JP6493068B2 - Motor control device - Google Patents

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Description

本発明は、車両のウォータポンプ駆動用のモータ制御装置に関する。   The present invention relates to a motor control device for driving a water pump of a vehicle.

水冷式エンジンでは、エンジンブロック等に設けられた冷却水の流路であるウォータジャケットに不凍液を添加した冷却水を循環させることにより、エンジンを冷却している。水冷式エンジンのエンジンブロックには、冷却水を循環させるためのウォータポンプが取り付けられており、ウォータポンプは、車両が備えるＥＣＵ（Electronic Control Unit）によって回転速度が制御されるポンプ駆動用モータによって駆動される。   In a water-cooled engine, the engine is cooled by circulating cooling water with antifreeze added to a water jacket that is a flow path of cooling water provided in an engine block or the like. A water pump for circulating cooling water is attached to the engine block of the water-cooled engine, and the water pump is driven by a pump driving motor whose rotational speed is controlled by an ECU (Electronic Control Unit) provided in the vehicle. Is done.

ポンプ駆動用モータには、ブラシレスＤＣモータが主に用いられるが、ブラシレスＤＣモータ（以下、「モータ」と称する）等の同期モータの巻線に印加する電圧を生成するための制御には種々の方式が存在し、目的に応じて使い分けられる場合がある。   As a pump driving motor, a brushless DC motor is mainly used, but there are various types of control for generating a voltage to be applied to a winding of a synchronous motor such as a brushless DC motor (hereinafter referred to as “motor”). There are methods, and they may be used properly according to the purpose.

特許文献１には、モータの巻線の電流の位相を進角させる場合には矩形波状の電圧を生成する矩形波制御を行い、モータの巻線の位相を進角させる必要がない場合には、正弦波波形の電圧を生成するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行う交流電動機の駆動制御装置が開示されている。   In Patent Document 1, when the phase of the motor winding current is advanced, rectangular wave control for generating a rectangular wave voltage is performed, and when it is not necessary to advance the phase of the motor winding. An AC motor drive control device that performs PWM (Pulse Width Modulation) control for generating a voltage having a sine wave waveform is disclosed.

特許第３６８３１３５号公報Japanese Patent No. 3683135

しかしながら、電圧を生成する制御の方式が異なれば、生成される電圧及び電流は同一ではない。特許文献１に記載の発明では、モータが回転中に電圧生成の駆動方式を変更するので、駆動方式の変更の際に、生成される電圧及び電流に差異が生じ、その結果、モータの回転速度に意に反して変動するおそれがあるという問題点があった。   However, if the control method for generating the voltage is different, the generated voltage and current are not the same. In the invention described in Patent Document 1, since the drive system for generating voltage is changed while the motor is rotating, a difference occurs in the generated voltage and current when the drive system is changed. As a result, the rotational speed of the motor is changed. However, there is a problem that it may fluctuate against the intention.

本発明は上記に鑑みてなされたもので、回転速度に応じて電圧生成の駆動方式を変更する場合に、モータの回転速度の変動を抑制し得るモータ制御装置を提供することを目的とする。   The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to provide a motor control device that can suppress fluctuations in the rotation speed of the motor when the voltage generation drive system is changed according to the rotation speed.

前記課題を解決するために、請求項１に記載のモータ制御装置は、異なる２つの駆動方式での制御が可能で、制御されることによって生成した電圧を三相モータの巻線に印加する駆動回路と、前記三相モータの巻線の電圧を検出する電圧検出部と、前記三相モータの始動前に、所定のＰＷＭ制御信号に基づいて一方の駆動方式で前記駆動回路を制御した後に、該所定のＰＷＭ制御信号に基づいて他方の駆動方式で前記駆動回路を制御して、異なる２つの駆動方式の各々で電圧を生成するように前記駆動回路を制御し、前記他方の駆動方式で生成された電圧が前記三相モータの巻線に印加されることにより前記電圧検出部で検出された電圧が、前記一方の駆動方式で生成した電圧が前記三相モータの巻線に印加されることにより前記電圧検出部で検出された電圧と一致するように該所定のＰＷＭ制御信号を変化させ、該所定のＰＷＭ制御信号と該変化させたＰＷＭ制御信号との差異に基づいて、前記２つの駆動方式の前記一方の駆動方式から前記他方の駆動方式に変更する場合の補正値を算出すると共に、前記三相モータの始動後、前記駆動回路の駆動方式を変更する場合に、入力された指令信号に基づいたＰＷＭ制御信号を前記補正値に基づいて補正し、前記２つの異なる駆動方式のいずれか一方で補正したＰＷＭ制御信号を用いて前記駆動回路を制御する駆動回路制御部と、を含んでいる。
In order to solve the above-mentioned problem, the motor control device according to claim 1 can be controlled by two different drive systems, and is a drive that applies a voltage generated by the control to the windings of the three-phase motor. A circuit, a voltage detection unit for detecting the voltage of the winding of the three-phase motor, and before the start of the three-phase motor, after controlling the drive circuit with one drive system based on a predetermined PWM control signal, Based on the predetermined PWM control signal, the drive circuit is controlled by the other drive method, the drive circuit is controlled to generate a voltage by each of the two different drive methods, and is generated by the other drive method. The detected voltage is applied to the winding of the three-phase motor, the voltage detected by the voltage detector is applied to the winding of the three-phase motor. By the voltage detector Changing the predetermined PWM control signal to match the detected voltage based on the difference between the predetermined PWM control signal and the PWM control signal is said alteration, the one driving the two drive systems It calculates a correction value for changing to the other drive system from system, after the start of the three-phase motor, when changing the drive method of the drive circuit, PWM control signal based on the input command signal And a drive circuit control unit for controlling the drive circuit using a PWM control signal corrected by one of the two different drive methods.

このモータ制御装置によれば、他方の駆動方式で生成した電圧が三相モータの巻線に印加されることにより検出された電圧が、一方の駆動方式で生成した電圧が三相モータの巻線に印加されることにより検出された電圧と一致するようにＰＷＭ制御信号を変化させている。変化前と変化後とのＰＷＭ制御信号の差異に基づいて補正値を算出し、ＰＷＭ制御信号を算出した補正値で補正することにより、電圧生成の駆動方式を変更する場合に、モータの回転速度の変動を抑制できる。   According to this motor control device, the voltage detected by applying the voltage generated by the other driving method to the winding of the three-phase motor is the same as the voltage generated by one driving method is the winding of the three-phase motor. The PWM control signal is changed so as to coincide with the voltage detected by being applied to. When the voltage generation driving method is changed by calculating a correction value based on the difference between the PWM control signal before and after the change and correcting the PWM control signal with the calculated correction value, the rotational speed of the motor Can be suppressed.

請求項２に記載のモータ制御装置は、請求項１に記載のモータ制御装置において、前記駆動回路制御部は、前記三相モータの始動前に、前記一方の駆動方式で前記駆動回路を制御して第１相の巻線から第２相の巻線を介して接地領域に通電させた後に、前記他方の駆動方式で前記駆動回路を制御して前記第１相の巻線から前記第２相の巻線を介して接地領域に通電させることにより、前記三相モータのロータを回転させずに前記補正値を算出する。
The motor control device according to claim 2 is the motor control device according to claim 1, wherein the drive circuit control unit, before the start of the three-phase motor, the drive circuit controlled by the one drive system After the first phase winding is energized to the ground region via the second phase winding, the drive circuit is controlled by the other driving method to control the second phase from the first phase winding. The correction value is calculated without rotating the rotor of the three-phase motor by energizing the grounding region through the winding.

このモータ制御装置によれば、三相モータのロータを回転させないようにすることにより、補正値の算出に特化した制御が可能になる。   According to this motor control device, it is possible to perform control specialized in calculating the correction value by preventing the rotor of the three-phase motor from rotating.

請求項３に記載のモータ制御装置は、請求項１又は２に記載のモータ制御装置において、前記駆動回路制御部は、前記三相モータの初回の始動時前に前記補正値を算出して記憶し、初回以後の前記三相モータの始動では該記憶した補正値に基づいて前記ＰＷＭ制御信号を補正する。
The motor control device according to claim 3 is the motor control device according to claim 1 or 2 , wherein the drive circuit control unit calculates and stores the correction value before the first start of the three-phase motor. In starting the three-phase motor after the first time, the PWM control signal is corrected based on the stored correction value.

このモータ制御装置によれば、記憶した補正値を用いることにより、三相モータの始動毎に補正値を算出することを要しないので、三相モータの制御を簡易迅速化できる。   According to this motor control device, by using the stored correction value, it is not necessary to calculate a correction value every time the three-phase motor is started, so that the control of the three-phase motor can be simplified and speeded up.

請求項４に記載のモータ制御装置は、請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ制御装置において、前記２つの駆動方式は、ロータの回転位置に応じていずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電されるように前記駆動回路を制御する第１駆動方式と、ロータの回転位置に応じていずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電された後、前記一方の巻線から前記他方の巻線に流れる電流を減衰させる通電がされるように前記駆動回路を制御する第２駆動方式と、を含む。
The motor control device according to claim 4, in the motor control device according to any one of claims 1 to 3, wherein the two drive schemes, the winding of any one phase in accordance with the rotational position of the rotor Is turned off and one of the other two-phase windings is energized from one winding to the other, and the driving circuit is controlled according to the rotational position of the rotor. Energizing the windings of the phases to de-energize, and after the current from one winding of the other two-phase windings to the other winding, the current flowing from the one winding to the other winding is attenuated And a second driving method for controlling the driving circuit so as to be performed.

このモータ制御装置によれば、第２駆動方式では通電した巻線に残留する電流を減衰させる通電をしている。かかる通電により、無通電の相の誘起電圧に生じるノイズを軽減でき、低速回転時に誘起電圧に基づくロータの位置の検出が容易となる。   According to this motor control device, in the second drive method, energization is performed to attenuate the current remaining in the energized winding. Such energization can reduce noise generated in the induced voltage of the non-energized phase, and facilitates detection of the rotor position based on the induced voltage during low-speed rotation.

前記課題を解決するために、請求項５に記載のモータ制御装置は、三相モータのロータの回転位置に応じて前記三相モータのいずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電する第１駆動方式と、前記三相モータのロータの回転位置に応じて前記三相モータのいずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電された後、前記一方の巻線から前記他方の巻線に流れる電流を減衰させる通電をする第２駆動方式との２つの駆動方式での制御が可能で、制御されることによって生成した電圧を前記三相モータの巻線に印加する駆動回路と、前記第２駆動方式において前記一方の巻線から前記他方の巻線に流れる電流を減衰させる通電の時間と前記駆動回路において直列に接続されたスイッチング素子が同時にオンにならないようにするために設けられた通電停止時間とに基づいて前記２つの駆動方式の一方の駆動方式から他方の駆動方式に変更する場合の補正値を算出すると共に、前記三相モータの始動後、前記駆動回路の駆動方式を変更する場合に、入力された指令信号に基づいたＰＷＭ制御信号を前記補正値に基づいて補正し、前記第１駆動方式及び前記第２駆動方式のいずれか一方で補正したＰＷＭ制御信号を用いて前記駆動回路を制御する駆動回路制御部と、を含んでいる。
In order to solve the above-described problem, the motor control device according to claim 5 makes any one phase winding of the three-phase motor non-energized according to the rotational position of the rotor of the three-phase motor, and the other two A first drive system that energizes one winding of the phase winding to the other winding, and any one-phase winding of the three-phase motor is not energized according to the rotational position of the rotor of the three-phase motor And a second drive system for energizing the current flowing from one of the two windings to the other after being energized from one of the other two-phase windings to the other winding; And a drive circuit for applying a voltage generated by the control to the windings of the three-phase motor, and from the one winding to the other in the second driving method. contact in series in a time and the driving circuit of the energization for attenuating current flowing through the windings Together are a switching element to calculate a correction value for changing to one other drive system from the driving system of the two drive systems based on the energization-stopping time provided to prevent turn on at the same time When the driving method of the driving circuit is changed after the three-phase motor is started, the PWM control signal based on the input command signal is corrected based on the correction value, and the first driving method and the first driving method are corrected. And a drive circuit control unit that controls the drive circuit using a PWM control signal corrected by either one of the two drive methods.

このモータ制御装置によれば、設計時等に算出された理論上の補正値に基づいてＰＷＭ制御信号を補正することにより、電圧生成の駆動方式を変更する場合に、モータの回転速度の変動を抑制できる。   According to this motor control device, when the voltage generation drive system is changed by correcting the PWM control signal based on the theoretical correction value calculated at the time of design or the like, fluctuations in the rotation speed of the motor are reduced. Can be suppressed.

