JP6693178B2 - Motor controller - Google Patents
Motor controller Download PDFInfo
- Publication number
- JP6693178B2 JP6693178B2 JP2016043783A JP2016043783A JP6693178B2 JP 6693178 B2 JP6693178 B2 JP 6693178B2 JP 2016043783 A JP2016043783 A JP 2016043783A JP 2016043783 A JP2016043783 A JP 2016043783A JP 6693178 B2 JP6693178 B2 JP 6693178B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- drive
- voltage
- reference value
- control
- electromagnetic noise
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 99
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 25
- XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N water Substances O XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 9
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 5
- 239000000498 cooling water Substances 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 3
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 1
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 1
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
本発明は、モータ制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device.
ブラシレスＤＣモータ（以下、「モータ」と称する）等の同期モータの巻線に印加する電圧を生成するための制御には種々の方式が存在する。 There are various types of control for generating a voltage applied to the windings of a synchronous motor such as a brushless DC motor (hereinafter referred to as "motor").
特許文献１には、例えば、Ｕ相コイルに通電するためのスイッチングを行うＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を連続的にオンにする一方で、Ｖ相コイル通電するためのスイッチングを行うＦＥＴを断続的にオンオフさせてモータを駆動させる電圧を生成するモータ駆動装置が開示されている。 In Patent Document 1, for example, an FET (field effect transistor) that performs switching for energizing a U-phase coil is continuously turned on, while an FET that performs switching for energizing a V-phase coil is intermittently turned on. A motor drive device is disclosed that generates a voltage that is turned on and off to drive a motor.
特許文献１に開示されたモータを駆動させる電圧の生成は、２つの通電相のうち、一方の通電相のＦＥＴのみをオンオフさせるパルス幅変調（ＰＷＭ）を行うので、片側ＰＷＭ駆動と呼ばれている。 The generation of the voltage for driving the motor disclosed in Patent Document 1 is referred to as one-sided PWM driving because pulse width modulation (PWM) that turns on and off only the FET of one of the two energized phases is performed. There is.
しかしながら、特許文献１に開示された片側ＰＷＭ駆動では、無通電相が、通電相の電流の影響を受けやすいという問題があった。同期モータでは、回転するロータの位置を検出して、ロータの位置変化に応じた位相の電圧をモータに印加することを要する。ロータの位置は、一例として、回転するロータの磁界によって無通電相に生じた誘起電圧に基づいて検出するが、無通電相が、通電相の電流の影響を受けると、誘起電圧を検出できないおそれがある。 However, the one-sided PWM drive disclosed in Patent Document 1 has a problem that the non-energized phase is easily affected by the current of the energized phase. In the synchronous motor, it is necessary to detect the position of the rotating rotor and apply a voltage having a phase corresponding to the change in the position of the rotor to the motor. As an example, the position of the rotor is detected based on the induced voltage generated in the non-conducting phase by the magnetic field of the rotating rotor, but if the non-conducting phase is affected by the current in the conducting phase, the induced voltage may not be detected. There is.
無通電相への通電相の影響を抑制してロータの位置検出に至適な信号の抽出が容易になる平衡駆動と呼ばれる駆動方式がある。平衡駆動では、通電相に通電した後、当該通電とは逆方向の電流が通電相に流れるようにＦＥＴをスイッチングさせることにより、無通電相への通電相の影響を抑制する。 There is a drive method called balanced drive that suppresses the influence of the energized phase on the non-energized phase and facilitates extraction of the optimum signal for rotor position detection. In the equilibrium drive, the effect of the energized phase on the non-energized phase is suppressed by switching the FET so that a current in the direction opposite to the energization flows in the energized phase after energizing the energized phase.
しかしながら、平衡駆動は、片側ＰＷＭ駆動よりも単位時間あたりでＦＥＴをスイッチングさせる回数が多く、電磁ノイズの発生が問題となる。図７は、平衡駆動におけるモータ１１８のコイルに印加される実効的な電圧に係るモータ印加DUTYと、ＦＥＴをスイッチングさせる指令信号であるPWM DUTY指令とを対応付けたグラフの一例である。図７では、特に領域８０で示されたPWM DUTY指令の範囲で、電磁ノイズの発生が大きくなる。 However, in balanced drive, the number of times the FETs are switched per unit time is greater than in one-sided PWM drive, and the generation of electromagnetic noise becomes a problem. FIG. 7 is an example of a graph in which a motor application duty related to an effective voltage applied to the coil of the motor 118 in the balanced drive and a PWM duty command that is a command signal for switching the FET are associated with each other. In FIG. 7, particularly in the range of the PWM DUTY command shown in the area 80, the generation of electromagnetic noise becomes large.
本発明は上記に鑑みてなされたもので、電磁ノイズの発生を抑制可能なモータ制御装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to provide a motor control device capable of suppressing the generation of electromagnetic noise.
前記課題を解決するために、請求項１に記載のモータ制御装置は、異なる２つの駆動方式での制御が可能で、制御されることによって生成した電圧を三相モータの巻線に印加する駆動回路と、一方の駆動方式での制御による前記駆動回路の電圧生成において、大きさが所定値以上の電磁ノイズが発生する場合に、切り換え時に生成される電圧が変動しないように前記一方の駆動方式での制御から他方の駆動方式での制御に切り換え、他方の駆動方式での制御により前記駆動回路に電圧を生成させる駆動回路制御部と、を含み、前記一方の駆動方式は、低電圧生成において発生する電磁ノイズの大きさが高電圧生成において発生する電磁ノイズの大きさより小さい駆動方式であり、前記他方の駆動方式は、低電圧生成において発生する電磁ノイズの大きさが高電圧生成において発生する電磁ノイズの大きさより大きい駆動方式である。
In order to solve the above-mentioned problems, the motor control device according to claim 1 can be controlled by two different drive methods, and a drive for applying a voltage generated by the control to a winding of a three-phase motor. Circuit and one drive method so that the voltage generated at the time of switching does not fluctuate when electromagnetic noise with a magnitude greater than a predetermined value is generated in the voltage generation of the drive circuit under control of the one drive method switched to control of the other drive system from the control of, the saw including a drive circuit control unit for generating a voltage to the drive circuit by the control of the other drive system, the one driving method, a low voltage generation Is a driving method in which the magnitude of the electromagnetic noise generated in the generation is smaller than the magnitude of the electromagnetic noise generated in the high voltage generation, and the other driving method is the electromagnetic noise generated in the low voltage generation. The size of an electromagnetic noise of magnitude greater than the driving method for generating the high voltage generator.
このモータ制御装置によれば、電磁ノイズの発生が大きくなった一方の駆動方式から、電磁ノイズの発生が小さい他方の駆動方式に電圧生成の制御を切り換えることにより、電磁ノイズの発生を抑制できる。 According to this motor control device, generation of electromagnetic noise can be suppressed by switching control of voltage generation from one drive method in which generation of electromagnetic noise is large to the other drive method in which generation of electromagnetic noise is small.
また、このモータ制御装置によれば、切り換え時に生成される電圧が変動しないように一方の駆動方式での制御から他方の駆動方式での制御に切り換えることにより、駆動方式の切り換えに際して、三相モータの回転が変調することを抑制できる。 Further, according to this motor control device, the control by one drive system is switched to the control by the other drive system so that the voltage generated at the time of switching does not fluctuate. It is possible to suppress the modulation of the rotation of the.
請求項２に記載のモータ制御装置は、異なる２つの駆動方式での制御が可能で、制御されることによって生成した電圧を三相モータの巻線に印加する駆動回路と、一方の駆動方式での制御による前記駆動回路の電圧生成において、大きさが所定値以上の電磁ノイズが発生する場合に、切り換え時に生成される電圧が変動しないように前記一方の駆動方式での制御から他方の駆動方式での制御に切り換え、他方の駆動方式での制御により前記駆動回路に電圧を生成させる駆動回路制御部と、を含み、前記一方の駆動方式及び前記他方の駆動方式は、前記一方の駆動方式で電圧指令値が第１基準値になった場合に前記駆動回路で生成される電圧と、前記他方の駆動方式で電圧指令値が前記第１基準値より大きい第２基準値になった場合に前記駆動回路で生成される電圧とが同じになる駆動方式であり、前記一方の駆動方式は、電圧指令値が前記第１基準値未満の場合に発生する電磁ノイズの大きさが前記第１基準値以上の場合に発生する電磁ノイズの大きさより小さい駆動方式であり、前記他方の駆動方式は、電圧指令値が前記第２基準値未満の場合に発生する電磁ノイズの大きさが前記第２基準値以上の場合に発生する電磁ノイズの大きさより大きい駆動方式である。
The motor control device according to claim 2 can be controlled by two different drive systems, and a drive circuit that applies the voltage generated by the control to the windings of the three-phase motor, and one drive system. In the voltage generation of the drive circuit by the control of 1), when electromagnetic noise of a predetermined value or more is generated, the voltage generated at the time of switching does not fluctuate from the control by the one drive method to the other drive method. switched to control of, the saw including a drive circuit control unit for generating a voltage to the drive circuit by the control of the other drive system, the one drive system and the other drive system, the one drive system In the case where the voltage command value becomes the first reference value and the voltage generated by the drive circuit becomes the second reference value larger than the first reference value in the other driving method. Drive In the driving method in which the voltage generated in the road is the same, the magnitude of the electromagnetic noise generated when the voltage command value is less than the first reference value is equal to or greater than the first reference value. Is smaller than the magnitude of the electromagnetic noise generated in the case of, the magnitude of the electromagnetic noise generated when the voltage command value is less than the second reference value is greater than or equal to the second reference value. In this case, the driving method is larger than the magnitude of the electromagnetic noise generated.
