JP2010045941A - Motor control circuit, fan driver for vehicle and motor control method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ブラシレスDCモータを位置センサ等を使用せずに駆動制御する、モータ制御回路および制御方法,並びに前記モータ制御回路を備えてなる車両用ファン駆動装置に関する。 The present invention relates to a motor control circuit and a control method for driving and controlling a brushless DC motor without using a position sensor or the like, and a fan drive device for a vehicle including the motor control circuit.
ブラシレスDCモータを駆動する場合に、ホールIC等の位置センサを使用することなく駆動する制御方式としては、通電角が180°未満時の方式と、通電角を180°として正弦波状の電圧で駆動する方式の2つに大別される。通電角が180°未満時の制御方式は、通電休止期間に巻線に発生する誘起電圧のゼロクロス点を検出して位置推定を行い駆動制御する方式であり、簡単なロジックで実現することができる。 When driving a brushless DC motor, there are two control methods for driving without using a position sensor such as a Hall IC, and for driving with a sine wave voltage when the conduction angle is less than 180 °, and with a conduction angle of 180 °. It is roughly divided into two types. The control method when the energization angle is less than 180 ° is a method in which drive control is performed by detecting the zero cross point of the induced voltage generated in the winding during the energization stop period and performing position control, and can be realized with simple logic. .
一方、通電角を180°として正弦波状の電圧で駆動する方式は、通電休止区間に発生する誘起電圧による位置推定ができないため、巻線の電圧と巻線の電流、モータの定数から高速に演算することにより位置推定を行い駆動制御する。この方式では、正弦波状の電圧を与えるためトルクリップルが非常に小さく騒音や振動等を抑制できるが、高精度な電流センサ等が必要となり、また高速演算を行うための高性能なマイコン等が必要となる。 On the other hand, the method of driving with a sinusoidal voltage with an energization angle of 180 ° cannot calculate the position based on the induced voltage generated in the energization pause period, so it calculates at high speed from the winding voltage, winding current, and motor constants. Thus, the position is estimated and the drive is controlled. In this method, a sinusoidal voltage is applied, so torque ripple is very small and noise and vibration can be suppressed. However, a highly accurate current sensor is required, and a high-performance microcomputer is required for high-speed computation. It becomes.
上述したセンサレス制御では、モータが停止中である場合、若しくは回転速度が低い領域では位置検出ができなくなるため、強制転流を行うことで同期モータとして起動を行いセンサレス制御に切り替えるようにしている。
ところが、例えば車両、特にエンジンルームに搭載されるモータは動作環境が非常に厳しく、高温となる環境下ではロータマグネットの磁束が低下するため、回転時にステータ巻線に発生する誘起電圧の振幅レベルも低下して、センサレス制御に移行できなくなることが想定される。また、長期間使用している間にロータマグネットに錆が発生した場合も、磁束が低下する。
In the sensorless control described above, the position cannot be detected when the motor is stopped or in a region where the rotational speed is low. Therefore, the synchronous motor is started up by forced commutation and switched to the sensorless control.
However, for example, a motor mounted in a vehicle, particularly in an engine room, has a very severe operating environment, and the magnetic flux of the rotor magnet decreases in an environment where the temperature is high. Therefore, the amplitude level of the induced voltage generated in the stator winding during rotation is also low. It is assumed that it will drop and it will become impossible to transfer to sensorless control. Also, the magnetic flux decreases when rust occurs on the rotor magnet during long-term use.
特許文献1には、同期運転からセンサレス制御への移行が失敗したと判定すると、強制転流時の印加電圧を上昇させたり、センサレス制御に切り替える回転数を上げるなどして再試行する技術が開示されている。
しかしながら、特許文献1のような方式では、センサレス制御への移行失敗の原因が上記のように環境的なものや経年変化による場合には、制御態様を変化させただけでは本質的な問題の解決にはならず、再起動を繰り返すおそれがある。そして、印加電圧を上昇させたり回転数を上げるなどして従来の矩形波状の駆動信号により強制転流させると、駆動時の騒音がより大きくなることから、車両の乗員に対して徒に不快感を与えるだけになりかねない。
However, in the method as disclosed in
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、ブラシレスDCモータを起動した後、センサレス制御への移行が困難であると判断される場合でも、モータを確実に駆動できるモータ制御回路及びモータ制御方法,並びに前記モータ制御回路を備えてなる車両用ファン駆動装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a motor control capable of reliably driving the motor even when it is determined that it is difficult to shift to the sensorless control after starting the brushless DC motor. An object of the present invention is to provide a circuit and motor control method, and a vehicle fan driving device including the motor control circuit.
請求項1記載のモータ制御回路によれば、180°未満の通電角で、通電休止区間に発生する誘起電圧により位置推定し通電を行うセンサレス制御方式によりブラシレスDCモータを駆動制御する場合、起動制御手段は、モータがセンサレス制御を適用できない停止状態又は低速回転状態にある場合に起動指令が与えられると、相補PWM制御によりモータへの印加電圧振幅が緩やかに変化するようにした駆動信号の強制転流により当該モータを起動した後に、センサレス制御に切替える。
尚、ここで言う「相補PWM制御」とは、インバータ回路を介してモータをPWM制御する場合、インバータ回路を構成する上アーム側,下アーム側のスイッチング素子を双方ともPWM制御するものを示す。
According to the motor control circuit of
Here, “complementary PWM control” refers to a method in which both the upper arm side and lower arm side switching elements constituting the inverter circuit are PWM controlled when the motor is PWM controlled via an inverter circuit.
