JP2021032658A

JP2021032658A - Self-diagnosis device

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Publication number: JP2021032658A
Application number: JP2019152087A
Authority: JP
Inventors: 幸谷　真人; Masato Koya; 真人幸谷
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2019-08-22
Filing date: 2019-08-22
Publication date: 2021-03-01
Anticipated expiration: 2039-08-22
Also published as: JP7279580B2

Abstract

To provide a self-diagnosis device designed to allow the phase diagnosis of a phase shifter to be executed with good accuracy without newly adding a PLL for self-diagnosis.SOLUTION: A PLL 5 generates a local signal for self-diagnosis and a clock signal by the same block. A frequency doubler 21 doubles the frequency of the local signal for self-diagnosis. An IQ signal generator 22 generates an I signal CLK-I for self-diagnosis and a Q signal CLK_Q for self-diagnosis that intersect each other at right angles on the basis of the clock signal. A λ/4 line 23 shifts the phase of output LO_Q of the frequency doubler 90 degrees. A first frequency converter 24 mixes the output LO_Q of the frequency doubler with the I signal CLK_I for self-diagnosis. A second frequency converter 25 mixes the output LO_I of the λ/4 line 23 with the Q signal CLK_Q for self-diagnosis. A synthesizer 26 synthesizes the outputs of the first and second frequency converters. A mixer 27 mixes the output of the synthesizer 26 with a transmit signal.SELECTED DRAWING: Figure 2

Description

本発明は、自己診断装置に関する。 The present invention relates to a self-diagnosis device.

近年、衝突防止や自動運転などの技術が数多く提案されており、レーダ技術を使用し自装置からターゲット（物標）までの距離、ターゲットとの相対速度、ターゲットの存在角度（レーダ受信波の到来角度）を測定する技術が注目されている。出願人は、自装置からターゲットまでの距離、ターゲットとの相対速度、ターゲットの存在角度を測定する装置として、移動体用のミリ波帯レーダ装置を提案している。ミリ波帯レーダ装置を構成する半導体集積回路は、出荷時の試験に要するコストを低減するため、その内部で試験を行うＢＩＳＴ（Built-In-Self Test）機能を設けている。ＢＩＳＴ機能の一例が、特許文献１に開示されている。 In recent years, many technologies such as collision prevention and automatic driving have been proposed, and using radar technology, the distance from the own device to the target (target), the relative speed with the target, and the existence angle of the target (arrival of radar received waves). The technology for measuring angle) is attracting attention. The applicant has proposed a millimeter-wave band radar device for a mobile body as a device for measuring the distance from the own device to the target, the relative velocity to the target, and the existence angle of the target. The semiconductor integrated circuit constituting the millimeter-wave band radar device is provided with a BIST (Built-In-Self Test) function for performing an internal test in order to reduce the cost required for the test at the time of shipment. An example of the BIST function is disclosed in Patent Document 1.

特許文献１記載の技術によれば、送信用ＰＬＬの他に自己検査用ＰＬＬを別途設けて自己検査用信号を生成して送信部の自己検査を行っている。しかしながら、特許文献１記載の技術では、自己検査用に新たなＰＬＬを追加しているため複数のＰＬＬを構成することでチップサイズが大きくなり、しかも制御が複雑になってしまう。また、複数のＰＬＬが同一チップに存在することで、混信を生じやすくなったりスプリアス発生の原因になりやすい。 According to the technique described in Patent Document 1, a self-inspection PLL is separately provided in addition to the transmission PLL to generate a self-inspection signal to perform self-inspection of the transmission unit. However, in the technique described in Patent Document 1, since a new PLL is added for self-inspection, the chip size becomes large and the control becomes complicated by configuring a plurality of PLLs. Further, since a plurality of PLLs are present on the same chip, interference is likely to occur or spurious is likely to occur.

ミリ波レーダ装置が、ターゲットの存在する方位を正確に求めるためには、送信機に構成される移相器の位相値を精度良く求める必要がある。自己診断装置が、送信機の送信周波数をダウンコンバータ等を用いて自己診断時に低くすることで移相器の設定位相値を精度良く検出可能になることが期待される。しかし、ダウンコンバータに入力させる周波数が、送信機の送信周波数と同一周波数の場合、ダウンコンバート後の信号はＤＣ出力となるため、移相器の位相値を計測できない。 In order for the millimeter-wave radar device to accurately determine the direction in which the target exists, it is necessary to accurately determine the phase value of the phase shifter configured in the transmitter. It is expected that the self-diagnosis device can accurately detect the set phase value of the phase shifter by lowering the transmission frequency of the transmitter at the time of self-diagnosis by using a down converter or the like. However, when the frequency input to the down converter is the same frequency as the transmission frequency of the transmitter, the signal after down conversion becomes a DC output, so that the phase value of the phase shifter cannot be measured.

このため自己診断装置は、自己診断用クロック信号を用いてローカル信号に自己診断用クロック信号を重畳して周波数をオフセットした上で、ダウンコンバータにより周波数を低下させるように構成することが望ましい。すると自己診断装置が、自己診断用クロック信号の周波数にて移相器の位相値を精度良く検出可能になると考えられる。 Therefore, it is desirable that the self-diagnosis device is configured to superimpose the self-diagnosis clock signal on the local signal using the self-diagnosis clock signal, offset the frequency, and then lower the frequency by the down converter. Then, it is considered that the self-diagnosis device can accurately detect the phase value of the phase shifter at the frequency of the self-diagnosis clock signal.

しかし、自己診断装置が、ローカル信号に自己診断用クロック信号を重畳した２トーン信号を用いて送信機の送信信号をダウンコンバートし、その後、ＦＦＴを用いて移相器の位相評価を行ったとしても正確な位相値を評価しにくい。これは、２トーンのうちの一方がイメージ信号となるため、当該イメージ信号が誤差要因となってしまうためである。特に位相が互いに１８０°の関係にあれば、互いに弱め合い、イメージ妨害が顕著に現れることが確認されている。 However, assuming that the self-diagnosis device down-converts the transmitter signal using a two-tone signal in which the self-diagnosis clock signal is superimposed on the local signal, and then uses the FFT to evaluate the phase of the phase shifter. However, it is difficult to evaluate the accurate phase value. This is because one of the two tones becomes an image signal, and the image signal becomes an error factor. In particular, it has been confirmed that when the phases are 180 ° to each other, they weaken each other and image interference appears remarkably.

特開２０１５−１９４４４８号公報（特許６２５２３１４号公報）Japanese Unexamined Patent Publication No. 2015-194448 (Patent No. 6252314)

本開示の目的は、自己診断用のＰＬＬを新たに追加することなく、送信機に構成される移相器の位相診断を精度良く実行できるようにした自己診断装置を提供することにある。 An object of the present disclosure is to provide a self-diagnosis apparatus capable of accurately performing a phase diagnosis of a phase shifter configured in a transmitter without newly adding a PLL for self-diagnosis.

請求項１記載の発明は、移相器（７）を備えた送信機（３ａ）を自己診断するための自己診断信号を生成する自己診断装置（１；３０１；５０１；７０１）を対象としている。請求項１記載の発明によれば、ＰＬＬ（５）は同一ブロックにより自己診断用ローカル信号及びクロック信号を生成しているため、複数のＰＬＬを設ける必要がなくなり、チップサイズを小さくでき、混信やスプリアスの発生を抑制できる。 The invention according to claim 1 is a self-diagnosis device (1; 301; 501; 701) that generates a self-diagnosis signal for self-diagnosis of a transmitter (3a) provided with a phase shifter (7). .. According to the invention of claim 1, since the PLL (5) generates a local signal for self-diagnosis and a clock signal by the same block, it is not necessary to provide a plurality of PLLs, the chip size can be reduced, and interference or interference occurs. The generation of spurious can be suppressed.