このモータ制御装置によれば、高電圧生成において電磁ノイズの発生が大きい一方の駆動方式から電磁ノイズの発生が小さい他方の駆動方式に、低電圧生成において電磁ノイズの発生が大きい他方の駆動方式から、電磁ノイズの発生が小さい一方の駆動方式に、各々電圧生成の制御を切り換えることにより、電磁ノイズの発生を抑制できる。 According to this motor control device, from one drive method in which generation of electromagnetic noise is large in high voltage generation to another drive method in which generation of electromagnetic noise is small, and from other drive method in which generation of electromagnetic noise is large at generation of low voltage The generation of electromagnetic noise can be suppressed by switching the control of voltage generation to one of the driving methods in which the generation of electromagnetic noise is small.
請求項３に記載のモータ制御装置は、請求項１記載のモータ制御装置において、前記一方の駆動方式及び前記他方の駆動方式は、前記一方の駆動方式で電圧指令値が第１基準値になった場合に前記駆動回路で生成される電圧と、前記他方の駆動方式で電圧指令値が前記第１基準値より大きい第２基準値になった場合に前記駆動回路で生成される電圧とが同じになる駆動方式であり、前記一方の駆動方式は、電圧指令値が前記第１基準値未満の場合に発生する電磁ノイズの大きさが前記第１基準値以上の場合に発生する電磁ノイズの大きさより小さい駆動方式であり、前記他方の駆動方式は、電圧指令値が前記第２基準値未満の場合に発生する電磁ノイズの大きさが前記第２基準値以上の場合に発生する電磁ノイズの大きさより大きい駆動方式である。
The motor control device according to claim 3 is the motor control device according to claim 1 , wherein in the one drive method and the other drive method, the voltage command value is the first reference value in the one drive method. And the voltage generated by the drive circuit is the same as the voltage generated by the drive circuit when the voltage command value becomes the second reference value larger than the first reference value in the other driving method. In the one drive method, the magnitude of the electromagnetic noise generated when the voltage command value is less than the first reference value is the magnitude of the electromagnetic noise generated when the magnitude is equal to or more than the first reference value. In the other drive method, the magnitude of the electromagnetic noise generated when the voltage command value is less than the second reference value is greater than the second reference value. Larger drive system A.
このモータ制御装置によれば、電圧指令値に基づいて、電磁ノイズの発生が大きくなった一方の駆動方式から、電磁ノイズの発生が小さい他方の駆動方式に電圧生成の制御を切り換えることにより、電磁ノイズの発生を抑制できる。 According to this motor control device, by changing the control of voltage generation from one drive method in which the generation of electromagnetic noise is large to the other drive method in which the generation of electromagnetic noise is small based on the voltage command value, The generation of noise can be suppressed.
請求項４に記載のモータ制御装置は、請求項２又は３記載のモータ制御装置において、前記駆動回路制御部は、前記一方の駆動方式での制御中に電圧指令値が前記第１基準値以上になった場合に、駆動方式を前記一方の駆動方式の制御から前記他方の駆動方式の制御に切り換えると共に、電圧指令値を前記一方の駆動方式での電圧指令値から前記他方の駆動方式での電圧指令値に切り換え、前記他方の駆動方式での制御中に電圧指令値が前記第２基準値未満になった場合に、駆動方式を前記他方の駆動方式の制御から前記一方の駆動方式の制御に切り換えると共に、電圧指令値を前記他方の駆動方式での電圧指令値から前記一方の駆動方式での電圧指令値に切り換える。
The motor control device according to claim 4 is the motor control device according to claim 2 or 3, wherein the drive circuit control unit has a voltage command value equal to or higher than the first reference value during control in the one drive method. In this case, the drive system is switched from the control of the one drive system to the control of the other drive system, and the voltage command value is changed from the voltage command value of the one drive system to the other drive system. When the voltage command value is switched to the voltage command value and the voltage command value becomes less than the second reference value during control in the other drive system, the drive system is changed from the control of the other drive system to the control of the one drive system. At the same time, the voltage command value is switched from the voltage command value in the other driving method to the voltage command value in the one driving method.
このモータ制御装置によれば、電圧指令値に基づいて、電磁ノイズの発生が大きくなった駆動方式から、電磁ノイズの発生が小さい駆動方式に電圧生成の制御を切り換えることにより、電磁ノイズの発生を抑制できる。また、電圧指令値を、駆動方式に応じて切り換えることにより、三相モータの回転が変調することを抑制できる。 According to this motor control device, the generation of electromagnetic noise is prevented by switching the control of voltage generation from the drive method in which the generation of electromagnetic noise is large to the drive method in which the generation of electromagnetic noise is small, based on the voltage command value. Can be suppressed. Further, by switching the voltage command value according to the driving method, it is possible to suppress the rotation of the three-phase motor from being modulated.
請求項５に記載のモータ制御装置は、請求項４載のモータ制御装置において、前記駆動回路制御部は、前記第１基準値以上となった前記一方の駆動方式での制御による前記駆動回路の電圧生成のための電圧指令値を前記第２基準値以上の値に変換すると共に、前記第２基準値以下となった前記他方の駆動方式での制御による前記駆動回路の電圧生成のための電圧指令値を前記第１基準値以下の値に変換する。
The motor control device according to claim 5 is the motor control device according to claim 4 , wherein the drive circuit control unit controls the drive circuit by the control in the one drive method that is equal to or more than the first reference value. A voltage for converting the voltage command value for voltage generation into a value equal to or greater than the second reference value, and for generating a voltage of the drive circuit under the control of the other driving method that is equal to or less than the second reference value. The command value is converted to a value equal to or less than the first reference value.
このモータ制御装置によれば、電磁ノイズの発生が大きくなった際の駆動方式の切り換えにおいて、電圧指令値を第１基準値から第２基準値以上の値に、または第２基準値から第１基準値以下の値に各々変換する。かかる電圧指令値の変換により、２つの駆動方式で電磁ノイズの発生が大きい領域での動作を回避でき、電磁ノイズの発生を抑制できる。 According to this motor control device, the voltage command value is changed from the first reference value to a value equal to or greater than the second reference value or from the second reference value to the first reference value when the drive method is switched when the electromagnetic noise is increased. Convert each value to the standard value or less. By such conversion of the voltage command value, it is possible to avoid the operation in the region where the generation of electromagnetic noise is large between the two driving methods, and suppress the generation of electromagnetic noise.
請求項６に記載のモータ制御装置は、請求項１〜５のいずれか１項記載のモータ制御装置において、前記一方の駆動方式は、前記三相モータのロータの回転位置に応じていずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電されるように前記駆動回路を制御し、前記他方の駆動方式は、前記三相モータのロータの回転位置に応じていずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電された後、前記一方の巻線から前記他方の巻線に流れる電流を減衰させる通電がされるように前記駆動回路を制御する。 The motor control device according to claim 6 is the motor control device according to any one of claims 1 to 5, wherein the one drive method is any one of the drive systems depending on a rotational position of a rotor of the three-phase motor. The winding of one phase is de-energized, and the drive circuit is controlled so that one winding of the other two-phase winding is energized to the other winding, and the other driving method is the three-phase motor. Depending on the rotational position of the rotor, any one phase winding is de-energized, and one winding of the other two phase winding is energized to the other winding, and then the one winding The drive circuit is controlled so that the energization that attenuates the current flowing through the other winding is performed.
このモータ制御装置によれば、他の駆動方式では通電した巻線に残留する電流を減衰させる通電をしている。かかる通電により、無通電の相の誘起電圧に生じるノイズを軽減でき、誘起電圧に基づくロータの位置の検出が容易となる。 According to this motor control device, in other driving methods, the current is supplied to attenuate the current remaining in the supplied winding. By such energization, noise generated in the induced voltage of the non-energized phase can be reduced, and the position of the rotor can be easily detected based on the induced voltage.
図１は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００の一例を示す概略図である。モータ制御装置１００は、一例として、エンジンのウォータポンプ１２８を駆動するモータ１１８の制御に用いられる。 FIG. 1 is a schematic diagram showing an example of a motor control device 100 according to the present embodiment. The motor control device 100 is used, for example, to control the motor 118 that drives the water pump 128 of the engine.
図１に示されたインバータ回路１１４は、イグニッションスイッチ１２４がオンになり、車載のバッテリ１２０から供給された電力をスイッチングし、モータ１１８のステータのコイルに印加する電圧を生成する。例えば、ＦＥＴ１１４Ａ、４４ＤはＵ相のコイルに、ＦＥＴ１１４Ｂ、４４ＥはＶ相のコイルに、ＦＥＴ１１４Ｃ、４４ＦはＷ相のコイルに、各々印加する電圧を生成するスイッチングを行う。 In the inverter circuit 114 shown in FIG. 1, the ignition switch 124 is turned on, the electric power supplied from the vehicle-mounted battery 120 is switched, and the voltage applied to the coil of the stator of the motor 118 is generated. For example, the FETs 114A and 44D perform switching to generate a voltage to be applied to the U-phase coil, the FETs 114B and 44E to the V-phase coil, and the FETs 114C and 44F to the W-phase coil.