すなわち、定常的なセンサレス方式による駆動状態では、モータに対して180°未満の通電角により滑らかさを欠く電圧波形(例えば、120°の矩形波電圧波形)を印加してもモータの駆動音が問題とならないようなアプリケーションであっても、モータを停止状態から、若しくはセンサレス制御が適用できないレベルの低速回転状態にある状態から起動する際には、駆動音が問題となる場合がある。その一方で、モータを確実に起動するためのトルクを付与する必要がある。
そこで、停止状態若しくは低速回転状態からモータを起動する場合には、相補PWM制御によりモータへの印加電圧振幅が緩やかに変化するようにした駆動信号の強制転流を行うようにすれば、駆動音の発生を抑制しつつ、上記駆動信号の電圧レベルや周波数を適宜調整することで、モータを確実に起動するためのトルクを与えることも可能となる。
That is, in a driving state by a steady sensorless system, even if a voltage waveform lacking smoothness (for example, a rectangular wave voltage waveform of 120 °) is applied to the motor due to a conduction angle of less than 180 °, the driving sound of the motor is not generated. Even in an application that does not cause a problem, the drive sound may be a problem when the motor is started from a stopped state or from a low-speed rotation state at a level where sensorless control cannot be applied. On the other hand, it is necessary to apply a torque for reliably starting the motor.
Therefore, when the motor is started from a stopped state or a low-speed rotation state, if the drive signal is forcedly commutated so that the amplitude of the voltage applied to the motor changes gently by complementary PWM control, the drive sound By appropriately adjusting the voltage level and frequency of the drive signal while suppressing the occurrence of the above, it is possible to give torque for reliably starting the motor.
そして、起動制御手段は、センサレス制御への切替えを所定回数試行してもセンサレス制御への移行ができなかった場合は、強制転流によるモータの駆動をそのまま継続させる。すなわち、センサレス制御への移行失敗の原因が、上述のように動作環境が高温状態にある場合や、ロータマグネットに錆が発生したこと等による場合には、再試行を繰り返しても移行が成功する確率は極めて低いと考えられる。したがって、そのような場合には、センサレス制御への移行を中止してそのまま強制転流で駆動すれば、モータを確実に駆動することができる。この場合の強制転流は、起動時と同様に、相補PWM制御により電圧振幅を緩やかに変化させた駆動信号を印加して行うので、駆動音の発生を抑制しつつモータの駆動を継続することができる。 Then, the activation control means continues to drive the motor by forced commutation when the switch to the sensorless control cannot be made even after a predetermined number of attempts to switch to the sensorless control. That is, if the cause of the failure to shift to sensorless control is due to the operating environment being in a high temperature state as described above, or rusting in the rotor magnet, the transition is successful even after repeated retries. Probability is considered very low. Therefore, in such a case, the motor can be reliably driven by stopping the shift to the sensorless control and driving it with forced commutation as it is. In this case, the forced commutation is performed by applying a drive signal whose voltage amplitude is gently changed by complementary PWM control as in the start-up, so that driving of the motor is continued while suppressing generation of driving sound. Can do.
請求項2記載のモータ制御回路によれば、起動用駆動信号の波形を、電気角60°未満の区間毎にモータへの印加電圧振幅が変化するように設定される擬似正弦波とする。すなわち、擬似的な正弦波状の駆動信号(平均電圧が正弦波状となるPWM信号)を用いることで、モータを滑らかに起動して駆動音の発生を抑制することができる。 According to the motor control circuit of the second aspect, the waveform of the starting drive signal is a pseudo sine wave that is set so that the amplitude of the voltage applied to the motor changes for each section having an electrical angle of less than 60 °. That is, by using a pseudo sinusoidal drive signal (a PWM signal with an average voltage having a sine wave shape), it is possible to smoothly start the motor and suppress the generation of drive sound.
請求項3記載のモータ制御回路によれば、起動制御手段は、モータが3相である場合、擬似正弦波状の起動用駆動信号を2相変調方式によりモータに印加するので、PWM制御においてスイッチング素子がスイッチングを行う回数をトータルで少なくすることができる。また、同時にスイッチングを行う素子を6個から4個にすることができる為、装置全体の発熱を抑制できる。さらにスイッチング素子を駆動する回路の消費電流も減らすことができる。 According to the motor control circuit of the third aspect, when the motor has three phases, the start control means applies the pseudo sine wave start drive signal to the motor by the two-phase modulation method. The total number of times of switching can be reduced. Further, since the number of elements that perform switching at the same time can be changed from six to four, heat generation of the entire apparatus can be suppressed. Furthermore, the current consumption of the circuit for driving the switching element can be reduced.
請求項4記載のモータ制御回路によれば、起動用駆動信号の波形を台形波状に変化するように設定するので、電圧変化に所定の傾きを与える部分によってモータを滑らかに起動することができる。 According to the motor control circuit of the fourth aspect, since the waveform of the drive signal for starting is set to change in a trapezoidal shape, the motor can be started smoothly by a portion that gives a predetermined inclination to the voltage change.
請求項5記載のモータ制御回路によれば、起動用駆動信号の波形を三角波状に変化するように設定するので、この場合も電圧変化に所定の傾きを与える部分によってモータを滑らかに起動することができる。 According to the motor control circuit of the fifth aspect, the waveform of the drive signal for starting is set so as to change in a triangular wave shape. In this case as well, the motor is started smoothly by a portion that gives a predetermined inclination to the voltage change. Can do.