また自己診断信号生成部（６；３０６；５０６）においては、周波数ダブラ（２１）が自己診断用ローカル信号の周波数を２倍し、ＩＱ信号生成器（２２）がクロック信号に基づいて互いに位相が直交する自己診断用Ｉ信号（CLK＿I）及び自己診断用Ｑ信号（CLK＿Q）を生成する。λ／４線路（２３）は周波数ダブラの出力（LO＿Q）を９０°位相シフトし、第１の周波数変換器（２４）は、周波数ダブラの出力（LO＿Q）と自己診断用Ｉ信号（CLK＿I）とを混合する。第２の周波数変換器（２５）は、λ／４線路の出力（LO＿I）と自己診断用Ｑ信号（CLK＿Q）とを混合して周波数変換する。合成器（２６）は、第１及び第２の周波数変換器の出力を合成する。ミキサ（２７）は、合成器の出力を送信信号と混合する。そして、自己診断信号生成部がミキサの出力を自己診断信号として出力することで移相器の位相特性を自己診断する。 Further, in the self-diagnosis signal generator (6; 306; 506), the frequency doubler (21) doubles the frequency of the self-diagnosis local signal, and the IQ signal generator (22) is in phase with each other based on the clock signal. The orthogonal self-diagnosis I signal (CLK_I) and self-diagnosis Q signal (CLK_Q) are generated. The λ / 4 line (23) phase-shifts the frequency doubler output (LO_Q) by 90 °, and the first frequency converter (24) has the frequency doubler output (LO_Q) and the self-diagnosis I signal (CLK_I). To mix. The second frequency converter (25) mixes the output (LO_I) of the λ / 4 line and the Q signal for self-diagnosis (CLK_Q) to perform frequency conversion. The synthesizer (26) synthesizes the outputs of the first and second frequency converters. The mixer (27) mixes the output of the synthesizer with the transmitted signal. Then, the self-diagnosis signal generation unit outputs the output of the mixer as a self-diagnosis signal to self-diagnose the phase characteristics of the phase shifter.

請求項２記載の発明は、移相器（７）を備えた送信機（３ａ）の送信信号を自己診断するための自己診断信号を生成する自己診断装置（３０１）を対象としている。ＰＬＬ（５）は、同一ブロックにより自己診断用ローカル信号及びクロック信号を生成しているため、複数のＰＬＬを設ける必要がなくなり、チップサイズを小さくでき、混信やスプリアスの発生を抑制できる。 The invention according to claim 2 is intended for a self-diagnosis device (301) that generates a self-diagnosis signal for self-diagnosis of a transmission signal of a transmitter (3a) provided with a phase shifter (7). Since the PLL (5) generates a local signal for self-diagnosis and a clock signal by the same block, it is not necessary to provide a plurality of PLLs, the chip size can be reduced, and the occurrence of interference and spurious can be suppressed.

また自己診断信号生成部（３０６）においては、周波数ダブラ（２１）が自己診断用ローカル信号の周波数を２倍し、ＩＱ信号生成器（２２）がクロック信号に基づいて互いに直交する自己診断用Ｉ信号（CLK＿I）及び自己診断用Ｑ信号（CLK＿Q）を生成する。ハイブリッドカプラ（２２３）が、周波数ダブラの出力（LO＿Q）を互いに直交する第１及び第２出力に変換する。第１の周波数変換器（２４）は、ハイブリッドカプラの第１出力（LO＿Q）と自己診断用Ｉ信号（CLK＿I）とを混合する。第２の周波数変換器（２５）は、ハイブリッドカプラの第２出力（LO＿I）と自己診断用Ｑ信号（CLK＿Q）とを混合する。合成器（２６）は、第１及び第２の周波数変換器の出力を合成する。ミキサ（２７）は、合成器の出力を送信信号と混合することで自己診断信号を生成し、移相器の位相特性を自己診断する。 In the self-diagnosis signal generator (306), the frequency doubler (21) doubles the frequency of the self-diagnosis local signal, and the IQ signal generator (22) is orthogonal to each other based on the clock signal. Generates a signal (CLK_I) and a self-diagnosis Q signal (CLK_Q). The hybrid coupler (223) converts the frequency doubler outputs (LO_Q) into first and second outputs that are orthogonal to each other. The first frequency converter (24) mixes the first output (LO_Q) of the hybrid coupler with the self-diagnosis I signal (CLK_I). The second frequency converter (25) mixes the second output (LO_I) of the hybrid coupler with the self-diagnosis Q signal (CLK_Q). The synthesizer (26) synthesizes the outputs of the first and second frequency converters. The mixer (27) generates a self-diagnosis signal by mixing the output of the synthesizer with the transmission signal, and self-diagnoses the phase characteristics of the phase shifter.

請求項１又は２記載の発明によれば、合成器（２６）が、第１の周波数変換器（２４）及び第２周波数変換器（２５）の出力を合成してミキサ（２７）に出力するため、ミキサ（２７）が出力する自己診断信号のイメージ波を抑圧できる。この結果、自己診断信号をＦＦＴ処理して移相器（７）の位相値の評価を行ったときに、イメージ妨害を極力抑制できるようになり、移相器（７）の位相値の診断を精度良く実行できる。 According to the invention of claim 1 or 2, the synthesizer (26) synthesizes the outputs of the first frequency converter (24) and the second frequency converter (25) and outputs the outputs to the mixer (27). Therefore, the image wave of the self-diagnosis signal output by the mixer (27) can be suppressed. As a result, when the self-diagnosis signal is FFT processed and the phase value of the phase shifter (7) is evaluated, image interference can be suppressed as much as possible, and the phase value of the phase shifter (7) can be diagnosed. It can be executed accurately.

第１実施形態に係るレーダシステムの電気的構成図Electrical configuration diagram of the radar system according to the first embodiment 自己診断装置の電気的構成図Electrical configuration diagram of self-diagnosis device 自己診断信号のスペクトラム特性Spectrum characteristics of self-diagnosis signal パワー周波数特性のシミュレーション結果を表す図Diagram showing the simulation results of power frequency characteristics 移相器による位相変化に応じた自己診断信号のパワー特性Power characteristics of self-diagnosis signal according to phase change by phase shifter 移相器による位相変化に応じた自己診断信号の位相の解析結果Analysis result of the phase of the self-diagnosis signal according to the phase change by the phase shifter 第２実施形態に係る自己診断装置の電気的構成図Electrical configuration diagram of the self-diagnosis device according to the second embodiment 第３実施形態に係る自己診断装置の電気的構成図Electrical configuration diagram of the self-diagnosis device according to the third embodiment 第４実施形態に係る自己診断装置の電気的構成図Electrical configuration diagram of the self-diagnosis device according to the fourth embodiment 第５実施形態に係るカプラ周辺の平面構造を模式的に表す図The figure which shows typically the planar structure around the coupler which concerns on 5th Embodiment ２つの送信チャンネルの相対位相差に応じて変化する自己診断信号のモニタ信号強度Monitor signal strength of self-diagnosis signal that changes according to the relative phase difference between the two transmission channels ２つの送信チャンネルの送信信号が弱め合う場合の各送信チャンネルの移相器の位相値の説明図Explanatory drawing of the phase value of the phase shifter of each transmission channel when the transmission signals of two transmission channels weaken each other. ２つの送信チャンネルの送信信号が強め合う場合の各送信チャンネルの移相器の位相値の説明図Explanatory drawing of the phase value of the phase shifter of each transmission channel when the transmission signals of two transmission channels strengthen each other. 第７実施形態に係るレーダシステムの電気的構成図Electrical configuration diagram of the radar system according to the seventh embodiment

以下、幾つかの実施形態について図面を参照しながら説明する。以下に説明する各実施形態において、同一又は類似の動作を行う構成については、同一又は類似の符号を付して必要に応じて説明を省略する。 Hereinafter, some embodiments will be described with reference to the drawings. In each of the embodiments described below, configurations that perform the same or similar operations are designated by the same or similar reference numerals, and the description thereof will be omitted as necessary.

（第１実施形態）
図１に示すレーダシステム１は、制御器２、送信部３、受信部４、ＰＬＬ５、及び自己診断信号生成部６を備える。レーダシステム１は自己診断装置として構成される。送信部３は、２以上のＮチャンネル分の送信機３ａにより構成され、受信部４は、２以上のＭチャンネル分の受信機４ａにより構成されている。 (First Embodiment)
The radar system 1 shown in FIG. 1 includes a controller 2, a transmission unit 3, a reception unit 4, PLL 5, and a self-diagnosis signal generation unit 6. The radar system 1 is configured as a self-diagnosis device. The transmitter 3 is composed of transmitters 3a for two or more N channels, and the receiver 4 is composed of receivers 4a for two or more M channels.

制御器２は、送信機３ａの利得の可変制御、ＰＬＬ５の出力周波数制御、移相器７（後述参照）の位相φを制御する移相調整部として各種制御機能を備える。 The controller 2 has various control functions as a phase shift adjusting unit that controls the gain of the transmitter 3a, the output frequency control of the PLL 5, and the phase φ of the phase shifter 7 (see below).

ＰＬＬ５は、例えば４０ＧＨｚ帯の周波数ｆLO1の第１のローカル信号LO1を生成し、各送信機３ａに出力する。 The PLL 5 generates, for example, a first local signal LO1 having a frequency fLO1 in the 40 GHz band, and outputs the first local signal LO1 to each transmitter 3a.

