JP6541298B2 - 潮流判別方法及び装置 - Google Patents

Description

本発明は、潮流判別方法、特にコンピュータによる演算量が少なく、周波数の影響を受けない潮流判別方法に関するものである。

交流回路において、潮流を判別することは、その回路の力率または有効電力の極性を判別することに相当する。電力系統に複数の電源が接続されたときに潮流の反転が発生するが、極性の決め方は任意である。例えば、電力系統に２つの電源が接続されていて、それぞれを電源１、電源２としたとき、両電源の間の任意の１地点において、電源１側から電源２側へエネルギーを供給しているときに「正」とし、電源２側から電源１側へエネルギーを供給しているときに「負」とする。

三相交流回路では、当然、三相の力率または有効電力の極性で判別するが、平衡三相交流回路ならば単相の力率または有効電力の極性で判別しても等価である。三相交流回路の相順をａ，ｂ，ｃで表したとき、相電圧をそれぞれＶａ，Ｖｂ，Ｖｃ、線間電圧をそれぞれＶａｂ，Ｖｂｃ，Ｖｃａ、線電流（相電流ともいう）をそれぞれＩａ，Ｉｂ，Ｉｃと表す。三相の力率が１のときに同相となる電圧と電流の組み合わせで、単相の力率または有効電圧を計測すれば、正しい三相の潮流を判別することができる。例えばＶａとＩａ，ＶｂとＩｂ，ＶｃとＩｃなどである。しかし、実際の変電所などの電力送配電設備では、経済的理由から、計測のために利用できる電圧と電流の組み合わせが限られている場合が少なくない。例えば、ＶａｂとＩａの組み合わせしか利用できない場合、三相の力率が１のとき、両者には３０°の位相差があるので、この組み合わせで計測した単相の力率または有効電力では、正しい三相の潮流を判別することができない。そこで、電圧または電流のどちらか一方の位相を３０°シフトして力率または有効電力を計測すれば、正しい三相の潮流を判別することが可能となる。

近年の電力送配電設備で使用される計測装置では、高速Ａ／Ｄコンバータとマイクロプロセッサを使用したディジタルサンプリング、ディジタル演算による計測が主流になっている。また、そのディジタルサンプリングにおけるサンプリング周波数は、６０Ｈｚ系統では７２０Ｈｚ（５０Ｈｚ系統では６００Ｈｚ）が基本となっている。なお、この明細書では６０Ｈｚ系統を例として説明するが、５０Ｈｚ系統についても同じことが言える。さらに、高速のサンプリングを行うオーバーサンプリング技術を利用した機器もあるが、サンプリング周波数は、ほとんどの場合、７２０Ｈｚの整数倍である。７２０Ｈｚは商用周波数６０Ｈｚの１２倍であるから、電気角に換算すると、３０°毎のサンプリングとなるため、３０°サンプリングと呼ばれている。前述の例において、Ｖａｂの最新のサンプリング値とＩａの１回前のサンプリング値とを組み合わせとして、力率または有効電力を演算すれば、位相を３０°シフトした力率または有効電力を求めることができる。位相を６０°シフトする場合は２回前、９０°シフトする場合は３回前のサンプリング値を使用することでそれぞれ実現できる。

電力送配電設備で使用される計測装置では、系統の周波数に±５Ｈｚの変動があっても、所定の性能を満足することが要求される。例えば６０Ｈｚの系統で、周波数が５５Ｈｚになった場合、サンプリング周波数７２０Ｈｚは電気角に換算すると、２７．５°毎のサンプリングとなり、２．５°の誤差を生じる。力率が１付近では、
ｃｏｓ２．５°≒０．９９９
であるから、ほとんどの場合誤差は問題とならないが、力率が０付近では、
ｃｏｓ８７．５°≒０．０４４、また
ｃｏｓ９２．５°≒−０．０４４
となる。これらの値は百分率にして４％を超える誤差であり、計測装置の要求性能（通常±１％以内）によっては、無視できない値である。特に潮流を判別する場合は、力率０付近の精度は重要である。そこで、７２０Ｈｚのサンプリングデータから、周波数を算出し、周波数変動による誤差を補正する演算処理が必要となる。このような演算技術としては、例えば非特許文献１に記載されたものがある。

「第４章 保護リレー性能」 電気協同研究 第４１巻 第４号 Ｐ４０−Ｐ４５

しかしながら、力率を求めるには、サンプリングデータからディジタルフィルタ演算、電圧実効値演算、電流実効値演算、有効電力演算を行うことになる。これらの演算では、乗除算演算や開平演算を数多く繰り返す必要があり、マイクロプロセッサにとっては重い負荷となっており、計測装置の要求性能（処理速度や計測精度）によっては、複数のマイクロプロセッサを搭載したり、マイクロプロセッサとディジタルマイクロプロセッサ（ＤＳＰ）を併用したり、より処理能力の高いマイクロプロセッサを使用したりといった対応が必要になる。