ＦＥＴ１１４Ａ、１１４Ｂ、１１４Ｃの各々のドレインは車載のバッテリ１２０の正極に接続されている。また、ＦＥＴ１１４Ｄ、１１４Ｅ、１１４Ｆの各々のソースはバッテリ１２０の負極に接続されている。 The drains of the FETs 114A, 114B, and 114C are connected to the positive electrode of the vehicle-mounted battery 120. The sources of the FETs 114D, 114E, and 114F are connected to the negative electrode of the battery 120.
本実施の形態では、モータ１１８のロータが回転によって生じる誘起電圧によりロータの回転速度及び位置（回転位置）を検出する。一般に、ブラシレスＤＣモータは、シャフトと同軸に設けられたロータのマグネット又はセンサマグネットの磁界をホール素子で検出し、検出された磁界に基づいてロータの回転速度及び位置（回転位置）を検出する。しかしながら、本実施の形態に係るモータ１１８は、エンジンのウォータポンプ１２８に用いられる場合があるので、作動時には、エンジンの熱にさらされる。半導体であるホール素子は熱に弱いので、本実施の形態に係るモータ１１８では、ホール素子は使用せず、無通電の相のコイルに生じた誘起電圧によってロータの回転速度及び位置を検出する。 In the present embodiment, the rotational speed and position (rotational position) of the rotor of the motor 118 is detected by the induced voltage generated by the rotation of the rotor. In general, a brushless DC motor detects a magnetic field of a rotor magnet or a sensor magnet provided coaxially with a shaft with a Hall element, and detects a rotation speed and a position (rotational position) of the rotor based on the detected magnetic field. However, since the motor 118 according to the present embodiment may be used for the water pump 128 of the engine, it is exposed to the heat of the engine during operation. Since the Hall element which is a semiconductor is weak against heat, the Hall element is not used in the motor 118 according to the present embodiment, and the rotational speed and the position of the rotor are detected by the induced voltage generated in the coil of the non-energized phase.
誘起電圧は、ロータの回転に応じて変化する正弦波状のアナログ信号であるが、本実施の形態では、コンパレータを含む位置検出回路１１６により、矩形波状のパルス信号に変換してマイコン１１０に入力する。 The induced voltage is a sinusoidal analog signal that changes according to the rotation of the rotor, but in the present embodiment, the position detection circuit 116 including a comparator converts it into a rectangular wave pulse signal and inputs it to the microcomputer 110. ..
マイコン１１０は、位置検出回路１１６から入力された信号からロータの位置を算出し、算出したロータの位置と上位の制御装置であるＥＣＵ１２２から入力された指令信号とに基づいて、インバータ回路１１４のスイッチングの制御に係るＰＷＭ制御のデューティ比を示すPWM DUTY指令を算出する。ＥＣＵ１２２には、エンジンの冷却水の温度を検知する水温センサ１２６が接続されており、冷却水の温度が上昇するに従って、ウォータポンプ１２８の冷却水の吐出量が多くなるようにモータ１１８の回転速度を制御する。水温センサ１２６は、エンジンのウォータジャケット又はラジエータ等の冷却水の流路の一角に設けられている。 The microcomputer 110 calculates the rotor position from the signal input from the position detection circuit 116, and switches the inverter circuit 114 based on the calculated rotor position and the command signal input from the ECU 122, which is a higher-level control device. The PWM DUTY command indicating the duty ratio of the PWM control related to the control of is calculated. A water temperature sensor 126 that detects the temperature of the cooling water of the engine is connected to the ECU 122, and the rotation speed of the motor 118 is increased so that the discharge amount of the cooling water of the water pump 128 increases as the temperature of the cooling water increases. To control. The water temperature sensor 126 is provided at one corner of a flow path of cooling water such as a water jacket or a radiator of the engine.
マイコン１１０は、算出したPWM DUTY指令に基づいて、インバータ回路１１４のＦＥＴ１１４Ａ〜１１４ＦをスイッチングさせるためのＦＥＴゲート信号を生成してプリドライバ１１２に出力する。プリドライバ１１２は、マイコン１１０から入力されたＦＥＴゲート信号を増幅してインバータ回路１１４に出力する。インバータ回路１１４はプリドライバ１１２から入力されたＦＥＴゲート信号に従ってＦＥＴ１１４Ａ〜１１４Ｆをスイッチングさせることにより、バッテリ１２０の電圧を変調して、モータ１１８のコイルに印加する電圧を生成する。 The microcomputer 110 generates an FET gate signal for switching the FETs 114A to 114F of the inverter circuit 114 based on the calculated PWM DUTY command, and outputs the FET gate signal to the pre-driver 112. The pre-driver 112 amplifies the FET gate signal input from the microcomputer 110 and outputs it to the inverter circuit 114. The inverter circuit 114 modulates the voltage of the battery 120 by switching the FETs 114A to 114F according to the FET gate signal input from the pre-driver 112, and generates the voltage applied to the coil of the motor 118.
本実施の形態では、PWM DUTY指令が示すデューティ比が同一であっても、ＰＷＭの駆動方式が異なると、ＦＥＴゲート信号の波形は各々異なる。マイコン１１０は、駆動方式に応じた波形のＦＥＴゲート信号をプリドライバ１１２に出力する。 In the present embodiment, even if the duty ratios indicated by the PWM DUTY command are the same, the waveforms of the FET gate signals are different when the PWM driving method is different. The microcomputer 110 outputs a FET gate signal having a waveform according to the driving method to the pre-driver 112.
また、本実施の形態では、バッテリ１２０とインバータ回路１１４とモータ１１８とで構成された回路の電圧を計測する電圧センサ１３０が設けられている。マイコン１１０は、電圧センサ１３０によって検出された電圧も参照して、前述のPWM DUTY指令が示すデューティ比を調整する。 In addition, in the present embodiment, a voltage sensor 130 that measures the voltage of the circuit configured by the battery 120, the inverter circuit 114, and the motor 118 is provided. The microcomputer 110 also refers to the voltage detected by the voltage sensor 130 to adjust the duty ratio indicated by the PWM DUTY command.
図２は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００におけるPWM DUTY指令、ＦＥＴ１１４Ａ、１１４Ｂ、１１４Ｄ、１１４Ｅのゲートに印加されるＦＥＴゲート信号の波形の一例を示した概略図であり、（Ａ）は片側ＰＷＭ駆動の場合、（Ｂ）は平衡駆動の場合を各々示している。図２のＰＷＭ周期Ｔは、１のコイルから他のコイルを介して接地領域への通電するためのＰＷＭ制御に必要な周期で、図２では、Ｕ相コイルからＶ相コイルを介して接地領域に１パルスを通電するためのＰＷＭ制御に要する周期である。本実施の形態では、ＰＷＭ周期Ｔは、略５０μ秒である。 FIG. 2 is a schematic diagram showing an example of the waveform of the PWM DUTY command and the FET gate signal applied to the gates of the FETs 114A, 114B, 114D and 114E in the motor control device 100 according to the present embodiment, (A) Shows the case of one-sided PWM drive, and (B) shows the case of balanced drive. The PWM cycle T of FIG. 2 is a cycle required for PWM control for energizing the ground area from one coil to the other coil, and in FIG. 2, the PWM area T is connected from the U-phase coil to the ground area via the V-phase coil. This is a cycle required for PWM control for energizing one pulse per second. In the present embodiment, the PWM cycle T is approximately 50 μsec.
図２（Ａ）の「Ｕ相上段ＦＥＴゲート波形」は、ＦＥＴ１１４Ａのゲートに印加されるＦＥＴゲート信号の波形の一例である。「Ｕ相上段ＦＥＴゲート波形」は、Ｕ相コイルへの通電に係るＦＥＴ１１４Ａのゲートには連続的にハイレベルの信号が印加されることを示している。その結果、ＦＥＴ１１４ＡはＰＷＭ周期Ｔにおいて連続的にオンになっている。また、図２（Ａ）の「Ｖ相下段ＦＥＴゲート波形」は、ＦＥＴ１１４Ｅのゲートに印加されるＦＥＴゲート信号の波形の一例である。「Ｖ相下段ＦＥＴゲート波形」が示すように、Ｖ相コイルの通電に係るＦＥＴ１１４ＥのゲートにはPWM DUTY指令に基づいて周期Ｔ1のハイレベル信号が印加されてＦＥＴ１１４Ｅがオンになる。その結果、Ｕ相コイル１８Ｕ及びＶ相コイル１８Ｖが通電され、周期Ｔ1において、Ｕ相電圧１５４Ｕはバッテリ１２０の正極の電圧であるＶb、Ｖ相電圧１５４Ｖは０となってＵ相コイルとＶ相コイルとに電位差が生じる。 The “U-phase upper FET gate waveform” in FIG. 2A is an example of the waveform of the FET gate signal applied to the gate of the FET 114A. The “U-phase upper-stage FET gate waveform” indicates that a high-level signal is continuously applied to the gate of the FET 114A relating to energization of the U-phase coil. As a result, the FET 114A is continuously turned on in the PWM cycle T. The “V-phase lower-stage FET gate waveform” in FIG. 2A is an example of the waveform of the FET gate signal applied to the gate of the FET 114E. As the "V-phase lower FET gate waveform", FET114E is on the high level signal with a period T 1 based on the PWM DUTY command is applied to the gate of FET114E according to energization of the V phase coil. As a result, the U-phase coil 18U and the V-phase coil 18V are energized, and in the cycle T 1 , the U-phase voltage 154U becomes V b , which is the positive voltage of the battery 120, and the V-phase voltage 154V becomes 0, so that the U-phase coil A potential difference is generated between the V-phase coil and the V-phase coil.
