JP6531767B2 - Power converter - Google Patents
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Description
本発明は、電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a power converter.
電源から出力された直流電圧を値の異なる直流電圧に変換して負荷に供給する電力変換装置が有する回路の一つに、１石型昇圧回路がある。一般的な１石型昇圧回路は、回路の入力側の電圧を平滑化するための第１のコンデンサーと、エネルギーを蓄積させるためのリアクトルと、リアクトルにエネルギーを充電する際にオン状態となる第１の半導体スイッチング素子とを備えている。そして、第１の半導体スイッチング素子には、第１の半導体スイッチング素子がオフ状態となる時に第１の半導体スイッチング素子に印加される高電圧から第１の半導体スイッチング素子を保護するための第１の整流素子が逆並列に接続されている。さらに、第１の半導体スイッチング素子がオフ状態のときにリアクトルに充電されたエネルギーを出力側に放出すると共に回路の出力側からの逆流を防止する第２の整流素子と、回路の出力側の電圧を平滑化するための第２のコンデンサーとを備えている。 One of the circuits included in a power conversion device that converts a DC voltage output from a power supply into a DC voltage having a different value and supplies the DC voltage to a load is a one-stone booster circuit. In a general single-stone booster circuit, a first capacitor for smoothing the voltage on the input side of the circuit, a reactor for storing energy, and an ON state when energy is charged to the reactor And one semiconductor switching element. The first semiconductor switching device further includes a first semiconductor switching device to protect the first semiconductor switching device from a high voltage applied to the first semiconductor switching device when the first semiconductor switching device is turned off. The rectifying elements are connected in reverse parallel. Furthermore, when the first semiconductor switching element is in the off state, the energy charged in the reactor is released to the output side, and the second rectifying element for preventing the backflow from the output side of the circuit, the voltage on the output side of the circuit And a second capacitor for smoothing.
このような一般的な１石型昇圧回路の第２の整流素子に、第２の半導体スイッチング素子を逆並列に接続し、第２の整流素子に電流が流れる期間に第２の半導体スイッチング素子をオン状態として第２の半導体スイッチング素子に電流を流す同期整流の動作を可能にした１石型昇圧回路がある。このような同期整流可能な１石型昇圧回路において、電源から供給される電圧が予め設定された電圧の閾値よりも高い電圧のときには、第２の半導体スイッチング素子をオフ状態に維持し、かつ第１の半導体スイッチング素子が第１のオン状態と第１のオフ状態とを切り替える第１の切り替えを行い、同期整流を行わない（この動作を非同期整流と呼ぶ。）。そして、電源から供給される電圧が予め設定された電圧の閾値よりも低いときには、第１の切り替えに同期して、第２の半導体スイッチング素子が第２のオン状態と第２のオフ状態とを切り替える第２の切り替えを行う同期整流を行う（例えば、特許文献１）。ここで、閾値電圧は、出力側からの逆流が生じないように設定されている。
The second semiconductor switching device is connected in anti-parallel to the second rectifying device of such a general 1-stone booster circuit, and the second semiconductor switching device is connected in a period in which current flows in the second rectifying device. There is a one-stone type booster circuit that enables an operation of synchronous rectification in which a current flows to the second semiconductor switching element in the on state. When the voltage supplied from the power supply is a voltage higher than a preset voltage threshold in such a synchronous rectification type single step-up circuit, the second semiconductor switching element is maintained in the OFF state, and The
しかしながら、このような非同期整流と同期整流との切り替えを行うことがある同期整流が可能な１石型昇圧回路においては、実際には非同期整流から同期整流へ切り替える際に問題が起きることがあった。 However, in a single-transistor boost circuit capable of synchronous rectification, which may switch between such asynchronous rectification and synchronous rectification, there may actually be a problem when switching from asynchronous rectification to synchronous rectification. .
