JP6557955B2

JP6557955B2 - Photoelectric conversion circuit

Info

Publication number: JP6557955B2
Application number: JP2014196880A
Authority: JP
Inventors: 伊藤　正紀; 正紀伊藤
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 2014-09-26
Filing date: 2014-09-26
Publication date: 2019-08-14
Anticipated expiration: 2034-09-26
Also published as: JP2016072288A

Description

本発明は、光電変換回路に関し、特に、レーザダイオード（以下、ＬＤと略す）や発光ダイオードを用いた電気・光変換回路や、フォトダイオード（以下、ＰＤと略す）等を用いた光・電気変換回路に関する。 The present invention relates to a photoelectric conversion circuit, and in particular, to an optical / electrical conversion using a laser diode (hereinafter abbreviated as LD) or an electric / optical conversion circuit using a light emitting diode, a photodiode (hereinafter abbreviated as PD), or the like. Regarding the circuit.

一般に光通信用途の電気・光変換回路及び光・電気変換回路は、主にデジタル信号を扱うために、変換回路において周波数依存性の小さい抵抗器を用いて、装置やレーザダイオードとのインピーダンス整合を図っている。つまり、この回路は、２つの伝送線路の間に抵抗器を介挿したものであり、抵抗値と装置の負荷インピーダンスとの合成インピーダンスを伝送線路のインピーダンスに近似させて、信号の反射を低減させている。 In general, electrical / optical conversion circuits and optical / electrical conversion circuits for optical communication are mainly used for digital signals, and resistors with low frequency dependence are used in the conversion circuit to match impedance with devices and laser diodes. I am trying. That is, this circuit has a resistor interposed between two transmission lines, and approximates the combined impedance of the resistance value and the load impedance of the device to the impedance of the transmission line to reduce signal reflection. ing.

特許文献１には、ドライバ用ＦＥＴ（Field Effect Transistor）のゲート−ドレイン間に、帰還抵抗を挿入し、且つバイアス電流生成用の定電流源にインダクタを挿入した半導体レーザ駆動回路が記載されている。この半導体レーザ駆動回路は、周波数帯域を確保しつつ高速変調を実現している。 Patent Document 1 describes a semiconductor laser drive circuit in which a feedback resistor is inserted between the gate and drain of a driver FET (Field Effect Transistor) and an inductor is inserted into a constant current source for generating a bias current. . This semiconductor laser drive circuit realizes high-speed modulation while ensuring a frequency band.

特開２００７−２３４９０１号公報JP 2007-234901 A

ところで、Radio over(on)Fiber（以下、ＲｏＦ）のような無線方式にとらわれない通信方法においては、従来から使用していた周波数をそのまま利用して伝送することが理想である。ここで、ＲｏＦとは、放送や無線電波と同じ高周波信号で光をアナログ変調し、この光を光ファイバに通して送信し、光検出器により元の高周波信号に戻され、アンテナから放射される無線方式である。放送等で用いる各無線方式はその利用目的によって離散した周波数帯域を使用することを前提にしているので、それぞれの帯域に合わせたマルチアンプを用いて、各周波数帯域を増幅することになる。ここで、新しい周波数に対応する場合、装置の改造や、交換が必要となるので、アンプを広帯域化して、全周波数帯域に対応することになる。全周波数帯域に対応するとき、伝送線路の中間点、即ち、２つの伝送線路の間に抵抗器を介挿するインピーダンス整合では、抵抗器の周波数依存性が問題になる。特に、１〜２ＧＨｚを超えるような高周波信号においては、（高周波における実際の抵抗値が計算値と異なり、）特性インピーダンスの不整合による反射が発生してしまい、通過特性が悪化し、通信品質が低下する等の問題があった。 By the way, in a communication method not limited to a wireless system such as Radio over (on) Fiber (hereinafter referred to as RoF), it is ideal to transmit using a frequency that has been used conventionally. Here, RoF is analog modulation of light with the same high-frequency signal as broadcast and radio waves, transmits this light through an optical fiber, is returned to the original high-frequency signal by a photodetector, and is radiated from an antenna. Wireless system. Since each radio system used in broadcasting or the like is premised on the use of discrete frequency bands depending on the purpose of use, each frequency band is amplified using a multi-amplifier adapted to each band. Here, in order to cope with a new frequency, it is necessary to modify or replace the apparatus, so that the amplifier is widened to correspond to the entire frequency band. When dealing with the entire frequency band, in the impedance matching where a resistor is interposed between two transmission lines at the midpoint of the transmission line, the frequency dependency of the resistor becomes a problem. In particular, in a high-frequency signal exceeding 1 to 2 GHz, reflection due to mismatch of characteristic impedance occurs (the actual resistance value at high frequency is different from the calculated value), the pass characteristic is deteriorated, and the communication quality is deteriorated. There was a problem such as lowering.

また、伝送線路の負荷がレーザダイオードの場合には、そのインピーダンスに幅があるので、伝送線路の特性インピーダンスと整合を取ることが困難である。 In addition, when the load of the transmission line is a laser diode, the impedance has a width, and it is difficult to match the characteristic impedance of the transmission line.

そこで、本発明は、２つの伝送線路の間で発生する反射を低減することができる光電変換回路を提供することを目的とする。 Then, an object of this invention is to provide the photoelectric conversion circuit which can reduce the reflection which generate | occur | produces between two transmission lines.

前記課題を解決するため、本発明の光電変換回路は、２つの伝送線路を介して光電変換素子（例えば、レーザダイオード、フォトダイオード）を接続する光電変換回路であって、前記２つの伝送線路は、その特性インピーダンスが略等しく、且つ、その間が複数の抵抗器で構成された回路網が介挿されており、前記複数の抵抗器は、周波数依存性を有しており、前記回路網は、特定の周波数帯で前記２つの伝送線路と整合状態となり、他の周波数帯で非整合状態となるπ型回路及びＴ型回路の何れか一方の抵抗型減衰回路であり、前記光電変換素子は、前記他の周波数帯の信号電流が流れることを特徴とする。なお、「光電変換」とは、光と物質の相互作用により、光の持つ情報を電気信号に変換すること、あるいは逆に、電気信号を光信号に変換することも光電変換という。 In order to solve the above problems, the photoelectric conversion circuit of the present invention is a photoelectric conversion circuit that connects photoelectric conversion elements (for example, a laser diode and a photodiode) via two transmission lines, and the two transmission lines are , The characteristic impedance is substantially equal, and a network composed of a plurality of resistors is interposed therebetween, and the plurality of resistors have frequency dependence, and the circuit network is It is a resistance type attenuation circuit of either one of a π-type circuit and a T-type circuit that is in a matching state with the two transmission lines in a specific frequency band and in a non-matching state in another frequency band, and the photoelectric conversion element is The signal current of the other frequency band flows. Note that “photoelectric conversion” refers to converting light information into an electric signal by the interaction of light and a substance, or conversely converting an electric signal into an optical signal.