請求項６に記載のモータ制御装置は、請求項４又は５に記載のモータ制御装置において、前記駆動回路制御部は、前記三相モータの回転速度が高速の場合には前記第１駆動方式で、前記三相モータの回転速度が低速の場合には前記第２駆動方式で、前記駆動回路を各々制御する。 A motor control device according to a sixth aspect is the motor control device according to the fourth or fifth aspect , wherein the drive circuit control unit uses the first drive method when the rotational speed of the three-phase motor is high. When the rotational speed of the three-phase motor is low, the drive circuits are controlled by the second drive method.

このモータ制御装置によれば、三相モータの回転速度が低速の場合にはロータの位置検出が容易な第２駆動方式を用い、三相モータの回転速度が高速の場合には駆動回路のスイッチング動作が少ない第１駆動方式を用いることにより、回転速度に応じて三相モータの制御を最適化できる。   According to this motor control device, when the rotational speed of the three-phase motor is low, the second drive method that allows easy detection of the rotor position is used, and when the rotational speed of the three-phase motor is high, the drive circuit is switched. By using the first driving method with less operation, the control of the three-phase motor can be optimized according to the rotational speed.

本発明の実施の形態に係るポンプ駆動用モータの分解斜視図である。It is a disassembled perspective view of the pump drive motor which concerns on embodiment of this invention. 本発明の実施の形態に係るモータ制御装置の一例を示す概略図である。It is the schematic which shows an example of the motor control apparatus which concerns on embodiment of this invention. 冷却水を吐出する際の配管抵抗を流量と圧力の比で表したグラフである。It is the graph which represented the piping resistance at the time of discharging cooling water by ratio of flow volume and pressure. 本発明の実施の形態に係るモータ制御装置のマイコンに設けられたＰＷＭの演算回路の一例を示した概略図である。It is the schematic which showed an example of the arithmetic circuit of PWM provided in the microcomputer of the motor control apparatus which concerns on embodiment of this invention. 本発明の実施の形態に係るモータ制御装置におけるインバータＦＥＴのゲートに印加される信号、センサレス位置検出タイミング、Ｗ相電圧、誘起電圧検出期間の一例を示した概略図であり、（Ａ）は片側ＰＷＭ駆動の場合、（Ｂ）は平衡駆動の場合を各々示している。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS It is the schematic which showed an example of the signal applied to the gate of inverter FET in the motor control apparatus which concerns on embodiment of this invention, a sensorless position detection timing, a W phase voltage, and an induced voltage detection period, (A) is one side In the case of PWM drive, (B) shows the case of balanced drive. 本発明の実施の形態において、モータのＵ相コイルからＶ相コイルへの通電におけるインバータ回路の動作を示した概略図であり、（Ａ）は片側ＰＷＭ駆動の場合、（Ｂ）は平衡ＰＷＭ駆動の場合を各々示している。In embodiment of this invention, it is the schematic which showed the operation | movement of the inverter circuit in the electricity supply from the U phase coil of a motor to a V phase coil, (A) is one-side PWM drive, (B) is balanced PWM drive. Each case is shown. 本発明の実施の形態に係るモータ制御装置における指令信号、インバータＦＥＴのゲートに印加される信号、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｕ−Ｖ間電圧の一例を示した概略図であり、（Ａ）は片側ＰＷＭ駆動の場合、（Ｂ）は平衡駆動の場合を各々示している。It is the schematic which showed an example of the command signal in the motor control apparatus which concerns on embodiment of this invention, the signal applied to the gate of inverter FET, U phase voltage, V phase voltage, and the voltage between U-V, (A ) Shows the case of one-side PWM drive, and (B) shows the case of balanced drive. 本発明の実施の形態に係るモータ制御装置におけるモータの始動のセンサレス制御の一例を示したフローチャートである。It is the flowchart which showed an example of the sensorless control of the starting of the motor in the motor control apparatus which concerns on embodiment of this invention. 本発明の実施の形態におけるセンサレス駆動の一例を示したフローチャートである。It is the flowchart which showed an example of the sensorless drive in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態における位置決め制御の一例を示したフローチャートである。It is the flowchart which showed an example of the positioning control in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態における位置決め制御におけるロータの回転速度、プリドライバに出力されるＰＷＭ制御信号であるPWM DUTY、Ｕ相端子電圧、Ｖ相端子電圧、Ｕ−Ｖ相間の平均電圧の各々の変化を記したタイミングチャートの一例である。Changes in the rotational speed of the rotor in the positioning control according to the embodiment of the present invention, PWM duty that is a PWM control signal output to the pre-driver, U-phase terminal voltage, V-phase terminal voltage, and average voltage between U-V phases It is an example of the timing chart which described.

図１は、本実施の形態に係るポンプ駆動用モータ１０（以下、「モータ１０」と略記）の分解斜視図である。図１に示されるように、モータ１０は、ハウジング１２と、ベース部材１４と、ロータ１６と、ステータ１８と、制御基板２０と、シールドカバー２２と、ステータホルダ２４とを備えている。   FIG. 1 is an exploded perspective view of a pump drive motor 10 (hereinafter abbreviated as “motor 10”) according to the present embodiment. As shown in FIG. 1, the motor 10 includes a housing 12, a base member 14, a rotor 16, a stator 18, a control board 20, a shield cover 22, and a stator holder 24.

ハウジング１２は、樹脂製とされている。このハウジング１２は、板状のハウジング本体２６と、ロータ１６を収容する開口２８Ａを備えたロータ１６収容室２８の周壁部３０とを一体に有している。ハウジング本体２６の一端部には、コネクタ３２が設けられており、ロータ１６収容室２８の周壁部３０は、ハウジング本体２６の中央部よりも他端部寄りの位置に円筒状に形成されている。   The housing 12 is made of resin. The housing 12 integrally includes a plate-shaped housing body 26 and a peripheral wall portion 30 of the rotor 16 housing chamber 28 having an opening 28 </ b> A for housing the rotor 16. A connector 32 is provided at one end portion of the housing body 26, and the peripheral wall portion 30 of the rotor 16 accommodating chamber 28 is formed in a cylindrical shape at a position closer to the other end portion than the central portion of the housing body 26. .

モータ１０は、例えばエンジン冷却水を循環させるウォータポンプとして好適に用いられるものであり、ロータ１６収容室２８は、ハウジング１２が自動車のエンジンブロック等に取り付けられた場合に、エンジンブロックに形成されたポンプ室と連通される。   The motor 10 is preferably used as a water pump for circulating engine cooling water, for example, and the rotor 16 accommodating chamber 28 is formed in the engine block when the housing 12 is attached to an engine block or the like of an automobile. It communicates with the pump room.

ベース部材１４は、伝熱性が高く導電性を有する金属の一例として、例えば、アルミニウム合金製とされている。このベース部材１４には、ロータ１６収容室２８の底壁部３１が形成されており、この底壁部３１には、接合部３８及びシャフト支持部４０が形成されている。この接合部３８及びシャフト支持部４０は、それぞれ円筒状に形成されている。   The base member 14 is made of, for example, an aluminum alloy as an example of a metal having high heat conductivity and conductivity. The base member 14 is formed with a bottom wall portion 31 of the rotor 16 accommodating chamber 28, and a joining portion 38 and a shaft support portion 40 are formed on the bottom wall portion 31. The joint portion 38 and the shaft support portion 40 are each formed in a cylindrical shape.

接合部３８は、シャフト支持部４０の径方向外側に形成されると共に、周壁部３０の先端部と同軸上に形成されている。この接合部３８は、ロータ１６収容室２８側に突出しており、周壁部３０の先端部における外周部と接合されている。この接合部３８の内周部と周壁部３０の先端部における外周部との間には、例えばＯリング等のシール材が設けられている。   The joint portion 38 is formed on the outer side in the radial direction of the shaft support portion 40, and is formed coaxially with the distal end portion of the peripheral wall portion 30. The joint portion 38 protrudes toward the rotor 16 accommodating chamber 28 and is joined to the outer peripheral portion at the tip portion of the peripheral wall portion 30. A sealing material such as an O-ring is provided between the inner peripheral portion of the joint portion 38 and the outer peripheral portion at the distal end portion of the peripheral wall portion 30.

シャフト支持部４０は、周壁部３０の径方向内側に形成されており、ロータ１６収容室２８の内部に突出されている。このシャフト支持部４０の内側には、ロータ１６収容室２８の軸方向に延びるシャフト４４の一端が圧入されており、これにより、シャフト４４は、シャフト支持部４０に支持されている。   The shaft support portion 40 is formed on the radially inner side of the peripheral wall portion 30 and protrudes into the rotor 16 accommodation chamber 28. One end of a shaft 44 extending in the axial direction of the rotor 16 accommodating chamber 28 is press-fitted inside the shaft support portion 40, whereby the shaft 44 is supported by the shaft support portion 40.

ロータ１６は、ロータ１６収容室２８に回転可能に収容されている。このロータ１６は、軸受４６を介してシャフト４４に回転可能に支持されている。ロータ１６は、永久磁石で構成されており、シャフト４４の軸方向にインペラ部材４８が設けられている。   The rotor 16 is rotatably accommodated in the rotor 16 accommodating chamber 28. The rotor 16 is rotatably supported on the shaft 44 via a bearing 46. The rotor 16 is composed of a permanent magnet, and an impeller member 48 is provided in the axial direction of the shaft 44.

インペラ部材４８にはインペラ５６が形成されている。インペラ５６は、エンジンブロックのポンプ室に収容される。ポンプ室内でインペラ５６が回転することにより、ポンプ室内に液体が流入されると共に、ポンプ室から液体が吐出される。なお、ロータ１６収容室２８は、ポンプ室と連通されるので、ポンプ室３６に液体が流入すると、ロータ１６収容室２８は、液体で充満される。   An impeller 56 is formed on the impeller member 48. The impeller 56 is accommodated in the pump chamber of the engine block. When the impeller 56 rotates in the pump chamber, the liquid flows into the pump chamber and the liquid is discharged from the pump chamber. In addition, since the rotor 16 accommodation chamber 28 communicates with the pump chamber, when the liquid flows into the pump chamber 36, the rotor 16 accommodation chamber 28 is filled with the liquid.

ステータ１８は、周壁部３０の周囲に設けられており、この周壁部３０を介してロータ１６と径方向に対向されている。このステータ１８は、環状のステータコアに巻装された巻線を有している。ステータ１８の巻線に印加する電圧の極性を制御することによって、ステータ１８にはいわゆる回転磁界生じる。ロータ１６を構成する永久磁石が、ステータ１８に生じた回転磁界に吸引又は反発することにより、ロータ１６が回転磁界に追随して回転する。   The stator 18 is provided around the peripheral wall portion 30, and faces the rotor 16 in the radial direction via the peripheral wall portion 30. The stator 18 has a winding wound around an annular stator core. By controlling the polarity of the voltage applied to the windings of the stator 18, a so-called rotating magnetic field is generated in the stator 18. The permanent magnet constituting the rotor 16 attracts or repels the rotating magnetic field generated in the stator 18 so that the rotor 16 rotates following the rotating magnetic field.

制御基板２０は、プリント基板等の基板本体６４に複数の素子が実装されている。基板本体６４は、底壁部３１にロータ１６収容室２８と反対側から重ね合わされている。なお、基板本体６４は、底壁部３１との間に例えば伝熱シートや伝熱ゲル等の介在物を介して底壁部３１に重ね合わされていても良い。   The control board 20 has a plurality of elements mounted on a board body 64 such as a printed board. The substrate body 64 is superimposed on the bottom wall portion 31 from the side opposite to the rotor 16 accommodating chamber 28. The substrate main body 64 may be overlapped with the bottom wall portion 31 via an inclusion such as a heat transfer sheet or a heat transfer gel between the substrate main body 64 and the bottom wall portion 31.

シールドカバー２２は、例えば鉄等の強磁性体により形成されている。このシールドカバー２２は、上述の制御基板２０及びベース部材１４と後述するステータホルダ２４の保持部７６とを包囲する包囲部７２と、制御基板２０に対する底壁部３１と反対側から制御基板２０を覆う被覆部７４とを有している。このシールドカバー２２は、モータ１０の外形部を形成している。   The shield cover 22 is formed of a ferromagnetic material such as iron. The shield cover 22 surrounds the control board 20 from the side opposite to the bottom wall 31 with respect to the control board 20 and the surrounding part 72 surrounding the control board 20 and the base member 14 and a holding part 76 of the stator holder 24 described later. And a covering portion 74 for covering. The shield cover 22 forms the outer portion of the motor 10.

ステータホルダ２４は、例えば鉄等の強磁性体により形成されている。このステータホルダ２４は、円筒状の保持部７６を有している。この保持部７６は、ステータ１８と包囲部７２との間に設けられている。この保持部７６の内周部に、巻線が巻回されたステータコアが圧入されることにより、ステータ１８は、保持部７６によって保持されている。   The stator holder 24 is made of a ferromagnetic material such as iron. The stator holder 24 has a cylindrical holding portion 76. The holding portion 76 is provided between the stator 18 and the surrounding portion 72. The stator 18 is held by the holding portion 76 by press-fitting the stator core around which the winding is wound into the inner peripheral portion of the holding portion 76.