各送信機３ａは、移相器７、周波数ダブラ８、及びパワーアンプ９を縦続接続して構成されている。移相器７は、制御器２から入力される制御信号に基づいて、ＰＬＬ５が出力する第１のローカル信号LO1の位相を調整し周波数ダブラ８に出力する。周波数ダブラ８は、移相器７の出力の周波数を２倍してパワーアンプ９に出力する。パワーアンプ９は、周波数ダブラ８の出力を電力増幅し、送信アンテナ１０に出力することでレーダ波をターゲット（物標）Ｔに照射する。 Each transmitter 3a is configured by connecting a phase shifter 7, a frequency doubler 8, and a power amplifier 9 in series. The phase shifter 7 adjusts the phase of the first local signal LO1 output by the PLL 5 based on the control signal input from the controller 2 and outputs the phase to the frequency doubler 8. The frequency doubler 8 doubles the frequency of the output of the phase shifter 7 and outputs it to the power amplifier 9. The power amplifier 9 amplifies the output of the frequency doubler 8 and outputs it to the transmitting antenna 10 to irradiate the target (target) T with radar waves.

各受信機４ａは、ターゲットＴに反射したレーダ波を受信アンテナ１４により受信し、高周波増幅器１１、ダウンコンバータ１２、及び中間周波数増幅器１３を介して中間周波数信号IFOUTとして出力する。高周波増幅器１１は、受信アンテナ１４から受信した信号を増幅しダウンコンバータ１２に出力する。周波数ダブラ５ａは、ＰＬＬ５による出力ローカル信号LO1の周波数ｆLO1を２倍しダウンコンバータ１２に出力する。ダウンコンバータ１２は、ＰＬＬ５の出力ローカル信号により高周波増幅器１１の出力をダウンコンバートし中間周波数増幅器１３に出力する。 Each receiver 4a receives the radar wave reflected by the target T by the receiving antenna 14, and outputs it as an intermediate frequency signal IFOUT via the high frequency amplifier 11, the down converter 12, and the intermediate frequency amplifier 13. The high frequency amplifier 11 amplifies the signal received from the receiving antenna 14 and outputs it to the down converter 12. The frequency doubler 5a doubles the frequency fLO1 of the output local signal LO1 by the PLL 5 and outputs it to the down converter 12. The down converter 12 down-converts the output of the high frequency amplifier 11 by the output local signal of the PLL 5 and outputs it to the intermediate frequency amplifier 13.

中間周波数増幅器１３は、制御器２により増幅度を変更可能に構成されており、ダウンコンバータ１２の出力を増幅し中間周波数信号IFOUTとして出力する。これにより、レーダシステム１は、中間周波数増幅器１３から出力された中間周波数信号IFOUTを信号処理することに基づいて、ターゲットＴとの間の距離や相対速度、ターゲットＴが存在する方位角を算出する。 The intermediate frequency amplifier 13 is configured so that the degree of amplification can be changed by the controller 2, and amplifies the output of the down converter 12 and outputs it as an intermediate frequency signal IFOUT. As a result, the radar system 1 calculates the distance to the target T, the relative velocity, and the azimuth angle in which the target T exists, based on the signal processing of the intermediate frequency signal IFOUT output from the intermediate frequency amplifier 13. ..

レーダシステム１は、送信部３の自己診断機能を達成するために自己診断信号生成部６を備える。自己診断機能を実現するため、ＰＬＬ５は、自己診断用の第２のローカル信号LO2（自己診断用ローカル信号LO2と称す）と共に、クロック信号BIST_CLKを生成する。自己診断用ローカル信号LO2の周波数ｆLO2は周波数ｆLO1と同一の周波数である。クロック信号BIST_CLKは、自己診断用ローカル信号LO2の周波数ｆLO2よりも低くＤＣを超える周波数条件を満たす周波数ｆCLK（例えば、２０ＭＨｚ程度）の信号である。 The radar system 1 includes a self-diagnosis signal generation unit 6 in order to achieve the self-diagnosis function of the transmission unit 3. In order to realize the self-diagnosis function, the PLL 5 generates a clock signal BIST_CLK together with a second local signal LO2 for self-diagnosis (referred to as a local signal LO2 for self-diagnosis). The frequency fLO2 of the self-diagnosis local signal LO2 is the same frequency as the frequency fLO1. The clock signal BIST_CLK is a signal having a frequency fCLK (for example, about 20 MHz) that satisfies the frequency condition that is lower than the frequency fLO2 of the self-diagnosis local signal LO2 and exceeds DC.

ＰＬＬ５は、基準発振回路（図示せず）の基準クロックCLKを用いて基準クロックCLKの逓倍数等のパラメータを調整することで、前述したローカル信号LO1、自己診断用ローカル信号LO2、及び自己診断用クロック信号BIST＿CLKを全て生成する。同一ブロックのＰＬＬ５が、これらの信号を全て生成するため、ローカル信号LO1、自己診断用ローカル信号LO2、及び自己診断用クロック信号BIST＿CLKは、基準クロックCLKの周波数変動や外的環境変動に対する周波数特性変化に高い相関性を備える。 The PLL 5 uses the reference clock CLK of the reference oscillation circuit (not shown) to adjust parameters such as the multiplication factor of the reference clock CLK, thereby adjusting the above-mentioned local signal LO1, self-diagnosis local signal LO2, and self-diagnosis. Generates all clock signals BIST_CLK. Since PLL5 in the same block generates all of these signals, the local signal LO1, the self-diagnosis local signal LO2, and the self-diagnosis clock signal BIST_CLK have frequency characteristic changes due to frequency fluctuations of the reference clock CLK and external environment fluctuations. Has a high correlation.

図２に示すように、自己診断信号生成部６は、周波数ダブラ２１、ＩＱ信号生成器２２、λ／４線路２３、第１の周波数変換器２４、第２の周波数変換器２５、合成器２６、及びミキサ２７を備える。 As shown in FIG. 2, the self-diagnosis signal generator 6 includes a frequency doubler 21, an IQ signal generator 22, a λ / 4 line 23, a first frequency converter 24, a second frequency converter 25, and a synthesizer 26. , And a mixer 27.

周波数ダブラ２１は、自己診断用ローカル信号LO2の周波数ｆLO2を２倍し、第１の周波数変換器２４及びλ／４線路２３に出力する。ＩＱ信号生成器２２は、クロック信号BIST＿CLKを分周器（図示せず）を用いて２分周することに基づいて自己診断用Ｉ信号CLK＿I及び自己診断用Ｑ信号CLK＿Qを生成する。自己診断用Ｉ信号CLK＿I及び自己診断用Ｑ信号CLK＿Qは、周波数ｆCLK／２で互いに直交するＩＱ信号である。 The frequency doubler 21 doubles the frequency fLO2 of the self-diagnosis local signal LO2 and outputs it to the first frequency converter 24 and the λ / 4 line 23. The IQ signal generator 22 generates a self-diagnosis I signal CLK_I and a self-diagnosis Q signal CLK_Q based on dividing the clock signal BIST_CLK by two using a frequency divider (not shown). The self-diagnosis I signal CLK_I and the self-diagnosis Q signal CLK_Q are IQ signals orthogonal to each other at the frequency fCLK / 2.

λ／４線路２３は、周波数ダブラ２１の出力LO＿Qを９０°位相シフトし第２の周波数変換器２５に出力する。第１の周波数変換器２４は、周波数ダブラ２１の出力LO＿Qと自己診断用Ｉ信号CLK＿Iとを混合し、合成器２６に出力する。第２の周波数変換器２５は、λ／４線路２３の出力LO＿Iと自己診断用Ｑ信号CLK＿Qとを混合し、合成器２６に出力する。合成器２６は、第１の周波数変換器２４及び第２の周波数変換器２５の出力を合成しミキサ２７に出力する。 The λ / 4 line 23 phase-shifts the output LO_Q of the frequency doubler 21 by 90 ° and outputs it to the second frequency converter 25. The first frequency converter 24 mixes the output LO_Q of the frequency doubler 21 and the self-diagnosis I signal CLK_I and outputs them to the synthesizer 26. The second frequency converter 25 mixes the output LO_I of the λ / 4 line 23 with the self-diagnosis Q signal CLK_Q and outputs it to the synthesizer 26. The synthesizer 26 synthesizes the outputs of the first frequency converter 24 and the second frequency converter 25 and outputs them to the mixer 27.