請求項6又は7記載のモータ制御回路によれば、起動制御手段は、強制転流時における起動用駆動信号のモータ印加電圧振幅(請求項6)を次第に増加させたり、周波数に対するモータ印加電圧振幅を一定比で次第に増加させるので(請求項7)、起動をより滑らかに及び確実に行うことができる。
According to the motor control circuit of
請求項8記載のモータ制御回路によれば、起動制御手段は、起動用駆動信号のパラメータ初期値及び増加量を格納する記憶手段を備えて初期値及び増加量を可変出来るようにしたので、例えば使用するモータの特性等に応じて、記憶手段に格納される初期値及び増加量に応じて印加する駆動信号をどのように変化させるかを決定できる。 According to the motor control circuit of the eighth aspect, the start control means includes the storage means for storing the parameter initial value and the increase amount of the start drive signal so that the initial value and the increase amount can be varied. It is possible to determine how to change the drive signal to be applied according to the initial value and the increase amount stored in the storage means according to the characteristics of the motor to be used.
請求項9記載の車両用ファン駆動装置によれば、請求項1ないし8の何れかに記載のモータ制御回路を備えて、モータにより車両に搭載されるファンを駆動する。すなわち、車両用のファンを定常的に駆動している状態では風切り音が発生するため、モータの駆動音が発生しても車両の乗員に対してマスキングされ、異音として聞こえず問題はない。しかし、回転停止状態や低速回転状態からモータを起動する場合には、風切り音が殆ど発生していないため駆動音がマスキングされ難くなるので、本願発明のモータ制御回路を極めて有効に適用できる。 According to the vehicle fan drive device of the ninth aspect, the motor control circuit according to any one of the first to eighth aspects is provided, and the fan mounted on the vehicle is driven by the motor. That is, a wind noise is generated in a state where the vehicle fan is constantly driven. Therefore, even if a motor driving sound is generated, it is masked by the vehicle occupant and cannot be heard as an abnormal sound, so there is no problem. However, when the motor is started from the rotation stop state or the low-speed rotation state, since the wind noise is hardly generated, the driving sound is difficult to be masked, so that the motor control circuit of the present invention can be applied very effectively.
(第1実施例)
以下、本発明を車両用ファン駆動装置に適用した場合の第1実施例について図1ないし図4を参照して説明する。図1は、車両に搭載されるファンモータをPWM制御により矩形波通電して駆動する装置の一構成例を示すものである。ファン駆動装置1は、例えばECU(Electronic Control Unit)などの上位コントローラ2よりPWM信号として与えられるファンの回転速度指令を信号処理部3で受けると、PWM信号のデューティに応じた電圧信号を変換生成して回転数指令変換回路4に出力する。上位コントローラ2は、例えばラジエータ内部の水温を検知する水温センサ(図示せず)や車両速度を検知する車速センサなどからの出力信号を受けて、それらの検知結果に応じた回転速度指令を出力するものである。
(First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment in which the present invention is applied to a vehicle fan drive device will be described with reference to FIGS. FIG. 1 shows an example of the configuration of an apparatus for driving a fan motor mounted on a vehicle by applying a rectangular wave by PWM control. When the
回転数指令変換回路4は、上記電圧信号に応じて回転数指令を決定し、デューティ(DUTY)演算回路5に出力する。ファン6は、3相ブラシレスDCモータ7によって回転駆動されるようになっており、モータ7の回転状態は位置検出回路8により検出される。位置検出回路8は、例えばモータ7の巻線に発生する誘起電圧波形に基づいて(所謂位置センサレス方式)回転を検出するように構成されている。
The rotation speed
回転数検出回路9は、位置検出回路8によって出力される検出信号(モータ7を構成するロータの回転位置信号)に基づいてモータ7の回転数を算出し、デューティ演算回路5の入力側に出力する。そして、回転数検出回路9によって算出された回転数と、回転数指令変換回路4によって出力される回転数指令との差分が減算器10により演算され、デューティ演算回路5に対しては、上記減算結果が入力されるようになっている。
The rotation
デューティ演算回路5は、上記減算結果に基づいて例えばPI(比例積分)制御を行うことでデューティ指令を演算し、そのデューティ指令はデューティ指令選択/電圧補正回路11に出力される。デューティ指令選択/電圧補正回路11は、車両のバッテリ12の電圧VBに応じてデューティ演算回路5より与えられるデューティ指令を補正すると共に、強制転流時デューティ指令生成回路13より与えられる切替え信号に応じて、PWM信号生成回路14に出力するデューティ指令の形態を切替える。
The
すなわち、強制転流時デューティ指令生成回路13より、強制転流時に対応するデューティ指令を出力するための切替え信号が与えられると、デューティ指令選択/電圧補正回路(以下、単にデューティ指令選択回路と称す)11は、正弦波状のPWMデューティ指令を(図3(a)参照)3相分(位相がそれぞれ120°異なる)出力する。一方、上記の切替え信号が与えられない場合には、デューティ演算回路5より与えられるデューティ指令をそのまま出力する。また、デューティ指令選択回路11は、必要に応じてEEPOM24(記憶手段)より制御に必要なデータを読み出すようになっている。
That is, when a switching signal for outputting a duty command corresponding to forced commutation is given from the forced commutation duty
PWM信号生成回路14には、デューティ指令選択回路11より与えられる補正されたデューティ指令と内部で生成されたPWM制御の搬送波との振幅を比較することでPWM信号を生成し、6個のANDゲート15(UU,UD,VU,VD,WU,WD)の入力端子に出力するようになっている。U相信号は、ANDゲート15UUと共にNOTゲート16Uを介してANDゲート15UDに、V相信号は、ANDゲート15VUと共にNOTゲート16Vを介してANDゲート15VDに、W相信号は、ANDゲート15WUと共にNOTゲート16Wを介してANDゲート15WDにそれぞれ出力されている。