また、この保持部７６におけるハウジング本体２６側の端部には、この板状のハウジング本体２６に沿って包囲部７２に向けて延びる延長フランジ７８が形成されている。さらに、上述のシールドカバー２２の周縁部には、第１フランジ８０が形成されており、ステータホルダ２４の周縁部には、第２フランジ８２が形成されている。この第１フランジ８０及び第２フランジ８２は、締結具等により互いに結合されている。なお、この第１フランジ８０及び第２フランジ８２は、シールドカバー２２とステータホルダ２４との接続部の一例である。   An extension flange 78 extending toward the enclosure portion 72 along the plate-shaped housing body 26 is formed at the end of the holding portion 76 on the housing body 26 side. Further, a first flange 80 is formed on the peripheral edge of the shield cover 22 described above, and a second flange 82 is formed on the peripheral edge of the stator holder 24. The first flange 80 and the second flange 82 are coupled to each other by a fastener or the like. The first flange 80 and the second flange 82 are an example of a connection portion between the shield cover 22 and the stator holder 24.

シールドカバー２２及びステータホルダ２４が互いに固定された際に形成される空間に、上述の制御基板２０が収容されている。   The control board 20 is accommodated in a space formed when the shield cover 22 and the stator holder 24 are fixed to each other.

制御基板２０の基板本体６４には、上述の延長フランジ７８と同じ側に延びる延長部８６が形成されている。保持部７６の側方で延長フランジ７８と延長部８６との間に形成された空間には、基板本体６４に実装されている素子よりも大型の電気部品９０が配置されている。電気部品９０は、例えば雑防素子とされており、基板本体６４における底壁部側の面に実装されている。なお、ベース部材１４には、底壁部３１から延長部８６と同じ側に延びる支持部９２が形成されており、延長部８６は、支持部９２に重ね合わされている。   The board body 64 of the control board 20 is formed with an extension 86 extending on the same side as the extension flange 78 described above. In a space formed between the extension flange 78 and the extension portion 86 on the side of the holding portion 76, an electric component 90 larger than the element mounted on the substrate body 64 is disposed. The electrical component 90 is, for example, a noise prevention element, and is mounted on the surface of the substrate body 64 on the bottom wall portion side. The base member 14 is formed with a support portion 92 extending from the bottom wall portion 31 to the same side as the extension portion 86, and the extension portion 86 is overlapped with the support portion 92.

図２は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００の一例を示す概略図である。インバータ回路１１４は、イグニッションスイッチ１２４がオンになり、車載のバッテリ１２０から供給された電力をスイッチングし、モータ本体１１８（以下、「モータ１１８」と略記）のステータ１８のコイルに印加する電圧を生成する。例えば、インバータＦＥＴ１１４Ａ，４４ＤはＵ相のコイルに、インバータＦＥＴ１１４Ｂ，４４ＥはＶ相のコイルに、インバータＦＥＴ１１４Ｃ，４４ＦはＷ相のコイルに、各々印加する電圧を生成するスイッチングを行う。   FIG. 2 is a schematic diagram showing an example of the motor control device 100 according to the present embodiment. The inverter circuit 114 turns on the ignition switch 124, switches the electric power supplied from the in-vehicle battery 120, and generates a voltage to be applied to the stator 18 coil of the motor main body 118 (hereinafter abbreviated as “motor 118”). To do. For example, the inverters FET 114A and 44D perform switching to generate a voltage to be applied to a U-phase coil, the inverters FET 114B and 44E to a V-phase coil, and the inverters FET 114C and 44F to a W-phase coil.

インバータＦＥＴ１１４Ａ，１１４Ｂ，１１４Ｃの各々のドレインは車載のバッテリ１２０の正極に接続されている。また、インバータＦＥＴ１１４Ｄ，１１４Ｅ，１１４Ｆの各々のソースはバッテリ１２０の負極に接続されている。   The drains of the inverters FETs 114A, 114B, and 114C are connected to the positive electrode of the on-vehicle battery 120. The sources of the inverters FET 114D, 114E, and 114F are connected to the negative electrode of the battery 120.

本実施の形態では、モータ１１８のロータ１６が回転によって生じる誘起電圧によりロータ１６の回転速度及び位置（回転位置）を検出する。一般に、ブラシレスＤＣモータは、シャフト４４と同軸に設けられたロータ１６のマグネット又はセンサマグネットの磁界をホール素子で検出し、検出された磁界に基づいてロータ１６の回転速度及び位置（回転位置）を検出する。しかしながら、本実施の形態に係るモータ１１８は、エンジンのウォータポンプ１２８に用いられるので、作動時には、エンジンの熱にさらされる。半導体であるホール素子は熱に弱いので、本実施の形態に係るモータ１１８では、ホール素子は使用せず、無通電の相のコイルに生じた誘起電圧によってロータ１６の回転速度及び位置を検出する。   In the present embodiment, the rotational speed and position (rotational position) of the rotor 16 are detected by an induced voltage generated by the rotation of the rotor 16 of the motor 118. In general, a brushless DC motor detects a magnetic field of a magnet of a rotor 16 or a sensor magnet provided coaxially with a shaft 44 by a Hall element, and determines the rotational speed and position (rotational position) of the rotor 16 based on the detected magnetic field. To detect. However, since the motor 118 according to the present embodiment is used for the water pump 128 of the engine, it is exposed to the heat of the engine during operation. Since the Hall element that is a semiconductor is vulnerable to heat, the motor 118 according to the present embodiment does not use the Hall element, and detects the rotational speed and position of the rotor 16 based on the induced voltage generated in the coil of the non-energized phase. .

誘起電圧は、ロータ１６の回転に応じて変化する正弦波状のアナログ信号であるが、本実施の形態では、コンパレータを含む位置検出回路１１６により、矩形波状のパルス信号に変換してマイコン１１０に入力する。   The induced voltage is a sinusoidal analog signal that changes in accordance with the rotation of the rotor 16. In this embodiment, the induced voltage is converted into a rectangular wave pulse signal by the position detection circuit 116 including a comparator and input to the microcomputer 110. To do.

マイコン１１０は、位置検出回路１１６から入力された信号からロータ１６の位置を算出し、算出したロータ１６の位置と上位の制御装置であるＥＣＵ１２２から入力された指令信号とに基づいて、インバータ回路１１４のスイッチングの制御に係るＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御のデューティ比を算出する。ＥＣＵ１２２には、エンジンの冷却水の温度を検知する水温センサ１２６が接続されており、冷却水の温度が上昇するに従って、ウォータポンプ１２８の冷却水の吐出量が多くなるようにモータ１１８の回転速度を制御する。また、水温センサ１２６は、エンジンのウォータジャケット又はラジエータ等の冷却水の流路の一角に設けられている。また、本実施の形態では、バッテリ１２０とインバータ回路１１４とモータ１１８とで構成された回路の電圧を計測する電圧センサ１３０が設けられている。   The microcomputer 110 calculates the position of the rotor 16 from the signal input from the position detection circuit 116, and based on the calculated position of the rotor 16 and the command signal input from the ECU 122, which is a host control device, the inverter circuit 114. The duty ratio of PWM (Pulse Width Modulation) control related to the switching control is calculated. The ECU 122 is connected to a water temperature sensor 126 that detects the temperature of the cooling water of the engine. The rotational speed of the motor 118 is increased so that the amount of cooling water discharged from the water pump 128 increases as the temperature of the cooling water increases. To control. The water temperature sensor 126 is provided at one corner of a cooling water flow path such as a water jacket or a radiator of the engine. In the present embodiment, a voltage sensor 130 that measures the voltage of a circuit composed of the battery 120, the inverter circuit 114, and the motor 118 is provided.

マイコン１１０によって算出されたデューティ比の信号（ＰＷＭ制御信号）は、プリドライバ１１２を介してインバータ回路１１４に出力され、インバータ回路１１４は当該デューティ比に基づいて電圧を生成し、モータ１１８のコイルに印加する。   The duty ratio signal (PWM control signal) calculated by the microcomputer 110 is output to the inverter circuit 114 via the pre-driver 112, and the inverter circuit 114 generates a voltage based on the duty ratio and supplies the voltage to the coil of the motor 118. Apply.

図３は、冷却水を吐出する際の配管抵抗を流量と圧力の比で表したグラフである。図３に示したように、ウォータポンプが吐出する冷却水の流量が増えるに従って、高い圧力を要するようになり、配管抵抗が大きくなっている。本実施の形態では、流量が少ない場合には、インペラ５６を駆動するモータ１１８の回転速度を低くし、流量が大きくなるに従って、インペラ５６を駆動するモータ１１８の回転速度を高くしていく。   FIG. 3 is a graph showing the pipe resistance when cooling water is discharged as a ratio of flow rate to pressure. As shown in FIG. 3, as the flow rate of the cooling water discharged from the water pump increases, a higher pressure is required, and the pipe resistance increases. In the present embodiment, when the flow rate is small, the rotational speed of the motor 118 that drives the impeller 56 is decreased, and the rotational speed of the motor 118 that drives the impeller 56 is increased as the flow rate increases.

後述するように、モータ１１８のコイルに印加する電圧を生成する駆動方式は、モータ１１８の回転速度によって至適な方式が存在する。本実施の形態では、流量が少なくモータ１１８の回転速度が低い場合には平衡ＰＷＭ駆動と称する駆動方式で、流量が多くモータ１１８の回転速度が高い場合には片側ＰＷＭ駆動と称する駆動方式で、各々モータ１１８のコイルに印加する電圧を生成する。   As will be described later, there is an optimum driving method for generating a voltage to be applied to the coil of the motor 118 depending on the rotational speed of the motor 118. In the present embodiment, when the flow rate is small and the rotation speed of the motor 118 is low, the drive method is called balanced PWM drive. When the flow rate is high and the rotation speed of the motor 118 is high, the drive method is called single-side PWM drive. A voltage applied to each coil of the motor 118 is generated.

図４は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００のマイコン１１０に設けられたＰＷＭの演算回路の一例を示した概略図である。図４に示した演算回路は、ＥＣＵ１２２から指令信号である指令DUTYが入力される演算回路選択部１３２と、片側ＰＷＭ駆動ＤＵＴＹＴ演算回路１３４Ａと、平衡ＰＷＭ駆動ＤＵＴＹＴ演算回路１３４Ｂとを備えている。   FIG. 4 is a schematic diagram showing an example of a PWM arithmetic circuit provided in the microcomputer 110 of the motor control apparatus 100 according to the present embodiment. The arithmetic circuit shown in FIG. 4 includes an arithmetic circuit selector 132 to which a command DUTY that is a command signal is input from the ECU 122, a one-side PWM drive DUTYT arithmetic circuit 134A, and a balanced PWM drive DUTYT arithmetic circuit 134B.

演算回路選択部１３２は、入力された指令信号の指令値であるデューティ比が所定の閾値Ｘ％以上か否かにより、モータ１１８のコイルに印加する電圧のデューティ比を算出する演算回路を選択する。例えば、指令信号のデューティ比がＸ％以上の場合は、モータ１１８を高速で回転させる場合なので、片側ＰＷＭ駆動ＤＵＴＹＴ演算回路１３４Ａに指令信号を入力する。片側ＰＷＭ駆動ＤＵＴＹＴ演算回路１３４Ａは、モータ印加ＤＵＴＹ演算部１３６Ａによって入力された指令信号に基づいてモータ１１８のコイルに印加する電圧のデューティ比を算出する。算出されたデューティ比の信号はＰＷＭ制御信号としてプリドライバ１１２に入力される。   The arithmetic circuit selection unit 132 selects an arithmetic circuit that calculates the duty ratio of the voltage applied to the coil of the motor 118 depending on whether the duty ratio that is the command value of the input command signal is equal to or greater than a predetermined threshold value X%. . For example, when the duty ratio of the command signal is equal to or greater than X%, the motor 118 is rotated at a high speed, so the command signal is input to the one-side PWM drive DUTYT arithmetic circuit 134A. The one-side PWM drive DUTYT arithmetic circuit 134A calculates the duty ratio of the voltage applied to the coil of the motor 118 based on the command signal input by the motor application DUTY arithmetic unit 136A. The calculated duty ratio signal is input to the pre-driver 112 as a PWM control signal.