他方、カプラ３０は、各送信機３ａの送信出力TxOUTに構成され、当該送信機３ａが出力する送信信号を取得する。カプラ３０は、各送信機３ａの送信信号の伝送線路に容量結合することで構成され、送信機３ａの送信信号をカップリングし、自己診断信号生成部６のミキサ２７に出力する。ミキサ２７は、合成器２６の出力を送信機３ａの送信信号と混合して自己診断信号BIST＿OUTとする。この自己診断信号BIST＿OUTは、図示しないＡ／Ｄ変換器に入力されることでデジタルデータに変換され、その後、デジタルデータがＦＦＴ処理される。レーダシステム１は、ＦＦＴ処理後のデータを解析することで移相器７の位相値の精度を診断できるようになる。 On the other hand, the coupler 30 is configured in the transmission output TxOUT of each transmitter 3a, and acquires the transmission signal output by the transmitter 3a. The coupler 30 is configured by capacitively coupling to the transmission line of the transmission signal of each transmitter 3a, couples the transmission signal of the transmitter 3a, and outputs the coupler 27 to the mixer 27 of the self-diagnosis signal generation unit 6. The mixer 27 mixes the output of the synthesizer 26 with the transmission signal of the transmitter 3a to obtain the self-diagnosis signal BIST_OUT. This self-diagnosis signal BIST_OUT is converted into digital data by being input to an A / D converter (not shown), and then the digital data is FFT processed. The radar system 1 can diagnose the accuracy of the phase value of the phase shifter 7 by analyzing the data after the FFT process.

以下、送信部３の自己診断処理の内容を詳細に説明する。
制御器２が送信部３の自己診断を開始すると、ＰＬＬ５は、第１のローカル信号LO1を送信部３に出力すると共に、このローカル信号LO1の周波数ｆLO1と同一の周波数ｆLO2の自己診断用のローカル信号LO2を自己診断信号生成部６にも出力する。またＰＬＬ５は、第２のローカル信号LO2より低い周波数条件を満たす周波数ｆCLKの自己診断用クロック信号BIST＿CLKを出力する。 Hereinafter, the content of the self-diagnosis process of the transmission unit 3 will be described in detail.
When the controller 2 starts the self-diagnosis of the transmission unit 3, the PLL 5 outputs the first local signal LO1 to the transmission unit 3 and local for self-diagnosis of the same frequency fLO2 as the frequency fLO1 of the local signal LO1. The signal LO2 is also output to the self-diagnosis signal generation unit 6. Further, PLL5 outputs a self-diagnosis clock signal BIST_CLK having a frequency fCLK that satisfies a frequency condition lower than that of the second local signal LO2.

前述のように、自己診断信号生成部６は、ＩＱ信号生成器２２を用いて自己診断信号を生成するが、このとき合成器２６が、クロック信号BIST＿CLKに基づいてローカル信号LO2の周波数ｆLO2から所定のオフセット周波数ｆCLK／２だけ離れた希望波の１トーン信号をミキサ２７に出力することが理想的である。 As described above, the self-diagnosis signal generation unit 6 generates a self-diagnosis signal using the IQ signal generator 22, and at this time, the synthesizer 26 determines from the frequency fLO2 of the local signal LO2 based on the clock signal BIST_CLK. Ideally, a one-tone signal of a desired wave separated by an offset frequency of fCLK / 2 is output to the mixer 27.

すると、ミキサ２７がこの希望波の１トーン信号を送信機３ａの送信信号と混合することで、図３に示すように周波数ｆIF（＝ｆCLK/2）の１トーンの中間周波数信号を自己診断信号BIST_OUTとして出力でき、自己診断信号BIST＿OUTにＦＦＴ処理を施して移相器７の位相評価を行ったとしても、イメージ信号による位相評価の悪化を防止できるようになる。ここでは、合成器２６がミキサ２７に出力する１トーンの希望波の周波数を上側周波数ｆRF+とし、イメージ波を下側周波数ｆRF-として説明する。
第１の周波数変換器２４の出力は下記（１）式のように表現できる。

Then, the mixer 27 mixes the one-tone signal of the desired wave with the transmission signal of the transmitter 3a, so that the one-tone intermediate frequency signal of the frequency fIF (= fCLK / 2) is self-diagnosed as shown in FIG. It can be output as BIST_OUT, and even if the self-diagnosis signal BIST_OUT is subjected to FFT processing and the phase evaluation of the phase shifter 7 is performed, deterioration of the phase evaluation due to the image signal can be prevented. Here, the frequency of the desired wave of one tone output by the synthesizer 26 to the mixer 27 will be referred to as the upper frequency fRF +, and the image wave will be referred to as the lower frequency fRF-.
The output of the first frequency converter 24 can be expressed as the following equation (1).

（１）式において、角周波数ωLO＿UPは、周波数ダブラ２１の出力周波数２ｆLO2に対応して換算される角周波数２π×２ｆLO2を表す。また角周波数ωBIST＿CLKは、ＩＱ信号生成器２２のＩ出力、Ｑ出力の各周波数ｆCLK／２から換算される角周波数２π×ｆCLK／２＝π×ｆCLKを表す。
同様に、第２の周波数変換器２５の出力は下記（２）式のように表現される。

In the equation (1), the angular frequency ωLO_UP represents the angular frequency 2π × 2fLO2 converted corresponding to the output frequency 2fLO2 of the frequency doubler 21. The angular frequency ωBIST_CLK represents an angular frequency 2π × fCLK / 2 = π × fCLK converted from each frequency fCLK / 2 of the IQ signal generator 22 I output and Q output.
Similarly, the output of the second frequency converter 25 is expressed by the following equation (2).

この（２）式は、（１）式との位相差を考慮した相対的な計算式を示している。合成器２６が、第１の周波数変換器２４の出力と第２の周波数変換器２５の出力とを合成すると、（１）式の右辺第２項と（２）式の右辺第２項とが相殺されることになり、合成器２６の出力は、下記（３）式のように表すことができる。

This equation (2) shows a relative calculation equation in consideration of the phase difference from the equation (1). When the synthesizer 26 combines the output of the first frequency converter 24 and the output of the second frequency converter 25, the second term on the right side of Eq. (1) and the second term on the right side of Eq. (2) are obtained. It will be offset, and the output of the synthesizer 26 can be expressed as the following equation (3).

すなわち合成器２６が、第１の周波数変換器２４の出力と第２の周波数変換器２５の出力とを合成することで、原理的に角周波数（ωLO＿UP＋ωBIST＿CLK）の１トーン信号を出力できることがわかる。 That is, it can be seen that the synthesizer 26 can output a one-tone signal having an angular frequency (ωLO_UP + ωBIST_CLK) in principle by combining the output of the first frequency converter 24 and the output of the second frequency converter 25.

また発明者は、図２の構成についてイメージ波の抑圧度をシミュレーションにより検証している。図４に合成器２６の出力のシミュレーション結果を示すように、希望波となる上側周波数ｆRF+のパワーＰRF+が、イメージ波となる下側周波数ｆRF-のパワーＰRF-よりも、大幅なゲインを得られることが確認されている。また、ローカル信号LO2の漏れも希望波よりも相当程度低減できることが確認されており、十分に実用できる構成であることを確認できている。 In addition, the inventor verifies the degree of suppression of the image wave for the configuration of FIG. 2 by simulation. As shown in FIG. 4 showing the simulation result of the output of the synthesizer 26, the power PRF + of the upper frequency fRF + which is the desired wave can obtain a larger gain than the power PRF- of the lower frequency fRF- which is the image wave. It has been confirmed that. In addition, it has been confirmed that the leakage of the local signal LO2 can be reduced to a considerable extent compared to the desired wave, and it has been confirmed that the configuration is sufficiently practical.

また図５、図６にもシミュレーション結果を示している。図５に示すように、制御器２が、ある送信チャンネル（例えばTx1）の移相器７の位相値を０から９０°まで変化させた場合、自己診断信号BIST＿OUTは概ね一定の１トーンのパワーが得られることが確認されており、さらにイメージ成分は３０ｄＢ程度抑圧できることが確認されている。 The simulation results are also shown in FIGS. 5 and 6. As shown in FIG. 5, when the controller 2 changes the phase value of the phase shifter 7 of a certain transmission channel (for example, Tx1) from 0 to 90 °, the self-diagnosis signal BIST_OUT has a substantially constant power of one tone. It has been confirmed that the image component can be suppressed by about 30 dB.