本発明は上記従来の問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、演算量が少なく、周波数の変動を受けない、高精度の潮流判別方法及び装置を提供することである。

本発明は上記目的を達成するため、商用電源の正弦波から成る交流電圧および交流電流のそれぞれの値を所定の時間間隔でサンプリングして複数のサンプリングデータを取り、前記複数のサンプリングデータのうち、３個の連続したサンプリングデータが単調減少、単調増加のいずれの関係にあるか、或いはいずれの関係にもないのかを判定し、単調減少の関係にある場合は、前記３個の連続したサンプリングデータの２番目のサンプリングデータについて、交流電圧および交流電流のそれぞれの値を交流周期のπ／２から３π／２までの時間間隔に存在するとして、当該時間間隔に対応して交流電圧および交流電流のそれぞれの実効値と瞬時値から、当該交流電圧および交流電流のそれぞれの角度値を演算により求め、単調増加の関係にある場合は、前記３個の連続したサンプリングデータの２番目のサンプリングデータについて、交流電圧および交流電流のそれぞれの値を交流周期の３π／２から２πまたは０からπ／２までの時間間隔に存在するとして、当該時間間隔に対応して交流電圧および交流電流のそれぞれの実効値と瞬時値から、当該交流電圧および交流電流のそれぞれの角度値を演算により求め、次いで、前記角度値を求める演算により得られた交流電圧の角度値と交流電流の角度値との間で位相差を求める演算を行い、周波数の影響を含まない演算結果を得る、ことを特徴とする。

また、本発明は、前記３個の連続したサンプリングデータが単調減少、単調増加のいずれの関係にもない場合は、前記３個の連続したサンプリングデータの２番目のサンプリングデータについては、角度値を求める演算から除外するものとする。

さらに本発明においては、前記演算は、時刻ｔにおける交流電圧の瞬時値ｖおよび交流電流の瞬時値ｉ、その位相差をθとして次の式、すなわち、
ｖ＝√２・Ｖ・ｓｉｎ（ωｔ） ・・・・（１）
ｉ＝√２・Ｉ・ｓｉｎ（ωｔ＋θ） ・・・・（２）
ここで、
Ｖ：交流電圧の実効値
Ｉ：交流電流の実効値
ω：角速度
の式で表されることを基礎として、
式（１）より、交流電圧の実効値Ｖと交流電圧の瞬時値ｖから、交流電圧の角度（ωｔ）の値を、０≦ωｔ＜２πの範囲で下記の時間区間ごとに算出し、
ａ）０≦ωｔ＜π／２のとき
ωｔ＝ｓｉｎ^-1（ｖ／（√２・Ｖ）） ・・・・（３）
ｂ）π／２＜ωｔ＜３π／２のとき
ωｔ＝π−ｓｉｎ^-1（ｖ／（√２・Ｖ）） ・・・・（４）
ｃ）３π／２＜ωｔ＜２πのとき
ωｔ＝ｓｉｎ^-1（ｖ／（√２・Ｖ））＋２π ・・・・（５）
他方、同様にして、式（２）より、以下の３つの式のいずれかを使用することで、交流電流の実効値Ｉと交流電流の瞬時値ｉから、交流電流の角度（ωｔ＋θ）の値を、０＜ωｔ＋θ＜２πの範囲で下記の時間区間ごとに算出する、
ｄ）０≦ωｔ＋θ＜π／２のとき
ωｔ＋θ＝ｓｉｎ^-1（ｉ／（√２・Ｉ）） ・・・・（６）
ｅ）π／２＜ωｔ＋θ＜３π／２のとき
ωｔ＋θ＝π−ｓｉｎ^-1（ｉ／（√２・Ｉ）） ・・・・（７）
ｆ）３π／２＜ωｔ＋θ＜２πのとき
ωｔ＋θ＝ｓｉｎ^-1（ｉ／（√２・Ｉ））＋２π ・・・・（８）
ことを特徴とする。

本発明によれば、潮流判別に際して、１サンプル分の交流電圧及び交流電流の瞬時値データと、予め計測された交流電圧及び交流電流の実効値のみから位相差を算出することが出来るため、制御部３３におけるＣＰＵの処理負担が少なくてすむ。

また、交流電圧及び交流電流をディジタルサンプリングにより計測する手段を備えた計測器に適用するに当たり、特別なハードウェアを必要とせず、当該計測器の機能を増大させることができる。

さらに、同時刻にサンプリングされた交流電圧及び交流電流のサンプリングデータ各１つから位相差が計測できるため、計測対象の周波数変動の影響がなく、精度のよい潮流判別を行うことができる。
さらに、演算により位相差が直接求められるため、位相シフトを行う場合にはシフト量を単純に加減算すればよく、シフト処理動作を簡易にすることができる。

さらに、本発明によれば、有効電力、及び無効電力を計測することなく、少ない演算量で位相差を計測することができる。

本発明の一実施の形態に係る潮流判別装置の構成を示すブロック図である。 前記実施の形態における交流電圧の時間変化に伴うサンプリング動作を表す交流電圧波形図である。 前記実施の形態における交流電圧及び交流電流の時間変化に伴うサンプリング動作を表す波形図である。

図１に本発明の一実施の形態に係る潮流判別装置の構成を示す。図１に示された潮流判別装置１０は、アンチエリアシングフィルタ１１、サンプルホールド部１２、アナログ／ディジタル変換手段１３、位相ＲＡＭ１４、電圧ＲＡＭ１５、電圧抽出部１６、電圧角度変換部１７を備えている。これらの機能部１１〜１７は交流電圧についてサンプリングデータを取得して電圧角度変換を行う電圧・角度変換ユニット２０を構成している。また、潮流判別装置１０は、アンチエリアシングフィルタ２１、サンプルホールド部２２、アナログ／ディジタル変換手段２３、位相ＲＡＭ２４、電流ＲＡＭ２５、電流抽出部２６、電流角度変換部２７を備えている。これらの機能部２１〜２７は交流電流についてサンプリングデータを取得して電流角度変換を行う電流・角度変換ユニット３０を構成している。潮流判別装置１０はさらに、位相判定部３１と、位相差演算部３２と、制御部３３とを備えている。

アンチエリアシングフィルタ１１は、広帯域信号の帯域制限に使用するものであり、折返し歪み（エリアシング）対策用のアナログフィルタである。サンプルホールド部１２は、交流信号における電圧の波形を所定周期毎にサンプリングして保持するものである。アナログ／ディジタル変換手段１３は、サンプルホールド部１２から出力されるアナログデータをディジタルデータに変換するものである。位相ＲＡＭ１４は所定サンプル前までのサンプリングデータの電圧の位相値（位相角度）を一時記憶するものである。本実施の形態では２サンプル前まで（合計３個）のサンプリングデータの電圧の位相値を一時記憶する。電圧ＲＡＭ１５は、所定サンプル前までのサンプリングデータの電圧値を一時記憶するものである。本実施の形態では２サンプル前まで（合計３個）のサンプリングデータの電圧値を一時記憶する。電圧抽出部１６は上記電圧ＲＡＭ１５に記憶された電圧値のうちの１つの電圧値を所定の条件にしたがって抽出するものである。電圧角度変換部１７は電圧抽出部１６によって抽出されたサンプリングデータの電圧値から角度を演算により求めるものである。

アンチエリアシングフィルタ２１は、広帯域信号の帯域制限に使用するものであり、折返し歪み（エリアシング）対策用のアナログフィルタである。サンプルホールド部２２は、交流信号における電流の波形を所定周期毎にサンプリングして保持するものである。アナログ／ディジタル変換手段２３は、サンプルホールド部２２から出力されるアナログデータをディジタルデータに変換するものである。位相ＲＡＭ２４は所定サンプル前までのサンプリングデータの電流の位相値（位相角度）を一時記憶するものである。本実施の形態では２サンプル前まで（合計３個）のサンプリングデータの電流の位相値を一時記憶する。電流ＲＡＭ２５は、所定サンプル前までのサンプリングデータの電流値を一時記憶するものである。本実施の形態では２サンプル前まで（合計３個）のサンプリングデータの電流値を一時記憶する。電流抽出部２６は上記電流ＲＡＭ２５に記憶された電流値のうちの１つの電流値を所定の条件にしたがって抽出するものである。電流角度変換部２７は電流抽出部２６によって抽出されたサンプリングデータの電流値から角度を演算により求めるものである。

また、位相判定部３１は、位相ＲＡＭ１４及び２４からのそれぞれの位相値を取得して、各位相値が電圧抽出、及び電流抽出に適するか否かを判定するものである。位相差演算部３２は、電圧角度変換部１７により算出された電圧の角度成分と、電流角度変換部２７により算出された電流の角度成分とから、計測対象となる潮流、すなわち、電圧・電流間の位相差を演算により求めるものである。制御部３３は、上記電圧・角度変換ユニット２０（機能部１１〜１７）、電流・角度変換ユニット３０（機能部２１〜２７）、位相判定部３１、位相差演算部３２の動作を制御するものであり、ＣＰＵから構成される。

次に、上記実施の形態に係る潮流判別装置による潮流判別動作について説明する。先ず、本発明における動作理論について説明する。

動作理論
この明細書の「背景技術」で述べたように、潮流の判別は力率または有効電力の極性の判別であるが、平衡三相交流回路であって単相の力率または有効電力の極性で判別する場合、対象となる電圧と電流の位相差を計測して、０〜９０°および２７０〜３００°は「正」、９０〜２７０°は「負」としても等価である。

時刻ｔにおける交流電圧の瞬時値ｖおよび交流電圧の瞬時値ｉは、その位相差をθとして、次の式で表すことができる。
ｖ＝√２・Ｖ・ｓｉｎ（ωｔ） ・・・・（１）
ｉ＝√２・Ｉ・ｓｉｎ（ωｔ＋θ） ・・・・（２）
ここで、
Ｖ：交流電圧の実効値
Ｉ：交流電流の実効値
ω：角速度
である。

式（１）より、以下の３つの式のいずれかを使用することで、交流電圧の実効値Ｖと交流電圧の瞬時値ｖから、ωｔの値を、０≦ωｔ＜２πの範囲で算出することができる。
ａ）０≦ωｔ＜π／２のとき
ωｔ＝ｓｉｎ^-1（ｖ／（√２・Ｖ）） ・・・・（３）
ｂ）π／２＜ωｔ＜３π／２のとき
ωｔ＝π−ｓｉｎ^-1（ｖ／（√２・Ｖ）） ・・・・（４）
ｃ）３π／２＜ωｔ＜２πのとき
ωｔ＝ｓｉｎ^-1（ｖ／（√２・Ｖ））＋２π ・・・・（５）
同様にして、式（２）より、以下の３つの式のいずれかを使用することで、交流電流の実効値Ｉと交流電圧の瞬時値ｉから、（ωｔ＋θ）の値を、０＜ωｔ＋θ＜２πの範囲で算出することができる。
ｄ）０≦ωｔ＋θ＜π／２のとき
ωｔ＋θ＝ｓｉｎ^-1（ｉ／（√２・Ｉ）） ・・・・（６）
ｅ）π／２＜ωｔ＋θ＜３π／２のとき
ωｔ＋θ＝π−ｓｉｎ^-1（ｉ／（√２・Ｉ）） ・・・・（７）
ｆ）３π／２＜ωｔ＋θ＜２πのとき
ωｔ＋θ＝ｓｉｎ^-1（ｉ／（√２・Ｉ））＋２π ・・・・（８）

以上から、潮流の判別を行うには、電圧値、電流値についてそれぞれの位相に対応して上述の式（３）〜（８）のうちのいずれかを選択して角度演算を行えばよいことが分かる。

装置による実行動作
次に、上述の式（３）〜（８）のうちの使用する式を選択して角度演算を行う手順について図１に示された潮流判別装置の動作に即して述べる。ここでは、６０Ｈｚ系統を計測対象とした、７２０Ｈｚサンプリングを例として説明する。

電圧・角度変換ユニット２０内における前半の動作について説明する。交流電圧信号はアンチエリアシングフィルタ１１に入力され広帯域信号の帯域制限を行い、サンプルホールド部１２で交流電圧信号における電圧の波形を所定周期毎にサンプリングして保持する。サンプルホールド部１２から出力される電圧のアナログデータはアナログ／ディジタル変換手段１３でディジタルデータに変換される。位相ＲＡＭ１４には、ディジタルデータに変換された電圧の位相値の２サンプル前までの３つの位相値（現在の位相値をｐｈ（ｔ）として、ｐｈ（ｔ）、ｐｈ（ｔ−１τ）、ｐｈ（ｔ−２τ））が一時記憶されている。
ここで、
τ：サンプリング周期
である。ちなみに、本実施の形態では上述のように６０Ｈｚ系統を計測対象とした、７２０Ｈｚサンプリングを行うから、サンプリング周期τは、
１／τ＝６０（Ｈｚ）×１２＝７２０（Ｈｚ）
となるようにしている。すなわち、交流１サイクルの１２倍の速さでサンプリングを行うものとしており、１周期で１２個のサンプリングデータが得られる。また、電圧ＲＡＭ１５には、ディジタルデータに変換された電圧の２サンプル前までの３つの電圧値（現在の電圧値をＥ（ｔ）として、Ｅ（ｔ）、Ｅ（ｔ−１τ）、Ｅ（ｔ−２τ））が一時記憶されている。

ここで、データのサンプリング動作について説明する。図２は上記実施の形態における交流電圧の時間変化に伴うサンプリング動作を表す交流電圧波形図である。この図において、縦軸は電圧、横軸は時間を表し、横軸方向にはスタート時点を０として０→π／２→π→３π／２→０というように時間周期の割り当てがなされ、スタート時点０を中心に据えて概略１つ前の周期のπ／２から次の周期のπまでの時間における交流電圧波形が示されている。また、図２において１つ前の周期のπ／２から次の周期のπ／２までが交流電圧波形図の１周期の時間長であり、この１周期の時間長のうち、スタート時点０を基準として前側の周期のπ／２から３π／２までの時間間隔を区間Ａとし、前側の周期の３π／２からスタート時点０までの時間間隔を区間Ｂとし、このスタート時点０から後側の周期内のπ／２までの時間間隔を区間Ｃとしている。図２において、交流電圧波形上に所定の時間間隔でサンプリングデータａ〜ｏ（１２個）を取り、これらのサンプリングデータａ〜ｏについて検討する。サンプリングデータａ〜ｏの中で３個の連続したサンプリングデータ（例えばサンプリングデータａ〜ｏのうち現在のサンプリングデータをＤとした場合、Ｄ、Ｄ−１（１τ前のデータ）、Ｄ−２（２τ前のデータ）を調べる。その３個の連続したサンプリングデータＤ、Ｄ−１、Ｄ−２が単調減少の関係にあれば、２番目のサンプリングデータＤ−１は図２の波形図で区間Ａに存在する。この条件に当てはまる３個の連続したサンプリングデータとしては、例えばサンプリングデータｄ、ｃ、ｂが該当する。
また、３個の連続したサンプリングデータＤ、Ｄ−１、Ｄ−２が単調増加の関係にあれば、２番目のサンプリングデータＤ−１は区間Ｂまたは区間Ｃに存在し、そのデータが負であれば区間Ｂ，正であれば区間Ｃに存在する。２番目のサンプリングデータが負である条件に当てはまる３個の連続したサンプリングデータとしては、例えばサンプリングデータｋ、ｊ、ｈが該当する。また、２番目のサンプリングデータが正である条件に当てはまる３個の連続したサンプリングデータとしては、例えばサンプリングデータｎ、ｍ、ｌが該当する。

さらに、３個の連続したサンプリングデータＤ、Ｄ−１、Ｄ−２が単調減少、単調増加のいずれにも該当しない場合には、２番目のサンプリングデータＤ−１は逆正弦関数の定義域境界に位置するため、演算に使用しない。この条件に当てはまるサンプリングデータＤ−１としては、例えばサンプリングデータａ、ｇ、ｎが該当する。

以上に示した手順と、先に示した式（３）〜（５）により、図２ではサンプリングデータｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ、ｈ、ｊ、ｋ、ｌ、ｍ、ｏにおいて各サンプリング時の位相角を算出できることが分かる。以上の事柄は交流電流の時間変化を表す交流電流波形図についても同様である。

次に、電流・角度変換ユニット３０内における前半の動作について説明する。交流電流信号はアンチエリアシングフィルタ２１に入力され広帯域信号の帯域制限を行い、サンプルホールド部２２で交流電流信号における電流の波形を所定周期毎にサンプリングして保持する。サンプルホールド部２２から出力される電流のアナログデータはアナログ／ディジタル変換手段２３でディジタルデータに変換される。位相ＲＡＭ２４には、ディジタルデータに変換された電流の位相値の２サンプル前までの３つの位相値（現在の位相値をｐｈ（ｔ）として、ｐｈ（ｔ）、ｐｈ（ｔ−１τ）、ｐｈ（ｔ−２τ））が一時記憶されている。なお、データのサンプリング動作については先に図２を参照して説明された方法と同じである。先に述べた電圧・角度変換ユニット２０及び電流・角度変換ユニット３０においては、両者とも同じサンプリングタイミングでデータのサンプリングを行う。したがって、電圧・角度変換ユニット２０における電圧の位相値及び電流・角度変換ユニット３０における電流の位相値は同じ値である。電流ＲＡＭ２５には、ディジタルデータに変換された電流の２サンプル前までの３つの電流値（現在の電流値をＩ（ｔ）として、Ｉ（ｔ）、Ｉ（ｔ−１τ）、Ｉ（ｔ−２τ））が一時記憶されている。

以上、位相ＲＡＭ１４、２４及び電圧ＲＡＭ１５、及び電流ＲＡＭ２５に各データが記憶された後、位相判定部３１において位相判定が行われる。位相判定部３１には位相ＲＡＭ１４から交流電圧の位相値が入力される一方、位相ＲＡＭ２４から交流電流の位相値がそれぞれ入力される。位相判定部３１が、同時にサンプリングされた交流電圧と交流電流のサンプリングデータ各１つを用いて位相判定を行う動作について説明する。

一例として図３の場合を考える。図３は上記実施の形態における交流電圧及び交流電流の時間変化に伴うサンプリング動作を表す波形図である。図３において、上段は交流電圧波形図、下段は交流電圧に対して幾分かの位相差を持った交流電流波形図である。この図において、上段縦軸は電圧値を表し、波形上の点は交流電圧のサンプリングデータを表す。下段縦軸は電流値を表し、波形上の点は交流電流のサンプリングデータを表す。サンプリング方法については上述のサンプリング方法と同じである。交流電圧及び交流電流の各サンプリングデータは各波形上において７２０Ｈｚで、且つ互いに同一位相でサンプリングされており、そのサンプリングタイミングがｐ〜γ（１周期当たり１２個）で表されている。横軸は時間を表し、横軸の時間周期の区間Ａ、Ｂ、Ｃの割り当ては図２と同様である。図３における位相判定において、各サンプリングタイミングｐ〜γを見ると、サンプリングタイミングｑ、ｒ、ｓ、ｗ、ｙ、ｚ、αでは、電圧、電流どちらのサンプリングデータを見ても、３個の連続したサンプリングデータＤ、Ｄ−１、Ｄ−２が単調減少、単調増加のいずれかに該当し、且つ２番目のサンプリングデータＤ−１は逆正弦関数の定義域境界に位置しないため、潮流判定を行うのに良好なサンプリングデータである。これに対して、サンプリングタイミングｐ、ｕ、ｘ、β、γでは、電圧、電流どちらかのサンプリングデータについて、３個の連続したサンプリングデータＤ、Ｄ−１、Ｄ−２が単調減少、単調増加のいずれにも該当せず、２番目のサンプリングデータＤ−１は逆正弦関数の定義域境界に位置するため、潮流判定を行うのに不適当なサンプリングデータである。図３の事例では、サンプリングタイミングｑ、ｒ、ｓにおけるサンプリングデータが潮流判定を行うのに良好なサンプリングデータであるから、位相判定部３１はサンプリングタイミングｒ（２番目のサンプリングデータＤ−１のタイミング）のデータを電圧抽出部１６及び電流抽出部２６へ出力する。

電圧抽出部１６は、サンプリングタイミングｒのデータを受け取ると、電圧ＲＡＭ１５に記憶された電圧のうち、上記サンプリングタイミングｒの電圧値を抽出して電圧角度変換部１７へ出力する。他方、電流抽出部２６は、サンプリングタイミングｒのデータを受け取ると、電流ＲＡＭ２５に記憶された電流のうち、上記サンプリングタイミングｒの電流値を抽出して電流角度変換部２７へ出力する。

電圧角度変換部１７は、交流電圧のサンプリングデータは、サンプリングタイミングｑ、ｒ、ｓにおいて単調減少であるから、サンプリングタイミングｒでサンプリングしたサンプリングデータは、区間Ａ（π／２＜ωｔ＜３π／２）に存在することが分かる。したがって電圧角度変換部１７は、式（４）より、
ωｔ＝π−ｓｉｎ^-1（ｖ／（√２・Ｖ））
の値を算出する。この算出された値は位相差演算部３２へ出力される。

電流角度変換部２７は、電圧角度変換部１７と同様に、交流電流のサンプリングデータも、サンプリングタイミングｑ、ｒ、ｓにおいて単調減少であるから、サンプリングタイミングｒでサンプリングしたサンプリングデータは、区間Ａ（π／２＜ωｔ＜３π／２）に存在することが分かる。したがって、式（７）より、
ωｔ＋θ＝π−ｓｉｎ^-1（ｉ／（√２・Ｉ））
の値を算出する。この算出された値は位相差演算部３２へ出力される。

以上から、位相差θは、
θ＝（ωｔ＋θ）−ωｔ
＝（π−ｓｉｎ^-1（ｉ／（√２・Ｉ）））
−（π−ｓｉｎ^-1（ｖ／（√２・Ｖ））
＝−ｓｉｎ^-1（ｉ／（√２・Ｉ））＋ｓｉｎ^-1（ｖ／（√２・Ｖ））
・・・・（９）
として、ωｔの項（周波数を含む項）に依存しないすなわち、周波数変動に影響されない位相差θが決まる。

ここで、位相差算出に使用する交流電圧の実効値Ｖおよび交流電流の実効値Ｉは、周波数の変動を受けない手段による計測結果を用いる必要があるが、例えば特許第４３５０４８８で示される実効値計測方法等で計測することが可能である。また、電力送配電設備において、同一相の電圧と電流の組み合わせを利用できない場合には、既知の相間の位相差分を算出したい位相差θから加減算によりシフトすることで解決できる。なお、以上に説明してきた方法を適用する２つの交流信号は必ずしも交流電圧と交流電流の組み合わせに限定されず、交流電圧と交流電圧、或いは交流電流と交流電流の組み合わせにおける位相差計測にも適用することができる。また、本発明における上記位相判定の方法は３０°サンプリングよりも高速のサンプリングシステムにおいても、３個連続した等間隔サンプリングデータに適用できる。

以上から、本発明による潮流判別方法によれば、１サンプル分の交流電圧及び交流電流の瞬時値データと、予め計測された交流電圧及び交流電流の実効値のみから、位相差を算出することが出来るため、制御部３３におけるＣＰＵの処理負担が少なくてすむ。

また、交流電圧及び交流電流をディジタルサンプリングにより計測する手段を備えた計測器に適用するに当たり、特別なハードウェアを必要とせず、当該計測器の機能を増大させることができる。

さらに、同時刻にサンプリングされた交流電圧及び交流電流のサンプリングデータ各１つから位相差が計測できるため、計測対象の周波数変動の影響がなく、精度のよい潮流判別を行うことができる。

さらに、演算により位相差が直接求められるため、位相シフトを行う場合にはシフト量を単純に加減算すればよく、シフト処理動作を簡易にすることができる。

さらに、本発明によれば、有効電力、及び無効電力を計測することなく、少ない演算量で位相差を計測することができるなど、種々の有用性を持つ。

１０ 潮流判別装置
１１、２１ アンチエリアシングフィルタ
１２、２２ サンプルホールド部
１３、２３ アナログ／ディジタル変換手段
１４、２４ 位相ＲＡＭ
１５ 電圧ＲＡＭ
１６ 電圧抽出部
１７ 電圧角度変換部
２０ 電圧・角度変換ユニット
２５ 電流ＲＡＭ
２６ 電流抽出部
２７ 電流角度変換部
３０ 電流・角度変換ユニット
３１ 位相判定部
３２ 位相差演算部
３３ 制御部

Claims (4)

1. 商用電源の正弦波から成る交流電圧および交流電流のそれぞれの値を所定の時間間隔でサンプリングして複数のサンプリングデータを取り、
   前記複数のサンプリングデータのうち、３個の連続したサンプリングデータが単調減少、単調増加のいずれの関係にあるか、或いはいずれの関係にもないのかを判定し、
   単調減少の関係にある場合は、前記３個の連続したサンプリングデータの２番目のサンプリングデータについて、交流電圧および交流電流のそれぞれの値を交流周期のπ／２から３π／２までの時間間隔に存在するとして、当該時間間隔に対応して交流電圧および交流電流のそれぞれの実効値と瞬時値から、当該交流電圧および交流電流のそれぞれの角度値を演算により求め、
   単調増加の関係にある場合は、前記３個の連続したサンプリングデータの２番目のサンプリングデータについて、交流電圧および交流電流のそれぞれの値を交流周期の３π／２から２πまたは０からπ／２までの時間間隔に存在するとして、当該時間間隔に対応して交流電圧および交流電流のそれぞれの実効値と瞬時値から、当該交流電圧および交流電流のそれぞれの角度値を演算により求め、次いで、
   前記角度値を求める演算により得られた交流電圧の角度値と交流電流の角度値との間で位相差を求める演算を行い、周波数の影響を含まない演算結果を得る、
   ことを特徴とする潮流判別方法。
2. 前記角度値を求める演算は、時刻ｔにおける交流電圧の瞬時値ｖおよび交流電圧の瞬時値ｉが、その位相差をθとして次の式、すなわち、
   ｖ＝√２・Ｖ・ｓｉｎ（ωｔ） ・・・・（１）
   ｉ＝√２・Ｉ・ｓｉｎ（ωｔ＋θ） ・・・・（２）
   ここで、
   Ｖ：交流電圧の実効値
   Ｉ：交流電流の実効値
   ω：角速度
   の式で表されることを基礎として、
   式（１）より、交流電圧の実効値Ｖと交流電圧の瞬時値ｖから、交流電圧の角度（ωｔ）の値を、０≦ωｔ＜２πの範囲で下記の時間区間ごとに算出し、
   ａ）０≦ωｔ＜π／２のとき
   ωｔ＝ｓｉｎ^−１（ｖ／（√２・Ｖ）） ・・・・（３）
   ｂ）π／２＜ωｔ＜３π／２のとき
   ωｔ＝π−ｓｉｎ^−１（ｖ／（√２・Ｖ）） ・・・・（４）
   ｃ）３π／２＜ωｔ＜２πのとき
   ωｔ＝ｓｉｎ^−１（ｖ／（√２・Ｖ））＋２π ・・・・（５）
   他方、同様にして、式（２）より、以下の３つの式のいずれかを使用することで、交流電流の実効値Ｉと交流電流の瞬時値ｉから、交流電流の角度（ωｔ＋θ）の値を、０＜ωｔ＋θ＜２πの範囲で下記の時間区間ごとに算出する、
   ｄ）０≦ωｔ＋θ＜π／２のとき
   ωｔ＋θ＝ｓｉｎ^−１（ｉ／（√２・Ｉ）） ・・・・（６）
   ｅ）π／２＜ωｔ＋θ＜３π／２のとき
   ωｔ＋θ＝π−ｓｉｎ^−１（ｉ／（√２・Ｉ）） ・・・・（７）
   ｆ）３π／２＜ωｔ＋θ＜２πのとき
   ωｔ＋θ＝ｓｉｎ^−１（ｉ／（√２・Ｉ））＋２π ・・・・（８）
   であり、また、
   前記位相差（θ）を求める演算は、
   θ＝（ωｔ＋θ）−ωｔ
   ＝（π−ｓｉｎ^-1（ｉ／（√２・Ｉ）））
   −（π−ｓｉｎ^-1（ｖ／（√２・Ｖ））
   ＝−ｓｉｎ^-1（ｉ／（√２・Ｉ））＋ｓｉｎ^-1（ｖ／（√２・Ｖ））
   ・・・・（９）
   である、
   ことを特徴とする請求項１記載の潮流判別方法。
3. 交流電圧および交流電流を同一の位相でサンプリングし、任意の位相において交流電圧および交流電流のうちの少なくともいずれか一方のサンプリングデータについて、３個の連続したサンプリングデータが単調減少、単調増加のいずれの関係にもない場合は、前記３個の連続したサンプリングデータの２番目のサンプリングデータについては、角度値を求める演算から除外することを特徴とする請求項２記載の潮流判別方法。
4. 商用電源の正弦波から成る広帯域交流電圧および交流電流のそれぞれの帯域を制限するフィルタ手段と、
   前記交流電圧および交流電流のそれぞれの波形を所定周期毎にサンプリングして保持するサンプル保持手段と、
   サンプル保持手段から出力されるアナログ形式のサンプリングデータをディジタル形式のサンプリングデータに変換するアナログ／ディジタル変換手段と、
   前記交流電圧および交流電流のそれぞれについて、サンプリングデータのサンプリングタイミングを一時記憶する位相値一時記憶手段と、
   前記交流電圧および交流電流のそれぞれについて、サンプリングデータの信号値を一時記憶する信号値一時記憶手段と、
   前記位相値一時記憶手段に記憶されたサンプリングタイミングについて、３個の連続したサンプリングデータの単調減少、単調増加、それ以外のいずれに該当するかによってサンプリングタイミングを判定する位相判定手段と、
   前記位相判定手段からの出力に基づいて信号値一時記憶手段から、前記交流電圧および交流電流のそれぞれについて、前記サンプリングタイミングに対応するサンプリングデータを抽出するサンプリングデータ抽出手段と、
   前記サンプリングデータ抽出手段により抽出されたサンプリングデータを基に、前記交流電圧および交流電流のそれぞれについて信号を演算により角度値に変換する信号角度変換手段と、
   前記信号角度変換手段からの出力に基づいて、前記演算により得られた交流電圧の角度値と交流電流の角度値との間で位相差を演算により求める位相差演算手段と、を備え、
   前記位相値一時記憶手段には、２サンプル前までのサンプリングデータのサンプリングタイミングが一時記憶され、
   前記信号値一時記憶手段には、２サンプル前までのサンプリングデータの信号値が一時記憶され、
   前記位相判定手段は、前記複数のサンプリングデータのうち、３個の連続したサンプリングデータが単調減少、単調増加のいずれの関係にあるか、或いはいずれの関係にもないのかを判定し、
   単調減少の関係にある場合は、前記３個の連続したサンプリングデータの２番目のサンプリングデータについて、信号値が交流周期のπ／２から３π／２までの時間間隔に存在すると判定し、
   単調増加の関係にある場合は、前記３個の連続したサンプリングデータの２番目のサンプリングデータについて、信号値が交流周期の３π／２から２πまたは０からπ／２までの時間間隔に存在すると判定し、
   前記信号角度変換手段は、前記位相判定手段によるそれぞれの判定結果に対応して、前記交流電圧および交流電流のそれぞれについて、交流信号の実効値と瞬時値から、当該交流信号の角度値を演算により求め、
   前記位相差演算手段は、前記角度値演算により得られた交流電圧の角度値と交流電流の角度値との間で位相差を求める演算を行い、周波数の影響を含まない演算結果を得る、
   ことを特徴とする潮流判別装置。

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