指令信号のデューティ比がＸ％未満の場合は、モータ１１８を低速で回転させる場合なので、平衡ＰＷＭ駆動ＤＵＴＹＴ演算回路１３４Ｂに指令信号を入力する。平衡ＰＷＭ駆動ＤＵＴＹＴ演算回路１３４Ｂは、モータ印加ＤＵＴＹ演算部１３６Ｂによって入力された指令信号に基づいてモータ１１８のコイルに印加する電圧のデューティ比を算出する。そして、モータ印加ＤＵＴＹ演算部１３６Ｂによって算出されたデューティ比は、補正部１３８により、平衡ＰＷＭ駆動から片側ＰＷＭ駆動に駆動方式が変更された際に、モータ１１８の回転速度が変動しないように補正される。補正されたデューティ比の信号はＰＷＭ制御信号としてプリドライバ１１２に入力される。なお、所定の閾値Ｘは、モータ１１８の仕様等によって異なるので、製品に応じて適宜設定する。   When the duty ratio of the command signal is less than X%, the motor 118 is rotated at a low speed, so the command signal is input to the balanced PWM drive DUTYT arithmetic circuit 134B. The balanced PWM drive DUTYT calculation circuit 134B calculates the duty ratio of the voltage applied to the coil of the motor 118 based on the command signal input by the motor application DUTY calculation unit 136B. The duty ratio calculated by the motor application DUTY calculation unit 136B is corrected by the correction unit 138 so that the rotation speed of the motor 118 does not fluctuate when the drive method is changed from balanced PWM driving to single-side PWM driving. The The corrected duty ratio signal is input to the pre-driver 112 as a PWM control signal. Note that the predetermined threshold value X varies depending on the specification of the motor 118 and the like, and is set as appropriate according to the product.

図５は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００におけるインバータＦＥＴ１１４Ａ，１１４Ｂ，１１４Ｄ，１１４Ｅのゲートに印加される信号、センサレス位置検出タイミング、Ｗ相電圧、誘起電圧検出期間の一例を示した概略図であり、（Ａ）は片側ＰＷＭ駆動の場合、（Ｂ）は平衡駆動の場合を各々示している。図５のＰＷＭ周期Ｔは、１のコイルから他のコイルを介して接地領域への通電するためのＰＷＭ制御に必要な周期で、図５では、Ｕ相コイルからＶ相コイルを介して接地領域に１パルスを通電するためのＰＷＭ制御に要する周期である。本実施の形態では、ＰＷＭ周期Ｔは、略５０μ秒である。   FIG. 5 schematically shows an example of signals applied to the gates of inverters FETs 114A, 114B, 114D, and 114E, sensorless position detection timing, W-phase voltage, and induced voltage detection period in motor control apparatus 100 according to the present embodiment. 4A shows a case of one-side PWM driving, and FIG. 4B shows a case of balanced driving. The PWM period T in FIG. 5 is a period necessary for PWM control for energizing the ground region from one coil to another, and in FIG. 5, the ground region from the U-phase coil to the ground region via the V-phase coil. This is a period required for PWM control for energizing one pulse. In the present embodiment, the PWM cycle T is approximately 50 μsec.

図５（Ａ）の「Ｕ相上段ＦＥＴゲート波形」に示したように、Ｕ相コイルへの通電に係るインバータＦＥＴ１１４Ａのゲートには連続的にハイレベルの信号が印加され、その結果、インバータＦＥＴ１１４ＡはＰＷＭ周期Ｔにおいて連続的にオンになっている。また、図５（Ａ）の「Ｖ相下段ＦＥＴゲート波形」に示したように、Ｖ相コイルの通電に係るインバータＦＥＴ１１４Ｅのゲートにはデッドタイム１５２の直後にハイレベル信号が印加されてインバータＦＥＴ１１４Ｅがオンになり、Ｕ相コイル１８Ｕ及びＶ相コイル１８Ｖが通電される。なお、デッドタイム１５２は、直列に接続されたインバータＦＥＴが同時にオンにならないようにするために設けられた時間である。   As shown in the “U-phase upper FET gate waveform” in FIG. 5A, a high level signal is continuously applied to the gate of the inverter FET 114A related to energization to the U-phase coil, and as a result, the inverter FET 114A. Are continuously on in the PWM period T. Further, as shown in “V-phase lower stage FET gate waveform” in FIG. 5A, a high level signal is applied to the gate of the inverter FET 114E related to energization of the V-phase coil immediately after the dead time 152, and the inverter FET 114E. Is turned on, and the U-phase coil 18U and the V-phase coil 18V are energized. The dead time 152 is a time provided to prevent the inverter FETs connected in series from being simultaneously turned on.

その後、インバータＦＥＴ１１４Ｅがオフになって、デッドタイム１５２が経過した後に、インバータＦＥＴ１１４Ｂのゲートにハイレベル信号が印加されてインバータＦＥＴ１１４Ｂがオンになる。   Thereafter, after the inverter FET 114E is turned off and the dead time 152 has elapsed, a high level signal is applied to the gate of the inverter FET 114B, and the inverter FET 114B is turned on.

図５（Ａ）に示したように、Ｕ相コイル１８Ｕに通電するためのスイッチングを行うインバータＦＥＴを連続的にオンにする一方で、Ｖ相コイル１８Ｖに通電するためのスイッチングを行うインバータＦＥＴをＰＷＭ制御でオンオフさせているので、本実施の形態では、図５（Ａ）のような場合を片側ＰＷＭ駆動と呼称する。   As shown in FIG. 5 (A), the inverter FET that performs switching to energize the U-phase coil 18U is continuously turned on, while the inverter FET that performs switching to energize the V-phase coil 18V. In the present embodiment, the case shown in FIG. 5A is referred to as one-side PWM drive because the PWM control is used to turn on and off.

図５（Ａ）の場合は、Ｗ相は無通電相なので、回転する永久磁石であるロータ１６の磁界の影響で生じた誘起電圧が観測される。誘起電圧は、前述のように、電気角３６０度等の巨視的なスケールでは正弦波状の波形を示し、図５（Ａ）のような微視的なスケールでは、単調増加又は単調減少する略直線状の波形として理論上は表現される。   In the case of FIG. 5A, since the W phase is a non-energized phase, an induced voltage caused by the influence of the magnetic field of the rotor 16 that is a rotating permanent magnet is observed. As described above, the induced voltage has a sinusoidal waveform on a macroscopic scale such as an electrical angle of 360 degrees, and is a substantially straight line that monotonously increases or monotonously decreases on a microscopic scale as shown in FIG. It is theoretically expressed as a waveform.

しかしながら、実際には図５（Ａ）に示したように、無通電相であっても、Ｕ相、Ｖ相の通電の影響を受け、台形波状のパルスが現れている。   However, actually, as shown in FIG. 5A, trapezoidal pulses appear even in the non-energized phase due to the influence of the U-phase and V-phase energization.

本実施の形態に係るモータ１１８は、前述のようにホール素子を用いず、バッテリ１２０の電力が通電されていない相のコイルに生じた誘起電圧を検出して、ロータ１６の位置を検出する。しかしながら、図５（Ａ）のＷ相電圧のように、台形波状のパルスが生じると、センサレス位置検出タイミング１５４Ａが台形波状のパルスの影響を受け、ロータ１６の位置検出に至適な信号が抽出可能なタイミングが限られるおそれがある。   The motor 118 according to the present embodiment detects the position of the rotor 16 by detecting the induced voltage generated in the coil of the phase where the electric power of the battery 120 is not energized without using the Hall element as described above. However, when a trapezoidal pulse is generated as in the W-phase voltage of FIG. 5A, the sensorless position detection timing 154A is affected by the trapezoidal pulse, and a signal optimal for detecting the position of the rotor 16 is extracted. Possible timing may be limited.

図５（Ａ）において、Ｗ相において誘起電圧が単調増加を示す誘起電圧検出可能期間１５６Ａで、理論上は誘起電圧が検知できるが、実効的な電圧値の検知が可能なタイミングは、図５（Ａ）に示した最低検出期間１５６Ｍに限られる。   In FIG. 5A, in the induced voltage detectable period 156A in which the induced voltage monotonically increases in the W phase, the induced voltage can be detected theoretically, but the timing at which the effective voltage value can be detected is shown in FIG. It is limited to the minimum detection period 156M shown in (A).

ロータ１６の位置検出に至適な信号が抽出可能なタイミングが限られると、モータ１１８の回転速度が低速な場合ほどロータ１６の位置検出が困難になりやすい。モータ１１８の回転速度が小さくなるほど、図５（Ａ）に示したＷ相コイル１８Ｗのような無通電のコイルが出現するタイミングが単位時間に対して少なくなるからである。従って、モータ１１８の回転速度が小さい場合、本実施の形態であれば、インペラ５６を低速回転させるような場合には、図５（Ａ）に示した片側ＰＷＭ駆動とは異なる駆動方式である平衡ＰＷＭ制御を要する。   If the timing at which an optimal signal for detecting the position of the rotor 16 can be extracted is limited, the position of the rotor 16 is more difficult to detect as the rotational speed of the motor 118 is lower. This is because as the rotational speed of the motor 118 decreases, the timing at which a non-energized coil such as the W-phase coil 18W shown in FIG. Therefore, when the rotational speed of the motor 118 is low, in the present embodiment, when the impeller 56 is rotated at a low speed, the balance is a driving method different from the one-side PWM driving shown in FIG. Requires PWM control.

図５（Ｂ）の「Ｕ相上段ＦＥＴゲート波形」に示したように、平衡駆動では、ＰＷＭ周期Ｔにおいて、デッドタイム１５２の経過後にＵ相コイルへの通電に係るインバータＦＥＴ１１４Ａがオンになる。同時に図５（Ｂ）の「Ｖ相下段ＦＥＴゲート波形」に示したように、Ｖ相コイルへの通電に係るインバータＦＥＴ１１４Ｅのゲートにハイレベル信号が印加されてインバータＦＥＴ１１４Ｅがオンになる。その結果、周期Ｔ１において、Ｕ相コイル１８Ｕ及びＶ相コイル１８Ｖが通電される。 As shown in the “U-phase upper FET gate waveform” in FIG. 5B, in the balanced drive, the inverter FET 114A related to energization to the U-phase coil is turned on after the elapse of the dead time 152 in the PWM period T. At the same time, as shown in “V-phase lower stage FET gate waveform” in FIG. 5B, a high level signal is applied to the gate of the inverter FET 114E related to energization to the V-phase coil, and the inverter FET 114E is turned on. As a result, in the period T 1, U-phase coil 18U and the V-phase coil 18V is energized.

その後、図５（Ｂ）の「Ｕ相上段ＦＥＴゲート波形」及び「Ｖ相下段ＦＥＴゲート波形」に示したように、インバータＦＥＴ１１４Ａ及びインバータＦＥＴ１１４Ｅは同時にオフになる。そして、デッドタイム１５２が経過した後に、図５（Ｂ）の「Ｕ相下段ＦＥＴゲート波形」及び「Ｖ相上段ＦＥＴゲート波形」に示したように、インバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄのゲートにハイレベル信号が印加されて、インバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄがオンになる。その結果、周期Ｔ２において、周期Ｔ１の通電によって生じたＵ相コイル１８Ｕ及びＶ相コイル１８Ｖの電流を減衰させる。 Thereafter, as shown in “U-phase upper FET gate waveform” and “V-phase lower FET gate waveform” in FIG. 5B, the inverter FET 114A and the inverter FET 114E are simultaneously turned off. Then, after the dead time 152 has elapsed, as shown in “U-phase lower FET gate waveform” and “V-phase upper FET gate waveform” in FIG. 5B, a high level signal is applied to the gates of the inverter FET 114B and the inverter FET 114D. Is applied, and the inverter FET 114B and the inverter FET 114D are turned on. As a result, in the period T 2, to attenuate a current of U-phase coil 18U and the V-phase coil 18V caused by energization of the period T 1.

図５（Ｂ）の場合は、周期Ｔ１で通電した電流を周期Ｔ２で減衰させることにより、インバータ回路１１４及びモータ１１８のコイルの電位を平衡にする。本実施の形態では、図５（Ｂ）に示した場合を平衡駆動と呼称する。 In the case of FIG. 5B, the current supplied in the cycle T 1 is attenuated in the cycle T 2 to balance the potentials of the inverter circuit 114 and the motor 118 coil. In the present embodiment, the case shown in FIG. 5B is referred to as balanced drive.

周期Ｔ１で通電した電流を周期Ｔ２で打ち消すことにより、無通電相であるＷ相に対するＵ相、Ｖ相の通電の影響を軽減でき、その結果、無通電相に生じた誘起電圧の検知が容易になる。図５（Ｂ）に示したように、Ｗ相コイル１８Ｗに生じる誘起電圧は、多少はスパイク波が生じるものの、パルス状のノイズは解消され、センサレス位置検出タイミング１５４Ｂを誘起電圧検出可能期間１５６Ｂのいずれかに設定でき、ロータ１６の位置検出に至適な信号の抽出が容易となる。 By canceling the current energized at period T 1 at period T 2 , it is possible to reduce the influence of the U-phase and V-phase energization on the W phase, which is a non-energized phase, and as a result, detection of the induced voltage generated in the non-energized phase. Becomes easier. As shown in FIG. 5B, the induced voltage generated in the W-phase coil 18W has a spike wave to some extent, but the pulse-like noise is eliminated, and the sensorless position detection timing 154B is set to the induced voltage detectable period 156B. Any one of them can be set, and the extraction of the optimum signal for detecting the position of the rotor 16 is facilitated.