図２（Ａ）に示したように、Ｕ相コイル１８Ｕに通電するためのスイッチングを行うＦＥＴを連続的にオンにする一方で、Ｖ相コイル１８Ｖに通電するためのスイッチングを行うＦＥＴをＰＷＭ制御でオンオフさせているので、本実施の形態では、図２（Ａ）のような場合を片側ＰＷＭ駆動と呼称する。 As shown in FIG. 2A, the FET that performs switching for energizing the U-phase coil 18U is continuously turned on, while the FET that performs switching for energizing the V-phase coil 18V is PWM controlled. In the present embodiment, the case as shown in FIG. 2A is referred to as one-sided PWM drive because it is turned on and off in step 1.
なお、図２（Ａ）に示したように、ＦＥＴ１１４Ｅのスイッチング動作の影響により、Ｖ相電圧１５４Ｖの波形は完全な矩形波ではなく略台形状を呈する。 Note that, as shown in FIG. 2A, due to the influence of the switching operation of the FET 114E, the waveform of the V-phase voltage 154V is not a perfect rectangular wave but a substantially trapezoidal shape.
周期Ｔ1経過後の周期Ｔ2ではＦＥＴ１１４Ｅはオフになるので、Ｕ相電圧１５４Ｕはバッテリ１２０の正極の電圧であるＶb、Ｖ相電圧１５４ＶはＶb以上の電圧を示す。周期Ｔ2においてＶ相電圧１５４ＶがＶb以上の電圧を示すのは、オフになっているＦＥＴ１１４Ｂの寄生ダイオードを介して電流が流れるためである。当該寄生ダイオードの順電圧がＶFであれば、周期Ｔ2においてＶ相電圧１５４ＶはＶbよりも順電圧ＶF高い電圧を示す。 In the period T 2 after the period T 1 has elapsed, the FET 114E is turned off, so that the U-phase voltage 154U is the voltage of the positive electrode of the battery 120, V b , and the V-phase voltage 154V is the voltage of V b or higher. The V-phase voltage 154V shows a voltage equal to or higher than V b in the cycle T 2 because current flows through the parasitic diode of the FET 114B that is off. If the forward voltage of the parasitic diode is V F , the V-phase voltage 154V is higher than V b in the period T 2 by the forward voltage V F.
片側ＰＷＭ駆動のＰＷＭ周期ＴにおけるＵ−Ｖ線間電圧は、Ｕ相電圧１５４ＵとＶ相電圧１５４Ｖとの差であるから、以下の式（１）によって算出される。
Ｕ−Ｖ線間電圧＝（Ｖb×Ｔ1／Ｔ）＋（−ＶF×Ｔ2／Ｔ） …（１）
The U-V line voltage in the PWM cycle T of the one-sided PWM drive is the difference between the U-phase voltage 154U and the V-phase voltage 154V, and is calculated by the following equation (1).
U-V line voltage = (V b × T 1 / T) + (- V F × T 2 / T) ... (1)
図２（Ｂ）の「Ｕ相上段ＦＥＴゲート波形」に示したように、平衡駆動では、PWM DUTY指令のエッジが立ち上がってから周期Ｔbのデッドタイム１５２の経過後の周期Ｔ"１にＵ相コイルへの通電に係るＦＥＴ１１４Ａがオンになる。同時に図２（Ｂ）の「Ｖ相下段ＦＥＴゲート波形」に示したように、Ｖ相コイルへの通電に係るＦＥＴ１１４Ｅのゲートにハイレベル信号が印加されてＦＥＴ１１４Ｅがオンになる。その結果、周期Ｔ"１において、Ｕ相コイル１８Ｕ及びＶ相コイル１８Ｖが通電される。なお、デッドタイム１５２は、直列に接続されたＦＥＴが同時にオンにならないようにするために設けられた時間である。 As shown in the “U-phase upper FET gate waveform” of FIG. 2B, in the balanced drive, the U-cycle is started in the cycle T ″ 1 after the dead time 152 of the cycle T b has elapsed from the rising edge of the PWM DUTY command. The FET 114A for energizing the phase coil is turned on, and at the same time, a high level signal is applied to the gate of the FET 114E for energizing the V phase coil, as shown in "V-phase lower-stage FET gate waveform" in FIG. When applied, the FET 114E is turned on. As a result, in the cycle T ″ 1 , the U-phase coil 18U and the V-phase coil 18V are energized. The dead time 152 is a time provided to prevent FETs connected in series from being turned on at the same time. Is.
その後、図２（Ｂ）の「Ｕ相上段ＦＥＴゲート波形」及び「Ｖ相下段ＦＥＴゲート波形」に示したように、PWM DUTY指令のエッジが立ち下がるとＦＥＴ１１４Ａ及びＦＥＴ１１４Ｅは同時にオフになる。そして、デッドタイム１５２が経過した後の周期Ｔ"2に、図２（Ｂ）のＦＥＴ１１４ＤのＦＥＴゲート信号の波形の一例である「Ｕ相下段ＦＥＴゲート波形」及びＦＥＴ１１４ＢのＦＥＴゲート信号の波形の一例である「Ｖ相上段ＦＥＴゲート波形」に示したように、ＦＥＴ１１４Ｂ及びＦＥＴ１１４Ｄのゲートにハイレベル信号が印加されて、ＦＥＴ１１４Ｂ及びＦＥＴ１１４Ｄがオンになる。その結果、周期Ｔ"2において、周期Ｔ"1の通電によって生じたＵ相コイル１８Ｕ及びＶ相コイル１８Ｖの電流を減衰させる。 After that, as shown in "U-phase upper FET gate waveform" and "V-phase lower FET gate waveform" in FIG. 2B, when the edge of the PWM DUTY command falls, FET 114A and FET 114E are turned off at the same time. Then, in the cycle T " 2 after the dead time 152 has passed, the" U-phase lower-stage FET gate waveform "which is an example of the waveform of the FET gate signal of the FET 114D and the waveform of the FET gate signal of the FET 114B in FIG. As shown in "V-phase upper FET gate waveform" which is an example, a high level signal is applied to the gates of the FET 114B and FET 114D, and the FET 114B and FET 114D are turned on. As a result, in the cycle T " 2 , the currents of the U-phase coil 18U and the V-phase coil 18V generated by the energization of the cycle T" 1 are attenuated.
図２（Ｂ）の場合は、周期Ｔ"1で通電した電流を周期Ｔ"2で減衰させることにより、インバータ回路１１４及びモータ１１８のコイルの電位を平衡にする。本実施の形態では、図２（Ｂ）に示した場合を平衡駆動と呼称する。 In the case of FIG. 2B, the electric current supplied in the period T ″ 1 is attenuated in the period T ″ 2 to balance the potentials of the coils of the inverter circuit 114 and the motor 118. In this embodiment mode, the case shown in FIG. 2B is referred to as balanced driving.
図２（Ｂ）の場合において、平衡ＰＷＭ駆動のＰＷＭ周期ＴにおけるＵ−Ｖ線間電圧は、Ｕ相電圧１５６ＵとＶ相電圧１５６Ｖとの差であるから、以下の式（２）によって算出される。
Ｕ−Ｖ線間電圧
＝｛Ｖb×（Ｔ"1−Ｔ"2−２Ｔd/Ｔ）｝＋（−ＶF×２Ｔd/Ｔ）…（２）
In the case of FIG. 2B, the U-V line voltage in the PWM cycle T of the balanced PWM drive is the difference between the U-phase voltage 156U and the V-phase voltage 156V, and is calculated by the following equation (2). It
U-V line voltage = {V b × (T " 1 -T" 2 -2T d / T)} + (- V F × 2T d / T) ... (2)
一般にPWM DUTY指令のデューティ比が同じであれば、図２よりＴ1＜Ｔ"1であり、順電圧ＶFがシリコン系半導体では０．６５Ｖ程度の値であること、及び上記の式（１）、（２）より、片側ＰＷＭ駆動の方がＵ−Ｖ線間電圧は高くなる。また、片側ＰＷＭ駆動の方がスイッチング素子の動作回数が少なくなるので、インバータ回路１１４の負荷も少なくなる。 Generally, if the duty ratios of the PWM DUTY commands are the same, T 1 <T ” 1 from FIG. 2, and the forward voltage V F is about 0.65 V in the silicon-based semiconductor, and the above equation (1) ) And (2), the one-sided PWM drive has a higher U-V line voltage, and the one-sided PWM drive has a smaller number of switching element operations, and thus the load on the inverter circuit 114 is also reduced.
