JP6539172B2 - Power supply - Google Patents
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Description
本発明は、電源装置に関する。 The present invention relates to a power supply device.
近年、太陽光や風力などの再生可能エネルギーを利用した発電が広く行われている。しかし、こうした発電によって得られる電力は、天候などによって大きく変動するため、その時の需要とは必ずしも一致しない。そこで、余剰電力を蓄電池に貯蔵しておき、必要に応じて蓄電池に蓄えられた電力をDC/DCコンバータ等の電源装置により所望の電圧、電流に変換して供給する蓄電システムが広く利用されている。こうした蓄電システムにおいて用いられる電源装置では、大電力化に対応するために、複数の電源回路を並列に接続して構成されたものも採用されている(特許文献1)。 In recent years, power generation using renewable energy such as solar light and wind power has been widely performed. However, the power obtained by such power generation fluctuates significantly due to the weather, etc., so the demand at that time does not necessarily match. Therefore, storage systems are widely used in which surplus power is stored in a storage battery and the power stored in the storage battery is converted to a desired voltage and current by a power supply device such as a DC / DC converter as needed. There is. Among the power supply devices used in such a storage system, one configured by connecting a plurality of power supply circuits in parallel has also been adopted in order to cope with the increase in power consumption (Patent Document 1).
特許文献1に記載の電源システムでは、なるべく多くの電源ユニットに流れる電流が最大となるように電源ユニットの稼働台数を決定することで、電源システム全体の電力変換効率が高くなるように制御している。しかしながら、各電源ユニットは電流が最大のときに電力変換効率が最大となるとは限らない。また、電源ユニットの稼働台数が少なく、その中に電力変換効率の高い電源ユニットと電力変換効率の低い電源ユニットとが混在する場合には、電源システム全体での電力変換効率はあまり高くならない。したがって、特許文献1に開示された手法では、複数の電源回路を並列に接続した電源装置を必ずしも高効率で動作させることができない。
In the power supply system described in
本発明による電源装置は、並列接続された複数の電源回路を有し、前記複数の電源回路のいずれか少なくとも一つを動作させて、入力電力を所定の電力指令値に応じた出力電力に変換する電源部と、前記電源部において動作中の電源回路の数に基づいて、前記動作中の各電源回路をそれぞれ制御するための位相シフト量を設定して、前記電源部において動作中の各電源回路の負荷が等しくなるように、前記電源部を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記動作中の各電源回路をそれぞれ所定の第1の制御周期で制御し、前記電源部において動作させる前記電源回路の数が変更されたことで、前記動作中の電源回路のいずれかについて前記位相シフト量が変更された場合、所定の遷移期間が経過するまでの間は、前記第1の制御周期とは異なる第2の制御周期で当該電源回路を制御して前記位相シフト量を連続的に変化させることにより、前記遷移期間中に前記動作中の各電源回路間での位相差を連続的に変化させ、前記遷移期間の経過後は、当該電源回路を変更後の前記位相シフト量に従って前記第1の制御周期で制御する。 A power supply device according to the present invention has a plurality of power supply circuits connected in parallel, and operates at least one of the plurality of power supply circuits to convert input power into output power according to a predetermined power command value. The phase shift amount for controlling each of the power circuits under operation is set based on the number of power circuits under operation and the number of power circuits under operation in the power unit, and each power source under operation in the power unit is set. A control unit configured to control the power supply unit such that loads of the circuits become equal , the control unit controls each of the power supply circuits in operation at a predetermined first control cycle; When the phase shift amount is changed for any of the operating power supply circuits by changing the number of the power supply circuits operated at time t1, the first transition time until the predetermined transition period elapses. Control cycle and By continuously changing the amount of phase shift by controlling the power supply circuit in different second control cycles, the phase difference between the power supply circuits in operation is continuously changed during the transition period. After the transition period has elapsed, the power supply circuit is controlled in the first control cycle according to the phase shift amount after change .
本発明によれば、複数の電源回路を並列に接続した電源装置を高効率で動作させることができる。 According to the present invention, it is possible to operate a power supply apparatus in which a plurality of power supply circuits are connected in parallel with high efficiency.
本発明は、複数の電源回路を並列に接続した並列型電源装置において、電源回路の稼働台数を最適に制御するための手法を提供するものである。並列型電源装置は、たとえば、太陽光発電などの自然エネルギーによる発電設備を効率的に利用するために、ピークシフトを実現する蓄電システムにおいて用いられる。こうした蓄電システムでは、発電設備から出力された電力を蓄電池に充電すると共に、蓄電池から放電された電力をパワーコンディショナに供給する必要があるため、双方向に電力変換可能な双方向DC/DCコンバータが用いられる。この双方向DC/DCコンバータにおいて、本発明による並列型電源装置を適用することで、広範囲の出力負荷変動に対応すると共に、高効率で電力変換を行うことができる。 The present invention provides a method for optimally controlling the number of operating power supply circuits in a parallel type power supply apparatus in which a plurality of power supply circuits are connected in parallel. The parallel power supply device is used, for example, in a power storage system that realizes peak shift in order to efficiently use a power generation facility using natural energy such as solar power generation. In such a storage system, since it is necessary to charge the storage battery with the power output from the power generation facility and to supply the power discharged from the storage battery to the power conditioner, a bidirectional DC / DC converter capable of bi-directional power conversion Is used. In this bi-directional DC / DC converter, by applying the parallel type power supply device according to the present invention, it is possible to cope with a wide range of output load fluctuation and perform power conversion with high efficiency.
なお、本発明の適用範囲は、上記のような蓄電システムにおいて用いられる電源装置に限らない。この他にも本発明は、複数の電源回路を並列に接続した電源装置の全般に対して有効である。また、後述するように、本発明による制御手法は、簡易な方式により実現することができる。そのため、本発明を適用することで、従来よりも安価なコントローラの使用を可能にすると共に、設計コストや制御プログラムの作成工数の削減にも貢献するものである。 The scope of application of the present invention is not limited to the power supply device used in the storage system as described above. Besides the above, the present invention is effective to the whole of the power supply apparatus in which a plurality of power supply circuits are connected in parallel. Also, as described later, the control method according to the present invention can be realized by a simple method. Therefore, the application of the present invention makes it possible to use a controller that is cheaper than the conventional one, and also contributes to the reduction of the design cost and the number of steps for creating a control program.
以下では、本発明の実施形態について説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described.