図６は、ある送信チャンネルTx1の移相器７の位相値を変化させたときに自己診断信号BIST＿OUTをモニタしたシミュレーション結果を示しているが、このとき、制御器２が移相器７の位相値を変化させることに伴い自己診断信号BIST＿OUTの位相も同様に変化していることが確認されている。特に、制御器２が送信チャンネルTx1の移相器７の位相値を相対的に９０°変化させたときには、希望波の位相値を８９．９７°と求めることができ、エラーは０．０３°未満となることが確認されている。 FIG. 6 shows the simulation result of monitoring the self-diagnosis signal BIST_OUT when the phase value of the phase shifter 7 of a certain transmission channel Tx1 is changed. At this time, the controller 2 shows the phase of the phase shifter 7. It has been confirmed that the phase of the self-diagnosis signal BIST_OUT also changes as the value is changed. In particular, when the controller 2 changes the phase value of the phase shifter 7 of the transmission channel Tx1 by 90 °, the phase value of the desired wave can be obtained as 89.97 °, and the error is 0.03 °. It has been confirmed that it is less than.

以上説明したように、本実施形態によれば、ＰＬＬ５が同一ブロックにより自己診断用ローカル信号LO2を生成すると共にクロック信号BIST_CLKを生成しているため、複数のＰＬＬを設ける必要がなくなり、チップサイズを小さくでき、混信やスプリアスの発生を抑制できる。 As described above, according to the present embodiment, since the PLL5 generates the local signal LO2 for self-diagnosis and the clock signal BIST_CLK by the same block, it is not necessary to provide a plurality of PLLs, and the chip size can be increased. It can be made smaller and can suppress the occurrence of interference and spurious.

しかもＰＬＬ５が、自己診断用ローカル信号LO2及びクロック信号BIST_CLKを、基準クロックCLKの周波数変動や外的環境変動による周波数特性変化に対して高い相関性を備えるように生成できる。また合成器２６が、第１の周波数変換器２４及び第２の周波数変換器２５の出力を合成してミキサ２７に出力するため、ミキサ２７により出力される自己診断信号BIST＿OUTのイメージ干渉を抑圧できる。 Moreover, the PLL 5 can generate the local signal LO2 for self-diagnosis and the clock signal BIST_CLK so as to have a high correlation with the frequency fluctuation of the reference clock CLK and the frequency characteristic change due to the fluctuation of the external environment. Further, since the synthesizer 26 synthesizes the outputs of the first frequency converter 24 and the second frequency converter 25 and outputs them to the mixer 27, the image interference of the self-diagnosis signal BIST_OUT output by the mixer 27 can be suppressed. ..

この結果、レーダシステム１が中間周波数帯の信号IFOUTの出力をＡ／Ｄ変換した後、そのデジタルデータをＦＦＴ処理することで、クロック信号BIST＿CLKの周波数にて移相器７の位相値を正確に評価できる。特に、クロック信号BIST＿CLKによる比較的低い周波数において移相器７の診断を実行できるようになり、この結果、移相器７の位相誤差を精度良く算出できる。これによりレーダシステム１は、ターゲットＴの相対速度やターゲットＴの存在角度（レーダ受信波の到来角度）を正確に求めることができる。 As a result, after the radar system 1 A / D-converts the output of the signal IFOUT in the intermediate frequency band and then FFT-processes the digital data, the phase value of the phase shifter 7 is accurately adjusted at the frequency of the clock signal BIST_CLK. Can be evaluated. In particular, the phase shifter 7 can be diagnosed at a relatively low frequency based on the clock signal BIST_CLK, and as a result, the phase error of the phase shifter 7 can be calculated accurately. As a result, the radar system 1 can accurately obtain the relative velocity of the target T and the existence angle of the target T (the arrival angle of the radar received wave).

なお、合成器２６による１トーンの出力パワーが十分に大きければ、送信機３ａの出力を極限まで低下させても良くなり、自己診断時には外部に対するレーダ出力を実質的に停止できる。この場合、合成器２６の出力がミキサ２７のローカル信号として扱われる。 If the output power of one tone by the synthesizer 26 is sufficiently large, the output of the transmitter 3a may be reduced to the utmost limit, and the radar output to the outside can be substantially stopped at the time of self-diagnosis. In this case, the output of the synthesizer 26 is treated as a local signal of the mixer 27.

（第２実施形態）
図７に示すレーダシステム２０１には、自己診断信号生成部２０６が構成されている。自己診断信号生成部２０６は、第１実施形態にて説明した自己診断信号生成部６に代わる構成であり、その他は第１実施形態と同様の構成である。 (Second Embodiment)
The radar system 201 shown in FIG. 7 includes a self-diagnosis signal generation unit 206. The self-diagnosis signal generation unit 206 has a configuration that replaces the self-diagnosis signal generation unit 6 described in the first embodiment, and has the same configuration as that of the first embodiment.

自己診断信号生成部２０６は、周波数ダブラ２１、ＩＱ信号生成器２２、ハイブリッドカプラ２２３、第１の周波数変換器２４、第２の周波数変換器２５、合成器２６、及びミキサ２７を備える。 The self-diagnosis signal generator 206 includes a frequency doubler 21, an IQ signal generator 22, a hybrid coupler 223, a first frequency converter 24, a second frequency converter 25, a synthesizer 26, and a mixer 27.

ハイブリッドカプラ２２３は、周波数ダブラ２１と、第１の周波数変換器２４及び第２の周波数変換器２５との間に構成される。ハイブリッドカプラ２２３は、周波数ダブラ２１から信号入力すると互いに９０°位相を変化させた信号を、第１の周波数変換器２４及び第２の周波数変換器２５にそれぞれ出力する。このため、第１の周波数変換器２４及び第２の周波数変換器２５も互いに９０°位相が変化した信号を出力するようになり、前述実施形態と同様に作用することで、原理上１トーンの信号をミキサ２７に出力できる。
したがって、本実施形態においても前述実施形態と同様の作用効果を奏する。 The hybrid coupler 223 is configured between the frequency doubler 21 and the first frequency converter 24 and the second frequency converter 25. When a signal is input from the frequency doubler 21, the hybrid coupler 223 outputs a signal whose phase is changed by 90 ° to each other to the first frequency converter 24 and the second frequency converter 25, respectively. Therefore, the first frequency converter 24 and the second frequency converter 25 also output signals whose phases are changed by 90 ° from each other, and by operating in the same manner as in the above-described embodiment, in principle, one tone can be obtained. The signal can be output to the mixer 27.
Therefore, this embodiment also has the same effect as that of the above-described embodiment.

（第３実施形態）
図８に示すレーダシステム３０１には自己診断信号生成部３０６が構成されている。自己診断信号生成部３０６は、第１実施形態にて説明した自己診断信号生成部６に代わる構成であり、その他は第１実施形態と同様の構成である。 (Third Embodiment)
The radar system 301 shown in FIG. 8 includes a self-diagnosis signal generation unit 306. The self-diagnosis signal generation unit 306 has a configuration that replaces the self-diagnosis signal generation unit 6 described in the first embodiment, and has the same configuration as that of the first embodiment.

自己診断信号生成部３０６は、周波数ダブラ２１、ＩＱ信号生成器２２、λ／４線路２３、第１の周波数変換器２４、第２の周波数変換器２５、合成器２６、ミキサ２７と共に遅延器２８を備える。遅延器２８は、ＩＱ信号の位相差を補正するために設けられる。各構成要素２１〜２６の個体ばらつき等に基づく位相誤差等を補償するため、Ｉ信号又はＱ信号を生成するための何れか一方の経路に遅延器２８を設けると良い。これにより、これらの誤差を補償できるようになる。レーダシステム３０１が、ミキサ２７の出力のイメージ信号をＦＦＴによりモニタしながら、制御器２が遅延器２８の遅延量を変化させることで、イメージ抑圧量を大きくできる。 The self-diagnosis signal generator 306 includes a frequency doubler 21, an IQ signal generator 22, a λ / 4 line 23, a first frequency converter 24, a second frequency converter 25, a synthesizer 26, and a mixer 27, as well as a delay device 28. To be equipped. The delay device 28 is provided to correct the phase difference of the IQ signal. In order to compensate for the phase error or the like based on the individual variation of each component 21 to 26, it is preferable to provide the delay device 28 in either the path for generating the I signal or the Q signal. This makes it possible to compensate for these errors. The radar system 301 monitors the image signal of the output of the mixer 27 by the FFT, and the controller 2 changes the delay amount of the delay device 28, so that the image suppression amount can be increased.

（第４実施形態）
図９に示すレーダシステム４０１には自己診断信号生成部４０６が構成されている。自己診断信号生成部４０６は、第１実施形態にて説明した自己診断信号生成部６に代わる構成であり、その他は第１実施形態と同様の構成である。 (Fourth Embodiment)
The radar system 401 shown in FIG. 9 includes a self-diagnosis signal generation unit 406. The self-diagnosis signal generation unit 406 has a configuration that replaces the self-diagnosis signal generation unit 6 described in the first embodiment, and has the same configuration as that of the first embodiment.