また、図２（Ａ）、（Ｂ）に示したように、片側ＰＷＮ駆動と平衡駆動とでは、ＦＥＴゲート信号の波形が異なるので、マイコン１１０は、ＰＷＭの駆動方式に応じた波形のＦＥＴゲート信号を生成する。 Further, as shown in FIGS. 2A and 2B, since the waveform of the FET gate signal is different between the one-sided PWN drive and the balanced drive, the microcomputer 110 has the waveform of the FET gate signal according to the PWM drive method. Generate a signal.
図３は、モータ１１８のＵ相コイル１８ＵからＶ相コイル１８Ｖへの通電におけるインバータ回路１１４の動作を示した概略図であり、（Ａ）は片側ＰＷＭ駆動の場合、（Ｂ）は平衡ＰＷＭ駆動の場合を各々示している。 FIG. 3 is a schematic diagram showing the operation of the inverter circuit 114 when the U-phase coil 18U of the motor 118 is energized to the V-phase coil 18V, where (A) is a one-sided PWM drive and (B) is a balanced PWM drive. The case of each is shown.
図３（Ａ）に示した片側ＰＷＭ駆動の場合では、バッテリ１２０から供給された電力を、ＦＥＴ１１４ＡをオンにしてＵ相コイル１８Ｕに印加し、Ｖ相コイル１８ＶとＦＥＴ１１４Ｅとを経由して接地させている。 In the case of the one-sided PWM drive shown in FIG. 3 (A), the electric power supplied from the battery 120 is applied to the U-phase coil 18U by turning on the FET 114A and grounded via the V-phase coil 18V and the FET 114E. ing.
図３（Ａ）において、電流１４０はＦＥＴ１１４Ｅがオンになった場合の電流である。電流１４０は、連続的にオンになっているＦＥＴ１１４Ａを介してＵ相コイル１８Ｕに流れ、さらにＶ相コイル１８ＶとＦＥＴ１１４Ｅとを経由して接地領域に流れている。 In FIG. 3A, a current 140 is a current when the FET 114E is turned on. The current 140 flows to the U-phase coil 18U via the FET 114A that is continuously turned on, and further flows to the ground region via the V-phase coil 18V and the FET 114E.
図３（Ａ）において、電流１４２は、ＦＥＴ１１４Ｅがオフになった場合の電流である。電流１４２は、電流１４０が流れた影響によるものであり、ＦＥＴ１１４Ｅがオフになっても、直前に流れた電流１４０の影響により、電流１４０と同一方向、すなわちＵ相コイル１８ＵからＶ相コイル１８Ｖへ電流を流そうとする起電力によるものである。 In FIG. 3A, the current 142 is a current when the FET 114E is turned off. The current 142 is due to the influence of the current 140, and even when the FET 114E is turned off, due to the influence of the current 140 that has just flowed, the current 142 is in the same direction, that is, from the U-phase coil 18U to the V-phase coil 18V. This is due to the electromotive force that tries to pass an electric current.
電流１４２は、ＦＥＴ１１４Ｅがオフになっているので、接地領域には流れず、Ｕ相コイル１８Ｕ、Ｖ相コイル１８Ｖ、ＦＥＴ１１４Ｂの寄生ダイオード、ＦＥＴ１１４Ａで構成された回路を循環するに留まる。しかしながら、電流１４０、１４２によって、無通電相であるＷ相コイル１８Ｗに生じる誘起電圧が影響されるというおそれがある。電流１４０、１４２によって無通電相に生じた誘起電圧の波形が乱れると、ロータの位置検出が困難になる。 Since the FET 114E is turned off, the current 142 does not flow to the ground region, and only circulates in the circuit composed of the U-phase coil 18U, the V-phase coil 18V, the parasitic diode of the FET 114B, and the FET 114A. However, the currents 140 and 142 may affect the induced voltage generated in the non-energized W-phase coil 18W. If the waveform of the induced voltage generated in the non-energized phase by the currents 140 and 142 is disturbed, it becomes difficult to detect the rotor position.
図３（Ｂ）に示した平衡ＰＷＭ駆動で、電流１４４はＦＥＴ１１４Ａ及びＦＥＴ１１４Ｅがオンになった場合の電流である。電流１４４は、ＦＥＴ１１４Ａを介してＵ相コイル１８Ｕに流れ、さらにＶ相コイル１８ＶとＦＥＴ１１４Ｅとを経由して接地領域に流れている。 In the balanced PWM drive shown in FIG. 3B, the current 144 is a current when the FET 114A and the FET 114E are turned on. The current 144 flows to the U-phase coil 18U via the FET 114A, and further to the ground region via the V-phase coil 18V and the FET 114E.
図３（Ｂ）において、電流１４６は、ＦＥＴ１１４Ｂ及びＦＥＴ１１４Ｄがオンになった場合の電流である。電流１４６は、Ｕ相コイル１８Ｕ及びＶ相コイル１８Ｖにおいて電流１４４と順方向の電流である。ＦＥＴ１１４Ｂ及びＦＥＴ１１４Ｄをオンにする制御は、電流１４４と逆方向の電流を流すものであるが、電流１４４の影響により、ＦＥＴ１１４Ｂ及びＦＥＴ１１４Ｄがオンになった場合であっても、なおも電流１４４と順方向の電流が実際には観測される。しかしながら、ＦＥＴ１１４Ｂ及びＦＥＴ１１４Ｄがオンになることで、電流１４４の影響を受けた電流１４６を減衰させる効果がある。 In FIG. 3B, the current 146 is a current when the FET 114B and the FET 114D are turned on. The current 146 is a current in the forward direction with the current 144 in the U-phase coil 18U and the V-phase coil 18V. The control for turning on the FET 114B and the FET 114D is to pass a current in a direction opposite to the current 144. Directional current is actually observed. However, turning on the FETs 114B and 114D has the effect of attenuating the current 146 affected by the current 144.
ＦＥＴ１１４Ａ及びＦＥＴ１１４Ｅがオンになると、前述のように電流１４４が流れ、ＦＥＴ１１４Ａ及びＦＥＴ１１４Ｅがオフになっても電流１４４の影響による電流１４４と順方向の電流が生じる。しかしながら、ＦＥＴ１１４Ｄ及びＦＥＴ１１４Ｂがオンになることで当該電流を減衰させることが可能なので、当該電流による誘起電圧への影響を抑制でき、ロータの位置検出に至適な信号の抽出が容易となる。 When the FETs 114A and 114E are turned on, the current 144 flows as described above, and even when the FETs 114A and 114E are turned off, the current 144 and the forward current are generated due to the influence of the current 144. However, since the current can be attenuated by turning on the FET 114D and the FET 114B, the influence of the current on the induced voltage can be suppressed, and the optimum signal for the rotor position detection can be easily extracted.
図４は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００において、モータ１１８のコイルに印加される実効的な電圧に係るモータ印加DUTYと、PWM DUTY指令とを対応付けたグラフの一例である。図４の領域８０は、電磁ノイズの発生が所定値以上となる領域である。領域８０は、PWM DUTY指令が示すデューティ比が５０％の場合を中心としている。PWM DUTY指令が示すデューティ比が５０％の場合に電磁ノイズのレベルが大きくなることは、実験により確認されたものである。 FIG. 4 is an example of a graph in which a motor duty DUTY relating to an effective voltage applied to the coil of the motor 118 and a PWM DUTY command are associated with each other in the motor control device 100 according to the present embodiment. A region 80 in FIG. 4 is a region where the generation of electromagnetic noise is a predetermined value or more. The area 80 is centered on the case where the duty ratio indicated by the PWM DUTY command is 50%. It has been confirmed by experiments that the level of electromagnetic noise increases when the duty ratio indicated by the PWM DUTY command is 50%.
イグニッションスイッチ１２４がオンになり、ウォータポンプ１２８の作動を開始させる場合には、片側ＰＷＭ駆動でモータ１１８のコイルに印加する電圧を生成する片側ＰＷＭ駆動出力７４を実行する。そして、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値ＴA以上となった場合には、平衡駆動でモータ１１８のコイルに印加する電圧を生成する平衡駆動出力７６に切り換える。図４に示したように、片側ＰＷＭ駆動出力７４では、PWM DUTY指令が低く、モータ１１８のコイルに印加される実効電圧を示すモータ印加DUTYが低い場合には電磁ノイズの発生は小さい。しかしながら、PWM DUTY指令が高くなりモータ印加DUTYが高くなると、電磁ノイズの発生が大きな領域８０での電圧生成になるからである。 When the ignition switch 124 is turned on and the operation of the water pump 128 is started, the one-sided PWM drive output 74 that generates the voltage applied to the coil of the motor 118 by the one-sided PWM drive is executed. Then, when the duty ratio indicated by the PWM DUTY command becomes equal to or larger than the reference value T A, the balance drive output 76 is switched to generate the voltage applied to the coil of the motor 118 in the balance drive. As shown in FIG. 4, in the one-sided PWM drive output 74, when the PWM DUTY command is low and the motor applied duty indicating the effective voltage applied to the coil of the motor 118 is low, electromagnetic noise is small. However, if the PWM DUTY command becomes high and the motor applied DUTY becomes high, voltage generation will occur in the area 80 where electromagnetic noise is large.