The PWM
位置検出回路8によって出力される検出信号は通電相振り分け回路17にも与えられており、通電相振り分け回路17は、上記検出信号が示すロータの回転位置に応じて矩形波による120度通電パターン信号を生成すると、各ANDゲート15の残りの入力端子に出力する。
The detection signal output by the
ANDゲート15UU,15VU,15WUは、通電相振り分け回路17より与えられる通電パターン信号がハイレベルとなる期間に、PWM信号生成回路14により生成されたPWM信号をハイサイド信号として、ノンオーバーラップ設定部25を介してゲートドライブ回路18に出力する。また、ANDゲート15UD,15VD,15WDよりノンオーバーラップ設定部25を介してゲートドライブ回路18に与えられる信号が、ロウサイド信号となる。ここでの信号の「H」はMOSの駆動をONする信号で、「L」はMOSの駆動をOFFする信号とする。
The AND gates 15U U , 15V U , and 15W U are non-overrun using the PWM signal generated by the PWM
インバータ回路19は、例えば6個のパワーMOSFET19UU,19VU,19WU(これらはPチャネル),19UD,19VD,19WD(これらはNチャネル)を3相ブリッジ接続して構成されており、ゲートドライブ回路18より出力されるゲート信号は、上記各FET19UU〜19WD(スイッチング素子)の各ゲートに与えられる。そして、インバータ回路19の各相出力端子は、モータ7の各相巻線7U,7V,7Wに接続されている。
The
尚、ノンオーバーラップ設定部25は、インバータ回路19の上アーム側FET19UU,19VU,19WUと、それらに対応する下アーム側FET19UD,19VD,19WDとが同時にONすることで貫通電流が流れるのを防止するため、PWM信号のレベルがハイ,ロウに遷移する間に、双方のFETが同時にOFFする期間(ノンオーバーラップ期間)を設定するために配置されている。また、このようなノンオーバーラップ設定部は、ANDゲート15やNOTゲート16などのロジック回路と併せて一体に構成される場合もある。ノンオーバーラップ期間は、正弦波の歪みが増大しないように、極力「0」に近い値とするのが好ましい。
Incidentally, the non-overlap setting unit 25, the arm-side FET19U U of
インバータ回路19の下アーム側とグランドとの間には、電流検出用のシャント抵抗(電流検出手段)20が接続されており、そのシャント抵抗20の端子電圧は電流検出回路(電流検出手段)21により検出されると、強制転流時デューティ指令生成回路13に与えられている。尚、シャント抵抗20や電流検出回路21は、一般には脱調や過負荷等に起因する過電流検出などに使用されるもので、検出電流を上記指令生成回路13に与える場合の作用については、後述の第2実施例で説明する。また、上記の脱調や過負荷等に起因する過電流時の動作および回路については、本願発明と直接関係ないので省略する。
A current detecting shunt resistor (current detecting means) 20 is connected between the lower arm side of the
回転数検出回路9の出力信号は駆動方法判定回路22にも与えられており、駆動方法判定回路22は、モータ7の回転数の高低により、駆動方法切替え信号を強制転流時デューティ指令生成回路13並びに通電相振り分け回路17に出力する。
以上において、位置検出回路8,回転数検出回路9,デューティ指令選択回路11,強制転流時デューティ指令生成回路13,駆動方法判定回路22は、起動制御手段23を構成している。
The output signal of the rotation
In the above, the
次に、本実施例の作用について図2ないし図4も参照して説明する。図2は、駆動装置1の起動制御手段23を中心とする回路動作を示すフローチャートである。上位コントローラ2がファン6の回転速度指令を出力すると、信号処理部3は、その指令を信号処理した電圧信号を回転数指令変換回路4に出力する(ステップS1)。すると、回転数指令変換回路4は、上記電圧信号に応じて回転数指令を決定し、デューティ演算回路5に出力する(ステップS2)。
Next, the operation of this embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 2 is a flowchart showing a circuit operation centering on the activation control means 23 of the
続いて、駆動方法判定回路22は、その時点のモータ7の回転数を回転数検出回路9により検出し(ステップS3)、その回転数が所定値Nmin「rpm」以下であるか否かを判定する(ステップS4)。例えばモータ7が停止していたり、若しくはモータ7が駆動装置1により駆動されていないがファン6が走行風を受けて低速で回転しているような場合は(YES)、例えばインバータ回路19における上アーム:V,W相から下アーム:U相に直流通電を行い、モータ7のロータ位置決めを行う(ステップS5)。
Subsequently, the drive
この時、駆動方法判定回路22は、駆動方法の切替え信号をアクティブにするが、通電相振り分け回路17は、上記切替え信号がアクティブになった時点から所定時間だけANDゲート15UD,15VU,15WUだけにハイレベル信号を出力する。また、デューティ指令選択回路11は、上記切替え信号が強制転流時デューティ指令生成回路13を介して与えられると、PWMデューティ指令を所定時間だけ所定のDUTYで出力する(例えば、10%)。このDUTYは、ロータの位置決めが可能なトルクが発生できるDUTYを適宜設定すればよい。
At this time, the driving
ステップS5でロータ位置決めを行うと、続いて強制転流時デューティ指令生成回路13は、図3(a)に示すような正弦波状の駆動信号(3相)をモータ7に印加するためのデューティ指令をデューティ指令選択回路11に出力する。すると、デューティ指令選択回路11は、強制転流時デューティ指令生成回路13より与えられたデューティ指令を選択してPWM信号生成回路14に出力し、モータ7を強制転流により起動する(ステップS6)。
When rotor positioning is performed in step S5, the forced commutation duty
この場合、通電相振り分け回路17は、全てのANDゲート15にハイレベル信号を出力し、インバータ回路19の上アーム,下アームのON/OFF切り替えは、PWM信号生成回路14が出力するPWM信号のみで行う。その結果、PWMの制御形態は相補型の3相変調となり、強制転流時の駆動信号波形は、図4に示すように平均電圧が正弦波状のPWM波形となる。
In this case, the energized
ここで、駆動信号波形を図3(a)のような正弦波状とするものに替えて、図3(b)に示すように、同様な正弦波状の信号を2相変調方式によって印加しても良い。すなわち、3相の内何れか1相はスイッチング動作させず(上アームをOFF,下アームはON状態)に維持する間、残りの2相間で相補PWM制御でスイッチング動作を行う。 Here, instead of the drive signal waveform having a sine wave shape as shown in FIG. 3A, a similar sine wave signal may be applied by the two-phase modulation method as shown in FIG. 3B. good. That is, while any one of the three phases is not switched (the upper arm is OFF and the lower arm is ON), the switching operation is performed by complementary PWM control between the remaining two phases.