これによれば、複数の異なる周波数帯で光電変換素子を変調すると、抵抗器の周波数依存性により、特定の周波数帯で整合状態であっても、他の周波数帯で非整合状態になってしまう。ここで、回路網は、複数の抵抗器で構成されているので、信号波及び反射波を減衰させる減衰回路として機能する。特に、２つの伝送線路の間で発生する反射波（多重反射波を含む）が低減するので、信号源まで戻る反射波が減少し、平坦な通過特性になる。なお、信号波も反射波も減衰するが、信号源まで戻るのは、反射波である。 According to this, when a photoelectric conversion element is modulated in a plurality of different frequency bands, even if it is in a matching state in a specific frequency band, it becomes non-matching in another frequency band due to the frequency dependence of the resistor. . Here, since the circuit network includes a plurality of resistors, it functions as an attenuation circuit that attenuates the signal wave and the reflected wave. In particular, since reflected waves (including multiple reflected waves) generated between two transmission lines are reduced, the reflected waves returning to the signal source are reduced, resulting in flat transmission characteristics. Although both the signal wave and the reflected wave are attenuated, it is the reflected wave that returns to the signal source.

また、２つの伝送線路の間を繰り返して反射する多重反射波は、その減衰量が信号波よりも大きい。また、伝送線路と光電変換素子との間の非整合状態による反射が、減衰回路として機能する回路網で減衰する。また、回路網が伝送線路の特性インピーダンスと、直流や低周波（特定の周波数帯）における抵抗値で演算した入出力インピーダンス演算値とを略一致させ、低周波で整合状態となる場合には、抵抗器の周波数依存性により、レーザダイオードの変調周波数（使用周波数、他の周波数帯）において、非整合状態になり、反射波が発生する。しかしながら、この反射波は、減衰回路で減衰する。なお、光電変換素子のインピーダンスと、該光電変換素子に接続された伝送線路の特性インピーダンスを近似させるのが好ましい。 Further, the multiple reflected waves that are repeatedly reflected between the two transmission lines have a larger attenuation than the signal waves. Further, the reflection due to the mismatching state between the transmission line and the photoelectric conversion element is attenuated by the network functioning as an attenuation circuit. In addition, when the circuit network substantially matches the characteristic impedance of the transmission line with the input / output impedance calculation value calculated with the resistance value in direct current or low frequency (specific frequency band), and in a matching state at low frequency, Due to the frequency dependence of the resistor, the laser diode is in a mismatched state at the modulation frequency (operating frequency, other frequency band), and a reflected wave is generated. However, this reflected wave is attenuated by the attenuation circuit. It is preferable to approximate the impedance of the photoelectric conversion element and the characteristic impedance of the transmission line connected to the photoelectric conversion element.

本発明によれば、２つの伝送線路の間で発生する反射を低減することができる。 According to the present invention, it is possible to reduce reflection that occurs between two transmission lines.

本発明の第１実施形態である電気・光変換回路の構成図である。1 is a configuration diagram of an electrical / optical conversion circuit according to a first embodiment of the present invention. FIG. 本発明の比較例である電気・光変換回路の構成図である。It is a block diagram of the electrical / optical conversion circuit which is a comparative example of this invention. 抵抗器とπ型抵抗型インピーダンス変換器を用いた電気・光変換器の入力反射の周波数依存性を示す図である。It is a figure which shows the frequency dependence of the input reflection of the electrical / optical converter which used the resistor and the pi-type resistance type impedance converter. 本発明の第２実施形態である電気・光変換回路の構造図である。FIG. 3 is a structural diagram of an electric / optical conversion circuit according to a second embodiment of the present invention. 本発明の変形例の電気・光変換回路の構造図である。FIG. 6 is a structural diagram of an electrical / optical conversion circuit according to a modification of the present invention.

以下、図面を参照して、本発明の実施の形態（以下、「本実施形態」と称する）につき詳細に説明する。なお、各図は、本発明を十分に理解できる程度に、概略的に示してあるに過ぎない。よって、本発明は、図示例のみに限定されるものではない。また、各図において、共通する構成要素や同様な構成要素については、同一の符号を付し、それらの重複する説明を省略する。 Hereinafter, an embodiment of the present invention (hereinafter referred to as “the present embodiment”) will be described in detail with reference to the drawings. Each figure is only schematically shown so that the present invention can be fully understood. Therefore, the present invention is not limited to the illustrated example. Moreover, in each figure, the same code | symbol is attached | subjected about the common component and the same component, and those overlapping description is abbreviate | omitted.

(第１実施形態)
（構成の説明）
図１は、本発明の第１実施形態におけるアナログ電気・光変換回路の構成図である。
光電変換回路としての電気・光変換回路１００は、ＲＦｉｎ端子と、２つの伝送線路２０，２１と、回路網としてのπ型抵抗型インピーダンス変換器１０と、カップリングキャパシタ４０と、光電変換素子としてのレーザダイオード３０と、バイアス回路３５と、電流源３６とを備え、これらは、基板上に設けられている。 (First embodiment)
(Description of configuration)
FIG. 1 is a configuration diagram of an analog electric / optical conversion circuit according to a first embodiment of the present invention.
The photoelectric conversion circuit 100 as a photoelectric conversion circuit includes an RFin terminal, two transmission lines 20 and 21, a π-type resistance impedance converter 10 as a circuit network, a coupling capacitor 40, and a photoelectric conversion element. The laser diode 30, the bias circuit 35, and the current source 36 are provided on the substrate.