図６は、モータ１１８のＵ相コイル１８ＵからＶ相コイル１８Ｖへの通電におけるインバータ回路１１４の動作を示した概略図であり、（Ａ）は片側ＰＷＭ駆動の場合、（Ｂ）は平衡ＰＷＭ駆動の場合を各々示している。   6A and 6B are schematic diagrams showing the operation of the inverter circuit 114 when the motor 118 is energized from the U-phase coil 18U to the V-phase coil 18V. FIG. 6A shows the case of one-side PWM driving, and FIG. Each case is shown.

図６（Ａ）に示した片側ＰＷＭ駆動の場合は、モータ１１８に印加する電圧のデューティ比を大きくする場合である。図６（Ａ）では、バッテリ１２０から供給された電力を、インバータＦＥＴ１１４ＡをオンにしてＵ相コイル１８Ｕに印加し、Ｖ相コイル１８ＶとインバータＦＥＴ１１４Ｅとを経由して接地させている。   The one-side PWM drive shown in FIG. 6A is a case where the duty ratio of the voltage applied to the motor 118 is increased. In FIG. 6A, the power supplied from the battery 120 is applied to the U-phase coil 18U with the inverter FET 114A turned on, and grounded via the V-phase coil 18V and the inverter FET 114E.

図６（Ａ）において、電流１４０はインバータＦＥＴ１１４Ｅがオンになった場合の電流である。電流１４０は、連続的にオンになっているインバータＦＥＴ１１４Ａを介してＵ相コイル１８Ｕに流れ、さらにＶ相コイル１８ＶとインバータＦＥＴ１１４Ｅとを経由して接地領域に流れている。   In FIG. 6A, a current 140 is a current when the inverter FET 114E is turned on. The current 140 flows to the U-phase coil 18U via the inverter FET 114A that is continuously turned on, and further flows to the ground region via the V-phase coil 18V and the inverter FET 114E.

図６（Ａ）において、電流１４２は、電流１４２は、インバータＦＥＴ１１４Ｅがオフになり、インバータＦＥＴ１１４Ｂがオンになった場合の電流である。電流１４２は、電流１４０が流れた影響によるものであり、インバータＦＥＴ１１４Ｅがオフになっても、直前に流れた電流１４０の影響により、電流１４０と同一方向、すなわちＵ相コイル１８ＵからＶ相コイル１８Ｖへ電流を流そうとする起電力によるものである。   In FIG. 6A, a current 142 is a current when the inverter FET 114E is turned off and the inverter FET 114B is turned on. The current 142 is due to the effect of the current 140 flowing. Even if the inverter FET 114E is turned off, the current 140 flows in the same direction as the current 140, that is, from the U-phase coil 18U to the V-phase coil 18V. This is due to an electromotive force that tries to pass a current through.

電流１４２は、インバータＦＥＴ１１４Ｅがオフになっているので、接地領域には流れず、Ｕ相コイル１８Ｕ、Ｖ相コイル１８Ｖ、インバータＦＥＴ１１４Ｂ、インバータＦＥＴ１１４Ａを構成された回路を循環するに留まる。しかしながら、後述するように、電流１４０，１４２によって、前述のように、Ｗ相コイル１８Ｗに生じる誘起電圧が影響されるというおそれがある。   Since the inverter FET 114E is off, the current 142 does not flow to the ground region, but only circulates through the circuit including the U-phase coil 18U, the V-phase coil 18V, the inverter FET 114B, and the inverter FET 114A. However, as described later, there is a possibility that the induced voltage generated in the W-phase coil 18W is affected by the currents 140 and 142 as described above.

図６（Ｂ）に示した平衡ＰＷＭ駆動の場合は、モータ１１８に印加する電圧のデューティ比を小さくする場合である。図６（Ｂ）において、電流１４４はインバータＦＥＴ１１４Ａ及びインバータＦＥＴ１１４Ｅがオンになった場合の電流である。電流１４４は、インバータＦＥＴ１１４Ａを介してＵ相コイル１８Ｕに流れ、さらにＶ相コイル１８ＶとインバータＦＥＴ１１４Ｅとを経由して接地領域に流れている。   The balanced PWM driving shown in FIG. 6B is a case where the duty ratio of the voltage applied to the motor 118 is reduced. In FIG. 6B, a current 144 is a current when the inverter FET 114A and the inverter FET 114E are turned on. The current 144 flows to the U-phase coil 18U via the inverter FET 114A, and further flows to the ground region via the V-phase coil 18V and the inverter FET 114E.

図６（Ｂ）において、電流１４６は、インバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄがオンになった場合の電流である。電流１４６は、Ｕ相コイル１８Ｕ及びＶ相コイル１８Ｖにおいて電流１４４と順方向の電流である。インバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄをオンにする制御は、電流１４４と逆方向の電流を流すものであるが、電流１４４の影響により、インバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄがオンになった場合であっても、なおも電流１４４と順方向の電流が実際には観測される。しかしながら、インバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄがオンになることで、電流１４４の影響による電流１４６を減衰させる効果がある。   In FIG. 6B, a current 146 is a current when the inverter FET 114B and the inverter FET 114D are turned on. Current 146 is a forward current with current 144 in U-phase coil 18U and V-phase coil 18V. In the control for turning on the inverter FET 114B and the inverter FET 114D, a current in the direction opposite to that of the current 144 is passed. However, even when the inverter FET 114B and the inverter FET 114D are turned on due to the influence of the current 144, A current 144 and a forward current are actually observed. However, when the inverter FET 114B and the inverter FET 114D are turned on, the current 146 due to the influence of the current 144 is effectively attenuated.

電流１４４の影響による電流１４６を減衰させるためにインバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄをオンにする周期Ｔ２は、インバータＦＥＴ１１４Ａ及びインバータＦＥＴ１１４Ｅをオンにする周期Ｔ１よりも短時間でよい。周期Ｔ１に対する周期Ｔ２は、モータ１１８の仕様等によって異なるので、実機を用いた実験等を通じて具体的に決定する。 Period T 2 to turn on the inverter FET114B and inverter FET114D to attenuate the current 146 due to the influence of the current 144 may be a shorter time than the period T 1 to turn on the inverter FET114A and inverter FET114E. Period T 2 to the period T 1 is different depending on the specifications of the motor 118, specifically determined through experiments or the like using a real machine.

図７は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００における指令信号、インバータＦＥＴ１１４Ａ，１１４Ｂ，１１４Ｄ，１１４Ｅのゲートに印加される信号、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｕ−Ｖ間電圧の一例を示した概略図であり、（Ａ）は片側ＰＷＭ駆動の場合、（Ｂ）は平衡駆動の場合を各々示している。   FIG. 7 shows an example of a command signal, a signal applied to the gates of the inverters FETs 114A, 114B, 114D, and 114E, a U-phase voltage, a V-phase voltage, and a U-V voltage in the motor control device 100 according to the present embodiment. It is the shown schematic, (A) shows the case of one-side PWM drive, and (B) shows the case of balanced drive, respectively.

図７（Ａ）の「Ｕ相上段ＦＥＴゲート波形」に示したように、指令信号が変化しても、Ｕ相コイルへの通電に係るインバータＦＥＴ１１４Ａのゲートには連続的にハイレベルの信号が印加され、インバータＦＥＴ１１４ＡはＰＷＭ周期Ｔにおいて連続的にオンになっている。また、図７（Ａ）の「Ｖ相下段ＦＥＴゲート波形」に示したように、Ｖ相コイルの通電に係るインバータＦＥＴ１１４Ｅのゲートには指令信号に基づいて周期Ｔ'２のハイレベル信号が印加されてインバータＦＥＴ１１４Ｅがオンになる。その結果、Ｕ相コイル１８Ｕ及びＶ相コイル１８Ｖが通電され、周期Ｔ'２において、Ｕ相電圧１６０ＵＡはバッテリ１２０の正極の電圧であるＶｂ、Ｖ相電圧１６０ＶＡは０となってＵ相コイルとＶ相コイルとに電位差が生じる。なお、図７（Ａ）に示したように、インバータＦＥＴ１１４Ｅのスイッチング動作の影響により、Ｖ相電圧１６０ＶＡの波形は完全な矩形波ではなく略台形状を呈する。 As shown in the “U-phase upper FET gate waveform” in FIG. 7A, even if the command signal changes, a high level signal is continuously applied to the gate of the inverter FET 114A related to energization to the U-phase coil. When applied, the inverter FET 114A is continuously on in the PWM period T. Further, as shown in "V-phase lower FET gate waveform", a high level signal with a period T '2 in accordance with a command signal to the gate of the inverter FET114E according to energization of the V-phase coil applied shown in FIG. 7 (A) Then, the inverter FET 114E is turned on. As a result, the energized U-phase coil 18U and the V-phase coil 18V, the period T '2, U-phase voltage 160UA is V b, the V-phase voltage 160VA becomes 0 U-phase coil is the voltage of the positive electrode of the battery 120 And a V-phase coil have a potential difference. Note that, as shown in FIG. 7A, due to the influence of the switching operation of the inverter FET 114E, the waveform of the V-phase voltage 160VA is not a perfect rectangular wave but a substantially trapezoidal shape.

周期Ｔ'２経過後の周期Ｔｄのデットタイム１５２ではインバータＦＥＴ１１４Ｅはオフになるので、Ｕ相電圧１６０ＵＡはバッテリ１２０の正極の電圧であるＶｂ、Ｖ相電圧１６０ＶＡはＶｂ以上の電圧を示す。デッドタイム１５２においてＶ相電圧１６０ＶＡがＶｂ以上の電圧を示すのは、オフになっているインバータＦＥＴ１１４Ｂの寄生ダイオードを介して電流が流れるためである。当該寄生ダイオードの順電圧ＶＦであれば、デッドタイム１５２である周期ＴｄにおいてＶ相電圧１６０ＶＡはＶｂよりも順電圧ＶＦの分で高い電圧を示す。しかしながら順電圧ＶＦは、シリコン系半導体の場合、０．６５Ｖ程度の値なので、本実施の形態では、以下、順電圧ＶＦは略０であるとして、近似的に電圧の算出を行う。 Since the period T 'dead time 152 in the inverter FET114E period T d after 2 lapse is turned off, U-phase voltage 160UA is V b is the voltage of the positive electrode of the battery 120, the V-phase voltage 160VA is V b voltages above Show. Indicate V-phase voltage 160VA is V b voltage higher than the dead time 152 is because the current flows through the parasitic diode of the inverter FET114B is turned off. If the forward voltage V F of the parasitic diode, V-phase voltage 160VA in period T d is a dead time 152 indicates a high voltage at a partial forward voltage V F than V b. Forward voltage V F, however, the case of silicon-based semiconductor, since the value of the order of 0.65V, in the present embodiment, the following, as the forward voltage V F is substantially zero, and calculates the approximately voltage.

片側ＰＷＭ駆動のＰＷＭ周期ＴにおけるＵ−Ｖ間電圧１６２Ａは、Ｕ相電圧１６０ＵＡとＶ相電圧１６０ＶＡとの差である。そして、Ｕ−Ｖ間平均電圧１６４Ａは、以下の式（１）によって算出される。
Ｕ−Ｖ間平均電圧＝Ｖｂ×Ｔ'２／Ｔ …（１） The voltage 162A between U and V in the PWM period T of the one-side PWM drive is a difference between the U-phase voltage 160UA and the V-phase voltage 160VA. And the average voltage 164A between U-V is calculated by the following formula | equation (1).
Average voltage between U and V = V b × T ′ 2 / T (1)

図７（Ｂ）の「Ｕ相上段ＦＥＴゲート波形」に示したように、平衡駆動では、指令信号のエッジが立ち上がってからデッドタイム１５２の経過後にＵ相コイルへの通電に係るインバータＦＥＴ１１４Ａがオンになる。同時に図７（Ｂ）の「Ｖ相下段ＦＥＴゲート波形」に示したように、Ｖ相コイルへの通電に係るインバータＦＥＴ１１４Ｅのゲートにハイレベル信号が印加されてインバータＦＥＴ１１４Ｅがオンになる。その結果、周期Ｔ"２において、Ｕ相電圧１６０ＵＢはバッテリ１２０の正極の電圧であるＶｂ、Ｖ相電圧１６０ＶＢは０となってＵ相コイルとＶ相コイルとに電位差が生じる。 As shown in the “U-phase upper FET gate waveform” in FIG. 7B, in the balanced drive, the inverter FET 114A related to energization to the U-phase coil is turned on after the elapse of the dead time 152 after the edge of the command signal rises. become. At the same time, as shown in “V-phase lower stage FET gate waveform” in FIG. 7B, a high level signal is applied to the gate of the inverter FET 114E related to energization to the V-phase coil, and the inverter FET 114E is turned on. As a result, in the cycle T ″ 2 , the U-phase voltage 160 UB is the positive voltage V b of the battery 120, and the V-phase voltage 160 VB is 0, causing a potential difference between the U-phase coil and the V-phase coil.