ステップS6で強制転流を行っている間、強制転流の周波数を次第に増加させ(ステップS6a)、その周波数が所定値Fchange[Hz]以上となったか否かを判定する(ステップS7)。そして、モータ7の強制転流周波数が所定値Fchange[Hz]以上になると(YES)、駆動方法判定回路22は駆動方法切替え信号をインアクティブにする。すると、通電相振り分け回路17は、所定時間だけ全てのANDゲート15にロウレベル信号を出力し、インバータ回路19による通電をOFFにして、モータ6をフリーラン状態にする(ステップS8)。ここで、通電をOFFする期間は、電気角で360°以上とする。
While performing forced commutation in step S6, the frequency of forced commutation is gradually increased (step S6a), and it is determined whether or not the frequency is equal to or higher than a predetermined value Fchange [Hz] (step S7). When the forced commutation frequency of the
上記の通電OFF期間が経過すると、この段階ではモータ7の回転数がある程度上昇しているので、位置検出回路8がモータ7の巻線7U〜7Wに発生する誘起電圧のゼロクロス点に基づくロータ位置検出を行うことが十分可能な状態にある。したがって、デューティ指令選択回路11は、矩形波状の駆動信号を印加するためのPWMデューティ指令を出力するように切り替え、通電相振り分け回路17は、3相振り分け用の信号出力を開始してセンサレス制御に移行する(ステップS9)。
When the energization OFF period elapses, the rotational speed of the
以降は、ステップS4で「NO」と判定してステップS9に移行することになり、モータ7は、センサレス制御方式により矩形波状の駆動信号が印加されて駆動される。
尚、ステップS7における所定値Fchangeの設定については、例えば、モータ7の巻線7U〜7Wに発生する誘起電圧の振幅が、センサレス制御による位置推定が可能となるレベルに達するような周波数とする。また、その条件に加えて、モータ7によるファン6の駆動騒音が、矩形波のセンサレス制御によるモータ7の駆動騒音以上となるような周波数としても良い。後者のように設定した場合、低回転領域においてファン6の騒音が小さい領域で、矩形波によるモータ7単体の駆動騒音が、ファン6の駆動騒音にマスクされ異音として聞こえなくなる。
Thereafter, “NO” is determined in step S4, and the process proceeds to step S9. The
The setting of the predetermined value Fchange in step S7 is, for example, a frequency at which the amplitude of the induced voltage generated in the windings 7U to 7W of the
ステップS9の実行後は、モータ7の回転数が所定値Nmin「rpm」以上であるか否かを判定する(ステップS21)。この段階で、回転数がNmin以上であれば(YES)、センサレス制御へ正常に移行したと判断できるので、ステップS1に戻って駆動制御をそのまま継続する。
After execution of step S9, it is determined whether or not the rotational speed of the
一方、モータ7の回転数がNmin未満であれば(NO)、センサレス制御への移行が失敗、すなわちモータ7の起動が失敗したと判断されるので、起動が失敗した回数をカウンタによりカウントする(ステップS22)。そして、そのカウンタの値が所定値A(例えば「3」)に達していなければ(ステップS23:NO)ステップS5に戻り、位置決めから強制転流,センサレス制御への切り替えを再試行する。
On the other hand, if the rotational speed of the
センサレス制御への移行失敗が連続することで、起動失敗回数カウンタの値が所定値A以上になると(ステップS23:YES)、ステップS5,S6と同様にロータの位置決めを行った後(ステップS24)、正弦波状のPWM駆動波形によりモータ7を強制転流させる(ステップS25)。
すなわち、センサレス制御への移行失敗の原因が、動作環境が高温状態にある場合や、ロータマグネットに錆が発生したこと等による場合には、再試行を繰り返しても移行が成功する確率は極めて低いと考えられる。したがって、そのような場合には、センサレス制御への移行を中止してそのまま強制転流で駆動すれば、モータ7を確実に駆動できる。
If the value of the start failure frequency counter becomes equal to or greater than the predetermined value A (step S23: YES) due to continuous failure to shift to sensorless control, the rotor is positioned as in steps S5 and S6 (step S24). The
In other words, if the cause of the failure to shift to sensorless control is due to the operating environment being at a high temperature or due to rusting on the rotor magnet, the probability of successful transition is extremely low even after repeated retries. it is conceivable that. Therefore, in such a case, the
以上のように本実施例によれば、駆動装置1の起動制御手段23は、車両用のファン6を回転させるモータ7について、センサレス制御を適用できない停止状態又は低速回転状態にある場合に上位コントローラ2により起動指令が与えられると、相補PWM制御による擬似的な正弦波状の駆動信号を印加する強制転流によってモータ7を起動した後に、センサレス制御に切替えるようにした。
すなわち、車両用のファン6を定常的に駆動している状態では風切り音が発生するため、モータ7に矩形波状の駆動電圧を印加することで駆動音が発生しても車両の乗員に対してマスキングされるので問題はない。しかし、回転が停止している状態や低速回転状態からモータ7を起動する場合には、駆動音がマスキングされ難くなり駆動音が問題となる。また、モータ7を確実に起動するためのトルクを付与する必要性もある。
As described above, according to the present embodiment, the start control means 23 of the
That is, wind noise is generated when the
したがって、モータ7を起動する場合は正弦波状の駆動信号を印加して強制転流を行うことで、モータ7を滑らかに起動して駆動音の発生を抑制しつつ、上記駆動信号の電圧レベルや周波数を適宜調整することでモータ7を確実に起動するためのトルクを与えることも可能となる。その場合、図3(b)に示すように、擬似正弦波状の起動用駆動信号を2相変調方式でモータ7に印加すれば、PWM制御によりインバータ回路19の各FETがスイッチングを行う回数をトータルで少なくすることができ、ゲートドライブ回路18の駆動電流を低減できると共に、スイッチング損失(各FETの発熱)を抑制できる。