(第1の実施形態)
図1は、本発明の第1の実施形態に係る電源装置を適用した蓄電システムの全体構成図である。図1に示す蓄電システムは、電源装置10と蓄電池3により構成されており、DC/DCコンバータ5とパワーコンディショナ6の間に、高電圧バス配線9を介して接続されている。電源装置10は、双方向に電力変換が可能な双方向DC/DCコンバータである電源回路1a、1b、1cおよび1dが並列接続された電源部1と、電源回路1a、1b、1cおよび1dにそれぞれ接続された制御部2a、2b、2cおよび2dとを備える。DC/DCコンバータ5には太陽電池7が接続されており、パワーコンディショナ6には負荷8が接続されている。
First Embodiment
FIG. 1 is an entire configuration diagram of a storage system to which a power supply device according to a first embodiment of the present invention is applied. The storage system shown in FIG. 1 includes a
太陽電池7により発電された電力は、DC/DCコンバータ5により所定電圧の直流電力に変換された後、パワーコンディショナ6を介して負荷8に供給される。発電電力のうち負荷8に供給されなかった分は、余剰電力としてDC/DCコンバータ5から電源装置10に出力され、電源装置10を介して蓄電池3に充電されて蓄えられる。こうして蓄電池3に蓄えられた余剰電力は、負荷8の電力需要に応じて放電され、電源装置10を介してパワーコンディショナ6に出力される。パワーコンディショナ6は、DC/DCコンバータ5から、または電源装置10を介して蓄電池3から出力された直流電力を交流電力に変換し、負荷8に供給する。
The electric power generated by the
電源部1は、制御部2a〜2dの制御により、電源回路1a〜1dのいずれか少なくとも一つを動作させて、入力電力を所定の出力電力に変換するための電力変換を行う。すなわち、蓄電池3の充電時には、電源部1は、DC/DCコンバータ5から電源装置10に入力された直流電力を、蓄電池3の充電電圧に応じた直流電力に変換して出力する。一方、蓄電池3の放電時には、電源部1は、蓄電池3から電源装置10に入力された直流電力を、パワーコンディショナ6の動作電圧に応じた直流電力に変換して出力する。
The
なお、図1では再生可能エネルギーである太陽光を利用して発電を行う太陽電池7を発電設備とした例を示したが、他の発電設備、たとえば風力発電設備等を太陽電池7の代わりに用いてもよい。天候等によって発電電力が変動する発電設備や、電力需要に応じて発電電力を柔軟に調節するのが困難な発電設備であれば、どのような発電設備であっても、図1のような蓄電システムを用いて発電電力の効率的な利用を図ることができる。
In addition, although the example which made the
図2は、電源回路1aおよび制御部2aの構成図である。なお、電源回路1a〜1dと、制御部2a〜2dとは、それぞれ同一の構成を有している。そのため、以下ではこれらを代表して、電源回路1aおよび制御部2aの構成について説明する。
FIG. 2 is a block diagram of the
電源回路1aは、コンデンサ11aおよび11bと、スイッチング素子12a、12b、12cおよび12dと、ダイオード13a、13b、13cおよび13dと、インダクタ15とを有する。コンデンサ11aは蓄電池3側に設けられており、蓄電池3の電圧Vbatが印加される。コンデンサ11bは高電圧バス配線9側に設けられており、高電圧バス配線9の電圧Vbusが印加される。
スイッチング素子12a〜12dは、IGBTでそれぞれ構成されており、ダイオード13a〜13dがそれぞれ逆並列接続されている。スイッチング素子12aのエミッタ端子にはスイッチング素子12bのコレクタ端子がカスケード接続されており、スイッチング素子12aのコレクタ端子はコンデンサ11aの正極側に、スイッチング素子12bのエミッタ端子はコンデンサ11aの負極側にそれぞれ接続されている。同様に、スイッチング素子12cのエミッタ端子にはスイッチング素子12dのコレクタ端子がカスケード接続されており、スイッチング素子12cのコレクタ端子はコンデンサ11bの正極側に、スイッチング素子12dのエミッタ端子はコンデンサ11bの負極側にそれぞれ接続されている。スイッチング素子12aのエミッタ端子およびスイッチング素子12bのコレクタ端子は、インダクタ15を介して、スイッチング素子12cのエミッタ端子およびスイッチング素子12dのコレクタ端子と接続されている。すなわち、電源回路1aは、中央のインダクタ15に関して左右対称のトポロジーであるHブリッジ型の構成を有している。このような回路構成により、非絶縁型の双方向コンバータである電源回路1aが実現される。
The
制御部2aは、ゲート駆動回路21a、21b、21cおよび21dと、制御回路22とを有する。ゲート駆動回路21a〜21dは、スイッチング素子12a〜12dのゲート端子にそれぞれ接続されており、各ゲート端子にゲート駆動信号をそれぞれ出力する。このゲート駆動信号に応じてスイッチング素子12a〜12dがそれぞれスイッチング動作を行うことで、電源回路1aにおいて電力変換が行われる。制御回路22は、所定の制御動作を実行し、ゲート駆動回路21a〜21dを動作させるためのPWM制御信号を、ゲート駆動回路21a〜21dにそれぞれ出力する。なお、制御回路22の制御動作については、後で図3を参照して詳細に説明する。
The
制御回路22は、電源回路1aに入出力される電力の向きや電圧の大小に応じて、ゲート駆動回路21a〜21dに出力するPWM制御信号を変化させ、スイッチング素子12a〜12dの動作を切り替える。具体的には、DC/DCコンバータ5から高電圧バス配線9を介してコンデンサ11b側に入力された電力を昇圧してコンデンサ11a側に出力し、蓄電池3を充電する際には、制御回路22は、電源回路1aを昇圧充電モードで動作させる。この昇圧充電モードでは、制御回路22は、スイッチング素子12a、12dをそれぞれオフ状態とし、スイッチング素子12cをオン状態としたままで、スイッチング素子12bをオンオフ制御するように、PWM制御信号を出力する。一方、DC/DCコンバータ5からコンデンサ11b側に入力された電力を降圧してコンデンサ11a側に出力し、蓄電池3を充電する際には、制御回路22は、電源回路1aを降圧充電モードで動作させる。この降圧充電モードでは、制御回路22は、スイッチング素子12a、12b、12dをそれぞれオフ状態とし、スイッチング素子12cをオンオフ制御するように、PWM制御信号を出力する。また、上記とは反対に、蓄電池3を放電させてコンデンサ11a側に入力された電力を昇圧してコンデンサ11b側に出力し、パワーコンディショナ6を介して負荷8に供給する際には、制御回路22は、電源回路1aを昇圧放電モードで動作させる。この昇圧放電モードでは、制御回路22は、スイッチング素子12b、12cをそれぞれオフ状態とし、スイッチング素子12aをオン状態としたままで、スイッチング素子12dをオンオフ制御するように、PWM制御信号を出力する。一方、蓄電池3を放電させてコンデンサ11a側に入力された電力を降圧してコンデンサ11b側に出力する際には、制御回路22は、電源回路1aを降圧放電モードで動作させる。この降圧放電モードでは、制御回路22は、スイッチング素子12b、12c、12dをそれぞれオフ状態とし、スイッチング素子12aをオンオフ制御するように、PWM制御信号を出力する。
The
なお、電源回路1aにおいて、スイッチング素子12a、12bおよびダイオード13a、13bと、スイッチング素子12c、12dおよびダイオード13c、13dとは、それぞれ上下アーム直列回路14を構成している。これらの上下アーム直列回路14には、各スイッチング素子やダイオードがモジュールとして一体化された状態で市販されたものを利用することも可能である。
In the
次に、制御回路22の制御動作について説明する。図3は、制御回路22の制御ブロック図である。制御回路22は、差分演算部31、PI制御部32、乗算演算部33、稼働台数決定部34、参照テーブル記憶部35、位相シフト量設定部36、位相テーブル記憶部37、ID設定部38、除算演算部39、差分演算部40、PI制御部41およびPWM制御部42を有する。制御回路22は、参照テーブル記憶部35および位相テーブル記憶部37を除いたこれらの構成を、CPUにより所定のプログラムを実行することで実現する。すなわち、これらの構成は、制御回路22が実行するプログラムの機能としてそれぞれ実現される。一方、参照テーブル記憶部35および位相テーブル記憶部37については、制御回路22は、CPUに内蔵または併設されたメモリ等に所定の情報を記憶させることで、これらの構成を実現する。
Next, the control operation of the