その後、図７（Ｂ）の「Ｕ相上段ＦＥＴゲート波形」及び「Ｖ相下段ＦＥＴゲート波形」に示したように、指令信号のエッジが立ち下がるとインバータＦＥＴ１１４Ａ及びインバータＦＥＴ１１４Ｅは同時にオフになる。そして、デッドタイム１５２が経過した後に、図７（Ｂ）の「Ｕ相下段ＦＥＴゲート波形」及び「Ｖ相上段ＦＥＴゲート波形」に示したように、インバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄのゲートにハイレベル信号が印加されて、インバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄがオンになる。   Thereafter, as shown in “U-phase upper FET gate waveform” and “V-phase lower FET gate waveform” in FIG. 7B, when the edge of the command signal falls, inverter FET 114A and inverter FET 114E are simultaneously turned off. After the dead time 152 has elapsed, as shown in “U-phase lower FET gate waveform” and “V-phase upper FET gate waveform” in FIG. 7B, a high level signal is applied to the gates of the inverter FET 114B and the inverter FET 114D. Is applied, and the inverter FET 114B and the inverter FET 114D are turned on.

平衡ＰＷＭ駆動のＰＷＭ周期ＴにおけるＵ−Ｖ間電圧１６２Ｂは、Ｕ相電圧１６０ＵＢとＶ相電圧１６０ＶＢとの差である。そして、Ｕ−Ｖ間平均電圧１６４Ｂは、以下の式（２）によって算出される。
Ｕ−Ｖ間平均電圧＝Ｖｂ×（Ｔ"２−Ｔ"４−２Ｔｄ）/Ｔ …（２） The U-V voltage 162B in the PWM period T of the balanced PWM drive is a difference between the U-phase voltage 160UB and the V-phase voltage 160VB. The U-V average voltage 164B is calculated by the following equation (2).
Average voltage between U and V = V b × (T " 2 -T" 4 -2T d ) / T (2)

一般に指令信号のデューティ比が片側ＰＷＭ駆動と平衡ＰＷＭ駆動とで同じであれば、図７の周期Ｔ'２＝周期Ｔ"２となるが、上記の式（１），（２）より、片側ＰＷＭ駆動の方がＵ−Ｖ間平均電圧は高くなる。また、片側ＰＷＭ駆動の方がスイッチング素子の動作回数が少なくなるので、インバータ回路１１４の負荷も少なくなる。 In general, if the duty ratio of the command signal is the same between the one-side PWM drive and the balanced PWM drive, the cycle T ′ 2 = cycle T ″ 2 in FIG. 7 is obtained, but from the above equations (1) and (2), The average voltage between U and V is higher in the PWM drive, and the number of operations of the switching element is lower in the one-side PWM drive, so that the load on the inverter circuit 114 is also reduced.

しかしながら、上述のように、片側ＰＷＭ駆動では低速回転時にはロータ１６の位置検出に至適な信号の抽出が容易ではない。従って、モータ１１８の高速回転時には片側ＰＷＭ駆動を行い、モータ１１８の低速回転時には平衡ＰＷＭ駆動を行う事が望ましい。   However, as described above, in one-side PWM drive, it is not easy to extract a signal that is optimal for detecting the position of the rotor 16 during low-speed rotation. Therefore, it is desirable to perform one-side PWM driving when the motor 118 rotates at high speed and perform balanced PWM driving when the motor 118 rotates at low speed.

本実施の形態では、前述のように、指令信号のデューティ比が所定の値Ｘ％を超えた場合には片側ＰＷＭ駆動によってモータ１１８に印加する電圧を生成する。又は、モータ１１８の回転速度が所定の回転速度を超えた場合、若しくは別途備えた電流センサが検知したコイルの電流が所定の値を超えた場合に片側ＰＷＭ駆動によってモータ１１８に印加する電圧を生成してもよい。   In the present embodiment, as described above, when the duty ratio of the command signal exceeds the predetermined value X%, a voltage to be applied to the motor 118 is generated by one-side PWM driving. Alternatively, when the rotation speed of the motor 118 exceeds a predetermined rotation speed, or when the current of the coil detected by a separately provided current sensor exceeds a predetermined value, a voltage to be applied to the motor 118 is generated by one-side PWM drive May be.

駆動方式を平衡ＰＷＭ駆動から片側ＰＷＭ駆動に切り換える場合には、デューティ比が同じ指令信号の場合には、上述のように、平衡ＰＷＭ駆動によって生成される電圧が片側ＰＷＭ駆動によって生成される電圧よりも低くなることが問題となる。本実施の形態では、図７（Ｂ）に示したインバータＦＥＴのスイッチング動作による遅延時間Ｔｏｆｆを補正項として、上述の式（２）を変形した式（３）によって平衡ＰＷＭ駆動におけるＵ−Ｖ間平均電圧を想定する。
Ｕ−Ｖ間平均電圧＝Ｖｂ×（Ｔ"２−Ｔ"４−２Ｔｄ＋Ｔｏｆｆ）/Ｔ…（３） When the drive method is switched from balanced PWM drive to single-side PWM drive, in the case of a command signal having the same duty ratio, as described above, the voltage generated by balanced PWM drive is greater than the voltage generated by single-side PWM drive. It becomes a problem that it becomes low. In the present embodiment, the delay time T off due to the switching operation of the inverter FET shown in FIG. 7B is used as a correction term, and the equation (3) obtained by modifying the above equation (2) is used to calculate the UV in the balanced PWM drive. An average voltage is assumed.
Average voltage between U and V = V b × (T " 2 -T" 4 -2T d + T off ) / T (3)

本実施の形態では、周期Ｔ'２＝周期Ｔ"２の場合に、下記の式（４）によって、Ｔｏｆｆを算出する。
Ｖｂ×Ｔ'２／Ｔ＝Ｖｂ×（Ｔ"２−Ｔ"４−２Ｔｄ＋Ｔｏｆｆ）/Ｔ
Ｔ'２＝Ｔ"２−Ｔ"４−２Ｔｄ＋Ｔｏｆｆ
Ｔｏｆｆ＝Ｔ"４＋２Ｔｄ …（４） In the present embodiment, when the period T ′ 2 = the period T ″ 2 , T off is calculated by the following equation (4).
V b × T '2 / T = V b × (T "2 -T" 4 -2T d + T off) / T
T ' 2 = T " 2 -T" 4 -2T d + T off
T off = T " 4 + 2T d (4)

上記の式（４）に示したように、補正項Ｔｏｆｆは、周期Ｔ"４に基づいた値を示す。 As shown in the above equation (4), the correction term T off indicates a value based on the period T ″ 4 .

本実施の形態では、図４に示した補正部１３８で、算出した補正項Ｔｏｆｆを用いてモータ１１８のコイルに印加する電圧のデューティ比を補正する。 In the present embodiment, the correction unit 138 shown in FIG. 4 corrects the duty ratio of the voltage applied to the coil of the motor 118 using the calculated correction term T off .

しかしながら、補正項Ｔｏｆｆの値は製品毎にばらつきがある場合があり、かかる場合には上記の式（４）で算出される値が補正値として至適であるとは限らないこともある。本実施の形態では、モータ１１８の出荷前の始動テスト時に補正値を算出する場合もある。 However, the value of the correction term T off may vary from product to product. In such a case, the value calculated by the above equation (4) may not be optimal as the correction value. In the present embodiment, the correction value may be calculated during a start test before the motor 118 is shipped.

図８は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００におけるモータ１１８の始動のセンサレス制御の一例を示したフローチャートである。センサレス制御とは、本実施の形態に係るモータ１１８のようにホール素子を用いず、無通電相に生じた誘起電圧を検出してロータ１６の位置を検出する制御を意味する。   FIG. 8 is a flowchart showing an example of sensorless control for starting the motor 118 in the motor control apparatus 100 according to the present embodiment. The sensorless control means control that detects the position of the rotor 16 by detecting the induced voltage generated in the non-energized phase without using the Hall element as in the motor 118 according to the present embodiment.

図８のステップ５００では、モータ１１８の始動前に位置決め制御が行われる。位置決め制御の詳細については、図１０，１１を用いて後述するが、位置決め制御では、平衡ＰＷＭ駆動から片側ＰＷＭ駆動に切り換える際のモータ１１８の回転速度の変動を抑制するためのデューティ比の補正値の算出が行われる。   In step 500 of FIG. 8, positioning control is performed before the motor 118 is started. The details of the positioning control will be described later with reference to FIGS. 10 and 11. In the positioning control, the duty ratio correction value for suppressing fluctuations in the rotational speed of the motor 118 when switching from the balanced PWM driving to the one-side PWM driving. Is calculated.

ステップ５０２では、位置決め制御から規定時間が経過したか否かを判定し、肯定判定の場合には、ステップ５０４において強制転流制御が行われる。ステップ５０４では、低速の一定周期で各相のコイルに順番に通電し、通電の電圧を徐々に上げながらモータ１１８のロータ１６を回転させる。   In step 502, it is determined whether a specified time has elapsed since the positioning control. If the determination is affirmative, forced commutation control is performed in step 504. In step 504, the coils of the respective phases are sequentially energized at a constant low speed, and the rotor 16 of the motor 118 is rotated while gradually increasing the energization voltage.

ステップ５０６では、センサレス駆動条件を充足するか否かを判定する。具体的には、ロータ１６の回転速度が向上し、誘起電圧によるロータ１６の位置検出可能な速度になった場合に肯定判定を行う。ステップ５０６で肯定判定の場合には、ステップ５０８において誘起電圧によるロータ１６の位置検出に基づくセンサレス駆動を実行する。   In step 506, it is determined whether or not the sensorless driving condition is satisfied. Specifically, an affirmative determination is made when the rotational speed of the rotor 16 is improved and the rotor 16 position can be detected by the induced voltage. If the determination in step 506 is affirmative, sensorless driving based on detection of the position of the rotor 16 by the induced voltage is executed in step 508.

図９は、図８のステップ５０８のセンサレス駆動のフローチャートである。ステップ６００では、駆動条件Ａを充足するか否かを判定する。具体的には、指令信号のデューティ比が所定の値Ｘ％を超えた場合に駆動Ａ条件を充足すると判定し、ステップ６０２で片側ＰＷＭ駆動（以下、「駆動Ａ」と称する）によってモータ１１８に印加する電圧を生成して処理を終了する。   FIG. 9 is a flowchart of sensorless driving in step 508 of FIG. In step 600, it is determined whether or not the driving condition A is satisfied. Specifically, when the duty ratio of the command signal exceeds a predetermined value X%, it is determined that the drive A condition is satisfied, and in step 602, the motor 118 is subjected to one-side PWM drive (hereinafter referred to as “drive A”). The voltage to be applied is generated and the process is terminated.

ステップ６００で否定判定の場合には、ステップ６０４で平衡ＰＷＭ駆動（以下、「駆動Ｂ」と称する）によってモータ１１８に印加する電圧を生成して処理を終了する。   If the determination in step 600 is negative, a voltage to be applied to the motor 118 is generated in step 604 by balanced PWM drive (hereinafter referred to as “drive B”), and the process is terminated.

図１０は、図８のステップ５００の位置決め制御の一例を示したフローチャートである。ステップ７００では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相のコイルのうち、例えばＵ相コイルからＶ相コイルへのような、特定の２相のコイル間にのみ規定のデューティ比のＰＷＭ制御信号に基づき駆動Ａによって生成した電圧を印加する。特定の２相のコイル間にのみ通電する理由は、モータ１１８のロータ１６を回転させないようにするためである。本実施の形態では、駆動Ａ及び駆動Ｂの各々で生成した電圧をロータ１６を回転させないように特定の１相のコイルからもう１相のコイルへ通電した際に電圧センサ１３０によって各々検知した電圧に基づいて、ＰＷＭ制御信号の補正値を算出する。後述するように、本実施の形態では、Ｕ相からＶ相へ通電するが、Ｖ相からＷ相、Ｗ相からＵ相に各々通電してもよい。また、ロータ１６を回転させても構わないのであれば、上述のように特定の１相のコイルからもう１相のコイルへ通電することを重視しなくてもよい。   FIG. 10 is a flowchart showing an example of the positioning control in step 500 of FIG. In Step 700, a PWM control signal having a specified duty ratio only between specific two-phase coils, such as a U-phase coil to a V-phase coil, among U-phase, V-phase, and W-phase coils. The voltage generated by the drive A based on the above is applied. The reason for energizing only between the specific two-phase coils is to prevent the rotor 16 of the motor 118 from rotating. In the present embodiment, the voltage generated by each of drive A and drive B is detected by voltage sensor 130 when a specific one-phase coil is energized to another coil so as not to rotate rotor 16. Based on the above, the correction value of the PWM control signal is calculated. As will be described later, in the present embodiment, the current is supplied from the U phase to the V phase, but may be supplied from the V phase to the W phase and from the W phase to the U phase. In addition, as long as the rotor 16 may be rotated, it may not be important to energize a specific one-phase coil to another one-phase coil as described above.