自己診断信号生成部４０６は、周波数ダブラ２１、ＩＱ信号生成器２２、λ／４線路２３、第１の周波数変換器２４、第２の周波数変換器２５、合成器２６、ミキサ２７と共に調整用移相器２９を備える。 The self-diagnosis signal generator 406 is used for adjustment together with the frequency doubler 21, the IQ signal generator 22, the λ / 4 line 23, the first frequency converter 24, the second frequency converter 25, the synthesizer 26, and the mixer 27. A phase device 29 is provided.

調整用移相器２９は、合成器２６とミキサ２７との間に構成され、各送信機３ａの送信信号の位相に合成器２６の出力の位相を合わせるために設けられている。制御器２が、ミキサ２７の出力のイメージ信号をモニタしながら調整用移相器２９の位相値を調整することで、イメージ抑圧効果を高めることができる。 The adjustment phase shifter 29 is configured between the synthesizer 26 and the mixer 27, and is provided to match the phase of the output of the synthesizer 26 with the phase of the transmission signal of each transmitter 3a. The image suppression effect can be enhanced by the controller 2 adjusting the phase value of the adjustment phase shifter 29 while monitoring the image signal of the output of the mixer 27.

（第５実施形態）
図２に示したように、送信部３には複数の送信機３ａが構成されており、送信機３ａの出力を容量結合するカプラ３０は、送信機３ａ毎に構成されている。図１０に示す線路は信号を伝送する主線路を模式的に表すもので、複数のカプラ３０とミキサ２７との間には、伝送線路３１が構成されている。カプラ３０により結合された信号は、伝送線路３１によりミキサ２７に伝送される。 (Fifth Embodiment)
As shown in FIG. 2, a plurality of transmitters 3a are configured in the transmitter 3, and a coupler 30 that capacitively couples the outputs of the transmitters 3a is configured for each transmitter 3a. The line shown in FIG. 10 schematically represents a main line for transmitting a signal, and a transmission line 31 is configured between the plurality of couplers 30 and the mixer 27. The signal coupled by the coupler 30 is transmitted to the mixer 27 by the transmission line 31.

伝送線路３１は、複数のカプラ３０から互いにトーナメント態様にて結合する等長経路により構成されている。図１０にチップ内平面方向の構成の一例を模式的に示し、互いに直交する方向をＸ方向、Ｙ方向とした場合のトーナメント態様の構造例を示す。ここでいうトーナメント態様とは、複数の直線伝送線路３１ａ〜３１ｊを各結合部Ｎ１〜Ｎ６にて結合、屈曲又は湾曲させながら各送信チャンネルTx1〜Tx3の送信機３ａの送信出力からミキサ２７まで互いに等長経路で接続する態様を示している。 The transmission line 31 is configured by an isometric path in which a plurality of couplers 30 are coupled to each other in a tournament manner. FIG. 10 schematically shows an example of the configuration in the plane direction in the chip, and shows a structural example of the tournament mode when the directions orthogonal to each other are the X direction and the Y direction. The tournament mode referred to here is that a plurality of linear transmission lines 31a to 31j are coupled, bent or curved at each coupling portion N1 to N6 from the transmission output of the transmitter 3a of each transmission channel Tx1 to Tx3 to the mixer 27. It shows a mode of connecting by an equal length route.

図１０に示した直線伝送線路３１ａ〜３１ｊによるトーナメント態様の構造は、一例を示すものであり、第１送信チャンネルTx1〜第３送信チャンネルTx3の送信出力端からミキサ２７までの経路が等長経路となる条件を満たせば、特にこの構造に限られるものでない。また送信チャンネルTx1〜Tx3が、３チャンネルとなる具体例を示したが、これに限定されるものではない。例えば送信チャンネルが４チャンネルの場合にも適用できる。 The structure of the tournament mode by the linear transmission lines 31a to 31j shown in FIG. 10 shows an example, and the path from the transmission output end of the first transmission channel Tx1 to the third transmission channel Tx3 to the mixer 27 is an equal length path. The structure is not particularly limited as long as the above conditions are satisfied. Further, although a specific example in which the transmission channels Tx1 to Tx3 are 3 channels is shown, the present invention is not limited to this. For example, it can be applied when the transmission channel is 4 channels.

本実施形態に示すように、伝送線路３１が、第１送信チャンネルTx1〜第３送信チャンネルTx3の送信出力からミキサ２７まで等長となるように構成されているため、複数のカプラ３０から互いにトーナメント態様にて結合する等長経路によりミキサ２７に信号を伝送することができ、各送信チャンネルTx1〜Tx3の間で位相遅れを極力合わせることができる。 As shown in the present embodiment, since the transmission line 31 is configured to have the same length from the transmission output of the first transmission channel Tx1 to the third transmission channel Tx3 to the mixer 27, the plurality of couplers 30 can play a tournament with each other. A signal can be transmitted to the mixer 27 by an isometric path coupled in the embodiment, and the phase delay can be matched as much as possible between the transmission channels Tx1 to Tx3.

（第６実施形態）
第６実施形態は、第１実施形態の説明図面と図１１を用いて説明する。第６実施形態は、処理内容に特徴を備える。
複数の送信チャンネルTx1〜Tx3の各送信機３ａは、制御器２の制御指令に基づいて個別に送信信号を出力可能になっているが、制御器２の制御指令に基づいて２つの送信チャンネル（ここでは例えばTx2、Tx3とする）の双方からの送信信号を有効に出力させると共に他の送信チャンネル（ここでは例えばTx1とする）の送信信号を無効とし非出力に設定することもできる。 (Sixth Embodiment)
The sixth embodiment will be described with reference to the explanatory drawings of the first embodiment and FIG. The sixth embodiment is characterized in the processing content.
Each of the transmitters 3a of the plurality of transmission channels Tx1 to Tx3 can individually output a transmission signal based on the control command of the controller 2, but two transmission channels (2 transmission channels based on the control command of the controller 2). Here, the transmission signals from both Tx2 and Tx3 can be effectively output, and the transmission signals of other transmission channels (Tx1 in this case) can be invalidated and set to non-output.

レーダシステム１を診断するときに、制御器２は送信チャンネルTx2、Tx3の双方の送信機３ａから送信信号を出力させる。制御器２は、一方の送信チャンネル（ここでは例えばTx3とする）の送信機３ａの移相器７の移相値を固定したまま、他方の送信チャンネル（ここでは例えばTx2とする）の送信機３ａの移相器７の移相値を変化させてミキサ２７の出力の自己診断信号BIST＿OUTをモニタすると良い。 When diagnosing the radar system 1, the controller 2 outputs a transmission signal from the transmitters 3a of both the transmission channels Tx2 and Tx3. The controller 2 keeps the phase shift value of the phase shifter 7 of the transmitter 3a of the transmitter 3a of one transmission channel (here, for example, Tx3) fixed, and the transmitter of the other transmission channel (for example, Tx2 here). It is preferable to monitor the self-diagnosis signal BIST_OUT of the output of the mixer 27 by changing the phase shift value of the phase shifter 7 of 3a.

合成器２６の出力レベルが一定に保持されていれば、ミキサ２７の出力の自己診断信号BIST＿OUTの信号強度レベルは、各送信チャンネルTx2、Tx3の各移相器７の位相値に依存して変化することになり、図１１に示すように、各送信チャンネルTx2、Tx3の間の送信信号の相対位相差ΔPhaseに応じて変化するモニタ信号強度特性が得られる。 If the output level of the synthesizer 26 is kept constant, the signal intensity level of the self-diagnosis signal BIST_OUT of the output of the mixer 27 changes depending on the phase value of each phase shifter 7 of each transmission channel Tx2 and Tx3. As shown in FIG. 11, a monitor signal intensity characteristic that changes according to the relative phase difference ΔPhase of the transmission signal between the transmission channels Tx2 and Tx3 can be obtained.

原理的には、各送信チャンネルTx2、Tx3の移相器７が、互いに１８０°の位相差となるときに、各送信チャンネルTx2、Tx3の送信信号は弱め合うことになり、モニタ信号強度が最低レベルとなる。すなわち図１２に示すように、送信チャンネルTx2の移相器７の位相値ＰＡ２と、送信チャンネルTx3の移相器７の位相値ＰＡ３とが、互いに１８０°の相対位相差ΔPhaseとなるときにモニタ信号強度が最低レベルとなる。 In principle, when the phase shifters 7 of the transmission channels Tx2 and Tx3 have a phase difference of 180 ° from each other, the transmission signals of the transmission channels Tx2 and Tx3 weaken each other, and the monitor signal strength is the lowest. Become a level. That is, as shown in FIG. 12, when the phase value PA2 of the phase shifter 7 of the transmission channel Tx2 and the phase value PA3 of the phase shifter 7 of the transmission channel Tx3 have a relative phase difference ΔPhase of 180 °, they are monitored. The signal strength is at the lowest level.