平衡駆動出力７６によってモータ１１８を駆動させる電圧を生成している場合に、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値ＴB以下になった場合には、ＰＷＭの駆動方式を片側ＰＷＭ駆動出力７４に切り換える。図４に示したように、平衡駆動出力７６では、PWM DUTY指令が高く、モータ１１８のコイルに印加される実効電圧を示すモータ印加DUTYが高い場合には電磁ノイズの発生は小さい。しかしながら、PWM DUTY指令が低くなりモータ印加DUTYが低くなると、電磁ノイズの発生が大きな領域８０での電圧生成になるからである。 When the duty ratio indicated by the PWM DUTY command becomes equal to or less than the reference value T B when the voltage for driving the motor 118 is generated by the balanced drive output 76, the PWM drive method is set to the one-side PWM drive output 74. Switch. As shown in FIG. 4, in the balanced drive output 76, when the PWM DUTY command is high and the motor applied duty indicating the effective voltage applied to the coil of the motor 118 is high, the electromagnetic noise is small. However, if the PWM DUTY command becomes low and the motor applied DUTY becomes low, the voltage is generated in the region 80 where the electromagnetic noise is large.
図４に示した場合では、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値ＴA以上になった場合にＰＷＭの駆動方式を平衡駆動出力７６に切り換え、ＰＷＭの駆動方式が平衡駆動出力７６の際にPWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値ＴB以下になった場合にＰＷＭの駆動方式を片側ＰＷＭ駆動出力７４に切り換える。かかる駆動方式の切り換えにより、電磁ノイズの発生が大きな領域８０を回避する。 In the case shown in FIG. 4, when the duty ratio indicated by the PWM DUTY command becomes equal to or larger than the reference value T A , the PWM drive system is switched to the balanced drive output 76, and when the PWM drive system is the balanced drive output 76. When the duty ratio indicated by the PWM DUTY command becomes equal to or less than the reference value T B , the PWM drive system is switched to the one-side PWM drive output 74. By switching the driving method in this way, the area 80 where the electromagnetic noise is large is avoided.
前述のように、PWM DUTY指令のデューティ比が同じであれば、片側ＰＷＭ駆動の方がＵ−Ｖ線間電圧は高くなる。従って、ＰＷＭの駆動方式を片側ＰＷＭ駆動出力７４から平衡駆動出力７６に切り換える際には、モータ１１８のコイルに印加される実効電圧を示すモータ印加DUTYが、駆動方式の切り換えに際して変動しないことを要する。 As described above, if the duty ratios of the PWM DUTY commands are the same, the one-side PWM drive has a higher U-V line voltage. Therefore, when the PWM drive system is switched from the one-sided PWM drive output 74 to the balanced drive output 76, it is necessary that the motor applied duty indicating the effective voltage applied to the coil of the motor 118 does not change when the drive system is switched. ..
図４に示した場合では、片側ＰＷＭ駆動出力７４を実行中、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値ＴA以上になった場合に、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値ＴBとなるようにPWM DUTY指令を変換し、以後、基準値ＴB以上の平衡駆動出力７６に対応したPWM DUTY指令によって平衡駆動出力７６を実行する。 In the case shown in FIG. 4, when the one-sided PWM drive output 74 is being executed, when the duty ratio indicated by the PWM DUTY command becomes equal to or greater than the reference value T A , the duty ratio indicated by the PWM DUTY command becomes the reference value T B. Thus, the PWM DUTY command is converted, and thereafter, the balanced drive output 76 is executed by the PWM DUTY command corresponding to the balanced drive output 76 having the reference value T B or more.
同様に、図４に示した場合では、平衡駆動出力７６を実行中、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値ＴB以下になった場合に、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値ＴAとなるようにPWM DUTY指令を変換し、以後、基準値ＴA以下の片側ＰＷＭ駆動出力７４に対応したPWM DUTY指令によって片側ＰＷＭ駆動出力７４を実行する。 Similarly, in the case shown in FIG. 4, when the duty ratio indicated by the PWM DUTY command becomes equal to or lower than the reference value T B while the balanced drive output 76 is being executed, the duty ratio indicated by the PWM DUTY command indicates the reference value T A. The PWM DUTY command is converted so as to become, and thereafter, the one-side PWM drive output 74 is executed by the PWM DUTY command corresponding to the one-side PWM drive output 74 having the reference value T A or less.
図５は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００において、モータ印加DUTYと、PWM DUTY指令とを対応付けたグラフの他の例である。図５の領域８０は、図４の場合と同様に、電磁ノイズの発生が大きくなる領域であり、PWM DUTY指令が示すデューティ比が５０％の場合を中心としている。 FIG. 5 is another example of a graph in which the motor application duty and the PWM duty command are associated with each other in the motor control device 100 according to the present embodiment. Similar to the case of FIG. 4, the area 80 of FIG. 5 is an area where the generation of electromagnetic noise is large, and is centered on the case where the duty ratio indicated by the PWM DUTY command is 50%.
図５に示した場合も、図４に示した場合と同様に、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値ＴA以上になった場合にＰＷＭの駆動方式を平衡駆動出力７６に切り換え、ＰＷＭの駆動方式が平衡駆動出力７６の際にPWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値ＴB以下になった場合にＰＷＭの駆動方式を片側ＰＷＭ駆動出力７４に切り換える。かかる駆動方式の切り換えにより、電磁ノイズの発生が大きな領域８０を回避する。 Also in the case shown in FIG. 5, as in the case shown in FIG. 4, when the duty ratio indicated by the PWM DUTY command becomes equal to or greater than the reference value T A , the PWM drive system is switched to the balanced drive output 76, and the PWM If the duty ratio indicated by the PWM DUTY command becomes equal to or less than the reference value T B when the driving method is the balanced driving output 76, the PWM driving method is switched to the one-sided PWM driving output 74. By switching the driving method in this way, the area 80 where the electromagnetic noise is large is avoided.
しかしながら、図５に示した場合は、図４に示した場合のように、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値ＴA以上になった場合に変換されたPWM DUTY指令が示すデューティ比は基準値ＴBではなく、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値ＴB以下になった場合に変換されたPWM DUTY指令が示すデューティ比は基準値ＴAではない。 However, in the case shown in FIG. 5, the duty ratio indicated by the converted PWM DUTY command when the duty ratio indicated by the PWM DUTY command becomes equal to or larger than the reference value T A as in the case shown in FIG. The duty ratio indicated by the converted PWM DUTY command when the duty ratio indicated by the PWM DUTY command becomes equal to or smaller than the reference value T B instead of the value T B is not the reference value T A.
図５に示した場合では、基準値ＴAでの片側ＰＷＭ駆動出力７４とモータ印加DUTYが同じになる平衡駆動出力７６でのPWM DUTY指令が示すデューティ比である対応値ＴCを予め記憶装置に記憶する。そして、駆動方式を片側ＰＷＭ駆動出力７４から平衡駆動出力７６に切り換える際に、指令値であるPWM DUTY指令が示すデューティ比を基準値ＴAから対応値ＴCに変更する。 In the case shown in FIG. 5, the corresponding value T C , which is the duty ratio indicated by the PWM DUTY command at the one-sided PWM drive output 74 at the reference value T A and the balanced drive output 76 at which the motor applied duty is the same, is stored in advance in the storage device. Remember. Then, when the drive system is switched from the one-sided PWM drive output 74 to the balanced drive output 76, the duty ratio indicated by the PWM DUTY command, which is a command value, is changed from the reference value T A to the corresponding value T C.
同様に、基準値ＴBでの平衡駆動出力７６とモータ印加DUTYが同じになる片側ＰＷＭ駆動出力７４でのPWM DUTY指令が示すデューティ比である対応値ＴDを予め記憶装置に記憶する。そして、駆動方式を平衡駆動出力７６から片側ＰＷＭ駆動出力７４に切り換える際に、指令値であるPWM DUTY指令が示すデューティ比を基準値ＴBから対応値ＴDに変更する。 Similarly, the corresponding value T D , which is the duty ratio indicated by the PWM DUTY command in the one-sided PWM drive output 74 that makes the motor drive duty the same as the balanced drive output 76 at the reference value T B , is stored in advance in the storage device. Then, when the drive method is switched from the balanced drive output 76 to the one-side PWM drive output 74, the duty ratio indicated by the PWM DUTY command, which is a command value, is changed from the reference value T B to the corresponding value T D.
理論的には、片側ＰＷＭ駆動出力７４から平衡駆動出力７６に切り換える場合にはPWM DUTY指令が示すデューティ比を基準値ＴAから基準値ＴBに、平衡駆動出力７６から片側ＰＷＭ駆動出力７４に切り換える場合にはPWM DUTY指令が示すデューティ比を基準値ＴBから基準値ＴAに、各々変換することで、駆動方式の変更の前後でのモータ印加DUTYの変動を抑制できる。しかしながら、制御の遅れ、制御タイミングのズレ等により、図４に示したような理想的な駆動方式の切り換えが達成できない場合がある。 Theoretically, when switching from the one-sided PWM drive output 74 to the balanced drive output 76, the duty ratio indicated by the PWM DUTY command is changed from the reference value T A to the reference value T B , and from the balanced drive output 76 to the one-sided PWM drive output 74. When switching, the duty ratio indicated by the PWM DUTY command is converted from the reference value T B to the reference value T A , respectively, whereby fluctuations in the motor-applied duty before and after the drive system change can be suppressed. However, there is a case where the ideal switching of the driving method as shown in FIG. 4 cannot be achieved due to delay of control, deviation of control timing, and the like.