ＲＦｉｎ端子は、外部の信号源（内部インピーダンスＺｓ＝５０Ω、出力電圧Ｖｏ）からデータ信号（高周波電力）を入力する端子である。本実施形態では、ＲｏＦを前提にしているので、この信号源は複数の周波数帯の高周波信号を発生するものとする。２つの伝送線路２０，２１は、π型抵抗型インピーダンス変換器１０と、カップリングキャパシタ４０とを間に介挿している。レーザダイオード３０は、一端が伝送線路２１の出力側に接続されており、他端が接地されている。バイアス回路３５は、伝送線路２１の入力側、つまり、レーザダイオード３０の接続側と反対側に接続されている。レーザダイオード３０は、信号電流を流すことにより、高周波電力を光出力に変換するものである。さらに、変換された光出力は、光信号ＯＰＴｏｕｔとして、通常光ファイバに出力されるように構成されている。また、レーザダイオード３０の負荷インピーダンスは、例えば２０〜２５Ωである。 The RFin terminal is a terminal for inputting a data signal (high frequency power) from an external signal source (internal impedance Zs = 50Ω, output voltage Vo). In the present embodiment, since RoF is assumed, this signal source generates high-frequency signals in a plurality of frequency bands. The two transmission lines 20 and 21 have a π-type resistance impedance converter 10 and a coupling capacitor 40 interposed therebetween. The laser diode 30 has one end connected to the output side of the transmission line 21 and the other end grounded. The bias circuit 35 is connected to the input side of the transmission line 21, that is, the side opposite to the connection side of the laser diode 30. The laser diode 30 converts high frequency power into optical output by flowing a signal current. Further, the converted optical output is configured to be output to a normal optical fiber as an optical signal OPTout. Further, the load impedance of the laser diode 30 is, for example, 20 to 25Ω.

伝送線路２０の特性インピーダンスＺ₀₁は、この例では、Ｚ₀₁＝５０［Ω］であり、伝送線路２１の特性インピーダンスＺ₀₂は、レーザダイオード３０の入力インピーダンスと近似させ、この例では、Ｚ₀₂＝２５［Ω］とする。このとき、レーザダイオード３０の入力インピーダンスは周波数依存性を持つので、使用する周波数帯域の高域側の入力インピーダンスとすればよい。ここで、レーザダイオード３０の負荷インピーダンスは２０〜２５Ωであり、伝送線路２１の特性インピーダンスＺ₀₂は、Ｚ₀₂＝２５［Ω］であるので、必ずしも整合状態とならず、非整合状態を含む。また、伝送線路２０，２１は、特性インピーダンスがＺ₀₁とＺ₀₂とで異なるので反射が起こる。このため、π型抵抗型インピーダンス変換器１０を用いて、インピーダンス整合を図る。 The characteristic impedance Z ₀₁ of the transmission line 20 is Z ₀₁ = 50 [Ω] in this example, and the characteristic impedance Z ₀₂ of the transmission line 21 is approximated to the input impedance of the laser diode 30, and in this example, Z ₀₂ = 25 [Ω]. At this time, since the input impedance of the laser diode 30 has frequency dependence, the input impedance on the high frequency side of the frequency band to be used may be set. Here, since the load impedance of the laser diode 30 is 20 to 25Ω and the characteristic impedance Z ₀₂ of the transmission line 21 is Z ₀₂ = 25 [Ω], it is not necessarily in a matching state and includes a non-matching state. Further, since the transmission lines 20 and 21 have different characteristic impedances between Z ₀₁ and Z ₀₂ , reflection occurs. For this reason, the π-type resistance impedance converter 10 is used to achieve impedance matching.

π型抵抗型インピーダンス変換器１０は、抵抗値Ｒ２の抵抗器２の前段に、一端が接地された抵抗値Ｒ１の抵抗器１が接続されており、抵抗器２の後段に、接地された抵抗値Ｒ３の抵抗器３が接続されており、構造的に軸対称回路になっている。
図１のπ型抵抗型インピーダンス変換器１０は、例えばＺ₀₁＝５０Ω、Ｚ₀₂＝２５Ωとして、Ｒ１＝３６５Ω、Ｒ２＝１．３ＫΩ及びＲ３＝３６Ω（Ｅ２４系列にあてはめて）により、８ｄＢ損失型のインピーダンス変換器を構成している。８ｄＢの損失があるのでお互いの反射係数（信号源に戻る往復の反射係数）としては−１６ｄＢ以下となり良好な値である。また、Ｒ１≠Ｒ３であるので、π型抵抗型インピーダンス変換器１０は、抵抗器２の中心を軸としてインピーダンス特性が非対称の減衰回路として構成されている。 In the π-type resistance impedance converter 10, a resistor 1 having a resistance value R 1 having one end grounded is connected to the preceding stage of the resistor 2 having a resistance value R 2, and a grounded resistance is connected to the latter stage of the resistor 2. A resistor 3 of value R3 is connected and is structurally an axisymmetric circuit.
The π-type resistance impedance converter 10 of FIG. 1 is an 8 dB loss type, for example, with Z ₀₁ = 50Ω, Z ₀₂ = 25Ω, R1 = 365Ω, R2 = 1.3KΩ, and R3 = 36Ω (applied to E24 series). This constitutes an impedance converter. Since there is a loss of 8 dB, the mutual reflection coefficient (the reflection coefficient of the round trip back to the signal source) is -16 dB or less, which is a good value. Since R1 ≠ R3, the π-type resistance impedance converter 10 is configured as an attenuating circuit having an asymmetric impedance characteristic with the center of the resistor 2 as an axis.

バイアス回路３５は、伝送線路を通る高周波信号に影響を与えないように、キャリア周波数に対して外来が小さくなるようにするものであり、電流源３６が発生する電流をレーザダイオード３０に流す。カップリングキャパシタ４１は、直流阻止用コンデンサであり、ＤＣ入力を認めている場合は、挿入する必要はない。カップリングキャパシタ４０は、キャリア周波数が低くなると，１／２πｆｃ（ｃ＝const．）より抵抗成分が大きくなる性質を有している。なお、カップリングキャパシタ４０は、例えば、ＧＨｚ帯ならば数十ｐＦあれば十分であるが、ＭＨｚ帯では１μＦ程度である。 The bias circuit 35 is configured to reduce the external frequency with respect to the carrier frequency so as not to affect the high-frequency signal passing through the transmission line, and allows the current generated by the current source 36 to flow to the laser diode 30. The coupling capacitor 41 is a direct current blocking capacitor and does not need to be inserted when a DC input is permitted. The coupling capacitor 40 has a property that the resistance component becomes larger than 1 / 2πfc (c = const.) When the carrier frequency is lowered. For the coupling capacitor 40, for example, several tens of pF is sufficient for the GHz band, but about 1 μF for the MHz band.