Therefore, when starting the
また、起動制御手段23は、強制転流を行なった後、モータ7に対する通電を所定期間,例えば切替えを行う時点の回転数で電気角360°以上だけOFFしてからセンサレス制御に切替えるので、駆動方式を切り替える場合のインターバルを十分に確保して切り替えを滑らかに行うことができる。更に、直流通電7によりモータのロータを位置決めしてから強制転流を開始するので、モータ7の起動を、ロータ位置が決まった状態から滑らかに開始することができる。
In addition, after the forced commutation is performed, the activation control means 23 switches to sensorless control after turning off the energization of the
加えて、起動制御手段23は、センサレス制御への切替えを所定回数:A回試行しても移行ができなかった場合は、強制転流によるモータ7の駆動をそのまま継続させるようにした。したがって、動作環境が高温状態にあったり、ロータマグネットに錆が発生したこと等が移行失敗の原因である場合でも、モータ7を確実に駆動することができる。そして、この場合の強制転流は、起動時と同様に、相補PWM制御により電圧振幅を緩やかに変化させた駆動信号を印加して行うので、駆動音の発生を抑制しつつモータ7の駆動を継続することができる。
In addition, the activation control means 23 continues the drive of the
(第2実施例)
図5は本発明の第2実施例を示すものであり、第1実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。第2実施例の構成は第1実施例と同様であり、電流検出回路21を使用する場合の作用について説明する。図2相当図である図5において、ステップS5で直流励磁によるロータ位置決めを行うと、デューティ指令選択回路11は、その際にシャント抵抗20に流れる電流値を、電流検出回路21を介して検出する(ステップS11)。そして、その電流値の大きさに応じて、起動用の駆動信号である擬似正弦波の電圧振幅(最大値)を可変設定する。
(Second embodiment)
FIG. 5 shows a second embodiment of the present invention. The same parts as those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. Hereinafter, different parts will be described. The configuration of the second embodiment is the same as that of the first embodiment, and the operation when the
すなわち、モータ7の巻線の抵抗は周囲温度に応じて変化するので、位置決めの際に巻線に印加する電圧に応じて電流はその時点の巻線抵抗値を反映している。したがって、上記電流に応じて起動用駆動信号の電圧振幅を設定すれば、周囲温度が異なる場合でもモータ7の巻線7U〜7Wに略同じ電流を流して、安定した起動を行うことができる。
That is, since the resistance of the winding of the
(第3実施例)
図6は本発明の第3実施例を示すものである。第3実施例では、起動用駆動信号の電圧を次第に増加させる(ステップS14)。すなわち、正弦波状に変化する振幅の最大値を、ステップS14を実行する毎に増加させる。例えば、印加電圧の上限に達するまでの間に、その上限の1%分ずつ増加させる。これにより、モータ7をより滑らかに及び確実に起動することができる。
(Third embodiment)
FIG. 6 shows a third embodiment of the present invention. In the third embodiment, the voltage of the activation drive signal is gradually increased (step S14). That is, the maximum value of the amplitude that changes sinusoidally is increased every time step S14 is executed. For example, it increases by 1% of the upper limit until the upper limit of the applied voltage is reached. Thereby, the
(第4実施例)
図7は本発明の第4実施例を示すものである。第4実施例では、第3実施例のステップS14に替わるステップS15において、起動用駆動信号の転流周波数と電圧とを同一の所定比で順次増加させる。例えば、周波数を2.5Hz〜25Hzまで0.05Hz/msの割合で増加させながら強制転流を行うとき、デューティを15%から0.36%/Hzの比率で上昇させる。これにより、モータ7を一層滑らかに及び確実に起動することができる。
(Fourth embodiment)
FIG. 7 shows a fourth embodiment of the present invention. In the fourth embodiment, in step S15 instead of step S14 in the third embodiment, the commutation frequency and voltage of the drive signal for activation are sequentially increased at the same predetermined ratio. For example, when forced commutation is performed while increasing the frequency from 2.5 Hz to 25 Hz at a rate of 0.05 Hz / ms, the duty is increased from 15% to 0.36% / Hz. Thereby, the
(第5実施例)
図8は本発明の第5実施例を示すものである。第5実施例では、第4実施例と同様に起動用駆動信号の転流周波数と電圧(パラメータ)とを双方共に順次増加させるが、それらの初期値並びに増加量をデータとして、EEPROM24(メモリ)に記憶させる。そして、ステップS5を実行すると、デューティ指令選択回路11は、EEPROM24に記憶されている転流周波数,印加電圧の初期値(例えば周波数は2.5Hz(10極モータの場合30rpm),電圧はデューティ15%)を読み出して設定し(ステップS16)、ステップS6の強制転流を開始する。
(5th Example)
FIG. 8 shows a fifth embodiment of the present invention. In the fifth embodiment, both the commutation frequency and the voltage (parameter) of the drive signal for activation are sequentially increased as in the fourth embodiment. The EEPROM 24 (memory) uses the initial value and the increase amount as data. Remember me. When step S5 is executed, the duty
また、ステップS6,S7において強制転流を行っている間も、メモリに記憶されている転流周波数,印加電圧の増加量(例えば周波数は0.05Hz/ms,電圧はデューティ0.36%/Hz)を読み出して設定し(ステップS17)、その増加量に応じて周波数,電圧を順次増加させる。したがって、例えば使用するモータの特性等に応じて、メモリに格納される初期値及び増加量に応じて印加する駆動信号をどのように変化させるかを決定できる。 Further, during the forced commutation in steps S6 and S7, the commutation frequency stored in the memory and the increase amount of the applied voltage (for example, the frequency is 0.05 Hz / ms, the voltage is duty 0.36% / Hz) is read and set (step S17), and the frequency and voltage are sequentially increased according to the increase amount. Accordingly, it is possible to determine how to change the drive signal to be applied according to the initial value and the increase amount stored in the memory, for example, according to the characteristics of the motor to be used.
(第6〜第8実施例)
図9〜図12は本発明の第6〜第8実施例を示すものである。第6〜第8実施例は、モータ7を強制転流させる場合に印加する起動用駆動信号波形のバリエーションを示す。図9に示す第6実施例は、図3(b)と同様の2相変調方式による擬似正弦波の分解能をより荒くしたもので、通電角を15°ステップとしたものである。
(Sixth to eighth examples)
9 to 12 show sixth to eighth embodiments of the present invention. The sixth to eighth embodiments show variations of the startup drive signal waveform applied when the
また、図10に示す第7実施例は、電圧波形を台形波状とした場合であり、(a),(b)では斜辺の傾きが異なっている。また、図11に示す第8実施例は、電圧波形を三角波状とした場合である。起動用駆動信号の波形がこれらのような場合であっても、矩形波に比較すると印加電圧の変化はより緩やかになるため、モータ7を滑らかに起動することができる。
The seventh embodiment shown in FIG. 10 is a case where the voltage waveform is trapezoidal, and the slopes of the hypotenuses are different between (a) and (b). In the eighth embodiment shown in FIG. 11, the voltage waveform is triangular. Even in the case where the waveform of the drive signal for start-up is such, the change in applied voltage becomes more gradual compared to the rectangular wave, so that the
図12は、擬似正弦波の分解能を変化させた場合と、矩形波で駆動した場合とのトルクリップルを比較したものである。通電角を30°ステップとした場合のトルクリップルは、矩形波の場合の1/2未満となっている。擬似正弦波の分解能を向上させるのに応じてトルクリップルは低下するが、それに応じて回路規模は増大する。従って、両者のトレードオフを、個別の設計に応じて適当なポイントでバランスさせるように設定すれば良い。 FIG. 12 compares torque ripples when the resolution of the pseudo sine wave is changed and when driven by a rectangular wave. The torque ripple when the energization angle is 30 ° is less than ½ of the rectangular wave. Although the torque ripple decreases as the resolution of the pseudo sine wave is improved, the circuit scale increases accordingly. Therefore, the trade-off between the two may be set so as to balance at an appropriate point according to the individual design.
本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形または拡張が可能である。
センサレス制御時の駆動信号波形は、120°通電方式の矩形波に限ることなく、通電角が180°未満となる信号であれば良い。
起動用駆動信号として用いる擬似正弦波は、その他、例えば通電角が30°ステップのものでも良く、通電角が60°未満であれば良い。
強制転流時の駆動信号の印加電圧は、負荷によっては第1実施例のように一定でも構わない。また、周波数や印加電圧を最初に高く設定し、その後次第に低下させるなど、負荷トルクや慣性モーメントにより最適な値に設定すれば良い。
The present invention is not limited to the embodiments described above and shown in the drawings, and the following modifications or expansions are possible.
The drive signal waveform at the time of sensorless control is not limited to a rectangular wave of a 120 ° energization method, and may be any signal as long as the energization angle is less than 180 °.
In addition, the pseudo sine wave used as the drive signal for start-up may be, for example, one having an energization angle of 30 ° step, as long as the energization angle is less than 60 °.
The applied voltage of the drive signal during forced commutation may be constant as in the first embodiment depending on the load. Further, the frequency and applied voltage may be set to optimum values based on the load torque and the moment of inertia, such as setting the frequency and applied voltage high at first and then gradually decreasing them.