例えば、送信チャンネルTx2の移相器７の位相値ＰＡ２が、送信チャンネルTx3の移相器７の位相値ＰＡ３に比較して２°オフセットしている場合を考える。制御器２が、送信チャンネルTx3の移相器７の位相値を固定したまま送信チャンネルTx2の移相器７の移相値を変化させたとき、相対位相差ΔPhaseが１８２°となるときにモニタ信号強度が最低レベルとなる。このため、検出部としての制御器２は、送信チャンネルTx2、Tx3の移相器７が相対的に２°オフセットしていることを検出できる。 For example, consider a case where the phase value PA2 of the phase shifter 7 of the transmission channel Tx2 is offset by 2 ° with respect to the phase value PA3 of the phase shifter 7 of the transmission channel Tx3. Monitor when the relative phase difference ΔPhase becomes 182 ° when the controller 2 changes the phase shift value of the phase shifter 7 of the transmission channel Tx2 while keeping the phase value of the phase shifter 7 of the transmission channel Tx3 fixed. The signal strength is at the lowest level. Therefore, the controller 2 as a detection unit can detect that the phase shifters 7 of the transmission channels Tx2 and Tx3 are relatively offset by 2 °.

また制御器２は、他の２つの送信チャンネル間（例えばTx1とTx2、Tx1とTx3）でも同様に信号強度特性を得ることで、それぞれのモニタ信号強度が最低レベルとなる相対位相差ΔPhaseを算出できる。 The controller 2 also obtains signal strength characteristics between the other two transmission channels (for example, Tx1 and Tx2, Tx1 and Tx3) to calculate the relative phase difference ΔPhase at which each monitor signal strength is at the lowest level. it can.

これにより、制御器２は、比較対象となる２つの送信チャンネル（Tx2とTx3、Tx1とTx2、Tx1とTx3）の移相器７の位相特性を相対比較できる。最も出力パワーの小さくなった位相設定条件が、チャンネル間の相対位相差ΔPhaseが１８０°となる条件となるため、これらの相対位相差ΔPhaseの算出結果を用いて、フェーズドアレイアンテナ方式によりターゲットＴが存在する相対方位を求める際の位相誤差を補償できる。 As a result, the controller 2 can make a relative comparison of the phase characteristics of the phase shifters 7 of the two transmission channels (Tx2 and Tx3, Tx1 and Tx2, Tx1 and Tx3) to be compared. Since the phase setting condition with the smallest output power is the condition that the relative phase difference ΔPhase between channels is 180 °, the target T is set by the phased array antenna method using the calculation results of these relative phase differences ΔPhase. It is possible to compensate for the phase error when determining the existing relative orientation.

前述では、２つの送信チャンネル（例えばTx2とTx3）の送信信号が弱め合いモニタ信号強度が最低レベルとなる条件を満たす状態を検出する例を挙げたが、これに限定されるものではなく、図１３に示すように、２つの送信チャンネルの送信信号が強め合いモニタ信号強度が最高レベルとなる条件を満たす状態を制御器２が検出するようにしても良い。なお、原理的には、２つの送信チャンネル（例えばTx2とTx3）間の相対位相差ΔPhaseが３６０°となる場合に強め合うことになるため、モニタ信号強度が最高レベルとなる。 In the above, an example is given in which the transmission signals of the two transmission channels (for example, Tx2 and Tx3) are weakened to detect a state in which the condition that the monitor signal strength becomes the lowest level is detected, but the present invention is not limited to this. As shown in 13, the controller 2 may detect a state in which the transmission signals of the two transmission channels strengthen each other and satisfy the condition that the monitor signal strength becomes the highest level. In principle, the relative phase difference ΔPhase between the two transmission channels (for example, Tx2 and Tx3) is strengthened when the relative phase difference ΔPhase is 360 °, so that the monitor signal strength becomes the highest level.

（第７実施形態）
図１４に示すレーダシステム７０１は、レーダシステム１と同様の構成が組み込まれると共に、受信機４ａを自己診断するための自己診断用回路４０も組み込まれている。 (7th Embodiment)
The radar system 701 shown in FIG. 14 incorporates the same configuration as the radar system 1, and also incorporates a self-diagnosis circuit 40 for self-diagnosing the receiver 4a.

自己診断用回路４０は、周波数ダブラ４１、ミキサ４２、移相器４３、可変増幅器４４を縦続接続して構成されており、ＰＬＬ５から第４のローカル信号LO4を入力可能になっていると共に、ミキサ４２にクロック信号BIST＿CLK2を入力可能になっている。 The self-diagnosis circuit 40 is configured by sequentially connecting a frequency doubler 41, a mixer 42, a phase shifter 43, and a variable amplifier 44, and is capable of inputting a fourth local signal LO4 from PLL5 and a mixer. The clock signal BIST_CLK2 can be input to 42.

周波数ダブラ４１は、ＰＬＬ５から第４のローカル信号LO4を入力すると周波数を２倍しミキサ４２に出力する。ＰＬＬ５は、前述した第１のローカル信号LO1、第２のローカル信号LO2、第１の自己診断用クロック信号BIST＿CLKと共に、周波数ｆCLK2の第２のクロック信号BIST＿CLK2を生成しミキサ４２に出力する。ミキサ４２は、第２のクロック信号BIST_CLK2と周波数ダブラ４１の出力を混合し移相器４３に出力する。 When the fourth local signal LO4 is input from the PLL 5, the frequency doubler 41 doubles the frequency and outputs the frequency to the mixer 42. The PLL 5 generates a second clock signal BIST_CLK2 having a frequency fCLK2 together with the first local signal LO1, the second local signal LO2, and the first self-diagnosis clock signal BIST_CLK described above, and outputs the second clock signal BIST_CLK2 to the mixer 42. The mixer 42 mixes the second clock signal BIST_CLK2 and the output of the frequency doubler 41 and outputs them to the phase shifter 43.

移相器４３は、周波数ダブラ４１の出力を制御器２の制御指令に基づく位相量だけシフトし可変増幅器４４に出力する。可変増幅器４４は、制御器２の制御指令に基づいて増幅度を変更可能に構成され、移相器４３の出力を増幅する。受信機４ａの受信入力RxINには、カプラ４５が構成されており、カプラ４５は、可変増幅器４４の出力を入力可能に構成されている。 The phase shifter 43 shifts the output of the frequency doubler 41 by a phase amount based on the control command of the controller 2 and outputs the output to the variable amplifier 44. The variable amplifier 44 is configured so that the amplification degree can be changed based on the control command of the controller 2, and amplifies the output of the phase shifter 43. A coupler 45 is configured in the receive input RxIN of the receiver 4a, and the coupler 45 is configured to be able to input the output of the variable amplifier 44.

ＰＬＬ５が、周波数ダブラ５ａに周波数ｆLO3の第３のローカル信号LO3を出力するとき、自己診断用回路４０に同一周波数の第４のローカル信号LO4を出力すると共に、この第４のローカル信号LO4より低い周波数条件を満たす周波数ｆCLK2のクロック信号BIST＿CLK2を出力する。すると、ミキサ４２は、ＰＬＬ５が生成した第４のローカル信号LO4に、クロック信号BIST＿CLK2をアップコンバートすることで、所定の周波数帯域幅内に周波数ｆLO4±ｆCLK2の２トーンを生成できる。 When the PLL 5 outputs the third local signal LO3 of the frequency fLO3 to the frequency doubler 5a, it outputs the fourth local signal LO4 of the same frequency to the self-diagnosis circuit 40 and is lower than the fourth local signal LO4. Outputs the clock signal BIST_CLK2 of frequency fCLK2 that satisfies the frequency condition. Then, the mixer 42 can generate two tones of frequencies fLO4 ± fCLK2 within a predetermined frequency bandwidth by up-converting the clock signal BIST_CLK2 to the fourth local signal LO4 generated by PLL5.

移相器２４は、ミキサ４２からカプラ４５に至るまでの経路に備えられ、ミキサ４２から２トーンの信号を入力すると、基準位相（例えば０°）に対し２トーンをそれぞれ移相し、この移相した信号を増幅器４４を介してカプラ４５に出力する。 The phase shifter 24 is provided in the path from the mixer 42 to the coupler 45, and when a two-tone signal is input from the mixer 42, the two tones are phase-shifted with respect to the reference phase (for example, 0 °), and this shift is performed. The combined signal is output to the coupler 45 via the amplifier 44.