ところで、前記した抵抗値Ｒ１＝３６５Ω、Ｒ２＝１．３ＫΩ、及びＲ２＝３６Ωは、伝送線路２０，２１の特性インピーダンスＺ₀₁，Ｚ₀₂と整合が取れるように選択されたものである。つまり、抵抗器が周波数依存性を有しない低い周波数（直流や低周波）で整合を取ったものであり、抵抗器１，２，３は周波数依存性を有しているので、レーザダイオード３０の変調周波数（使用周波数）では、整合がズレて、反射波が発生する。しかしながら、π型抵抗型インピーダンス変換器１０は、減衰回路として機能するので、この反射波（特に、信号源に戻る反射波）は減衰してしまう。さらに、伝送線路２０，２１の間を繰り返して反射する多重反射波の減衰量は、信号波の減衰量よりも大きい。 The resistance values R1 = 365Ω, R2 = 1.3KΩ, and R2 = 36Ω are selected so as to match the characteristic impedances Z ₀₁ and Z ₀₂ of the transmission lines 20 and 21. That is, the resistor is matched at a low frequency (direct current or low frequency) that does not have frequency dependency, and the resistors 1, 2, and 3 have frequency dependency. At the modulation frequency (use frequency), the matching is shifted and a reflected wave is generated. However, since the π-type resistance impedance converter 10 functions as an attenuation circuit, this reflected wave (particularly, the reflected wave returning to the signal source) is attenuated. Furthermore, the attenuation amount of the multiple reflected wave that is repeatedly reflected between the transmission lines 20 and 21 is larger than the attenuation amount of the signal wave.

図２は、本発明の比較例の電気・光変換回路の構成図である。
光通信用途の電気・光変換回路１１０は、主にデジタル信号を扱うために、周波数依存性の小さい抵抗器１５を用いて、負荷としてのレーザダイオード３０とのインピーダンス整合を図っている。電気・光変換回路１１０は、ＲＦｉｎ端子と、２つの伝送線路２２，２３と、ＲＦｉｎ端子と伝送線路２２との間に挿入されたカップリングキャパシタ４１と、２つの伝送線路２２，２３の間に介挿された抵抗器１５と、伝送線路２３の出力側と接地との間に接続されたレーザダイオード３０と、伝送線路２３の入力側に接続されたバイアス回路３５と、電流源３６とを備えている。 FIG. 2 is a configuration diagram of an electrical / optical conversion circuit according to a comparative example of the present invention.
The electrical / optical conversion circuit 110 for use in optical communication mainly uses a resistor 15 having a small frequency dependency in order to handle a digital signal, thereby achieving impedance matching with the laser diode 30 as a load. The electrical / optical conversion circuit 110 includes an RFin terminal, two transmission lines 22 and 23, a coupling capacitor 41 inserted between the RFin terminal and the transmission line 22, and the two transmission lines 22 and 23. A resistor 15 inserted, a laser diode 30 connected between the output side of the transmission line 23 and the ground, a bias circuit 35 connected to the input side of the transmission line 23, and a current source 36 are provided. ing.

ＲＦｉｎ端子は、外部の信号源（内部インピーダンスＺｓ、出力電圧Ｖｏ）からデータ信号（高周波電力）を入力する端子である。高周波電力は、カップリングキャパシタ４１、伝送線路２２、抵抗器１５、伝送線路２３を介して、レーザダイオード３０に供給される。そして、レーザダイオード３０は、電気光変換を行い、変換された光信号はＯＰＴｏｕｔ（不図示）として、光信号が光ファイバに出力される。なお、カップリングキャパシタ４１は、ＤＣ成分をカットする目的で挿入しているが、ＤＣ入力を認めている場合は、挿入する必要はない。ここで、伝送線路２２，２３の特性インピーダンスＺ₀は、一般的な装置で使用されている５０Ωである。 The RFin terminal is a terminal for inputting a data signal (high frequency power) from an external signal source (internal impedance Zs, output voltage Vo). The high frequency power is supplied to the laser diode 30 via the coupling capacitor 41, the transmission line 22, the resistor 15, and the transmission line 23. The laser diode 30 performs electro-optical conversion, and the converted optical signal is output as OPTout (not shown), and the optical signal is output to the optical fiber. The coupling capacitor 41 is inserted for the purpose of cutting the DC component. However, when the DC input is permitted, it is not necessary to insert the coupling capacitor 41. Here, the characteristic impedance Z ₀ of the transmission lines 22 and 23 is 50Ω used in a general device.

抵抗器１５の抵抗値は、レーザダイオード３０のインピーダンスに近似させるのが好ましい。結果的に、抵抗器１５の抵抗値と、レーザダイオード３０のインピーダンスとの和が伝送線路２２，２３の特性インピーダンスＺ₀に略等しくなっている。なお、抵抗器１５は２つの伝送線路２２，２３の間に直列に接続されているが、抵抗値Ｚ₀＝５０Ωの抵抗器の一端を２つの伝送線路２２，２３の間に接続し、他端を接地する並列接続によりインピーダンス整合してもよい。 The resistance value of the resistor 15 is preferably approximated to the impedance of the laser diode 30. As a result, the sum of the resistance value of the resistor 15 and the impedance of the laser diode 30 is substantially equal to the characteristic impedance Z ₀ of the transmission lines 22 and 23. The resistor 15 is connected in series between the two transmission lines 22 and 23, but one end of the resistor having a resistance value Z ₀ = 50Ω is connected between the two transmission lines 22 and 23, and the like. Impedance matching may be achieved by parallel connection with the end grounded.

