antenna, 13,24,25 phase synchronization Control circuit, 14, 26, 27 voltage controlled oscillator, 15 receiving high frequency circuit, 16, 16A signal processing unit, 18 non-volatile memory, 19 ambient temperature monitor, 20, 20A microcomputer, 21 control circuit, 22, 22A connecting cable, 22a , 22b, 22Aa, 22Ab connector, 23, 23A millimeter wave receiving module, 28, 29 power amplifier, 30, 31 transmitting antenna, 32, 32A, 33, 33A transmitting high frequency circuit, 34, 34A millimeter wave transmitting module, 35 phase difference Detection unit, 36, 36A Phase difference control unit, 41 Analog switch, 42, 43 Delay circuit, 50, 50A First processing unit, 52, 52A Second processing unit, 100, 100A FM-CW radar.

Claims

A transmission device that generates a radar signal, and a reception module that receives the radar signal are distributedly arranged, and a radar device having a configuration in which the transmission module and the reception module are connected by a signal connection interface,
The transmission module is
A transmission high-frequency circuit having a plurality of transmission channels, for each of the transmission channels, generating the radar signal using the reference signal transmitted from the reception module,
A signal selector that inputs each feedback signal of the reference signals input for each of the transmission channels to the reception module and sequentially selects a plurality of the feedback signals,
Equipped with
The receiving module is
A reference oscillator for generating the reference signal,
A receiving high-frequency circuit having a plurality of receiving channels and receiving a reflected wave of the radar signal,
A phase difference detection unit that detects a phase difference between the reference signal and the feedback signal,
Based on the phase difference, a phase difference control unit that performs control to delay the input signal to the transmission high frequency circuit,
A radar device comprising:

A delay circuit for delaying an input signal to the transmission high frequency circuit,
The radar device according to claim 1, wherein the delay circuit is provided in the transmission module.

A delay circuit for delaying an input signal to the transmission high frequency circuit,
The radar device according to claim 1, wherein the delay circuit is provided in the reception module.

The receiver module includes a temperature sensor that monitors the ambient temperature,
The radar device according to any one of claims 1 to 3, wherein the phase difference control unit performs control when the ambient temperature changes by a set value or more.

The radar device according to any one of claims 1 to 4, further comprising a target parameter calculation unit that calculates target parameters based on a signal output from the reception high-frequency circuit.

A radar device having a configuration in which a transmission module that generates a radar signal and a reception module that receives the radar signal are dispersedly arranged, and the transmission module and the reception module are connected by a connection cable,
The transmission module is
A transmission high-frequency circuit having a plurality of transmission channels, for each of the transmission channels, generating the radar signal using the reference signal transmitted from the reception module,
A signal selector that inputs each feedback signal of the reference signals input for each of the transmission channels to the reception module and sequentially selects a plurality of the feedback signals,
Equipped with
The receiving module is
A reference oscillator for generating the reference signal,
A receiving high-frequency circuit having a plurality of receiving channels and receiving a reflected wave of the radar signal,
A phase difference detection unit that detects a phase difference between the reference signal and the feedback signal,
Based on the signal output from the receiving high-frequency circuit and the phase difference, a processing unit that performs a fast Fourier transform process,
A radar device comprising:

The radar device according to claim 6, wherein the reception module includes a distributor that distributes the reference signal to the reception high-frequency circuit and the transmission high-frequency circuit.

The distributor has a plurality of output terminals corresponding to the number of the transmission channels, one output terminal for distribution to the reception high frequency circuit, and one output terminal for distribution to the phase difference detection unit. The radar device according to claim 7, wherein:

9. The radar device according to claim 6, wherein the processing unit is a target specification calculation unit that calculates target specifications.

The radar device according to any one of claims 1 to 9, wherein the signal connection interface is a connection cable.