ステップ７０２では、ステップ７００での通電の結果生じた電圧を電圧センサ１３０で検出する。電圧センサ１３０が検知した電圧は、例えば、図１１の時間ｔ０からｔ１の間に検知されるＵ相端子電圧１７４Ｕ、Ｖ相端子電圧１７４Ｖである。本実施の形態では、Ｕ相端子電圧１７４ＵとＶ相端子電圧１７４Ｖの所定時間の積分値を時間で微分する等の既知の方法によってＵ−Ｖ相間の平均電圧１７６を算出する。ここで、図１１は、本実施の形態における位置決め制御におけるロータ１６の回転速度１７０、プリドライバ１１２に出力されるＰＷＭ制御信号であるPWM DUTY１７２、Ｕ相端子電圧１７４Ｕ、Ｖ相端子電圧１７４Ｖ、Ｕ−Ｖ相間の平均電圧１７６の各々の変化を記したタイミングチャートの一例である。 In step 702, the voltage generated as a result of energization in step 700 is detected by voltage sensor 130. Voltage the voltage sensor 130 detects, for example, U-phase terminal voltage 174U is detected between time t 0 in FIG. 11 of t 1, a V-phase terminal voltage 174V. In the present embodiment, the average voltage 176 between the U and V phases is calculated by a known method such as differentiating the integral value of the U phase terminal voltage 174U and the V phase terminal voltage 174V over a predetermined time. Here, FIG. 11 shows the rotational speed 170 of the rotor 16 in the positioning control in the present embodiment, the PWM duty 172 which is a PWM control signal output to the pre-driver 112, the U-phase terminal voltage 174U, the V-phase terminal voltage 174V, U It is an example of the timing chart which described each change of the average voltage 176 between -V phase.

図７の時間ｔ０で初期値（START_DUTY）のＰＷＭ制御信号が入力されたことをトリガとして、駆動Ａにより生成した電圧をＵ相コイル１８ＵからＶ相コイル１８Ｖを介して接地領域に通電する。具体的には、インバータＦＥＴ１１４Ａをオン状態に保ち、インバータＦＥＴ１１４ＥをＰＷＭ制御信号の初期値に応じてオン、オフさせる。かかる通電直後は、図１１の回転速度１７０が示すように、ロータ１６は微動することがある。 As a trigger that the PWM control signal is inputted initial value (START_DUTY) at time t 0 in FIG. 7, a voltage generated by the drive A via a V-phase coil 18V from the U-phase coil 18U is energized to ground area. Specifically, the inverter FET 114A is kept on, and the inverter FET 114E is turned on and off according to the initial value of the PWM control signal. Immediately after such energization, the rotor 16 may slightly move as indicated by the rotational speed 170 in FIG.

ステップ７０２では、電圧センサ１３０が検知したＵ相端子電圧１７４Ｕ及びＶ相端子電圧１７４ＶからＵ−Ｖ相間の平均電圧１７６を算出する。   In step 702, an average voltage 176 between the U and V phases is calculated from the U-phase terminal voltage 174U and the V-phase terminal voltage 174V detected by the voltage sensor 130.

ステップ７０４では、規定時間が経過したか否かを判定する。規定時間は、例えば、図１１の時間ｔ１が経過したか否かによって判定する。ステップ７０４で肯定判定の場合には手順をステップ７０６に移行させる。ステップ７０４で否定判定の場合には手順をステップ７００に戻し、駆動Ａによるコイルへの通電と電圧の検出を継続する。 In step 704, it is determined whether the specified time has elapsed. Specified time, for example, according to whether or not the time has elapsed t 1 in FIG. 11. If the determination in step 704 is affirmative, the procedure proceeds to step 706. If the determination in step 704 is negative, the procedure returns to step 700, and the energization of the coil and the detection of voltage by drive A are continued.

ステップ７０６では、初期値のＰＷＭ制御信号（START_DUTY）に基づき駆動Ｂによって生成した電圧をコイルに印加する。ステップ７０８では、ステップ７０６での通電の結果生じた電圧を検出する。デューティ比が同じＰＷＭ制御信号に基づいた場合、平衡ＰＷＭ駆動（駆動Ｂ）の方が片側ＰＷＭ駆動（駆動Ａ）よりも生成される電圧が低くなる。図１１においても、Ｕ−Ｖ相間の平均電圧１７６は駆動Ｂが始まった時間ｔ１で低下している。 In step 706, the voltage generated by the drive B based on the initial PWM control signal (START_DUTY) is applied to the coil. In step 708, the voltage generated as a result of energization in step 706 is detected. When based on PWM control signals having the same duty ratio, the voltage generated in the balanced PWM drive (drive B) is lower than that in the one-side PWM drive (drive A). Also in FIG. 11, the average voltage 176 between the U and V phases decreases at time t 1 when drive B starts.

ステップ７１０では、規定時間が経過したか否かを判定する。規定時間は、例えば、図１１の時間ｔ２が経過したか否かによって判定する。ステップ７１０で肯定判定の場合には手順をステップ７１２に移行させる。ステップ７１０で否定判定の場合には手順をステップ７０６に戻し、駆動Ｂによるコイルへの通電と電圧の検出を継続する。 In step 710, it is determined whether the specified time has elapsed. Specified time, for example, according to whether or not the time has elapsed t 2 in FIG. 11. If the determination in step 710 is affirmative, the procedure proceeds to step 712. If the determination in step 710 is negative, the procedure returns to step 706 to continue energization of the coil by drive B and detection of the voltage.

ステップ７１２では、駆動ＡによるＵ−Ｖ相間の平均電圧と駆動ＢによるＵ−Ｖ相間の平均電圧とに差異があるか否かを判定し、肯定判定の場合には、ステップ７１４で駆動ＡのＵ−Ｖ相間の平均電圧と駆動ＢのＵ−Ｖ相間の平均電圧とが一致するようにＰＷＭ制御信号のデューティ比を調整する。そして、ステップ７１６で駆動Ｂの電圧を検出し、再びステップ７１２で駆動ＡのＵ−Ｖ相間の平均電圧と駆動ＢのＵ−Ｖ相間の平均電圧とに差異があるか否かを判定する。   In step 712, it is determined whether or not there is a difference between the average voltage between the U and V phases due to the drive A and the average voltage between the U and V phases due to the drive B. The duty ratio of the PWM control signal is adjusted so that the average voltage between the U and V phases matches the average voltage between the U and V phases of drive B. In step 716, the voltage of the drive B is detected, and in step 712, it is determined again whether or not there is a difference between the average voltage between the U and V phases of the drive A and the average voltage between the U and V phases of the drive B.

図１１の時間ｔ２から時間ｔ３の間の処理が、図１０のステップ７１２〜７１６の処理に該当する。図１１に示すように、時間ｔ２から徐々にＰＷＭ制御信号であるPWM DUTY１７２を上げてゆき、Ｕ−Ｖ相間の平均電圧１７６が時間ｔ１までの駆動ＡによるＵ−Ｖ相間の平均電圧１７６と一致した場合のデューティ比をEND_DUTYとして抽出する。 Processing during the time t 2 time t 3 in FIG. 11, it corresponds to the processing of step 712 to 716 in FIG. 10. As shown in FIG. 11, Yuki raise the PWM DUTY172 is gradually PWM control signal from the time t 2, the average of the U-V phases by drive A voltage of up to t 1 average voltage 176 of U-V phase time 176 The duty ratio when it matches is extracted as END_DUTY.

ステップ７１２で否定判定の場合、すなわち駆動ＡのＵ−Ｖ相間の平均電圧と駆動ＢのＵ−Ｖ相間の平均電圧とが一致した場合に、END_DUTYに基づいてＰＷＭ制御信号の補正値を算出して処理を終了する。ＰＷＭ制御信号の補正値は、END_DUTYとSTART_DUTYとの差異に基づくが、END_DUTYとSTART_DUTYとの差でもよいし、END_DUTYとSTART_DUTYとの比でもよい。END_DUTYとSTART_DUTYとの差を補正値とした場合は、駆動Ｂによってモータ１１８のコイルに印加する電圧を生成する際に、ＰＷＭ制御信号のデューティ比に補正値を加算して補正したデューティ比に基づいて駆動Ｂで電圧を生成する。END_DUTYとSTART_DUTYとの比を補正値とした場合は、駆動Ｂによってモータ１１８のコイルに印加する電圧を生成する際に、ＰＷＭ制御信号のデューティ比に補正値を乗算して補正したデューティ比に基づいて駆動Ｂで電圧を生成する。   If the determination in step 712 is negative, that is, if the average voltage between the U and V phases of drive A matches the average voltage between the U and V phases of drive B, the correction value of the PWM control signal is calculated based on END_DUTY. To finish the process. The correction value of the PWM control signal is based on a difference between END_DUTY and START_DUTY, but may be a difference between END_DUTY and START_DUTY or a ratio between END_DUTY and START_DUTY. When the difference between END_DUTY and START_DUTY is used as a correction value, when the voltage applied to the coil of the motor 118 is generated by the drive B, the correction value is added to the duty ratio of the PWM control signal and corrected based on the duty ratio. A voltage is generated by the drive B. When the ratio of END_DUTY and START_DUTY is used as the correction value, when the voltage applied to the coil of the motor 118 is generated by the drive B, the duty ratio of the PWM control signal is multiplied by the correction value and corrected based on the duty ratio. A voltage is generated by the drive B.

本実施の形態では、片側ＰＷＭ駆動である駆動Ａに比してＵ−Ｖ相間の平均電圧が低下する平衡ＰＷＭ駆動である駆動ＢのＰＷＭ制御信号のデューティ比を補正することにより、駆動ＢのＵ−Ｖ相間の平均電圧を駆動ＡのＵ−Ｖ相間の平均電圧に一致させている。   In the present embodiment, by correcting the duty ratio of the PWM control signal of drive B that is balanced PWM drive in which the average voltage between the U and V phases is lower than that of drive A that is one-side PWM drive, The average voltage between the U and V phases is matched with the average voltage between the U and V phases of the drive A.

上述の本実施の形態とは逆に、平衡ＰＷＭ駆動である駆動Ｂに比してＵ−Ｖ相間の平均電圧１７６が大きくなる片側ＰＷＭ駆動である駆動ＡのＰＷＭ制御信号のデューティ比を補正することにより、駆動ＡのＵ−Ｖ相間の平均電圧を駆動ＢのＵ−Ｖ相間の平均電圧に一致させてもよい。かかる場合には、駆動Ａによってモータ１１８のコイルに印加する電圧を生成する際に、ＰＷＭ制御信号のデューティ比からEND_DUTYとSTART_DUTYとの差である補正値を減算して補正したデューティ比に基づいて駆動Ａで電圧を生成する。又は、駆動Ａによってモータ１１８のコイルに印加する電圧を生成する際に、ＰＷＭ制御信号のデューティ比にEND_DUTYとSTART_DUTYとの比である補正値を除算して補正したデューティ比に基づいて駆動Ａで電圧を生成する。   Contrary to the above-described embodiment, the duty ratio of the PWM control signal of drive A, which is one-side PWM drive, in which the average voltage 176 between the U and V phases is larger than that of drive B, which is balanced PWM drive. Thus, the average voltage between the U and V phases of the drive A may be matched with the average voltage between the U and V phases of the drive B. In such a case, when the voltage to be applied to the coil of the motor 118 is generated by the drive A, the correction value that is the difference between END_DUTY and START_DUTY is subtracted from the duty ratio of the PWM control signal based on the corrected duty ratio. A voltage is generated by driving A. Alternatively, when the voltage applied to the coil of the motor 118 is generated by the drive A, the drive A is based on the duty ratio corrected by dividing the duty ratio of the PWM control signal by the correction value that is the ratio of END_DUTY and START_DUTY. Generate voltage.

又は、図１１の場合とは逆に、駆動Ｂで生成した電圧を印加した後、駆動Ａで生成した電圧を印加し、駆動ＡのＰＷＭ制御信号のデューティ比を補正する補正値を算出してもよい。   Or, contrary to the case of FIG. 11, after applying the voltage generated by the drive B, the voltage generated by the drive A is applied, and a correction value for correcting the duty ratio of the PWM control signal of the drive A is calculated. Also good.

本実施の形態では、モータ１１８の始動時に上述の補正値を算出するが、出荷前の動作テスト等の初回の始動時に補正値を算出して記憶装置に記憶しておき、以後、記憶した補正値を用いてＰＷＭ制御信号のデューティ比を補正する。   In the present embodiment, the above-described correction value is calculated when the motor 118 is started. However, the correction value is calculated and stored in the storage device at the first start such as an operation test before shipment, and the stored correction is stored thereafter. The duty ratio of the PWM control signal is corrected using the value.