図３は、抵抗器を伝送線路間に介挿した電気光変換器の入力反射特性、及びπ型抵抗型インピーダンス変換器を用いた電気光変換器の入力反射特性の周波数特性図である。破線は、抵抗器１５を伝送線路２２，２３の間に介挿した比較例の電気・光変換回路１１０（図２）の入力反射特性の周波数特性図であり、実線は、π型抵抗型インピーダンス変換器１０を用いた実施形態の電気・光変換器１００（図１）の入力反射特性の周波数特性図である。縦軸は、反射特性Ｓ１１［ｄＢ］を示し、Ｓ１１は散乱行列（Scattering Matrix）の一要素である。また、横軸は周波数［Ｈｚ］を示す。 FIG. 3 is a frequency characteristic diagram of an input reflection characteristic of an electro-optical converter in which a resistor is interposed between transmission lines and an input reflection characteristic of an electro-optical converter using a π-type resistance impedance converter. The broken line is a frequency characteristic diagram of the input reflection characteristic of the electrical / optical conversion circuit 110 (FIG. 2) of the comparative example in which the resistor 15 is interposed between the transmission lines 22 and 23, and the solid line is the π-type resistance impedance. It is a frequency characteristic figure of the input reflection characteristic of the electrical / optical converter 100 (FIG. 1) of embodiment using the converter. The vertical axis represents the reflection characteristic S11 [dB], where S11 is an element of a scattering matrix. The horizontal axis indicates the frequency [Hz].

想定帯域（低周波〜数ＧＨｚ）において、抵抗器１５を伝送線路２２，２３の間に介挿した電気・光変換器１１０は反射特性の大きな変動があるが、π型抵抗型インピーダンス変換器１０では使用帯域（数ＧＨｚ）にわたり−１０ｄＢ以下の周波数特性が得られる。特に、ａ，ｂの周波数領域において、電気・光変換器１１０の方が電気・光変換器１００よりも減衰量が少ない。つまり、本実施形態の電気・光変換器１００は、この周波数領域において、比較例の電気・光変換器１１０よりも、信号源に戻る反射波が少なく、平坦な周波数特性を有している。 In the assumed band (low frequency to several GHz), the electrical / optical converter 110 in which the resistor 15 is interposed between the transmission lines 22 and 23 has a large variation in reflection characteristics, but the π-type resistive impedance converter 10 Then, a frequency characteristic of −10 dB or less is obtained over the use band (several GHz). In particular, in the frequency regions a and b, the electric / optical converter 110 has less attenuation than the electric / optical converter 100. That is, the electric / optical converter 100 of the present embodiment has a flat frequency characteristic in this frequency region with fewer reflected waves returning to the signal source than the electric / optical converter 110 of the comparative example.

また、低域の反射特性の悪化は使用したカップリングキャパシタ４１の容量の影響であり、図３で使用した回路は、２．４ＧＨｚ〜５．５ＧＨｚ程度の帯域を想定した容量となっている。使用帯域によってカップリングキャパシタ４１の容量を変更することにより、低域の特性を改善することができる。今回使用したレーザダイオード３０は、帯域が２．５Ｇｂｐｓ（２ＧＨｚ程度まで）なので高域側の特性はレーザダイオード３０の特性に依存している。損失量についてＲｏＦの場合、レーザダイオード３０の平均出力電力の１〜３０％程度の変調度でＲＦ信号を入力するので、８ｄＢの損失は充分信号源側で補填可能な値である。 Further, the deterioration of the reflection characteristics in the low band is an influence of the capacity of the coupling capacitor 41 used, and the circuit used in FIG. 3 has a capacity assuming a band of about 2.4 GHz to 5.5 GHz. By changing the capacity of the coupling capacitor 41 according to the band used, the low frequency characteristics can be improved. Since the laser diode 30 used this time has a band of 2.5 Gbps (up to about 2 GHz), the characteristics on the high frequency side depend on the characteristics of the laser diode 30. In the case of RoF, since the RF signal is input with a modulation degree of about 1 to 30% of the average output power of the laser diode 30, the loss of 8 dB is a value that can be sufficiently compensated on the signal source side.

（効果の説明）
以上説明したように、第１実施形態のπ型抵抗型インピーダンス変換器１０によれば、抵抗器１５を伝送線路２２，２３の間に介挿した比較例の回路に比べ、レーザダイオード３０の入力端での周波数領域において、広帯域でインピーダンス不整合が低減する。つまり、平坦な通過特性となり、ＲｏＦにおいて、各周波数帯域におけるそれぞれの無線方式を利用することが可能となる。つまり、電気・光変換回路１００は、抵抗器１，２，３が周波数依存性を有しており、一の周波数帯で整合状態であっても、他の周波数帯で非整合状態になってしまい、反射波が発生する。しかしながら、π型抵抗型インピーダンス変換器１０が減衰回路として機能するので、信号源に戻る反射波が低減する。 (Explanation of effect)
As described above, according to the π-type resistance impedance converter 10 of the first embodiment, the input of the laser diode 30 compared to the circuit of the comparative example in which the resistor 15 is interposed between the transmission lines 22 and 23. In the frequency domain at the edge, impedance mismatch is reduced over a wide band. That is, it becomes a flat passing characteristic, and it becomes possible to use each radio system in each frequency band in RoF. In other words, in the electrical / optical conversion circuit 100, the resistors 1, 2, and 3 have frequency dependency, and even if they are in a matching state in one frequency band, they are in a non-matching state in another frequency band. As a result, a reflected wave is generated. However, since the π-type resistance impedance converter 10 functions as an attenuation circuit, the reflected wave returning to the signal source is reduced.

また、抵抗器１，２，３の抵抗値は、伝送線路２０，２１の特性インピーダンスＺ₀を用いて演算されたものであり、周波数依存性を考慮していない。つまり、抵抗器１，２，３の抵抗値は、特性インピーダンスＺ₀と、抵抗器１，２，３の直流や低周波での抵抗値を用いて演算した演算値であり、レーザダイオード３０の変調周波数では、非整合状態となり、反射波が発生する。しかしながら、π型抵抗型インピーダンス変換器１０が減衰器として機能するので、信号源に戻る反射波が低減する。 Further, the resistance values of the resistors 1, 2, 3 are calculated using the characteristic impedance Z ₀ of the transmission lines 20, 21, and do not consider the frequency dependence. That is, the resistance values of the resistors 1, 2, 3 are calculated values using the characteristic impedance Z ₀ and the resistance values of the resistors 1, 2, 3 at the direct current and low frequency. At the modulation frequency, a mismatched state occurs and a reflected wave is generated. However, since the π-type resistance impedance converter 10 functions as an attenuator, reflected waves returning to the signal source are reduced.