ダウンコンバータ１２は、増幅器４４により増幅された２トーンの信号を周波数ｆLO3の第３のローカル信号LO3と混合する。そして中間周波数増幅器１３は、ダウンコンバータ１２により混合された混合信号を増幅し、中間周波数信号IFOUTとして出力する。ダウンコンバータ１２は、周波数ｆLO4±ｆCLK2の信号に周波数ｆLO3の第３のローカル信号LO3を混合して中間周波数信号IFOUTとして出力する。 The down converter 12 mixes the two-tone signal amplified by the amplifier 44 with the third local signal LO3 at frequency fLO3. Then, the intermediate frequency amplifier 13 amplifies the mixed signal mixed by the down converter 12 and outputs it as an intermediate frequency signal IFOUT. The down converter 12 mixes the signal of the frequency fLO4 ± fCLK2 with the third local signal LO3 of the frequency fLO3 and outputs it as an intermediate frequency signal IFOUT.

原理的に、ダウンコンバータ１２は、２トーンのうち高周波数側の出力と低周波数側の出力とを同一周波数にダウンコンバートする。このため、ダウンコンバータ１２による混合信号は周波数ｆCLK2の１トーンとなる。 In principle, the down converter 12 down-converts the output on the high frequency side and the output on the low frequency side of the two tones to the same frequency. Therefore, the mixed signal by the down converter 12 becomes one tone of the frequency fCLK2.

制御器２が、移相器４３の移相値Δφを調整することで、ダウンコンバータ１２から中間周波数信号IFOUTとして出力させる１トーンを可変利得制御できる。これにより、ミリ波帯を増幅・減衰する高周波増幅器４４による利得可変範囲だけでは実現困難な利得可変範囲を実現できる。 By adjusting the phase shift value Δφ of the phase shifter 43, the controller 2 can perform variable gain control of one tone output from the down converter 12 as an intermediate frequency signal IFOUT. As a result, it is possible to realize a gain variable range that is difficult to realize only by the gain variable range by the high frequency amplifier 44 that amplifies and attenuates the millimeter wave band.

（他の実施形態）
本開示は、前述した実施形態に限定されるものではなく、種々変形して実施することができ、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能である。例えば以下に示す変形又は拡張が可能である。 (Other embodiments)
The present disclosure is not limited to the above-described embodiment, and can be implemented in various modifications, and can be applied to various embodiments without departing from the gist thereof. For example, the following modifications or extensions are possible.

前述した複数の実施形態の構成、機能を組み合わせても良い。前述実施形態の一部を、課題を解決できる限りにおいて省略した態様も実施形態と見做すことが可能である。また、特許請求の範囲に記載した文言によって特定される発明の本質を逸脱しない限度において考え得るあらゆる態様も実施形態と見做すことが可能である。 The configurations and functions of the plurality of embodiments described above may be combined. An embodiment in which a part of the above-described embodiment is omitted as long as the problem can be solved can also be regarded as an embodiment. In addition, any conceivable embodiment can be regarded as an embodiment without departing from the essence of the invention specified by the wording described in the claims.

本開示は、前述した実施形態に準拠して記述したが、本開示は当該実施形態や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範畴や思想範囲に入るものである。 Although the present disclosure has been described in accordance with the above-described embodiments, it is understood that the present disclosure is not limited to the embodiments and structures. The present disclosure also includes various modifications and modifications within a uniform range. In addition, various combinations and forms, as well as other combinations and forms, including one element, more, or less, are also within the scope and ideology of the present disclosure.

図面中、１、２０１、３０１、４０１、７０１はレーダシステム（自己診断装置）、２は制御器（検出部）、３ａは送信機、５はＰＬＬ、６、３０６は自己診断信号生成部、７は移相器、２１は周波数ダブラ、２２はＩＱ信号生成器、２３はλ／４線路、２２３はハイブリッドカプラ、２４は第１の周波数変換器、２５は第２の周波数変換器、２６は合成器、２７はミキサ、２８は遅延器、２９は調整用移相器、を示す。 In the drawings, 1, 201, 301, 401, 701 are radar systems (self-diagnosis device), 2 is a controller (detection unit), 3a is a transmitter, 5 is PLL, 6, 306 is a self-diagnosis signal generation unit, 7 Is a phase shifter, 21 is a frequency doubler, 22 is an IQ signal generator, 23 is a λ / 4 line, 223 is a hybrid coupler, 24 is a first frequency converter, 25 is a second frequency converter, and 26 is a composite. A device, 27 is a mixer, 28 is a delayer, and 29 is a phase shifter for adjustment.

Claims

A self-diagnosis device (1; 301; 401; 701) that generates a self-diagnosis signal for self-diagnosis of a transmitter (3a) equipped with a phase shifter (7).
PLL (5) that generates a local signal for self-diagnosis and a clock signal by the same block,
It is provided with a self-diagnosis signal generation unit (6; 306; 406) that generates a self-diagnosis signal for self-diagnosing the phase characteristics of the phase shifter.
The self-diagnosis signal generation unit
A frequency doubler (21) that doubles the frequency of the local signal for self-diagnosis, and
An IQ signal generator (22) that generates a self-diagnosis I signal (CLK_I) and a self-diagnosis Q signal (CLK_Q) that are orthogonal to each other based on the clock signal.
A λ / 4 line (23) that phase-shifts the output (LO_Q) of the frequency doubler by 90 ° and
A first frequency converter (24) that mixes the output of the frequency doubler (LO_Q) and the self-diagnosis I signal (CLK_I), and
A second frequency converter (25) that mixes the output (LO_I) of the λ / 4 line and the Q signal for self-diagnosis (CLK_Q), and
A synthesizer (26) that synthesizes the outputs of the first and second frequency converters, and
A mixer (27) that mixes the output of the synthesizer with the transmission signal of the transmitter is provided.
A self-diagnosis device that generates the self-diagnosis signal from the output of the mixer.

A self-diagnosis device (201) that generates a self-diagnosis signal for self-diagnosis of a transmitter (3a) equipped with a phase shifter (7).
PLL (5) that generates a local signal for self-diagnosis and a clock signal by the same block,
A self-diagnosis signal generation unit (206) for generating a self-diagnosis signal for self-diagnosing the phase characteristic of the phase shifter is provided.
The self-diagnosis signal generation unit
A frequency doubler (21) that doubles the frequency of the local signal for self-diagnosis, and
An IQ signal generator (22) that generates a self-diagnosis I signal (CLK_I) and a self-diagnosis Q signal (CLK_Q) that are orthogonal to each other based on the clock signal.
A hybrid coupler (223) that converts the output (LO_Q) of the frequency doubler into the first and second outputs that are orthogonal to each other, and
A first frequency converter (24) that mixes the first output (LO_Q) of the hybrid coupler and the self-diagnosis I signal (CLK_I), and
A second frequency converter (25) that mixes the second output (LO_I) of the hybrid coupler and the Q signal for self-diagnosis (CLK_Q), and
A synthesizer (26) that synthesizes the outputs of the first and second frequency converters, and
A mixer (27) that mixes the output of the synthesizer with the transmission signal of the transmitter is provided.
A self-diagnosis device that generates the self-diagnosis signal from the output of the mixer.

A delay device (28) for delaying either the self-diagnosis I signal or the self-diagnosis Q signal generated by the IQ signal generator is provided.
A claim that the amount of delay of the delay device is adjusted to correct the phase difference of IQ signals orthogonal to each other by the IQ signal generator and increase the amount of suppression of the image signal generated in the self-diagnosis signal output from the mixer. The self-diagnosis device according to 1 or 2.

A phase shifter (29) for adjusting the phase of the output of the synthesizer is further provided.
The self-diagnosis apparatus according to any one of claims 1 to 3, wherein the amount of suppression of an image signal generated in the self-diagnosis signal output by the mixer is increased by changing the phase amount of the adjustment phase shifter.

A plurality of couplers (30) that combine the outputs of the transmitters of a plurality of transmission channels, and
A transmission line (31) for transmitting a signal coupled by the plurality of couplers is provided.
The self-diagnosis apparatus according to any one of claims 1 to 4, wherein the transmission line transmits a signal to the mixer by an isometric route in which the plurality of couplers are coupled to each other in a tournament manner.

When the transmission signal is output from two of the plurality of transmitters, the result of monitoring the self-diagnosis signal of the output of the mixer while changing the phase of the phase shifter of one of the transmitters is obtained. The self-diagnosis apparatus according to any one of claims 1 to 5, further comprising a detection unit (2) for detecting the relative phase difference (ΔPhase) of the phase shifters of the two transmitters based on the above.