なお、図3では、制御回路22が高電圧バス配線9の電圧Vbusを一定とするような制御を行う場合の制御ブロック例を示している。この場合、発電電力に対して負荷8の電力需要が小さいと電圧Vbusが上昇するため、制御回路22は、余剰電力を蓄電池3に充電して電圧Vbusを低下させるような制御動作を行う。反対に、発電電力に対して負荷8の電力需要が大きいと電圧Vbusが低下するため、制御回路22は、蓄電池3を放電して電圧Vbusを上昇させ、パワーコンディショナ6を介して負荷8に電力を供給するような制御動作を行う。これらの制御動作において、制御回路22は、電圧Vbusをモニタして目標電圧と比較し、その比較結果に基づいて一般的なPI制御を行うことにより、電流制御値を導出する。そして、電源回路1aに実際に流れている電流を検出し、得られた電流制御値と比較することにより、電源回路1aの入出力電力を制御する。
Note that FIG. 3 shows an example of a control block in the case where the
制御回路22において、高電圧バス配線9から検出された電圧Vbusの値は、差分演算部31および乗算演算部33に入力される。差分演算部31は、目標電圧に対応する電圧指令値Vrefと電圧Vbusとの差分を演算し、その算出結果をPI制御部32に出力する。PI制御部32は、差分演算部31から出力された電圧指令値Vrefと電圧Vbusとの差分に基づいてPI制御を行うことで電流指令値Irefを演算し、その演算結果を乗算演算部33および除算演算部39に出力する。
In the
乗算演算部33は、PI制御部32から出力された電流指令値Irefと電圧Vbusとの積を演算することで電力指令値Prefを求め、その演算結果を稼働台数決定部34に出力する。稼働台数決定部34は、乗算演算部33から出力された電力指令値Prefに基づいて、参照テーブル記憶部35に記憶されている参照テーブルを参照することにより、電源部1において稼働させる電源回路の数を表す稼働台数mを決定する。そして、決定した稼働台数mを位相シフト量設定部36および除算演算部39に出力する。なお、稼働台数決定部34における稼働台数mの具体的な決定方法については、後で詳しく説明する。
The
ID設定部38は、電源回路1aに対して予め設定されているID番号id(idは1以上の自然数)を位相シフト量設定部36に出力する。なお、電源回路1a〜1dには、その動作優先度に応じて、予め固有のID番号がそれぞれ設定されている。制御部2a〜2dがそれぞれ有する制御回路22において、ID設定部38は、この電源回路ごとに固有のID番号を出力する。すなわち、電源回路1aの動作優先度が最も高ければ、制御部2aのID設定部38は、id=1を出力する。反対に、電源回路1aの動作優先度が最も低ければ、制御部2aのID設定部38は、電源部1が有する電源回路の台数と同じ値であるid=4を出力する。
The
位相シフト量設定部36は、稼働台数決定部34から出力された稼働台数mと、ID設定部38から出力されたID番号idとを比較し、その比較結果に基づいて電源回路1aを動作させるか否かを判断する。具体的には、m≧idであれば電源回路1aを動作させると判断し、m<idであれば電源回路1aを動作させないと判断する。その結果、電源回路1aを動作させると判断した場合には、位相シフト量設定部36は、稼働台数mおよびID番号idに基づいて、位相テーブル記憶部37に記憶されている位相テーブルを参照することにより、PWM制御の位相シフト量θsを設定し、PWM制御部42に出力する。この位相シフト量θsは、電源部1において動作中の電源回路1aと他の電源回路との間でPWM制御のタイミングが互いに重複しないように、電源回路1aを制御するためのものである。さらに、位相シフト量θsが変化した場合には、位相シフト量設定部36は、その変化に要する遷移期間を設定する。この遷移期間において、位相シフト量設定部36は、遷移期間中であることを示す状態信号statをPWM制御部42に出力する。なお、位相シフト量設定部36における位相シフト量θsの具体的な設定方法については、後で詳しく説明する。
The phase shift
除算演算部39は、PI制御部32から出力された電流指令値Irefを、稼働台数決定部34から出力された稼働台数mで割ることにより、電源部1において動作中の電源回路の一台当たりの電流指令値Iref_mを求め、その演算結果を差分演算部40に出力する。差分演算部40は、除算演算部39から出力された電源回路一台当たりの電流指令値Iref_mと、電源回路1aにおいて現在流れている電流を検出して得られた電流検出値Isnsとの差分を演算し、その算出結果をPI制御部41に出力する。PI制御部41は、差分演算部40から出力された電流指令値Iref_mと電流検出値Isnsとの差分に基づいてPI制御を行うことで電圧制御値Vcontを演算し、その演算結果をPWM制御部42に出力する。
The
PWM制御部42は、PI制御部41から出力された電圧制御値Vcontに基づいて周知のPWM制御を行うことにより、スイッチング素子12a〜12dのいずれかをスイッチング動作させるためのPWM制御信号を生成する。このときPWM制御部42は、外部から入力された同期信号syncと、位相シフト量設定部36から出力された位相シフト量θsとに基づいて、PWM制御のタイミングを決定する。なお、同期信号syncは、制御部2a〜2dに対して共通に入力される。さらにPWM制御部42は、位相シフト量設定部36から状態信号statが出力されている場合には、遷移期間中であるため通常の制御周期とは異なる制御周期でPWM制御を行い、電源回路1aを制御する。この点については、後で詳しく説明する。
The
PWM制御部42により生成されたPWM制御信号は、ゲート駆動回路21a〜21dに出力される。このPWM制御信号に基づいて、ゲート駆動回路21a〜21dからスイッチング素子12a〜12dの各ゲート端子にゲート駆動信号がそれぞれ出力されることで、前述のような電源回路1aの各モードに応じたスイッチング動作が行われる。
The PWM control signal generated by the
次に、稼働台数決定部34における稼働台数mの具体的な決定方法について説明する。稼働台数決定部34は、電力指令値Prefに基づいて、電源装置10における電力変換効率が最大となるように、稼働台数mを決定する。この電力変換効率が最大となる動作条件は、以下のように決定される。
Next, a specific method of determining the operating number m in the operating
電源装置10の電力変換効率は、入力電力と出力電力との差分、すなわち損失によって決まる。そのため、以下ではまず、電源装置10の損失特性について考察する。
The power conversion efficiency of the
電源装置10の損失は、制御部2a〜2dを動作させるための固定分(0次成分)と、配線抵抗などに由来する比例成分(1次成分)と、電源回路1a〜1dの各スイッチング素子のスイッチング動作などに由来する周波数由来成分(2次成分)とを含む。さらに、これより高次の成分を含む場合もある。そのため、負荷率をx(0<x<1)とすれば、電源回路1a〜1dの一台当たりの損失Loss(x)は、以下の式(1)のように多項式に展開して表すことができる。
図4は、稼働台数mの決定方法を説明する図である。図4(a)に示す損失曲線51は、上記の式(1)で表される負荷率xと損失Loss(x)との関係を表すグラフである。この損失曲線51は、式(1)の第1項に相当する固定分と、第2項に相当する比例成分と、第3項以降に相当する周波数成分との合計を表している。
FIG. 4 is a diagram for explaining a method of determining the number of operating units m. The
実用的には、上記の式(1)の代用として、以下の近似式(2)を用いることができる。近似式(2)において、aは固定損失(出力0のときの消費電力)を、bは最大負荷時の変動損失(全損失から固定損失を減算したもの)を、nは乗数(n≧1)をそれぞれ表している。なお、図4(a)に示すように、aの値は損失曲線51の固定分に相当し、bの値は損失曲線51の比例成分と周波数成分を合計したものに相当する。
上記の近似式(2)におけるa、b、nの値は、それぞれ電源回路1a〜1dの出力特性の測定結果から容易に導出することができる。そのため、以降の説明では、この近似式(2)に基づいて検討を進める。
The values of a, b and n in the above approximate expression (2) can be easily derived from the measurement results of the output characteristics of the
負荷率xのときの電源回路1a〜1dの一台当たりの出力電力P(x)は、電源回路1a〜1dの最大出力Pmaxと負荷率xの積として求められる。そのため、電源回路1a〜1dの効率η(x)は、前述の近似式(2)を用いて、以下の式(3)のような負荷率xの関数として表すことができる。