（第２実施形態）
第１実施形態は、２つの伝送線路２０，２１の特性インピーダンスＺ₀₁，Ｚ₀₂が異なっていたが、２つの伝送線路の特性インピーダンスＺ₀を略一致させることもできる。このため、第１実施形態は、π型抵抗型インピーダンス変換器１０を用いたが、π型抵抗減衰器（「π型アッテネータ」ともいう。）を使うことになる。なお、π型抵抗減衰器１１，１２（図４）は、π型抵抗型インピーダンス変換器１０（図１）の抵抗器１，３の抵抗値Ｒ１，Ｒ３を等しくし、構造だけでなく、インピーダンス特性が対称の減衰回路として構成したものであり、いわゆる軸対称回路になっている。 (Second Embodiment)
In the first embodiment, the characteristic impedances Z ₀₁ and Z _{02 of the} two transmission lines 20 and 21 are different from each other, but the characteristic impedances Z ₀ of the two transmission lines can be substantially matched. For this reason, in the first embodiment, the π-type resistance impedance converter 10 is used, but a π-type resistance attenuator (also referred to as “π-type attenuator”) is used. In the π-type resistance attenuators 11 and 12 (FIG. 4), the resistance values R1 and R3 of the resistors 1 and 3 of the π-type resistance impedance converter 10 (FIG. 1) are equalized, and not only the structure but also the impedance It is configured as an attenuation circuit having a symmetrical characteristic, and is a so-called axisymmetric circuit.

（構成の説明）
図４は本発明の第２実施形態におけるアナログ電気光変換回路の構成図である。
電気・光変換回路１２０は、ＲＦｉｎ端子と、４つの伝送線路２０，２１，２４，２５と、２つのπ型抵抗減衰器１１，１２と、広帯域電力増幅器５０と、カップリングキャパシタ４２，４３，４４，４５と、光電変換素子としてのレーザダイオード３０と、バイアス回路３５と、電流源３６とを備える光電変換回路である。 (Description of configuration)
FIG. 4 is a configuration diagram of an analog electro-optical conversion circuit according to the second embodiment of the present invention.
The electrical / optical conversion circuit 120 includes an RFin terminal, four transmission lines 20, 21, 24, 25, two π-type resistance attenuators 11, 12, a broadband power amplifier 50, coupling capacitors 42, 43, The photoelectric conversion circuit includes 44 and 45, a laser diode 30 as a photoelectric conversion element, a bias circuit 35, and a current source 36.

伝送線路２０，２４は、特性インピーダンスＺ₀₁であり、伝送線路２１，２５は、特性インピーダンスＺ₀₂である。２つのπ型抵抗減衰器１１，１２は、第１実施形態と同様に、抵抗器４，５，６，７，８，９の周波数依存性により、伝送線路２０，２１，２４，２５との間で非整合状態となることにより発生する反射波を減衰させる。 The transmission lines 20 and 24 have a characteristic impedance Z ₀₁ , and the transmission lines 21 and 25 have a characteristic impedance Z ₀₂ . Similar to the first embodiment, the two π-type resistance attenuators 11 and 12 are connected to the transmission lines 20, 21, 24, 25 due to the frequency dependence of the resistors 4, 5, 6, 7, 8, 9. Reflected waves generated due to the non-matching state are attenuated.

広帯域電力増幅器５０は、入力インピーダンスＺｓが伝送線路２４の特性インピーダンスＺ₀₁＝５０Ωに略一致し、出力インピーダンスＺ₀が伝送線路２５の特性インピーダンスＺ₀₂＝２５Ωに略一致している。ここで、広帯域電力増幅器５０は、入力インピーダンスＺｉｎが伝送線路２４の特性インピーダンスＺ₀₁に近似させ、出力インピーダンスＺｏｕｔを伝送線路２５の特性インピーダンスＺ₀₂に近似させればよく、必ずしも、一致させる必要はない。つまり、２つのπ型抵抗減衰器１１，１２は、レーザダイオード３０と伝送線路２１との間で発生する反射波を減衰させるだけでなく、２つのπ型抵抗減衰器１１，１２は、広帯域電力増幅器５０と伝送線路２４，２５との間で発生する反射波を減衰させることができる。 In the broadband power amplifier 50, the input impedance Zs substantially matches the characteristic impedance Z ₀₁ = 50Ω of the transmission line 24, and the output impedance Z ₀ substantially matches the characteristic impedance Z ₀₂ = 25Ω of the transmission line 25. Here, wideband power amplifier 50, the input impedance Zin is to approximate the characteristic impedance Z ₀₁ of the transmission line 24, it is sufficient to approximate the output impedance Zout to the characteristic impedance Z ₀₂ of the transmission line 25, necessarily, have to match Absent. That is, the two π-type resistance attenuators 11 and 12 not only attenuate the reflected wave generated between the laser diode 30 and the transmission line 21, but the two π-type resistance attenuators 11 and 12 A reflected wave generated between the amplifier 50 and the transmission lines 24 and 25 can be attenuated.

素子間のインピーダンス不整合は、反射係数が−１０ｄＢ程度以下であれば良好であると云えるので、６ｄＢ程度のπ型抵抗減衰器を介挿することにより、それぞれの入力反射係数は−１２ｄＢとなりインピーダンスの不整合は無視できる。 Impedance mismatch between elements can be said to be good if the reflection coefficient is about −10 dB or less. Therefore, by inserting a π-type resistance attenuator of about 6 dB, each input reflection coefficient becomes −12 dB. Impedance mismatch is negligible.

π型抵抗減衰器１１は、例えば、抵抗値Ｒ１＝３６Ωの抵抗器５と、抵抗値Ｒ２＝１５０Ωの２本の抵抗器４，６とを備える。π型抵抗減衰器１２は、例えば、抵抗値Ｒ３＝１８Ωの抵抗器８と、抵抗値Ｒ４＝７５Ωの２本の抵抗器７，９とを備える。これにより、π型抵抗減衰器１１は、Ｚ₀₁＝５０Ω、Ｚ₀₂＝２５Ωに整合が取れる。 The π-type resistance attenuator 11 includes, for example, a resistor 5 having a resistance value R1 = 36Ω and two resistors 4 and 6 having a resistance value R2 = 150Ω. The π-type resistance attenuator 12 includes, for example, a resistor 8 having a resistance value R3 = 18Ω and two resistors 7 and 9 having a resistance value R4 = 75Ω. Accordingly, the π-type resistance attenuator 11 can be matched to Z ₀₁ = 50Ω and Z ₀₂ = 25Ω.