強制転流を開始する場合、ロータの位置決めは、ステップS5に示すパターンに限らない。また、ロータの位置決めは必要に応じて行えば良い。
強制転流からセンサレス制御に移行する間にモータへの通電をOFFする期間は、電気角360°以上に限ることなく、個別の設計に応じて適宜変更すれば良い。また、通電OFF期間自体を設けるか否かについても、適宜決定すれば良い。
所定値Aについては、適宜変更して設定すれば良い。
第2実施例を、第3〜第8実施例に適用しても良い。
第5実施例において、記憶手段はEEPROMでなくても良い。
インバータ回路の上アーム側に、NチャネルMOSFETを使用しても良い。
インバータ回路を構成するスイッチング素子は、IGBTでも良い。
車両用のファンを駆動するものに限らず、特に起動時におけるモータの駆動音を低減する必要があるものに適用が可能である。
When starting forced commutation, the positioning of the rotor is not limited to the pattern shown in step S5. The rotor may be positioned as necessary.
The period during which the power supply to the motor is turned off during the transition from forced commutation to sensorless control is not limited to an electrical angle of 360 ° or more, and may be appropriately changed according to the individual design. Moreover, what is necessary is just to determine suitably also about whether to provide the electricity supply OFF period itself.
The predetermined value A may be appropriately changed and set.
The second embodiment may be applied to the third to eighth embodiments.
In the fifth embodiment, the storage means need not be an EEPROM.
An N-channel MOSFET may be used on the upper arm side of the inverter circuit.
The switching element constituting the inverter circuit may be an IGBT.
The present invention is not limited to driving a vehicle fan, and is particularly applicable to a motor that needs to reduce motor driving noise at startup.
図面中、1はファン駆動装置、6はファン、7は3相ブラシレスDCモータ、8は位置検出回路、9は回転数検出回路、11はデューティ指令選択回路、13は強制転流時デューティ指令生成回路、19はインバータ回路、20はシャント抵抗(電流検出手段)、21は電流検出回路(電流検出手段)、22は駆動方法判定回路、23は起動制御手段、24はEEPROM(記憶手段)、31はファン駆動装置、32は温度検出回路(温度検出手段)、33は駆動方法判定回路、34は,強制転流時デューティ指令生成回路、36は起動制御手段を示す。 In the drawings, 1 is a fan driving device, 6 is a fan, 7 is a three-phase brushless DC motor, 8 is a position detection circuit, 9 is a rotation speed detection circuit, 11 is a duty command selection circuit, and 13 is a duty command generation at forced commutation. Circuit, 19 an inverter circuit, 20 a shunt resistor (current detection means), 21 a current detection circuit (current detection means), 22 a drive method determination circuit, 23 a start control means, 24 an EEPROM (storage means), 31 Denotes a fan drive device, 32 denotes a temperature detection circuit (temperature detection means), 33 denotes a drive method determination circuit, 34 denotes a forced commutation duty command generation circuit, and 36 denotes an activation control means.
Claims (17)
前記モータが前記センサレス制御を適用できない停止状態又は低速回転状態にある場合に起動指令が与えられると、相補PWM制御により前記モータへの印加電圧振幅が緩やかに変化するようにした駆動信号の強制転流により当該モータを起動した後に、前記センサレス制御に切替えるように制御すると共に、
前記センサレス制御への切替えを所定回数試行しても前記センサレス制御への移行ができなかった場合は、前記強制転流による前記モータの駆動をそのまま継続させる起動制御手段を備えたことを特徴とするモータ制御回路。 In a motor control circuit for driving and controlling a brushless DC motor by a sensorless control method in which a position is estimated by an induced voltage generated in an energization pause section and energized at an energization angle of less than 180 °,
When a start command is given when the motor is in a stop state or low-speed rotation state where the sensorless control cannot be applied, the drive signal is forcedly changed so that the amplitude of the voltage applied to the motor changes gradually by complementary PWM control. After starting the motor by flow, control to switch to the sensorless control,
When the switching to the sensorless control is attempted a predetermined number of times and the shift to the sensorless control is not possible, the apparatus has a start control means for continuing the driving of the motor by the forced commutation as it is. Motor control circuit.
前記モータによって車両に搭載されるファンを駆動することを特徴とする車両用ファン駆動装置。 A motor control circuit according to any one of claims 1 to 8,
A fan driving device for a vehicle, wherein a fan mounted on the vehicle is driven by the motor.
前記モータが前記センサレス制御を適用できない停止状態又は低速回転状態にある場合に起動指令が与えられると、相補PWM制御により前記モータへの印加電圧振幅が緩やかに変化するようにした駆動信号の強制転流により当該モータを起動した後に、前記センサレス制御に切替え、
前記センサレス制御への切替えを所定回数試行しても前記センサレス制御への移行ができなかった場合は、前記強制転流による前記モータの駆動をそのまま継続させることを特徴とするモータ制御方法。 In a method of driving and controlling a brushless DC motor by a sensorless control method in which a position is estimated by an induced voltage generated in an energization pause section and energized at an energization angle of less than 180 °,
When a start command is given when the motor is in a stop state or low-speed rotation state where the sensorless control cannot be applied, the drive signal is forcedly changed so that the amplitude of the voltage applied to the motor changes gradually by complementary PWM control. After starting the motor by flow, switch to the sensorless control,
A motor control method characterized in that if the switch to the sensorless control cannot be made even after a predetermined number of attempts to switch to the sensorless control, the driving of the motor by the forced commutation is continued as it is.
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