JP6690475B2 - Power conversion control device - Google Patents
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Description
本開示は、入力された電力をスイッチング手段により変換して出力する電力変換手段を介して電動機を制御する電力変換制御装置に関する。 The present disclosure relates to a power conversion control device that controls an electric motor via a power conversion unit that converts input power by a switching unit and outputs the converted power.
従来、モータ制御装置は、モータの回転数、トルク及びキャリア周波数の関係を定めたマップを備えている。モータ制御装置は、回転数センサから読み込まれたモータ回転数と、車両制御装置から入力したトルク指令値とを用いて、キャリア周波数を演算する。回転数が低くてトルクが高い場合、モータ制御装置は、パワートランジスタ及びモータの発熱を抑制するために、キャリア周波数を低くする。このときは、キャリア周波数が低くても制御が安定する。一方、回転数が高い場合、モータ制御装置は、制御を安定させるためにキャリア周波数を高くする。回転数が低くない場合でもトルクが高いときは、パワートランジスタの発熱が大きくなるおそれがあるため、モータ制御装置は、キャリア周波数を低くする（例えば、特許文献１参照）。 Conventionally, a motor control device has a map that defines the relationship among the number of rotations of the motor, the torque, and the carrier frequency. The motor control device calculates the carrier frequency using the motor rotation speed read from the rotation speed sensor and the torque command value input from the vehicle control device. When the rotation speed is low and the torque is high, the motor control device lowers the carrier frequency in order to suppress heat generation of the power transistor and the motor. At this time, control is stable even if the carrier frequency is low. On the other hand, when the rotation speed is high, the motor control device raises the carrier frequency in order to stabilize the control. When the torque is high even when the rotation speed is not low, the heat generation of the power transistor may be large, and therefore the motor control device lowers the carrier frequency (see, for example, Patent Document 1).
ところで、従来のモータ制御装置は、モータ制御の過程でキャリア周波数が変化する。従って、キャリア周波数が、ノイズの発生源となる特定の周波数帯域と重なってしまう。このため、電動機の動作条件に応じて発生するノイズの影響を抑制できない、という課題がある。 By the way, in the conventional motor control device, the carrier frequency changes in the process of motor control. Therefore, the carrier frequency overlaps with the specific frequency band that is the source of noise. Therefore, there is a problem in that the influence of noise that occurs depending on the operating conditions of the electric motor cannot be suppressed.
本開示の目的は、上記問題に着目してなされたもので、電動機の動作条件に応じて発生するノイズの影響を抑制できる電力変換制御装置を提供することを目的とする。 An object of the present disclosure has been made in view of the above problem, and an object of the present disclosure is to provide a power conversion control device capable of suppressing the influence of noise generated according to the operating condition of an electric motor.
上記目的を達成するため、本開示は、電力変換制御装置であって、入力された電力をスイッチング手段により変換して出力する電力変換手段を介して電動機を制御する。電力変換制御装置は、カウント機能と、演算機能と、を備える。カウント機能は、任意のカウント周期で動作する。演算機能は、カウント機能をゼロにリセットするカウント上限値により、電動機を制御するキャリア信号のキャリア周波数の演算を行う。電力変換手段の変調波の１周期分の出力中には、カウント周期とカウント上限値の少なくとも一方が２種類以上混在する。カウント周期とカウント上限値の少なくとも一方は、電動機の動作条件に応じて、２種類以上のいずれかに切り替わる。キャリア周波数は、２種類以上のいずれかに切り替わったとしても、ノイズ発生帯域を外した周波数帯域に設定される。 In order to achieve the above object, the present disclosure is a power conversion control device, and controls an electric motor via a power conversion unit that converts input power by a switching unit and outputs the converted power. The power conversion control device has a counting function and an arithmetic function. The count function operates at any count cycle. The calculation function calculates the carrier frequency of the carrier signal that controls the electric motor by the count upper limit value that resets the count function to zero. At least one of the count cycle and the count upper limit value is mixed in two or more kinds in the output of one cycle of the modulated wave of the power conversion means. At least one of the count cycle and the count upper limit value is switched to one of two or more types according to the operating condition of the electric motor. The carrier frequency is set to a frequency band excluding the noise generation band even if the carrier frequency is switched to one of two or more types.
この結果、電動機の動作条件に応じて発生するノイズの影響を抑制できる電力変換制御装置を提供することができうる。 As a result, it is possible to provide a power conversion control device that can suppress the influence of noise that occurs depending on the operating conditions of the electric motor.
以下、本開示の電力変換制御装置を実現する最良の形態を、図面に示す実施例１〜実施例３に基づいて説明する。 Hereinafter, the best mode for realizing the power conversion control device of the present disclosure will be described based on Embodiments 1 to 3 illustrated in the drawings.
まず、構成を説明する。
実施例１における電力変換制御装置は、走行用駆動源等として車両に搭載されるモータジェネレータのインバータに用いられる電力変換制御装置に適用したものである。以下、実施例１における電力変換制御装置の構成を、「モータ駆動ユニットの全体構成」と、「ＰＭＷ信号の生成処理構成」と、「キャリア信号の生成処理構成」と、「キャリア周波数の設定処理構成」と、「カウント周期が短周期であるときの合計期間の割合変更構成」に分けて説明する。
First, the configuration will be described.
The power conversion control device according to the first embodiment is applied to a power conversion control device used as an inverter of a motor generator mounted on a vehicle as a drive source for traveling or the like. Hereinafter, the configuration of the power conversion control device according to the first embodiment will be described as follows: "Overall configuration of motor drive unit", "PMW signal generation processing configuration", "Carrier signal generation processing configuration", and "Carrier frequency setting processing". The configuration will be described separately from the "configuration" and the "configuration of changing the ratio of the total period when the count cycle is a short cycle".
［モータ駆動ユニットの全体構成］
図１は実施例１における電力変換制御装置を含むモータ駆動ユニットの全体構成を示す。図２は実施例１における電力変換制御装置の回路構成を示す。以下、図１及び図２に基づいて、モータ駆動ユニットの全体構成を説明する。
[Overall structure of motor drive unit]
FIG. 1 shows the overall configuration of a motor drive unit including the power conversion control device according to the first embodiment. FIG. 2 illustrates a circuit configuration of the power conversion control device according to the first embodiment. Hereinafter, the overall configuration of the motor drive unit will be described with reference to FIGS. 1 and 2.
モータ駆動ユニット１は、図１に示すように、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ２（電力変換手段）と、三相ブラシレスモータ直流モータ３（電動機）と、電流検出部４と、回転数センサ５と、車両制御装置６と、電力変換制御装置７と、電池Ｂと、を備える。 As shown in FIG. 1, the motor drive unit 1 includes a PWM (Pulse Width Modulation) inverter 2 (power conversion means), a three-phase brushless motor DC motor 3 (electric motor), a current detection unit 4, and a rotation speed sensor 5. A vehicle control device 6, a power conversion control device 7, and a battery B.
ＰＷＭインバータ２は、図１に示すように、直流電源の出力をＰＷＭ制御することにより得られる交流電力を三相ブラシレスモータ直流モータ３（以下、モータ３とする。）に供給する。ＰＷＭインバータ２は、図１に示すように、平滑コンデンサ２Ｃと、６個のスイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−と、温度センサ２Ｔと、を備える。平滑コンデンサ２Ｃは、図１に示すように、電池Ｂの電圧変動を平滑にする。平滑コンデンサ２Ｃは、図１に示すように、電池Ｂの電圧が高いときに蓄電し、電池Ｂの電圧が低いときに放電して電圧の変動を抑える。６個のスイッチング手段（例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor））は、図１及び図２に示すように、第１比較器７３Ａ、第２比較器７３Ｂ及び第３比較器７３Ｃの制御に従って、電池Ｂ及び平滑コンデンサ２Ｃからなる直流電源の正極又は負極を選択する。６個のスイッチング手段は、図１及び図２に示すように、選択した電極をモータ３のＵ相、Ｖ相及びＷ相の各電極に接続する。温度センサ２Ｔ（例えば、サーミスタ等）は、図１に示すように、６個のスイッチング手段（特定部位）の温度を検出する。温度センサ２Ｔは、図２に示すように、その検出した温度をキャリア信号生成部７２に出力する。 As shown in FIG. 1, the PWM inverter 2 supplies AC power obtained by PWM controlling the output of the DC power supply to a three-phase brushless motor DC motor 3 (hereinafter referred to as the motor 3). As shown in FIG. 1, the PWM inverter 2 includes a smoothing capacitor 2C, six switching means 2Tu +, 2Tu−, 2Tv +, 2Tv−, 2Tw +, 2Tw−, and a temperature sensor 2T. The smoothing capacitor 2C smoothes the voltage fluctuation of the battery B as shown in FIG. As shown in FIG. 1, the smoothing capacitor 2C stores electricity when the voltage of the battery B is high, and discharges it when the voltage of the battery B is low to suppress fluctuations in the voltage. As shown in FIGS. 1 and 2, the six switching means (for example, IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)) are controlled by the battery according to the control of the first comparator 73A, the second comparator 73B, and the third comparator 73C. A positive electrode or a negative electrode of a DC power source including B and the smoothing capacitor 2C is selected. As shown in FIGS. 1 and 2, the six switching means connect the selected electrodes to the U-phase, V-phase, and W-phase electrodes of the motor 3. The temperature sensor 2T (for example, a thermistor or the like) detects the temperatures of six switching means (specific portions) as shown in FIG. The temperature sensor 2T outputs the detected temperature to the carrier signal generator 72, as shown in FIG.
電流検出部４は、図１に示すように、第１電流センサ４Ａと、第２電流センサ４Ｂと、第３電流センサ４Ｃと、を備える。第１電流センサ４Ａは、図１に示すように、ＰＷＭインバータ２からモータ３に供給されるＵ相の電流値を変調波信号ＭＳ（変調波）として検出する。第２電流センサ４Ｂは、図１に示すように、ＰＷＭインバータ２からモータ３に供給されるＶ相の電流値を変調波信号ＭＳ（変調波）として検出する。第３電流センサ４Ｃは、図１に示すように、ＰＷＭインバータ２からモータ３に供給されるＷ相の電流値を変調波信号ＭＳ（変調波）として検出する。変調波信号ＭＳの１周期分の出力中には、カウント周期（後述）とカウント上限値（後述）の少なくとも一方が２種類混在する。 As shown in FIG. 1, the current detector 4 includes a first current sensor 4A, a second current sensor 4B, and a third current sensor 4C. As shown in FIG. 1, the first current sensor 4A detects the U-phase current value supplied from the PWM inverter 2 to the motor 3 as a modulation wave signal MS (modulation wave). As shown in FIG. 1, the second current sensor 4B detects the V-phase current value supplied from the PWM inverter 2 to the motor 3 as a modulation wave signal MS (modulation wave). As shown in FIG. 1, the third current sensor 4C detects the W-phase current value supplied from the PWM inverter 2 to the motor 3 as a modulation wave signal MS (modulation wave). At least one of the count cycle (described later) and the count upper limit value (described later) are mixed in the output of the modulated wave signal MS for one cycle.
回転数センサ５（例えば、レゾルバ等）は、モータ３の回転角を検出する。回転数センサ５は、図２に示すように、その検出した回転角をモータ３の回転数として、キャリア信号生成部７２に出力する。 The rotation speed sensor 5 (for example, a resolver or the like) detects the rotation angle of the motor 3. As shown in FIG. 2, the rotation speed sensor 5 outputs the detected rotation angle to the carrier signal generation unit 72 as the rotation speed of the motor 3.
車両制御装置６は、図１及び図２に示すように、トルク指令値（モータ３のトルク値）を演算し、キャリア信号生成部７２に出力する。トルク指令値は、運転者によるアクセルペダルの踏込量を示すアクセル信号、運転者によるブレーキペダルの踏込量を示すブレーキ信号、運転者が投入したシフト位置を示すシフトポジション信号等に基づいて演算される。 As shown in FIGS. 1 and 2, the vehicle control device 6 calculates a torque command value (torque value of the motor 3) and outputs it to the carrier signal generation unit 72. The torque command value is calculated based on an accelerator signal indicating the amount of depression of the accelerator pedal by the driver, a brake signal indicating the amount of depression of the brake pedal by the driver, a shift position signal indicating the shift position input by the driver, and the like. .
電力変換制御装置７は、図１に示すように、入力された電力をスイッチング手段により変換して出力するＰＷＭインバータ２を介してモータ３を制御する。電力変換制御装置７は、図２に示すように、電流指令生成部７０と、ＰＩＤ（Proportional Integral Differential Controller）制御部７１Ａ，７１Ｂ，７１Ｃと、キャリア信号生成部７２（演算機能）と、キャリア周波数変化部７３（カウント機能）と、比較器７４Ａ，７４Ｂ，７４Ｃと、を備える。 As shown in FIG. 1, the power conversion control device 7 controls the motor 3 via the PWM inverter 2 that converts the input power by the switching means and outputs the converted power. As shown in FIG. 2, the power conversion control device 7 includes a current command generation unit 70, PID (Proportional Integral Differential Controller) control units 71A, 71B, 71C, a carrier signal generation unit 72 (arithmetic function), and a carrier frequency. The changing unit 73 (counting function) and comparators 74A, 74B, and 74C are provided.
電流指令生成部７０は、図２に示すように、電流指令値を生成する。電流指令生成部７０は、図２に示すように、第１電流センサ４Ａ、第２電流センサ４Ｂ及び第３電流センサ４Ｃの電流検出値が交流電流に変換されるように電流指令値を生成する。第１ＰＩＤ制御部７１Ａは、図２に示すように、電流指令生成部７０により生成された電流指令値に従って、第１電流センサ４Ａの電流検出値をＰＩＤ制御する。また、第１ＰＩＤ制御部７１Ａは、図２に示すように、第１電流センサ４Ａの電流検出値を第１比較器７４Ａに出力する。その第２ＰＩＤ制御部７１Ｂは、図２に示すように、電流指令生成部７０により生成された電流指令値に従って、第２電流センサ４Ｂの電流検出値をＰＩＤ制御する。また、第２ＰＩＤ制御部７１Ｂは、図２に示すように、第２電流センサ４Ｂの電流検出値を第２比較器７４Ｂに出力する。その第３ＰＩＤ制御部７１Ｂは、図２に示すように、電流指令生成部７０により生成された電流指令値に従って、第３電流センサ４Ｃの電流検出値をＰＩＤ制御する。また、第３ＰＩＤ制御部７１Ｃは、図２に示すように、第３電流センサ４Ｃの電流検出値を第３比較器７４Ｃに出力する。 The current command generator 70 generates a current command value, as shown in FIG. As shown in FIG. 2, the current command generator 70 generates a current command value so that the current detection values of the first current sensor 4A, the second current sensor 4B, and the third current sensor 4C are converted into alternating current. . As shown in FIG. 2, the first PID control unit 71A performs PID control on the current detection value of the first current sensor 4A according to the current command value generated by the current command generation unit 70. Also, the first PID control unit 71A outputs the current detection value of the first current sensor 4A to the first comparator 74A, as shown in FIG. As shown in FIG. 2, the second PID control unit 71B PID-controls the current detection value of the second current sensor 4B according to the current command value generated by the current command generation unit 70. In addition, the second PID control unit 71B outputs the current detection value of the second current sensor 4B to the second comparator 74B, as shown in FIG. As shown in FIG. 2, the third PID control unit 71B PID-controls the current detection value of the third current sensor 4C according to the current command value generated by the current command generation unit 70. Further, the third PID control unit 71C outputs the current detection value of the third current sensor 4C to the third comparator 74C, as shown in FIG.
キャリア信号生成部７２は、図２に示すように、カウント値ＣＶに基づいて、モータ３を制御するキャリア信号ＣＳの周波数（以下、キャリア周波数ＦＣＳとする。）の演算を行う。キャリア信号生成部７２は、図２に示すように、キャリア信号ＣＳを生成する。キャリア信号生成部７２は、図２に示すように、第１比較器７４Ａ、第２比較器７４Ｂ及び第３比較器７４Ｃに出力する。キャリア信号生成部７２には、図２に示すように、キャリア周波数変化部７３からカウント値ＣＶが入力される。キャリア信号生成部７２は、図２に示すように、カウント値ＣＶがカウント上限値又は０に達したことを検出したとき、キャリア周波数変化部７３に対してリセット信号ＲＳＴを出力する。
ここで、「カウント上限値」とは、キャリア周波数変化部７３（図２参照）によりカウントアップされるカウント値ＣＶの上限値のことをいう。
As shown in FIG. 2, the carrier signal generation unit 72 calculates the frequency of the carrier signal CS that controls the motor 3 (hereinafter referred to as the carrier frequency FCS) based on the count value CV. The carrier signal generation unit 72 generates a carrier signal CS as shown in FIG. The carrier signal generator 72 outputs the first comparator 74A, the second comparator 74B, and the third comparator 74C as shown in FIG. As shown in FIG. 2, the carrier signal generator 72 receives the count value CV from the carrier frequency changer 73. As shown in FIG. 2, when the carrier signal generation unit 72 detects that the count value CV reaches the count upper limit value or 0, it outputs the reset signal RST to the carrier frequency change unit 73.
Here, the “count upper limit value” refers to the upper limit value of the count value CV counted up by the carrier frequency changing unit 73 (see FIG. 2).
キャリア周波数変化部７３は、図２に示すように、任意のカウント周期ＣＴ（例えば、マイコンの演算時間等）で動作する。即ち、キャリア周波数変化部７３は、図２に示すように、キャリア信号生成部７２で生成されたキャリア周波数ＦＣＳを、指定のカウント周期ＣＴに応じて変化させる。その際、キャリア周波数変化部７３は、図２に示すように、キャリア信号ＣＳの周期（以下、キャリア周期ＴＣＳとする。）を複数設定する。キャリア周波数変化部７３は、図２に示すように、カウント周期ＣＴでカウント値ＣＶをカウントし、キャリア信号生成部７２に出力する。キャリア周波数変化部７３は、図２に示すように、キャリア信号生成部７２から受け取るリセット信号ＲＳＴに応じて、指定のカウント周期ＣＴでカウント値ＣＶのカウントアップ又はカウントダウンを実行する。 As shown in FIG. 2, the carrier frequency changing unit 73 operates at an arbitrary count cycle CT (for example, the calculation time of a microcomputer). That is, the carrier frequency changing unit 73 changes the carrier frequency FCS generated by the carrier signal generating unit 72 according to the designated count cycle CT, as shown in FIG. At that time, the carrier frequency changing unit 73 sets a plurality of cycles of the carrier signal CS (hereinafter, carrier cycle TCS), as shown in FIG. As shown in FIG. 2, the carrier frequency changing unit 73 counts the count value CV in the count cycle CT and outputs it to the carrier signal generating unit 72. As shown in FIG. 2, the carrier frequency changing unit 73 performs count-up or count-down of the count value CV in the designated count cycle CT according to the reset signal RST received from the carrier signal generation unit 72.
第１比較器７４Ａ〜第３比較器７４Ｃは、図２に示すように、変調波信号ＭＳとキャリア信号ＣＳとの大小関係を比較する。変調波信号ＭＳ及びキャリア信号ＣＳは、離散化（量子化）して取り扱われる。即ち、変調波信号ＭＳ及びキャリア信号ＣＳは、階段状に近似される。第１比較器７４Ａ〜第３比較器７４Ｃは、図２に示すように、変調波信号ＭＳ及びキャリア信号ＣＳの大小関係を、指定のカウント周期ごとに判定する。その判定結果により、第１比較器７４Ａ〜第３比較器７４Ｃは、図２に示すように、スイッチング手段のオン／オフを制御するＰＷＭ信号を生成する。第１比較器７４Ａ〜第３比較器７４Ｃは、図２に示すように、生成したＰＷＭ信号をスイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−に出力する。第１比較器７４Ａは、図２に示すように、変調波信号ＭＳとキャリア信号ＣＳの大小関係に応じて、スイッチング手段２Ｔｕ＋、２Ｔｕ−のオン／オフを制御するＰＷＭ信号を出力する。第２比較器７４Ｂは、図２に示すように、変調波信号ＭＳとキャリア信号ＣＳの大小関係に応じて、スイッチング手段２Ｔｖ＋、２Ｔｖ−のオン／オフを制御するＰＷＭ信号を出力する。第３比較器７４Ｃは、図２に示すように、変調波信号ＭＳとキャリア信号ＣＳとの大小関係に応じて、スイッチング手段２Ｔｗ＋、２Ｔｗ−のオン／オフを制御するＰＷＭ信号を出力する。 As shown in FIG. 2, the first comparator 74A to the third comparator 74C compare the magnitude relationship between the modulated wave signal MS and the carrier signal CS. The modulated wave signal MS and the carrier signal CS are handled after being discretized (quantized). That is, the modulated wave signal MS and the carrier signal CS are approximated in a stepwise manner. As shown in FIG. 2, the first comparator 74A to the third comparator 74C determine the magnitude relationship between the modulated wave signal MS and the carrier signal CS for each designated count cycle. Based on the determination result, the first comparator 74A to the third comparator 74C generate a PWM signal for controlling ON / OFF of the switching means, as shown in FIG. As shown in FIG. 2, the first comparator 74A to the third comparator 74C output the generated PWM signals to the switching means 2Tu +, 2Tu−, 2Tv +, 2Tv−, 2Tw +, 2Tw−. As shown in FIG. 2, the first comparator 74A outputs a PWM signal for controlling on / off of the switching means 2Tu +, 2Tu− according to the magnitude relationship between the modulated wave signal MS and the carrier signal CS. As shown in FIG. 2, the second comparator 74B outputs a PWM signal for controlling ON / OFF of the switching means 2Tv +, 2Tv− according to the magnitude relationship between the modulated wave signal MS and the carrier signal CS. As shown in FIG. 2, the third comparator 74C outputs a PWM signal for controlling ON / OFF of the switching means 2Tw +, 2Tw- according to the magnitude relationship between the modulated wave signal MS and the carrier signal CS.
［ＰＭＷ信号の生成処理構成］
図３は、実施例１における電力変換制御装置にて実行されるＰＭＷ信号生成処理構成を示す。以下、図３に基づいて、ＰＭＷ信号生成処理構成を説明する。ここでは、ＰＭＷ制御処理の一例として、三角波−正弦波方式を用いた場合を示す。この方式では、山型波形のキャリア信号ＣＳと、正弦波形の変調波信号ＭＳとの大小関係により、ＰＷＭ信号が生成される。変調波信号ＭＳは、以下の式（１）で表される。
変調波信号ＭＳは、式（１）に示すように、角周波数がωで振幅がＥｓの正弦波信号である。一方、キャリア信号ＣＳは、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳ（＝１／周期ＴＭＳ）よりも高いキャリア周波数ＦＣＳ（＝１／キャリア周期ＴＣＳ）を有する。ＰＷＭ信号は、変調波信号ＭＳとキャリア信号ＣＳの交点θ１，θ２，θ３でオン／オフすることにより合成される。ＰＷＭ信号は、ＭＳ＞ＣＳのとき、Ｅ／２となり、ＭＳ＜ＣＳのとき、−Ｅ／２となる。
[PMW signal generation processing configuration]
FIG. 3 illustrates a PMW signal generation processing configuration executed by the power conversion control device according to the first embodiment. The configuration of the PMW signal generation processing will be described below with reference to FIG. Here, as an example of the PMW control processing, a case where the triangular wave-sine wave method is used is shown. In this method, the PWM signal is generated based on the magnitude relationship between the mountain-shaped waveform carrier signal CS and the sinusoidal modulated signal MS. The modulated wave signal MS is represented by the following equation (1).
The modulated wave signal MS is a sine wave signal having an angular frequency ω and an amplitude Es, as shown in Expression (1). On the other hand, the carrier signal CS has a carrier frequency FCS (= 1 / carrier cycle TCS) higher than the frequency FMS (= 1 / cycle TMS) of the modulated wave signal MS. The PWM signal is synthesized by turning on / off at intersections θ 1 , θ 2 , and θ 3 of the modulated wave signal MS and the carrier signal CS. The PWM signal becomes E / 2 when MS> CS, and becomes -E / 2 when MS <CS.
［キャリア信号の生成処理構成］
図４及び図５は、実施例１における電力変換制御装置にて実行されるキャリア信号の生成処理構成を示す。なお、図４及び図５の縦軸はカウント値ＣＶを示し、横軸は時間を示す。以下、図４及び図５に基づいて、キャリア信号ＣＳの生成処理構成を説明する。カウント値ＣＶは、キャリア周波数変化部７３（図２参照）によりカウントアップ又はカウントダウンが実行される値のことをいう。カウント値ＣＶの複数の値（例えば１〜５の５個の値）は、図４及び図５に示すように、離散的な値となる。カウント値ＣＶは、図４及び図５に示すように、０からスタートし、指定のカウント周期ＣＴで１からカウント上限値ＣＶＭＡＸに向かってカウントアップされる。カウント値ＣＶは、図４及び図５に示すように、カウント上限値ＣＶＭＡＸに達すると、リセットされて０となる。時間は、図４及び図５に示すように、キャリア周期ＴＣＳの四半周期分（＝ＴＣＳ／４）である。カウント周期ＣＴは、図４及び図５に示すように、二種類設定される。カウント周期ＣＴの一つは、図４に示すように、０〜ｔ１を短周期（最短周期）に設定する場合である。カウント周期ＣＴのもう一つは、図５に示すように、０〜ｔ２を長周期に設定する場合である。カウント周期ＣＴ（例えばマイコンの演算時間）は、マイコン（不図示）の設定に応じて、図４及び図５に示すように、短周期及び長周期のいずれかに任意に切り替わる。
[Carrier signal generation processing configuration]
4 and 5 show a carrier signal generation processing configuration executed by the power conversion control device according to the first embodiment. 4 and 5, the vertical axis represents the count value CV and the horizontal axis represents time. Hereinafter, the generation processing configuration of the carrier signal CS will be described with reference to FIGS. 4 and 5. The count value CV is a value for which the carrier frequency changing unit 73 (see FIG. 2) counts up or down. A plurality of values of the count value CV (for example, 5 values of 1 to 5) are discrete values as shown in FIGS. 4 and 5. As shown in FIGS. 4 and 5, the count value CV starts from 0 and is counted up from 1 to the count upper limit value CVMAX at a designated count cycle CT. As shown in FIGS. 4 and 5, the count value CV is reset to 0 when it reaches the count upper limit value CVMAX. The time is, as shown in FIGS. 4 and 5, a quarter cycle of the carrier cycle TCS (= TCS / 4). Two types of count cycle CT are set, as shown in FIGS. 4 and 5. One of the count cycles CT is a case where 0 to t1 are set to a short cycle (shortest cycle) as shown in FIG. The other count cycle CT is a case where 0 to t2 are set to a long cycle as shown in FIG. The count cycle CT (for example, the calculation time of the microcomputer) is arbitrarily switched to either a short cycle or a long cycle, as shown in FIGS. 4 and 5, according to the setting of the microcomputer (not shown).
［キャリア周波数の設定処理構成］
図６は、実施例１における電力変換制御装置にて実行されるキャリア周波数の設定処理構成を示す。以下、図６に基づいて、キャリア周波数ＦＣＳの設定処理構成を説明する。図６の縦軸はノイズレベル（ｄＢ）を示し、横軸はキャリア周波数（Ｈｚ）を示す。短周期（図４参照）への切り替わりにより、キャリア周波数ＦＣＳは、ノイズ発生帯域ＮＢを外した周波数帯域ＦＢｈ（＞ＮＢ）に設定される。長周期（図５参照）への切り替わりにより、キャリア周波数ＦＣＳは、ノイズ発生帯域ＮＢを外した周波数帯域ＦＢｌ（＜ＮＢ）に設定される。
ここで、「ノイズ」とは、例えば、モータの回転数及びトルク等の動作条件により発生する振動ノイズや電磁ノイズ等のことをいう。
[Carrier frequency setting process configuration]
FIG. 6 illustrates a carrier frequency setting process configuration executed by the power conversion control device according to the first embodiment. The configuration of the carrier frequency FCS setting process will be described below with reference to FIG. The vertical axis of FIG. 6 represents the noise level (dB), and the horizontal axis represents the carrier frequency (Hz). By switching to the short cycle (see FIG. 4), the carrier frequency FCS is set to the frequency band FBh (> NB) excluding the noise generation band NB. By switching to the long cycle (see FIG. 5), the carrier frequency FCS is set to the frequency band FB1 (<NB) excluding the noise generation band NB.
Here, "noise" refers to, for example, vibration noise, electromagnetic noise, or the like that occurs due to operating conditions such as the rotation speed and torque of the motor.
[カウント周期が短周期であるときの合計期間の割合変更構成]
図７及び図９は、変調波信号ＭＳ及びキャリア信号ＣＳの各波形の一例を示す。図８は、モータ３（図１参照）に供給される電流ピーク値と、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳと、Ｂ期間の割合との関係を示す。Ｂ期間は、１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント周期が短周期であるときの合計期間のことをいう。このＢ期間は、図７及び図９中の期間Ｂ，Ｂ'，Ｂ''の合計期間である。また、期間Ｂ，Ｂ'，Ｂ''は、図７及び図９に示すように、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント周期ＣＴが短周期（図４参照）であるときの期間を示す。Ｃ期間は、１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント周期が長周期であるときの合計期間のことをいう。このＣ期間は、図７及び図９中の期間Ｃ，Ｃ'の合計期間である。また、期間Ｃ，Ｃ'は、図７及び図９に示すように、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント周期ＣＴが長周期（図５参照）であるときの期間を示す。変調波信号ＭＳは、図７及び図９に示すように、期間Ｂ，Ｂ'，Ｂ''において、ゼロクロスＺＣ（出力ゼロ条件）を通過する。１周期ＴＭＳ分において、Ｂ期間とＣ期間との割合は、図７及び図９に示すように、モータ３（図１参照）の動作条件に応じて変化する。この「モータ３の動作条件」とは、スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−（図１参照）の温度や、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳや、モータ３の出力等の条件である。この「モータ３の出力」とは、モータ３に供給される電流ピーク値や、モータ３のトルクや、モータ３の回転数や、モータ３の動作周期等である。以下、図７、図８及び図９に基づいて、Ｂ期間とＣ期間の割合変更構成を説明する。
[Change ratio of total period when count cycle is short]
7 and 9 show examples of respective waveforms of the modulated wave signal MS and the carrier signal CS. FIG. 8 shows the relationship between the peak value of the current supplied to the motor 3 (see FIG. 1), the frequency FMS of the modulated wave signal MS, and the ratio of the B period. The B period refers to a total period when the count period is a short period during the output of one period TMS. This B period is the total period of the periods B, B ′, and B ″ in FIGS. 7 and 9. In the periods B, B ′, and B ″, as shown in FIGS. 7 and 9, the count cycle CT is a short cycle (see FIG. 4) during the output of one cycle TMS of the modulated wave signal MS. Indicates the time period. The C period refers to a total period when the count period is a long period during the output of one period TMS. This C period is the total period of the periods C and C'in FIGS. 7 and 9. Further, as shown in FIGS. 7 and 9, the periods C and C ′ are periods when the count period CT is a long period (see FIG. 5) during the output of one period TMS of the modulated wave signal MS. Show. As shown in FIGS. 7 and 9, the modulated wave signal MS passes through the zero cross ZC (output zero condition) in the periods B, B ′, and B ″. In one cycle TMS, the ratio between the B period and the C period changes according to the operating condition of the motor 3 (see FIG. 1), as shown in FIGS. 7 and 9. The "operating condition of the motor 3" means the temperature of the switching means 2Tu +, 2Tu-, 2Tv +, 2Tv-, 2Tw +, 2Tw- (see FIG. 1), the frequency FMS of the modulated wave signal MS, the output of the motor 3, etc. Is the condition. The “output of the motor 3” is the peak value of the current supplied to the motor 3, the torque of the motor 3, the rotation speed of the motor 3, the operating cycle of the motor 3, and the like. Hereinafter, the ratio changing configuration of the B period and the C period will be described with reference to FIGS. 7, 8 and 9.
まず、図７及び図８に基づいて、Ｂ期間の割合をＣ期間の割合よりも高くした状態を、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳと電流ピーク値で説明する。Ｂ期間とＣ期間との割合は、図７に示すように、１周期ＴＭＳ分の出力中において、例えば変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳ（出力）が高周波に変化すると、Ｂ期間の割合がＣ期間の割合よりも高くなる（Ｂ＞Ｃ）。また、例えば、Ｂ期間とＣ期間との割合は、図７に示すように、１周期ＴＭＳ分の出力中において、例えば、モータ３（図１参照）に供給される電流ピーク値が高く変化すると、Ｂ期間の割合がＣ期間の割合よりも高くなる（Ｂ＞Ｃ）。さらに、Ｂ期間とＣ期間との割合は、図８に示すように、１周期ＴＭＳ分の出力中において、例えば周波数ＦＭＳ及び電流ピーク値の両方が高く変化すると、Ｂ期間の割合がＣ期間の割合よりも高くなる（Ｂ＞Ｃ）。 First, based on FIGS. 7 and 8, a state in which the ratio of the B period is made higher than the ratio of the C period will be described with the frequency FMS and the current peak value of the modulated wave signal MS. As shown in FIG. 7, when the frequency FMS (output) of the modulated wave signal MS changes to a high frequency during the output of one cycle TMS, the ratio of the B period to the C period is the ratio of the B period to the C period. (B> C). Further, for example, as shown in FIG. 7, the ratio of the B period to the C period is such that, for example, when the current peak value supplied to the motor 3 (see FIG. 1) changes during the output of one cycle TMS. , B period is higher than C period (B> C). Further, as shown in FIG. 8, when the frequency FMS and the current peak value both change to a high level during the output of one cycle TMS, the ratio between the B period and the C period becomes higher than the C period. It becomes higher than the ratio (B> C).
次に、図９に基づいて、Ｂ期間の割合をＣ期間の割合よりも低くした状態を、スイッチング手段における温度で説明する。一方、Ｂ期間とＣ期間との割合は、図９に示すように、１周期ＴＭＳ分の出力中において、６個のスイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−（図１参照）における温度が高く変化すると、Ｂ期間の割合がＣ期間の割合よりも低くなる（Ｂ＜Ｃ）。 Next, a state in which the ratio of the B period is made lower than the ratio of the C period will be described with reference to FIG. On the other hand, the ratio between the B period and the C period is, as shown in FIG. 9, six switching means 2Tu +, 2Tu−, 2Tv +, 2Tv−, 2Tw +, 2Tw− (FIG. When the temperature in (see reference) changes high, the ratio of the B period becomes lower than that of the C period (B <C).
次に、作用を説明する。
従来、直流電源で交流モータを駆動する場合には、電力変換装置が必要である。例えば、電気自動車用のモータでは、インバータ等の電力変換装置において、高周波でのスイッチングにより大電力を対象とする電力変換が行なわれる。電気自動車用モータの制御を行なうに際しては、パワートランジスタの過熱を抑制する対策が必要である。
この対策として、モータの回転数及びトルクの広い範囲において、制御の安定性を確保しつつパワートランジスタ等の発熱による損失や破壊を抑制可能なモータ制御装置が知られている。モータ制御装置は、モータの回転数、トルク及びキャリア周波数の関係を定めたマップを備えている。モータ制御装置は、回転数センサから読み込まれたモータ回転数と、車両制御装置から入力したトルク指令値とを用いて、キャリア周波数を演算する。回転数が低くてトルクが高い場合、モータ制御装置は、パワートランジスタ及びモータの発熱を抑制するために、キャリア周波数を低くする。このときは、キャリア周波数が低くても制御が安定する。一方、回転数が高い場合、モータ制御装置は、制御を安定させるためにキャリア周波数を高くする。回転数が低くない場合でもトルクが高いときは、パワートランジスタの発熱が大きくなるおそれがあるため、モータ制御装置は、キャリア周波数を低くする。
Next, the operation will be described.
Conventionally, when driving an AC motor with a DC power supply, a power converter is required. For example, in a motor for an electric vehicle, power conversion targeting a large amount of power is performed by switching at a high frequency in a power conversion device such as an inverter. When controlling a motor for an electric vehicle, it is necessary to take measures to suppress overheating of the power transistor.
As a countermeasure against this, there is known a motor control device capable of suppressing loss and damage due to heat generation of a power transistor or the like while ensuring control stability in a wide range of the rotation speed and torque of the motor. The motor control device has a map that defines the relationship among the number of rotations of the motor, the torque, and the carrier frequency. The motor control device calculates the carrier frequency using the motor rotation speed read from the rotation speed sensor and the torque command value input from the vehicle control device. When the rotation speed is low and the torque is high, the motor control device lowers the carrier frequency in order to suppress heat generation of the power transistor and the motor. At this time, control is stable even if the carrier frequency is low. On the other hand, when the rotation speed is high, the motor control device raises the carrier frequency in order to stabilize the control. Even when the rotation speed is not low, when the torque is high, the heat generation of the power transistor may increase, so the motor control device lowers the carrier frequency.
ところで、従来のモータ制御装置は、モータ制御の過程でキャリア周波数が変化する。従って、キャリア周波数が、ノイズの発生源となる特定の周波数帯域と重なってしまう。このため、モータの回転数およびトルク等の動作条件により発生する、電力変換制御装置からの振動ノイズや電磁ノイズを、特定の周波数において低減できない、という課題がある。 By the way, in the conventional motor control device, the carrier frequency changes in the process of motor control. Therefore, the carrier frequency overlaps with the specific frequency band that is the source of noise. Therefore, there is a problem that vibration noise and electromagnetic noise from the power conversion control device, which are generated due to operating conditions such as the number of rotations and torque of the motor, cannot be reduced at a specific frequency.
これに対し、実施例１では、カウント周期ＣＴは、モータ３の動作条件に応じて、短周期と長周期のいずれかに切り替わり、キャリア周波数ＦＣＳは、ノイズ発生帯域ＮＢを外した周波数帯域ＦＢｈ，ＦＢｌに設定される。
即ち、キャリア周波数ＦＣＳは、ノイズの発生源となるノイズ発生帯域ＮＢと重ならない。このため、ノイズの影響をキャリア周波数ＦＣＳが受け難くできる。また、カウント周期ＣＴを利用する場合、カウント周期ＣＴを高速化することにより、キャリア信号ＣＳの波形を鋭角し高周波化することが可能である。
その結果、モータ３の動作条件に応じて発生するノイズの影響を抑制できる。
加えて、モータ３のＰＷＭ制御に使用するキャリア周波数ＦＣＳの制御法について、制御のカウント機能により、振動ノイズや電磁ノイズを削減したい特定のノイズ発生帯域ＮＢを挟んだ２種類のキャリア周波数ＦＣＳが生成される。このため、それぞれのキャリア周波数ＦＣＳは、利用期間の割合が変化する。これにより、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ中の平均キャリア周波数を、特定の周波数への影響を低減し任意に変更可能である。つまり、ノイズの発生が問題となる特定の周波数より下と上の関係にある複数のキャリア周波数を使用できる。また、複数のキャリア周波数は、振動ノイズや電磁ノイズ等に悪影響のある特定の周波数は除くことが望ましい。従って、種々なノイズの影響を抑えた、モータ３の回転数およびトルクに応じたキャリア周波数ＦＣＳの制御が可能となる。
On the other hand, in the first embodiment, the count cycle CT is switched to either a short cycle or a long cycle in accordance with the operating condition of the motor 3, and the carrier frequency FCS is the frequency band FBh, which excludes the noise generation band NB. Set to FB1.
That is, the carrier frequency FCS does not overlap with the noise generation band NB that is a noise generation source. Therefore, the carrier frequency FCS can be made less susceptible to the influence of noise. When using the count cycle CT, it is possible to sharpen the waveform of the carrier signal CS and increase the frequency by increasing the speed of the count cycle CT.
As a result, it is possible to suppress the influence of noise generated according to the operating conditions of the motor 3.
In addition, regarding the control method of the carrier frequency FCS used for the PWM control of the motor 3, the control count function generates two types of carrier frequency FCS sandwiching a specific noise generation band NB where vibration noise and electromagnetic noise are desired to be reduced. To be done. Therefore, each carrier frequency FCS changes in the ratio of the usage period. As a result, the average carrier frequency in one cycle TMS of the modulated wave signal MS can be arbitrarily changed while reducing the influence on a specific frequency. That is, it is possible to use a plurality of carrier frequencies having a relationship above and below a specific frequency at which noise generation is a problem. In addition, it is desirable that the plurality of carrier frequencies exclude specific frequencies that adversely affect vibration noise, electromagnetic noise, and the like. Therefore, it is possible to control the carrier frequency FCS according to the rotation speed and torque of the motor 3 while suppressing the influence of various noises.
実施例１では、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント周期ＣＴが短周期であるときの合計期間（Ｂ期間）と、カウント周期ＣＴが長周期であるときの合計期間（Ｃ期間）との割合は、モータ３の動作条件に応じて変化する。
即ち、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳの間で、高周波のキャリア周波数ＦＣＳはＢ期間において使用され、低周波のキャリア周波数ＦＣＳはＣ期間において使用される。
従って、１周期ＴＭＳ分に対するＢ期間とＣ期間の割合は、スイッチング手段の温度や、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳや、モータ３の出力等により任意に変更することが可能となる。
In the first embodiment, during the output of one period TMS of the modulated wave signal MS, the total period (B period) when the count period CT is a short period and the total period (B period) when the count period CT is a long period ( The ratio of (C period) changes according to the operating conditions of the motor 3.
That is, during one cycle TMS of the modulated wave signal MS, the high frequency carrier frequency FCS is used in the B period and the low frequency carrier frequency FCS is used in the C period.
Therefore, the ratio of the B period and the C period to one cycle TMS can be arbitrarily changed by the temperature of the switching means, the frequency FMS of the modulated wave signal MS, the output of the motor 3, and the like.
実施例１では、１周期ＴＭＳ分において、Ｂ期間とＣ期間との割合は、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳが高周波に変化すると、Ｂ期間の割合が高くなる。
即ち、Ｂ期間の割合は、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳが高くなるに従って増加する。このため、１周期ＴＭＳ分において、カウント周期ＣＴが短周期となる期間の割合を増やすことができる。これにより、高周波でモータ３を制御できる。つまり、モータ３の制御回数を増やすことができる。
従って、モータ３の細やかな制御を実現できる。
In the first embodiment, in one cycle TMS, the ratio of the B period and the C period increases as the frequency FMS of the modulated wave signal MS changes to a high frequency.
That is, the ratio of the B period increases as the frequency FMS of the modulated wave signal MS increases. Therefore, it is possible to increase the ratio of the period in which the count cycle CT is short in one cycle TMS. As a result, the motor 3 can be controlled with high frequency. That is, the number of times the motor 3 is controlled can be increased.
Therefore, fine control of the motor 3 can be realized.
実施例１では、１周期ＴＭＳ分において、Ｂ期間とＣ期間との割合は、モータ３の出力が高く変化すると、Ｂ期間の割合が高くなる。
即ち、Ｂ期間の割合は、モータ３に供給される電流ピーク値の増加に伴って高くなる。このため、１周期ＴＭＳ分において、カウント周期ＣＴが短周期となる期間の割合を増やすことができる。これにより、モータ３に供給される電流値が高いところほど、キャリア周波数ＦＣＳを高くできる。つまり、ＰＷＭインバータ２に搭載された平滑コンデンサ２Ｃの容量を小さくできる。
従って、ＰＷＭインバータ２を小型化できる。
In the first embodiment, in one cycle of TMS, the ratio of the B period and the C period increases as the output of the motor 3 changes.
That is, the ratio of the B period increases as the peak value of the current supplied to the motor 3 increases. Therefore, it is possible to increase the ratio of the period in which the count cycle CT is short in one cycle TMS. Thereby, the higher the current value supplied to the motor 3, the higher the carrier frequency FCS can be made. That is, the capacity of the smoothing capacitor 2C mounted on the PWM inverter 2 can be reduced.
Therefore, the PWM inverter 2 can be downsized.
実施例１では、１周期ＴＭＳ分において、Ｂ期間とＣ期間との割合は、６個のスイッチング手段における温度が高く変化すると、Ｂ期間の割合が低くなる。
即ち、Ｂ期間の割合低下に伴い、Ｃ期間の割合が高くなる。Ｃ期間は、Ｂ期間と比べて、変調波信号ＭＳとキャリア信号ＣＳとが交わるクロスポイントの数が少ない。つまり、Ｃ期間は、Ｂ期間と比べて、スイッチング損失が発生しやすいクロスポイントの数が少ない。このため、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分において、クロスポイントの数を減らすことができる。
従って、スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−に発生するスイッチング損失を低減できる。
In the first embodiment, in one cycle of TMS, the ratio of the B period and the C period becomes low when the temperature of the six switching means changes high.
That is, the ratio of the C period increases as the ratio of the B period decreases. In the C period, the number of cross points where the modulated wave signal MS and the carrier signal CS intersect is smaller than that in the B period. That is, the number of cross points in which the switching loss is likely to occur is smaller in the C period than in the B period. Therefore, the number of cross points can be reduced in one cycle TMS of the modulated wave signal MS.
Therefore, the switching loss generated in the switching means 2Tu +, 2Tu−, 2Tv +, 2Tv−, 2Tw +, 2Tw− can be reduced.
実施例１では、変調波信号ＭＳは、期間期間Ｂ，Ｂ'，Ｂ''において、ゼロクロスＺＣを通過する。
即ち、変調波信号ＭＳは、カウント周期ＣＴが短周期となるとき、リップル（Ripple）が発生しやすいゼロクロスＺＣを通過する。このため、リップルを抑制する効果のある高周波側のキャリア周波数ＦＣＳを、変調波信号ＭＳのゼロクロスＺＣ時を中心に使用できる。これにより、高電流が流れる変調波ピーク電流でスイッチング回数を低減できる。
従って、スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−に発生するスイッチング損失を低減できる。
In the first embodiment, the modulated wave signal MS passes through the zero cross ZC in the period periods B, B ′, B ″.
That is, the modulated wave signal MS passes through the zero-cross ZC where a ripple is likely to occur when the count cycle CT is a short cycle. Therefore, the carrier frequency FCS on the high frequency side, which has the effect of suppressing ripples, can be used mainly at the zero cross ZC of the modulated wave signal MS. As a result, the number of times of switching can be reduced by the peak current of the modulation wave through which a high current flows.
Therefore, the switching loss generated in the switching means 2Tu +, 2Tu−, 2Tv +, 2Tv−, 2Tw +, 2Tw− can be reduced.
次に、効果を説明する。
実施例１における電力変換制御装置７にあっては、下記に列挙する効果が得られる。
Next, the effect will be described.
The power conversion control device 7 according to the first embodiment has the effects listed below.
(1) 入力された電力をスイッチング手段（スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−）により変換して出力する電力変換手段（ＰＷＭインバータ２）を介して電動機（モータ３）を制御する電力変換制御装置（電力変換制御装置７）であって、
任意のカウント周期（カウント周期ＣＴ）で動作するカウント機能（キャリア周波数変化部７３）と、
カウント機能（キャリア周波数変化部７３）をゼロにリセットするカウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）により、電動機（モータ３）を制御するキャリア信号（キャリア信号ＣＳ）のキャリア周波数（キャリア周波数ＦＣＳ）の演算を行う演算機能（キャリア信号生成部７２）と、を備え、
電力変換手段（ＰＷＭインバータ２）の変調波（変調波信号ＭＳ）の１周期（１周期ＴＭＳ）分の出力中には、カウント周期（カウント周期ＣＴ）とカウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）の少なくとも一方が２種類以上混在し、
カウント周期（カウント周期ＣＴ）とカウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）の少なくとも一方は、電動機（モータ３）の動作条件に応じて、２種類以上のいずれかに切り替わり、
キャリア周波数（キャリア周波数ＦＣＳ）は、２種類以上のいずれかに切り替わったとしても、ノイズ発生帯域（ノイズ発生領域ＮＢ）を外した周波数帯域（周波数帯域ＦＢｈ及び周波数帯域ＦＢｌ）に設定される（図１〜図９）。
このため、電動機（モータ３）の動作条件に応じて発生するノイズの影響を抑制できる電力変換制御装置（電力変換制御装置７）を提供することができる。
(1) Electric power (motor 3) via power conversion means (PWM inverter 2) that converts input power by switching means (switching means 2Tu +, 2Tu-, 2Tv +, 2Tv-, 2Tw +, 2Tw-) A power conversion control device (power conversion control device 7) for controlling
A count function (carrier frequency changing unit 73) that operates at an arbitrary count cycle (count cycle CT);
Calculation of the carrier frequency (carrier frequency FCS) of the carrier signal (carrier signal CS) that controls the electric motor (motor 3) by the count upper limit value (count upper limit value CVMAX) that resets the count function (carrier frequency changing unit 73) to zero. And a calculation function (carrier signal generation unit 72) for performing
During the output of one cycle (one cycle TMS) of the modulated wave (modulated wave signal MS) of the power conversion means (PWM inverter 2), the count cycle (count cycle CT) and the count upper limit value (count upper limit value CVMAX) At least one is a mixture of two or more,
At least one of the count cycle (count cycle CT) and the count upper limit value (count upper limit value CVMAX) is switched to one of two or more types according to the operating condition of the electric motor (motor 3),
The carrier frequency (carrier frequency FCS) is set to a frequency band (frequency band FBh and frequency band FBl) out of the noise generation band (noise generation region NB) even if the carrier frequency is switched to one of two or more types (Fig. 1 to 9).
Therefore, it is possible to provide the power conversion control device (power conversion control device 7) that can suppress the influence of noise generated according to the operating conditions of the electric motor (motor 3).
(2) 変調波（変調波信号ＭＳ）の１周期（１周期ＴＭＳ）分の出力中には、カウント周期（カウント周期ＣＴ）が２種類混在し、
２種類のうち、カウント周期（カウント周期ＣＴ）が長い方を長周期といい、カウント周期が短い方を短周期というとき、
長周期及び短周期は、任意に切り替わるものであって、
１周期（１周期ＴＭＳ）分において、カウント周期（カウント周期ＣＴ）が短周期であるときの合計期間（Ｂ期間）と、カウント周期（カウント周期ＣＴ）が長周期であるときの合計期間（Ｃ期間）との割合は、電動機（モータ３）の動作条件に応じて変化する（図７〜図９）。
このため、(1)の効果に加え、短周期であるときの合計期間（Ｂ期間）と、長周期であるときの合計期間（Ｃ期間）との割合は、スイッチング手段（スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−）の温度や、変調波（変調波信号ＭＳ）の出力（周波数ＦＭＳ）や、電動機（モータ３）の出力等により任意に変更することが可能となる。
(2) Two types of count cycle (count cycle CT) are mixed in the output of one cycle (one cycle TMS) of the modulated wave (modulated wave signal MS),
Of the two types, the one with the longer count cycle (count cycle CT) is called the long cycle, and the one with the short count cycle is called the short cycle.
The long cycle and the short cycle are arbitrarily switched,
In one cycle (one cycle TMS), a total period (B period) when the count cycle (count cycle CT) is a short cycle and a total period (C when the count cycle (count cycle CT) is a long cycle) The period) changes depending on the operating conditions of the electric motor (motor 3) (FIGS. 7 to 9).
Therefore, in addition to the effect of (1), the ratio of the total period (B period) when the period is short and the total period (C period) when the period is long is determined by the switching means (switching means 2Tu +, 2Tu). -, 2Tv +, 2Tv-, 2Tw +, 2Tw-) temperature, output of modulation wave (modulation wave signal MS) (frequency FMS), output of electric motor (motor 3), etc. can be arbitrarily changed. .
(3) １周期（１周期ＴＭＳ）分において、カウント周期（カウント周期ＣＴ）が短周期であるときの合計期間（Ｂ期間）と、カウント周期（カウント周期ＣＴ）が長周期であるときの合計期間（Ｃ期間）との割合は、変調波（変調波信号ＭＳ）の出力が高周波に変化すると、短周期であるときの合計期間（Ｂ期間）の割合が高くなる（図７）。
このため、(1)又は(2)の効果に加え、電動機（モータ３）の細やかな制御を実現できる。
(3) In one cycle (1 cycle TMS), the total period (B period) when the count cycle (count cycle CT) is a short cycle and the total period when the count cycle (count cycle CT) is a long cycle As for the ratio with the period (C period), when the output of the modulated wave (modulated wave signal MS) changes to a high frequency, the ratio of the total period (B period) when the period is short increases (FIG. 7).
Therefore, in addition to the effect of (1) or (2), fine control of the electric motor (motor 3) can be realized.
(4) １周期（１周期ＴＭＳ）分において、カウント周期（カウント周期ＣＴ）が短周期であるときの合計期間（Ｂ期間）と、カウント周期（カウント周期ＣＴ）が長周期であるときの合計期間（Ｃ期間）との割合は、電動機（モータ３）の出力が高く変化すると、短周期であるときの合計期間（Ｂ期間）の割合が高くなる（図７及び図８）。
このため、(1)〜(3)の効果に加え、電力変換手段（ＰＷＭインバータ２）を小型化できる。
(4) In one cycle (one cycle TMS), the total period (B period) when the count cycle (count cycle CT) is a short cycle and the total period when the count cycle (count cycle CT) is a long cycle Regarding the ratio of the period (C period), when the output of the electric motor (motor 3) changes to a high level, the ratio of the total period (B period) when the cycle is short increases (FIGS. 7 and 8).
Therefore, in addition to the effects (1) to (3), the power conversion means (PWM inverter 2) can be downsized.
(5) １周期（１周期ＴＭＳ）分において、カウント周期（カウント周期ＣＴ）が短周期であるときの合計期間（Ｂ期間）と、カウント周期（カウント周期ＣＴ）が長周期であるときの合計期間（Ｃ期間）との割合は、特定部位（スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−）における温度が高く変化すると、短周期であるときの合計期間（Ｂ期間）の割合が低くなる（図９）。
このため、(1)又は(2)の効果に加え、スイッチング手段（スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−）に発生するスイッチング損失を低減できる。
(5) In one cycle (one cycle TMS), the total period (B period) when the count cycle (count cycle CT) is a short cycle and the total period when the count cycle (count cycle CT) is a long cycle The ratio with the period (C period) is the ratio of the total period (B period) when the temperature in the specific part (switching means 2Tu +, 2Tu−, 2Tv +, 2Tv−, 2Tw +, 2Tw−) changes to a short period. The percentage is low (Fig. 9).
Therefore, in addition to the effect of (1) or (2), the switching loss generated in the switching means (switching means 2Tu +, 2Tu−, 2Tv +, 2Tv−, 2Tw +, 2Tw−) can be reduced.
(6) 電力変換手段（ＰＷＭインバータ２）の変調波（変調波信号ＭＳ）の１周期（１周期ＴＭＳ）分の出力中には、カウント周期（カウント周期ＣＴ）とカウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）の少なくとも一方が２種類以上混在し、
２種類以上のうち、最も短いカウント周期（カウント周期ＣＴ）を最短周期といい、最も低いカウント上限値を最低上限値というとき、
変調波（変調波信号ＭＳ）の出力は、カウント周期（カウント周期ＣＴ）が最短周期となるとき、又は、カウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）が最低上限値となるときに、出力ゼロ条件（ゼロクロスＺＣ）を通過する（図７及び図９）。
このため、(1)〜(5)の効果に加え、スイッチング手段（スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−）に発生するスイッチング損失を低減できる。
(6) During the output of one cycle (one cycle TMS) of the modulation wave (modulation wave signal MS) of the power conversion means (PWM inverter 2), the count cycle (count cycle CT) and the count upper limit value (count upper limit value) At least one of CVMAX) is mixed in two or more,
Of the two or more types, the shortest count cycle (count cycle CT) is called the shortest cycle, and the lowest count upper limit value is the lowest upper limit value.
The output of the modulated wave (modulated wave signal MS) is output zero condition (when the count cycle (count cycle CT) is the shortest cycle or when the count upper limit value (count upper limit value CVMAX) is the lowest upper limit value ( It passes through the zero cross ZC) (FIGS. 7 and 9).
Therefore, in addition to the effects (1) to (5), the switching loss generated in the switching means (switching means 2Tu +, 2Tu−, 2Tv +, 2Tv−, 2Tw +, 2Tw−) can be reduced.
実施例２は、二種類のカウント上限値を設定する例である。 The second embodiment is an example of setting two types of count upper limit values.
まず、構成を説明する。
実施例２における電力変換制御装置は、走行用駆動源等として車両に搭載されるモータジェネレータのインバータに用いられる電力変換制御装置に適用したものである。以下、実施例２における電力変換制御装置の構成を、「キャリア信号の生成処理構成」と、「カウント上限値が低上限値であるときの合計期間の割合変更構成」に分けて説明する。なお、実施例２における「モータ駆動ユニットの全体構成」と、「ＰＭＷ信号の生成処理構成」と、「キャリア周波数の設定処理構成」については、実施例１と同様であるので説明を省略する。
First, the configuration will be described.
The power conversion control device according to the second embodiment is applied to a power conversion control device used as an inverter of a motor generator mounted on a vehicle as a drive source for traveling. Hereinafter, the configuration of the power conversion control device according to the second embodiment will be described by being divided into a "carrier signal generation processing configuration" and a "total period ratio changing configuration when the count upper limit value is a low upper limit value". The “overall configuration of the motor drive unit”, the “PMW signal generation processing configuration”, and the “carrier frequency setting processing configuration” in the second embodiment are the same as those in the first embodiment, and therefore description thereof is omitted.
[キャリア信号の生成処理構成]
図５及び図１０は、実施例２における電力変換制御装置にて実行されるキャリア信号の生成処理構成を示す。なお、図５及び図１０の縦軸はカウント値ＣＶを示し、横軸は時間を示す。以下、図５及び図１０に基づいて、キャリア信号ＣＳの生成処理構成を説明する。カウント値ＣＶは、キャリア周波数変化部７３（図２参照）によりカウントアップ又はカウントダウンが実行される値のことをいう。カウント値ＣＶの複数の値（例えば１〜５の５個の値）は、図５及び図１０に示すように、離散的な値となる。カウント値ＣＶは、図５及び図１０に示すように、０からスタートし、指定のカウント周期ＣＴで１からカウント上限値ＣＶＭＡＸに向かってカウントアップされる。カウント値ＣＶは、図５及び図１０に示すように、カウント上限値ＣＶＭＡＸに達すると、リセットされて０となる。時間は、図５及び図１０に示すように、キャリア周期ＴＣＳの四半周期分（＝ＴＣＳ／４）である。カウント上限値ＣＶＭＡＸは、図５及び図１０に示すように、二種類設定される。カウント上限値ＣＶＭＡＸの一つは、図１０に示すように、３を低上限値（最低上限値）に設定する場合である。カウント上限値ＣＶＭＡＸのもう一つは、図５に示すように、５を高上限値に設定する場合である。カウント上限値ＣＶＭＡＸは、マイコン（不図示）の設定に応じて、図５及び図１０に示すように、低上限値及び高上限値のいずれかに任意に切り替わる。
[Carrier signal generation processing configuration]
5 and 10 show a carrier signal generation processing configuration executed by the power conversion control device according to the second embodiment. 5 and 10, the vertical axis represents the count value CV and the horizontal axis represents time. Hereinafter, the generation processing configuration of the carrier signal CS will be described based on FIGS. 5 and 10. The count value CV is a value for which the carrier frequency changing unit 73 (see FIG. 2) counts up or down. A plurality of values of the count value CV (for example, 5 values of 1 to 5) are discrete values as shown in FIGS. 5 and 10. As shown in FIGS. 5 and 10, the count value CV starts from 0 and is counted up from 1 to the count upper limit value CVMAX at a designated count cycle CT. The count value CV is reset to 0 when it reaches the count upper limit value CVMAX as shown in FIGS. 5 and 10. The time is, as shown in FIGS. 5 and 10, a quarter cycle of the carrier cycle TCS (= TCS / 4). Two types of count upper limit value CVMAX are set as shown in FIGS. 5 and 10. One of the count upper limit values CVMAX is a case where 3 is set to a low upper limit value (minimum upper limit value) as shown in FIG. The other of the count upper limit values CVMAX is a case where 5 is set to a high upper limit value as shown in FIG. The count upper limit value CVMAX is arbitrarily switched to either a low upper limit value or a high upper limit value, as shown in FIGS. 5 and 10, according to the setting of a microcomputer (not shown).
[カウント上限値が低上限値であるときの合計期間の割合変更構成]
図１１及び図１２は、変調波信号ＭＳ及びキャリア信号ＣＳの各波形の一例を示す。図８は、モータ３（図１参照）に供給される電流ピーク値と、変調波信号ＭＳ（変調波）の周波数ＦＭＳと、Ｂ期間の割合との関係を示す。Ｂ期間は、１周期ＴＭＳ分において、カウント上限値が低上限値であるときの合計期間のことをいう。このＢ期間は、図１１及び図１２中の期間Ｂ，Ｂ'の合計期間である。また、期間Ｂ，Ｂ'は、図１１及び図１２に示すように、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント上限値ＣＶＭＡＸが低上限値（図１０参照）であるときの期間を示す。Ｃ期間は、１周期ＴＭＳ分において、カウント上限値が高上限値であるときの合計期間のことをいう。このＣ期間は、図１１及び図１２中の期間Ｃ，Ｃ'，Ｃ''の合計期間である。また、期間Ｃ，Ｃ'，Ｃ''は、図１１及び図１２に示すように、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント上限値ＣＶＭＡＸが高上限値（図５参照）であるときの期間を示す。変調波信号ＭＳは、図１１及び図１２に示すように、期間Ｃ，Ｃ'，Ｃ''において、ゼロクロスＺＣ（出力ゼロ条件）を通過する。１周期ＴＭＳ分において、Ｂ期間とＣ期間との割合は、図１１及び図１２に示すように、モータ３（図１参照）の動作条件に応じて変化する。このモータ３の動作条件は、実施例１と同様のものである。以下、図８、図１１及び図１２に基づいて、Ｂ期間とＣ期間の割合変更構成を説明する。
[Percentage change composition of total period when count upper limit is low upper limit]
11 and 12 show an example of each waveform of the modulated wave signal MS and the carrier signal CS. FIG. 8 shows the relationship between the peak value of the current supplied to the motor 3 (see FIG. 1), the frequency FMS of the modulated wave signal MS (modulated wave), and the ratio of the B period. The period B refers to a total period when the count upper limit value is a low upper limit value in one cycle TMS. This B period is the total period of the periods B and B ′ in FIGS. 11 and 12. Further, as shown in FIGS. 11 and 12, the periods B and B ′ are when the count upper limit value CVMAX is the low upper limit value (see FIG. 10) during the output of one cycle TMS of the modulated wave signal MS. Indicates the period. The C period refers to a total period when the count upper limit value is a high upper limit value in one cycle TMS. This C period is a total period of the periods C, C ′, and C ″ in FIGS. 11 and 12. In the periods C, C ′, and C ″, as shown in FIGS. 11 and 12, the count upper limit value CVMAX is the high upper limit value (see FIG. 5) during the output of one cycle TMS of the modulated wave signal MS. Indicates the period when. The modulated wave signal MS passes through the zero cross ZC (zero output condition) in the periods C, C ′, and C ″ as shown in FIGS. 11 and 12. In one cycle TMS, the ratio between the B period and the C period changes according to the operating condition of the motor 3 (see FIG. 1) as shown in FIGS. 11 and 12. The operating conditions of this motor 3 are the same as those in the first embodiment. The ratio changing configuration of the B period and the C period will be described below with reference to FIGS. 8, 11 and 12.
まず、図８及び図１１に基づいて、Ｂ期間の割合をＣ期間の割合よりも高くした状態を、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳと電流ピーク値で説明する。Ｂ期間とＣ期間との割合は、図１１に示すように、１周期ＴＭＳ分の出力中において、例えば変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳ（出力）が高周波に変化すると、Ｂ期間の割合がＣ期間の割合よりも高くなる（Ｂ＞Ｃ）。また、例えば、Ｂ期間とＣ期間との割合は、図１１に示すように、１周期ＴＭＳ分の出力中において、例えばモータ３（図１参照）に供給される電流ピーク値が高く変化すると、Ｂ期間の割合がＣ期間の割合よりも高くなる（Ｂ＞Ｃ）。さらに、Ｂ期間とＣ期間との割合は、図８に示すように、１周期ＴＭＳ分の出力中において、例えば周波数ＦＭＳ及び電流ピーク値の両方が高く変化すると、Ｂ期間の割合がＣ期間の割合よりも高くなる（Ｂ＞Ｃ）。 First, based on FIGS. 8 and 11, a state in which the ratio of the B period is made higher than the ratio of the C period will be described with the frequency FMS and the current peak value of the modulated wave signal MS. As shown in FIG. 11, when the frequency FMS (output) of the modulated wave signal MS changes to a high frequency during the output of one cycle TMS, the ratio of the B period to the C period is the ratio of the B period to the C period. (B> C). Further, for example, as shown in FIG. 11, when the current peak value supplied to the motor 3 (see FIG. 1) changes to a high value during the output of one cycle TMS, for example, the ratio between the B period and the C period is as follows. The ratio of the B period becomes higher than that of the C period (B> C). Further, as shown in FIG. 8, when the frequency FMS and the current peak value both change to a high level during the output of one cycle TMS, the ratio between the B period and the C period becomes higher than the C period. It becomes higher than the ratio (B> C).
次に、図１２に基づいて、Ｂ期間の割合をＣ期間の割合よりも低くした状態を、スイッチング手段における温度で説明する。一方、Ｂ期間とＣ期間との割合は、図１２に示すように、１周期ＴＭＳ分の出力中において、６個のスイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−（図１参照）における温度が高く変化すると、Ｂ期間の割合がＣ期間の割合よりも低くなる（Ｂ＜Ｃ）。 Next, referring to FIG. 12, a state in which the ratio of the B period is made lower than the ratio of the C period will be described by the temperature in the switching means. On the other hand, the ratio between the B period and the C period is, as shown in FIG. 12, six switching means 2Tu +, 2Tu−, 2Tv +, 2Tv−, 2Tw +, 2Tw− (FIG. When the temperature in (see reference) changes high, the ratio of the B period becomes lower than that of the C period (B <C).
次に、作用を説明する。
実施例２では、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント上限値ＣＶＭＡＸが低上限値であるときの合計期間（Ｂ期間）と、カウント上限値ＣＶＭＡＸが高上限値であるときの合計期間（Ｃ期間）との割合は、モータ３の動作条件に応じて変化する。
即ち、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳの間で、高周波のキャリア周波数ＦＣＳはＢ期間において使用され、低周波のキャリア周波数ＦＣＳはＣ期間において使用される。
従って、Ｂ期間とＣ期間との割合は、スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−（図１参照）の温度や、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳや、モータ３の出力等により任意に変更することが可能となる。
Next, the operation will be described.
In the second embodiment, during the output of one cycle TMS of the modulated wave signal MS, when the count upper limit value CVMAX is the lower upper limit value and the count upper limit value CVMAX is the higher upper limit value. Of the total period (C period) changes according to the operating conditions of the motor 3.
That is, during one cycle TMS of the modulated wave signal MS, the high frequency carrier frequency FCS is used in the B period and the low frequency carrier frequency FCS is used in the C period.
Therefore, the ratio of the B period to the C period is determined by the temperature of the switching means 2Tu +, 2Tu−, 2Tv +, 2Tv−, 2Tw +, 2Tw− (see FIG. 1), the frequency FMS of the modulated wave signal MS, and the output of the motor 3. It is possible to change it arbitrarily.
実施例２では、１周期ＴＭＳ分において、Ｂ期間とＣ期間との割合は、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳが高周波に変化すると、Ｂ期間の割合が高くなる。
即ち、Ｂ期間の割合は、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳが高くなるに従って増加する。このため、１周期ＴＭＳ分において、カウント上限値ＣＶＭＡＸが低上限値となる期間の割合を増やすことができる。これにより、高周波でモータ３を制御できる。つまり、モータ３の制御回数を増やすことができる。
従って、モータ３の細やかな制御を実現できる。
In the second embodiment, in one cycle TMS, the ratio of the B period and the C period becomes higher when the frequency FMS of the modulated wave signal MS changes to a high frequency.
That is, the ratio of the B period increases as the frequency FMS of the modulated wave signal MS increases. Therefore, it is possible to increase the ratio of the period in which the count upper limit value CVMAX is the low upper limit value in one cycle TMS. As a result, the motor 3 can be controlled with high frequency. That is, the number of times the motor 3 is controlled can be increased.
Therefore, fine control of the motor 3 can be realized.
実施例２では、１周期ＴＭＳ分において、Ｂ期間とＣ期間との割合は、モータ３の出力が高く変化すると、Ｂ期間の割合が高くなる。
即ち、Ｂ期間の割合は、モータ３に供給される電流ピーク値の増加に伴って高くなる。このため、１周期ＴＭＳ分において、カウント上限値ＣＶＭＡＸが低上限値となる期間の割合を増やすことができる。これにより、モータ３に供給される電流値が高いところほど、キャリア周波数ＦＣＳを高くできる。つまり、ＰＷＭインバータ２に搭載された平滑コンデンサ２Ｃの容量を小さくできる。
従って、ＰＷＭインバータ２を小型化できる。
In the second embodiment, in one cycle of TMS, the ratio of the B period and the C period increases as the output of the motor 3 changes.
That is, the ratio of the B period increases as the peak value of the current supplied to the motor 3 increases. Therefore, it is possible to increase the ratio of the period in which the count upper limit value CVMAX is the low upper limit value in one cycle TMS. Thereby, the higher the current value supplied to the motor 3, the higher the carrier frequency FCS can be made. That is, the capacity of the smoothing capacitor 2C mounted on the PWM inverter 2 can be reduced.
Therefore, the PWM inverter 2 can be downsized.
実施例２では、１周期ＴＭＳ分において、Ｂ期間とＣ期間との割合は、６個のスイッチング手段における温度が高く変化すると、Ｂ期間の割合が低くなる。
即ち、Ｂ期間の割合低下に伴い、Ｃ期間の割合が高くなる。Ｃ期間は、Ｂ期間と比べて、変調波信号ＭＳとキャリア信号ＣＳとが交わるクロスポイントの数が少ない。つまり、Ｃ期間は、Ｂ期間と比べて、スイッチング損失が発生しやすいクロスポイントの数が少ない。このため、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分において、クロスポイントの数を減らすことができる。
従って、スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−に発生するスイッチング損失を低減できる。
In the second embodiment, in one cycle TMS, the ratio of the B period and the C period becomes low when the temperature in the six switching means changes high.
That is, the ratio of the C period increases as the ratio of the B period decreases. In the C period, the number of cross points where the modulated wave signal MS and the carrier signal CS intersect is smaller than that in the B period. That is, the number of cross points in which the switching loss is likely to occur is smaller in the C period than in the B period. Therefore, the number of cross points can be reduced in one cycle TMS of the modulated wave signal MS.
Therefore, the switching loss generated in the switching means 2Tu +, 2Tu−, 2Tv +, 2Tv−, 2Tw +, 2Tw− can be reduced.
実施例２では、変調波信号ＭＳは、期間Ｃ，Ｃ'，Ｃ''において、ゼロクロスＺＣを通過する。
即ち、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分の間のＢ期間とＣ期間の動作時期は、変調波信号ＭＳのゼロクロスＺＣ時を中心にＣ期間が使用される。このため、相電流が多く流れるＢ期間において細やかな電流制御が可能となる。これにより、相電流が多く流れる変調波信号ＭＳのピークＰ時において細やかな電流制御が可能となる。
従って、モータ３の損失を低減できる。
加えて、相電流が多く流れるＢ期間に細やかな電流制御が行われるので、高周波でモータ３を制御できる。このため、モータ３の制御回数を増やすことができる。これにより、トルク変動を抑制できる。従って、車両の乗り心地を良くすることができる。
なお、他の作用は、実施例１と同様であるので、説明を省略する。
In the second embodiment, the modulated wave signal MS passes through the zero cross ZC in the periods C, C ′, C ″.
That is, as the operation timing of the B period and the C period for one cycle TMS of the modulated wave signal MS, the C period is used mainly at the zero cross ZC time of the modulated wave signal MS. Therefore, it is possible to perform fine current control during the period B in which a large amount of phase current flows. As a result, fine current control becomes possible at the peak P of the modulated wave signal MS in which a large amount of phase current flows.
Therefore, the loss of the motor 3 can be reduced.
In addition, since the current is finely controlled during the period B in which a large amount of phase current flows, the motor 3 can be controlled at high frequency. Therefore, the number of times the motor 3 is controlled can be increased. Thereby, torque fluctuation can be suppressed. Therefore, the riding comfort of the vehicle can be improved.
Note that the other actions are similar to those of the first embodiment, and thus the description thereof will be omitted.
次に、効果を説明する。
実施例２における電力変換制御装置にあっては、下記の効果が得られる。
Next, the effect will be described.
The power conversion control device according to the second embodiment has the following effects.
(7) 変調波（変調波信号ＭＳ）の１周期（１周期ＴＭＳ）分の出力中には、カウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）が２種類混在し、
２種類のうち、カウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）が高い方を高上限値といい、カウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）が低い方を低上限値というとき、
高上限値及び低上限値は、任意に切り替わるものであって、
１周期（１周期ＴＭＳ）分において、カウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）が低上限値であるときの合計期間（Ｂ期間）と、カウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）が高上限値であるときの合計期間（Ｃ期間）との割合は、電動機（モータ３）の動作条件に応じて変化する（図８、図１１及び図１２）。
このため、上記(1)の効果に加え、低上限値であるときの合計期間（Ｂ期間）と、高上限値であるときの合計期間（Ｃ期間）との割合は、スイッチング手段（スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−）の温度や、変調波（変調波信号ＭＳ）の出力（周波数ＦＭＳ）や、電動機（モータ３）の出力等により任意に変更することが可能となる。
(7) Two types of count upper limit values (count upper limit value CVMAX) are mixed in the output of one period (one period TMS) of the modulated wave (modulated wave signal MS),
Of the two types, the one with the higher count upper limit value (count upper limit value CVMAX) is called the high upper limit value, and the one with the lower count upper limit value (count upper limit value CVMAX) is the lower upper limit value.
The high upper limit and the low upper limit are arbitrarily switched,
In one cycle (one cycle TMS), the total period (B period) when the count upper limit value (count upper limit value CVMAX) is the lower upper limit value and the count upper limit value (count upper limit value CVMAX) are the high upper limit value. The ratio with the total period (C period) at this time changes according to the operating conditions of the electric motor (motor 3) (FIGS. 8, 11, and 12).
Therefore, in addition to the effect of (1) above, the ratio of the total period (B period) when the upper limit value is low to the total period (C period) when the upper limit value is high is determined by the switching means (switching means). 2Tu +, 2Tu-, 2Tv +, 2Tv-, 2Tw +, 2Tw-) temperature, modulated wave (modulated wave signal MS) output (frequency FMS), electric motor (motor 3) output, etc. It will be possible.
(8) １周期（１周期ＴＭＳ）分において、カウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）が低上限値であるときの合計期間（Ｂ期間）と、カウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）が高上限値であるときの合計期間（Ｃ期間）との割合は、変調波（変調波信号ＭＳ）の出力が高周波に変化すると、低上限値であるときの合計期間（Ｂ期間）の割合が高くなる（図１１）。
このため、上記(1)又は(7)の効果に加え、電動機（モータ３）の細やかな制御を実現できる。
(8) In one cycle (one cycle TMS), the total period (B period) when the count upper limit value (count upper limit value CVMAX) is a lower upper limit value and the count upper limit value (count upper limit value CVMAX) are a high upper limit value. When the output of the modulated wave (modulated wave signal MS) changes to a high frequency, the ratio of the total period (C period) when the value is a value is high in the total period (B period) when the value is a low upper limit. (FIG. 11).
Therefore, in addition to the effect of (1) or (7), fine control of the electric motor (motor 3) can be realized.
(9) １周期（１周期ＴＭＳ）分において、カウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）が低上限値であるときの合計期間（Ｂ期間）と、カウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）が高上限値であるときの合計期間（Ｃ期間）との割合は、電動機（モータ３）の出力が高く変化すると、低上限値であるときの合計期間（Ｂ期間）の割合が高くなる（図８及び図１１）。
このため、上記(1)，(7)及び(8)の効果に加え、電力変換手段（ＰＷＭインバータ２）を小型化できる。
(9) In one cycle (one cycle TMS), the total period (B period) when the count upper limit value (count upper limit value CVMAX) is a lower upper limit value and the count upper limit value (count upper limit value CVMAX) are a high upper limit value. When the output of the electric motor (motor 3) changes to a high level, the ratio of the total period (B period) to the total period (C period) when the value is high becomes high (FIG. 8 and FIG. 8). (Fig. 11).
Therefore, in addition to the effects of (1), (7), and (8), the power conversion means (PWM inverter 2) can be downsized.
(10) １周期（１周期ＴＭＳ）分において、カウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）が高上限値であるときの合計期間（Ｃ期間）と、カウント上限値（カウント上限値ＣＶＭＡＸ）が低上限値であるときの合計期間（Ｂ期間）との割合は、特定部位（スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−）の温度が高く変化すると、低上限値であるときの合計期間（Ｂ期間）の割合が低くなる（図１２）。
このため、上記(1)又は(7)の効果に加え、スイッチング手段（スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−）に発生するスイッチング損失を低減できる。
(10) In one cycle (one cycle TMS), the total period (C period) when the count upper limit value (count upper limit value CVMAX) is a high upper limit value and the count upper limit value (count upper limit value CVMAX) are a lower upper limit value. When the temperature of the specific portion (switching means 2Tu +, 2Tu−, 2Tv +, 2Tv−, 2Tw +, 2Tw−) changes to a high value, the ratio to the total period (B period) when the value is low is the upper limit value. The ratio of the total period (B period) becomes low (FIG. 12).
Therefore, in addition to the effect of (1) or (7) above, it is possible to reduce the switching loss that occurs in the switching means (switching means 2Tu +, 2Tu−, 2Tv +, 2Tv−, 2Tw +, 2Tw−).
実施例３は、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分の出力中に含まれる合計期間の種類を、実施例１の二種類から三種類に増やした例である。 The third embodiment is an example in which the number of types of total periods included in the output of one cycle TMS of the modulated wave signal MS is increased from the two types of the first example to three types.
まず、構成を説明する。
実施例３における電力変換制御装置は、走行用駆動源等として車両に搭載されるモータジェネレータのインバータに用いられる電力変換制御装置に適用したものである。以下、実施例３における電力変換制御装置の構成を、「キャリア信号の生成処理構成」と、「カウント周期が短周期であるときの合計期間の割合変更構成」に分けて説明する。なお、実施例３における「モータ駆動ユニットの全体構成」と、「ＰＭＷ信号の生成処理構成」と、「キャリア周波数の設定処理構成」については、実施例１と同様であるので説明を省略する。
First, the configuration will be described.
The power conversion control device according to the third embodiment is applied to a power conversion control device used as an inverter of a motor generator mounted on a vehicle as a drive source for traveling or the like. Hereinafter, the configuration of the power conversion control device according to the third embodiment will be described by dividing it into a “carrier signal generation processing configuration” and a “total period ratio changing configuration when the count period is a short period”. The "overall configuration of the motor drive unit", the "PMW signal generation processing configuration", and the "carrier frequency setting processing configuration" in the third embodiment are the same as those in the first embodiment, and therefore description thereof will be omitted.
[キャリア信号の生成処理構成]
図４、図５及び図１３は、実施例３における電力変換制御装置にて実行されるキャリア信号の生成処理構成を示す。なお、図４、図５及び図１３の縦軸はカウント値ＣＶを示し、横軸は時間を示す。以下、図４、図５及び図１３に基づいて、キャリア信号ＣＳの生成処理構成を説明する。カウント値ＣＶは、キャリア周波数変化部７３（図２参照）によりカウントアップ又はカウントダウンが実行される値のことをいう。カウント値ＣＶの複数の値（例えば１〜５の５個の値）は、図４、図５及び図１３に示すように、離散的な値となる。カウント値ＣＶは、図４、図５及び図１３に示すように、０からスタートし、指定のカウント周期ＣＴで１からカウント上限値ＣＶＭＡＸに向かってカウントアップされる。カウント値ＣＶは、図４、図５及び図１３に示すように、カウント上限値ＣＶＭＡＸに達すると、リセットされて０となる。時間は、図４、図５及び図１３に示すように、キャリア周期ＴＣＳの四半周期分（＝ＴＣＳ／４）である。カウント周期ＣＴは、図４、図５及び図１３に示すように、三種類設定される。カウント周期ＣＴの一つは、図４に示すように、０〜ｔ１を短周期（最短周期）に設定する場合である。カウント周期ＣＴのもう一つは、図５に示すように、０〜ｔ２を長周期に設定する場合である。カウント周期ＣＴのさらにもう一つは、図１３に示すように、０〜ｔ３を長周期に設定する場合である。カウント周期ＣＴ（例えばマイコンの演算時間）は、マイコン（不図示）の設定に応じて、図４、図５及び図１３に示すように、短周期及び長周期のいずれかに任意に切り替わる。
[Carrier signal generation processing configuration]
4, 5 and 13 show a carrier signal generation processing configuration executed by the power conversion control device according to the third embodiment. The vertical axis in FIGS. 4, 5, and 13 represents the count value CV, and the horizontal axis represents time. Hereinafter, the generation processing configuration of the carrier signal CS will be described with reference to FIGS. 4, 5, and 13. The count value CV is a value for which the carrier frequency changing unit 73 (see FIG. 2) counts up or down. A plurality of values of the count value CV (for example, 5 values of 1 to 5) are discrete values as shown in FIGS. 4, 5, and 13. As shown in FIGS. 4, 5, and 13, the count value CV starts from 0 and is counted up from 1 to the count upper limit value CVMAX at a designated count cycle CT. As shown in FIGS. 4, 5, and 13, the count value CV is reset to 0 when it reaches the count upper limit value CVMAX. The time is a quarter cycle of the carrier cycle TCS (= TCS / 4), as shown in FIGS. 4, 5, and 13. Three types of count cycle CT are set as shown in FIGS. 4, 5, and 13. One of the count cycles CT is a case where 0 to t1 are set to a short cycle (shortest cycle) as shown in FIG. The other count cycle CT is a case where 0 to t2 are set to a long cycle as shown in FIG. Still another count cycle CT is a case where 0 to t3 are set to a long cycle as shown in FIG. The count cycle CT (for example, the calculation time of the microcomputer) is arbitrarily switched to either a short cycle or a long cycle, as shown in FIGS. 4, 5, and 13, according to the setting of the microcomputer (not shown).
[カウント周期が短周期であるときの合計期間の割合変更構成]
図１４は、変調波信号ＭＳ及びキャリア信号ＣＳの各波形の一例を示す。図８は、モータ３（図１参照）に供給される電流ピーク値と、変調波信号ＭＳ（変調波）の周波数ＦＭＳと、Ｂ期間の割合との関係を示す。Ｂ期間は、１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント周期が短周期であるときの合計期間のことをいう。このＢ期間は、図１４中の期間Ｂ，Ｂ'，Ｂ''の合計期間である。また、期間Ｂ，Ｂ'，Ｂ''は、図７及び図９に示すように、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント周期ＣＴが短周期（図４参照）であるときの期間を示す。Ｃ期間は、１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント周期が長周期であるときの合計期間のことをいう。このＣ期間は、図１４中の期間Ｃ，Ｃ'，Ｃ''，Ｃ'''の合計期間である。また、期間Ｃ，Ｃ'，Ｃ''，Ｃ'''は、図１４に示すように、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント周期ＣＴが長周期（図５参照）であるときの期間を示す。Ｄ期間は、１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント周期が長周期であるときの合計期間のことをいう。このＤ期間は、図１４中の期間Ｄ，Ｄ'の合計期間である。また、期間Ｄ，Ｄ'は、図１４に示すように、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分の出力中において、カウント周期ＣＴが長周期（図１３参照）であるときの期間を示す。変調波信号ＭＳは、図１４に示すように、期間Ｂ，Ｂ'，Ｂ''において、ゼロクロスＺＣ（出力ゼロ条件）を通過する。１周期ＴＭＳ分において、Ｂ期間とＣ期間との割合は、図７及び図９に示すように、モータ３（図１参照）の動作条件に応じて変化する。このモータ３の動作条件は、実施例１と同様のものである。以下、図８及び図１４に基づいて、Ｂ期間とＣ期間とＤ期間の割合変更構成を説明する。
[Change ratio of total period when count cycle is short]
FIG. 14 shows an example of each waveform of the modulated wave signal MS and the carrier signal CS. FIG. 8 shows the relationship between the peak value of the current supplied to the motor 3 (see FIG. 1), the frequency FMS of the modulated wave signal MS (modulated wave), and the ratio of the B period. The B period refers to a total period when the count period is a short period during the output of one period TMS. This B period is the total period of the periods B, B ′, and B ″ in FIG. In the periods B, B ′, and B ″, as shown in FIGS. 7 and 9, the count cycle CT is a short cycle (see FIG. 4) during the output of one cycle TMS of the modulated wave signal MS. Indicates the time period. The C period refers to a total period when the count period is a long period during the output of one period TMS. This C period is the total period of the periods C, C ′, C ″, and C ′ ″ in FIG. In the periods C, C ′, C ″, and C ′ ″, as shown in FIG. 14, the count cycle CT is a long cycle during the output of one cycle TMS of the modulated wave signal MS (see FIG. 5). Indicates the period when. The D period refers to the total period when the count period is a long period during the output of one period TMS. This D period is the total period of the periods D and D'in FIG. Further, as shown in FIG. 14, the periods D and D ′ are periods when the count period CT is a long period (see FIG. 13) during the output of one period TMS of the modulated wave signal MS. As shown in FIG. 14, the modulated wave signal MS passes through the zero cross ZC (zero output condition) in the periods B, B ′, and B ″. In one cycle TMS, the ratio between the B period and the C period changes according to the operating condition of the motor 3 (see FIG. 1), as shown in FIGS. 7 and 9. The operating conditions of this motor 3 are the same as those in the first embodiment. The ratio changing configuration of the B period, the C period, and the D period will be described below with reference to FIGS. 8 and 14.
まず、図８に基づいて、Ｂ期間の割合をＣ期間の割合よりも高くした状態を、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳと電流ピーク値で説明する。Ｂ期間とＣ期間とＤ期間の割合は、図８に示すように、１周期ＴＭＳ分の出力中において、例えば周波数ＦＭＳ及び電流ピーク値の両方が高く変化すると、Ｂ期間の割合がＣ期間及びＤ期間の割合よりも高くなる（Ｂ＞Ｃ＋Ｄ）。 First, a state in which the ratio of the B period is made higher than the ratio of the C period will be described with reference to FIG. 8 using the frequency FMS and the current peak value of the modulated wave signal MS. As shown in FIG. 8, when the frequency FMS and the current peak value both change to a high level during the output of one cycle TMS, the ratios of the B period, the C period, and the D period are high. It becomes higher than the ratio of the D period (B> C + D).
次に、図１４に基づいて、Ｂ期間の割合をＣ期間の割合よりも低くした状態を、スイッチング手段における温度で説明する。一方、Ｂ期間とＣ期間とＤ期間の割合は、図１４に示すように、１周期ＴＭＳ分の出力中において、６個のスイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−（図１参照）における温度が高く変化すると、Ｂ期間の割合がＣ期間及びＤ期間の割合よりも低くなる（Ｂ＜Ｃ＋Ｄ）。 Next, based on FIG. 14, a state in which the ratio of the B period is made lower than the ratio of the C period will be described by the temperature in the switching means. On the other hand, the ratio of the B period, the C period, and the D period is, as shown in FIG. If the temperature in FIG. 1) changes to a high value, the ratio of the B period becomes lower than the ratios of the C period and the D period (B <C + D).
次に、作用を説明する。
実施例３では、Ｂ期間、Ｃ期間及びＤ期間の割合は、６個のスイッチング手段における温度が高く変化すると、Ｂ期間の割合が低くなる。
即ち、Ｂ期間の割合低下に伴い、Ｃ期間及びＤ期間の割合が高くなる。Ｃ期間及びＤ期間は、Ｂ期間と比べて、変調波信号ＭＳとキャリア信号ＣＳとが交わるクロスポイントの数が少ない。つまり、Ｃ期間及びＤ期間は、Ｂ期間と比べて、スイッチング損失が発生しやすいクロスポイントの数が少ない。このため、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分において、クロスポイントの数を減らすことができる。
従って、スイッチング手段２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ−に発生するスイッチング損失を低減できる。
Next, the operation will be described.
In the third embodiment, the ratio of the B period, the C period, and the D period becomes low when the temperature of the six switching means changes to a high level.
That is, as the ratio of the B period decreases, the ratios of the C period and the D period increase. In the C period and the D period, the number of cross points where the modulated wave signal MS and the carrier signal CS intersect is smaller than in the B period. That is, in the C period and the D period, the number of cross points in which switching loss is likely to occur is smaller than that in the B period. Therefore, the number of cross points can be reduced in one cycle TMS of the modulated wave signal MS.
Therefore, the switching loss generated in the switching means 2Tu +, 2Tu−, 2Tv +, 2Tv−, 2Tw +, 2Tw− can be reduced.
実施例３では、変調波信号ＭＳの１周期ＴＭＳ分の間に、Ｂ期間、Ｃ期間及びＤ期間の三種類の動作時期があり、変調波信号ＭＳは、期間Ｂ，Ｂ'，Ｂ''において、ゼロクロスＺＣを通過する。
即ち、変調波信号ＭＳのゼロクロス時を中心に、Ｂ期間が使用される。このため、振動ノイズや電磁ノイズ等に悪影響のあるノイズ発生帯域を使用することなく、モータ３の制御を実現できる。これにより、モータ３の制御をさらに細やかに実現できる。
従って、微小なトルク変動等によるモータ３の損失を低減できる。
なお、他の作用は、実施例１と同様であるので、説明を省略する。
In the third embodiment, there are three kinds of operation timings of B period, C period, and D period during one cycle TMS of the modulated wave signal MS, and the modulated wave signal MS has periods B, B ′, B ″. At, crossing the zero cross ZC.
That is, the B period is used mainly at the time of the zero cross of the modulated wave signal MS. Therefore, control of the motor 3 can be realized without using a noise generation band that has a bad influence on vibration noise, electromagnetic noise, and the like. Thereby, the control of the motor 3 can be realized more finely.
Therefore, it is possible to reduce the loss of the motor 3 due to a minute torque fluctuation or the like.
Note that the other actions are similar to those of the first embodiment, and thus the description thereof will be omitted.
次に、効果を説明する。
実施例３における電力変換制御装置にあっては、上記(1),(2),(5)及び(6)と同様の効果を得ることができる。
Next, the effect will be described.
In the power conversion control device according to the third embodiment, the same effects as the above (1), (2), (5) and (6) can be obtained.
以上、本開示の電力変換制御装置を実施例１〜実施例３に基づいて説明してきたが、具体的な構成については、これらの実施例に限られるものではなく、特許請求の範囲の各請求項に係る発明の要旨を逸脱しない限り、設計の変更や追加等は許容される。 The power conversion control device of the present disclosure has been described above based on the first to third embodiments, but the specific configuration is not limited to these embodiments, and each claim of the claims is not limited. Modifications and additions of the design are allowed without departing from the gist of the invention according to the section.
実施例１〜実施例３では、特定部位を６個のスイッチング手段とする例を示した。しかし、これに限られない。例えば、特定部位が、電池Ｂやモータ３であっても良い。要するに、特定部位は、Ｂ期間の割合変更に使用可能な温度を検知できる部位であれば良い。 In the first to third embodiments, the example in which the specific portion is the six switching means is shown. However, it is not limited to this. For example, the specific part may be the battery B or the motor 3. In short, the specific part may be a part that can detect the temperature that can be used for changing the ratio of the B period.
実施例１〜実施例３では、スイッチング素子をＩＧＢＴとする例を示した。しかし、これに限られない。例えば、スイッチング素子が、ＢＪＴ（Bipolar Junction Transistor）や、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等から構成されても良い。要するに、スイッチング素子は、スイッチング機能を果たせば良い。 In the first to third embodiments, the switching element is the IGBT. However, it is not limited to this. For example, the switching element may be composed of a BJT (Bipolar Junction Transistor), a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), or the like. In short, the switching element only needs to perform the switching function.
実施例１〜実施例３では、キャリア信号を、時間の経過とともに増加減少を繰り返す山型波形とする例を示した。しかし、これに限られない。例えば、キャリア信号は、増加減少のどちらか一方のみが傾きを有する、のこぎり型波形であっても良い。要するに、キャリア信号は、変調波信号との大小関係を指定のカウント周期ごとに判定できれば良い。 In the first to third embodiments, an example is shown in which the carrier signal has a mountain-shaped waveform that repeatedly increases and decreases with the passage of time. However, it is not limited to this. For example, the carrier signal may have a sawtooth waveform in which only one of increase and decrease has a slope. In short, it suffices for the carrier signal to be able to determine the magnitude relationship with the modulated wave signal at each designated count cycle.
実施例１では、二種類のカウント周期ＣＴを設定する例を示した。実施例３では、三種類のカウント周期ＣＴを設定する例を示した。しかし、これに限られない。例えば、四種類以上のカウント周期ＣＴを設定しても良い。要するに、カウント周期ＣＴは、ノイズ発生領域ＮＢを外した周波数帯域に設定可能な二種類以上の周期に設定できれば良い。 In the first embodiment, an example in which two types of count cycles CT are set has been shown. In the third embodiment, an example in which three types of count cycles CT are set has been shown. However, it is not limited to this. For example, four or more types of count cycle CT may be set. In short, it suffices that the count cycle CT can be set to two or more kinds of cycles that can be set in the frequency band excluding the noise generation area NB.
実施例２では、二種類のカウント上限値ＣＶＭＡＸを設定する例を示した。しかし、これに限られない。例えば、三種類以上のカウント上限値ＣＶＭＡＸを設定しても良い。要するに、カウント上限値ＣＶＭＡＸは、ノイズ発生領域ＮＢを外した周波数帯域に設定可能な二種類以上の値に設定できれば良い。 In the second embodiment, an example in which two types of count upper limit value CVMAX are set has been shown. However, it is not limited to this. For example, three or more count upper limit values CVMAX may be set. In short, the count upper limit value CVMAX may be set to two or more kinds of values that can be set in the frequency band excluding the noise generation area NB.
実施例１〜実施例３では、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳや電流ピーク値を用いて、Ｂ期間の割合をＣ期間の割合よりも高くする例を示した。しかし、これに限られない。例えば、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳや電流ピーク値の他に、モータ３のトルクや、モータ３の回転数や、モータ３の動作周期等を用いて、Ｂ期間の割合をＣ期間の割合よりも高くしても良い。また、実施例１〜実施例３では、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳと電流ピーク値の両方を用いて、Ｂ期間の割合をＣ期間の割合よりも高くする例を示した。しかし、これに限られない。例えば、変調波信号ＭＳの周波数ＦＭＳとモータ３の出力を用いても良い。具体的には、周波数ＦＭＳとモータ３のトルクを用いても良く、周波数ＦＭＳとモータ３の回転数を用いても良く、周波数ＦＭＳとモータ３の動作周期を用いても良い。また、モータ３のトルクと回転数を用いても良く、モータ３のトルクと動作周期を用いても良く、モータ３の回転数と動作周期を用いても良い。 In the first to third embodiments, the frequency FMS of the modulated wave signal MS and the current peak value are used to make the ratio of the B period higher than the ratio of the C period. However, it is not limited to this. For example, in addition to the frequency FMS and the current peak value of the modulated wave signal MS, the torque of the motor 3, the rotation speed of the motor 3, the operation cycle of the motor 3 and the like are used to calculate the ratio of the B period from the ratio of the C period. May be higher. In addition, in Examples 1 to 3, an example in which the ratio of the B period is made higher than the ratio of the C period by using both the frequency FMS and the current peak value of the modulated wave signal MS has been shown. However, it is not limited to this. For example, the frequency FMS of the modulated wave signal MS and the output of the motor 3 may be used. Specifically, the frequency FMS and the torque of the motor 3 may be used, the frequency FMS and the rotation speed of the motor 3 may be used, and the frequency FMS and the operation cycle of the motor 3 may be used. Further, the torque and the rotation speed of the motor 3 may be used, the torque and the operation cycle of the motor 3 may be used, and the rotation speed and the operation cycle of the motor 3 may be used.
実施例１〜実施例３では、本開示の電力変換制御装置を、ＰＷＭインバータに適用する例を示した。しかし、本開示の電力変換制御装置は、ＰＷＭインバータ等のインバータ回路以外に、無停電電源装置及び充電器等の様々な電力変換手段に対しても適用することができる。 In Examples 1 to 3, the power conversion control device of the present disclosure is applied to the PWM inverter. However, the power conversion control device of the present disclosure can be applied to various power conversion means such as an uninterruptible power supply and a charger, in addition to an inverter circuit such as a PWM inverter.
実施例１〜実施例３では、本開示の電力変換制御装置を、ハイブリッド自動車や電気自動車等の車両を駆動する電力変換手段に適用する例を示した。しかし、本開示の電力変換制御装置は、車両を駆動する電力変換手段に限らず、車両以外の工業用の用途（例えば、船舶等）に使用される電力変換手段に対しても適用することができる。 In the first to third embodiments, an example in which the power conversion control device of the present disclosure is applied to power conversion means for driving a vehicle such as a hybrid vehicle or an electric vehicle has been shown. However, the power conversion control device of the present disclosure is not limited to the power conversion means that drives the vehicle, but can be applied to the power conversion means that is used for an industrial application other than the vehicle (for example, a ship). it can.
２ ＰＷＭインバータ（電力変換手段）
２Ｔｕ＋,２Ｔｕ−,２Ｔｖ＋,２Ｔｖ−,２Ｔｗ＋,２Ｔｗ− スイッチング手段（特定部位）
３ 三相ブラシレスモータ直流モータ（電動機）
７ 電力変換制御装置
７２ キャリア信号生成部（演算機能）
７３ キャリア周波数変化部（カウント機能）
Ｂ，Ｃ，Ｄ 合計期間
ＣＳ キャリア信号
ＣＴ カウント周期
ＣＶ カウント値
ＣＶＭＡＸ カウント上限値
ＦＣＳ キャリア周波数
ＦＢｈ，ＦＢｌ 周波数帯域
ＭＳ 変調波信号（変調波）
ＮＢ ノイズ発生帯域
ＴＣＳ キャリア周期
ＴＭＳ 一周期
ＺＣ ゼロクロス（出力ゼロ条件）
2 PWM inverter (power conversion means)
2Tu +, 2Tu−, 2Tv +, 2Tv−, 2Tw +, 2Tw− Switching means (specific portion)
3 Three-phase brushless motor DC motor (electric motor)
7 Power conversion control device 72 Carrier signal generation unit (arithmetic function)
73 Carrier frequency change unit (count function)
B, C, D Total period CS Carrier signal CT Count cycle CV Count value CVMAX Count upper limit value FCS Carrier frequency FBh, FBl Frequency band MS Modulated wave signal (modulated wave)
NB Noise generation band TCS Carrier period TMS One period ZC Zero cross (output zero condition)
Claims (10)
任意のカウント周期で動作するカウント機能と、
前記カウント機能をゼロにリセットするカウント上限値により、前記電動機を制御するキャリア信号のキャリア周波数の演算を行う演算機能と、を備え、
前記電力変換手段の変調波の１周期分の出力中には、前記カウント周期と前記カウント上限値の少なくとも一方が２種類以上混在し、
前記カウント周期と前記カウント上限値の少なくとも一方は、前記電動機の動作条件に応じて、前記２種類以上のいずれかに切り替わり、
前記キャリア周波数は、前記２種類以上のいずれかに切り替わったとしても、ノイズ発生帯域を外した周波数帯域に設定される
ことを特徴とする電力変換制御装置。 A power conversion control device for controlling an electric motor via a power conversion unit that converts input power by a switching unit and outputs the converted power.
A count function that operates at any count cycle,
With a count upper limit value for resetting the count function to zero, a calculation function for calculating a carrier frequency of a carrier signal for controlling the electric motor,
At least one of the count cycle and the count upper limit value is mixed in two or more kinds during the output of one cycle of the modulated wave of the power conversion means,
At least one of the count cycle and the count upper limit value is switched to one of the two or more types according to the operating condition of the electric motor,
The power conversion control device, wherein the carrier frequency is set to a frequency band out of a noise generation band even if the carrier frequency is switched to one of the two or more types.
前記変調波の１周期分の出力中には、前記カウント周期が２種類混在し、
前記２種類のうち、前記カウント周期が長い方を長周期といい、前記カウント周期が短い方を短周期というとき、
前記長周期及び前記短周期は、任意に切り替わるものであって、
前記１周期分において、前記カウント周期が前記短周期であるときの合計期間と、前記カウント周期が前記長周期であるときの合計期間との割合は、前記電動機の動作条件に応じて変化する
ことを特徴とする電力変換制御装置。 The power conversion control device according to claim 1,
In the output of one cycle of the modulated wave, two types of the count cycle are mixed,
Of the two types, the one with the longer count cycle is called the long cycle, and the one with the shorter count cycle is called the short cycle.
The long cycle and the short cycle are arbitrarily switched,
In the one cycle, the ratio of the total period when the count cycle is the short cycle and the total period when the count cycle is the long cycle changes according to the operating condition of the electric motor. An electric power conversion control device.
前記１周期分において、前記カウント周期が前記短周期であるときの合計期間と、前記カウント周期が前記長周期であるときの合計期間との割合は、前記変調波の出力が高周波に変化すると、前記短周期であるときの合計期間の割合が高くなる
ことを特徴とする電力変換制御装置。 The power conversion control device according to claim 2,
In the one cycle, the ratio of the total period when the count cycle is the short cycle and the total period when the count cycle is the long cycle is such that when the output of the modulated wave changes to a high frequency, The power conversion control device, wherein the ratio of the total period when the cycle is short is high.
前記１周期分において、前記カウント周期が前記短周期であるときの合計期間と、前記カウント周期が前記長周期であるときの合計期間との割合は、前記電動機の出力が高く変化すると、前記短周期であるときの合計期間の割合が高くなる
ことを特徴とする電力変換制御装置。 In the power conversion control device according to claim 2 or 3,
In the one cycle, the ratio of the total period when the count period is the short period and the total period when the count period is the long period is the short period when the output of the electric motor changes to a high level. A power conversion control device, characterized in that the ratio of the total period when it is a cycle is high.
前記１周期分において、前記カウント周期が前記短周期であるときの合計期間と、前記カウント周期が前記長周期であるときの合計期間との割合は、特定部位における温度が高く変化すると、前記短周期であるときの合計期間の割合が低くなる
ことを特徴とする電力変換制御装置。 The power conversion control device according to claim 2,
In the one cycle, the ratio of the total period when the count period is the short period and the total period when the count period is the long period is the short period when the temperature at a specific portion changes to a high level. A power conversion control device characterized in that the ratio of the total period when it is a cycle is low.
前記変調波の１周期分の出力中には、前記カウント上限値が２種類混在し、
前記２種類のうち、前記カウント上限値が高い方を高上限値といい、前記カウント上限値が低い方を低上限値というとき、
前記高上限値及び前記低上限値は、任意に切り替わるものであって、
前記１周期分において、前記カウント上限値が前記低上限値であるときの合計期間と、前記カウント上限値が前記高上限値であるときの合計期間との割合は、前記電動機の動作条件に応じて変化する
ことを特徴とする電力変換制御装置。 The power conversion control device according to claim 1,
During the output of one period of the modulated wave, two types of the count upper limit values are mixed,
Of the two types, the one with the higher count upper limit value is called the high upper limit value, and the one with the lower count upper limit value is called the low upper limit value.
The high upper limit and the low upper limit are arbitrarily switched,
In the one cycle, the ratio of the total period when the count upper limit value is the low upper limit value and the total period when the count upper limit value is the high upper limit value depends on the operating condition of the electric motor. The power conversion control device is characterized in that it changes with time.
前記１周期分において、前記カウント上限値が前記低上限値であるときの合計期間と、前記カウント上限値が前記高上限値であるときの合計期間との割合は、前記変調波の出力が高周波に変化すると、前記低上限値であるときの合計期間の割合が高くなる
ことを特徴とする電力変換制御装置。 The power conversion control device according to claim 6,
In the one cycle, the ratio of the total period when the count upper limit value is the low upper limit value and the total period when the count upper limit value is the high upper limit value is such that the output of the modulated wave has a high frequency. The power conversion control device is characterized in that the ratio of the total period at the time of the low upper limit increases when the power conversion controller changes to.
前記１周期分において、前記カウント上限値が前記低上限値であるときの合計期間と、前記カウント上限値が前記高上限値であるときの合計期間との割合は、前記電動機の出力が高く変化すると、前記低上限値であるときの合計期間の割合が高くなる
ことを特徴とする電力変換制御装置。 In the power conversion control device according to claim 6 or 7,
In the one cycle, the ratio of the total period when the count upper limit value is the low upper limit value to the total period when the count upper limit value is the high upper limit value is such that the output of the electric motor changes highly. Then, the ratio of the total period at the time of the low upper limit value becomes high.
前記１周期分において、前記カウント上限値が前記低上限値であるときの合計期間と、前記カウント上限値が前記高上限値であるときの合計期間との割合は、特定部位の温度が高く変化すると、前記低上限値であるときの合計期間の割合が低くなる
ことを特徴とする電力変換制御装置。 The power conversion control device according to claim 6,
In the one cycle, the ratio of the total period when the count upper limit value is the low upper limit value and the total period when the count upper limit value is the high upper limit value is such that the temperature of the specific portion changes to be high. Then, the ratio of the total period at the time of the low upper limit value becomes low.
前記電力変換手段の変調波の１周期分の出力中には、前記カウント周期と前記カウント上限値の少なくとも一方が２種類以上混在し、
前記２種類以上のうち、最も短い前記カウント周期を最短周期といい、最も低い前記カウント上限値を最低上限値というとき、
前記変調波の出力は、前記カウント周期が前記最短周期となるとき、又は、前記カウント上限値が前記最低上限値となるときに、出力ゼロ条件を通過する
ことを特徴とする電力変換制御装置。 In the power conversion control device according to any one of claims 1 to 9,
At least one of the count cycle and the count upper limit value is mixed in two or more kinds during the output of one cycle of the modulated wave of the power conversion means,
Of the two or more types, the shortest count cycle is referred to as the shortest cycle, and the lowest count upper limit value is referred to as the lowest upper limit value.
The output of the modulated wave passes an output zero condition when the count cycle is the shortest cycle or when the count upper limit value is the lowest upper limit value.
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