制御の遅れ、制御タイミングのズレ等を解消するためには、図４に示した場合よりも早いタイミングで駆動方式の切り換えを行うことが考えられる。例えば、片側ＰＷＭ駆動出力７４を実行中、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値ＴA以上になる前に、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値ＴBとなるようにPWM DUTY指令を変換して平衡駆動出力７６を実行する。しかしながら、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値ＴBとなるようにPWM DUTY指令を変換するタイミングが早過ぎると、駆動方式の切り換えに際してモータ印加DUTYが不連続に変化し、モータ１１８の挙動が不安定になるおそれがある。 In order to eliminate the control delay, the control timing shift, and the like, it is conceivable to switch the drive system at a timing earlier than that shown in FIG. For example, while executing the one-sided PWM drive output 74, the PWM DUTY command is converted so that the duty ratio indicated by the PWM DUTY command becomes the reference value T B before the duty ratio indicated by the PWM DUTY command becomes equal to or greater than the reference value T A. Then, the balanced drive output 76 is executed. However, if the timing for converting the PWM DUTY command so that the duty ratio indicated by the PWM DUTY command becomes the reference value T B is too early, the DUTY applied to the motor changes discontinuously when the drive system is switched, and the behavior of the motor 118 changes. It may become unstable.
図５に示した場合では、ＴD≦ＴA＜ＴB≦ＴCとすることで、制御のタイミングに余裕を持たせることができ、駆動方式の切り換えに際してモータ印加DUTYが不連続に変化することを防止している。なお、ＴD＝ＴA＜ＴB＝ＴCとすると、図４で示した場合になる。 In the case shown in FIG. 5, by setting T D ≦ T A <T B ≦ T C , a margin can be provided in the control timing, and the motor applied duty changes discontinuously when the drive system is switched. To prevent that. If T D = T A <T B = T C , the case shown in FIG. 4 is obtained.
また、図５に示した場合も、図４に示した場合と同様に、マイコン１１０は、駆動方式の切り換えに際して、バッテリ１２０とインバータ回路１１４とモータ１１８とで構成された回路の電圧を計測する電圧センサ１３０によって検出された電圧が変動した場合には、当該電圧の変動を解消するようにPWM DUTY指令のデューティ比を算出する。 Also in the case shown in FIG. 5, as in the case shown in FIG. 4, the microcomputer 110 measures the voltage of the circuit formed by the battery 120, the inverter circuit 114, and the motor 118 when switching the drive system. When the voltage detected by the voltage sensor 130 fluctuates, the duty ratio of the PWM DUTY command is calculated so as to eliminate the fluctuation of the voltage.
図６は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００における処理の一例を示したフローチャートである。図６の処理は、例えば、イグニッションスイッチ１２４がオンになったことで開始される。ステップ５００では、図５に示したように、片側ＰＷＭ駆動出力７４でモータ１１８のコイルに印加する電圧が生成される。 FIG. 6 is a flowchart showing an example of processing in motor control device 100 according to the present embodiment. The process of FIG. 6 is started, for example, when the ignition switch 124 is turned on. In step 500, the voltage applied to the coil of the motor 118 is generated at the one-sided PWM drive output 74, as shown in FIG.
ステップ５０２では、イグニッションスイッチ１２４がオフになった等により、PWM DUTY指令が示すデューティ比が０％になったか否かを判定し、肯定判定の場合には、処理を終了し、否定判定の場合には、手順をステップ５０４に移行させる。 In step 502, it is determined whether or not the duty ratio indicated by the PWM DUTY command is 0% due to the ignition switch 124 being turned off or the like. If the determination is affirmative, the process is terminated, and if the determination is negative, For this, the procedure moves to step 504.
ステップ５０４では、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値ＴA以上になったか否かを判定し、肯定判定の場合には、ステップ５０６で駆動方式を平衡駆動出力７６に切り換える。ステップ５０４で否定判定の場合には、手順をステップ５００に戻し、片側ＰＷＭ駆動出力７４を継続する。 In step 504, it is determined whether the duty ratio indicated by the PWM DUTY command has become equal to or greater than the reference value T A. If the determination is affirmative, the driving method is switched to the balanced drive output 76 in step 506. In the case of a negative determination in step 504, the procedure is returned to step 500 and the one-sided PWM drive output 74 is continued.
ステップ５０８では、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値ＴB以下になったか否かを判定し、否定判定の場合には、手順をステップ５０６に戻し、平衡駆動出力７６を継続し、肯定判定の場合には、手順をステップ５１０に移行させる。 In step 508, it is determined whether the duty ratio indicated by the PWM DUTY command has become equal to or less than the reference value T B. If the determination is negative, the procedure is returned to step 506, the balanced drive output 76 is continued, and the determination is positive. In the case of, the procedure moves to step 510.
ステップ５１０では、イグニッションスイッチ１２４がオフになった等により、PWM DUTY指令が示すデューティ比が０％になったか否かを判定し、肯定判定の場合には、処理を終了し、否定判定の場合には、手順をステップ５００に戻し、片側ＰＷＭ駆動出力７４を実行する。 In step 510, it is determined whether or not the duty ratio indicated by the PWM DUTY command has become 0% due to the ignition switch 124 being turned off or the like. If the determination is affirmative, the processing is ended, and if the determination is negative, To return the procedure to step 500, the one-sided PWM drive output 74 is executed.
以上説明したように、本実施の形態によれば、片側ＰＷＭ駆動での電圧生成で電磁ノイズの発生が大きくなる場合に、片側ＰＷＭ駆動で生成していた電圧と同じ電圧を平衡駆動で生成する。また、平衡駆動での電圧生成で電磁ノイズの発生が大きくなる場合に、平衡駆動で生成していた電圧と同じ電圧を片側ＰＷＭ駆動で生成する。 As described above, according to the present embodiment, when the electromagnetic noise is increased due to the voltage generation in the one-sided PWM driving, the same voltage as the voltage generated in the one-sided PWM driving is generated in the balanced driving. .. Further, when the electromagnetic noise is increased due to the voltage generation in the balanced drive, the same voltage as the voltage generated in the balanced drive is generated by the one-sided PWM drive.
電磁ノイズの発生が大きくなった一方の駆動方式から、電磁ノイズの発生が小さい他方の駆動方式に電圧生成の制御を切り換えることにより、電磁ノイズの発生を抑制できる。 The generation of electromagnetic noise can be suppressed by switching the control of voltage generation from one drive method in which the generation of electromagnetic noise is large to the other drive method in which the generation of electromagnetic noise is small.
１８Ｕ…Ｕ相コイル、１８Ｖ…Ｖ相コイル、１８Ｗ…Ｗ相コイル、７４…片側ＰＷＭ駆動出力、７６…平衡駆動出力、８０…領域、１００…モータ制御装置、１１０…マイコン、１１２…プリドライバ、１１４…インバータ回路、１１４Ａ，１１４Ｂ，１１４Ｃ，１１４Ｄ，１１４Ｅ，１１４Ｆ…ＦＥＴ、１１６…位置検出回路、１１８…モータ、１２０…バッテリ、１２４…イグニッションスイッチ、１２６…水温センサ、１２８…ウォータポンプ、１３０…電圧センサ、１４０，１４２，１４４，１４６…電流、１５２…デッドタイム、１５４Ｕ…Ｕ相電圧、１５４Ｖ…Ｖ相電圧、１５６Ｕ…Ｕ相電圧、１５６Ｖ…Ｖ相電圧、Ｔ1，Ｔ2，Ｔ"１，Ｔ"2，Ｔb…周期、ＴA…第１基準値、ＴB…第２基準値、ＴC，ＴD…対応値、ＶF…順電圧 18U ... U phase coil, 18V ... V phase coil, 18W ... W phase coil, 74 ... One side PWM drive output, 76 ... Balanced drive output, 80 ... Area, 100 ... Motor control device, 110 ... Microcomputer, 112 ... Predriver, 114 ... Inverter circuit, 114A, 114B, 114C, 114D, 114E, 114F ... FET, 116 ... Position detection circuit, 118 ... Motor, 120 ... Battery, 124 ... Ignition switch, 126 ... Water temperature sensor, 128 ... Water pump, 130 ... Voltage sensor, 140, 142, 144, 146 ... Current, 152 ... Dead time, 154U ... U phase voltage, 154V ... V phase voltage, 156U ... U phase voltage, 156V ... V phase voltage, T 1 , T 2 , T " 1 , T " 2 , T b ... Cycle, T A ... First reference value, T B ... Second reference value, T C , T D ... Corresponding value, V F ... Forward voltage
Claims (6)
一方の駆動方式での制御による前記駆動回路の電圧生成において、大きさが所定値以上の電磁ノイズが発生する場合に、切り換え時に生成される電圧が変動しないように前記一方の駆動方式での制御から他方の駆動方式での制御に切り換え、他方の駆動方式での制御により前記駆動回路に電圧を生成させる駆動回路制御部と、
を含み、
前記一方の駆動方式は、低電圧生成において発生する電磁ノイズの大きさが高電圧生成において発生する電磁ノイズの大きさより小さい駆動方式であり、前記他方の駆動方式は、低電圧生成において発生する電磁ノイズの大きさが高電圧生成において発生する電磁ノイズの大きさより大きい駆動方式であるモータ制御装置。 It is possible to control with two different drive methods, and a drive circuit that applies the voltage generated by the control to the windings of the three-phase motor,
In the voltage generation of the drive circuit by the control of one drive method, when electromagnetic noise of a predetermined value or more is generated, the control of the one drive method is performed so that the voltage generated at the time of switching does not change. To the control of the other drive method, and a drive circuit control unit that causes the drive circuit to generate a voltage by the control of the other drive method,
Only including,
The one driving method is a driving method in which the magnitude of electromagnetic noise generated in low voltage generation is smaller than the magnitude of electromagnetic noise generated in high voltage generation, and the other driving method is electromagnetic noise generated in low voltage generation. A motor control device employing a drive system in which the magnitude of noise is larger than the magnitude of electromagnetic noise generated in high voltage generation .