第２の半導体スイッチング素子をオフ状態に維持し、かつ第１の半導体スイッチング素子が第１のオン状態と第１のオフ状態とを切り替える第１の切り替えを繰り返し、第１のオン状態の時間を示す第１のオン時間の方が第１のオフ状態の時間を示す第１のオフ時間よりも短く、リアクトルに蓄えられるエネルギーが少ない場合を考える。このとき、リアクトルに流れる電流が不連続となることがある。このリアクトルに流れる電流が不連続の場合に、非同期整流の状態から同期整流の状態へ移行すると、逆方向、すなわち負荷から電源へ向かう方向に流れてしまう電流量が多くなり、電力変換装置が負荷に供給したい電力を負荷に供給出来ていない状態が発生してしまう。つまり、電力変換装置は負荷に供給するべき電力を負荷に供給することが出来ず、電力変換装置が負荷に供給する電力に変動が発生してしまう。 The first switching operation is repeated by maintaining the second semiconductor switching element in the off state and switching the first semiconductor switching element between the first on state and the first off state, and the time of the first on state A case is considered where the first on time shown is shorter than the first off time indicating the time in the first off state, and the energy stored in the reactor is small. At this time, the current flowing to the reactor may be discontinuous. When the current flowing to the reactor is discontinuous, transitioning from the asynchronous rectification state to the synchronous rectification state increases the amount of current flowing in the reverse direction, that is, from the load to the power supply, causing the power converter to There is a situation where the load can not be supplied with the power it wants to supply. That is, the power converter can not supply the load with the power to be supplied to the load, and a change occurs in the power supplied to the load by the power converter.
本発明は、上述のような問題を解決するためになされたもので、非同期整流の状態から同期整流の状態へ移行したときに、負荷に供給する電力の変動を抑制した電力変換装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the problems as described above, and it is an object of the present invention to provide a power conversion device in which fluctuations in power supplied to a load are suppressed when transitioning from an asynchronous rectification state to a synchronous rectification state. With the goal.
本発明にかかる電力変換装置は、第１の端子と第２の端子とを有し、第１の端子が電源の正極と接続されたリアクトルと、リアクトルの第２の端子と電源の負極との間に接続された第１の半導体スイッチング素子と、リアクトルの第２の端子と負荷の正側との間に接続され、第２の端子から送出された電流を負荷に送出するように整流する整流素子と、整流素子に並列に接続された第２の半導体スイッチング素子と、第１の半導体スイッチング素子及び第２の半導体スイッチング素子を駆動させる駆動信号を送出する駆動装置と、第１の半導体スイッチング素子及び第２の半導体スイッチング素子の駆動を制御する制御信号を駆動装置へ送出する制御装置とを備え、第２の半導体スイッチング素子がオフ状態に維持され、かつ第１の半導体スイッチング素子が第１のオン状態と第１のオフ状態とを切り替える第１の切り替えを行う非同期整流の状態から、第１の切り替えに同期して、第２の半導体スイッチング素子が第２のオン状態と第２のオフ状態とを切り替える第２の切り替えを行う同期整流の状態へ移行する場合に、制御装置は、同期整流の状態において移行後の１回目の第１の切り替えにおける第１の半導体スイッチング素子が第１のオフ状態の時に、第１のオフ状態の時間を示す第１のオフ時間よりも短い第２のオン時間で移行後の１回目の第２の切り替えにおける第２の半導体スイッチング素子を第２のオン状態とするように制御し、第２のオン時間は、第１のオフ時間からデッドタイム期間を引いた時間よりも短くするように制御することを特徴とする。
A power converter according to the present invention has a first terminal and a second terminal, and the first terminal is connected to the positive electrode of the power supply, the second terminal of the reactor and the negative electrode of the power supply. A rectifier connected between the first semiconductor switching element connected between the second terminal and the second terminal of the reactor and the positive side of the load to rectify the current sent from the second terminal to be delivered to the load Device, a second semiconductor switching device connected in parallel to the rectifying device, a driving device for transmitting a drive signal for driving the first semiconductor switching device and the second semiconductor switching device, and the first semiconductor switching device And a control device for sending a control signal for controlling the driving of the second semiconductor switching device to the driving device, the second semiconductor switching device being maintained in the OFF state, and the first semiconductor device being The second semiconductor switching element operates in the second on state in synchronization with the first switching from the asynchronous rectification state in which the first switching element switches the first on state and the first off state. When transitioning to the synchronous rectification state in which the second switching is performed to switch between the second switching state and the second off state, the control device controls the first semiconductor switching in the first switching after the transition in the synchronous rectification state. The second semiconductor switching element in the first switching after transition at a second on time shorter than the first off time indicating the first off time when the element is in the first off state Is controlled to be in the second on state, and the second on time is controlled to be shorter than the time obtained by subtracting the dead time period from the first off time .
本発明にかかる電力変換装置は、非同期整流の状態から同期整流の状態へ移行したときに、負荷に供給する電力の変動を抑制することができる。制御装置は、第２の半導体スイッチング素子のオン時間を、第１の半導体スイッチング素子のオフ時間よりも短くなるように制御しているので、電流が逆方向に流れる時間が短くなるからである。 The power conversion device according to the present invention can suppress fluctuations in the power supplied to the load when shifting from the asynchronous rectification state to the synchronous rectification state. This is because the control device controls the on time of the second semiconductor switching element to be shorter than the off time of the first semiconductor switching element, so the time in which the current flows in the reverse direction is shortened.
実施の形態１．
本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置の構成を説明する。図１は、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０を用いて構成された電力変換システム３１を示す概略図である。図１において、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０は、電源３０１から出力された直流電圧を、昇圧して、負荷３０９に供給する電力変換システム３１を構成する。
The configuration of the power conversion device according to the first embodiment of the present invention will be described. FIG. 1 is a schematic diagram showing a
本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０は、同期整流が可能な１石型昇圧回路を有する。本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０は、第１のコンデンサー３０２と、第１の端子と第２の端子とを有し第１の端子が第１のコンデンサーの３０２の正側と接続されたリアクトル３０３とを有する。ここで、リアクトル３０３の第１の端子は、第１のコンデンサー３０２と接続されるので、図１において、リアクトル３０３の左端を示している。第２の端子は、リアクトル３０３の右端である。
The
本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０は、さらに、リアクトル３０３の第２の端子と第１のコンデンサー３０２の負側との間に接続された第１の半導体スイッチング素子３０４と、第１の半導体スイッチング素子３０４と逆並列に接続され、第１の半導体スイッチング素子３０４がオフ状態となったときに第１の半導体スイッチング素子３０４を保護する第１の整流素子３０５とを有する。すなわち、第１の半導体スイッチング素子３０４は、正端子がリアクトル３０３の第２の端子に接続し、負端子が第１のコンデンサー３０２の負側に接続している。第１の整流素子３０５は、アノード側が第１のコンデンサー３０２の負側に接続し、カソード側がリアクトル３０３の第２の端子に接続している。
The
さらに、リアクトル３０３の第２の端子に接続され、第２の端子から送出された電流を整流する第２の整流素子３０６と、第２の整流素子３０６に逆並列に接続された第２の半導体スイッチング素子３０７と、第２の整流素子３０６によって整流された電流が流れる位置であって、第２の整流素子３０６と第１のコンデンサー３０２の負側に接続された第２のコンデンサー３０８とを有する。すなわち、第２の整流素子３０６は、アノード側がリアクトル３０３の第２の端子に接続し、カソード側が負荷３０９の正側に接続している。第２の半導体スイッチング素子３０７は、負端子がリアクトル３０３の第２の端子に接続し、正端子が第２のコンデンサー３０８の正側及び負荷３０９の正側に接続している。
Furthermore, a second rectifying
ここで、第１のコンデンサー３０２の正側とは、図１において第１のコンデンサー３０２の上端を示している。したがって、第１のコンデンサー３０２の負側とは、図１において第１のコンデンサー３０２の下端である。なお、第２の整流素子３０６は、図１に示されているように整流方向が左から右へ向かう方向が順方向で、右から左へ向かう方向が逆方向となっている。
Here, the positive side of the
電源３０１は二極を有し、正極はリアクトル３０３の第１の端子と接続し、負極は第１の半導体スイッチング素子３０４と接続されている。さらに、電源３０１には、第１のコンデンサー３０２が並列に接続されている。負荷３０９は、正側に第２の整流素子３０６によって整流された電流が入力されるように接続されている。
The
本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０は、上述したような構成となっている同期整流が可能な１石型昇圧回路と、第１の半導体スイッチング素子３０４及び第２の半導体スイッチング素子３０７を駆動させる駆動信号を送出する駆動装置３２０と、第１の半導体スイッチング素子３０４及び第２の半導体スイッチング素子３０７の駆動を制御する制御信号を駆動装置３２０へ送出する制御装置３２１とを備えている。
The
駆動装置３２０は、第１の半導体スイッチング素子３０４の制御端子に対しては、第１の半導体スイッチング素子３０４を駆動する駆動信号３１５を送出し、第２の半導体スイッチング素子３０７の制御端子に対しては、第２の半導体スイッチング素子３０７を駆動する駆動信号３１６を送出する。制御装置３２１は、第１の半導体スイッチング素子３０４を制御する制御信号３１２と、第２の半導体スイッチング素子３０７を制御する制御信号３１４と、同期整流動作切り替え信号３１３とを駆動装置３２０へ送出する。
The
本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０は、制御装置３２１によって生成された第１の半導体スイッチング素子３０４の制御信号３１２を受けた駆動装置３２０が、第１の半導体スイッチング素子３０４のオン状態とオフ状態を切り替えることによって、電源３０１から出力された電圧よりも高い電圧を負荷３０９に出力する。
In the
本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０は、さらに、入力側電圧検出器３１０と、出力側電圧検出器３１１とを備えている。入力側電圧検出器３１０は、第１のコンデンサー３０２の両端にかかる電圧の値を測定している。出力側電圧検出器３１１は、第２のコンデンサー３０８の両端にかかる電圧の値を測定している。
The
ここで電源３０１は、本発明の実施の形態１では、直流安定化電源を使用した場合を想定して説明するが、蓄電池、太陽光電池などであってもよい。また、負荷３０９は、本発明の実施の形態１ではインバータを介した交流負荷を想定して説明するが、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０が接続される負荷３０９は、インバータを介した交流負荷に替えて、純抵抗負荷、定電力負荷などであってもよい。
Here, in the first embodiment of the present invention, the
第１の整流素子３０５は、第１の半導体スイッチング素子３０４がオフ状態となったときに第１の半導体スイッチング素子３０４を保護するものであるので、還流ダイオード、フリーホイールダイオード（ＦＷＤ：Ｆｒｅｅ Ｗｈｅｅｌ Ｄｉｏｄｅ）などと呼ばれるものである。
The
第２の半導体スイッチング素子３０７は、本発明の実施の形態１では、双方向に電流を流すことができる金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ：Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）としている。これに限ることはなく、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であってもよい。第２の半導体スイッチング素子３０７にＩＧＢＴを使用する場合は、ＩＧＢＴは片方向にのみ電流が流れるので、コレクタ電極側を第２のコンデンサー３０８の正側と接続する。
In the first embodiment of the present invention, the second
第１の半導体スイッチング素子３０４は、本発明の実施の形態１では、ＭＯＳＦＥＴとしているが、ＩＧＢＴであってもよい。第１の半導体スイッチング素子３０４にＩＧＢＴを使用する場合は、ＩＧＢＴは片方向にのみ電流が流れるので、コレクタ電極側をリアクトル３０３の第２の端子と接続する。
The first
本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０は、第２の半導体スイッチング素子３０７がオフ状態に維持され、かつ第１の半導体スイッチング素子３０４が第１のオン状態と第１のオフ状態とを切り替える第１の切り替えを行う非同期整流の状態から、第１の切り替えに同期して、第２の半導体スイッチング素子３０７が第２のオン状態と第２のオフ状態とを切り替える第２の切り替えを行う同期整流の状態へ移行する場合に、制御装置３２１は、同期整流の状態において第１の半導体スイッチング素子３０４を第１のオフ状態とする時に、第１のオフ状態の時間を示す第１のオフ時間よりも短い第２のオン時間で第２の半導体スイッチング素子３０７を第２のオン状態とするように制御することを特徴としている。すなわち、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０は、制御装置３２１が本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０の主回路に対して送出する制御信号に特徴を有している。
In the
本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０は、同期整流が可能な１石型昇圧回路において、非同期整流の状態から同期整流の状態へ移行する際に起きる課題を解決する。本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０についてさらに詳細な説明をする前に、まず、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０が解決するその課題について説明する。
The
図２は、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０が解決する課題を説明するための図であり、比較例の電力変換装置の制御装置が送出する制御信号の波形とリアクトル３０３に流れる電流の波形を示した概略図である。
FIG. 2 is a diagram for explaining the problem to be solved by the
本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０が有する主回路と、比較例の電力変換装置が有する主回路は同じ構成であるため、構成の図示は省略する。そのため、比較例の電力変換装置が有する主回路を構成しているものも、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０が有する主回路を構成しているものと同じ名称及び符号を使用して図２を説明するが、図２は比較例の電力変換装置の制御装置が送出する制御信号の波形とリアクトルに流れる電流の波形である。
Since the main circuit of the
図２では、第１の半導体スイッチング素子３０４の駆動を制御する制御信号の波形が、第１の半導体スイッチング素子３０４のスイッチング信号波形５２０１として示されている。第２の半導体スイッチング素子３０７の駆動を制御する制御信号の波形は、第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形５２０２として示されている。他に図２には、同期整流動作切り替え信号波形５２０４と、リアクトル３０３の電流波形５２０３とが示されている。リアクトル３０３の電流波形５２０３は、リアクトル３０３に流れる電流の波形を示しているが、これは概略波形であって、本来はこのように直線のみで表されるものではない。