第２実施形態では、信号波の損失分を広帯域電力増幅器５０で補填する構成になっている。広帯域電力増幅器５０は、単純なディスクリート部品、つまりトランジスタやＦＥＴ（Field Effect Transistor）のような電力増幅素子で構成されている。なお、素子の材料Ｓｉ、ＧａＡｓ、ＧａＮ、ＩｎＰや、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）、バイポーラ等は問わない。広帯域化、利得平坦化のためにＮＦＢ（Negative Feed Back）を掛けるのが望ましいが、特にその構成は規定しない。例えば、１μＦ＋１００Ω程度の直列接続でＮＦＢを掛けることにより数十ＭＨｚ〜数ＧＨｚまで平坦な特性が得られる。通常、単体のトランジスタ入出力インピーダンスがまちまちであるので、前後に搭載したπ型アッテネータによりインピーダンス整合する。
広帯域電力増幅器５０の利得は、２つのπ型抵抗減衰器１１，１２による信号波の損失量を補填すればよく、それほど大きい必要がないので、電気光変換器を用いるシステムに応じて利得を調整する。 In the second embodiment, the signal wave loss is compensated by the broadband power amplifier 50. The broadband power amplifier 50 is configured by a simple discrete component, that is, a power amplifying element such as a transistor or FET (Field Effect Transistor). The element material Si, GaAs, GaN, InP, HEMT (High Electron Mobility Transistor), bipolar or the like is not limited. Although it is desirable to apply NFB (Negative Feed Back) in order to widen the bandwidth and flatten the gain, the configuration is not particularly defined. For example, by applying NFB with a series connection of about 1 μF + 100Ω, flat characteristics from several tens of MHz to several GHz can be obtained. Usually, since a single transistor input / output impedance varies, impedance matching is performed by a π-type attenuator mounted on the front and rear sides.
The gain of the broadband power amplifier 50 only needs to compensate for the amount of signal wave loss caused by the two π-type resistance attenuators 11 and 12 and does not have to be so large. Therefore, the gain is adjusted according to the system using the electro-optical converter. To do.

（効果の説明）
第１実施形態と同様に、インピーダンス変換しレーザダイオード３０の帯域特性と広帯域電力増幅器５０により利得改善がされる。従来のディスクリート電力増幅器においては、インピーダンス変換は必要不可欠である。本実施形態においては、入出力部に設置したπ型抵抗減衰器１１，１２により不要になり回路調整を省くことが可能となる。また、ディスクリートの広帯域電力増幅器５０と抵抗器４，…，９だけで構成されているため、調整不要であり、特にレーザダイオード３０と同一パッケージ内に収容するような場合、小型化が可能となる。 (Explanation of effect)
As in the first embodiment, the impedance is converted and the gain is improved by the band characteristics of the laser diode 30 and the broadband power amplifier 50. In conventional discrete power amplifiers, impedance conversion is essential. In the present embodiment, the π-type resistance attenuators 11 and 12 installed in the input / output unit are unnecessary, and the circuit adjustment can be omitted. Further, since it is composed of only a discrete broadband power amplifier 50 and resistors 4,..., 9, adjustment is not required, and particularly when the laser diode 30 is housed in the same package, the size can be reduced. .

図４のレーザダイオード３０手前のπ型抵抗減衰器１２は、Ｚ₀₂＝２５Ωとしたが、広帯域電力増幅器５０の出力インピーダンスは５０Ω以下であることが多いので、レーザダイオード３０との入力インピーダンスとの整合において不整合が小さくなる場合もある。つまり、広帯域電力増幅回路５０を用いることにより、レーザダイオード３０と広帯域電力増幅回路５０との間のπ型抵抗減衰器１２を用いなくてもよい場合も考えられる。 In the π-type resistance attenuator 12 in front of the laser diode 30 in FIG. 4, Z ₀₂ = 25Ω, but since the output impedance of the broadband power amplifier 50 is often 50Ω or less, the input impedance to the laser diode 30 is Inconsistency may be reduced in matching. That is, by using the broadband power amplifier circuit 50, it may be considered that the π-type resistance attenuator 12 between the laser diode 30 and the broadband power amplifier circuit 50 may not be used.

（変形例）
本発明は前記した実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のような種々の変形が可能である。
（１）前記各実施形態の光電変換回路は、電気・光変換回路を例に説明したが、光・電気変換回路でも用いることができる。この場合には、レーザダイオード３０ではなく、フォトダイオードを光電変換素子として使用することになる。ここで、フォトダイオードは、ＴＩＡ（Trans Impedance Amplifier）を用いて、出力電流（信号電流）を電圧として取り出すことができ、ＴＩＡの出力インピーダンスと伝送線路の特性インピーダンスとを整合させる。 (Modification)
The present invention is not limited to the embodiments described above, and various modifications such as the following are possible.
(1) The photoelectric conversion circuit of each of the embodiments has been described by taking the electrical / optical conversion circuit as an example, but it can also be used in the optical / electrical conversion circuit. In this case, not the laser diode 30 but a photodiode is used as a photoelectric conversion element. Here, the photodiode can extract an output current (signal current) as a voltage using a TIA (Trans Impedance Amplifier), and matches the output impedance of the TIA and the characteristic impedance of the transmission line.

（２）前記各実施形態は、シングルエンド回路について説明したが、伝送線路やπ型回路を２つ使用して、差動回路として構成することができる。図５は、本発明の変形例の光電変換回路の構成図である。電気・光変換回路１３０は、伝送線路２０，２１、及びπ型抵抗型インピーダンス変喚器１０の直列回路が２つ設けられており、２つの直列回路が差動増幅回路の差動出力を伝送し、レーザダイオード３０を駆動するように構成されている。
ここで、電気・光変換回路１３０は、差動増幅回路の差動出力を伝送線路２０，２１、及びπ型抵抗型インピーダンス変喚器１０の直列回路を介して、レーザダイオード３０の両端に接続されている。また、一方の伝送線路２１は、バイアス回路３５及び電流源３６が接続され、他方の伝送線路２１はバイアス回路３５を介して接地されている。 (2) In each of the above embodiments, a single-ended circuit has been described. However, it is possible to configure a differential circuit using two transmission lines and two π-type circuits. FIG. 5 is a configuration diagram of a photoelectric conversion circuit according to a modification of the present invention. The electrical / optical conversion circuit 130 is provided with two series circuits of the transmission lines 20 and 21 and the π-type resistance impedance transformer 10, and the two series circuits transmit the differential output of the differential amplifier circuit. The laser diode 30 is driven.
Here, the electrical / optical conversion circuit 130 connects the differential output of the differential amplifier circuit to both ends of the laser diode 30 via the series circuit of the transmission lines 20 and 21 and the π-type resistance impedance transformer 10. Has been. One transmission line 21 is connected to a bias circuit 35 and a current source 36, and the other transmission line 21 is grounded via the bias circuit 35.

（３）前記各実施形態は、π型抵抗減衰器（π型アッテネータ）１１，１２及びπ型インピーダンス変換器１０を用いて説明したが、Ｔ型回路を用いてもよい。
また、π型インピーダンス変換器１０は、構造的に軸対称であるがインピーダンス特性が非対称である。また、π型抵抗減衰器１１，１２は、構造的に軸対称であり、且つインピーダンス特性も対称である。つまり、π型抵抗減衰器１１，１２及びπ型インピーダンス変換器１０は、抵抗器を用いた構造的に軸対称な回路（回路網）であればよい。この構造的に軸対称な回路網は、逆Ｌ型回路を従属接続したはしご形回路が含まれる。また、π型抵抗減衰器１１，１２は、構造的に軸対称であり、インピーダンス特性が対称であるので、軸対称回路（回路網）である。つまり、π型抵抗減衰器１１，１２は、その代わりに対称格子型回路を用いることもできる。また、バートレットの二等分定理を用いて、π型回路やＴ型回路と等価な回路を構成することができる。
（４）第２実施形態では、１段の電力増幅回路５０を用いて説明したが、２段以上の電力増幅回路を用いてもよい。 (3) Although each of the embodiments has been described using the π-type resistance attenuators (π-type attenuators) 11 and 12 and the π-type impedance converter 10, a T-type circuit may be used.
The π-type impedance converter 10 is structurally axially symmetric but has asymmetric impedance characteristics. Further, the π-type resistance attenuators 11 and 12 are structurally axially symmetric and have impedance characteristics that are also symmetric. That is, the π-type resistance attenuators 11 and 12 and the π-type impedance converter 10 may be any structurally axisymmetric circuit (circuit network) using resistors. This structurally axisymmetric network includes a ladder circuit in which inverted L-type circuits are cascade-connected. The π-type resistance attenuators 11 and 12 are axially symmetrical circuits (circuit networks) because they are structurally axially symmetric and have symmetrical impedance characteristics. In other words, the π-type resistance attenuators 11 and 12 can use symmetrical lattice type circuits instead. In addition, a circuit equivalent to a π-type circuit or a T-type circuit can be configured using Bartlett's bisection theorem.
(4) Although the second embodiment has been described using the one-stage power amplifier circuit 50, a two-stage or more power amplifier circuit may be used.

１，２，３，４，５，６，７，８，９抵抗器
１０ π型抵抗型インピーダンス変換器（回路網）
１１，１２ π型抵抗減衰器（π型アッテネータ、回路網）
１５抵抗器
２０，２１，２２，２３，２４，２５伝送線路
３０レーザダイオード（光電変換素子）
３５バイアス回路
３６電流源
４０，４１，４２，４３，４４，４５カップリングキャパシタ
５０広帯域電力増幅器
６０差動増幅回路
１００，１１０，１２０，１３０電気・光変換回路（光電変換回路） 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9 Resistor 10 π-type resistive impedance converter (circuitry network)
11,12 π-type resistance attenuator (π-type attenuator, circuit network)
15 Resistor 20, 21, 22, 23, 24, 25 Transmission line 30 Laser diode (photoelectric conversion element)
35 Bias circuit 36 Current source 40, 41, 42, 43, 44, 45 Coupling capacitor 50 Broadband power amplifier 60 Differential amplifier circuit 100, 110, 120, 130 Electric / optical conversion circuit (photoelectric conversion circuit)

Claims

A photoelectric conversion circuit connecting photoelectric conversion elements via two transmission lines,
The two transmission lines have substantially equal characteristic impedances, and a network composed of a plurality of resistors is interposed between them.
The plurality of resistors have frequency dependence,
The network is a resistance attenuation circuit that is one of a π-type circuit and a T-type circuit that are in a matching state with the two transmission lines in a specific frequency band and in a non-matching state in another frequency band,
The photoelectric conversion circuit, wherein a signal current of the other frequency band flows through the photoelectric conversion element.

The photoelectric conversion circuit according to claim 1,
The specific frequency band is a low frequency,
The photoelectric conversion circuit according to claim 1, wherein a characteristic impedance of the two transmission lines substantially matches an input / output impedance calculation value calculated by a resistance value at the low frequency.

The photoelectric conversion circuit according to claim 2,
The photoelectric conversion element is a laser diode,
The circuitry, with the modulation frequency for modulating the laser diode, a photoelectric conversion circuit, characterized in that the said non-aligned state.

The photoelectric conversion circuit according to any one of claims 1 to 3,
A photoelectric conversion circuit comprising a mismatched state between the photoelectric conversion element and a transmission line connected to the photoelectric conversion element.

The photoelectric conversion circuit according to claim 1 ,
The photoelectric conversion element is a laser diode,
The photoelectric conversion circuit, wherein the transmission line connected to the laser diode has a current source for supplying a bias current connected to a non-connection side of the laser diode.

The photoelectric conversion circuit according to claim 5 ,
A broadband power amplifier for supplying high frequency power to a transmission line not connected to the laser diode;
On the input side of the broadband power amplifier, two other transmission lines having other characteristic impedances different from the characteristic impedance, and another symmetric resistive attenuation circuit interposed between the two other transmission lines , Is connected,
The broadband power amplifier has an input / output impedance in a mismatched state with one or both of the transmission line and the other transmission line.