JP4269199B2 - Electric power steering control device - Google Patents

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【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気自動車やハイブリッドカーに好適な電動パワーステアリング装置の制御技術分野に属する。
【０００２】
【従来の技術】
（一般論）
電動パワーステアリング装置は、図１に示すように、ハンドルを通してステアリングコラム（ステアリングシャフト）にかかる操舵トルクに応じ、適正な補助操舵力を直流モータ（電動機）に発生させて操舵機構を駆動する装置である。電動パワーステアリング装置は、操舵トルクセンサおよび車速センサなどのセンサの信号に基づき、車載コンピュータ（ＥＣＵ）によって直流モータを駆動する。本明細書中では、この車載コンピュータのことを電動パワーステアリング制御装置と呼ぶこととする。
【０００３】
通常、電動パワーステアリング制御装置は、図２および図３に示すように、電流指令値演算手段１と電流制御演算手段２’とを有し、両演算手段１，２’は、単一のマイクロコンピュータによってソフトウェアにより実行される。
【０００４】
ここで、電流指令値演算手段１は、図２に示すように、ステアリングコラムにかかる操舵トルクの検出信号である操舵トルク信号Ｔｑと、自動車の速さの検出信号である車速信号Ｖとに応じ、操舵機構を駆動する直流モータに流すべき電流の指令値である電流指令値を算出する手段である。すなわち、電流指令値演算手段１は、操舵トルク信号Ｔｑに対して伝達関数（Ｔ1ｓ＋１）／（ＡＴ1ｓ＋１）をかけて位相が進んだ信号Ｔｐを生成し、さらに同信号Ｔｐに対し車速信号Ｖに応じたマップ関数を施して基本電流指令値Ｉｃｂを生成する。また、これと並行して操舵トルク信号Ｔｑを伝達関数ｓ／（Ｔ2ｓ＋１）によって疑似微分した信号Ｔｉを生成し、同信号Ｔｉに適正なゲインＫをかけて慣性補償電流指令値Ｉｃｉを生成する。そして、基本電流指令値Ｉｃｂと慣性補償電流指令値Ｉｃｉとを足し合わせて、電流指令値Ｉｃを生成する。
【０００５】
一方、電流制御演算手段２’は、直流モータに流れている電流の検出信号である電流検出値とこの電流指令値Ｉｃとの偏差に応じ、直流モータを駆動するＨブリッジ回路を制御する駆動手段に方向指令信号Ｄｉｒおよびデューティー比信号に相当する信号Ｄｔを与える演算手段である。すなわち、電流制御演算手段２’は、直流モータに流れている電流の検出値である電流検出値（検出電流）と電流指令値Ｉｃとの偏差に基づいて、フィードバック制御（ＰＩ制御）を施している。そして、ＰＩ制御された電流指令値に対して方向指令演算およびガード処理を施し、方向指令信号Ｄｉｒおよびデューティ比信号Ｄｔを算出して、両信号を駆動回路に供給する。
【０００６】
駆動回路は、図４に示すように、直流モータ１１を駆動するＨブリッジ回路７２を制御するデジタル駆動手段である。なお、直流モータ１１の電流リップルをバッテリ１２に流さないようにするために、Ｈブリッジ回路７２と並列に電解コンデンサ９が配設されている。ここで、駆動回路によってＨブリッジ回路７２を駆動する方法には、片側駆動と両側駆動との二つの駆動モードがある。
【０００７】
すなわち、片側駆動モードとは、同じく図４に示すように、Ｈブリッジ回路７２を構成するスイッチング素子であるパワートランジスタＱ１〜Ｑ４の上流側および下流側のうち一方だけをＰＷＭ駆動する駆動モードである。同図の例では、上流側のパワートランジスタＱ１はオンになったままであり、下流側のパワートランジスタＱ４がＰＷＭ駆動されている。
【０００８】
片側駆動モードには、図６に示すように、デューティ比に対して直流モータ１１に印加される電圧のリニアリティが高く、電流リップルが小さいという長所がある。その反面、図４に一点鎖線で示す回生電流回路が形成されて制動作用が生じてしまうので、外力によって直流モータ１１を回すには大きな抵抗トルクが生じる。すなわち、片側駆動モードには、路面反力によって操舵機構が中立位置に戻される際に回生電流が生じて直流モータ１１が抵抗するので、運転者がハンドルから手を離しても操舵機構が速やかには中立位置に復帰しにくいという短所がある。
【０００９】
一方、上下駆動モードとは、再び図５に示すように、Ｈブリッジ回路７２を構成するパワートランジスタＱ１〜Ｑ４の上流側および下流側のうち両方をＰＷＭ駆動する駆動モードである。同図の例では、上流側のパワートランジスタＱ１と下流側のパワートランジスタＱ４とが、駆動回路（図３参照）により同期してＰＷＭ駆動されている。
【００１０】
上下駆動モードには、前述の片側駆動モードとは逆に、図７に示すように、デューティ比と印加電圧との関係はリニアリティが低く非線形であるという短所がある。その反面、前述のような回生回路が形成されないので、直流モータ１１に制動作用があまり生じず、運転者がハンドルから手を離せば操舵機構は速やかに中立位置に復帰するという長所がある。しかしながら、電流リップルが大きくなってしまうので、Ｈブリッジ回路７２と並列に設けられた電解コンデンサ９の容量を大きくして、バッテリ１２に流れる電流リップルを抑制する必要が生じる。
【００１１】
以上のように、片側駆動モードおよび上下駆動モードには、それぞれ相反する長所短所があるので、電動パワーステアリング制御装置の中には、駆動モードを適宜切り替えて両駆動モードの長所を生かしているものもある。特に、車両重量が大きくなった場合には、操舵機構のアシストをするために、直流モータ１１に大電流を流す必要が生じる。このような場合には、Ｈブリッジ回路７２と並列に配設された電解コンデンサ９の耐久性を確保する目的で、直流モータ１１の高負荷時には駆動モードを片側駆動モードに切り替えて、電流リップルを小さく抑制することが望ましい。
【００１２】
ところが、このような駆動モードの切替えを行うと、再び図６および図７に示すように、駆動モードによって印加電圧特性が異なるので、同じデューティ比で駆動していても印加電圧が異なる。すると、駆動モードの切替えに際して印加電圧に不連続が生じ、その結果、直流モータ１１に流れる電流も急激に変動する。すなわち、図８に示すように、駆動モードの切替えの瞬間に、電流検出値に不連続な変動を生じて直流モータ１１のトルクが変動するので、ステアリングコラムにかかる操舵トルクにもショックが生じる。
【００１３】
電動パワーステアリング制御装置において、電流フィードバック制御をアナログ回路が行っている場合には、フィードバック制御回路の応答速度が速いので、駆動電流の不連続は一瞬にして終わり、違和感は比較的少なくて済むことが多い。しかしながら、高度な制御ロジックの導入やコストダウンなどの目的で、近年は電流フィードバック制御をデジタル・マイクロコンピュータによって行う傾向にある。そして、デジタル化によるメリットが大きいので、この傾向は避けがたいものと考えられる。
【００１４】
このようにデジタル演算回路によって電流フィードバック制御が行われる場合には、無視できない程度の演算遅れがフィードバックループに大きな位相遅れを生じさせるので、フィードバックループの振動減衰特性が悪くなる。そればかりではなく、同じく図８に示すように、駆動モードの切替え時にはデューティ比にピークを伴ったインパルスが生じ、このインパルスが駆動電流に振動を引き起こす。すると、直流モータ１１を駆動する電流の振動によって、操舵トルクの振動が起き、この振動がフィードバックループを巡回してハンチングを引き起こす。それゆえ、フィードバックループに生じるハンチング（振動）が減衰するには、しばらくの間を要する。
【００１５】
その結果、このハンチングがステアリングコラムにかかる操舵トルクにも現れ、運転者はハンドルを握る手にブルルッと不快な振動を感じるので、操舵感覚の評価が大きく落ちてしまうという欠点がある。そればかりではなく、機械的な振動によって直流モータ１１から操舵機構にかけての機械装置の寿命も縮まるという欠点も生じる。
【００１６】
（従来技術）
このような欠点を克服するために、従来技術としては、特開平６−２１９３１１号公報（特許第２８５７５５５号）に開示されている電動パワーステアリング装置の制御技術がある。この技術では、駆動モードによって異なる電流フィードバック制御演算を行うとともに、それぞれの駆動モードに対して駆動特性の違いを補正する演算を常時行っている。
【００１７】
その結果、この従来技術によれば、前述のようなハンチングによる操舵感覚の低下は、おおむね回避することができるようになっているものと推察される。また、電流リップルが低減されるので電解コンデンサ９の寿命が延びるとともに、機械的な振動が抑制されるので直流モータ１１から操舵機構にかけての機械装置の寿命も延びるものと考えられる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、電流フィードバック制御演算には高速処理を要する上に、この従来技術では、補正演算を常に行っているので、制御用マイクロコンピュータに要求される演算処理速度はかなり高い。それゆえ、従来技術を実施するためには、演算速度が速いマイクロコンピュータの採用が要求されるので、電動パワーステアリング制御装置の価格が高くなってしまうという不都合がある。
【００１９】
そこで本発明は、駆動モードの切替え時にもハンチングの発生を防ぐことができる電動パワーステアリング制御装置を、より安価に提供することを解決すべき課題とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するために、発明者は以下の手段を発明した。
【００２１】
（第１手段）
本発明の第１手段は、請求項１記載の電動パワーステアリング制御装置である。すなわち、本手段の電動パワーステアリング制御装置において、電流制御演算手段は、駆動モード演算手段と、フィードバック制御演算手段および変換手段と、演算値選択手段とをもつ。
【００２２】
ここで、駆動モード演算手段は、Ｈブリッジ回路を構成するスイッチング素子の上流側および下流側のうち一方だけをＰＷＭ駆動する片側駆動モードと、両方をＰＷＭ駆動する上下駆動モードとのうち、いずれの駆動モードでこのＨブリッジ回路を制御すべきかを指示する駆動モード信号を駆動手段に与える演算手段である。また、フィードバック制御演算手段は、この駆動モード信号が切り替わらない通常時には、電流指令値と電流検出値との偏差に基づいてデューティ比信号をフィードバック制御する演算手段である。一方、変換手段は、駆動モード信号の切替え時に、直流モータにかかる印加電圧の不連続が低減されるように、デューティ比信号に基づいて適正な所定関数による演算を行い、新たなデューティ比信号を算出する演算手段である。さらに、演算値選択手段は、通常時にはフィードバック制御演算手段に制御演算させ、駆動モードの切替え時には変換手段に関数演算させるように、駆動モード信号に基づいてフィードバック制御演算手段と変換手段とのうち一方を選択する演算手段である。
【００２３】
本手段では、駆動モード演算手段によって駆動モードが切替えられると、演算値選択手段は、駆動モード信号の変化に基づき駆動モードの切替えを検知する。そして、演算値選択手段は、駆動モードの切替えを検知したときにだけ、フィードバック制御演算手段に制御演算を止めさせ、代わりに変換手段に関数演算をさせて新たなデューティ比信号を生成させる。変換手段には、印加電圧が滑らかにつながるデューティ比を算出するように適正な所定関数が設定されている。それゆえ、デューティ比信号は適正にステップ状に切替えられ、印加電圧には急変が生じることがなくなる。その結果、直流モータに流れる駆動電流にも急変がなくなり、直流モータの動作は滑らかになる。
【００２４】
しかも、演算値選択手段によって、その後に変換手段からフィードバック制御演算手段に演算手段が戻されても、駆動電流は滑らかに連続していく。なぜならば、新たにフィードバック制御に使われる過去のデューティ比信号は、変換手段によって適正に変換されており、直流モータへの印加電圧に大きな不連続が生じないように設定されてしまっているからである。それゆえ、駆動モードの切替え直後に印加電圧が滑らかに変化し大きな不連続を生じないだけではなく、その後に通常のフィードバック制御に戻る瞬間にも、印加電圧および駆動電流は滑らかに連続する。
【００２５】
その結果、駆動モードの切替えに伴う大きな不連続が印加電圧からなくなるように、デューティ比が適正に切替えられるので、直流モータを駆動する駆動電流に振動はなくなってフィードバックループ中から振動現象がなくなる。そればかりではなく、変換手段によって関数演算が行われている間には、フィードバック制御演算が行われないので、駆動モードの切替え直後にも演算負荷が増大することがない。また、変換手段による関数演算が終わり新たなデューティ比信号が駆動手段に供給された後、フィードバック制御演算手段による制御演算に復帰すると、変換手段による関数演算は行われなくなる。
【００２６】
すなわち、いかなる瞬間にも、フィードバック制御演算手段による制御演算と変換手段による変換演算とのうち一方の演算だけが行われ、両方の演算が行われることはない。それゆえ、本手段の電動パワーステアリング制御装置には高速演算処理能力は要求されないので、演算速度が遅く安価なマイクロコンピュータを採用することができる。その結果、本手段の電動パワーステアリング制御装置を前述の従来技術よりも安価に製造することが可能になる。
【００２７】
したがって、本手段の電動パワーステアリング制御装置によれば、駆動モードの切替え時にもハンチングの発生を防ぐことができながら、より安価に提供することができるようになるという効果がある。すなわち、高い操舵感覚の評価が得られ、かつ、電動パワーステアリング装置の耐久性を保つことができながら、電動パワーステアリング制御装置の価格をより低減することができるという効果がある。
【００２８】
（第２手段）
本発明の第２手段は、請求項２記載の電動パワーステアリング制御装置である。すなわち本手段は、前述の第１手段において、駆動モードの切替え直後に新たなデューティ比信号を算出する目的で、変換手段によって演算される所定関数に特徴がある。
【００２９】
つまり、所定関数は、上下駆動モードから片側駆動モードへの切替え時には、切替え前のデューティ比信号から２０％〜８０％に相当する所定オフセットを引いた値に、一倍〜三倍の所定倍数をかける関数である。逆に、片側駆動モードから上下駆動モードへの切替え時には、切替え前のデューティ比信号に一倍〜三倍の所定倍数をかけたうえで、２０％〜８０％に相当する所定オフセットを加える関数である。なお、両切替え時において、各所定オフセットは互いに同じ値であることが望ましく、同様に各所定倍数も互いに同じ値であることが望ましい。
【００３０】
ここで、両所定オフセットおよび両所定倍数の最適値は、駆動手段、Ｈブリッジ回路および直流モータの特性によって異なる。しかしながら、通常は、各所定オフセットには５０％付近に適正値があり、各所定倍数には二倍付近に適正値がある。なぜならば、片側駆動モードでの印加電圧特性（図６参照）と上下駆動モードでの印加電圧特性（図７参照）とを比較すると、通常はこの程度の適正値を取ることによって、駆動モードの切替えの際に印加電圧を同程度にするデューティ比信号が得られるからである。
【００３１】
本手段では、両所定オフセットおよび両所定倍数をそれぞれ適正値に設定することによって、極めて簡素な関数演算をすることにより、駆動モードの切替えの際に印加電圧を同程度にするデューティ比信号が得られる。その結果、駆動モードの切替え時に適正にデューティ比が切替えられ、直流モータに印加される電圧は、駆動モードの切替えの前後でほとんど変わらずほぼ連続しているので、駆動モードの切替え時にも直流モータの動きは滑らかである。
【００３２】
したがって本手段によれば、前述の第１手段の効果に加えて、所定関数が極め簡素であって演算負荷が小さいうえに、両所定オフセットおよび両所定倍数の適正な設定によっていっそう滑らかな操舵感覚が得られるという効果がある。
【００３３】
（第３手段）
本発明の第３手段は、請求項３記載の電動パワーステアリング制御装置である。すなわち本手段は、前述の第１手段または第２手段において、フィードバック制御演算手段は駆動モード信号に応じて適正にフィードバックゲインを切替えることを特徴とする。
【００３４】
通常、片側駆動モードと上下駆動モードとの間で駆動モードが切り替わると、従来の技術の項で一般論として述べたように、デューティ比に対する印加電圧の特性も異なる特性に切り替わる。すると、フィードバック制御演算手段を含むフィードバックループの動作点でのゲインは、駆動モードによって異なる。すなわち、デューティ比が高い領域では、フィードバックゲインが勾配の差（図６および図７参照）だけ異なり、片側駆動モードでのゲインは上下駆動モードでのゲインの半分程度でしかない。つまり、上下駆動モードにおいて適正なフィードバックゲインが、フィードバック制御演算手段に設定されている場合には、片側駆動モードでは駆動電流の応答性が低下し、ハンドル操作が重くなるという不都合が生じる。そして、逆の場合には逆の不都合が発生する。
【００３５】
そこで本手段では、駆動モードを定める駆動モード信号に応じて、フィードバック制御演算手段が適正にフィードバックゲインを切替えるので、駆動モードが切り替わっても操舵感覚がほとんど変動しないようにすることができる。すなわち、駆動モードの切替えによって生じるフィードバックループのゲイン変動を補正し、フィードバックループのゲインを駆動モードの切替え前後でほぼ一定に保つことが可能になる。
【００３６】
したがって本手段によれば、前述の第１手段または第２手段の効果に加えて、駆動モードが切り替わっても操舵感覚がほとんど変動しないようにすることができ、操舵感覚をさらに向上させることができるという効果がある。
【００３７】
（付記）
なお、前述の各手段に対し、数学的に等価であったり実質的に等価であったりする電動パワーステアリング制御装置は、当然のことながら、前述の各手段に含まれるものとする。すなわち、構成に見た目の上で差異があっても、実質的な構成が同じであり作用効果も同様な電動パワーステアリング制御装置は、本発明の各手段と同一であると見なす。
【００３８】
【発明の実施の形態】
本発明の電動パワーステアリング制御装置の実施の形態については、当業者に実施可能な理解が得られるよう、以下の実施例で明確かつ十分に説明する。
【００３９】
［実施例１］
（実施例１の構成概要）
本発明の実施例１としての電動パワーステアリング制御装置１０は、図２および図９に示すように、電流指令値演算手段１と電流制御演算手段２とを有する。電流指令値演算手段１および電流制御演算手段２は、同じワンチップ・デジタルプロセッサの上でＲＯＭに格納されたプログラムの実行によって実現されるデジタル演算手段である。
【００４０】
ここで、電流指令値演算手段１は、図２に示すように、ステアリングコラムにかかる操舵トルクの検出信号である操舵トルク信号Ｔｑと、自動車の速さの検出信号である車速信号Ｖとに応じ、操舵機構を駆動する直流モータ１１に流すべき電流の指令値である電流指令値Ｉｃを算出する演算手段である。一方、電流制御演算手段２は、図９に示すように、電流指令値Ｉｃと、直流モータ１１に流れている電流の検出信号である電流検出値Ｉｍａの電流指令値Ｉｃに対する偏差Ｉｄとに応じて、直流モータ１１を駆動するＨブリッジ回路７２を制御する駆動手段７１に、方向指令信号Ｄｉｒおよびデューティー比信号Ｄｔを与える演算手段である。
【００４１】
詳しく説明すると、本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０は、再び図２および図９に示すように、Ａ／Ｄ変換器１０１およびパルス計測手段１０２と、電流指令値演算手段１および電流制御演算手段２をもつデジタルプロセッサ（図略）と、駆動手段７１およびＨブリッジ回路７２と、シャント抵抗Ｒおよび電流検出手段８と、電解コンデンサ９とを有する。
【００４２】
（実施例１の前半部構成）
先ず、図２を参照して本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０がもつ前半部の構成について説明する。この前半部は、Ａ／Ｄ変換器１０１およびパルス計測手段１０２と、電流指令値演算手段１とを有する。
【００４３】
Ａ／Ｄ変換器１０１は、操舵トルクセンサから出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換し、操舵トルク信号Ｔｑとして電流指令値演算手段１に与える回路である。一方、パルス計測手段１０２は、所定のサンプリング周期内に車速センサが生成したパルスを計数し、もってデジタル信号である車速信号Ｖを生成して電流指令値演算手段１に与える回路である。
【００４４】
電流指令値演算手段１は、位相進み手段１０３およびマップ関数手段１０６と、両手段に並列に配設された疑似微分手段１０５およびゲイン手段１０６と、加算手段１０７とをもつ。これらの各手段１０３〜１０７は、いずれもデジタルプロセッサ上でプログラムにより実現される演算手段である。
【００４５】
ここで、位相進み手段１０３は、操舵トルク信号Ｔｑに対して伝達関数（Ｔ1ｓ＋１）／（ＡＴ1ｓ＋１）をかけて位相が進んだ信号Ｔｐを生成し、さらに同信号Ｔｐに対しマップ関数手段１０４が車速信号Ｖに応じたマップ関数を施して、基本電流指令値Ｉｃｂを生成する。また、これと並行して、疑似微分手段１０５が操舵トルク信号Ｔｑを伝達関数ｓ／Ｔ2ｓ＋１によって疑似微分した信号Ｔｉを生成し、同信号Ｔｉにゲイン手段１０６が適正なゲインＫをかけて慣性補償電流指令値Ｉｃｉを生成する。すると、加算手段１０７が、基本電流指令値Ｉｃｂと慣性補償電流指令値Ｉｃｉとを足し合わせて、電流指令値Ｉｃを生成する。そして、電流指令値Ｉｃは、同じデジタルプロセッサによって実行される電流制御演算手段２によって利用される。
【００４６】
なお、前述のマップ関数手段１０４は、車速信号Ｖに応じた関数マップデータを複数用意している。これらの関数マップデータは、位相補償後の操舵トルク信号Ｔｐが大きくなるほど基本電流指令値Ｉｃｂが大きくなり、逆に車速信号Ｖが大きくなるほど基本電流指令値Ｉｃｂが小さくなるように、適正に設定されている。マップ関数手段１０４は、複数の関数マップデータに代えて、車速信号Ｖを媒介変数（パラメータ）とする関数を使用してもよい。
【００４７】
（実施例１の後半部構成）
次に、図９を参照して本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０がもつ後半部の構成について説明する。この後半部は、電流制御演算手段２と、駆動手段７１およびＨブリッジ回路７２と、シャント抵抗Ｒおよび電流検出手段８と、電解コンデンサ９とを有する。
【００４８】
電流制御演算手段２は、駆動モード演算手段３と、方向指令演算手段４と、絶対値演算手段５と、フィードバック制御演算手段としてのデューティ比演算手段６とをもつ。
【００４９】
ここで、駆動モード演算手段３は、Ｈブリッジ回路７２を構成するスイッチング素子としてのパワートランジスタの上流側Ｑ１，Ｑ２および下流側Ｑ３，Ｑ４のうち一方だけをＰＷＭ駆動する片側駆動モードと、両方をＰＷＭ駆動する上下駆動モードとのうち、いずれの駆動モードでＨブリッジ回路７２を制御すべきかを指示する駆動モード信号Ｍｄを駆動手段７１に与える演算手段である。また、デューティ比演算手段６は、駆動モード信号Ｍｄが切り替わらない通常時には、電流指令値Ｉｃの絶対値Ｉｃａと電流検出値Ｉｍａとの偏差Ｉｄに基づいて、デューティ比信号Ｄｔをフィードバック制御する演算手段である。一方、変換手段６６は、駆動モード信号Ｍｄの切替え時に、直流モータ１１にかかる印加電圧の不連続が低減されるように、デューティ比信号Ｄｔに基づいて適正な所定関数による演算を行い、新たなデューティ比信号Ｄｔを算出する演算手段である。さらに、演算値選択手段６２は、通常時にはＰＩ制御演算手段６１に制御演算させ、駆動モードの切替え時には変換手段６６に関数演算させるように、駆動モード信号Ｍｄに基づいてＰＩ制御演算手段６１と変換手段６６とのうち一方を選択する演算手段である。
【００５０】
すなわち、駆動モード演算手段３の演算処理に先立って、方向指令演算手段４は、前述の電流指令値演算手段１から供給される電流指令値Ｉｃの符号に基づいて次のような判定処理を行い、方向指令信号Ｄｉｒを算出する。すなわち、電流指令値Ｉｃ＞０のとき方向指令信号Ｄｉｒ＝１であり、電流指令値Ｉｃ＝０のとき方向指令信号Ｄｉｒ＝０であり、電流指令値Ｉｃ＜０のとき方向指令信号Ｄｉｒ＝−１である。このようにして算出された方向指令信号Ｄｉｒは、駆動モード演算手段３と駆動手段７１とに供給される。
【００５１】
すると駆動モード演算手段３は、操舵トルク信号Ｔｑ、方向指令信号Ｄｉｒ、電流検出値Ｉｍａおよびモータ端子間電圧Ｖｍに基づいて直流モータ１１の負荷状態を判定し、同判定に基づいて駆動モード信号Ｍｄを算出する。すなわち、高負荷時には片側駆動モードを指示する駆動モード信号Ｍｄ＝１を出力し、逆に、低負荷時には上下駆動モードを指示する駆動モード信号Ｍｄ＝０を出力する。低負荷時には、ハンドルを緩やかに切り始めた時や、ハンドルを緩やかに戻す時などが含まれる。このようにして、駆動モード演算手段３によって設定された駆動モード信号Ｍｄは、デューティ比演算手段６の演算値選択手段６２と、駆動手段７１とに供給される。
【００５２】
ここで、駆動モード演算手段３での演算処理に用いられた各信号は、次のようにして供給されている。先ず、操舵トルク信号Ｔｑには、電流指令値演算手段１（図２参照）に取り込まれた値が使用され、方向指令信号Ｄｉｒには、方向指令演算手段４によって算出された値が用いられている。次に、電流検出値Ｉｍａには、シャント抵抗Ｒにかかった電圧から電流検出手段８によって検出された値、すなわち、直流モータ１１に流れた駆動電流の絶対値が検出されて用いられている。最後に、モータ端子間電圧Ｖｍには、図示しない検出器によって検出されたＨブリッジ回路７２に印加されている電圧の検出値が用いられている。すなわち、モータ端子間電圧Ｖｍは、上流側の両パワートランジスタＱ１，Ｑ２の接続点と、下流側の両パワートランジスタＱ３，Ｑ４の接続点との間の電位差の検出値である。
【００５３】
絶対値演算手段５は、電流指令値演算手段１から供給される電流指令値Ｉｃの絶対値を取って、同絶対値Ｉｃａ＝｜Ｉｃ｜を算出する演算手段である。そして、絶対値演算手段５から供給された絶対値Ｉｃａから電流検出手段８によって供給される電流検出値Ｉｍａが引かれ、電流偏差Ｉｄ＝Ｉｃａ−Ｉｍａが算出されて、デューティ比演算手段６に供給される。ここで、デューティ比演算手段６と駆動手段７１およびＨブリッジ回路７２と直流モータ１１と電流検出値Ｉｍａとは、コントローラ／アクチュエータ／センサからなる広義のフィードバックループを形成している。
【００５４】
デューティ比演算手段６は、フィードバック制御演算手段としてのＰＩ制御演算手段６１と、演算値選択手段６２と、ガード手段６４と、変換手段６６とからなる。ワンステップ遅れ要素６５は、演算ステップの更新に伴って自然に形成される遅れ要素であって、特に演算手段として存在するわけではなく、デューティ比信号Ｄｔを格納しておくメモリがあるだけである。
【００５５】
ＰＩ制御演算手段６１は、駆動モード信号Ｍｄが切り替わらない通常時に、前述の電流偏差Ｉｄ＝Ｉｃａ−Ｉｍａに対し、次の数１に従って比例積分制御演算を行い、フィードバック指令値Ｄｔａを算出するフィードバック制御演算手段である。
【００５６】
【数１】

Figure 0004269199
ここで、Ｎ＝Ｋｐ＋Ｋｉ・ｔ／２，Ｍ＝Ｋｐ−Ｋｉ・ｔ／２であり、Ｋｐは比例ゲイン、Ｋｉは積分ゲイン、ｔは演算周期、ｎおよびｎ−１は今回値および前回値を示す添え字である。前記数１は、通常のＰＩ制御の伝達関数Ｇ（ｓ）＝Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓを双一次変換によって離散化して電流偏差Ｉｄにかけたものを、フィードバック指令値Ｄｔａについて整理したものである。ただし、完全に線形なフィードバックではなく、フィードバック指令値Ｄｔａの前回値にの代わりに、０〜１００％の範囲に制限されたデューティ比信号Ｄｔの前回値Ｄｔ（ｎ−１）が用いられている。
【００５７】
一方、変換手段６６は、前述のように、駆動モード信号Ｍｄの切替え時に、直流モータ１１にかかる印加電圧の不連続が低減されるように、デューティ比信号Ｄｔに基づいて適正な所定関数による演算を行い、新たなデューティ比信号Ｄｔを算出する演算手段である。より正確に言えば、変換手段６６が算出するのは、ガード手段６４によって範囲制限される以前の変換指令値Ｄｔａであり、変換指令値Ｄｔａは、駆動モード切替えの瞬間にだけ前述のフィードバック指令値Ｄｔａを代替する値である。
【００５８】
ここで、変換手段６６によって使われる所定関数は、上下駆動モードから片側駆動モードへの切替え時と、片側駆動モードから上下駆動モードへの切替え時とで異なっている。すなわち、所定関数は、上下駆動モードから片側駆動モードへの切替え時には、切替え前のデューティ比信号Ｄｔから５０％の所定オフセットを引いた値に、二倍の所定倍数をかける関数である。逆に、片側駆動モードから上下駆動モードへの切替え時には、切替え前のデューティ比信号Ｄｔに二倍の所定倍数をかけたうえで、５０％の所定オフセットを加える関数である。
【００５９】
そして、演算値選択手段６２は、通常時にはＰＩ制御演算手段６１に制御演算させ、切替え時には変換手段６６に関数演算させるように、駆動モード信号Ｍｄに基づいて、ＰＩ制御演算手段６１と変換手段６６とのうち一方だけを選択して演算させる論理演算手段である。それゆえ、ＰＩ制御演算手段６１と変換手段６６とが同時に演算処理することはないようになっている。
【００６０】
デューティ比演算手段６のうち、信号の出口はガード手段６４である。ガード手段６４は、フィードバック指令値Ｄｔａまたは変換指令値Ｄｔａを適正な範囲に制限して、０〜１００％の範囲でデューティ比信号Ｄｔを駆動手段７１に供給する演算手段である。すなわち、ガード手段６４は、０％≦Ｄｔａ≦１００％の時にはＤｔ＝Ｄｔａとし、Ｄｔａ＜０の時にはＤｔａ＝０％とする一方、１００＜Ｄｔａの時にはＤｔ＝１００％とする制限手段である。
【００６１】
以上で電流制御演算手段２の構成についての説明を終わり、続けて図９を参照しつつ、最後に駆動手段７１、Ｈブリッジ回路７２および電流検出手段８などについて説明する。
【００６２】
駆動手段７１は、駆動モード信号Ｍｄ、方向指令信号Ｄｉｒおよびデューティ比信号Ｄｔに基づいて、Ｈブリッジ回路７２を駆動するデジタル回路である。駆動手段７１は、駆動モード信号Ｍｄが０であるとき（低負荷時）には上下駆動モードでＨブリッジ回路７２を駆動し、駆動モード信号Ｍｄが１であるとき（高負荷時）には片側駆動モードでＨブリッジ回路７２を駆動するようになっている。また、方向指令信号Ｄｉｒが−１の時にはＨブリッジ回路７２のパワートランジスタのうちＱ２，Ｑ３をオフにし、逆に方向指令信号Ｄｉｒが１の時にはパワートランジスタＱ１，Ｑ４をオンにするようになっている。これらの場合分けは、図１０の一覧表にまとめられている。なお、駆動手段７１は、デューティ比演算手段６から与えられるデューティ比信号Ｄｔに対応するデューティ比で、Ｈブリッジ回路７２を駆動するようになっている。
【００６３】
Ｈブリッジ回路７２は、四つのパワートランジスタ（パワーＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１〜Ｑ４によって構成され、駆動手段７１に制御されて直流モータ１１を駆動する回路である。
【００６４】
電流検出手段８は、前述のように、Ｈブリッジ回路７２の低電位側とグラウンドとの間に挿置されたシャント抵抗Ｒの両端の電位差を計測して、Ｈブリッジ回路７２を介して直流モータ１１に流れた駆動電流を検知する計測手段である。電流検出手段８は、検知した駆動電流に対応するデジタル信号である駆動電流信号Ｉｍａを生成し、電流制御演算手段２に供給する作用をもつ。
【００６５】
電解コンデンサ９は、Ｈブリッジ回路７２を介して直流モータ１１をＰＷＭ駆動することによって生じる電流リップルが、バッテリ１２に流れたり、バッテリ１２と制御装置１０とを結ぶハーネスの経路にあらわれたりしないようにするために、Ｈブリッジ回路７２に並列に挿置されている。
【００６６】
最後に、バッテリ１２は、直流モータ１１を駆動するための直流電源である。一方、リレースイッチ１３は、バッテリ１２からＨブリッジ回路７２に供給される電力をＯＮ／ＯＦＦするスイッチであり、図示しない他の制御手段によって適宜ＯＮ／ＯＦＦされる。
【００６７】
（実施例１の作用効果）
本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０は、以上のように構成されているので、以下のような作用効果を発揮する。作用効果の説明にあたっては、本発明の特徴部分である電流制御演算手段２の作用効果を中心に説明し、特にデューティ比演算手段６の作用効果について詳しく説明する。
【００６８】
デューティ比演算手段６は、図１１に示すように、駆動モード信号Ｍｄの切替えがあったか否かを判定し、それによってＰＩ制御演算手段６１にフィードバック演算させるか、変換手段６６に関数演算させるかが異なってくる。
【００６９】
すなわち、判断ステップＳ１では、駆動モード演算手段３から演算値選択手段６２に供給された駆動モード信号Ｍｄ（図９参照）をその前回値と比較し、駆動モード信号Ｍｄの変更がなかったか否かが、演算値選択手段６２によって判定される。駆動モード信号Ｍｄに変更がなかった場合には、制御ロジックは処理ステップＳ２に進み、前述のＰＩ制御演算手段６１により数１（構成の項で説明）にしたがってＰＩ制御演算が行われ、フィードバック指令値Ｄｔａが算出される。算出されたフィードバック指令値Ｄｔａは、次の処理ステップＳ６で、ガード手段６４によって０〜１００％の範囲に制限される。
【００７０】
逆に、判断ステップＳ１で、演算値選択手段６２により駆動モード信号Ｍｄの変更が検出された場合には、制御ロジックは判断ステップＳ３に進み、駆動モード信号Ｍｄが０から１に変わったのか、１から０に変わったのかが判定される。この判定も、演算値選択手段６２によって行われる。
【００７１】
先ず、駆動モード信号Ｍｄが０から１に変わったと判定された場合には、駆動モードが上下駆動モードから片側駆動モードへ切り替わったのであるから、次の処理ステップＳ４で、変換手段６６によって片側駆動移行処理が行われる。すなわち、構成の項で説明したように、次の数２に従って関数演算がなされ、新たなデューティ比信号Ｄｔの元になる変換指令値Ｄｔａが算出され、ガード手段６４に与えられる。
【００７２】
【数２】
Figure 0004269199
ただし、（ｎ−１）は前回値を示す添え字である。また、所定オフセットは５０％であり、所定倍数は２倍である。
【００７３】
ここで、なぜ数２のような関数演算を行うと直流モータ１１への印加電圧がほぼ連続するかについて、図１２を参照して説明する。処理ステップＳ４で片側駆動移行処理が行われるのは、低負荷状態から高負荷状態に移行した場合であるから、高負荷状態で上下駆動モードの印加電圧特性から片側駆動モードの印加電圧特性へと移行することになる。この際、上下駆動特性の高デューティ比側のグラフは、延長すると横軸切片が約５０％のデューティ比であり、また、同グラフの傾きは片側駆動特性のグラフの傾きの約２倍である。
【００７４】
それゆえ、前述のように、デューティ比信号の前回値Ｄｔ（ｎ−１）から５０％を引いた値を２倍することによって（すなわち数２の関数演算によって）、片側駆動モードに切り替えた際に印加電圧に差異がほとんど生じない変換指令値Ｄｔａが算出される。そして、この変換指令値Ｄｔａが０〜１００％の範囲にガードされてデューティ比信号Ｄｔが更新され、次回のＰＩ制御演算（数１）に使用されるので、再びＰＩ制御演算手段６１によるＰＩ制御演算に戻っても、印加電圧はスムースに連続する。その結果、直流モータ１１に流れる駆動電流もスムースに連続するようになり、フィードバックループ内にショックが生じなくなる。
【００７５】
ちなみに、発明者が実車試験を行って確認したところ、デューティ比Ｄｔ（ｎ−１）から引く所定オフセットは５５％が最適であり、｛Ｄｔ（ｎ−１）−５５％｝にかける所定倍数は、１．９倍が最適であった。ただし、これらの最適値は、主にＨブリッジ回路７２の特性とＰＷＭ周波数とによっていくらか異なるので、新たな電動パワーステアリング装置の開発がある都度に最適値を探ることが望ましい。
【００７６】
次に、再び図１１に示すように、判断ステップＳ３で駆動モード信号Ｍｄが１から０に変わったと判定された場合には、先ほどとは逆に片側駆動モードから上下駆動モードへと駆動モードが切り替わったわけである。それゆえ、次の処理ステップＳ５で、変換手段６６によって上下駆動移行処理が行われる。すなわち、構成の項で説明したように、次の数３に従って関数演算がなされ、新たなデューティ比信号Ｄｔの元になる変換指令値Ｄｔａが算出され、ガード手段６４に与えられる。
【００７７】
【数３】
Figure 0004269199
数３の操作は、前述の数２の逆関数にあたる関数の演算処理操作であり、再び図１２を参照すると、先ほどとは逆の経路をたどって関数演算処理が行われる。その結果、上下駆動モードに切り替えた際に印加電圧に差異がほとんど生じない変換指令値Ｄｔａが算出される。そして、この変換指令値Ｄｔａが０〜１００％の範囲にガードされてデューティ比信号Ｄｔが更新され、次回のＰＩ制御演算（数１）に使用されるので、再びＰＩ制御演算手段６１によるＰＩ制御演算に戻っても、印加電圧はスムースに連続する。その結果、直流モータ１１に流れる駆動電流もスムースに連続するようになり、やはりフィードバックループ内にショックが生じなくなる。
【００７８】
ここで、両所定オフセットおよび両所定倍数の最適値は、前述のように、Ｈブリッジ回路７２および直流モータ１１の特性によって異なる。しかしながら、通常は、各所定オフセットには５０％付近に適正値があり、各所定倍数には二倍付近に適正値がある。なぜならば、再び図１２に示すように、片側駆動モードでの印加電圧特性と上下駆動モードでの印加電圧特性とを比較すると、通常はこの程度の適正値を取ることによって、駆動モードの切替えの際に印加電圧を同程度にするデューティ比信号Ｄｔが得られるからである。
【００７９】
本実施例では、所定オフセットを５０％に定め、所定倍数を二倍に設定することによって、極めて簡素な関数演算をすることにより、駆動モードの切替えの際に印加電圧を同程度にするデューティ比信号Ｄｔａが得られる。その結果、駆動モードの切替え時に適正にデューティ比が切替えられ、直流モータ１１に印加される電圧は、駆動モードの切替えの前後でほとんど変わらずほぼ連続しているので、駆動モードの切替え時にも直流モータ１１の動きは滑らかである。その結果、変換手段６６の所定関数が極め簡素であって演算負荷が小さいうえに、所定オフセットおよび所定倍数の適正な設定によって、いっそう滑らかな操舵感覚が得られるようになる。
【００８０】
こうして、再び図１１に示すように、処理ステップＳ２〜Ｓ３のうちいずれかの演算処理によってフィードバック指令値Ｄｔａまたは変換指令値Ｄｔａが算出されると、制御ロジックは最後の処理ステップＳ７に進む。処理ステップＳ７では、駆動モード演算手段３からの駆動モード信号Ｍｄと、方向指令演算手段４からの方向指令信号Ｄｉｒと、デューティ比演算手段６からのデューティ比信号Ｄｔとが、駆動手段７１に与えられて、駆動手段７１が適正に制御される。その結果、駆動手段７１が適正にＨブリッジ回路７２を駆動して直流モータ１１を駆動させ、適正なパワーアシストが得られる。
【００８１】
以上をまとめると、駆動モード演算手段３によって駆動モードが切替えられると、演算値選択手段６２は、駆動モード信号Ｍｄの変化に基づき駆動モードの切替えを検知する。そして、演算値選択手段６２は、駆動モードの切替え直後にだけ、フィードバック制御演算手段６１に制御演算を止めさせ、代わりに変換手段６６に関数演算をさせて新たな変換指令値Ｄｔａを生成させる。ここで、変換手段６６には、印加電圧が滑らかにつながる変換指令値Ｄｔａを算出するように、適正な所定関数が設定されている。
【００８２】
それゆえ、図１３に示すように、デューティ比信号Ｄｔは適正にステップ状に切替えられ、電流指令値Ｉｃに大きな不連続はなくなり、直流モータ１１への印加電圧にも急変が生じることがなくなる。すると、直流モータ１１に流れる駆動電流にも急変がなくなり、操舵トルクにもハンチングはなくなって、直流モータ１１の動作は滑らかになる。（図１３では、０秒から２．５秒程度までは一方に操舵し、２．５秒程度以降は手を緩めて地面反力によって自然に中立位置へと操舵を戻している。それゆえ、深く操舵した１．６秒付近から２．５秒程度までは高負荷となり、片側駆動モードに切り替わっている。すなわち、駆動モードは、１．６秒程度で上下駆動モードから片側駆動モードに切り替わっており、それから１秒弱を経た後、２．５秒付近で片側駆動モードから上下駆動モードへと切り替わっている。）
しかも、演算値選択手段６２によって、その後に変換手段６６からフィードバック制御演算手段６１に演算手段が戻されても、駆動電流は滑らかに連続していく。なぜならば、新たにフィードバック制御に使われる過去のデューティ比信号Ｄｔ（ｎ−１）は、変換手段６６によって適正に変換されており、直流モータ１１への印加電圧に大きな不連続が生じないように設定されてしまっているからである。それゆえ、駆動モードの切替え直後にも、印加電圧が滑らかに変化して大きな不連続を生じないだけではなく、その後に通常のフィードバック制御に戻る瞬間にも、印加電圧および駆動電流は滑らかに連続する。
【００８３】
その結果、駆動モードの切替えに伴う大きな不連続が印加電圧からなくなるように、デューティ比Ｄｔが適正に切替えられるので、直流モータ１１を駆動する駆動電流に振動はなくなってフィードバックループ中から振動現象がなくなる。そればかりではなく、変換手段６６によって関数演算が行われている間には、フィードバック制御演算が行われないので、駆動モードの切替え直後にも演算負荷が増大することがない。また、変換手段６６による関数演算が終わり新たなデューティ比信号Ｄｔが駆動手段に供給された後、ＰＩ制御演算手段６１によるフィードバック制御演算に復帰すると、もはや変換手段６６による関数演算は行われなくなる。
【００８４】
すなわち、いかなる瞬間にも、フィードバック制御演算手段６１による制御演算と変換手段６６による変換演算とのうち一方の演算だけが行われ、両方の演算が一つの演算周期のうちに行われることはない。それゆえ、本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０には高速演算処理能力は要求されないので、演算速度が遅く安価なマイクロコンピュータを採用することができる。その結果、本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０は、前述の従来技術よりも安価に製造することができるようになる。
【００８５】
したがって、本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０によれば、駆動モードの切替え時にもハンチングの発生を防ぐことができ高い操舵感覚が得られながら、より安価に提供することができるようになるという効果がある。すなわち、操舵感覚について高い評価が得られ、かつ、電動パワーステアリング装置全体の耐久性を保つことができながら、電動パワーステアリング制御装置１０の価格を従来技術よりも低減することができるという効果がある。
【００８６】
（実施例１の変形態様１）
本実施例の変形態様１として、片側駆動モードにおいて、Ｈブリッジ回路７２のパワートランジスタを実施例１とは上流下流を逆に駆動する電動パワーステアリング制御装置の実施が可能である。あるいは、実施例１の片側駆動モードと本変形態様の片側駆動モードとを使い分ける電動パワーステアリング制御装置の実施も可能である。これらの変形態様によっても、前述の実施例１と同様の作用効果が得られる。
【００８７】
（実施例１の変形態様２）
本実施例の変形態様２として、直流モータ１１にＨブリッジ回路７２が内蔵されているスマートモータを採用し、Ｈブリッジ回路７２をなくした電動パワーステアリング制御装置の実施が可能である。また、Ｈブリッジ回路７２だけではなく駆動手段７１までも直流モータ１１に内蔵させたスマートモータを開発し、駆動手段７１およびＨブリッジ回路７２をなくした電動パワーステアリング制御装置の実施も可能である。
【００８８】
同様に、駆動手段７１、Ｈブリッジ回路７２、電流検出手段８および電解コンデンサ９のうちいくつかを直流モータ１１に付帯させ、電動パワーステアリング制御装置にもたない構成とすることも可能である。逆に、リレースイッチ１３を内蔵してリレースイッチ１３を自動制御する手段をも備えた電動パワーステアリング制御装置の実施も可能である。
【００８９】
以上のいずれの電動パワーステアリング制御装置によっても、前述の実施例１の電動パワーステアリング制御装置１０と同様の作用効果が得られる。
【００９０】
［実施例２］
（実施例２の構成）
本発明の実施例２としての電動パワーステアリング制御装置は、図９に信号線Ａで示す信号経路をもち、フィードバック制御演算手段６１は、駆動モード信号Ｍｄに応じて適正にフィードバックゲインを切替えることを特徴とする。その他の構成は、実施例１と同様である。
【００９１】
通常、片側駆動モードと上下駆動モードとの間で駆動モードが切り替わると、従来の技術の項で一般論として述べたように、デューティ比信号Ｄｔに対する印加電圧の特性も異なる特性に切り替わる。すると、フィードバック制御演算手段としてのＰＩ制御演算手段６１を含むフィードバックループのゲインは、駆動モードによって異なる。すなわち、デューティ比信号Ｄｔが高い領域では、フィードバックゲインが勾配の差（図６および図７参照）だけ異なり、片側駆動モードでのゲインは上下駆動モードでのゲインの半分程度でしかない。つまり、上下駆動モードにおいて適正なフィードバックゲインが、ＰＩ制御演算手段６１に設定されている場合には、片側駆動モードでは駆動電流の応答性が低下し、ハンドル操作が重くなるという不都合が生じる。そして、逆の場合には逆の不都合が発生する。
【００９２】
すなわち、前述の実施例１において、電流偏差Ｉｄから駆動手段７１に至る系全体の動作点でのＰＩゲインは、次のように駆動モードによって異なる。先ず、上下駆動モードでは、比例ゲインはＫｐ×（上下駆動モードの駆動特性勾配）であり、積分ゲインはＫｉ×（上下駆動モードの駆動特性勾配）である。次に、片側駆動モードでは、比例ゲインはＫｐ×（片側駆動モードの駆動特性勾配）であり、積分ゲインはＫｉ×（片側駆動モードの駆動特性勾配）である。ただしここで、駆動特性勾配とは、図１２の右半面での各特性曲線の勾配（傾斜）を示すものとする。
【００９３】
このように、厳密には駆動モードによってＰＩゲインが駆動特性の勾配の差だけ異なり、この差は、片側駆動モードでのＰＩゲインが上下駆動モードでのＰＩゲインに比べておおよそ半分になる程度の差である。すなわち、上下駆動モードに適合するようにＰＩゲインの設定を行った場合には、片側駆動モードでは駆動電流の応答特性が低下して不都合である。そして、逆の場合には、逆の不都合が生じる。
【００９４】
そこで、本実施例では、前述のように新たな信号経路Ａを作り、駆動モード信号Ｍｄに応じて、ＰＩ制御演算手段６１は、それぞれの駆動モードに最適な値のＰＩゲインに切替える構成を取っている。
【００９５】
（実施例２の作用効果）
本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０では、駆動モードを定める駆動モード信号Ｍｄに応じて、ＰＩ制御演算手段６１が適正にフィードバックゲインＫｐ，Ｋｉを切替える。それゆえ、本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０は、駆動モードが切り替わっても、操舵感覚がほとんど変動しないようになっている。すなわち、駆動モードの切替えによって生じるフィードバックループのゲイン変動が自動的に補正され、フィードバックループのゲインが駆動モードの切替え前後でほぼ一定に保たれる。
【００９６】
したがって、本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０によれば、前述の実施例１の効果に加えて、駆動モードが切り替わっても操舵感覚がほとんど変動しないようにすることができ、操舵感覚をさらに向上させることができるという効果がある。
【００９７】
（実施例２の変形態様）
本実施例においても、実施例１の変形態様１および変形態様２に対応する変形態様の実施が可能であり、実施例１に対してその各変形態様がもつ作用効果に相当する作用効果が得られる。
【００９８】
［実施例３］
（実施例３の構成）
本発明の実施例３としての電動パワーステアリング制御装置は、図１４に示すように、デューティ比演算手段６の内部に、駆動モードに応じてフィードバック指令値Ｄｔａおよび変換指令値Ｄｔａに補正を施す補正手段６３をもつ。また、ＰＩ制御演算手段６１は、デューティ比Ｄｔａからのマイナー・フィードバックループをもっている。本実施例では、これらの点と変換手段６６の構成とだけが実施例１の構成と異なり、その他の点は実施例１の構成と同様である。
【００９９】
（実施例３の作用効果）
本実施例の電動パワーステアリング制御装置では、駆動モード切替えのない通常時には、ＰＩ制御演算手段６１が、実施例１と同様のＰＩフィードバック制御演算（数１）を行い、フィードバック指令値Ｄｔａを算出する。すると、補正手段６３が図１５に示す補正処理を行ってフィードバック指令値Ｄｔａを補正し、補正後指令値Ｄｔｃを算出してガード手段６４に供給する。ここで、同じく図１５に示すように、片側駆動モードでは補正処理を行わなくて良い。なぜならば、片側駆動モードでは、再び図６に示すように、デューティ比信号Ｄｔから印加電圧に至る関係のリニアリティが高いので、補正の必要がないからである。
【０１００】
さて、駆動モード信号Ｍｄが０から１へ切り替わり、駆動モードが上下駆動モードから片側駆動モードへと切り替わった場合には、演算値選択手段６２は変換手段６６に関数演算を行わせる。この際に使用される所定関数は、図１６に示すように、上下駆動モードの駆動特性に対応する関数であって、この所定関数によって変換手段６６は関数演算を行い、変換指令値Ｄｔａを算出して補正手段６３に供給する。この変換指令値Ｄｔａは、補正手段６３を通る際に、片側駆動モードでの補正処理（つまり何も補正しない）により特に変化しない。それゆえ、補正手段６３からは、前述の所定関数（図１６参照）で小さく変換された分だけ、前回に上下駆動モードであった時より小さな補正後指令値Ｄｔｃが算出される。その結果、前回に上下駆動モードであった時の印加電圧と同等の印加電圧が、駆動モード切り替わり後の片側駆動モードでも直流モータ１１に印加されるようになることに他ならない。
【０１０１】
逆に、駆動モード信号Ｍｄが１から０へ切り替わり、片側駆動モードから上下駆動モードへと切り替わった場合にも、演算値選択手段６２は変換手段６６に関数演算を行わせる。ただし、この際に使用される所定関数は、図１７に示すように、上下駆動モードの駆動特性に対応する関数の逆関数であって、この所定関数によって変換手段６６は関数演算を行い、中間変数Ｄｔｘを算出して補正手段６３に供給する。中間変数Ｄｔｘは、これに対応するデューティ比信号Ｄｔを駆動手段７１に与えれば、印加電圧が前回の印加電圧とほとんど道都になるような値である。しかし、この中間変数Ｄｔｘをそのまま演算値選択手段６２で変換指令値Ｄｔａとして採用すると、直後に補正手段６３で再び図１５に示す上下駆動モードでの補正がなされてしまい、印加電圧の連続性が保たれなくなってしまう。そこで、変換手段６６は、中間変数Ｄｔｘに対し、さらに図１８に示すように、上下駆動モードでの補正の逆関数を通して変換指令値Ｄｔａを算出し、補正手段６３に供給する。その結果、前回に片側駆動モードであった時の印加電圧と同等の印加電圧が、駆動モード切り替わり後の上下駆動モードでも直流モータ１１に印加されるようになる。
【０１０２】
こうして駆動モード切替えに伴う変換手段６６の演算が終わってしまえば、デューティ比信号Ｄｔは、変換手段６６によって印加電圧に大きな不連続が生じないように調整されている。それゆえ、ワンステップだけ変換手段６６による関数演算が行われた後、ＰＩ制御演算手段６１による制御演算に復帰しても、印加電圧に大きな不連続は生じないようになっており、ハンチングが有効に防止されている。
【０１０３】
したがって、本実施例の電動パワーステアリング制御装置によれば、前述の実施例２と同様の効果が得られる。なお、本実施例の作用は、実質的におおむね実施例２のそれと等しく、本実施例は前述の実施例２の変形態様として捉えることもできる。
【０１０４】
（実施例３の変形態様）
本実施例においても、実施例１の変形態様１および変形態様２に対応する変形態様の実施が可能であり、実施例１に対してその各変形態様がもつ作用効果に相当する作用効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 一般的な電動パワーステアリング装置の構成を示す模式図
【図２】 公知の電流指令値演算手段の構成を示すブロック図
【図３】 公知の電流制御演算手段の構成を示すブロック図
【図４】 Ｈブリッジ回路の片側駆動モードでの作用を示す回路図
【図５】 Ｈブリッジ回路の上下駆動モードでの作用を示す回路図
【図６】 片側駆動モードでの印加電圧特性を示すグラフ
【図７】 上下駆動モードでの印加電圧特性を示すグラフ
【図８】 公知の単純な駆動モード切替えに伴う不都合を示すグラフ
【図９】 実施例１としての電動パワーステアリング制御装置の要部構成を示すブロック図
【図１０】実施例１でのＨブリッジ回路の制御方法を示す一覧表
【図１１】実施例１での電流制御演算手段の作用を示すフローチャート
【図１２】実施例１での両駆動モードの間の移行を示すグラフ
【図１３】実施例１での実車試験の制御結果で効果を示すグラフ
【図１４】実施例３のデューティ比演算手段の構成を示すブロック図
【図１５】実施例３での補正手段の補正関数を示すグラフ
【図１６】実施例３での変換手段の一方の所定関数を示すグラフ
【図１７】実施例３での変換手段の他方の所定関数の一部を示すグラフ
【図１８】実施例３での変換手段の他方の所定関数の残部を示すグラフ
【符号の説明】
１０：電動パワーステアリング制御装置
１０１：Ａ／Ｄ変換器 １０２：パルス計測手段
１：電流指令値演算手段（マイクロコンピュータの前半ロジックによる）
１０３：位相進み手段 １０４：マップ関数手段
１０５：疑似微分手段 １０６：ゲイン手段
１０７：加算手段
２：電流制御演算手段（マイクロコンピュータの後半ロジックによる）
３：駆動モード演算手段
４：方向指令演算手段
５：絶対値演算手段
６，６’：デューティ比演算手段
６１：ＰＩ制御演算手段（フィードバック制御演算手段として）
６２：演算値選択手段 ６３：補正手段
６４：ガード手段 ６６：変換手段
６５，６７：ワンステップ遅れ要素
７１：駆動手段（デジタル回路）
７２：Ｈブリッジ回路
Ｑ１，Ｑ２：上流側のパワートランジスタ（パワーＭＯＳＦＥＴ）
Ｑ３，Ｑ４：下流側のパワートランジスタ（パワーＭＯＳＦＥＴ）
８：電流検出手段 Ｒ：シャント抵抗
９：電解コンデンサ
１１：直流モータ １２：バッテリ １３：リレースイッチ
Ｄｉｒ：方向指令信号
Ｄｔ：デューティ比信号（０〜１００％）
Ｄｔａ：デューティ比信号（フィードバック指令値または変換指令値）
Ｉｃ：電流指令値 Ｉｃａ：電流指令値の絶対値
Ｉｄ：電流偏差（Ｉｃａ−Ｉｍａ） Ｉｍａ：電流検出値
Ｍｄ：駆動モード信号
Ｔｑ：操舵トルク信号 Ｖ：車速信号[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention belongs to the control technical field of an electric power steering apparatus suitable for an electric vehicle and a hybrid car.
[0002]
[Prior art]
(common belief)
As shown in FIG. 1, the electric power steering device is a device that drives a steering mechanism by generating an appropriate auxiliary steering force in a DC motor (electric motor) in accordance with a steering torque applied to a steering column (steering shaft) through a handle. is there. The electric power steering apparatus drives a DC motor by an in-vehicle computer (ECU) based on signals from sensors such as a steering torque sensor and a vehicle speed sensor. In the present specification, this in-vehicle computer is referred to as an electric power steering control device.
[0003]
Normally, as shown in FIGS. 2 and 3, the electric power steering control device has a current command value calculation means 1 and a current control calculation means 2 ′. It is executed by software by a computer.
[0004]
Here, as shown in FIG. 2, the current command value calculation means 1 responds to a steering torque signal Tq that is a detection signal of the steering torque applied to the steering column and a vehicle speed signal V that is a detection signal of the speed of the automobile. This is means for calculating a current command value that is a command value of a current to be supplied to the DC motor that drives the steering mechanism. That is, the current command value calculation means 1 transfers the transfer function (T 1 s + 1) / (AT 1 A signal Tp having a phase advanced by s + 1) is generated, and a map function corresponding to the vehicle speed signal V is applied to the signal Tp to generate a basic current command value Icb. In parallel with this, the steering torque signal Tq is transferred to the transfer function s / (T 2 A signal Ti that is pseudo-differentiated by s + 1) is generated, and an appropriate gain K is applied to the signal Ti to generate an inertia compensation current command value Ici. Then, the current command value Ic is generated by adding the basic current command value Icb and the inertia compensation current command value Ici.
[0005]
On the other hand, the current control calculation means 2 ′ is a drive means for controlling the H bridge circuit for driving the DC motor in accordance with the deviation between the current detection value which is a detection signal of the current flowing in the DC motor and the current command value Ic. Is a calculation means for providing a direction command signal Dir and a signal Dt corresponding to the duty ratio signal. That is, the current control calculation means 2 ′ performs feedback control (PI control) based on the deviation between the current detection value (detection current) that is the detection value of the current flowing through the DC motor and the current command value Ic. Yes. Then, a direction command calculation and a guard process are performed on the current command value subjected to PI control, a direction command signal Dir and a duty ratio signal Dt are calculated, and both signals are supplied to the drive circuit.
[0006]
As shown in FIG. 4, the drive circuit is digital drive means for controlling the H bridge circuit 72 that drives the DC motor 11. In order to prevent the current ripple of the DC motor 11 from flowing into the battery 12, the electrolytic capacitor 9 is disposed in parallel with the H bridge circuit 72. Here, the method for driving the H-bridge circuit 72 by the drive circuit has two drive modes, one-side drive and two-side drive.
[0007]
That is, the one-side drive mode is a drive mode in which only one of the upstream and downstream sides of the power transistors Q1 to Q4, which are switching elements constituting the H-bridge circuit 72, is PWM-driven as shown in FIG. . In the example of the figure, the upstream power transistor Q1 remains on, and the downstream power transistor Q4 is PWM driven.
[0008]
As shown in FIG. 6, the one-side drive mode has an advantage that the linearity of the voltage applied to the DC motor 11 with respect to the duty ratio is high and the current ripple is small. On the other hand, a regenerative current circuit indicated by a one-dot chain line in FIG. 4 is formed to cause a braking action, so that a large resistance torque is generated to rotate the DC motor 11 by an external force. That is, in the one-side drive mode, a regenerative current is generated when the steering mechanism is returned to the neutral position due to the road surface reaction force, and the DC motor 11 resists. Has the disadvantage that it is difficult to return to the neutral position.
[0009]
On the other hand, the vertical drive mode is a drive mode in which both the upstream side and the downstream side of the power transistors Q1 to Q4 constituting the H bridge circuit 72 are PWM driven, as shown in FIG. In the example of the figure, the power transistor Q1 on the upstream side and the power transistor Q4 on the downstream side are PWM-driven synchronously by the drive circuit (see FIG. 3).
[0010]
In the vertical drive mode, contrary to the above-described one-side drive mode, as shown in FIG. 7, the relationship between the duty ratio and the applied voltage has a disadvantage that the linearity is low and non-linear. On the other hand, since the regenerative circuit as described above is not formed, there is an advantage that the DC motor 11 is not braked so much that the steering mechanism quickly returns to the neutral position when the driver removes his hand from the steering wheel. However, since the current ripple becomes large, it is necessary to increase the capacity of the electrolytic capacitor 9 provided in parallel with the H bridge circuit 72 to suppress the current ripple flowing through the battery 12.
[0011]
As described above, since the one-side drive mode and the vertical drive mode have conflicting advantages and disadvantages, some of the electric power steering control devices take advantage of the advantages of both drive modes by appropriately switching the drive mode. There is also. In particular, when the vehicle weight increases, a large current needs to flow through the DC motor 11 in order to assist the steering mechanism. In such a case, in order to ensure the durability of the electrolytic capacitor 9 arranged in parallel with the H-bridge circuit 72, the drive mode is switched to the one-side drive mode when the DC motor 11 is heavily loaded, and the current ripple is reduced. It is desirable to keep it small.
[0012]
However, when such drive mode switching is performed, as shown in FIGS. 6 and 7 again, the applied voltage characteristics differ depending on the drive mode, so that the applied voltage differs even when driving with the same duty ratio. Then, when the drive mode is switched, the applied voltage becomes discontinuous, and as a result, the current flowing through the DC motor 11 also fluctuates rapidly. That is, as shown in FIG. 8, since the torque of the DC motor 11 fluctuates due to a discontinuous fluctuation in the detected current value at the moment of switching the drive mode, a shock also occurs in the steering torque applied to the steering column.
[0013]
In the electric power steering control device, when the current feedback control is performed by the analog circuit, the response speed of the feedback control circuit is fast, so that the discontinuity of the drive current ends instantaneously and the discomfort is relatively small. There are many. However, for the purpose of introducing advanced control logic and cost reduction, in recent years, current feedback control tends to be performed by a digital microcomputer. And since the benefits of digitization are great, this trend is inevitable.
[0014]
When the current feedback control is performed by the digital arithmetic circuit in this way, a calculation delay that cannot be ignored causes a large phase delay in the feedback loop, so that the vibration attenuation characteristic of the feedback loop is deteriorated. In addition, as shown in FIG. 8, when the drive mode is switched, an impulse with a peak in the duty ratio is generated, and this impulse causes a vibration in the drive current. Then, the vibration of the current that drives the DC motor 11 causes the vibration of the steering torque, which circulates in the feedback loop and causes hunting. Therefore, it takes a while for the hunting (vibration) generated in the feedback loop to attenuate.
[0015]
As a result, this hunting also appears in the steering torque applied to the steering column, and the driver feels an unpleasant vibration in the hand holding the steering wheel, so that there is a drawback that the evaluation of the steering feeling is greatly reduced. In addition, there is a disadvantage that the mechanical life from the DC motor 11 to the steering mechanism is shortened by mechanical vibration.
[0016]
(Conventional technology)
In order to overcome such drawbacks, as a conventional technique, there is a control technique for an electric power steering device disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 6-219311 (Japanese Patent No. 28575555). In this technique, current feedback control calculations that differ depending on the drive mode are performed, and calculations that correct differences in drive characteristics for each drive mode are always performed.
[0017]
As a result, according to this prior art, it is presumed that the above-described decrease in steering feeling due to hunting can be largely avoided. In addition, since the current ripple is reduced, the life of the electrolytic capacitor 9 is extended, and mechanical vibration is suppressed, so that it is considered that the life of the mechanical device from the DC motor 11 to the steering mechanism is also extended.
[0018]
[Problems to be solved by the invention]
However, the current feedback control calculation requires high-speed processing, and in this conventional technique, since correction calculation is always performed, the calculation processing speed required for the control microcomputer is considerably high. Therefore, in order to implement the prior art, it is required to adopt a microcomputer having a high calculation speed, and there is a disadvantage that the price of the electric power steering control device is increased.
[0019]
Accordingly, an object of the present invention is to provide an electric power steering control device that can prevent the occurrence of hunting even when the drive mode is switched at a lower cost.
[0020]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, the inventors have invented the following means.
[0021]
(First means)
The first means of the present invention is the electric power steering control device according to claim 1. That is, in the electric power steering control device of this means, the current control calculation means has drive mode calculation means, feedback control calculation means and conversion means, and calculation value selection means.
[0022]
Here, the drive mode calculation means is either a single-side drive mode in which only one of the upstream side or the downstream side of the switching elements constituting the H-bridge circuit is PWM-driven, or a vertical drive mode in which both are PWM-driven. This is a calculation means for giving a drive mode signal to the drive means for instructing whether or not to control the H-bridge circuit in the drive mode. Further, the feedback control calculation means is a calculation means that feedback-controls the duty ratio signal based on the deviation between the current command value and the current detection value at the normal time when the drive mode signal is not switched. On the other hand, the conversion means performs an operation with an appropriate predetermined function based on the duty ratio signal so that the discontinuity of the applied voltage applied to the DC motor is reduced when the drive mode signal is switched, and a new duty ratio signal is obtained. It is a calculation means to calculate. Further, the calculation value selection means is one of the feedback control calculation means and the conversion means based on the drive mode signal so that the feedback control calculation means performs control calculation during normal operation and the conversion means performs function calculation when switching the drive mode. Is a calculation means for selecting.
[0023]
In this means, when the drive mode is switched by the drive mode calculation means, the calculation value selection means detects the switching of the drive mode based on the change of the drive mode signal. Then, the calculation value selection means causes the feedback control calculation means to stop the control calculation only when detecting the switching of the drive mode, and instead causes the conversion means to perform a function calculation to generate a new duty ratio signal. An appropriate predetermined function is set in the conversion means so as to calculate a duty ratio that smoothly connects the applied voltages. Therefore, the duty ratio signal is appropriately switched in a step shape, and the applied voltage is not suddenly changed. As a result, there is no sudden change in the drive current flowing through the DC motor, and the operation of the DC motor becomes smooth.
[0024]
In addition, even if the calculation means is returned from the conversion means to the feedback control calculation means by the calculation value selection means, the drive current continues smoothly. This is because the past duty ratio signal newly used for feedback control is appropriately converted by the conversion means, and is set so as not to cause a large discontinuity in the voltage applied to the DC motor. is there. Therefore, not only does the applied voltage smoothly change immediately after switching of the drive mode and a large discontinuity does not occur, but also the applied voltage and drive current continue smoothly at the moment of returning to normal feedback control thereafter.
[0025]
As a result, the duty ratio is appropriately switched so that a large discontinuity associated with the switching of the drive mode is eliminated from the applied voltage, so that there is no vibration in the drive current for driving the DC motor, and there is no vibration phenomenon in the feedback loop. In addition, since the feedback control calculation is not performed while the function calculation is performed by the conversion means, the calculation load does not increase immediately after the drive mode is switched. Further, after the function calculation by the conversion means is completed and a new duty ratio signal is supplied to the drive means, when the control calculation is returned to the feedback control calculation means, the function calculation by the conversion means is not performed.
[0026]
That is, at any moment, only one of the control calculation by the feedback control calculation means and the conversion calculation by the conversion means is performed, and neither calculation is performed. Therefore, since the electric power steering control device of this means does not require a high-speed arithmetic processing capability, it is possible to employ an inexpensive microcomputer with a low arithmetic speed. As a result, the electric power steering control device of the present means can be manufactured at a lower cost than the above-described conventional technology.
[0027]
Therefore, according to the electric power steering control device of the present means, it is possible to provide hunting at a lower cost while preventing the occurrence of hunting even when the drive mode is switched. That is, there is an effect that a high steering feeling evaluation can be obtained and the price of the electric power steering control device can be further reduced while maintaining the durability of the electric power steering device.
[0028]
(Second means)
The second means of the present invention is the electric power steering control device according to claim 2. That is, this means is characterized in the predetermined function calculated by the conversion means in the first means described above for the purpose of calculating a new duty ratio signal immediately after switching of the drive mode.
[0029]
That is, when switching from the vertical drive mode to the one-side drive mode, the predetermined function is obtained by subtracting a predetermined multiple of 1 to 3 to a value obtained by subtracting a predetermined offset corresponding to 20% to 80% from the duty ratio signal before switching. It is a function to multiply. On the contrary, when switching from the one-side drive mode to the vertical drive mode, a function that adds a predetermined offset corresponding to 20% to 80% after multiplying the duty ratio signal before switching by a predetermined multiple of 1 to 3 times. is there. It should be noted that at the time of switching, the predetermined offsets are preferably the same value, and similarly, the predetermined multiples are preferably the same value.
[0030]
Here, the optimum values of the two predetermined offsets and the two predetermined multiples differ depending on the characteristics of the driving means, the H bridge circuit, and the DC motor. However, normally, each predetermined offset has an appropriate value in the vicinity of 50%, and each predetermined multiple has an appropriate value in the vicinity of twice. This is because comparing the applied voltage characteristics in the one-side drive mode (see FIG. 6) with the applied voltage characteristics in the up-and-down drive mode (see FIG. 7), the drive mode is usually obtained by taking an appropriate value of this level. This is because it is possible to obtain a duty ratio signal that makes the applied voltage comparable when switching.
[0031]
In this means, by setting both predetermined offsets and both predetermined multiples to appropriate values, an extremely simple function calculation is performed, thereby obtaining a duty ratio signal that makes the applied voltage the same level when the drive mode is switched. It is done. As a result, the duty ratio is appropriately switched when the drive mode is switched, and the voltage applied to the DC motor is almost unchanged before and after the drive mode is switched. The movement is smooth.
[0032]
Therefore, according to the present means, in addition to the effect of the first means described above, the predetermined function is extremely simple and the calculation load is small, and further smooth steering feeling can be achieved by appropriately setting both the predetermined offset and both predetermined multiples. Is effective.
[0033]
(Third means)
The third means of the present invention is the electric power steering control device according to claim 3. That is, this means is characterized in that, in the first means or the second means described above, the feedback control calculation means appropriately switches the feedback gain in accordance with the drive mode signal.
[0034]
Normally, when the drive mode is switched between the one-side drive mode and the vertical drive mode, the characteristic of the applied voltage with respect to the duty ratio is switched to a different characteristic as described in the general section in the section of the related art. Then, the gain at the operating point of the feedback loop including the feedback control calculation means varies depending on the drive mode. That is, in a region where the duty ratio is high, the feedback gain differs by a difference in gradient (see FIGS. 6 and 7), and the gain in the one-side drive mode is only about half of the gain in the vertical drive mode. That is, when an appropriate feedback gain is set in the feedback control calculation means in the vertical drive mode, the drive current response is lowered in the one-side drive mode, and the handle operation becomes heavy. In the opposite case, the opposite inconvenience occurs.
[0035]
Therefore, in this means, the feedback control calculation means appropriately switches the feedback gain in accordance with the drive mode signal that determines the drive mode, so that the steering feeling hardly changes even when the drive mode is switched. That is, it is possible to correct the gain fluctuation of the feedback loop caused by the switching of the driving mode, and to keep the gain of the feedback loop substantially constant before and after the switching of the driving mode.
[0036]
Therefore, according to this means, in addition to the effects of the first means or the second means described above, the steering feeling can be hardly changed even when the drive mode is switched, and the steering feeling can be further improved. There is an effect.
[0037]
(Appendix)
It should be noted that an electric power steering control device that is mathematically equivalent or substantially equivalent to the above-described means is naturally included in each of the above-described means. That is, even if there is a difference in configuration, an electric power steering control device having the same substantial configuration and the same function and effect is regarded as the same as each unit of the present invention.
[0038]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The embodiments of the electric power steering control device of the present invention will be described clearly and sufficiently in the following examples so that a person skilled in the art can obtain an understanding that can be implemented.
[0039]
[Example 1]
(Configuration overview of Example 1)
The electric power steering control device 10 as the first embodiment of the present invention includes a current command value calculation means 1 and a current control calculation means 2 as shown in FIGS. The current command value calculation means 1 and the current control calculation means 2 are digital calculation means realized by executing a program stored in the ROM on the same one-chip digital processor.
[0040]
Here, as shown in FIG. 2, the current command value calculation means 1 responds to a steering torque signal Tq that is a detection signal of the steering torque applied to the steering column and a vehicle speed signal V that is a detection signal of the speed of the automobile. The calculation means calculates a current command value Ic that is a command value of a current to be supplied to the DC motor 11 that drives the steering mechanism. On the other hand, as shown in FIG. 9, the current control calculation means 2 responds to the current command value Ic and the deviation Id of the current detection value Ima, which is a detection signal of the current flowing in the DC motor 11, with respect to the current command value Ic. Thus, the driving means 71 for controlling the H bridge circuit 72 for driving the DC motor 11 is a calculation means for giving the direction command signal Dir and the duty ratio signal Dt.
[0041]
More specifically, as shown in FIGS. 2 and 9 again, the electric power steering control device 10 of the present embodiment again includes the A / D converter 101 and the pulse measuring means 102, the current command value calculating means 1 and the current control calculation. It has a digital processor (not shown) having means 2, driving means 71 and H bridge circuit 72, shunt resistor R and current detection means 8, and electrolytic capacitor 9.
[0042]
(First half configuration of Example 1)
First, with reference to FIG. 2, the structure of the front half part which the electric power steering control apparatus 10 of a present Example has is demonstrated. The first half includes an A / D converter 101 and a pulse measuring unit 102 and a current command value calculating unit 1.
[0043]
The A / D converter 101 is a circuit that converts an analog signal output from the steering torque sensor into a digital signal and supplies the digital signal to the current command value calculation means 1 as a steering torque signal Tq. On the other hand, the pulse measuring means 102 is a circuit that counts pulses generated by the vehicle speed sensor within a predetermined sampling period, generates a vehicle speed signal V that is a digital signal, and supplies it to the current command value calculating means 1.
[0044]
The current command value calculation means 1 has a phase advance means 103 and a map function means 106, a pseudo differentiation means 105 and a gain means 106 arranged in parallel with both means, and an addition means 107. Each of these means 103 to 107 is an arithmetic means realized by a program on a digital processor.
[0045]
Here, the phase advance means 103 transfers the transfer function (T 1 s + 1) / (AT 1 The signal Tp whose phase has advanced by s + 1) is generated, and the map function means 104 applies a map function corresponding to the vehicle speed signal V to the signal Tp to generate the basic current command value Icb. In parallel with this, the pseudo differentiating means 105 converts the steering torque signal Tq into the transfer function s / T. 2 A signal Ti that is pseudo-differentiated by s + 1 is generated, and the gain means 106 applies an appropriate gain K to the signal Ti to generate an inertia compensation current command value Ici. Then, the adding means 107 adds the basic current command value Icb and the inertia compensation current command value Ici to generate a current command value Ic. The current command value Ic is used by the current control calculation means 2 executed by the same digital processor.
[0046]
The aforementioned map function means 104 prepares a plurality of function map data according to the vehicle speed signal V. These function map data are appropriately set so that the basic current command value Icb increases as the steering torque signal Tp after phase compensation increases, and the basic current command value Icb decreases as the vehicle speed signal V increases. ing. The map function means 104 may use a function using the vehicle speed signal V as a parameter (parameter) instead of the plurality of function map data.
[0047]
(Second half configuration of Example 1)
Next, the configuration of the latter half of the electric power steering control device 10 of this embodiment will be described with reference to FIG. The latter half includes current control calculation means 2, drive means 71 and H bridge circuit 72, shunt resistor R and current detection means 8, and electrolytic capacitor 9.
[0048]
The current control calculation means 2 includes a drive mode calculation means 3, a direction command calculation means 4, an absolute value calculation means 5, and a duty ratio calculation means 6 as a feedback control calculation means.
[0049]
Here, the drive mode calculation means 3 performs both of the one-side drive mode in which only one of the upstream side Q1, Q2 and the downstream side Q3, Q4 of the power transistor as the switching element constituting the H-bridge circuit 72 is PWM driven. This is a calculation means for giving the drive means 71 a drive mode signal Md for instructing in which drive mode the H bridge circuit 72 should be controlled among the vertical drive modes for PWM drive. Further, the duty ratio calculation means 6 is a calculation means for performing feedback control of the duty ratio signal Dt based on the deviation Id between the absolute value Ica of the current command value Ic and the current detection value Ima at the normal time when the drive mode signal Md is not switched. It is. On the other hand, the conversion means 66 performs a calculation by an appropriate predetermined function based on the duty ratio signal Dt so that the discontinuity of the applied voltage applied to the DC motor 11 is reduced when the drive mode signal Md is switched, and a new It is a calculation means for calculating the duty ratio signal Dt. Further, the calculation value selection means 62 performs conversion with the PI control calculation means 61 on the basis of the drive mode signal Md so that the PI control calculation means 61 performs control calculation during normal operation and the conversion means 66 performs function calculation when switching the drive mode. An arithmetic means for selecting one of the means 66.
[0050]
That is, prior to the calculation process of the drive mode calculation unit 3, the direction command calculation unit 4 performs the following determination process based on the sign of the current command value Ic supplied from the current command value calculation unit 1 described above. The direction command signal Dir is calculated. That is, the direction command signal Dir = 1 when the current command value Ic> 0, the direction command signal Dir = 0 when the current command value Ic = 0, and the direction command signal Dir = − when the current command value Ic <0. 1. The direction command signal Dir calculated in this way is supplied to the drive mode calculation means 3 and the drive means 71.
[0051]
Then, the drive mode calculation means 3 determines the load state of the DC motor 11 based on the steering torque signal Tq, the direction command signal Dir, the current detection value Ima, and the motor terminal voltage Vm, and based on the determination, the drive mode signal Md. Is calculated. That is, the driving mode signal Md = 1 that instructs the one-side driving mode is output when the load is high, and conversely, the driving mode signal Md = 0 that indicates the vertical driving mode is output when the load is low. When the load is low, it includes a time when the steering wheel is started to be gently turned and a time when the steering wheel is gently returned. In this way, the drive mode signal Md set by the drive mode calculation means 3 is supplied to the calculation value selection means 62 of the duty ratio calculation means 6 and the drive means 71.
[0052]
Here, each signal used for the calculation process in the drive mode calculation means 3 is supplied as follows. First, the value acquired by the current command value calculating means 1 (see FIG. 2) is used for the steering torque signal Tq, and the value calculated by the direction command calculating means 4 is used for the direction command signal Dir. Yes. Next, as the current detection value Ima, the value detected by the current detection means 8 from the voltage applied to the shunt resistor R, that is, the absolute value of the drive current flowing through the DC motor 11 is detected and used. Finally, the detected value of the voltage applied to the H bridge circuit 72 detected by a detector (not shown) is used as the motor terminal voltage Vm. In other words, the motor terminal voltage Vm is a detected value of a potential difference between the connection point between the upstream power transistors Q1 and Q2 and the connection point between the downstream power transistors Q3 and Q4.
[0053]
The absolute value calculating means 5 is an calculating means for taking the absolute value of the current command value Ic supplied from the current command value calculating means 1 and calculating the absolute value Ica = | Ic |. Then, the current detection value Ima supplied by the current detection means 8 is subtracted from the absolute value Ica supplied from the absolute value calculation means 5 to calculate a current deviation Id = Ica−Ima, which is supplied to the duty ratio calculation means 6. Is done. Here, the duty ratio calculation means 6, the drive means 71, the H bridge circuit 72, the DC motor 11 and the current detection value Ima form a broad feedback loop composed of a controller / actuator / sensor.
[0054]
The duty ratio calculation means 6 includes a PI control calculation means 61 as a feedback control calculation means, a calculation value selection means 62, a guard means 64, and a conversion means 66. The one-step delay element 65 is a delay element that is naturally formed as the calculation step is updated. The one-step delay element 65 does not particularly exist as a calculation means, and has only a memory for storing the duty ratio signal Dt. .
[0055]
The PI control calculation means 61 performs a proportional-integral control calculation according to the following equation 1 for the above-described current deviation Id = Ica−Ima at a normal time when the drive mode signal Md is not switched, and calculates a feedback command value Dta. It is a calculation means.
[0056]
[Expression 1]
Figure 0004269199
Here, N = Kp + Ki · t / 2, M = Kp−Ki · t / 2, where Kp is a proportional gain, Ki is an integral gain, t is an operation period, n and n−1 are the current value and the previous value. It is a subscript to indicate. The above formula 1 is obtained by arranging the normal PI control transfer function G (s) = Kp + Ki / s by bilinear transformation and applying the current deviation Id to the feedback command value Dta. However, instead of a completely linear feedback, the previous value Dt (n−1) of the duty ratio signal Dt limited to the range of 0 to 100% is used instead of the previous value of the feedback command value Dta. .
[0057]
On the other hand, as described above, the conversion means 66 calculates by an appropriate predetermined function based on the duty ratio signal Dt so that the discontinuity of the applied voltage applied to the DC motor 11 is reduced when the drive mode signal Md is switched. To calculate a new duty ratio signal Dt. More precisely, the conversion means 66 calculates the conversion command value Dta before the range is limited by the guard means 64, and the conversion command value Dta is calculated only when the drive mode is switched. This value substitutes for Dta.
[0058]
Here, the predetermined function used by the conversion means 66 is different when switching from the vertical drive mode to the single drive mode and when switching from the single drive mode to the vertical drive mode. That is, the predetermined function is a function of multiplying a value obtained by subtracting a predetermined offset of 50% from the duty ratio signal Dt before switching by a predetermined multiple of 2 when switching from the vertical drive mode to the one-side drive mode. On the contrary, when switching from the one-side drive mode to the vertical drive mode, the function is to multiply the duty ratio signal Dt before switching by a predetermined multiple of twice and add a predetermined offset of 50%.
[0059]
Then, the calculated value selection means 62 controls the PI control calculation means 61 during normal operation, and causes the conversion means 66 to perform function calculation during switching, so that the PI control calculation means 61 and the conversion means 66 are based on the drive mode signal Md. And logical operation means for selecting and calculating only one of the two. Therefore, the PI control calculation means 61 and the conversion means 66 do not perform calculation processing at the same time.
[0060]
Of the duty ratio calculating means 6, the signal exit is the guard means 64. The guard unit 64 is a calculation unit that limits the feedback command value Dta or the conversion command value Dta to an appropriate range and supplies the duty ratio signal Dt to the drive unit 71 in the range of 0 to 100%. That is, the guard unit 64 is a limiting unit that sets Dt = Dta when 0% ≦ Dta ≦ 100%, sets Dta = 0% when Dta <0, and sets Dt = 100% when 100 <Dta.
[0061]
This is the end of the description of the configuration of the current control calculation means 2, and the drive means 71, the H bridge circuit 72, the current detection means 8 and the like will be described lastly with reference to FIG.
[0062]
The drive means 71 is a digital circuit that drives the H bridge circuit 72 based on the drive mode signal Md, the direction command signal Dir, and the duty ratio signal Dt. The drive means 71 drives the H bridge circuit 72 in the vertical drive mode when the drive mode signal Md is 0 (low load), and one side when the drive mode signal Md is 1 (high load). The H bridge circuit 72 is driven in the drive mode. Further, when the direction command signal Dir is -1, Q2 and Q3 of the power transistors of the H-bridge circuit 72 are turned off. Conversely, when the direction command signal Dir is 1, the power transistors Q1 and Q4 are turned on. Yes. These case classifications are summarized in the list of FIG. The driving means 71 drives the H bridge circuit 72 with a duty ratio corresponding to the duty ratio signal Dt given from the duty ratio calculating means 6.
[0063]
The H bridge circuit 72 is configured by four power transistors (power MOSFETs) Q1 to Q4, and is a circuit that drives the DC motor 11 under the control of the driving means 71.
[0064]
As described above, the current detection unit 8 measures the potential difference between both ends of the shunt resistor R inserted between the low potential side of the H bridge circuit 72 and the ground, and the DC motor via the H bridge circuit 72. 11 is a measuring means for detecting the drive current that has flowed through the motor 11. The current detection unit 8 has a function of generating a drive current signal Ima that is a digital signal corresponding to the detected drive current and supplying the drive current signal Ima to the current control calculation unit 2.
[0065]
In the electrolytic capacitor 9, current ripple generated by PWM driving of the DC motor 11 via the H-bridge circuit 72 does not flow into the battery 12 or appear in the path of the harness connecting the battery 12 and the control device 10. In order to do this, it is inserted in parallel with the H-bridge circuit 72.
[0066]
Finally, the battery 12 is a direct current power source for driving the direct current motor 11. On the other hand, the relay switch 13 is a switch for turning on / off the power supplied from the battery 12 to the H bridge circuit 72, and is appropriately turned on / off by other control means (not shown).
[0067]
(Operational effect of Example 1)
Since the electric power steering control device 10 of the present embodiment is configured as described above, the following effects are exhibited. In the description of the function and effect, the function and effect of the current control calculation unit 2 which is a characteristic part of the present invention will be mainly described. In particular, the function and effect of the duty ratio calculation unit 6 will be described in detail.
[0068]
As shown in FIG. 11, the duty ratio calculation means 6 determines whether or not the drive mode signal Md has been switched, and thereby determines whether the PI control calculation means 61 performs a feedback calculation or the conversion means 66 performs a function calculation. Come different.
[0069]
That is, in the determination step S1, the drive mode signal Md (see FIG. 9) supplied from the drive mode calculation means 3 to the calculation value selection means 62 is compared with the previous value, and whether or not the drive mode signal Md has been changed. Is determined by the calculation value selection means 62. If there is no change in the drive mode signal Md, the control logic advances to processing step S2, and the PI control calculation means 61 performs PI control calculation according to Equation 1 (described in the section of the configuration), and a feedback command A value Dta is calculated. The calculated feedback command value Dta is limited to a range of 0 to 100% by the guard means 64 in the next processing step S6.
[0070]
On the contrary, when the change of the drive mode signal Md is detected by the calculation value selection means 62 in the determination step S1, the control logic proceeds to the determination step S3, and whether the drive mode signal Md has changed from 0 to 1. It is determined whether the value has changed from 1 to 0. This determination is also made by the calculation value selection means 62.
[0071]
First, when it is determined that the drive mode signal Md has changed from 0 to 1, the drive mode has been switched from the vertical drive mode to the one-side drive mode, and therefore, in the next processing step S4, the conversion means 66 performs the one-side drive. Migration processing is performed. That is, as described in the section of the configuration, the function calculation is performed according to the following equation 2, and the conversion command value Dta that is the basis of the new duty ratio signal Dt is calculated and applied to the guard unit 64.
[0072]
[Expression 2]
Figure 0004269199
However, (n-1) is a subscript indicating the previous value. The predetermined offset is 50%, and the predetermined multiple is twice.
[0073]
Here, the reason why the applied voltage to the DC motor 11 is substantially continuous when the function calculation as in Equation 2 is performed will be described with reference to FIG. Since the one-side drive transition process is performed in the processing step S4 when the transition is made from the low load state to the high load state, the applied voltage characteristic in the vertical drive mode is changed to the applied voltage characteristic in the one-side drive mode in the high load state. Will be migrated. At this time, the graph on the high duty ratio side of the vertical drive characteristic has a duty ratio of about 50% on the horizontal axis when extended, and the slope of the graph is about twice the slope of the single side drive characteristic graph. .
[0074]
Therefore, as described above, when the value obtained by subtracting 50% from the previous value Dt (n−1) of the duty ratio signal is doubled (that is, by the function calculation of Formula 2), the mode is switched to the one-side drive mode. A conversion command value Dta is calculated that hardly causes a difference in applied voltage. The conversion command value Dta is guarded within a range of 0 to 100% and the duty ratio signal Dt is updated and used for the next PI control calculation (Equation 1). Even when returning to the calculation, the applied voltage continues smoothly. As a result, the drive current flowing through the DC motor 11 also continues smoothly and no shock occurs in the feedback loop.
[0075]
Incidentally, when the inventor conducted an actual vehicle test and confirmed that the predetermined offset to be subtracted from the duty ratio Dt (n−1) is 55%, the predetermined multiple to be multiplied by {Dt (n−1) −55%} is 1.9 times was optimal. However, these optimum values are somewhat different mainly depending on the characteristics of the H-bridge circuit 72 and the PWM frequency. Therefore, it is desirable to search for optimum values each time a new electric power steering apparatus is developed.
[0076]
Next, as shown in FIG. 11 again, when it is determined in the determination step S3 that the drive mode signal Md has changed from 1 to 0, the drive mode is switched from the one-side drive mode to the vertical drive mode, contrary to the previous case. It has been switched. Therefore, in the next process step S5, the conversion means 66 performs a vertical drive transition process. That is, as described in the section of the configuration, the function calculation is performed according to the following Equation 3, and the conversion command value Dta that is the basis of the new duty ratio signal Dt is calculated and given to the guard unit 64.
[0077]
[Equation 3]
Figure 0004269199
The operation of Equation 3 is the operation processing operation of the function corresponding to the inverse function of Equation 2, and referring to FIG. 12 again, the function operation processing is performed along the reverse path. As a result, a conversion command value Dta is calculated that causes almost no difference in applied voltage when switched to the vertical drive mode. The conversion command value Dta is guarded within a range of 0 to 100% and the duty ratio signal Dt is updated and used for the next PI control calculation (Equation 1). Even when returning to the calculation, the applied voltage continues smoothly. As a result, the drive current flowing through the DC motor 11 also continues smoothly, and no shock is generated in the feedback loop.
[0078]
Here, the optimum values of the two predetermined offsets and the two predetermined multiples differ depending on the characteristics of the H bridge circuit 72 and the DC motor 11 as described above. However, normally, each predetermined offset has an appropriate value in the vicinity of 50%, and each predetermined multiple has an appropriate value in the vicinity of twice. This is because, as shown in FIG. 12 again, when the applied voltage characteristics in the one-side drive mode and the applied voltage characteristics in the up-and-down drive mode are compared, it is usually possible to switch the drive mode by taking an appropriate value of this level. This is because the duty ratio signal Dt that makes the applied voltage comparable is obtained.
[0079]
In this embodiment, by setting the predetermined offset to 50% and setting the predetermined multiple to twice, the duty ratio that makes the applied voltage the same at the time of switching the drive mode by performing an extremely simple function calculation A signal Dta is obtained. As a result, the duty ratio is properly switched when the drive mode is switched, and the voltage applied to the DC motor 11 is almost unchanged before and after the drive mode is switched. The movement of the motor 11 is smooth. As a result, the predetermined function of the converting means 66 is extremely simple and the calculation load is small, and a smoother steering feeling can be obtained by appropriately setting the predetermined offset and the predetermined multiple.
[0080]
Thus, as shown in FIG. 11 again, when the feedback command value Dta or the conversion command value Dta is calculated by any one of the processing steps S2 to S3, the control logic proceeds to the last processing step S7. In processing step S7, the drive mode signal Md from the drive mode calculation means 3, the direction command signal Dir from the direction command calculation means 4, and the duty ratio signal Dt from the duty ratio calculation means 6 are given to the drive means 71. Thus, the driving means 71 is appropriately controlled. As a result, the driving means 71 appropriately drives the H bridge circuit 72 to drive the DC motor 11, and appropriate power assist is obtained.
[0081]
In summary, when the drive mode is switched by the drive mode calculation unit 3, the calculation value selection unit 62 detects the switching of the drive mode based on the change of the drive mode signal Md. Then, the calculation value selection means 62 causes the feedback control calculation means 61 to stop the control calculation immediately after switching the drive mode, and instead causes the conversion means 66 to perform a function calculation to generate a new conversion command value Dta. Here, an appropriate predetermined function is set in the conversion means 66 so as to calculate a conversion command value Dta that smoothly connects the applied voltages.
[0082]
Therefore, as shown in FIG. 13, the duty ratio signal Dt is appropriately switched in a step shape, and there is no large discontinuity in the current command value Ic, and no sudden change occurs in the voltage applied to the DC motor 11. Then, there is no sudden change in the drive current flowing through the DC motor 11, no hunting occurs in the steering torque, and the operation of the DC motor 11 becomes smooth. (In FIG. 13, steering is performed in one direction from about 0 seconds to about 2.5 seconds, and after about 2.5 seconds, the hand is loosened and the steering is naturally returned to the neutral position by the ground reaction force. From around 1.6 seconds of deep steering to about 2.5 seconds, the load is high and the mode is switched to the one-side drive mode, that is, the drive mode is switched from the vertical drive mode to the one-side drive mode in about 1.6 seconds. After a little less than 1 second, the drive mode is switched from the one-side drive mode to the vertical drive mode in about 2.5 seconds.)
In addition, even if the calculation means is returned from the conversion means 66 to the feedback control calculation means 61 by the calculation value selection means 62 thereafter, the drive current continues smoothly. This is because the past duty ratio signal Dt (n−1) newly used for feedback control is appropriately converted by the conversion means 66 so that a large discontinuity does not occur in the voltage applied to the DC motor 11. This is because it has been set. Therefore, not only does the applied voltage smoothly change and cause a large discontinuity immediately after switching the drive mode, but the applied voltage and drive current continue smoothly even at the moment of returning to normal feedback control thereafter. To do.
[0083]
As a result, since the duty ratio Dt is appropriately switched so that a large discontinuity associated with the switching of the driving mode is eliminated from the applied voltage, the driving current for driving the DC motor 11 does not vibrate, and the vibration phenomenon occurs in the feedback loop. Disappear. In addition, since the feedback control calculation is not performed while the function calculation is performed by the conversion unit 66, the calculation load does not increase immediately after the drive mode is switched. Further, after the function calculation by the conversion means 66 is finished and a new duty ratio signal Dt is supplied to the drive means, when returning to the feedback control calculation by the PI control calculation means 61, the function calculation by the conversion means 66 is no longer performed.
[0084]
That is, at any moment, only one of the control calculation by the feedback control calculation means 61 and the conversion calculation by the conversion means 66 is performed, and both calculations are not performed in one calculation cycle. Therefore, since the electric power steering control device 10 of this embodiment does not require high-speed calculation processing capability, it is possible to employ an inexpensive microcomputer with a low calculation speed. As a result, the electric power steering control device 10 of the present embodiment can be manufactured at a lower cost than the above-described conventional technology.
[0085]
Therefore, according to the electric power steering control device 10 of the present embodiment, the occurrence of hunting can be prevented even when the drive mode is switched, and a high steering feeling can be obtained, but it can be provided at a lower cost. effective. That is, there is an effect that the evaluation of the steering feeling can be highly evaluated and the price of the electric power steering control device 10 can be reduced as compared with the prior art while maintaining the durability of the entire electric power steering device. .
[0086]
(Modification 1 of Example 1)
As a variation 1 of the present embodiment, it is possible to implement an electric power steering control device that drives the power transistor of the H-bridge circuit 72 in the reverse direction upstream and downstream of the first embodiment in the one-side drive mode. Alternatively, it is possible to implement an electric power steering control device that selectively uses the one-side drive mode of the first embodiment and the one-side drive mode of the present modification. Also according to these modified modes, the same effects as those of the first embodiment can be obtained.
[0087]
(Modification 2 of Example 1)
As a modification 2 of the present embodiment, it is possible to implement an electric power steering control device that employs a smart motor in which an H bridge circuit 72 is incorporated in the DC motor 11 and eliminates the H bridge circuit 72. In addition, it is possible to develop a smart motor in which not only the H bridge circuit 72 but also the driving means 71 is built in the DC motor 11 and implement the electric power steering control device without the driving means 71 and the H bridge circuit 72.
[0088]
Similarly, some of the driving means 71, the H-bridge circuit 72, the current detection means 8 and the electrolytic capacitor 9 can be attached to the DC motor 11 so that the electric power steering control device does not exist. On the contrary, it is possible to implement an electric power steering control device including a relay switch 13 and means for automatically controlling the relay switch 13.
[0089]
Any of the above-described electric power steering control devices can provide the same effects as those of the electric power steering control device 10 of the first embodiment.
[0090]
[Example 2]
(Configuration of Example 2)
The electric power steering control apparatus according to the second embodiment of the present invention has a signal path indicated by a signal line A in FIG. 9, and the feedback control calculation unit 61 appropriately switches the feedback gain according to the drive mode signal Md. Features. Other configurations are the same as those of the first embodiment.
[0091]
Normally, when the drive mode is switched between the one-side drive mode and the vertical drive mode, the characteristic of the applied voltage with respect to the duty ratio signal Dt is also switched to a different characteristic, as described in general terms in the section of the related art. Then, the gain of the feedback loop including the PI control calculation unit 61 as the feedback control calculation unit varies depending on the drive mode. That is, in a region where the duty ratio signal Dt is high, the feedback gain differs by a difference in gradient (see FIGS. 6 and 7), and the gain in the one-side drive mode is only about half of the gain in the vertical drive mode. That is, when an appropriate feedback gain is set in the PI control calculation means 61 in the vertical drive mode, there is a problem that the response of the drive current is lowered in the one-side drive mode and the handle operation becomes heavy. In the opposite case, the opposite inconvenience occurs.
[0092]
That is, in the above-described first embodiment, the PI gain at the operating point of the entire system from the current deviation Id to the driving means 71 varies depending on the driving mode as follows. First, in the vertical drive mode, the proportional gain is Kp × (drive characteristic gradient in the vertical drive mode), and the integral gain is Ki × (drive characteristic gradient in the vertical drive mode). Next, in the one-side drive mode, the proportional gain is Kp × (drive characteristic gradient in the one-side drive mode), and the integral gain is Ki × (drive characteristic gradient in the one-side drive mode). However, here, the drive characteristic gradient indicates the gradient (inclination) of each characteristic curve on the right half surface of FIG.
[0093]
In this way, strictly speaking, the PI gain differs depending on the drive mode by the difference in the slope of the drive characteristics, and this difference is such that the PI gain in the one-side drive mode is approximately half that of the PI gain in the vertical drive mode. It is a difference. That is, when the PI gain is set so as to be adapted to the vertical drive mode, the response characteristic of the drive current is lowered in the one-side drive mode, which is inconvenient. In the opposite case, the opposite inconvenience occurs.
[0094]
Therefore, in the present embodiment, a new signal path A is created as described above, and the PI control calculation means 61 is configured to switch to a PI gain having an optimum value for each drive mode in accordance with the drive mode signal Md. ing.
[0095]
(Effect of Example 2)
In the electric power steering control device 10 of the present embodiment, the PI control calculation means 61 appropriately switches the feedback gains Kp and Ki according to the drive mode signal Md that determines the drive mode. Therefore, the electric power steering control device 10 of the present embodiment is such that the steering feeling hardly changes even when the drive mode is switched. That is, the feedback loop gain fluctuation caused by the drive mode switching is automatically corrected, and the feedback loop gain is maintained substantially constant before and after the drive mode switching.
[0096]
Therefore, according to the electric power steering control device 10 of the present embodiment, in addition to the effects of the first embodiment, the steering sensation can be hardly changed even when the drive mode is switched. There is an effect that it can be improved.
[0097]
(Modification of Example 2)
Also in the present embodiment, it is possible to implement the deformation modes corresponding to the deformation modes 1 and 2 of the first embodiment, and the effects corresponding to the functions and effects of the respective deformation modes are obtained with respect to the first embodiment. It is done.
[0098]
[Example 3]
(Configuration of Example 3)
As shown in FIG. 14, the electric power steering control device according to the third embodiment of the present invention corrects the feedback command value Dta and the conversion command value Dta in the duty ratio calculation means 6 according to the drive mode. Means 63 are provided. Further, the PI control calculation means 61 has a minor feedback loop from the duty ratio Dta. In the present embodiment, only these points and the configuration of the conversion means 66 are different from the configuration of the first embodiment, and the other points are the same as the configuration of the first embodiment.
[0099]
(Effect of Example 3)
In the electric power steering control device of the present embodiment, at the normal time when the drive mode is not switched, the PI control calculation means 61 performs the same PI feedback control calculation (Equation 1) as in the first embodiment to calculate the feedback command value Dta. . Then, the correction unit 63 performs the correction process shown in FIG. 15 to correct the feedback command value Dta, calculates the corrected command value Dtc, and supplies it to the guard unit 64. Here, as shown in FIG. 15, the correction process need not be performed in the one-side drive mode. This is because in the one-side drive mode, as shown in FIG. 6 again, since the linearity of the relationship from the duty ratio signal Dt to the applied voltage is high, there is no need for correction.
[0100]
When the drive mode signal Md is switched from 0 to 1, and the drive mode is switched from the vertical drive mode to the one-side drive mode, the calculation value selection unit 62 causes the conversion unit 66 to perform a function calculation. As shown in FIG. 16, the predetermined function used at this time is a function corresponding to the drive characteristic in the vertical drive mode, and the conversion means 66 performs a function calculation by this predetermined function to calculate the conversion command value Dta. To the correction means 63. This conversion command value Dta is not particularly changed by the correction process in the one-side drive mode (that is, nothing is corrected) when passing through the correction means 63. Therefore, the corrected command value Dtc is calculated from the correcting unit 63 smaller than that in the previous vertical driving mode by the amount converted by the predetermined function (see FIG. 16). As a result, an applied voltage equivalent to the applied voltage in the previous vertical drive mode is applied to the DC motor 11 even in the one-side drive mode after the drive mode is switched.
[0101]
Conversely, even when the drive mode signal Md is switched from 1 to 0 and switched from the one-side drive mode to the vertical drive mode, the calculation value selection unit 62 causes the conversion unit 66 to perform a function calculation. However, as shown in FIG. 17, the predetermined function used at this time is an inverse function of the function corresponding to the drive characteristic in the vertical drive mode, and the conversion means 66 performs a function operation by this predetermined function, A variable Dtx is calculated and supplied to the correction means 63. The intermediate variable Dtx is a value such that when the duty ratio signal Dt corresponding to the intermediate variable Dtx is given to the driving means 71, the applied voltage is almost the same as the previous applied voltage. However, if this intermediate variable Dtx is used as it is as the conversion command value Dta by the calculation value selection means 62, the correction means 63 immediately corrects the vertical drive mode shown in FIG. It will not be kept. Therefore, the conversion unit 66 calculates a conversion command value Dta for the intermediate variable Dtx through an inverse function of correction in the vertical drive mode as shown in FIG. As a result, an applied voltage equivalent to the applied voltage in the previous one-side drive mode is applied to the DC motor 11 even in the vertical drive mode after the drive mode is switched.
[0102]
When the calculation of the conversion means 66 accompanying the drive mode switching is finished in this way, the duty ratio signal Dt is adjusted by the conversion means 66 so that a large discontinuity does not occur in the applied voltage. Therefore, even if the function calculation by the conversion means 66 is performed for one step and then the control calculation by the PI control calculation means 61 is resumed, there is no significant discontinuity in the applied voltage, and hunting is effective. Has been prevented.
[0103]
Therefore, according to the electric power steering control device of the present embodiment, the same effect as in the second embodiment can be obtained. The operation of the present embodiment is substantially the same as that of the second embodiment, and this embodiment can be regarded as a modification of the second embodiment.
[0104]
(Modification of Example 3)
Also in the present embodiment, it is possible to implement the deformation modes corresponding to the deformation modes 1 and 2 of the first embodiment, and the effects corresponding to the functions and effects of the respective deformation modes are obtained with respect to the first embodiment. It is done.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic diagram showing a configuration of a general electric power steering apparatus.
FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of a known current command value calculation means
FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of a known current control calculation means
FIG. 4 is a circuit diagram showing the operation of the H-bridge circuit in one-side drive mode.
FIG. 5 is a circuit diagram showing the operation in the vertical drive mode of the H-bridge circuit.
FIG. 6 is a graph showing applied voltage characteristics in the one-side drive mode.
FIG. 7 is a graph showing applied voltage characteristics in the vertical drive mode.
FIG. 8 is a graph showing inconveniences associated with known simple drive mode switching.
FIG. 9 is a block diagram showing a main configuration of an electric power steering control device as Embodiment 1.
FIG. 10 is a list showing control methods of the H-bridge circuit in the first embodiment.
FIG. 11 is a flowchart showing the operation of the current control calculation means in the first embodiment.
FIG. 12 is a graph showing transition between both drive modes in the first embodiment.
FIG. 13 is a graph showing the effect by the control result of the actual vehicle test in Example 1;
FIG. 14 is a block diagram illustrating a configuration of a duty ratio calculation unit according to the third embodiment.
FIG. 15 is a graph illustrating a correction function of a correction unit according to the third embodiment.
FIG. 16 is a graph showing one predetermined function of the conversion means in the third embodiment.
FIG. 17 is a graph showing a part of the other predetermined function of the converting means in the third embodiment.
FIG. 18 is a graph showing the remainder of the other predetermined function of the conversion means in the third embodiment.
[Explanation of symbols]
10: Electric power steering control device
101: A / D converter 102: Pulse measuring means
1: Current command value calculation means (by first half logic of microcomputer)
103: Phase advance means 104: Map function means
105: Pseudo-differential means 106: Gain means
107: Addition means
2: Current control calculation means (by the second half logic of the microcomputer)
3: Driving mode calculation means
4: Direction command calculation means
5: Absolute value calculation means
6, 6 ': Duty ratio calculation means
61: PI control calculation means (as feedback control calculation means)
62: Calculation value selection means 63: Correction means
64: Guard means 66: Conversion means
65, 67: One step delay element
71: Driving means (digital circuit)
72: H bridge circuit
Q1, Q2: upstream power transistor (power MOSFET)
Q3, Q4: Downstream power transistor (power MOSFET)
8: Current detection means R: Shunt resistance
9: Electrolytic capacitor
11: DC motor 12: Battery 13: Relay switch
Dir: Direction command signal
Dt: Duty ratio signal (0 to 100%)
Dta: Duty ratio signal (feedback command value or conversion command value)
Ic: current command value Ica: absolute value of current command value
Id: current deviation (Ica-Ima) Ima: current detection value
Md: drive mode signal
Tq: Steering torque signal V: Vehicle speed signal

Claims (3)

ステアリングコラムにかかる操舵トルクの検出信号である操舵トルク信号と、自動車の速さの検出信号である車速信号とに応じ、操舵機構を駆動する直流モータに流すべき電流の指令値である電流指令値を算出する電流指令値演算手段と、
この電流指令値と、この直流モータに流れている電流の検出信号である電流検出値のこの電流指令値に対する偏差とに応じ、この直流モータを駆動するＨブリッジ回路を制御する駆動手段に方向指令信号およびデューティー比信号に相当する信号を与える電流制御演算手段と、
を有する電動パワーステアリング制御装置において、
前記電流制御演算手段は、
前記直流モータの負荷状態を判定し、同判定に基づいて同モータの高負荷時には前記Ｈブリッジ回路を構成するスイッチング素子の上流側および下流側のうち一方だけをＰＷＭ駆動する片側駆動モードで、逆に同モータの低負荷時には両方をＰＷＭ駆動する上下駆動モードで、このＨブリッジ回路を制御するように駆動モードを指示する駆動モード信号を前記駆動手段に与える駆動モード演算手段と、
この駆動モード信号が切り替わらない通常時には、前記電流指令値と前記電流検出値との偏差に基づいて、前記デューティ比信号をフィードバック制御するフィードバック制御演算手段と、
この駆動モード信号の切替え時に、前記直流モータにかかる印加電圧の不連続が低減されるように、このデューティ比信号に基づいて適正な所定関数による演算を行い、新たなこのデューティ比信号を算出する変換手段と、
この通常時にはこのフィードバック制御演算手段に制御演算させ、この切替え時にはこの変換手段に関数演算させるように、この駆動モード信号に基づいてこのフィードバック制御演算手段とこの変換手段とのうち一方を選択する演算値選択手段と、
をもつことを特徴とする、
電動パワーステアリング制御装置。A current command value that is a command value of a current to be supplied to a DC motor that drives the steering mechanism in accordance with a steering torque signal that is a detection signal of the steering torque applied to the steering column and a vehicle speed signal that is a detection signal of the speed of the automobile. Current command value calculating means for calculating
In response to the current command value and the deviation of the current detection value, which is a detection signal of the current flowing through the DC motor, from the current command value, a direction command is sent to the driving means that controls the H-bridge circuit that drives the DC motor. Current control operation means for providing a signal corresponding to the signal and the duty ratio signal;
In an electric power steering control device having
The current control calculation means includes
Determining the load state of the DC motor, only one of the high load of the motor based on the determination of the upstream and downstream side of the switching elements constituting the H-bridge circuit on one side driving mode in which PWM drive, reverse both at the time of low load of the same motor in the vertical drive mode to PWM driving, the driving mode computation means for providing a driving mode signal for instructing the drive mode to so that to control the H-bridge circuit to the drive means,
At a normal time when the drive mode signal is not switched, a feedback control calculation unit that feedback-controls the duty ratio signal based on a deviation between the current command value and the current detection value;
At the time of switching the drive mode signal, an operation based on an appropriate predetermined function is performed based on the duty ratio signal so as to reduce the discontinuity of the applied voltage applied to the DC motor, and a new duty ratio signal is calculated. Conversion means;
Calculation that selects one of the feedback control calculation means and the conversion means based on the drive mode signal so that the feedback control calculation means performs control calculation at the normal time and the conversion means performs a function calculation at the time of switching. A value selection means;
It is characterized by having
Electric power steering control device. 前記所定関数は、前記駆動モードの前記切替え時のうち、
前記上下駆動モードから前記片側駆動モードへの切替え時には、切替え前の前記デューティ比信号から２０％〜８０％に相当する所定オフセットを引いた値に、一倍〜三倍の所定倍数をかける関数であり、
逆にこの片側駆動モードからこの上下駆動モードへの切替え時には、切替え前のこのデューティ比信号に一倍〜三倍の所定倍数をかけたうえで、２０％〜８０％に相当する所定オフセットを加える関数である、
請求項１記載の電動パワーステアリング制御装置。The predetermined function is at the time of the switching of the drive mode.
When switching from the vertical drive mode to the one-side drive mode, a function that multiplies a predetermined multiple of 1 to 3 times a value obtained by subtracting a predetermined offset corresponding to 20% to 80% from the duty ratio signal before switching. Yes,
Conversely, when switching from this one-side drive mode to this vertical drive mode, a predetermined offset corresponding to 20% to 80% is added after multiplying this duty ratio signal before switching by a predetermined multiple of 1 to 3 times. Is a function,
The electric power steering control device according to claim 1. 前記フィードバック制御演算手段は、前記駆動モード信号に応じて適正にフィードバックゲインを切替える、
請求項１〜２のうちいずれかに記載の電動パワーステアリング制御装置。The feedback control calculation means appropriately switches the feedback gain according to the drive mode signal.
The electric power steering control device according to claim 1.
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