一方の駆動方式での制御による前記駆動回路の電圧生成において、大きさが所定値以上の電磁ノイズが発生する場合に、切り換え時に生成される電圧が変動しないように前記一方の駆動方式での制御から他方の駆動方式での制御に切り換え、他方の駆動方式での制御により前記駆動回路に電圧を生成させる駆動回路制御部と、
を含み、
前記一方の駆動方式及び前記他方の駆動方式は、前記一方の駆動方式で電圧指令値が第１基準値になった場合に前記駆動回路で生成される電圧と、前記他方の駆動方式で電圧指令値が前記第１基準値より大きい第２基準値になった場合に前記駆動回路で生成される電圧とが同じになる駆動方式であり、
前記一方の駆動方式は、電圧指令値が前記第１基準値未満の場合に発生する電磁ノイズの大きさが前記第１基準値以上の場合に発生する電磁ノイズの大きさより小さい駆動方式であり、
前記他方の駆動方式は、電圧指令値が前記第２基準値未満の場合に発生する電磁ノイズの大きさが前記第２基準値以上の場合に発生する電磁ノイズの大きさより大きい駆動方式であるモータ制御装置。 It is possible to control with two different drive methods, and a drive circuit that applies the voltage generated by the control to the windings of the three-phase motor,
In the voltage generation of the drive circuit by the control of one drive method, when electromagnetic noise of a predetermined value or more is generated, the control of the one drive method is performed so that the voltage generated at the time of switching does not change. To the control of the other drive method, and a drive circuit control unit that causes the drive circuit to generate a voltage by the control of the other drive method,
Only including,
The one driving method and the other driving method are the voltage generated by the driving circuit when the voltage command value becomes the first reference value in the one driving method and the voltage command in the other driving method. A driving method in which the voltage generated by the driving circuit is the same when the value becomes a second reference value larger than the first reference value,
The one drive method is a drive method in which the magnitude of electromagnetic noise generated when the voltage command value is less than the first reference value is smaller than the magnitude of electromagnetic noise generated when the voltage reference value is equal to or greater than the first reference value,
The other drive method is a drive method in which the magnitude of electromagnetic noise generated when the voltage command value is less than the second reference value is greater than the magnitude of electromagnetic noise generated when the voltage command value is greater than or equal to the second reference value. Control device.
前記一方の駆動方式は、電圧指令値が前記第１基準値未満の場合に発生する電磁ノイズの大きさが前記第１基準値以上の場合に発生する電磁ノイズの大きさより小さい駆動方式であり、
前記他方の駆動方式は、電圧指令値が前記第２基準値未満の場合に発生する電磁ノイズの大きさが前記第２基準値以上の場合に発生する電磁ノイズの大きさより大きい駆動方式である請求項１記載のモータ制御装置。 The one driving method and the other driving method are the voltage generated by the driving circuit when the voltage command value becomes the first reference value in the one driving method and the voltage command in the other driving method. A driving method in which the voltage generated by the driving circuit is the same when the value becomes a second reference value larger than the first reference value,
The one drive method is a drive method in which the magnitude of electromagnetic noise generated when the voltage command value is less than the first reference value is smaller than the magnitude of electromagnetic noise generated when the voltage reference value is equal to or greater than the first reference value,
The other drive method is a drive method in which the magnitude of electromagnetic noise generated when the voltage command value is less than the second reference value is greater than the magnitude of electromagnetic noise generated when the voltage command value is equal to or greater than the second reference value. The motor control device according to item 1 .
前記他方の駆動方式での制御中に電圧指令値が前記第２基準値未満になった場合に、駆動方式を前記他方の駆動方式の制御から前記一方の駆動方式の制御に切り換えると共に、電圧指令値を前記他方の駆動方式での電圧指令値から前記一方の駆動方式での電圧指令値に切り換える請求項２又は３記載のモータ制御装置。 The drive circuit control unit changes the drive system from the control of the one drive system to the drive system of the other drive system when the voltage command value becomes equal to or more than the first reference value during the control in the one drive system. Along with switching to control, the voltage command value is switched from the voltage command value in the one driving method to the voltage command value in the other driving method,
When the voltage command value becomes less than the second reference value during the control by the other drive system, the drive system is switched from the control of the other drive system to the control of the one drive system and the voltage command is issued. 4. The motor control device according to claim 2, wherein the value is switched from the voltage command value in the other driving method to the voltage command value in the one driving method.
According to the one drive method, one of the windings of one phase is de-energized according to the rotational position of the rotor of the three-phase motor, and one of the windings of the other two phases is energized to the other winding. The drive circuit is controlled as described above, and the other drive method is such that one of the windings of one phase is de-energized according to the rotation position of the rotor of the three-phase motor, and the winding of the other two phases is 6. The drive circuit is controlled so that, after the one winding is energized to the other winding, the energization that attenuates the current flowing from the one winding to the other winding is performed. The motor control device according to claim 1.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2016043783A JP6693178B2 (en) | 2016-03-07 | 2016-03-07 | Motor controller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2016043783A JP6693178B2 (en) | 2016-03-07 | 2016-03-07 | Motor controller |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2017163637A JP2017163637A (en) | 2017-09-14 |
| JP6693178B2 true JP6693178B2 (en) | 2020-05-13 |
Family
ID=59854247
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2016043783A Active JP6693178B2 (en) | 2016-03-07 | 2016-03-07 | Motor controller |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6693178B2 (en) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2020121368A1 (en) * | 2018-12-10 | 2020-06-18 | サンケン電気株式会社 | Motor drive device and motor drive method |
| JP7352492B2 (en) * | 2020-03-02 | 2023-09-28 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | Semiconductor device and motor drive system using it |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4269199B2 (en) * | 1999-08-23 | 2009-05-27 | 株式会社デンソー | Electric power steering control device |
| JP2006149097A (en) * | 2004-11-19 | 2006-06-08 | Sharp Corp | Motor controller |
| JP5018516B2 (en) * | 2008-01-31 | 2012-09-05 | アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 | Rotating electrical machine control device |
| JP6217369B2 (en) * | 2013-12-10 | 2017-10-25 | 株式会社デンソー | Motor control device and motor control method |
-
2016
- 2016-03-07 JP JP2016043783A patent/JP6693178B2/en active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2017163637A (en) | 2017-09-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP5410690B2 (en) | Brushless motor control device and brushless motor | |
| US6528968B2 (en) | Brushless-motor driver in PWM mode | |
| Lai et al. | Novel back-EMF detection technique of brushless DC motor drives for wide range control without using current and position sensors | |
| US8471511B2 (en) | Brushless motor control device and brushless motor | |
| JP5438081B2 (en) | Brushless motor drive device | |
| JP2008141828A (en) | Motor driving device and motor driving method | |
| JP2007110779A (en) | Motor drive and driving method | |
| JP6089978B2 (en) | PAM drive device for switched reluctance motor | |
| JP2012165603A (en) | Drive unit of sensorless brushless motor | |
| JP6475182B2 (en) | Motor drive control device | |
| US20120181959A1 (en) | Driving apparatus of sensorless brushless motor | |
| JP5188723B2 (en) | Switched reluctance motor controller | |
| JP5561792B2 (en) | Brushless motor drive device | |
| JP2010045941A (en) | Motor control circuit, fan driver for vehicle and motor control method | |
| JP5916201B2 (en) | Switched reluctance motor controller | |
| JP6693178B2 (en) | Motor controller | |
| JP2019213367A (en) | Control method of brushless dc motor and control apparatus | |
| JP2008259360A (en) | Energization control circuit for brushless motor | |
| US11296625B2 (en) | Control device and control method for synchronous electric motor | |
| JP5968738B2 (en) | Brushless motor control device | |
| JP5852088B2 (en) | Brushless motor drive device | |
| KR102238456B1 (en) | Driving Circuit for driving switched reluctance motor | |
| JP5923437B2 (en) | Synchronous motor drive system | |
| JP2014233185A (en) | Drive control method of switched reluctance motor and drive controller of switched reluctance motor | |
| JP6493068B2 (en) | Motor control device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A712 Effective date: 20180409 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20180427 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20181220 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20191016 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20191029 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20191223 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20200317 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20200330 |
|
| R151 | Written notification of patent or utility model registration |
Ref document number: 6693178 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |