JP6540087B2 - 回路装置及び電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、回路装置及び電子機器等に関する。

回路装置等に対して、当該回路装置を動作させるための電源を供給するものとして、多くの種類の電池が知られている。また、電池を用いて回路装置を動作させる際の種々の手法も知られているし、当該電池が二次電池の場合には、回路装置を用いて二次電池を充電する際の種々の手法も知られている。前者は、回路装置が放電系回路（電池の放電により動作する回路、以下回路部とも表記）を含む場合の手法であり、後者は回路装置が充電系回路（電池を充電する際に動作する回路）を含む場合の手法である。当然、放電系回路と充電系回路の両方を有する回路装置も広く知られている。

例えば特許文献１には、無接点電力伝送システムを用いて電池（バッテリー）の充電を行う受電装置において、電力の供給制御を行うとともに、受電側（受電装置）と送電側との間での情報伝達を精度よく行う手法が開示されている。

特開２０１１−１５５８３６号公報

特許文献１では、バッテリーとして二次電池を想定しているが、二次電池には多くの種類があるし、同一の化学的特性を有する二次電池であっても満充電時の電圧が異なる場合がある。例えば、同じリチウムイオン電池であっても、満充電時の電圧が２．５Ｖのものもあれば、４．２Ｖのものもある。また、一般的な二次電池以外にも、スーパーキャパシターを電池として利用することも可能である。さらにいえば、一次電池も広く用いられている。

回路装置が、駆動対象を駆動する駆動回路を含む場合、上記のいずれの電池（電荷蓄積部）を用いるにせよ、電荷蓄積部からの電源電圧に基づいて、駆動用電源電圧を生成する必要がある。具体的には、電源電圧に対して電圧変換（昇圧・降圧）を行った後、レギュレーターによるレギュレートを行えばよい。

しかし、種々の駆動対象を接続可能な（駆動可能な）回路装置を実現する場合、駆動対象ごとに適切な電圧変換を行わなければ、そもそも駆動用電源電圧を適切に生成できなかったり、駆動用電源電圧は生成できても電力の損失が大きく非効率的となるおそれがある。

本発明の幾つかの態様によれば、駆動対象の駆動に用いられる駆動用電源電圧として、適切な電圧を生成する回路装置及び電子機器等を提供することができる。

本発明の一態様は、電荷蓄積部からの電源電圧の電圧変換を行い、変換電圧を生成するＤＣ−ＤＣ変換回路と、前記変換電圧に基づいて駆動用電源電圧を生成するレギュレーターと、前記駆動用電源電圧に基づいて駆動対象を駆動する駆動回路と、を含み、前記レギュレーターは、前記駆動対象に応じた、前記駆動用電源電圧を前記駆動回路に供給し、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は、前記駆動用電源電圧に応じて、前記電圧変換における電圧変換倍率の切り替えポイントを変更する回路装置に関係する。

本発明の一態様では、駆動用電源電圧を用いて駆動回路が動作する場合に、当該駆動用電源電圧に応じて電圧変換における切り替えポイントを変更する。これにより、例えば駆動対象が変化することで所望の駆動用電源電圧が変化するような場合にも、当該所望の駆動用電源電圧に応じた適切な電圧変換を実現すること等が可能になる。

また、本発明の一態様では、前記駆動対象は、共振回路であり、前記駆動回路は、前記共振回路の駆動制御を行う共振ドライバーであってもよい。

これにより、共振ドライバーを用いて共振回路を駆動する際に、適切な電圧変換を行うこと等が可能になる。

また、本発明の一態様では、第１のトランスを有する第１の共振回路を駆動する場合は、前記レギュレーターは、第１の駆動用電源電圧を前記共振ドライバーに供給し、前記共振ドライバーは、前記第１の駆動用電源電圧が供給されて前記第１の共振回路を駆動し、第２のトランスを有する第２の共振回路を駆動する場合は、前記レギュレーターは、前記第１の駆動用電源電圧とは異なる第２の駆動用電源電圧を前記共振ドライバーに供給し、前記共振ドライバーは、前記第２の駆動用電源電圧が供給されて前記第２の共振回路を駆動してもよい。

これにより、共振回路が有するトランスが異なる場合に、各共振回路を異なる駆動用電源電圧で駆動すること等が可能になる。

また、本発明の一態様では、前記第１のトランスと前記第２のトランスは、一次側と二次側の巻き線比が異なってもよい。

これにより、共振回路が有するトランスの巻き線比が異なる場合に、各共振回路を異なる駆動用電源電圧で駆動すること等が可能になる。

また、本発明の一態様では、前記共振ドライバーは、前記第１の共振回路を駆動する場合には、周波数が第１の周波数で、振幅が前記第１の駆動用電源電圧に対応する第１の振幅である駆動信号で駆動し、前記第２の共振回路を駆動する場合には、前記周波数が前記第１の周波数で、前記振幅が前記第２の駆動用電源電圧に対応する第２の振幅である前記駆動信号で駆動してもよい。

これにより、共振回路が有するトランスが異なる場合に、各共振回路の駆動信号を、振幅が異なり周波数が共通である信号とすること等が可能になる。

また、本発明の一態様では、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は、前記電荷蓄積部からの前記電源電圧の検出結果に基づいて、前記電圧変換倍率を切り替えてもよい。

これにより、電荷蓄積部の電源電圧の検出結果に応じた電圧変換を行うため、状況に応じた適切な電圧変換を実現すること等が可能になる。

また、本発明の一態様では、前記電圧変換倍率として第１の倍率α１と、前記第１の倍率α１よりも大きい第２の倍率α２が設定され、前記電荷蓄積部からの前記電源電圧の検出結果をＶＣＣとし、前記駆動用電源電圧に基づいて設定される前記切り替えポイントに対応する電圧をＶＰとし、ＶＣＣが、ＶＣＣ×α１≧ＶＰを満たす状態から、ＶＣＣ×α１＜ＶＰ且つＶＣＣ×α２≧ＶＰを満たす状態へ変化した場合に、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は、前記電圧変換倍率を前記第１の倍率α１から前記第２の倍率α２へ切り替えてもよい。

これにより、所与の倍率で電圧変換を行った場合の値と、切り替えポイントの電圧値との大小関係に基づいて、電圧変換倍率の切り替えを行うこと等が可能になる。

また、本発明の一態様では、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は、前記電荷蓄積部の種類に応じて異なる電圧変換倍率情報を用いて、前記電圧変換を行ってもよい。

これにより、回路装置に対して複数種類の電荷蓄積部が接続可能な場合において、電荷蓄積部の種類に応じた電圧変換を行うことが可能になる。

また、本発明の一態様では、情報を設定するための外部接続端子を含み、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は、前記外部接続端子によって設定された情報に基づく前記電荷蓄積部の種類の判定結果に基づいて、前記電荷蓄積部の種類に応じて異なる電圧変換倍率情報を用いて、前記電圧変換を行ってもよい。

これにより、電荷蓄積部の種類に応じた電圧変換を行う際に、外部接続端子によって設定された情報を用いることが可能になる。

また、本発明の一態様では、不揮発性メモリーを有し、前記不揮発性メモリーの情報に基づいて、前記駆動用電源電圧が設定されてもよい。

これにより、駆動用電源電圧の設定に不揮発性メモリーを用いることが可能になる。

また、本発明の他の態様は、上記の回路装置を含む電子機器に関係する。

本実施形態に係る回路装置の概略構成例。 図２（Ａ）〜図２（Ｅ）は電荷蓄積部の種類の識別に用いる外部接続端子の例。 回路装置の外部接続端子の例。 本実施形態に係る回路装置の構成例。 充電制御回路の構成例。 図６（Ａ）、図６（Ｂ）は電池電圧及び充電電流の時間変化例。 充電制御の流れを説明するフローチャート。 図８（Ａ）〜図８（Ｄ）は電荷蓄積部の種類、及び駆動用電源電圧に応じた電圧変換倍率の例。 図９（Ａ）、図９（Ｂ）は電池電圧レベル検出手法の説明図。 図１０（Ａ）、図１０（Ｂ）は電池電圧レベル検出回路の構成例。 共振ドライバーと共振回路の構成例。 共振回路の出力波形の振幅設定の例。 回路装置の各部の接続例。 充電器が外されるタイミングでのノードＮ１の信号レベルの時間変化。 起動期間、スリープ状態への移行、及びスリープ状態からの復帰を説明するタイミングチャート。 図１６（Ａ）、図１６（Ｂ）は二次電池及び一次電池を用いる場合の状態遷移図。 データ信号と共振回路の２次側出力波形（搬送波）、及び変調波形の説明図。

以下、本実施形態について説明する。なお、以下に説明する本実施形態は、特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではない。また本実施形態で説明される構成の全てが、本発明の必須構成要件であるとは限らない。

１．本実施形態の手法
まず本実施形態の手法について説明する。上述したように、回路装置に対して電源を供給する電荷蓄積部（電池）には多くの種類のものが知られている。特定の（狭義には単一の種類の）電荷蓄積部のみが接続可能な回路装置を作成してもよいが、その場合、回路装置を利用する際の電荷蓄積部の選択の自由度が無くなってしまう。例えば、回路装置と電化蓄積部（及び必要に応じて他の装置等）を含む電子機器を実現しようとした場合に、回路装置が対応している電荷蓄積部を利用することが必須となってしまう。そのため、複数種類の電荷蓄積部を利用したいのであれば、各電荷蓄積部に対応した複数の回路装置をそれぞれ用意する必要等が生じる。例えば、回路装置を購入し、当該回路装置を組み込んだ電子機器を実現するメーカー等を想定した場合、当該メーカーは電子機器に組み込む電荷蓄積部に対応するだけの種類の回路装置を購入する必要が生じ、コストや効率の面で不利となる。

これに対して、複数の電荷蓄積部を接続可能な回路装置を実現すれば、上記課題は解決可能である。上記メーカーの例であれば、電荷蓄積部の種類が異なる複数の電子機器を実現しようとした場合であっても、一種類の回路装置を購入すればよいことになる。なお、上記メーカーは複数の電荷蓄積部を接続可能な回路装置と、所与の種類の電荷蓄積部とを組み合わせて電子機器を製造する。つまり、電子機器が製造された段階において、典型的には電荷蓄積部の種類は１つに限定されており、当該電子機器を購入、使用するユーザー（エンドユーザー）が種々の電荷蓄積部を自由に利用可能であるというわけではない。本実施形態に係る回路装置の例であれば、電子機器の製造時に、外部接続端子の設定は後述する図２（Ｂ）〜図２（Ｅ）のいずれかで確定していることが想定され、当該設定のエンドユーザーによる変更は、必ずしも否定されるものではないが、一般的な使用形態ではない。また、後述するように本実施形態に係る回路装置では、接続される駆動対象（共振回路）の選択の自由度を高めることも可能であるが、当該駆動対象の選択（及びそれに伴う種々の設定）についても、電子機器メーカーが行うことが一般的であり、電子機器を利用するエンドユーザーが行うという実施形態は典型的なものではない。

しかしそのような回路装置の実現を考慮した場合、当該回路装置では、電池に応じた制御が必要になる。具体的には、電池に応じて過放電を検出するための電圧等が異なるため、電池に応じた放電制御を行う必要がある。また、一次電池か二次電池かで充電可能か否かが異なるし、二次電池の種類によって充電可能な電圧が異なるため、電池に応じた充電制御も必要である。

例えば、回路装置に不揮発性メモリーを設けておき、当該不揮発性メモリーに、使用する電荷蓄積部の種類を書き込む手法が考えられる。回路装置の充電系回路及び回路部（放電系回路）は、それぞれ不揮発性メモリーのデータを読み取ることで電池種類を判別し、対応する制御を行えばよい。しかし、電荷蓄積部の残量が十分でない場合（電池電圧が所定値よりも低い場合）、不揮発性メモリーを動作させることができず、電荷蓄積部の種類を読み取ることができないおそれがある。

そこで本出願人は、電荷蓄積部の残量が十分でない場合等にも対応可能な手法を提案する。具体的には、本実施形態に係る回路装置は、図１において後述するように、充電器からの電源（充電電圧ＶＩＮ）に基づいて、電荷蓄積部４００への充電を制御する充電制御回路２１０と、電荷蓄積部４００の蓄積電荷に基づく電源（電池電圧ＶＣＣ）に基づいて、動作する回路部１００と、不揮発性メモリー２２０と、情報を設定するための外部接続端子（図１等のＳＥＬ０，ＳＥＬ１に対応）を含む。そして、充電制御回路２１０は、不揮発性メモリー２２０から読み出した情報に基づいて、電荷蓄積部４００の種類に応じた充電制御を行い、回路部１００は、外部接続端子によって設定された情報に基づいて、電荷蓄積部４００の種類に応じた回路動作を行う。

ここで、電荷蓄積部４００とは回路装置に接続され、回路装置に対して電力を供給するものであり、一次電池であってもよいし、二次電池であってもよい。電荷蓄積部４００としては、図２（Ａ）等を用いて後述するように、単６一次電池、２．５Ｖのリチウムイオン電池、４．２Ｖのリチウムイオン電池、スーパーキャパシター（電気二重層コンデンサー、電気二重層キャパシター）等を用いることが可能である。

外部接続端子とは、回路装置に設けられ、当該回路装置と外部機器（外部回路）との接続に用いられる端子であり、広義には図３を用いて後述するような種々の端子を含む。ここでの外部接続端子は、狭義には図１のＳＥＬ０，ＳＥＬ１に対応するものである。

このようにすれば、回路部１００については、外部接続端子により設定された情報を用いて電荷蓄積部４００の種類を判別し、種類に応じた動作を行うことが可能になる。外部接続端子を用いる場合、当該端子にどのような情報が入力されるか、例えば、各端子にハイレベル（例えばＶＣＣ）が入力されるかローレベル（例えば後述するＶＳＳやグラウンド電圧）が入力されるかに応じて電荷蓄積部４００の種類を判別できる。そのため、仮に電荷蓄積部４００の電圧（電池電圧）が不揮発性メモリーを動作させることができない程度に低い電圧である場合にも、当該電圧値に関係なく電荷蓄積部４００の種類を判別できる。

これにより、不揮発性メモリーの情報が読み取れないような状況でも、例えば電荷蓄積部４００の過放電検出を行うこと等が可能になる。過放電となってしまった電荷蓄積部４００は使用不能となることから、電圧低下時には十分な余裕を持って放電を停止する必要がある。その際、放電停止の基準となる電圧値、すなわち過放電検出閾値は電池に応じて異なる。つまり外部接続端子を用いることで、電荷蓄積部４００の過放電検出を適切に実行すること等が可能になる。その他、電荷蓄積部４００の種類に応じた放電制御の詳細については後述する。

また、本実施形態では充電制御回路２１０については不揮発性メモリー２２０から読み出した情報で電荷蓄積部４００の種類を判別する。外部接続端子を用いる場合、不揮発性メモリーを動作させなくてもよいというメリットがある一方、端子及び当該端子を利用するための配線等のハードウェア的な構成を実装しなくてはならないという点が問題となる。回路部１００は電荷蓄積部４００により動作する以上、電池電圧ＶＣＣの大きさによらない信頼度の高い種類判別という観点から外部接続端子を用いていた。それに対して、充電制御回路２１０は電荷蓄積部４００への充電制御を行う回路である以上、充電用の電圧（ＶＩＮ）が供給されていることが前提となる。つまり、当該充電電圧ＶＩＮを利用すれば、不揮発性メモリー２２０を適切に動作させることが可能な以上、充電制御回路２１０の動作時には、不揮発性メモリー２２０が動作しないという状況を想定する必要性が低い。

つまり本実施形態では、電源の状況を考慮し、回路部１００と充電制御回路２１０とで電荷蓄積部４００の種類判別の手法を分けることで、信頼度と実装効率の両方を高めることを可能としている。

また、いずれの電荷蓄積部４００を用いるにせよ、放電系回路（回路部１００）の起動時に、電荷蓄積部４００の残量が十分でない場合（電池電圧ＶＣＣが所定値よりも低い場合）があり得る。その場合、回路部１００（狭義には回路部１００に含まれる制御回路１１０）が動作することができない。

正常な動作が開始されている後であれば、ＶＣＣの値を監視しつつ、適切な電圧変換（狭義には昇圧）を行うことで、制御回路１１０等に対して回路動作用の電圧を供給すればよい。なお、昇圧等の電圧変換自体は、特定の文献を例示するまでもない公知の事項である。しかし、起動時にはそもそも制御回路１１０が動作していないため、電荷蓄積部４００の電圧ＶＣＣを検出したり、電圧変換の倍率を決定する制御を行うことができず、結果として所望の動作を行えないおそれがある。

よって本出願人は、起動期間に確実に制御回路１１０等を動作できるような電圧変換処理を提案する。具体的には、本実施形態に係る回路装置は、図８（Ａ）を用いて後述するように、電荷蓄積部４００からの電源電圧（以下、電池電圧と記載）ＶＣＣの電圧変換を行い、変換電圧ＶＣ２を生成するＤＣ−ＤＣ変換回路１２０と、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０により生成された変換電圧ＶＣ２に基づいて動作する制御回路１１０を含む。そして、起動期間においては、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０は、電圧変換として所定倍率の昇圧を行って、変換電圧ＶＣ２を生成し、制御回路１１０は、所定倍率で昇圧された変換電圧ＶＣ２に基づいて動作する。一方、起動期間の経過後においては、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０は、電荷蓄積部４００からの電源電圧（電池電圧）ＶＣＣの検出結果に応じた電圧変換を行って、変換電圧ＶＣ２を生成する。

ここで起動期間とは、回路装置に含まれる回路部１００が起動する期間を表すものである。一例としては、回路装置に接続されていた充電用の電源が外されたタイミングや、回路装置に対して一次電池が接続されたタイミング等を基準に設定される期間であり、後述する図１５であれば、Ｄ４〜Ｄ２２等の期間である。

このようにすれば、回路部１００の起動期間には、電池電圧ＶＣＣに対してある程度の倍率（例えば２倍）で昇圧が行われるため、制御回路１１０を適切に動作させることができ、当該制御回路１１０の制御に従った動作を実行することが可能になる。なお、電池電圧ＶＣＣが過剰に低い場合には、２倍昇圧しても制御回路１１０を動作させられる電圧に達しない場合もあるが、そのような状況で制御回路１１０が動作しないことについては許容する。例えば、後述する図１３の構成であれば、変換電圧ＶＣ２に基づき生成される電圧ＶＤ１が、制御回路１１０の動作可能電圧（例えば１．２Ｖ）を超えているか否かをＶＤ１レベル検出回路１５３で判定しており、当該条件が満たされなければリセットが解除されないことになる。

また、起動期間の経過後には電池電圧ＶＣＣに応じた電圧変換を行うため、駆動対象（例えば後述する共振回路）を確実に動作させることや、変換効率等を考慮した電圧変換を実現することが可能である。なお、電圧変換の詳細については、図８（Ａ）等を用いて後述する。

また、回路装置に対して種々の電荷蓄積部４００を接続可能なように、回路装置に対して種々の駆動対象を接続する実施形態も考えられる。例えば、図１１を用いて後述するように、回路装置には共振ドライバーを設けておき、当該共振ドライバーにより駆動される共振回路３００（狭義にはＬＣ共振回路と２次側コイルから構成されるトランスを含む回路）を回路装置に接続することが考えられる。この場合、駆動対象は回路装置の外部の構成となるため、電荷蓄積部４００と同様に、回路装置を利用するユーザーによる自由な選択が可能なことが望ましい。

その際、駆動対象を駆動するための駆動用電源電圧は、当該駆動対象の種類が異なれば異なるものになる。そのため、例えば上記の起動期間の経過後、電池電圧ＶＣＣに応じた電圧変換を行う場合にも、単純にＶＣＣのみを参照するのではなく、駆動対象、駆動用電源電圧を考慮した制御が必要になる。そのようにしなければ、そもそも駆動用電源電圧を適切に生成できなかったり、駆動用電源電圧は生成できても電力の損失が大きく非効率的となるおそれがあるためである。

よって本実施形態に係る回路装置は、電池電圧ＶＣＣの電圧変換を行い、変換電圧ＶＣ２を生成するＤＣ−ＤＣ変換回路１２０と、変換電圧ＶＣ２に基づいて駆動用電源電圧ＶＤ２を生成するレギュレーター（図４の第２のレギュレーター１２７に対応）と、駆動用電源電圧ＶＤ２に基づいて駆動対象を駆動する駆動回路１４０を含む。そして、レギュレーターは、駆動対象に応じた、駆動用電源電圧ＶＤ２を駆動回路に供給し、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０は、駆動用電源電圧ＶＤ２に応じて、電圧変換における電圧変換倍率の切り替えポイントを変更する。

ここで電圧変換倍率の切り替えポイントとは、電圧変換倍率として複数の倍率が設定されている状況で、所与の倍率から他の倍率へ電圧変換倍率を切り替えるポイントを表し、具体的には当該切り替えが行われる電源電圧ＶＣＣの値であってもよい。また、本明細書では上記切り替えポイントを検出電圧とも表記する。

このようにすれば、回路装置の駆動回路１４０により駆動される駆動対象として、複数の駆動対象が想定される場合であっても、駆動用電源電圧に応じた適切な電圧変換倍率の制御が可能になるため、効率的且つ確実な駆動用電源電圧の生成等が可能になる。具体的な切り替えポイント変更については、図８（Ａ）〜図８（Ｄ）等を用いて後述する。

以下、本実施形態に係る回路装置の全体構成を説明し、その後、充電系回路２００（充電制御回路２１０）の詳細について説明する。また、回路部１００については、電池電圧ＶＣＣに基づく制御として、過放電検出と、電圧変換について詳細に説明する。さらに、図１５のタイミングチャートを用いて、起動期間における回路部１００の動作、特にＤＣ−ＤＣ変換回路１２０で行われる所定倍率での電圧変換についても詳細に説明する。最後に、駆動回路１４０として共振ドライバーを用いる場合や、本実施形態の手法を電子機器に適用する場合の具体例を説明する。

２．全体構成
図１に本実施形態に係る回路装置の概略的な構成例を示す。本実施形態の回路装置は、回路部（放電系回路）１００と、充電系回路２００を含む。また、図１のＴＶＣＣ，ＴＶＩＮ，ＴＧＮＤ，ＳＥＬ０，ＳＥＬ１は回路装置に設けられる外部接続端子（パッド）を表し、ＴＶＣＣは電荷蓄積部４００の電源電圧ＶＣＣが供給され、ＴＶＩＮは充電用の電源電圧ＶＩＮが供給され、ＴＧＮＤはグラウンドに接続される。

回路部１００は、パワーオンリセット回路１５０と、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０と、電池電圧レベル検出回路１９０と、過放電検出回路１３０を含む。ただし、回路部１００の構成は図１のものに限定されず、これらの一部の構成要素を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。また、変形実施が可能な点は、図１の充電系回路２００や、他の図面においても同様である。

充電系回路２００は、充電制御回路２１０と、不揮発性メモリー２２０を含む。上述したように、不揮発性メモリー２２０には回路装置に接続される電荷蓄積部４００の種類に関する情報（識別情報）が書き込まれており、充電制御回路２１０は、不揮発性メモリー２２０から読み出された情報に基づいて、電荷蓄積部４００の種類に応じた充電制御を行う。

また、上述したように、ＳＥＬ０，ＳＥＬ１は情報を設定するための外部接続端子であり、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０は、外部接続端子ＳＥＬ０，ＳＥＬ１によって設定された情報に基づく電荷蓄積部４００の種類の判定結果に基づいて、電荷蓄積部４００の種類に応じた電圧変換を行う。

本実施形態では、充電用の電源電圧（以下、充電電圧とも記載）ＶＩＮが供給されている場合、例えば回路装置を含む電子機器が充電器に接続されている場合には、充電系回路２００が動作し、回路部１００は非動作となることを想定している。例えば、充電電圧ＶＩＮが供給されている場合には、当該電圧に基づいて充電系回路２００が動作するとともに、充電制御回路２１０はスイッチＳＷをオンにして、端子ＴＶＣＣに接続される電荷蓄積部４００の充電を実行する。一方、充電電圧ＶＩＮが供給されていない場合には、充電系回路２００は非動作となり、回路部１００は、端子ＴＶＣＣから供給される電池電圧ＶＣＣに基づいて動作を行う。

外部接続端子ＳＥＬ０，ＳＥＬ１を用いた電荷蓄積部４００の種類判別手法について図２（Ａ）〜図２（Ｅ）を用いて説明する。ここでは、最大４種類の電荷蓄積部４００を接続することを想定している。そのため、ＳＥＬ０，ＳＥＬ１のそれぞれに対して、１（ハイレベル）又は０（ローレベル）を入力することで、２ビットの信号を入力し、当該２ビットのデータ内容を電荷蓄積部４００の種類に応じて変化させるものとする。具体的には、ＳＥＬ０及びＳＥＬ１からの信号をインターフェース１０により取得し、取得した信号をデコーダーＤＥＣに対して入力する。デコーダー２０では２つの信号の組み合わせに応じて、Ｂａｔ−Ａ〜Ｂａｔ−Ｄの４つの出力のうち、電荷蓄積部４００の種類に応じた適切な出力をオンにすればよい。

２ビット信号と電荷蓄積部４００の種類の対応関係の一例を示したものが図２（Ａ）である。ここでは、電荷蓄積部４００としてスーパーキャパシターを用いる場合に、ＳＥＬ０とＳＥＬ１の両方をローレベルに設定する。同様に、２．５Ｖの二次電池を用いる場合にＳＥＬ０をハイレベル、ＳＥＬ１をローレベルに設定し、４．２Ｖの二次電池を用いる場合にＳＥＬ０をローレベル、ＳＥＬ１をハイレベルに設定する。また、単６の一次電池を用いる場合には、ＳＥＬ０とＳＥＬ１の両方をハイレベルに設定する。

それぞれの場合の具体的な接続例が図２（Ｂ）〜図２（Ｅ）である。図２（Ｂ）〜図２（Ｅ）では、ハイレベルに設定する端子に対しては、端子ＴＶＣＣと同様に、電荷蓄積部４００を接続し、ローレベルに設定する端子はＧＮＤに接続している。そのため、スーパーキャパシターを用いる場合であれば、図２（Ｂ）に示したようにＳＥＬ０とＳＥＬ１の両方がＧＮＤに接続されるし、２．５Ｖの二次電池を用いるのであれば、図２（Ｃ）に示したようにＳＥＬ０は二次電池に、ＳＥＬ１はＧＮＤに接続される。図２（Ｄ）、図２（Ｅ）については説明を省略するが考え方は同様である。

以上では４種類の電荷蓄積部４００を想定したために、外部接続端子をＳＥＬ０とＳＥＬ１の２つとしたが、この点は種々の変形実施が可能である。外部接続端子をｎ個とすることで、ｎビットの信号を取得可能であるため、２^ｎ種類までの電荷蓄積部４００を判別可能となる。よって、利用が想定される電荷蓄積部４００の種類数に応じて、回路装置に設ける外部接続端子の数を変更してもよい。

図３に回路装置に設けられる外部接続端子の例を示す。なお、なお、ＴＶＣＣ，ＴＶＩＮ，ＳＥＬ０，ＳＥＬ１については図１と同様であるため説明を省略する。ＴＶＣ２はＤＣ−ＤＣ変換回路１２０での電圧変換処理後の電圧（変換電圧ＶＣ２）を出力する端子である。ＴＶＤ１は、ＶＣ２を第１のレギュレーター１２５によりレギュレートすることで生成された電圧（制御回路用電源電圧ＶＤ１）を出力する端子である。ＶＤ１は例えば１．５Ｖであり、制御回路（ロジック回路）１１０の動作に用いられる電圧である。ＴＶＤ２は、ＶＣ２を第２のレギュレーター１２７によりレギュレートすることで生成された電圧（駆動用電源電圧ＶＤ２）を出力する端子である。ＶＤ２は例えば１．８Ｖであり、駆動対象（共振回路）の動作に用いられる電圧である。

ＴＶＳＳはＶＣＣ或いはＶＩＮとは異なる基準電圧ＶＳＳを印加するための端子である。ＶＳＳに対応する基準電圧はグラウンド電圧（ＧＮＤ）であってもよく、その場合、図１の端子ＴＧＮＤと図３の端子ＴＶＳＳは同一のものとすればよい。

ＩＮＤ０は共振回路の出力（トランスの１次側出力）を受け取る端子であり、例えば共振振幅が所望の大きさとなっているかの判定等に用いられる。ＡＩＮはトランスの２次側出力を受け取る端子である。ＡＯＵＴは、ＡＩＮから受け取ったトランスの２次側出力に対して、何らかの処理を行った結果を出力する。例えば、ＡＩＮで受信した波形（所定振幅、所定周波数の正弦波）を用いて変調（例えばＡＳＫ）を行った結果をＡＯＵＴから出力する。

図４に本実施形態に係る回路装置の詳細な構成例を示す。回路部１００は、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０、過放電検出回路１３０、駆動回路（共振ドライバー）１４０、パワーオンリセット回路１５０、第２の発振回路１６０、第３の発振回路１７０、不揮発性メモリー１８０を含む。

過放電検出回路１３０は、電荷蓄積部４００の過放電検出を行う。過放電とは、電荷蓄積部４００の電荷が、過剰に放電されてしまった状態を表し、一般的に過放電となった電荷蓄積部４００は再使用ができなくなる。過放電検出回路１３０では、電荷蓄積部４００が過放電となる前に、低電圧となったことを検出する回路である。具体的には、電圧値の下限である過放電検出閾値Ｖｔｈを設定しておき、電池電圧ＶＣＣがＶｔｈを下回ったか否かを検出する。ここで過放電検出閾値Ｖｔｈを再使用が不能になる程度の低電圧よりも大きく設定しておけば、回路装置では電荷蓄積部４００が使用不能となる前にその放電を停止すること等が可能になる。

なお、以下本明細書では過放電検出回路１３０において「過放電が検出された」或いは「過放電状態となった」といった記述を行うが、それは、電池電圧ＶＣＣが、電荷蓄積部４００の破損可能性を十分抑止できる電圧の下限値（Ｖｔｈ）に近づいたことを表すものであり、電荷蓄積部４００が使用不能になるほどの放電状態になったことを表すものではない。

ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０は、電池電圧ＶＣＣに対して電圧変換を行い、所望の電圧を生成、出力する。ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０は、ＤＣ−ＤＣ変換部１２１と、第１のレギュレーター１２５と、第２のレギュレーター１２７と、発振回路１２３を含んでもよい。

ＤＣ−ＤＣ変換部１２１では、電池電圧ＶＣＣに対して電圧変換を行って変換電圧ＶＣ２を生成する。第１のレギュレーター１２５は、ＶＣ２をレギュレートして、制御回路１１０の動作等に用いられる電圧（制御回路用電源電圧）ＶＤ１を出力する。第２のレギュレーター１２７は、ＶＣ２をレギュレートして、駆動対象の駆動等に用いられる電圧（駆動用電源電圧）ＶＤ２を出力する。ＶＤ１及びＶＤ２を出力する必要があるため、ＶＣ２は少なくともＶＤ１とＶＤ２のいずれよりも高い電圧値となる必要がある。ＶＣＣからＶＣ２を生成する際には、電圧変換倍率情報に基づく電圧変換倍率を用いればよい。詳細については図８（Ａ）を用いて後述する。

発振回路１２３は主として回路部１００の起動期間で動作する発振回路であり、所定倍率での昇圧に用いられるクロックや、図１４を用いて後述するディレイのカウント用のクロックを供給する。発振回路１２３の動作の詳細については、図１３等を用いて後述する。

第２の発振回路１６０及び第３の発振回路１７０は、制御回路１１０の動作クロックを生成する発振回路である。第２の発振回路１６０は制御回路１１０の通常動作時に用いられる発振回路であり、クロックの周波数は例えば１３３．３ｋＨｚである。また、第３の発振回路１７０は制御回路１１０のスリープ動作時に用いられる発振回路であり、クロックの周波数は例えば３２ｋＨｚである。

不揮発性メモリー１８０は、回路部１００の動作時に用いられる種々の情報を記憶するメモリーである。不揮発性メモリー１８０は、例えば回路装置に接続される駆動対象に応じた駆動用電源電圧の値等を記憶してもよい。

パワーオンリセット回路１５０は、回路部１００のパワーオンリセットを実行する。具体的な処理シーケンスについては図１３等を用いて後述する。駆動回路１４０は、回路装置に接続される駆動対象を駆動する回路である。駆動回路１４０の詳細については、図１１を用いて後述する。

３．充電系回路
次に充電系回路２００の詳細、特に充電制御回路２１０の詳細について説明する。図５に充電制御回路２１０の構成例を示す。図５の例では、充電制御回路２１０は、抵抗値調整用の１２個のトランジスターＴｒ１〜Ｔｒ１２と、逆流防止用のトランジスターＴｒ１３と、充電のオン／オフを制御するスイッチとして機能するトランジスターＴｒ１４を含む。

上述したように、ＶＩＮは充電用の電源が接続され、ＶＣＣに電荷蓄積部４００が接続される。そのため、Ｔｒ１４がオンとなることでＴｒ１３がオンとなれば、ＶＩＮからＶＣＣに対して充電電流が流れ、電荷蓄積部４００の充電が行われることになる。

ここで、１２個のトランジスターＴｒ１〜Ｔｒ１２は、それぞれオン抵抗値の異なるトランジスターを用いる。具体的には、Ｔｒ１〜Ｔｒ１２は互いにサイズ（Ｗ／Ｌ）の異なるトランジスターを用いればよい。一例としては、Ｔｒ１のオン抵抗値を基準とした場合に、Ｔｒ２のオン抵抗値を１／２、Ｔｒ３のオン抵抗値を１／４といったように、Ｔｒｋ（ｋ＝１〜１２）のオン抵抗値をＴｒ１のオン抵抗値の１／２^ｋ−１にすればよい。これは、Ｔｒｋのｋが大きくなるほど、トランジスターのサイズを大きくすることで実現できる。

図５に示した構成において、１２個のトランジスターＴｒ１〜Ｔｒ１２のうち、いずれか１つをオンにして、その他の１１個をオフとするものとすれば、ＶＩＮとノードＡとの間の抵抗値を１２通りに変化させることが可能になる。ＶＩＮとノードＡとの間の抵抗値が変化すれば、当然電荷蓄積部４００に供給される電流値が変化するため、充電の速度（電池電圧ＶＣＣの変化量）を調整することが可能になる。

なお、１２個のトランジスターＴｒ１〜Ｔｒ１２はいずれか１つのみをオンとするものには限定されない。例えば、２以上のトランジスターを同時にオンにしてもよく、その場合、ＶＩＮとノードＡとの間の抵抗値は、オンとなったトランジスターのオン抵抗を並列接続した場合の抵抗値となる。この場合、各トランジスターをオンにするかオフにするかの２^１２通りの設定が可能であるため、ＶＩＮとノードＡとの間の抵抗値を１２ビットに対応する分解能で変更することができる。

本実施形態では、充電系回路２００の不揮発性メモリー２２０は、充電判定用の閾値電圧情報及び充電電流設定情報の少なくとも一方を記憶してもよい。そして、充電制御回路２１０は、電荷蓄積部４００の種類に応じて異なる閾値電圧情報、及び電荷蓄積部４００の種類に応じて異なる充電電流設定情報の少なくとも一方に基づいて充電制御を行う。

ここで、充電電流設定情報とは、例えば定電流充電において用いる電流値（定電流値Ｉ＿ＣＣ）、或いは定電圧充電の終了判定に用いる電流値（Ｉ＿ＥＮＤ）、或いはその両方を規定する情報である。また、閾値電圧情報とは、定電流充電と定電圧充電の切り替えを行う際の閾値電圧（ＣＶ＿ＶＯＬ）を規定する情報である。なお、図６（Ｂ）を用いて後述するように、本実施形態では充電の完了（定電圧充電の完了）を電流値Ｉ＿ＥＮＤを用いて判定しているが、定電流充電のみを行い定電圧充電を行わない場合等には、閾値電圧情報として充電完了の判定に用いる閾値電圧を記憶してもよい。なお、その場合の値は上記ＣＶ＿ＶＯＬと同様の値を用いればよい。

このようにすれば、不揮発性メモリー２２０に、充電において用いる電流或いは電圧、或いはその両方の情報を記憶しておくことができるため、当該情報を読み出すことで、適切な充電制御を実現することが可能である。そして上述したように、充電時には充電電圧ＶＩＮが供給されるため、不揮発性メモリー２２０から情報を読み出せないという状況を考慮する必要性は非常に低い。

定電流充電とは、一定の電流値が流れるような充電制御である。定電流充電では、理想的には電流値がＩ＿ＣＣに固定されるため、電池電圧ＶＣＣは、直線的な増加をすることになる。一方、定電圧充電とは電荷蓄積部４００の電圧値を一定に保つような（例えば自然放電による電圧低下を抑止するような）充電制御である。

つまり典型的には、不揮発性メモリー２２０は、充電電流設定情報として、定電流値設定情報を記憶し、充電制御回路２１０は、定電流充電において、定電流値設定情報により表される定電流値（Ｉ＿ＣＣ）を用いた充電制御を行う。そして、不揮発性メモリー２２０は、閾値電圧情報として、切り替え判定用閾値電圧ＣＶ＿ＶＯＬを記憶し、充電制御回路２１０は、充電中の電荷蓄積部４００の電圧（電池電圧ＶＣＣ）が切り替え判定用閾値電圧ＣＶ＿ＶＯＬ以下の場合に定電流充電を行い、電池電圧ＶＣＣが切り替え判定用閾値電圧ＣＶ＿ＶＯＬを超えた場合に、定電圧充電に切り替えればよい。

このようにすれば、まず定電流充電により電池電圧ＶＣＣを直線的に増加させて、満充電の状態に短時間で到達させ、さらに定電圧充電を行うことで適切な充電状態を維持することが可能になる。この場合の電池電圧ＶＣＣの時間変化、及び充電電流の時間変化を図６（Ａ）、図６（Ｂ）に示す。

図６（Ａ）がＶＣＣの時間変化であり、上述したように定電流充電においては一定の電流値Ｉ＿ＣＣが流れるため、ＶＣＣは直線的に増加する。そして、ＶＣＣが所定値（ＣＶ＿ＶＯＬ）を超えた場合に、充電制御回路２１０は、定電圧充電への切り替えを行う。定電圧充電では、理想的には図６（Ａ）に示したように、ＶＣＣは一定値に保たれることになる。

また、図６（Ｂ）は充電電流の時間変化を表す。上述したように定電流充電においては充電電流はＩ＿ＣＣに保たれる。一方、定電圧充電では、充電制御回路２１０は、充電電流の値を徐々に下げていき、ある程度まで（Ｉ＿ＥＮＤとなるまで）充電電流が下がったところで、充電動作を完了する。定電流充電の充電電流Ｉ＿ＣＣからいきなり充電電流を０とする（定電流充電のみを行う）場合に比べて、徐々に充電電流値を小さくしていくことになるため、安定した充電制御を実現することが可能である。なお、図６（Ｂ）では充電電流が直線的に低下する例を示したが、図７のフローチャート（特にＳ１０４〜Ｓ１０５）を参照すればわかるように、電流値の変化は図６（Ｂ）のようになるとは限らない。

以下、具体的な充電制御の流れを図７のフローチャートを用いて説明する。本実施形態の充電制御では、まず定電流充電で用いる電流値であるＩ＿ＣＣと、充電の完了を検出するための電流値Ｉ＿ＥＮＤの情報を設定する（Ｓ１０１）。これは、回路装置を使用するユーザーがＩ＿ＣＣ及びＩ＿ＥＮＤの値を不揮発性メモリー２２０に書き込んでおき、当該情報を読み出すことで実現できる。なお、Ｉ＿ＣＣやＩ＿ＥＮＤのような充電電流設定情報は、ユーザーが書き込むものに限定されず、回路装置の製造時に不揮発性メモリー２２０に書き込まれていた情報（初期値、既定値）を用いてもよい。また、図７には不図示であるが、Ｓ１０１ではＣＶ＿ＶＯＬのような閾値電圧情報の設定を合わせて行ってもよい。

そして、充電制御ではまず定電流充電を行う。充電電流として一定値Ｉ＿ＣＣを流し続けることが望まれるが、ＶＩＮは充電用電源電圧であるため一定値であることが期待される一方、電池電圧ＶＣＣは充電とともにその値が増加していく。つまり、電位差が充電とともに小さくなっていくため、定電流を流すためには電位差の変化に合わせて充電制御回路２１０内の抵抗値も変化させていく必要がある。

具体的には、上述した１２個のトランジスターＴｒ１〜Ｔｒ１２のいずれかをオンとすることで、所望の抵抗値を実現すればよい。電位差がＶＩＮ−ＶＣＣであり、流したい電流値がＩ＿ＣＣなのであるから、トランジスターのオン抵抗値により実現すべき抵抗値Ｔｒは、下式（１）により求めることができる。
Ｔｒ＝（ＶＩＮ−ＶＣＣ）／Ｉ＿ＣＣ・・・・・（１）

各トランジスターのオン抵抗値は回路装置の設計段階で既知となる情報であるため、１２個のトランジスターＴｒ１〜Ｔｒ１２のうち、上式（１）を満たす、或いは上式（１）で求められるＴｒに最も近いオン抵抗値のトランジスターを選択する（Ｓ１０２）。

Ｓ１０２で選択されたトランジスターをオンとすることで、充電電流としてＩ＿ＣＣに対応する電流が流れ、定電流充電が実行されることになる。充電制御回路２１０では、次に電池電圧ＶＣＣが、定電圧充電へと切り替える電圧に達しているか否かを判定する。具体的には、現在の電池電圧ＶＣＣが、閾値電圧情報として設定されたＣＶ＿ＶＯＬを超えているかを判定すればよい（Ｓ１０３）。

Ｓ１０３でＮｏの場合には、定電流充電を継続する。その際、電荷蓄積部４００の充電が進めばＶＣＣの値が大きくなることで、電位差（ＶＩＮ−ＶＣＣ）が小さくなるため、定電流Ｉ＿ＣＣを実現するために必要な抵抗値も変化する。よって、Ｓ１０３でＮｏの場合にはＳ１０２に戻り、適切なトランジスターの選択を再度行う。

Ｓ１０３でＹｅｓの場合には、定電圧充電に移行する。定電圧充電では、まず電池電圧ＶＣＣが所望の値を満たしているか、すなわちＶＣＣ＞ＣＶ＿ＶＯＬが満たされているかを判定する（Ｓ１０４）。当該条件はＳ１０３の時点では満たされているが、その後の自然放電等によっては満たされなくなる可能性もある。よって、Ｓ１０４でＮｏの場合には、ＶＣＣが所望の値となるまで、その状態での充電を継続する。具体的には、充電を継続しながら、所与の間隔でＳ１０４の判定を繰り返せばよい。

一方、Ｓ１０４でＹｅｓの場合には、電池電圧ＶＣＣは所望の条件を満たしていることになるため、充電の完了に向けて充電電流を絞っていく。具体的には、１２個のトランジスターＴｒ１〜Ｔｒ１２のうち、選択する（オンにする）トランジスターを、現在選択しているものより１つサイズが小さい（オン抵抗が大きい）ものに変更する（Ｓ１０５）。ここではＶＣＣを一定以上の水準に保とうとしている以上、電位差（ＶＩＮ−ＶＣＣ）は一定以下の水準に保たれることが期待される。よってオン抵抗を大きくすることで、流れる充電電流を小さくすることが可能である。

なお、ここでは選択するトランジスターを段階的に変更している。具体的には、オン抵抗値がＴｒ１＞Ｔｒ２＞Ｔｒ３＞・・・＞Ｔｒ１２である場合に、Ｔｒ４からＴｒ３、Ｔｒ３からＴｒ２といったように、隣り合うトランジスターへ切り替えていく。これは、オン抵抗値の変化幅を小さくすることで、充電電流の急激な変化が生じないようにするためである。よって、充電電流の変化が問題とならないケースであれば、Ｔｒ４からＴｒ２といったような、間を飛ばしたトランジスターの切り替えを行ってもよい。

そして、充電電流が充電完了を表す電流値Ｉ＿ＥＮＤを下回ったかを判定する（Ｓ１０６）。Ｓ１０６でＮｏの場合には、充電電流が十分下がっていないものとして、Ｓ１０４に戻って処理を継続する。その場合、Ｓ１０４の条件が満たされていれば、再度Ｓ１０５の処理を行うことで、トランジスターのオン抵抗値はさらに大きくなるため、充電電流の低下が期待できる。

一方、Ｓ１０６でＹｅｓの場合には、所望の条件が満たされたものとして、定電圧充電を完了して充電制御を終了する。

なお、ここでは充電電流の値と、Ｉ＿ＥＮＤを用いて終了判定を行ったがこれには限定されない。充電完了時には、図６（Ａ）からわかるようにＶＣＣはほぼ満充電時の電圧となっていることが期待されるため、その際の電位差（ＶＩＮ−ＶＣＣ）は既知といえる。よって、所望の充電電流Ｉ＿ＥＮＤとなるためには、回路の抵抗値は（ＶＩＮ−ＶＣＣ）／Ｉ＿ＥＮＤとなる。つまり、充電電流の値を直接監視せずとも、回路の抵抗値がどうなっているか、すなわち１２個のトランジスターＴｒ１〜Ｔｒ１２のうち、いずれが選択されているかを判定することで、充電完了判定を行ってもよい。例えば、Ｔｒｋのオン抵抗値を用いれば充電電流がＩ＿ＥＮＤとなることが期待されるという状況であれば、トランジスターがＴｒｋに切り替えられたか否かを、Ｓ１０６で判定すればよい。

なお、上述したように本実施形態では種々の電荷蓄積部４００の使用を想定している。その場合、全ての電荷蓄積部に対して同様の充電制御を行うことはできない。よって、不揮発性メモリー２２０は、電荷蓄積部４００の種類の識別情報を記憶し、充電制御回路２１０は、識別情報に基づいて、電荷蓄積部の種類に応じて異なる充電シーケンスで充電制御を行うとよい。

ここで、識別情報とは電荷蓄積部４００の種類を識別できるだけの情報であり、例えば４種類までの電荷蓄積部４００の識別を行うのであれば、２ビットのデータであってもよい。ただし、識別情報は電荷蓄積部４００の種類が識別できればよく、他の形式のデータであることは妨げられない。

電荷蓄積部４００の種類に応じて異なる充電シーケンスとは、具体的にはトランジスターの選択シーケンスである。図５では１２個のトランジスターを含む充電制御回路２１０を示したが、これより多い数のトランジスターを含み、そのうちの所与の数（例えば上述したように１２個）を選択して充電制御に用いてもよい。

極端な例としては、ｎ（例えば４）種類の電荷蓄積部４００を充電可能な回路装置であって、１つの電荷蓄積部の充電制御にｍ（例えば１２）個のトランジスターを用いる場合であれば、充電制御回路２１０はｎ×ｍ個のトランジスターを有してもよい。そして、充電制御回路２１０は、識別情報に基づいて、ｎ×ｍ個のトランジスターの中から、電荷蓄積部の種類に応じたｍ個のトランジスターを選択するシーケンスを実行してもよい。そして、図７のＳ１０２やＳ１０５でオンにされるトランジスターは、当該ｍ個のトランジスターのうちのいずれかとする。

電荷蓄積部４００の種類が異なれば、適切なＩ＿ＣＣやＩ＿ＥＮＤ、ＣＶ＿ＶＯＬが異なるし、Ｉ＿ＣＣからＩ＿ＥＮＤに移行させる際の電流値の傾きも異なってくる。上述したように、トランジスターの選択は、定電流値Ｉ＿ＣＣの実現や、定電圧充電における充電電流の制御に関係することから、充電制御に用いるｍ個のトランジスターの組を、電荷蓄積部の種類に応じて変更することで、当該電荷蓄積部に適した充電制御を実現可能となる。

例えば、電荷蓄積部４００の種類が決定されれば、ＶＣＣの変化する範囲を決定することができる。具体的には過放電状態を検出する下限電圧（過放電検出閾値）に近い値から、満充電時の電圧に近い値の範囲でＶＣＣが変化することになり、その値はそれぞれ電荷蓄積部の種類に応じて決まっている。そのため、電位差（ＶＩＮ−ＶＣＣ）の範囲も既知となり、さらに電荷蓄積部ごとに実現すべきＩ＿ＣＣも既知であるから、充電電流をＩ＿ＣＣとするために必要なオン抵抗値の範囲も既知となる。よって、電荷蓄積部４００の種類ごとに実現すべきオン抵抗値の範囲が決定されるため、例えば当該範囲を満たすようなオン抵抗値となるトランジスターの組を、上記ｍ個のトランジスターとして選択すればよい。

なお、充電制御回路２１０に含まれるトランジスターの総数の一例としてｎ×ｍ個（例えば４×１２＝４８）との説明を行ったが、これには限定されない。例えば、上述したように、電荷蓄積部４００の種類に応じてオン抵抗値の取るべき範囲が決定される場合に、第１の電荷蓄積部のオン抵抗値の範囲と、第２の電荷蓄積部のオン抵抗値の範囲が重複することも多い。その場合、当該重複範囲では、第１の電荷蓄積部用のトランジスターと第２の電荷蓄積部用のトランジスターを別途設けるのではなく、１つのトランジスターを共有することが可能である。

つまり、複数の電荷蓄積部４００において、用いるトランジスターの重複を許すものとすれば、充電制御回路２１０に含まれるトランジスターの総数はｎ×ｍよりも少なくてよい。

例えば、充電制御回路２１０に含まれるトランジスターの総数は１６個であってもよい。この場合、不揮発性メモリー２２０から読み出された識別情報に基づいて、１６個のトランジスターのうち、充電制御に用いる１２個のトランジスターを選択する処理を行えばよい。

４．電池電圧ＶＣＣに応じた制御
次に、電池電圧ＶＣＣのレベルを検出し、検出結果に基づいて実行される制御の詳細について説明する。具体的には、過放電検出と、電圧変換の２つの制御が行われる。

４．１ 過放電検出
まず、過放電検出について説明する。過放電検出は上述したように、電荷蓄積部４００が使用不能とならないように、低電圧となった際に電荷蓄積部４００の使用を停止するための検出制御である。どの程度で過放電となるかは電荷蓄積部４００の種類によるため、過放電検出は電池電圧ＶＣＣと、電荷蓄積部４００の種類に応じた制御となる。

つまり本実施形態では、回路部１００は、電荷蓄積部４００の放電状態を検出する放電検出回路を有し、放電検出回路は電荷蓄積部４００の種類に応じた放電検出を行う。具体的には、放電検出回路とは図１や図４に示した過放電検出回路１３０であり、放電検出回路は、電荷蓄積部４００の種類に応じた過放電検出を行うものであってもよい。

具体的な構成は種々考えられるが、放電検出回路は、電荷蓄積部４００の種類に応じて異なる過放電検出閾値を用いて放電検出（過放電検出）を行えばよい。具体的には、そのときの電池電圧ＶＣＣと、電荷蓄積部４００の種類によって決定される過放電検出閾値との比較処理を行えばよく、例えば図１３に示したようなコンパレーターを用いた構成が考えられる。この際、過放電検出閾値が電荷蓄積部４００の種類に応じて異なる。よって、過放電検出回路１３０は、電荷蓄積部４００の種類に応じた比較処理が可能なように構成される。例えば、コンパレーターの非反転入力端子に電池電圧ＶＣＣを抵抗分割して入力し、反転入力端子に参照電圧Ｖｒｅｆを入力する構成とした上で、抵抗分割比として、電荷蓄積部４００の種類数に対応する数だけの値をとりうるように構成する。さらに具体的には、過放電検出回路１３０は複数の電圧分割タップを有し、電荷蓄積部４００の種類に応じて、タップの選択を変更すればよい。

なお、所与の電荷蓄積部の過放電検出閾値と、他の電荷蓄積部の過放電検出閾値が同じ（或いは十分近い）値となることもある。例えば、図８（Ａ）を用いて後述するように一次電池（単６一次電池）の過放電検出閾値は、スーパーキャパシターと同じ０．８５Ｖである。このような場合、スーパーキャパシターと単６一次電池の両方で、共通の電圧分割タップを利用してもよい。

過放電検出閾値が３．０Ｖである４．２Ｖのリチウムイオン電池と、上記２．５Ｖのリチウムイオン電池、スーパーキャパシター、単６一次電池の４つを用いる例の場合、過放電検出回路１３０ではＶＣＣと３．０Ｖ、ＶＣＣと１．５Ｖ、ＶＣＣと０．８５Ｖの３通りの比較を行えればよく、一例としては３つのコンパレーターを含む回路とすればよい。

４．２ 倍率変換情報を用いた電圧変換
また、電池電圧ＶＣＣは、回路部１００に含まれる回路や、回路部に接続される外部回路等の動作に用いられる。しかし動作の電圧は、動作対象である回路に応じてその値が決まっている。例えば、制御回路（ロジック回路）１１０であれば１．５Ｖ、共振回路であれば１．８Ｖといった値となる。それに対して、ＶＣＣは電力の消費（電荷の放出）によりその値が減少していくものであるため、電荷蓄積部４００そのものは、規定の電圧値を一貫して供給するものではない。

そこで回路部１００は、電荷蓄積部４００からの電源電圧の電圧変換を行うＤＣ−ＤＣ変換回路１２０を有し、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０は、電池電圧ＶＣＣの電圧変換を行う。

具体的には、回路部１００は、回路装置の制御を行う制御回路１１０を含み、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０は、電圧変換により生成された第１のＤＣ電圧ＶＤ１（制御回路用電源電圧）を制御回路１１０に供給する。さらに具体的には、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０は、変換電圧ＶＣ２をレギュレートする第１のレギュレーター１２５を含み、制御回路１１０は、第１のレギュレーター１２５により調整された第１の電源電圧ＶＤ１に基づいて動作する。

この際、ＶＤ１を制御回路１１０の動作のための電圧値（上述の例であれば１．５Ｖ）とするためには、まずＶＣＣに対して電圧変換（昇圧或いは降圧）を行って変換電圧ＶＣ２を生成する際に、ＶＣ２≧１．５Ｖとなるような電圧変換を行う。一例としては、マージンを持たせてＶＣ２≧１．５５となるような電圧変換を行えばよく、この電圧変換は図１や図４のＤＣ−ＤＣ変換部１２１により行われる。上記条件が満たされていれば、第１のレギュレーター１２５により電圧値を１．５Ｖにレギュレート（調整）することが可能になる。

また、共振ドライバーに対しては一般的に制御回路１１０とは異なる電圧を供給する必要がある。具体的には、回路部１００は、共振回路の駆動制御を行う共振ドライバーを含み、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０は、電圧変換により生成された第２のＤＣ電圧ＶＤ２（駆動用電源電圧）を共振ドライバーに供給する。さらに具体的には、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０は、変換電圧ＶＣ２をレギュレートする第２のレギュレーター１２７を含み、共振ドライバーは、第２のレギュレーター１２７により調整された第２の電源電圧ＶＤ２に基づいて動作し、共振回路を駆動する。

この際、ＶＤ２を共振ドライバーの動作のための電圧値（上述の例であれば１．８Ｖ）とするためには、ＶＣ２≧１．８Ｖとなるような電圧変換を行う。一例としては、マージンを持たせてＶＣ２≧１．８５となるような電圧変換を行えばよく、この電圧変換は図１や図４のＤＣ−ＤＣ変換部１２１により行われる。

なお、この例では制御回路の動作電圧１．５Ｖは、共振ドライバーの動作電圧１．８Ｖよりも小さいため、ＶＣ２≧１．８５ＶとするようにＤＣ−ＤＣ変換部１２１で変換電圧ＶＣ２を生成しておけば、自然とＶＣ２≧１．５Ｖ（或いはマージンを持たせてＶＣ２≧１．５５Ｖ）を満たすことになる。

ただし、電池電圧ＶＣＣは電荷蓄積部の充電、或いは放電に伴いその値が変化する。そのため、例えばＶＣ２≧１．８５を満たし続けるためには、ＶＣＣからＶＣ２への電圧変換を適切に行う、具体的にはＶＣＣに対する電圧変換倍率を適切に設定する必要がある。

例えば、ＶＣＣが１．９Ｖや２．０Ｖといった値の場合、電圧変換倍率を１倍としておけばＶＣ２≧１．８５Ｖが満たされる。一方、ＶＣＣが１．５Ｖといった値となった場合、ＶＣＣに対して昇圧を行わなければＶＣ２≧１．８５Ｖが満たされないため、例えば電圧変換倍率を３／２倍とする。このようにすれば昇圧後の変換電圧ＶＣ２は１．５×３／２＝２．２５Ｖとなるため、ＶＣ２≧１．８５Ｖが満たされる。

さらに、スーパーキャパシター等は過放電検出閾値が低いため、ＶＣＣが１．０Ｖといった低い値でも動作する。その場合、３／２倍の昇圧でも不十分であるため、電圧変換倍率はさらに大きな値、例えば２倍等に設定する。このようにすれば昇圧後の変換電圧ＶＣ２は１．０×２＝２．０Ｖとなるため、ＶＣ２≧１．８５Ｖが満たされる。

以上からわかるように、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０は、電荷蓄積部４００からの電源電圧（電池電圧）ＶＣＣの検出結果に基づいて、電圧変換倍率を切り替える。具体的な切り替えの例が図８（Ａ）である。図８（Ａ）は共振ドライバーに対して１．８Ｖを供給する場合の例であり、電圧変換倍率を用いた変換電圧ＶＣ２は、少なくとも１．８５Ｖ以上となるように設定されている。

具体的には、図８（Ａ）のＢ４とＢ５の列を参照すればよい。Ｂ４の列は上下方向が電池電圧ＶＣＣの大きさを表し、Ｂ５の列は対応するＶＣＣに対して適用される電圧変換倍率の値を表す。ＶＣＣが２．７０Ｖ〜１．８５Ｖの範囲では、そのままでもＶＣ２≧１．８５Ｖが満たされるため、Ｂ５に示したように当該範囲での電圧変換倍率は１倍となる。なお、Ｂ６に示した５列はＢ４のＶＣＣに対して、Ｂ５の電圧変換倍率を適用した場合に生成される変換電圧ＶＣ２の大きさを表す。上記範囲では当然であるがＶＣ２＝ＶＣＣである。

一方、ＶＣＣが１．８０Ｖとなった場合、電圧変換倍率を１倍としてしまうとＢ６に示したようにＶＣ２＝１．８００Ｖとなり、ＶＣ２≧１．８５Ｖが満たされない。よって１．８０Ｖより低い範囲、図８（Ａ）の例では１．８０〜１．２５Ｖでは対応するＢ５の列に示したように、電圧変換倍率を３／２倍とする。この場合、変換電圧ＶＣ２は２．７００Ｖ〜１．８７５Ｖとなるため、ＶＣ２≧１．８５Ｖが満たされる。

また、ＶＣＣが１．２０Ｖとなった場合、電圧変換倍率を３／２倍としてしまうとＢ６に示したようにＶＣ２＝１．８０Ｖとなり、ＶＣ２≧１．８５Ｖが満たされない。よって、１．２０Ｖ以下の範囲、ここでは１．２０Ｖ〜０．９５Ｖでは、対応するＢ５の列に示したように、電圧変換倍率を２倍とする。この場合、変換電圧ＶＣ２は２．４００Ｖ〜１．９００Ｖとなるため、ＶＣ２≧１．８５Ｖが満たされる。

また、ＶＣＣが０．９０Ｖとなった場合、電圧変換倍率を２倍としてしまうとＢ６に示したようにＶＣ２＝１．８００Ｖとなり、ＶＣ２≧１．８５Ｖが満たされない。よって、０．９０Ｖ以下の範囲、ここでは０．９０Ｖ〜０．８５Ｖでは、対応するＢ５の列に示したように、電圧変換倍率を３倍とする。この場合、変換電圧ＶＣ２は２．７００Ｖ〜２．５５０Ｖとなるため、ＶＣ２≧１．８５Ｖが満たされる。

また、ここでは過放電検出閾値の最低値が０．８５Ｖである例を考えているため、ＶＣＣが０．８０Ｖ以下の状況での動作を考慮していない。図８（Ａ）に示したような、ＶＣＣに応じた電圧変換倍率を規定する情報を、本実施形態では電圧変換倍率情報と呼ぶ。

図８（Ａ）のような制御を実現するためには、電池電圧ＶＣＣのレベルを監視しておき、電圧変換倍率の切り替えポイント（上記例では１．８５Ｖ、１．２５Ｖ、０．９５Ｖ）を超えるか否かの判定を行えばよい。具体的には、回路部１００は、電池電圧ＶＣＣのレベルの検出を行う電池電圧レベル検出回路１９０を含んでもよい。なお、電池電圧ＶＣＣのレベルとは、電荷蓄積部４００の放電状態に対応するものであるから、本実施形態の電池電圧レベル検出回路１９０も広義には上記放電検出回路に含まれる。

仮に、図９（Ａ）のような回路を構成し各コンパレーターの出力（Ｏｕｔ１〜Ｏｕｔ４）を判定することができれば、電池電圧ＶＣＣのレベルを判定可能である。図９（Ａ）では４つのコンパレーターを用意し、マイナス端子には全て１．８５Ｖを入力し、プラス端子には上から２×ＶＣＣ、３／２×ＶＣＣ、１×ＶＣＣ、２／３×ＶＣＣを入力する。

４つの出力の組み合わせと電圧変換倍率の対応関係を図９（Ｂ）に示す。全てのコンパレーターの出力がハイレベルであれば、ＶＣＣを２／３倍に降圧しても１．８５Ｖ以上となることから、電圧変換倍率を２／３倍とすればよい。一方、上３つの出力がハイレベルであり、一番下がＬＯＷの場合、ＶＣＣを２／３倍に降圧しては１．８５Ｖに届かないが、１倍とすれば１．８５Ｖ以上となることがわかる。よって、電圧変換倍率を１倍とする。以下、同様であり、図９（Ｂ）に示したようにコンパレーターの出力の組を用いることで、ＶＣＣのレベルを検出し適切な電圧変換倍率を決定できる。

しかし、図９（Ａ）では２×ＶＣＣといった電圧を入力する必要があり、電池電圧レベル検出のために昇圧を行わなくてはならず、現実的な回路構成とは言えない。よって、電池電圧レベル検出回路１９０を図１０（Ａ）のように構成するとよい。図１０（Ａ）では、電池電圧ＶＣＣとグラウンドＧＮＤとの間に直列に５個の抵抗Ｒ_０〜Ｒ_４とスイッチとして機能するトランジスターＳＷ２が設けられている。ノードＥＮにイネーブル信号が入力された場合、トランジスターＳＷ２がオンとなるため、各抵抗の間のノードには、ＶＣＣがＲ_０〜Ｒ_４により分圧された電圧が出力される。この各ノードの出力を、それぞれコンパレーターのプラス端子に対する入力とすればよい。つまり、Ｖ_１２の電圧値を基準とした場合に、Ｖ_０１＝２／３×Ｖ_１２、Ｖ_２３＝３／２×Ｖ_１２、Ｖ_３４＝２×Ｖ_１２となるように、Ｒ_０〜Ｒ_４の抵抗値を設定すればよい。

図９（Ａ）と図１０（Ａ）を比較した場合、図９（Ａ）では下から２番目のコンパレーターの入力がＶＣＣであるのに対して、図１０（Ａ）のＶ_１２はＶ_１２＝ＶＣＣ×（Ｒ_０＋Ｒ_１）／（Ｒ_０＋Ｒ_１＋Ｒ_２＋Ｒ_３＋Ｒ_４）となりこの点で相違する。よって、図１０（Ａ）の構成により図９（Ａ）と同様の判定を行うには、マイナス端子に対する入力についても、ＶＤ２に基づく１．８５Ｖ等の電圧値に対して同様の比率（（Ｒ_０＋Ｒ_１）／（Ｒ_０＋Ｒ_１＋Ｒ_２＋Ｒ_３＋Ｒ_４））を乗じた電圧値を用いればよい。

具体的な電池電圧レベル検出回路１９０の回路構成を図１０（Ｂ）に示す。各コンパレーターＣＯ１〜ＣＯ４のマイナス端子には参照電圧Ｖｒｅｆが入力される。ここでの参照電圧Ｖｒｅｆは上記条件を満たすような電圧とすればよい。

以上で説明したように、図１０（Ｂ）の電池電圧レベル検出回路１９０を用いることで、ＶＣＣと切り替えポイント（検出電圧）との比較を実現することが可能になり、図８（Ａ）に示した倍率変換を行うことができる。なお、本実施形態では、もともとある程度のマージンを設定して処理を行っていることから、各抵抗値は上記条件を厳密に満たす必要はなく、ある程度幅を持たせた設計が可能である。

以上の制御は、言い換えれば、電圧変換倍率として第１の倍率α１と、第１の倍率α１よりも大きい第２の倍率α２が設定され、電池電圧ＶＣＣとし、駆動用電源電圧に基づいて設定される切り替えポイントに対応する電圧をＶＰとし、ＶＣＣが、ＶＣＣ×α１≧ＶＰを満たす状態から、ＶＣＣ×α１＜ＶＰ且つＶＣＣ×α２≧ＶＰを満たす状態へ変化した場合に、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０は、電圧変換倍率を第１の倍率α１から第２の倍率α２へ切り替える制御となる。よって、電池電圧ＶＣＣが低下していく状況では、それまでの電圧変換倍率では不十分であると判定された場合に、より大きい電圧変換倍率への変更が実行される。なお、駆動用電源電圧ＶＤ２が１．８Ｖの場合、切り替えポイントの電圧ＶＰは例えば上述したように１．８５Ｖ、１．２５Ｖ、０．９５Ｖ等である。

また、上記制御は、第１の検出電圧（切り替えポイント）を下限境界電圧とする検出電圧範囲を第１の検出電圧範囲とし、第１の検出電圧を上限境界電圧とする検出電圧範囲を第２の検出電圧範囲とした場合に、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０は、電圧検出回路（放電検出回路、電池電圧レベル検出回路１９０）で検出された電源電圧（電池電圧ＶＣＣ）が第１の検出電圧範囲にある場合には、電圧変換倍率を第１の倍率に設定し、電源電圧が第２の検出電圧範囲にある場合には、電圧変換倍率を第２の倍率に設定する制御である、と言うことも可能である。

以上の説明では、１．８０Ｖ（及びマージンを持たせた１．８５Ｖ）という具体的な電圧値を用いた。しかしこの値は、共振ドライバーの駆動対象である共振回路がそのような電圧で動作することから決定された値である。つまり、上述したように駆動回路（共振ドライバー）の駆動対象（共振回路）として複数の種類の駆動対象を考慮する必要がある場合、電圧変換は駆動対象に応じた制御、より正確には駆動対象を駆動するための駆動電源電圧に応じた制御としなくてはならない。

つまり本実施形態では、第１のトランスを有する第１の共振回路を駆動する場合は、レギュレーター（第２のレギュレーター１２７）は、第１の駆動用電源電圧を共振ドライバーに供給し、共振ドライバーは、第１の駆動用電源電圧が供給されて第１の共振回路を駆動する。一方、第２のトランスを有する第２の共振回路を駆動する場合は、レギュレーター（第２のレギュレーター１２７）は、第１の駆動用電源電圧とは異なる第２の駆動用電源電圧を共振ドライバーに供給し、共振ドライバーは、第２の駆動用電源電圧が供給されて第２の共振回路を駆動する。

このようにすれば、駆動用電源電圧に応じた制御が可能になるため、種々の駆動対象（共振回路）が回路装置に接続される場合であっても、接続対象に応じた適切な電圧変換を実行することが可能になる。

ここで共振回路３００は、例えば図１１に示した構成であってもよい。共振回路３００は並列のＬＣ共振回路（ＬＣ発振回路）であり、当該ＬＣ共振回路のインダクターＬ１（コイル）は、トランスの１次側コイルである。上述したように、ＬＣ共振回路に対しては駆動用電源電圧ＶＤ２が供給される。また、ＬＣ共振回路の出力（トランスの１次側出力）は端子ＩＮＤ０から回路装置に戻される。また、トランスの２次側コイルＬ２の出力は端子ＡＩＮから回路装置に戻される。なお、ＡＩＮからの信号は種々の利用が可能である。具体例については図１７を用いて後述する。

図１１のように共振回路３００がトランスを含み、当該トランスの２次側出力を利用することが想定される場合、例えば２次側出力の電圧値を規定値とする必要性が生じることがある。具体的には、ＡＩＮに戻される正弦波を９．０Ｖを中心とした電圧としなくてはならないといった状況があり得る。

その場合、２次側出力を９．０Ｖにするための１次側の入力電圧（すなわち駆動用電源電圧ＶＤ２）を何Ｖにするかは、トランスの構成によって変化する。例えば、第１のトランスと第２のトランスは、一次側と二次側の巻き線比（広義にはトランスの変倍率）が異なるものであり、その結果、駆動用電源電圧ＶＤ２が異なるものとなる。

例えば、巻き線比が５である、すなわち２次側の電圧が１次側の５倍となる場合、１次側の電圧は９．０Ｖの１／５倍である１．８０Ｖとすればよい。また、巻き線比が６であれば、１次側の電圧が１．５０Ｖあれば、２次側の電圧を９．０Ｖとすることが可能である。

なおこの場合、共振ドライバーは、第１の共振回路を駆動する場合には、周波数が第１の周波数で、振幅が第１の駆動用電源電圧に対応する第１の振幅である駆動信号で駆動し、第２の共振回路を駆動する場合には、周波数が前記第１の周波数で、振幅が第２の駆動用電源電圧に対応する第２の振幅である前記駆動信号で駆動することになる。

すなわち、共振回路を駆動する駆動用電源電圧ＶＤ２がトランスによって異なる以上、ＬＣ共振回路の出力である正弦波（ＩＮＤ０に対する入力）の振幅値は異なるものになるが、周波数は共通の周波数を用いることが可能である。例えば、複数のトランスで、巻き線比は異なるが１次側のＬＣ共振回路を共通とする（２次側のコイルを変更する）実施形態であれば、共振周波数が変化しない以上、正弦波の周波数は共通となる。

なお、共振回路３００の出力である正弦波の振幅は、例えば図１２に示した状態となるように制御すればよい。上述したように、正弦波の中心が駆動用電源電圧ＶＤ２となるが、正弦波の電圧が最も下がった状態で、値がＶＳＳ（狭義にはグラウンド）に等しくなった場合に、十分な振幅に達したと判定する。言い換えれば、共振ドライバーによる共振回路の駆動は、図１２の状態が満たされるように制御されることになる。図１２の状態が満たされる場合、正弦波の振幅は２×（ＶＤ２−ＶＳＳ）となり、ＶＳＳが一定値であるとすれば、当該振幅値はＶＤ２に依存することになる。

そして、駆動用電源電圧ＶＤ２が駆動対象によって異なるのであれば、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０における電圧変換の制御も変化する。なぜなら、駆動用電源電圧ＶＤ２が１．５０Ｖである場合、変換電圧ＶＣ２は多少のマージンを持たせたとしても、例えばＶＣ２≧１．５５Ｖを満たせばよい。そのような場合に、ＶＣ２≧１．８５Ｖを満たさなくてはならないという条件で回路を動作させてしまうと、不必要に変換電圧ＶＣ２を大きくしてしまうおそれがある。つまり、駆動用電源電圧ＶＤ２が１．５０Ｖの場合、第２のレギュレーター１２７でのレギュレートにより、最終的な出力は１．５０Ｖに調整するにもかかわらず、ＶＣ２がそれに対して過剰に大きくなり、電力変換におけるロスにつながる。

そもそも、ＶＤ２が１．８０Ｖである場合に、ＶＣ２≧１．８５Ｖを満たすことだけを考えるのであれば、想定される最も大きい電圧変換倍率（図８（Ａ）の例では３倍）を常に使い続ければよい。それをせずに、図８（Ａ）等を用いて上述したような、複数の切り替えポイント（検出電圧）を用いた細かい電圧変換倍率を行っているのも、電力変換のロスを抑えるためのものである。

具体的には、駆動用電源電圧ＶＤ２が１．５０Ｖであれば、変換電圧ＶＣ２がＶＣ２≧１．５５Ｖを満たし、且つ１．５５Ｖに対して過剰に大きくならないような電圧変換倍率を設定するとよい。そのためには、１．８５Ｖを基準として設定していた検出電圧（上記例では１．８５Ｖ、１．２５Ｖ、０．９５Ｖ）を、１．５５Ｖを基準としたものに変更すればよい。

具体例を図８（Ｄ）に示す。図８（Ｄ）は図８（Ａ）と同様の図であり、上下方向がＶＣＣの変化を表し、ＶＣＣに対応する電圧変換倍率と、各電圧倍率を用いた場合の変換電圧ＶＣ２の大きさを表す。この場合、１倍から３／２倍に切り替える切り替えポイントが１．５５Ｖとなり、３／２倍から２倍へと切り替える切り替えポイントが１．０５Ｖとなる。また、変換電圧ＶＣ２が小さくてもよいため、０．８５Ｖ以上の範囲では電圧変換倍率を３倍とする必要はない。一方、２．３５Ｖ以上では１倍でもＶＣ２が過剰に大きくなってしまう、言い換えればより小さい電圧変換倍率でもＶＣ２≧１．５５Ｖを満たしうるため、２．３５Ｖを切り替えポイントとして、電圧変換倍率を１倍から２／３倍（降圧）に切り替えている。

図８（Ｂ）は駆動用電源電圧ＶＤ２が１．７０Ｖである場合、図８（Ｃ）は駆動用電源電圧ＶＤ２が１．６０Ｖである場合の例である。考え方は図８（Ａ）、図８（Ｄ）と同様であるため詳細な説明は省略するが、図８（Ｂ）では切り替えポイントが１．７５Ｖを基準として設定され、図８（Ｃ）では切り替えポイントが１．６５Ｖを基準として設定されるため、図８（Ａ）や図８（Ｄ）とは倍率変換情報が異なるものとなっている。

以上で説明したように、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０において適切な電圧変換を行うためには、駆動用電源電圧ＶＤ２としてどのような電圧を用いればよいかという情報が必要となる。本実施形態では、回路装置は（狭義には回路部１００は）不揮発性メモリー１８０を有し、不揮発性メモリー１８０の情報に基づいて、駆動用電源電圧ＶＤ２が設定されてもよい。

ここで、駆動用電源電圧ＶＤ２の情報は電荷蓄積部４００の電池電圧ＶＣＣを用いた動作で利用されることを考慮すれば、ここでの不揮発性メモリーは充電系回路２００に含まれる不揮発性メモリー２２０とは異なるメモリーであってもよい。具体的には、ここでの不揮発性メモリーは、図４に示した回路部１００の不揮発性メモリー１８０であってもよい。なお、不揮発性メモリー１８０の情報とは、駆動用電源電圧ＶＤ２の値そのものの情報であってもよく、その場合、例えば駆動対象を接続するユーザーが、当該駆動対象を駆動するための電圧値を不揮発性メモリー１８０に書き込めばよい。

不揮発性メモリー１８０の情報はこれに限定されず、駆動対象の種類と、種類ごとの駆動用電源電圧ＶＤ２の値の組み合わせであってもよい。その場合、例えば駆動対象を接続するユーザーは接続が想定される複数の駆動対象について、駆動用電源電圧ＶＤ２の値を入力するとともに、実際に接続する駆動対象の種類を識別する情報を不揮発性メモリー１８０に書き込めばよい。この場合、制御回路１１０において識別情報から駆動対象を特定し、特定された駆動対象に対応する駆動用電源電圧ＶＤ２の値をＤＣ−ＤＣ変換回路１２０に対して送信すればよい。

なお、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０において電圧変換を行う状況下では、電池電圧ＶＣＣ、或いは変換電圧ＶＣ２はある程度の大きさを有していることが想定される。つまり、駆動用電源電圧ＶＤ２の設定値を読み取る段階では、不揮発性メモリー１８０を動作させられないという可能性は低い。そのため、電荷蓄積部４００の種類の設定の場合とは異なり、駆動用電源電圧ＶＤ２の情報は不揮発性メモリー１８０を用いて設定しても大きな問題とならない。

また、以上では電池電圧ＶＣＣの変化に応じた電圧変換倍率の変更、或いは駆動用電源電圧ＶＤ２に応じた電圧変換倍率の変更について説明したが、電圧変換倍率の制御はこれに限定されない。

ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０は、電荷蓄積部４００の種類に応じた電圧変換を行うことも必要となる。なぜなら、電荷蓄積部４００の種類が異なれば、電池電圧ＶＣＣの最大値（例えば満充電時の電圧）も、最小値（例えば過放電検出閾値）も異なるためである。

この点を説明するのが図８（Ａ）のＢ１〜Ｂ３の列である。Ｂ１が単６一次電池、Ｂ２が２．５Ｖのリチウムイオン電池、Ｂ３がスーパーキャパシターに対応する。上述したように、駆動用電源電圧ＶＤ２が１．８０Ｖであれば、切り替えポイントは１．８０Ｖ、１．２５Ｖ、０．９５Ｖとなり、当該電圧を境界として電圧変換倍率の変更を行う。

しかし、各電荷蓄積部は上述したようにＶＣＣの変化できる範囲が限定されていることから、上記切り替えポイントの全てを対象とする制御を行うとは限らない。例えば、Ｂ１に示したように単６一次電池であればＶＣＣは１．８０Ｖ〜０．８５Ｖの範囲での変化を考慮すればよいため、実際には１．２５Ｖと０．９５Ｖでの切り替えを行えばよく、使用される電圧変換倍率も３／２倍、２倍、３倍の３通りである。

また、Ｂ２に示したように２．５Ｖのリチウムイオン電池であればＶＣＣは２．５０Ｖ〜１．５０Ｖの範囲での変化を考慮すればよいため、実際には１．８５Ｖでの切り替えを行えばよく、使用される電圧変換倍率も１倍と３／２倍の２通りである。同様に、スーパーキャパシターであればＶＣＣは２．７０Ｖ〜０．８５Ｖの範囲での変化を考慮するため、１．８５Ｖと１．２５Ｖと０．９５Ｖでの切り替えを行うことになり、使用される電圧変換倍率は１倍、３／２倍、２倍、３倍の４通りである。

以上の点は駆動用電源電圧ＶＤ２が異なる場合でも同様であり、図８（Ｂ）〜図８（Ｄ）に示したように、電荷蓄積部４００の種類に応じて実際に使用する切り替えポイント、電圧変換倍率を異ならせる必要がある。

以上の制御を実現するには、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０は、電荷蓄積部４００の種類に応じて異なる電圧変換倍率情報を用いて電圧変換を行えばよい。具体的には、駆動用電源電圧ＶＤ２が１．８０Ｖである場合、図８（Ａ）の全体ではなく、電荷蓄積部４００の種類に応じた範囲の行だけ利用することになる。例えば単６一次電池であればＶＣＣが１．８Ｖ〜０．８５Ｖの範囲の情報を用いればよいし、２．５Ｖのリチウムイオン電池であれば、２．５０Ｖ〜１．５０Ｖの範囲の情報を用いればよい。

５．回路部の起動期間等のタイミングチャート
次に、回路部１００の起動期間における信号の時間変化を、図１３〜図１５を用いて説明する。

図１３に回路装置の詳細な構成例を示す。なお、図１３は起動期間等におけるタイミングチャートに関係する構成を記載したものであり、回路装置の一部の構成は省略されている。また、図１３に示したように回路装置は充電制御回路２１０と、パワーオンリセット回路１５０と、過放電検出回路１３０と、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０と、第２の発振回路１６０と、第３の発振回路１７０と、制御回路１１０と、ディレイ回路Ｄｅと、フリップフロップＦＦを含む。図４等を用いて上述した構成については適宜説明を省略する。

まず充電制御回路２１０は、トランジスターＴｒを有し、Ｔｒは充電時はオンになり、非充電時はオフとなる。つまり、ノードＮ１での信号は、充電時にはハイレベルとなり、充電器が取り外されたら徐々に電圧値が下がりローレベルに変化する。

また、パワーオンリセット回路１５０はＮＡＮＤ回路ＮＡ１を含む。ＮＡ１にはＮ１の信号を反転させた信号と、リセット回路１５１の出力の２つの信号が入力される。そのため、ＮＡ１に対する入力（Ｎ２，Ｎ３）が全てハイレベルの時にＮＡ１の出力がローレベルとなり、当該出力が反転されることでノードＮ４，Ｎ５がハイレベルとなって、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０のリセットが解除される。

よって、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０が動作を開始する条件は、Ｎ２がハイレベルであること、及びＮ３がハイレベルであることとなる。Ｎ２がハイレベルとなるのはＮ１がローレベルとなる場合であるため、充電器が取り外されることが１つの条件である。一方、Ｎ３は電池の付け替えを考慮した回路であり、電池が取り付けられた場合にハイレベルとなる。つまり回路部１００の動作開始時にＮ５がハイレベルとなり、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０が動作を開始する。

ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０の動作開始時には制御回路１１０は動作していないため、ＡＮＤ回路ＡＮの出力がハイレベルとなり、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０に含まれる発振回路１２３が動作を開始する。発振回路１２３は動作周波数が例えば３２ｋＨｚのＣＲ発振回路である。

また、制御回路１１０が動作していないことから、第２の発振回路１６０や第３の発振回路１７０からのクロック信号も入力されておらず、セレクターＳＥでは発振回路１２３からのクロック信号を選択して昇圧調整回路１２９に入力する。ここでは図面を簡略化したが、昇圧調整回路１２９とは、実際にはＤＣ−ＤＣ変換部１２１と、第１のレギュレーター１２５と、第２のレギュレーター１２７により実現される回路である。

ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０は、パワーオンリセット回路１５０からの第１のパワーオンリセット信号がアクティブになった場合に、所定倍率の昇圧を行って、変換電圧ＶＣ２を生成する。ここで、第１のパワーオンリセット信号とは、ノードＮ５に入力される信号であり、第１のパワーオンリセット信号がアクティブになった場合とは具体的にはノードＮ５がハイレベルとなった状態を表す。図１３からわかるように、第１のパワーオンリセット信号とは、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０のリセットを解除するための信号である。具体的には上述したように、パワーオンリセット回路１５０は、充電制御回路２１０の充電動作がオフとなったことを条件に、第１のパワーオンリセット信号をアクティブにする。

ここで、昇圧には上記発振回路１２３を用いればよい。具体的には、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０は、上述したように電荷蓄積部４００からの電源電圧ＶＣＣに基づいて発振動作を行う発振回路１２３を有し、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０は、発振回路１２３により生成された発振クロック信号を昇圧クロック信号として、所定倍率の昇圧を行って、変換電圧ＶＣ２を生成する。例えば、図１３には不図示だが、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０は、４つの端子を有し、２つの端子の間に１つのキャパシターを接続することで、２つのチャージポンプ用のキャパシターが接続される構成であってもよい。

これにより、ＶＣ２としてＶＣＣを２倍昇圧した電圧が生成されるとともに、第１のレギュレーター１２５を用いて制御回路１１０の動作用電圧ＶＤ１が生成される。ＶＤ１が生成されたら、それを用いて制御回路１１０を動作させればよいが、この段階ではＶＤ１が制御回路１１０の動作を可能にするだけの電圧レベルであるかが保証されていない。

よって本実施形態では、パワーオンリセット回路１５０は、所定倍率の昇圧による変換電圧ＶＣ２により生成された制御回路用電源電圧ＶＤ１の電圧レベルを検出し、制御回路用電源電圧ＶＤ１が所与の閾値電圧を越えたことを条件に、制御回路１１０への第２のパワーオンリセット信号をアクティブにする。

ここで述べているように、第２のパワーオンリセット信号は制御回路１１０のリセットを解除するための信号である。よって、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０のリセット解除に用いられる第１のパワーオンリセット信号とは異なる信号となる。

具体的には、図１３に示したように、パワーオンリセット回路１５０は、ＶＤ１レベル検出回路１５３を含んでもよい。ＶＤ１レベル検出回路１５３は、変換電圧ＶＣ２により動作し、現在の制御回路用電源電圧ＶＤ２と、所与の閾値電圧の比較処理を行う。そして、ＶＤ１が上記所与の閾値電圧を超えた場合に、ノードＮ６がハイレベルとなる。ＮＡＮＤ回路ＮＡ２の入力は、Ｎ４に出力される信号と、ＶＤ１レベル検出回路１５３の出力の２つであるため、ＮＡ２の出力は、ＶＤ１が上記所与の閾値電圧を超え、且つ充電が再開されていない場合にローレベルとなり、ノードＮ７がハイレベルとなる。なお、ここでの閾値電圧は、制御回路１１０の正常動作時の電圧（例えば１．５Ｖ）でもよいが、制御回路１１０が動作可能であればそれよりも低い電圧であってもよく、例えば１．２Ｖといった値でもよい。

なお、発振回路１２３は、電池電圧ＶＣＣの昇圧前にも動作する（具体的には電源電圧ＶＣＣで動作する）必要があることからもわかるように、ＶＤ２の閾値電圧（１．２Ｖ）よりも低い電圧で発振可能な回路である。そのようにしなければ、もしＶＣＣが低い場合、例えば過放電検出閾値よりは大きいが１．２Ｖ未満である場合に、そもそも昇圧自体が行えなくなってしまうため、回路装置の動作を開始できなくなってしまう。

ノードＮ７の信号をそのまま第２のパワーオンリセット信号としてもよいが、それでは問題が生じる場合があり得る。なぜなら、充電器が外された後も、充電用の電源ＶＩＮに起因する電荷が回路装置内に残留する可能性があるためである。例えば、ノードＮ１の信号は、理想的には充電器が外されたタイミングで瞬間的にローレベル（グラウンド、ＶＳＳ）に下がることが期待される。しかし実際には、図１４に示したようにＶＩＮからＧＮＤへある程度の時間をかけて変化していくことになる。図１４のＣ１で示した期間にみられる電圧は、上述したＶＩＮに起因する電荷によるものである。

本実施形態では、回路部１００（特に制御回路１１０）は、電荷蓄積部４００からの電圧により動作し、充電用の電源電圧ＶＩＮでの動作を想定していない。よって、Ｃ１に示した期間に制御回路１１０が動作してしまうと、予期せぬ不具合が生じるおそれがある。仮に、Ｎ１がローレベルであると判定される閾値電圧をＣ２とすれば、Ｃ２に対応するタイミングＣ３を起点として第１のパワーオンリセット信号が出力される。そのため、上述した発振回路１２３の動作、ＶＣＣを定倍昇圧することによるＶＣ２の生成、ＶＣ２をレギュレートすることによるＶＤ２の生成が行われ、ノードＮ７がハイレベルになり、Ｃ４に示した期間内に、制御回路１１０のリセットが解除されてしまう。

本実施形態ではこの点も考慮し、ノードＮ７がハイレベルになっても即座に制御回路１１０のリセットを解除するのではなく、ある程度のディレイをかける。具体的には、ＶＩＮに起因する電荷による影響が少なくなる程度、すなわちノードＮ１の電圧が十分小さくなる程度の期間のディレイをかければよく、一例としてはＣ４の期間が経過する程度のディレイとなる。

つまり、パワーオンリセット回路１５０は、制御回路用電源電圧ＶＤ１の電圧レベルが所与の閾値電圧を越えてから、所与のディレイ期間経過後に、上記第２のパワーオンリセット信号をアクティブにする。このようにすることで、制御回路１１０において予期せぬ不具合が発生する可能性を抑止できる。

なお、ディレイのカウント手法は種々考えられるが、図１３ではＤＣ−ＤＣ変換回路１２０の発振回路１２３の出力をディレイ回路Ｄｅに入力している。すなわち、パワーオンリセット回路１５０は、発振回路１２３により生成された発振クロック信号に基づいて、所与のディレイ期間をカウントしてもよい。例えば、発振回路１２３のクロック信号のｔクロック分（ｔは正の整数）をディレイ期間としてカウントすればよい。

また、電荷蓄積部４００は過放電検出閾値を下回っていても、動作自体は可能な場合があり、結果として、上述してきたパワーオンリセット動作が実行されてしまうことがある。そのような小さい電圧で回路部１００を動作させることは好ましくないため、第２のパワーオンリセット信号により制御回路１１０のリセットを解除する際には、過放電検出も併せて行うとよい。

つまり本実施形態の回路装置は、上述したように過放電検出回路１３０を含み、パワーオンリセット回路１５０は、過放電検出回路１３０において過放電状態が非検出であることを条件に、制御回路１１０への第２のパワーオンリセット信号をアクティブにする。具体的な回路構成は種々考えられるが、例えば図１３に示したように、過放電検出回路１３０において過放電状態が非検出である場合に、フリップフロップＦＦのリセットを解除すればよい。ディレイ回路Ｄｅの出力がフリップフロップＦＦに入力されるため、結果として、ＶＤ１レベルが閾値電圧（１．２Ｖ）より高く、且つ過放電状態が非検出である場合に、第２のパワーオンリセット信号がアクティブとなる。これにより、適切に制御回路１１０の動作を開始することが可能になる。

以上の処理を説明するタイミングチャートが図１５である。まず回路装置が充電器に接続されると、ＶＩＮがハイレベルになる（Ｄ１）。これにより充電制御回路２１０がオンになり（Ｄ２）、充電が開始される。Ｄ３に電池電圧ＶＣＣ、充電電流の変化を示しているが、詳細については図６（Ａ）、図６（Ｂ）を用いて上述したので詳細な説明は省略する。

そして、充電器が外されるとＶＩＮがローレベルに落ち（Ｄ４）、上述したようにノードＮ４，Ｎ５がハイレベルとなる、すなわち第１のパワーオンリセット信号がアクティブとなる。これにより、発振回路１２３が発振を開始し（Ｄ５）、発振回路１２３のクロック信号をチャージクロック信号として、ＶＣＣの所定倍率での昇圧が行われ、変換電圧ＶＣ２が生成される（Ｄ６）。

変換電圧ＶＣ２が生成されたら、第１のレギュレーター１２５のレギュレートにより制御回路用電源電圧ＶＤ１を生成し（Ｄ７）、第２のレギュレーター１２７のレギュレートにより駆動用電源電圧ＶＤ２を生成する（Ｄ８）。また、このタイミングに合わせて、発振回路１２３のイネーブル信号（Ｄ９）、電池電圧レベル検出回路１９０のイネーブル信号（Ｄ１０）、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０に対する制御信号（Ｄ１１）も動作を開始する。

なお、発振回路１２３のイネーブル信号は、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０の発振回路１２３の動作を停止する際に用いられる信号であり、上述してきたように、このイネーブル信号がローレベルの状態でも発振回路１２３は動作を開始している。また、電池電圧レベル検出回路１９０のイネーブル信号は、図１０（Ｂ）の端子ＥＮに対する入力である。また、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０に対する制御信号は、例えば電圧変換倍率の変更指示等に用いられる信号である。

そして、制御回路用電源電圧ＶＤ１が閾値電圧を超えた後、図１５の例では発振回路１２３の２クロック目の立ち上がりのタイミングまでディレイがかけられ、Ｄ１２のタイミングで第２のパワーオンリセット信号がアクティブとなる。このタイミングで制御回路１１０が動作を開始し、通常動作用の発振回路である第２の発振回路１６０のイネーブル信号をハイレベルにし（Ｄ１３）、第２の発振回路１６０が動作を開始する（Ｄ１４）。

また、図１５の例では、第２の発振回路１６０からのクロック信号を制御回路１１０で分周し、昇圧用クロックとしてＤＣ−ＤＣ変換回路１２０に対して出力する（Ｄ１５）。Ｄ１５のタイミング以降は、当該信号を昇圧用クロックとすればよいため、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０の発振回路１２３を用いる必要がなくなる。よって、発振回路１２３のイネーブル信号をローレベルとして（Ｄ１６）、発振回路１２３の動作を停止する（Ｄ１７）。

また、電池電圧レベル検出回路１９０のイネーブル信号は、Ｄ１８等に示すように所定間隔でハイレベルとなる。つまり、電池電圧ＶＣＣのレベルは所定期間ごとに検出され、必要に応じてＤＣ−ＤＣ変換回路１２０に対する制御信号を用いて倍率変換を行う（Ｄ１９）。図１５の例では、Ｄ１８，Ｄ１９のタイミングで、倍率を小さくする指示が行われており、結果としてＶＣ２の値が下がっている（Ｄ２０）。

また、駆動回路１４０（共振ドライバー）も、イネーブル信号がハイレベルとなることで動作を開始し（Ｄ２１）、駆動対象の駆動が開始される。図１５の例では、共振回路（ＣＲ発振回路）による発振が開始される（Ｄ２２）。

なお、本実施形態の回路装置では、電力消費を低減するためにスリープ状態を設定してもよい。スリープ状態では、一部の回路が動作を停止することで、通常動作状態に比べて低消費電力が実現される。図１５を用いて通常動作状態からスリープ状態への遷移、及びスリープ状態から通常動作状態への復帰の際のタイミングチャートを説明する。

まず、スリープ状態へ移行すると、駆動回路１４０のイネーブル信号がローレベルとなり（Ｅ１）、駆動対象の動作を停止する（Ｅ２）。また、スリープ状態用の発振回路である第３の発振回路１７０のイネーブル信号をハイレベルとし（Ｅ３）、第３の発振回路１７０が動作を開始する（Ｅ４）。図からわかるように、第３の発振回路１７０は第２の発振回路１６０に比べて周波数が低い。

第３の発振回路１７０が動作を開始したら、第２の発振回路１６０のイネーブル信号をローレベルとすることで（Ｅ５）、第２の発振回路１６０の動作を停止する（Ｅ６）。これにより、動作周波数の相対的に低い発振回路を動作させることになるため、通常動作状態に比べて消費電力を低減できる。なお、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０への昇圧用クロックの供給は継続しており、これは第３の発振回路１７０の信号を用いればよい。図１５の例では、第３の発振回路１７０のクロック信号を分周することなく、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０に対して出力している。また、電池電圧レベル検出回路１９０のイネーブル信号は、Ｅ７に示すように所定間隔でハイレベルとなる。つまり、電池電圧ＶＣＣのレベルの検出は継続してもよい。

スリープ状態から通常動作状態への復帰は、この手順の逆を行えばよい。具体的には、第２の発振回路１６０のイネーブル信号をハイレベルとすることで（Ｆ１）、第２の発振回路１６０の動作を開始する（Ｆ２）。第２の発振回路１６０が動作を開始したら、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０への出力は、第２の発振回路１６０のクロック信号を分周した信号に切り替えればよい。

そして、第３の発振回路１７０のイネーブル信号をローレベルとすることで（Ｆ３）、第３の発振回路１７０の動作を停止する（Ｆ４）。さらに、駆動回路１４０（共振ドライバー）のイネーブル信号をハイレベルとし（Ｆ５）、駆動対象の動作を開始する（Ｆ６）。所定間隔で電池電圧レベル検出回路１９０のイネーブル信号がハイレベルとなる点も同様である（Ｆ７）。

上述したように、本実施形態の回路装置は動作状態とスリープ状態の少なくとも２つの状態を取り得るものであり、図１５では当該２つの状態間での遷移について説明した。ここでは図１６（Ａ）、図１６（Ｂ）の状態遷移図を用いて、回路装置の他の状態についても簡単に説明する。

図１６（Ａ）がスーパーキャパシターや、リチウムイオン電池等の充電可能な電荷蓄積部を用いる場合の状態遷移図である。この場合、状態としては、起動状態、動作状態、スリープ状態、過放電状態、充電状態、満充電状態を取り得る。

起動状態とは回路装置の起動を行っている状態であり、具体的には図１５のＤ２２までの期間である。起動期間のシーケンスが充電器の取り外しから（Ｄ４）から開始されたことからもわかるように、充電状態或いは満充電状態において、ＶＩＮがオフとなったことが検出された場合に起動状態に遷移する。

そして、起動状態において回路装置の各部が正常に起動した場合には動作状態に移行する。動作状態では、スリープ検出を行っており、スリープが検出された場合にスリープ状態へ移行する。スリープ検出は、具体的にはユーザーによる明示のスリープ移行指示操作を検出するものであってもよいし、ユーザーの操作が一定期間行われていないことを検出するものであってもよい。スリープ状態へ移行する際の具体的なシーケンスは上述したとおりである。

またスリープ状態は、駆動回路１４０や第２の発振回路１６０等の動作を停止している状態である。スリープ状態では、スリープ解除条件が満たされた場合に、動作状態へ遷移する。具体的には、ユーザーによる何らかの操作が検出された場合に、動作状態に移行すればよい。

また、起動状態、動作状態、スリープ状態では過放電検出回路１３０による過放電検出が行われている。そして、過放電が検出された（ＶＣＣが過放電検出閾値を下回った）場合に、過放電状態へ移行する。過放電状態では、充電制御回路２１０、過放電検出回路１３０、ＤＣ−ＤＣ変換回路１２０、第２の発振回路１６０、駆動回路１４０、制御回路１１０等、種々の回路が動作を停止する。

また、起動状態、動作状態、スリープ状態のいずれかにおいてＶＩＮの入力が検出された場合であって、電池電圧ＶＣＣが満充電時の電圧（充電電圧規格）に満たない場合、或いは過放電状態においてＶＩＮの入力が検出された場合には、充電状態に移行する。

充電状態では、図５〜図７を用いて説明した充電制御を行って電荷蓄積部４００の充電を実行する。図７のＳ１０６で述べたとおり、充電電流がＩ＿ＥＮＤとなったことが検出された場合に、充電状態から満充電状態へ移行する。満充電状態とは、電荷蓄積部４００の充電が完了している状態である。上述したように、充電状態或いは満充電状態において、ＶＩＮがオフとなったことが検出された場合に起動状態に遷移する。

なお、図１６（Ａ）には不図示であるし、充電制御の説明において上述しなかったことであるが、本実施形態の回路装置は、充電状態と満充電状態の他に、再充電状態という状態を有してもよい。再充電状態は充電電流がＩ＿ＥＮＤとなった後、所定期間（例えば５分）だけ取り得る状態であり、自然放電により低下する電池電圧ＶＣＣを再び増加させる充電制御を行う。つまり本実施形態では、充電状態で充電電流がＩ＿ＥＮＤとなったら再充電状態に移行し、その後所定期間経過したことを条件に満充電状態に移行してもよい。

一方、図１６（Ｂ）が単６一次電池等の一次電池を電荷蓄積部４００として用いる場合の状態遷移図である。この場合、状態としては、起動状態、動作状態、スリープ状態、過放電状態を取り得る。

起動状態、動作状態、スリープ状態は図１６（Ａ）と同様であり、その間での遷移についても図１６（Ａ）と同様である。ただし、一次電池では充電を行うことがないため、各状態から充電状態への遷移を考慮する必要がない。

また、各状態において過放電が検出された（ＶＣＣが過放電検出閾値を下回った）場合に、過放電状態へ移行する。ただし、一次電池の場合、過放電状態においても過放電検出回路１３０による過放電検出が継続される。なぜなら、二次電池であれば、過放電状態への移行後、ＶＩＮの入力により充電状態に遷移し、ＶＩＮのオフにより起動状態に遷移するという手順を経るのに対して、一次電池ではＶＩＮに関する検出が行われない。つまり、二次電池であれば、電池電圧ＶＣＣとは関係なく充電電圧ＶＩＮの検出を行えば過放電状態から復帰できるのに対して、一次電池は過放電状態から電池の入れ替えを検出して起動状態へ遷移しなくてはならず、そのためには電池電圧ＶＣＣの検出を継続している必要がある。

そのため、一次電池を用いる場合、過放電状態においても過放電検出を継続し、過放電が非検出となった場合に、起動状態に遷移させるという手順を取る。なお、図２（Ａ）〜図２（Ｅ）を用いて上述したように、回路部１００においては、電荷蓄積部４００の種類は外部接続端子ＳＥＬ０，ＳＥＬ１からの情報に基づいて判定すればよい。

以上で説明したように、放電検出回路（具体的には過放電検出回路１３０）は、電荷蓄積部４００の種類に応じて異なる過放電検出シーケンスを用いて放電検出を行う。具体的には、放電検出回路は、外部接続端子（ＳＥＬ０．ＳＥＬ１）によって設定された情報に基づいて、電荷蓄積部が二次電池であると判定された場合に、動作状態及びスリープ状態において放電検出をアクティブとし、放電検出の結果に基づいて動作状態又はスリープ状態から過放電状態に移行した後には、放電検出を非アクティブとする第１の過放電検出シーケンスを用いる。一方、放電検出回路は、外部接続端子によって設定された情報に基づいて、電荷蓄積部４００が一次電池であると判定された場合に、動作状態及びスリープ状態において放電検出をアクティブとし、放電検出の結果に基づいて動作状態又はスリープ状態から過放電状態に移行した後にも、放電検出をアクティブとする第２の過放電検出シーケンスを用いる。

このようにすれば、電荷蓄積部４００の種類に応じた適切な放電検出（狭義には過放電検出）を実行することが可能になる。

６．共振ドライバー
上述してきたように、回路部１００に含まれる駆動回路１４０は、共振回路の駆動制御を行う共振ドライバーであってもよい。ここでは、共振回路及び共振ドライバーの具体的な構成例について説明する。

図１１に示したように、共振回路３００は、キャパシター（コンデンサー）Ｃ１と、インダクター（コイル）Ｌ１を有するＬＣ発振回路と、２次側インダクターＬ２とを含む。ＬＣ発振回路のインダクターＬ１と２次側インダクターＬ２とでトランスが構成される。共振ドライバーは、振幅電圧設定部１４１と、駆動電流設定部１４３と、変調部１４５とを含む。

振幅電圧設定部１４１はＬＣ発振回路に対して駆動用電源電圧ＶＤ２を供給する。駆動電流設定部１４３は、端子ＩＮＤ０から入力されるＬＣ共振回路の出力（トランスの１次側出力）と、基準電圧ＶＳＳとを用いて、ＬＣ共振回路での共振に必要な駆動電流の設定を行う。具体的には、図１２に示した振幅となる正弦波が出力されるように、電流値の制御を行えばよい。

そして、変調部１４５は端子ＡＩＮを介してトランスの２次側出力を取得し、当該２次側出力に対して所与の変調を行ってＡＯＵＴから出力する。一例としては、変調部１４５は、別途通信対象であるデータ信号を取得し、当該データ信号とＡＩＮからの信号とを用いた変調を行ってもよい。

変調方式としてＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）を用いる場合の例を図１７に示す。図１７のように、０又は１のデータ信号と、正弦波である２次側出力を取得した場合に、変調部１４５は例えば図１７に示したＡＳＫ変調波形を生成し、ＡＯＵＴから出力する。変調部１４５は、例えばデータ信号が１の時のみにオンとなるスイッチにより実現されてもよいし、データ信号とＡＩＮからの信号を乗算する乗算器により実現されてもよい。

また、変調部１４５はＡＳＫ変調波形として図１７とは異なる波形を用いてもよい。或いは、変調方式としてＦＫＳ（Frequency Shift Keying）やＰＳＫ（Phase Shift Keying）を用いてもよく、変調部１４５における処理は種々の変形実施が可能である。

また、ここでは所与のデータ信号の出力を考えたためデータ信号による変調を行ったが、回路装置の使用形態によってはＡＩＮから入力される正弦波をそのままＡＯＵＴから出力してもよい。

７．電子機器
以上では回路装置について説明を行ったが、本実施形態の手法は回路装置に限定されるものではなく、上記の回路装置を含む電子機器に適用することも可能である。本実施形態に係る電子機器は種々の形態が考えられる。例えば、図１７を用いて上述したように、データ信号（ベースバンド信号）と、共振回路３００からの信号（搬送波）とを用いて生成した変調信号（変調波形）を他の機器に対して送信する電子機器であってもよい。特に、本実施形態の回路装置が電荷蓄積部４００により動作可能であることを考慮すれば、本実施形態に係る電子機器全体としても電荷蓄積部４００により動作可能な小型軽量な機器を実現することが想定される。

例えば、上記データ信号として、ユーザーによる操作に基づく信号を用いるものとすれば、本実施形態に係る電子機器としてリモートコントローラー等の機器を実現することが可能である。具体的には、自動車等で広く用いられているキーレスエントリーモジュール等であってもよい。キーレスエントリーモジュールは、アンテナを用いた無線通信により移動体（車体）と通信を行い、移動体側ではキーレスエントリーモジュールからの信号に基づいて、ドアやトランクの解錠施錠、ライトの点灯消灯等を制御する。キーレスエントリーモジュールには、一般的にボタン等の操作部が設けられており、ユーザーが当該操作部を操作すると、その操作情報が無線通信によって車体側に通知される。つまり、本実施形態の回路装置を含む電子機器としてキーレスエントリーモジュールを実現する場合、回路装置はユーザーの操作情報をデータ信号として取得し、共振ドライバーにより共振回路を駆動して搬送波を生成し、データ信号と搬送波により生成した変調信号をアンテナを介して車体に対して送信すればよい。

或いは、本実施形態に係る電子機器は電子ペンのような機器であってもよい。電子ペンは例えばＰＣ等のコンピューターにおける入力機器として用いられるものであり、例えばタブレット（位置検出装置）と組にして用いられる。

具体的には、電子ペンを用いてタブレットの所与の位置を指示する（タブレットの所与の位置をペン先等でタッチする、或いは所与の位置にペン先等を近づける等の操作を行う）と、タブレットは指示位置を検出し、その座標をコンピューターに対して出力する。タブレットの構成は種々考えられるが、例えば縦方向（Ｘ軸）及び横方向（Ｙ軸）の長さに対して、厚み方向（Ｚ軸）の長さが短い、薄い板状のデバイスであってもよい。そしてタブレットは、Ｘ方向に並ぶ複数のループコイルと、Ｙ方向に並ぶ複数のループコイルを含む。すなわち、タブレットはＸＹ平面に沿った方向においてアレイ状に配置されたループコイル群を有する。

電子ペンでは、例えばペン先に対して、図１７に示した変調信号を出力する。そのため、ペン先をタブレットに近づけた場合、タブレット側ではペン先に近い位置のループコイルでの出力信号が、ペン先から相対的に遠い位置のループコイルの出力信号に比べて大きくなる。そのため、例えばタブレット側の検出回路において、複数のループコイルの各コイルの出力信号レベルを走査する処理を行い、最も出力信号の大きいループコイルを特定すれば、特定されたループコイルに対応する位置が電子ペンにより指示されたことを特定できる。すなわち、タブレットを位置検出装置として利用することが可能になる。

この場合、本実施形態に係る電子機器である電子ペンでは、端子ＡＯＵＴから出力される変調信号が、タブレットのループコイルに対して送信されるような構成を取ればよい。一例としては、電子ペンはペン先に相当する位置に送信用コイルを含み、端子ＡＯＵＴからの変調信号は当該送信用コイルに対して出力されてもよい。この場合、電子ペンのペン先と、タブレットのうちの所与のループコイルの距離がある程度近くなれば、送信用コイルが１次側コイル、ループコイルが２次側コイルとして機能し、電磁誘導により変調信号がタブレット側に送信されることになる。すなわち電磁誘導方式の位置検出装置を実現可能となる。

この際、単純な位置だけではなく筆圧等の情報を電子ペンからタブレットに対して送信してもよい。例えば電子ペンはペン先（芯）に可変容量コンデンサーを含んでもよい。この可変容量コンデンサーは芯に対する押圧の大きさに応じてその容量が変化するものである。そのため、ここでの容量変化を検出することで、電子ペンは筆圧の情報を検出可能となる。

そして、当該筆圧等の情報は、上記データ信号の値として変調信号を用いてタブレットに対して送信され、さらにＰＣ等のコンピューターに送信され、線の描画等の際に用いられる。位置検出、情報送信のシーケンスは種々考えられるが、例えば一定期間を単位として、まず位置検出処理を行い、その後筆圧等の情報を送信するという２つのフェーズを有してもよい。一例としては、まず位置検出フェーズでは、一定期間、変調を行わずに、共振回路３００の２次側出力をそのままペン先から送信する。これは、上記一定期間の相当するビット数分だけ、値が１となるデータ信号を送信することと同義である。そして、その後、筆圧の検出精度に応じたビット数分だけのデータ信号を変調して送信する。例えば、２５６段階での筆圧検知を行う場合であれば、少なくとも８ビットのデータ信号を変調して送信すればよい。なお、ここで送信される情報は筆圧だけに限定されず、電子ペンの充電状況（電荷蓄積部４００の放電状態）の情報等、他の情報を含んでもよい。

或いは、電子ペンの先端に導電体の芯（導電芯）を設けて、当該導電芯に対して端子ＡＯＵＴから出力される変調信号を印加してもよい。当該導電芯をタブレット表面に接触させることで、変調信号をタブレットに対して送信する。なお、この場合の位置検出は広く知られた静電容量結合方式を用いることができる。

また、ここでは本実施形態に係る電子機器の例としてキーレスエントリーモジュール及び電子ペンについて説明したが、本実施形態の手法は上述してきた回路装置を含む種々の電子機器に適用することが可能である。

なお、以上のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語と共に記載された用語は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また回路装置、電子機器の構成、動作も本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。

１０ インターフェース、２０ デコーダー、１００ 回路部、１１０ 制御回路、
１２０ ＤＣ−ＤＣ変換回路、１２１ ＤＣ−ＤＣ変換部、１２３ 発振回路、
１２５ 第１のレギュレーター、１２７ 第２のレギュレーター、
１３０ 過放電検出回路、１４０ 駆動回路、１４１ 振幅電圧設定部、
１４３ 駆動電流設定部、１４５ 変調部、１５０ パワーオンリセット回路、
１５１ リセット回路、１５３ ＶＤ１レベル検出回路、１６０ 第２の発振回路、
１７０ 第３の発振回路、１８０ 不揮発性メモリー、
１９０ 電池電圧レベル検出回路、２００ 充電系回路、２１０ 充電制御回路、
２２０ 不揮発性メモリー、３００ 共振回路、４００ 電荷蓄積部、
ＣＯ１〜ＣＯ４ コンパレーター、Ｄｅ ディレイ回路、ＦＦ フリップフロップ、
Ｌ１，Ｌ２ インダクター、ＮＡ１，ＮＡ２ ＮＡＮＤ回路、Ｒ_０〜Ｒ_６ 抵抗、
ＳＥ セレクター、ＳＥＬ０，ＳＥＬ１ 外部接続端子、
Ｔｒ１〜Ｔｒ１２ トランジスター

Claims (9)

1. 駆動用電源電圧に基づいて動作する駆動対象が接続される端子と、
   電荷蓄積部からの電源電圧の電圧変換を行い、変換電圧を生成するＤＣ−ＤＣ変換回路と、
   前記変換電圧に基づいて、前記駆動用電源電圧以上の電圧を前記駆動用電源電圧にレギュレートするレギュレーターと、
   前記駆動用電源電圧に基づいて前記駆動対象を駆動する駆動回路と、
   を含み、
   前記駆動対象は、共振回路であり、
   前記駆動回路は、前記共振回路の駆動制御を行う共振ドライバーであり、
   前記端子に第１のトランスを有する第１の共振回路が接続された場合は、
   前記レギュレーターは、前記変換電圧を前記第１の共振回路に対応する第１の駆動用電源電圧にレギュレートするように設定され、
   前記共振ドライバーは、前記第１の駆動用電源電圧が供給されて前記第１の共振回路を駆動し、
   前記端子に第２のトランスを有する第２の共振回路が接続された場合は、
   前記レギュレーターは、前記変換電圧を前記第２の共振回路に対応する第２の駆動用電源電圧にレギュレートするように設定され、
   前記共振ドライバーは、前記第２の駆動用電源電圧が供給されて前記第２の共振回路を駆動し、
   前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は、
   前記駆動回路が前記第１の共振回路を駆動する場合と、前記駆動回路が前記第２の共振回路を駆動する場合とで、前記電圧変換における電圧変換倍率の切り替えポイントを変更することを特徴とする回路装置。
2. 請求項１において、
   前記第１のトランスと前記第２のトランスは、一次側と二次側の巻き線比が異なることを特徴とする回路装置。
3. 請求項１又は２において、
   前記共振ドライバーは、
   前記第１の共振回路を駆動する場合には、周波数が第１の周波数で、振幅が前記第１の駆動用電源電圧に対応する第１の振幅である駆動信号で駆動し、
   前記第２の共振回路を駆動する場合には、前記周波数が前記第１の周波数で、前記振幅が前記第２の駆動用電源電圧に対応する第２の振幅である前記駆動信号で駆動することを特徴とする回路装置。
4. 請求項１乃至３のいずれかにおいて、
   前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は、
   前記電荷蓄積部からの前記電源電圧の検出結果に基づいて、前記電圧変換倍率を切り替えることを特徴とする回路装置。
5. 請求項４において、
   前記電圧変換倍率として第１の倍率α１と、前記第１の倍率α１よりも大きい第２の倍率α２が設定され、前記電荷蓄積部からの前記電源電圧の検出結果をＶＣＣとし、前記駆動用電源電圧に基づいて設定される前記切り替えポイントに対応する電圧をＶＰとし、ＶＣＣが、ＶＣＣ×α１≧ＶＰを満たす状態から、ＶＣＣ×α１＜ＶＰ且つＶＣＣ×α２≧ＶＰを満たす状態へ変化した場合に、
   前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は、
   前記電圧変換倍率を前記第１の倍率α１から前記第２の倍率α２へ切り替えることを特徴とする回路装置。
6. 請求項１乃至５のいずれかにおいて、
   前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は、前記電荷蓄積部の種類に応じて異なる電圧変換倍率情報を用いて、前記電圧変換を行うことを特徴とする回路装置。
7. 請求項６において、
   情報を設定するための外部接続端子を含み、
   前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は、
   前記外部接続端子によって設定された情報に基づく前記電荷蓄積部の種類の判定結果に基づいて、前記電荷蓄積部の種類に応じて異なる電圧変換倍率情報を用いて、前記電圧変換を行うことを特徴とする回路装置。
8. 請求項１乃至７のいずれかにおいて、
   不揮発性メモリーを有し、
   前記不揮発性メモリーの情報に基づいて、前記駆動用電源電圧が設定されることを特徴とする回路装置。
9. 請求項１乃至８のいずれかに記載の回路装置を含むことを特徴とする電子機器。

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