以上説明したように、本実施の形態によれば、モータ１１８の始動時にモータの特定の２相のコイルに異なる２つの駆動方式で生成した電圧を各々印加した際の各々のＵ−Ｖ相間の平均電圧１７６の値から駆動方式を切り換える際のＰＷＭ制御信号のデューティ比の補正値を算出している。かかる補正値で一方の駆動方式のＰＷＭ制御信号のデューティ比を補正することにより、回転速度に応じて電圧生成の駆動方式を変更する場合に、モータの回転速度の変動を抑制できる。   As described above, according to the present embodiment, when the voltage generated by two different driving methods is applied to a specific two-phase coil of the motor at the time of starting the motor 118, between each U-V phase The correction value of the duty ratio of the PWM control signal when switching the driving method is calculated from the value of the average voltage 176. By correcting the duty ratio of the PWM control signal of one drive method with such a correction value, fluctuations in the rotation speed of the motor can be suppressed when the voltage generation drive system is changed according to the rotation speed.

１０…ポンプ駆動用モータ、１２…ハウジング、１４…ベース部材、１６…ロータ、１８…ステータ、１８Ｕ…相コイル、１８Ｖ…相コイル、１８Ｗ…相コイル、２０…制御基板、２２…シールドカバー、２４…ステータホルダ、２６…ハウジング本体、２８…収容室、２８Ａ…開口、３０…周壁部、３１…底壁部、３２…コネクタ、３６…ポンプ室、３８…接合部、４０…シャフト支持部、４４…シャフト、４６…軸受、４８…インペラ部材、５６…インペラ、６４…基板本体、７２…包囲部、７４…被覆部、７６…保持部、７８…延長フランジ、８０…フランジ、８２…フランジ、８６…延長部、９０…電気部品、９２…支持部、１００…モータ制御装置、１１０…マイコン、１１２…プリドライバ、１１４…インバータ回路、ＦＥＴ１１４Ａ，１１４Ｂ，１１４Ｃ，１１４Ｄ，１１４Ｅ，１１４Ｆ…インバータＦＥＴ、１１６…位置検出回路、１１８…モータ本体、１２０…バッテリ、１２４…イグニッションスイッチ、１２６…水温センサ、１２８…ウォータポンプ、１３０…電圧センサ、１３２…演算回路選択部、１３４Ａ…片側ＰＷＭ駆動ＤＵＴＹＴ演算回路、１３４Ｂ…平衡ＰＷＭ駆動ＤＵＴＹ演算回路、１３６Ａ…モータ印加ＤＵＴＹ演算部演算部、１３６Ｂ…モータ印加ＤＵＴＹ演算部演算部、１３８…補正部、１４０，１４２，１４４，１４６…電流、１５２…デッドタイム、１５４Ａ，１５４Ｂ…センサレス位置検出タイミング、１５６Ａ，１５６Ｂ…誘起電圧検出可能期間、１５６Ｍ…最低検出期間、１６０ＵＡ，１６０ＵＢ…Ｕ相電圧、１６０ＶＡ，１６０ＶＢ…Ｖ相電圧、１６２Ａ，１６２Ｂ…Ｕ−Ｖ間電圧、１６４Ａ，１６４Ｂ…Ｕ−Ｖ間平均電圧、１７０…回転速度、１７２…PWM DUTY、１７４Ｕ…Ｕ相端子電圧、１７４Ｖ…Ｖ相端子電圧、１７６…Ｕ−Ｖ相間の平均電圧 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Motor for pump drive, 12 ... Housing, 14 ... Base member, 16 ... Rotor, 18 ... Stator, 18U ... Phase coil, 18V ... Phase coil, 18W ... Phase coil, 20 ... Control board, 22 ... Shield cover, 24 DESCRIPTION OF SYMBOLS ... Stator holder, 26 ... Housing main body, 28 ... Accommodating chamber, 28A ... Opening, 30 ... Peripheral wall part, 31 ... Bottom wall part, 32 ... Connector, 36 ... Pump chamber, 38 ... Joint part, 40 ... Shaft support part, 44 ... Shaft, 46 ... Bearing, 48 ... Impeller member, 56 ... Impeller, 64 ... Substrate body, 72 ... Surrounding part, 74 ... Covering part, 76 ... Holding part, 78 ... Extension flange, 80 ... Flange, 82 ... Flange, 86 ... Extension part, 90 ... Electrical component, 92 ... Supporting part, 100 ... Motor control device, 110 ... Microcomputer, 112 ... Pre-driver, 114 ... Inverter circuit, FET1 4A, 114B, 114C, 114D, 114E, 114F ... inverter FET, 116 ... position detection circuit, 118 ... motor body, 120 ... battery, 124 ... ignition switch, 126 ... water temperature sensor, 128 ... water pump, 130 ... voltage sensor, 132 ... arithmetic circuit selection unit, 134A ... single-side PWM drive DUTYT arithmetic circuit, 134B ... balanced PWM drive DUTY arithmetic circuit, 136A ... motor application DUTY arithmetic unit arithmetic unit, 136B ... motor application DUTY arithmetic unit arithmetic unit, 138 ... correction unit, 140, 142, 144, 146 ... current, 152 ... dead time, 154A, 154B ... sensorless position detection timing, 156A, 156B ... induced voltage detectable period, 156M ... minimum detection period, 160UA, 160UB ... U phase voltage, 160VA, 1 0VB ... V phase voltage, 162A, 162B ... U-V voltage, 164A, 164B ... U-V average voltage, 170 ... Rotational speed, 172 ... PWM DUTY, 174U ... U phase terminal voltage, 174V ... V phase terminal voltage 176 ... Average voltage between U and V phases

Claims (6)

異なる２つの駆動方式での制御が可能で、制御されることによって生成した電圧を三相モータの巻線に印加する駆動回路と、
前記三相モータの巻線の電圧を検出する電圧検出部と、
前記三相モータの始動前に、所定のＰＷＭ制御信号に基づいて一方の駆動方式で前記駆動回路を制御した後に、該所定のＰＷＭ制御信号に基づいて他方の駆動方式で前記駆動回路を制御して、異なる２つの駆動方式の各々で電圧を生成するように前記駆動回路を制御し、前記他方の駆動方式で生成された電圧が前記三相モータの巻線に印加されることにより前記電圧検出部で検出された電圧が、前記一方の駆動方式で生成した電圧が前記三相モータの巻線に印加されることにより前記電圧検出部で検出された電圧と一致するように該所定のＰＷＭ制御信号を変化させ、該所定のＰＷＭ制御信号と該変化させたＰＷＭ制御信号との差異に基づいて、前記２つの駆動方式の前記一方の駆動方式から前記他方の駆動方式に変更する場合の補正値を算出すると共に、前記三相モータの始動後、前記駆動回路の駆動方式を変更する場合に、入力された指令信号に基づいたＰＷＭ制御信号を前記補正値に基づいて補正し、前記２つの異なる駆動方式のいずれか一方で補正したＰＷＭ制御信号を用いて前記駆動回路を制御する駆動回路制御部と、
を含むモータ制御装置。 A drive circuit that can be controlled by two different drive systems and applies a voltage generated by the control to the windings of the three-phase motor;
A voltage detector for detecting the voltage of the winding of the three-phase motor;
Before starting the three-phase motor, after controlling the drive circuit with one drive system based on a predetermined PWM control signal, the drive circuit is controlled with the other drive system based on the predetermined PWM control signal. The voltage detection is performed by controlling the driving circuit to generate a voltage in each of two different driving systems, and applying the voltage generated in the other driving system to the winding of the three-phase motor. The predetermined PWM control is performed so that the voltage detected by the voltage detection unit coincides with the voltage detected by the voltage detection unit by applying the voltage generated by the one driving method to the winding of the three-phase motor. varying the signal based on the difference between the predetermined PWM control signal and the PWM control signal is said alteration, correction values in the case of changing from the one driving system of the two drive systems to the other drive system Calculate In addition, when changing the drive system of the drive circuit after starting the three-phase motor, the PWM control signal based on the input command signal is corrected based on the correction value, and the two different drive systems A drive circuit control unit that controls the drive circuit using a PWM control signal corrected in any one of
Including a motor control device. 前記駆動回路制御部は、前記三相モータの始動前に、前記一方の駆動方式で前記駆動回路を制御して第１相の巻線から第２相の巻線を介して接地領域に通電させた後に、前記他方の駆動方式で前記駆動回路を制御して前記第１相の巻線から前記第２相の巻線を介して接地領域に通電させることにより、前記三相モータのロータを回転させずに前記補正値を算出する請求項１に記載のモータ制御装置。 The drive circuit control unit controls the drive circuit by the one drive method before starting the three-phase motor, and energizes the ground region from the first phase winding through the second phase winding. Then, the rotor of the three-phase motor is rotated by controlling the drive circuit with the other drive method and energizing the ground region through the second-phase winding from the first-phase winding. the motor control device according to claim 1 for calculating the correction value without causing. 前記駆動回路制御部は、前記三相モータの初回の始動時前に前記補正値を算出して記憶し、初回以後の前記三相モータの始動では該記憶した補正値に基づいて前記ＰＷＭ制御信号を補正する請求項１又は２に記載のモータ制御装置。 The drive circuit control unit calculates and stores the correction value before the first start of the three-phase motor, and the PWM control signal based on the stored correction value at the start of the three-phase motor after the first time. The motor control apparatus of Claim 1 or 2 which correct | amends. 前記２つの駆動方式は、ロータの回転位置に応じていずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電されるように前記駆動回路を制御する第１駆動方式と、ロータの回転位置に応じていずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電された後、前記一方の巻線から前記他方の巻線に流れる電流を減衰させる通電がされるように前記駆動回路を制御する第２駆動方式と、を含む請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。 The two drive systems are configured so that one of the windings is de-energized according to the rotational position of the rotor, and one of the other two-phase windings is energized to the other winding. Depending on the first drive system that controls the drive circuit and the rotational position of the rotor, either one of the windings is de-energized, and one of the other two-phase windings is energized to the other. and then, any one of claim 1 to 3, and a second driving system for controlling the drive circuit so that energization is to attenuate the current flowing from the one winding to the other winding the motor control device according to. 三相モータのロータの回転位置に応じて前記三相モータのいずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電する第１駆動方式と、前記三相モータのロータの回転位置に応じて前記三相モータのいずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電された後、前記一方の巻線から前記他方の巻線に流れる電流を減衰させる通電をする第２駆動方式との２つの駆動方式での制御が可能で、制御されることによって生成した電圧を前記三相モータの巻線に印加する駆動回路と、
前記第２駆動方式において前記一方の巻線から前記他方の巻線に流れる電流を減衰させる通電の時間と前記駆動回路において直列に接続されたスイッチング素子が同時にオンにならないようにするために設けられた通電停止時間とに基づいて前記２つの駆動方式の一方の駆動方式から他方の駆動方式に変更する場合の補正値を算出すると共に、前記三相モータの始動後、前記駆動回路の駆動方式を変更する場合に、入力された指令信号に基づいたＰＷＭ制御信号を前記補正値に基づいて補正し、前記第１駆動方式及び前記第２駆動方式のいずれか一方で補正したＰＷＭ制御信号を用いて前記駆動回路を制御する駆動回路制御部と、
を含むモータ制御装置。 A first phase in which any one phase winding of the three-phase motor is de-energized according to the rotational position of the rotor of the three-phase motor, and one of the other two-phase windings is energized to the other winding. Depending on the driving system and the rotational position of the rotor of the three-phase motor, any one phase winding of the three-phase motor is de-energized, and one of the other two-phase windings is switched from one winding to the other. After being energized, the control can be performed in two drive modes, that is, the second drive mode in which energization is performed to attenuate the current flowing from the one winding to the other winding. A drive circuit for applying a voltage to the winding of the three-phase motor;
In the second drive method, provided in order to prevent the energization time for attenuating the current flowing from the one winding to the other winding and the switching elements connected in series in the drive circuit from being simultaneously turned on. Based on the energization stop time, a correction value for changing from one of the two driving methods to the other driving method is calculated, and after the three-phase motor is started, the driving method of the driving circuit is changed. When changing, the PWM control signal based on the input command signal is corrected based on the correction value, and the PWM control signal corrected by either the first driving method or the second driving method is used. A drive circuit controller for controlling the drive circuit;
Including a motor control device. 前記駆動回路制御部は、前記三相モータの回転速度が高速の場合には前記第１駆動方式で、前記三相モータの回転速度が低速の場合には前記第２駆動方式で、前記駆動回路を各々制御する請求項４又は５に記載のモータ制御装置。
The drive circuit control unit uses the first drive method when the rotation speed of the three-phase motor is high, and uses the second drive method when the rotation speed of the three-phase motor is low. the motor control device according to claim 4 or 5 respectively controls the.
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