次に、電源部1において、電源回路1a〜1dのうち二台を同時に動作させた場合について検討する。このときの電源部1からの出力電力は、二台の電源回路の負荷率をそれぞれx、yとし、これらを合わせた合計負荷率をk(x+y=k、0<k<2)とすると、k・Pmaxと表すことができる。したがって、このときの電源部1全体での効率は、上記の式(3)から、負荷率x、yの関数であるη(x,y)として以下の式(4)のように表すことができる。
上記の式(4)では、(x/k)n+(1−x/k)nの値が最小となるときに、電源部1の全体効率η(x,y)の値が最大となる。ここで、x/kの値が取り得る範囲は、負荷率xおよび合計負荷率kの値によって異なるが、0<x/k≦1のように表すことができる。
In the above equation (4), when the value of (x / k) n + (1-x / k) n is minimum, the value of the overall efficiency η (x, y) of the
図4(b)に示す各曲線は、n=1.1、1.6、1.9のそれぞれの場合について、上記の範囲におけるx/kと(x/k)n+(1−x/k)nとの関係を表すグラフである。図4(b)から、nの値に関わらず、x/k=1/2のとき、すなわちx=yのときに、(x/k)n+(1−x/k)nの値が最小となり、したがって電源部1の全体効率η(x,y)が最大となることが分かる。
Each curve shown in FIG. 4 (b) has x / k and (x / k) n + (1-x /) in the above range for n = 1.1, 1.6 and 1.9, respectively. k) Graph showing the relationship with n . From FIG. 4B, regardless of the value of n, when x / k = 1/2, that is, when x = y, the value of (x / k) n + (1-x / k) n is It can be seen that the efficiency is minimized, and the overall efficiency η (x, y) of the
さらに、電源回路1a〜1dのうち三台を同時に動作させた場合の電源部1全体での効率は、三台の電源回路の負荷率をそれぞれx、y、z(x+y+z=k、0<k<3)とすると、負荷率x、y、zの関数であるη(x,y,z)として以下の式(5)のように表すことができる。
ここで、x+y=k−zであることから、上記の式(5)は、前述の式(4)においてkをk−zに置き換えた場合に相当する。したがって、任意のzの値に対して式(5)のη(x,y,z)が最大となるxおよびyの条件は、x=yである。これにより、式(5)は以下の式(6)のように変形できる。
上記の式(4)では、分母の第三項の値が最小となるとき、すなわち2(x/k)n+(1−2x/k)nの値が最小となるときに、電源部1の全体効率η(x,y,z)の値が最大となる。ここで、2(x/k)n+(1−2x/k)nの値が最小となる条件を解くと、x/k=y/k=z/k=1/3、すなわちx=y=zが導かれる。この条件を満たすときに、電源部1の全体効率η(x,y,z)の値が最大となる。
In the above equation (4), when the value of the third term of the denominator becomes minimum, ie, when the value of 2 (x / k) n + (1-2 x / k) n becomes minimum, the
同時に動作させる電源回路の台数をさらに増やした場合についても、上記と同様の手順により、各電源回路の負荷率を等しくしたときに電源部1の効率が最大となることが導かれる。すなわち、電源回路の稼働台数mに対する電源部1の全体効率は、負荷率xの関数η(x)として、以下の式(7)で表される。そして、各電源回路の負荷率が等しくなるように制御することで、η(x)の値を最大とすることができる。
上記の式(7)で表される電源部1の全体効率η(x)が最大となる条件を満たすとき、すなわち各電源回路の負荷率が等しくなるときには、x=k/mの関係が成り立つ。したがって、稼働台数mに対する電源部1の損失は、m台を等負荷で動作させる場合、前述の近似式(2)を基に、以下の近似式(8)のように表すことができる。なお、近似式(8)において、合計負荷率kの下限値は0であり、上限値は稼働台数mに等しい。
なお、実際のシステムにおいては、さらに低損失化を図るために、固定損失のうち非稼働時に停止可能なものは停止するといった処理がなされることがあり、上記の式(7)や式(8)に修正が必要な場合もある。しかし、このような場合であっても、複数台の電源回路を同時に稼働させるときの最大効率条件には本質的に影響しない。 In the actual system, in order to further reduce the loss, processing may be performed such that the fixed loss that can be stopped at the time of non-operation is stopped, and the above equation (7) or (8) May need to be corrected. However, even in such a case, the maximum efficiency condition when simultaneously operating a plurality of power supply circuits is not substantially affected.
図4(c)に示す損失曲線52、53、54は、電源部1の損失特性の一例をそれぞれ表すグラフである。これらの損失曲線は、上記の近似式(8)において乗数n=1.6とした場合の、稼働台数m=1、2、3における合計負荷率kと損失Loss(k)との関係をそれぞれ表している。図4(c)では、k=0.76の近傍において、m=1の損失曲線52とm=2の損失曲線53とが互いに交差している。また、k=1.33の近傍において、m=2の損失曲線53とm=3の損失曲線54とが互いに交差している。これにより、0<k≦0.76では一台の電源回路のみを動作させ、0.76<k≦1.33では二台の電源回路を同時に動作させ、1.33<k≦3では三台の電源回路を同時に動作させることで、合計負荷率kの全範囲に渡って電源部1の損失を最小とし、効率を最大とできることが分かる。
Loss curves 52, 53, 54 shown in FIG. 4C are graphs respectively showing an example of the loss characteristic of the
稼働台数決定部34は、上記のような原理に従って、電力指令値Prefに対して電源部1の損失が常に最低となるような稼働台数mを決定することができる。具体的には、各電源回路の最大出力Pmaxに応じて定まる電力指令値Prefごとの合計負荷率kと、上記のような合計負荷率kごとに効率が最大となる稼働台数mとの関係に基づいて、電力指令値Prefごとに最適な稼働台数mの情報を、予め参照テーブルとして参照テーブル記憶部35に設定しておく。稼働台数決定部34は、この参照テーブルを参照することで、電力指令値Prefに対して最適な稼働台数mの値を決定することができる。
The operating
制御部2a〜2dの各制御回路22は、こうして決定された稼働台数mに基づいて、前述のように除算演算部39において電流指令値Irefを稼働台数mで割ることにより、動作中の電源回路一台当たりの電流指令値Iref_mを求める。そして、この電流指令値Iref_mに基づいて、電源回路1a〜1dのうち対応するものをそれぞれ制御する。これにより、任意の負荷8の状態に対して、常に電源部1全体での効率が最大となるように、電源装置10を運用することができる。
The
図5は、電源部1の効率特性の一例を示す図である。図5に示す効率曲線55、56、57は、前述の式(7)において負荷率x=k/m、乗数n=1.6とした場合の、稼働台数m=1、2、3における合計負荷率kと全体効率η(x)との関係をそれぞれ表している。図5でも図4(c)と同様に、k=0.76の近傍において、m=1の効率曲線55とm=2の効率曲線56とが互いに交差している。また、k=1.33の近傍において、m=2の効率曲線56とm=3の効率曲線57とが互いに交差している。これにより、0<k≦0.76では一台の電源回路のみを動作させ、0.76<k≦1.33では二台の電源回路を同時に動作させ、1.33<k≦3では三台の電源回路を同時に動作させるように制御することで、合計負荷率kの全範囲に渡って常に電源部1の効率が最高となるように電源装置10を運用できることが分かる。特に、軽負荷領域ほど顕著に効率を改善することが可能となる。
FIG. 5 is a diagram showing an example of the efficiency characteristic of the
以上のように、本実施形態の電源装置10では、最大出力Pmaxが等しい多数台の電源回路1a〜1dを電源部1において同時に駆動する際に、制御部2a〜2dにより、各電源回路の負荷が等しくなるように出力を制御する。これにより、電源装置10全体で最も効率の良い運転を行うことができる。
As described above, in the
次に、位相シフト量設定部36における位相シフト量θsの具体的な設定方法について説明する。位相シフト量設定部36は、稼働台数mに基づいて、動作中の各電源回路での位相差が略等位相となるように、位相シフト量θsを設定する。
Next, a specific method of setting the phase shift amount θs in the phase shift
一般的なPWM制御では、制御周期は固定されており、出力変動は周期内のパルス幅、すなわちデューティ比を制御することで行われる。出力と連動させて制御周期を変化させると演算が複雑になるため、高性能な演算装置を使用する必要が生じてコストが上昇したり、演算処理時間が延びて応答性が低下したりする可能性がある。そのため、以下の説明では、定常時の制御周期が概ね固定されているPWM制御によって電源回路1a〜1dの出力を調整する例について説明する。なお、この他に、許容された周波数の範囲においてオン時のデューティが所定値、たとえば50%に固定されており、出力の調整が周波数の変動によって実現される電流共振型のコンバータも知られている。しかし、こうした電流共振型のコンバータでは周波数が常に変動するため、並列構成とした場合には相互の位相を適切に制御することができない。したがって、本実施形態の電源装置10において電源回路1a〜1dに適用するのは困難である。
In general PWM control, the control period is fixed, and output fluctuation is performed by controlling the pulse width in the period, that is, the duty ratio. Since changing the control cycle in conjunction with the output complicates the operation, it becomes necessary to use a high-performance arithmetic device, which increases the cost, or extends the operation processing time and reduces the responsiveness. There is sex. Therefore, in the following description, an example will be described in which the outputs of the
並列構成の電源回路1a〜1dにおいて、これまで説明してきたように常に効率を最大として運転するためには、稼働している各電源回路が等負荷で制御されることが必要である。しかし、複数台の電源回路の制御が同期していると、同じタイミングでスイッチング素子12a〜12dのいずれかのスイッチングが行われるため、各電源回路に流れる電流に大きなリップルが生じる。その結果、コンデンサ11a、11bの電圧リップルが増大し、コンデンサ11a、11bの寿命を早めることにつながる。
In the
上記の電流リップルを低減するためには、動作中の電源回路の制御タイミングを互いにずらして、各電源回路間での位相差が略等間隔となるような制御位相で制御を行うことが望ましい。たとえば、稼働台数が二台の場合には、互いの位相差が180°のときに等間隔となるのに対して、稼働台数が三台の場合には、互いの位相差が120°のときに等間隔となる。すなわち、稼働台数mに対して各電源回路間で等間隔となる位相差θdは、以下の式(9)で表すことができる。
θd(°)=360/m (9)
In order to reduce the above-mentioned current ripple, it is desirable to shift the control timings of the power supply circuits in operation with each other to perform control with control phases such that the phase differences among the power supply circuits are substantially equal. For example, when the number of operating units is two, they are equally spaced when the phase difference between them is 180 °, whereas when the number of operating units is three, they are when the phase difference between them is 120 °. It is equally spaced. That is, the phase differences θd at equal intervals between the power supply circuits with respect to the number of operating units m can be expressed by the following equation (9).
θ d (°) = 360 / m (9)
位相シフト量設定部36は、上記の式(9)で表される位相差θdに従って、稼働台数mが変化したときの変動量がなるべく小さくなるように、動作中の各電源回路に対する位相シフト量θsを設定する。具体的には、稼働台数mとID番号idの組み合わせごとに最適な位相シフト量θsの情報を、予め位相テーブルとして位相テーブル記憶部37に設定しておく。位相シフト量設定部36は、この位相テーブルを参照することで、稼働台数mおよびID番号idに対して最適な位相シフト量θsの値を決定することができる。
The phase shift
なお、位相テーブル記憶部37において設定可能な位相テーブルは一種類ではなく、複数存在する位相テーブルの中からいずれかを選択して用いることが可能である。図8は、位相テーブルの例を示す図である。図8(a)では、稼働台数mが1から5の間で変化するときの位相テーブルの一例を示している。図8(a)の位相テーブルから、稼働台数mが変化したときの位相シフト量θsの変動量は最大でも、id=2におけるm=2とm=3の間での変動量、すなわち180°−120°=60°であることが分かる。
The phase table that can be set in the phase
図8(b)では、稼働台数mが1から5の間で変化するときの位相テーブルの他の一例を示している。図8(b)の位相テーブルでは、稼働台数mが変化したときの位相シフト量θsの最大変動量は、1≦m≦4の範囲では30°であり、mが5まで変化する場合には36°であることが分かる。そのため、図8(a)の位相テーブルを用いた場合と比較して、位相シフト量θsの変動をさらに小さくすることができる。ただしこの場合には、m=3のときに、id=1の電源回路に対する位相シフト量θsを30°に設定する必要がある。そのため、図8(a)の位相テーブルと比べて、やや複雑な制御が必要となる。 FIG. 8B shows another example of the phase table when the operating number m changes between 1 and 5. In the phase table of FIG. 8B, the maximum variation of the phase shift amount θs when the number of operating units m changes is 30 ° in the range of 1 ≦ m ≦ 4, and when m changes to 5 It turns out that it is 36 degrees. Therefore, compared with the case of using the phase table of FIG. 8A, the fluctuation of the phase shift amount θs can be further reduced. However, in this case, when m = 3, it is necessary to set the phase shift amount θs for the power circuit with id = 1 to 30 °. Therefore, somewhat complicated control is required compared to the phase table of FIG. 8 (a).
なお、実際の電源回路1a〜1dの制御においては、各電源回路間で電流ばらつきが存在するため、各電源回路間の位相差を必ずしも厳密に等間隔とする必要はない。各電源回路間の位相差が互いに一定の範囲内で略等間隔となるように制御されていれば、特に問題は生じない。また、図8(a)、図8(b)の表では、稼働台数mが5までの位相テーブルの例しか示していないが、稼働台数mが6以上の場合についても、同様にして各電源回路の位相シフト量θsを設定することができる。この場合には、各電源回路間の位相差が60°以下となるため、稼働台数mが5以下の場合と比べて、位相シフト量θsの変動量はさらに縮小することとなる。
In actual control of the
ここで、制御部2a〜2dのうちいずれかの制御回路22において、稼働台数mの増減に応じて位相シフト量θsを急激に変更すると、その制御回路22からゲート駆動回路21a〜21dのいずれかに対して出力されるPWM制御信号のデューティが急変する。これに応じて、スイッチング素子12a〜12dのいずれかにおいて、オン期間やオフ期間が変動することになる。オフ期間が変動する場合にはあまり問題は生じないが、オン期間が変動する場合、特にオン期間が長くなる場合には、過電流の発生により当該スイッチング素子が破壊されたり、不要な電流振動が発生したりする可能性がある。
Here, when the phase shift amount θs is rapidly changed according to the increase or decrease of the operating number m in any one of the
そこで本実施形態の制御回路22では、上記のような問題を解決するために、稼働台数mの変化に応じて位相シフト量θsを変更するときには、一定の遷移期間を設定する。この遷移期間では、PWM制御部42におけるPWM制御の制御周期を、元の制御周期から一定の比率で変更することにより、位相シフト量θsの変更を連続的に行い、これに応じて制御位相が徐々に変化するように制御する。これにより、上記のような問題に対処することができる。
Therefore, in order to solve the above-mentioned problems, the
図6は、稼働台数mが変化した場合の電源回路1a〜1dの負荷率および制御位相の変化の様子の一例を示す図である。図6(a)のグラフ61〜64は、電源回路1a〜1dの負荷率の変化をそれぞれ示しており、図6(b)のグラフ65〜68は、電源回路1a〜1dの制御位相の変化をそれぞれ示している。なお、これらのグラフでは、説明を分かりやすくするため、電源回路1a、1b、1c、1dの順に動作優先度が高く、また電源部1の合計負荷率kが単調に増加するものとしている。
FIG. 6 is a diagram showing an example of changes in load factor and control phase of the
稼働台数mが1である時刻t1までの間は、グラフ61に示すように、電源回路1aの負荷率が徐々に上昇する。また、このときの電源回路1aの制御位相は、グラフ65に示すように0°である。
As shown in the
時刻t1から時刻t2までの間は、稼働台数mが1から2に変化する遷移期間である。この遷移期間では、制御部2a、2bは、電源回路1a、1bの負荷配分をそれぞれ連続的に変化させる。その結果、グラフ61、62に示すように、電源回路1a、1bの負荷率が一致するまで、電源回路1aの負荷率が低下する一方で、電源回路1bの負荷率が0から立ち上がって上昇する。その後、時刻t2から時刻t3までの期間では、グラフ61、62に示すように、電源回路1a、1bの負荷率が上昇する。また、時刻t1から時刻t3までの期間では、グラフ65に示すように、電源回路1aの制御位相は0°である一方で、グラフ66に示すように、電源回路1bの制御位相は180°である。すなわち、このときの電源回路1aと電源回路1bの位相差は180°である。制御部2a、2bでは、これらの制御位相の値に応じて、電源回路1a、1bに対する位相シフト量θsが位相シフト量設定部36によりそれぞれ設定される。
Between time t1 and time t2, it is a transition period in which the operating number m changes from 1 to 2. In this transition period, the
時刻t3から時刻t4までの間は、稼働台数mが2から3に変化する遷移期間である。この遷移期間では、制御部2a〜2cは、電源回路1a〜1cの負荷配分をそれぞれ連続的に変化させる。その結果、グラフ61〜63に示すように、電源回路1a〜1cの負荷率が一致するまで、電源回路1aおよび1bの負荷率が低下する一方で、電源回路1cの負荷率が0から立ち上がって上昇する。また、グラフ66に示すように、電源回路1bの制御位相が180°から120°に連続的に変化する。その後、時刻t4から時刻t5までの期間では、グラフ61〜63に示すように、電源回路1a〜1cの負荷率が上昇する。また、グラフ65〜67に示すように、電源回路1a〜1cの制御位相は、それぞれ0°、120°、240°である。すなわち、このときの電源回路1a〜1cの位相差はそれぞれ120°であり等しい。制御部2a〜2cでは、これらの制御位相の値に応じて、電源回路1a〜1cに対する位相シフト量θsが位相シフト量設定部36によりそれぞれ設定される。
Between time t3 and time t4, it is a transition period in which the operating number m changes from 2 to 3. In this transition period, the
時刻t5から時刻t6までの間は、稼働台数mが3から4に変化する遷移期間である。この遷移期間では、制御部2a〜2dは、電源回路1a〜1dの負荷配分をそれぞれ連続的に変化させる。その結果、グラフ61〜64に示すように、電源回路1a〜1dの負荷率が一致するまで、電源回路1a〜1cの負荷率が低下する一方で、電源回路1dの負荷率が0から立ち上がって上昇する。また、グラフ66、67に示すように、電源回路1bの制御位相が120°から90°に、電源回路1cの制御位相が240°から270°にそれぞれ連続的に変化する。その後、時刻t6以降の期間では、グラフ61〜64に示すように、電源回路1a〜1dの負荷率が上昇する。また、グラフ65〜68に示すように、電源回路1a〜1dの制御位相は、それぞれ0°、90°、270°、180°である。すなわち、このときの電源回路1a〜1dの位相差はそれぞれ90°であり等しい。制御部2a〜2dでは、これらの制御位相の値に応じて、電源回路1a〜1dに対する位相シフト量θsが位相シフト量設定部36によりそれぞれ設定される。
Between time t5 and time t6, it is a transition period in which the operating number m changes from 3 to 4. In this transition period, the
図7は、遷移期間における電源回路1a〜1dの制御周期の変化の様子の一例を示す図である。図7(a)のグラフ71〜74は、稼働台数mが2から3に増加する場合の電源回路1a〜1dの制御周期をそれぞれ示しており、図7(b)のグラフ75〜78は、稼働台数mが3から2に減少する場合の電源回路1a〜1dの制御周期をそれぞれ示している。
FIG. 7 is a diagram showing an example of how control cycles of the
稼働台数mが増加する場合には、図7(a)において、稼働台数mを変更する前の定常状態である状態Aから遷移期間である状態Bに入ると、グラフ73において破線で示すように、電源回路1aに対する位相差が240°の制御周期で電源回路1cが起動する。また、グラフ72に示すように、電源回路1bの制御周期が状態Aのときの基本周期よりも短い制御周期に変化することで、電源1aに対する位相差が180°から徐々に縮小する。その後、電源回路1bの位相差が120°になって稼働台数mの変更が完了すると、状態Cにおいてグラフ72に示すように、電源回路1bの制御周期が元の基本周期へと戻り、定常状態での制御が繰り返される。
When the number of operating units m increases, as shown by the broken line in the
稼働台数mが減少する場合には、図7(b)において、稼働台数mを変更する前の定常状態である状態Aから遷移期間である状態Bに入ると、グラフ77において破線で示すように、電源回路1cの動作が停止する。また、グラフ76に示すように、電源回路1bの制御周期が状態Aのときの基本周期よりも長い制御周期に変化することで、電源1aに対する位相差が120°から徐々に拡大する。その後、電源回路1bの位相差が180°になって稼働台数mの変更が完了すると、状態Cにおいてグラフ76に示すように、電源回路1bの制御周期が元の基本周期へと戻り、定常状態での制御が繰り返される。
When the operating number m decreases, as shown by the broken line in the
以上説明したように、電源回路間の位相差が縮小する方向に変化する場合には、遷移期間における電源回路1a〜1dの制御周期は、定常状態での基本周期よりも短くなるように変化する。すなわち、この場合の遷移期間における電源回路1a〜1dの制御周波数は、定常状態での制御周波数よりも高くなる。反対に、電源回路間の位相差が拡大する方向に変化する場合には、遷移期間における電源回路1a〜1dの制御周期は、定常状態での基本周期よりも長くなるように変化する。すなわち、この場合の遷移期間における電源回路1a〜1dの制御周波数は、定常状態での制御周波数よりも低くなる。
As described above, when the phase difference between the power supply circuits changes in the decreasing direction, the control period of the
ここで、上記の遷移期間における制御周波数の変化の具体例として、基本周期に対応する定常状態での制御周波数が20kHzであり、遷移期間が2msである場合について説明する。この場合、遷移期間中に位相差を上記のように180°から120°まで、または120°から180°まで変化させるためには、遷移期間における制御周波数を、定常状態での制御周波数の20kHzから0.5%程度変化させ、約20.1kHzまたは約19.9Hzとすればよい。この程度の制御周波数の変化であれば、電源回路1a〜1dにおいて大きな電流変動や過電流の発生には至らず、安定な動作が可能である。また、制御回路22において、PWM制御の演算プロセスにも影響を与えず、簡易なアルゴリズムで容易に実装可能である。
Here, as a specific example of the change of the control frequency in the above transition period, the case where the control frequency in the steady state corresponding to the basic period is 20 kHz and the transition period is 2 ms will be described. In this case, in order to change the phase difference from 180 ° to 120 ° or 120 ° to 180 ° as described above during the transition period, the control frequency in the transition period is from 20 kHz of the control frequency in the steady state. It may be changed by about 0.5% to be about 20.1 kHz or about 19.9 Hz. If the control frequency changes to this extent, the
以上説明した本発明の第1の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。 According to the first embodiment of the present invention described above, the following effects can be obtained.
(1)電源装置10は、電源部1と、制御部2a〜2dとを備える。電源部1は、並列接続された複数の電源回路1a〜1dを有し、電源回路1a〜1dのいずれか少なくとも一つを動作させて、入力電力を所定の電力指令値に応じた出力電力に変換する。制御部2a〜2dは、電源部1において動作中の各電源回路の負荷が等しくなるように、電源部1を制御する。このようにしたので、複数の電源回路1a〜1dを並列に接続した電源装置10を高効率で動作させることができる。
(1) The
(2)制御部2a〜2dは、制御回路22の稼働台数決定部34により、電力指令値Prefに基づいて、電源部1において動作させる電源回路の数を表す稼働台数mを決定する。具体的には、参照テーブル記憶部35において予め設定された電力指令値Prefごとに最適な稼働台数mを表す参照テーブルに基づいて、稼働台数mを決定する。このようにしたので、電源部1全体での効率が最大となるように、電源部1において動作させる電源回路の数を適切に決定することができる。
(2) The
(3)制御部2a〜2dは、制御回路22の位相シフト量設定部36により、電源部1において動作中の電源回路の数を表す稼働台数mに基づいて、動作中の各電源回路をそれぞれ制御するための位相シフト量θsを設定する。具体的には、動作中の各電源回路間での位相差が略等間隔となるように、位相シフト量θsを設定する。このようにしたので、動作中の電源回路の制御タイミングを互いにずらして、それぞれに流れる電流リップルを低減することができる。
(3) The
(4)制御部2a〜2dは、制御回路22のPWM制御部42により、稼働台数mを変更する前後の定常状態では、動作中の各電源回路をそれぞれ所定の制御周期で制御する。また、稼働台数mが変更されたことで、動作中の電源回路のいずれかについて位相シフト量設定部36により位相シフト量θsが変更された場合、所定の遷移期間が経過するまでの間は、定常状態での制御周期とは異なる制御周期で当該電源回路を制御する。このようにしたので、位相シフト量θsが変更された場合でも、位相シフト量θsを徐々に変化させることができる。その結果、制御回路22からゲート駆動回路21a〜21dのいずれかに出力されるPWM制御信号のデューティが急変し、それによってスイッチング素子12a〜12dのいずれかに過電流や不要な電流振動が発生するのを防止できる。
(4) The
(5)制御部2a〜2dは、遷移期間中には図6(a)に示すように、動作中の各電源回路の負荷配分をそれぞれ連続的に変化させる。このようにしたので、上記と同様に、制御回路22からゲート駆動回路21a〜21dのいずれかに出力されるPWM制御信号のデューティが急変し、それによってスイッチング素子12a〜12dのいずれかに過電流や不要な電流振動が発生するのを防止できる。
(5) The
(6)電源部1が有する複数の電源回路1a〜1dの各々は、双方向に電力変換が可能な双方向コンバータとすることが好ましい。このようにすれば、図1のような蓄電システムにおいて用いるのに好適な電源装置10を提供することができる。
(6) Each of the plurality of
(7)制御部2a〜2dは、電源部1が有する複数の電源回路1a〜1dの各々に設けられている。これにより、制御部2a〜2dが電源回路1a〜1dをそれぞれ分散制御するようにしたので、簡易なアルゴリズムで制御部2a〜2dの動作を実現可能である。
(7) The
(第2の実施形態)
次に本発明の第2の実施形態について説明する。本実施形態では、電源部1の電源回路1a〜1dを一つの統合制御部が集中制御する例について説明する。
Second Embodiment
Next, a second embodiment of the present invention will be described. In this embodiment, an example in which one integrated control unit centrally controls the
図9は、本発明の第2の実施形態に係る電源装置を適用した蓄電システムの全体構成図である。図9に示す蓄電システムは、図1に示した第1の実施形態に係る蓄電システムと比較して、電源装置10の代わりに電源装置100が設けられている点が異なっている。電源装置100は、図1と同様の電源部1と、電源部1の電源回路1a、1b、1cおよび1dにそれぞれ接続された駆動制御部20a、20b、20cおよび20dと、電源回路1a〜1dを集中制御する統合制御部4とを備える。
FIG. 9 is an entire configuration diagram of a storage system to which the power supply device according to the second embodiment of the present invention is applied. The storage system shown in FIG. 9 is different from the storage system according to the first embodiment shown in FIG. 1 in that a
図10は、電源回路1aおよび駆動制御部20aの構成図である。図10において、電源回路1aの構成は、図2に示したものと同一である。また、第1の実施形態における制御部2a〜2dと同様に、駆動制御部20a〜20dは同一の構成を有している。そのため、以下ではこれらを代表して、駆動制御部20aの構成について説明する。
FIG. 10 is a block diagram of the
駆動制御部20aは、第1の実施形態において図2に示したものと同じゲート駆動回路21a〜21dと、駆動制御回路220とを有する。駆動制御回路220は、第1の実施形態で説明した制御回路22の機能のうち、PWM制御に係る機能を分担する。具体的には、図3の制御ブロック図のうち、差分演算部31、PI制御部32、除算演算部39、差分演算部40、PI制御部41およびPWM制御部42に相当する各機能が駆動制御回路220において実現される。
The
一方、図9の統合制御部4は、第1の実施形態で説明した制御回路22の機能のうち、稼働台数mの決定および動作中の各電源回路に対する位相シフト量θsの設定に係る機能を分担する。具体的には、図3の制御ブロック図のうち、乗算演算部33、稼働台数決定部34、参照テーブル記憶部35、位相シフト量設定部36、位相テーブル記憶部37およびID設定部38に相当する各機能を制御部2a〜2dについて統合したものが、統合制御部4において実現される。
On the other hand, the
本実施形態の電源装置100では、以上説明した駆動制御部20a〜20dの各駆動制御回路220と統合制御部4との機能分担により、第1の実施形態で説明したのと同様の制御が電源回路1a〜1dに対して行われる。これにより、第1の実施形態の電源装置10と同様に、各電源回路の負荷が等しくなるように出力を制御して、電源装置100全体で最も効率の良い運転を行うことができる。
In the
なお、本実施形態における駆動制御回路220と統合制御部4との機能分担は、上記で説明したものに限らない。合計負荷率kに基づいて最適な稼働台数mを決定すると共に、動作中の各電源回路での位相差が略等位相となるように位相シフト量θsを設定できれば、どのような機能分担としても構わない。
Note that the function sharing between the
以上説明した本発明の第2の実施形態によれば、第1の実施形態で説明した(1)〜(6)の作用効果に加えて、さらに下記(8)の作用効果を奏する。 According to the second embodiment of the present invention described above, in addition to the functions and effects of (1) to (6) described in the first embodiment, the following function and effects of (8) are exhibited.
(8)統合制御部4は、電源部1が有する複数の電源回路1a〜1dに対して一つ設けられている。これにより、統合制御部4が電源回路1a〜1dを集中制御するようにしたので、分散制御の場合と比べて制御演算を実行する演算装置の個数を減らして、さらなるコスト低減を図ることができる。
(8) One
なお、上記の各実施形態では、電源回路1a〜1dとして双方向に電力変換が可能な双方向DC/DCコンバータを用いた例を説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。たとえば、単方向の電力変換のみが可能な電源回路を並列に接続した電源装置についても、本発明を適用可能であり、前述のような作用効果を得られることは言うまでもない。また、非絶縁型コンバータだけでなく、複数の絶縁型コンバータを並列に構成した場合でも、本発明を適用することで、各コンバータが等負荷となるように稼働台数を制御して、任意の負荷に対して常に最高効率条件で動作させることが可能である。
In each of the above embodiments, an example in which a bidirectional DC / DC converter capable of bi-directional power conversion is used as the
以上説明した各実施形態や変形例はあくまで一例であり、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。 Each embodiment and modification which were explained above are examples to the last, and the present invention is not limited to these contents. Other embodiments considered within the scope of the technical idea of the present invention are also included within the scope of the present invention.
1 電源部
1a、1b、1c、1d 電源回路
2a、2b、2c、2d 制御部
3 蓄電池
4 統合制御部
5 DC/DCコンバータ
6 パワーコンディショナ
7 太陽電池
8 負荷
9 高電圧バス配線
10、100 電源装置
11a、11b コンデンサ
12a、12b、12c、12d スイッチング素子
13a、13b、13c、13d ダイオード
15 インダクタ
20a、20b、20c、20d 駆動制御部
21a、21b、21c、21d ゲート駆動回路
22 制御回路
31 差分演算部
32 PI制御部
33 乗算演算部
34 稼働台数決定部
35 参照テーブル記憶部
36 位相シフト量設定部
37 位相テーブル記憶部
38 ID設定部
39 除算演算部
40 差分演算部
41 PI制御部
42 PWM制御部
DESCRIPTION OF
Claims (9)
前記電源部において動作中の電源回路の数に基づいて、前記動作中の各電源回路をそれぞれ制御するための位相シフト量を設定して、前記電源部において動作中の各電源回路の負荷が等しくなるように、前記電源部を制御する制御部と、を備え、
前記制御部は、
前記動作中の各電源回路をそれぞれ所定の第1の制御周期で制御し、
前記電源部において動作させる前記電源回路の数が変更されたことで、前記動作中の電源回路のいずれかについて前記位相シフト量が変更された場合、所定の遷移期間が経過するまでの間は、前記第1の制御周期とは異なる第2の制御周期で当該電源回路を制御して前記位相シフト量を連続的に変化させることにより、前記遷移期間中に前記動作中の各電源回路間での位相差を連続的に変化させ、
前記遷移期間の経過後は、当該電源回路を変更後の前記位相シフト量に従って前記第1の制御周期で制御する電源装置。 A power supply unit having a plurality of power supply circuits connected in parallel and operating at least one of the plurality of power supply circuits to convert input power into output power according to a predetermined power command value;
Based on the number of power supply circuits in operation in the power supply unit, the phase shift amount for controlling each of the power supply circuits in operation is set, and the loads of the power supply circuits in operation in the power supply unit are equal. so as to, and a control unit for controlling the power supply unit,
The control unit
Controlling each of the power supply circuits in operation at a predetermined first control cycle;
When the phase shift amount is changed for any of the power supply circuits in operation by changing the number of the power supply circuits operated in the power supply unit, the period until a predetermined transition period elapses, By continuously changing the phase shift amount by controlling the power supply circuit in a second control cycle different from the first control cycle, the power supply circuits in operation during the transition period can be changed. Change the phase difference continuously,
The power supply device which controls the said power supply circuit according to the said phase shift amount after a change with the said 1st control period after progress of the said transition period .
前記制御部は、The control unit
前記遷移期間中に前記位相差を縮小方向に変化させる場合には、前記第1の制御周期を所定の比率で短くすることにより、当該電源回路の制御周期を前記第1の制御周期から前記第2の制御周期に変更し、When changing the phase difference in the reduction direction during the transition period, the control period of the power supply circuit is shortened from the first control period by shortening the first control period by a predetermined ratio. Change to 2 control cycles,
前記遷移期間中に前記位相差を拡大方向に変化させる場合には、前記第1の制御周期を前記所定の比率で長くすることにより、当該電源回路の制御周期を前記第1の制御周期から前記第2の制御周期に変更する電源装置。When changing the phase difference in the expansion direction during the transition period, the control period of the power supply circuit is increased from the first control period by lengthening the first control period by the predetermined ratio. Power supply device to change to the second control cycle.
前記制御部は、前記電力指令値に基づいて、前記電源部において動作させる前記電源回路の数を決定する電源装置。 The power supply device according to claim 1 or 2
The power supply device, wherein the control unit determines the number of the power supply circuits operated in the power supply unit based on the power command value.
前記制御部は、予め設定された前記電力指令値ごとに最適な前記電源回路の数を表す参照テーブルに基づいて、前記電源部において動作させる前記電源回路の数を決定する電源装置。 In the power supply device according to claim 3 ,
The power supply apparatus, wherein the control unit determines the number of the power supply circuits to be operated in the power supply unit, based on a reference table representing the number of the power supply circuits optimum for each of the preset power instruction values.
前記制御部は、前記動作中の各電源回路間での位相差が略等間隔となるように、前記位相シフト量を設定する電源装置。 The power supply device according to any one of claims 1 to 4 .
The control unit sets the phase shift amount such that phase differences among the respective power supply circuits in operation become substantially equal.
前記制御部は、前記遷移期間中に、前記動作中の各電源回路の負荷配分をそれぞれ連続的に変化させる電源装置。 The power supply device according to any one of claims 1 to 5 .
The power supply device, wherein the control unit continuously changes the load distribution of each of the power supply circuits in operation during the transition period.
前記複数の電源回路の各々は、双方向に電力変換が可能な双方向コンバータである電源装置。 The power supply device according to any one of claims 1 to 6 .
A power supply device, wherein each of the plurality of power supply circuits is a bi-directional converter capable of bi-directional power conversion.
前記制御部は、前記複数の電源回路の各々に設けられている電源装置。 The power supply device according to any one of claims 1 to 7 .
The control unit is a power supply device provided in each of the plurality of power supply circuits.
前記制御部は、前記複数の電源回路に対して一つ設けられている電源装置。 The power supply device according to any one of claims 1 to 7 .
The control unit is one power supply device provided for the plurality of power supply circuits.
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