In FIG. 2, the waveform of the control signal for controlling the driving of the first
第１のオン状態の時間を示す第１のオン時間は、図２ではＴ１として示し、第１のオフ状態の時間を示す第１のオフ時間はＴ２として示す。また、図２におけるスイッチング周期は、Ｔとして示され、第１の切り替えの１周期である。図２の動作を行う比較例の電力変換装置が備える回路において、第２の半導体スイッチング素子３０７をオフ状態に維持し、かつ第１の半導体スイッチング素子３０４が第１のオン状態と第１のオフ状態とを切り替える第１の切り替えを繰り返している非同期整流の状態において、例えば、第１のオン時間Ｔ１の方が第１のオフ時間Ｔ２よりも短く、リアクトル３０３に蓄えられるエネルギーが少ない場合を考える。図２において、領域Ａ１は非同期整流を行っている状態の範囲を示しているが、領域Ａ１では、同期整流が可能な１石型昇圧回路の第１の半導体スイッチング素子３０４に対して送出されている制御信号の波形は、図２のスイッチング信号波形５２０１に示されるように、第１のオン時間Ｔ１が短いためにリアクトル３０３に蓄えられるエネルギーが少ない。第２の半導体スイッチング素子３０７をオフ状態に維持し、かつ第１の半導体スイッチング素子３０４が第１のオン状態と第１のオフ状態とを切り替える第１の切り替えを行う非同期整流の状態とは、同期整流動作切り替え信号波形５２０４がオンになる前である。
A first on-time indicating a first on-time is shown as T1 in FIG. 2 and a first off-time indicating a first off-time is shown as T2. Also, the switching cycle in FIG. 2 is indicated as T, which is one cycle of the first switching. In the circuit included in the power conversion device of the comparative example performing the operation of FIG. 2, the second
図２に示すように、第１のオン時間Ｔ１の方が第１のオフ時間Ｔ２よりも短く、リアクトル３０３に蓄えられるエネルギーが少ないとき、リアクトル３０３に流れる電流が、一時的に０となって電流が不連続となることがある。このように、第１のオン時間Ｔ１が第１のオフ時間Ｔ２よりも短くするなどしたことで、電流が不連続に流れる状態する動作を、不連続モードと呼ぶことにする。
As shown in FIG. 2, when the first on-time T1 is shorter than the first off-time T2 and the energy stored in the
領域Ａ１の状態では、図２の動作を行う比較例の電力変換装置は、第１の半導体スイッチング素子３０４をオン状態にしている間はリアクトル３０３にエネルギーを蓄積し、第１の半導体スイッチング素子３０４をオフ状態としている間ではリアクトル３０３に蓄えられたエネルギーを第２の整流素子３０６を通過させて負荷３０９へと供給している。このとき、第２の整流素子３０６を通過した電流によって第２の整流素子３０６で電圧降下が発生する。第２の整流素子３０６に流れる電流と電圧降下した電圧の積が第２の整流素子３０６で発生する電力損失となる。
In the state of the area A1, the power conversion device of the comparative example performing the operation of FIG. 2 stores energy in the
ここで、リアクトル３０３に電流が流れなくなると、第２のコンデンサー３０８の両端にかかる電圧の方が、第１のコンデンサー３０２の両端にかかる電圧よりも高くなっている。そのため、第２の半導体スイッチング素子３０７がオン状態であれば、第２のコンデンサー３０８側から第１のコンデンサー３０２側へと電流が流れる。しかしながら、領域Ａ１の状態では第２の半導体スイッチング素子３０７はオフ状態であり、かつ第２の整流素子３０６が逆方向への電流を防止しているので、第２のコンデンサー３０８側から第１のコンデンサー３０２側へと電流は流れない。したがって、第２のコンデンサー３０８から第１のコンデンサー３０２へ、すなわちリアクトル３０３の第２の端子から第１の端子へと電流が流れることはない。なお、以下では、リアクトル３０３の第１の端子から第２の端子へ電流が流れる方向を正方向（順方向）と呼び、第２の端子から第１の端子へ電流が流れる方向を負方向（逆方向）と呼ぶことにする。
Here, when the current does not flow in the
領域Ａ１の非同期整流を行っている状態から、同期整流の状態へ移行する。同期整流は、同期整流動作切り替え信号がオン状態になることによって始まる。図２では、同期整流動作切り替え信号がオン状態となるタイミングと、制御装置３２１が第１の半導体スイッチング素子３０４をオン状態とするタイミングとが同じであるので、制御装置３２１が第１の半導体スイッチング素子３０４をオフ状態にする時に第２の半導体スイッチング素子３０７をオン状態とする。第１の半導体スイッチング素子３０４をオン状態にしている間はリアクトル３０３にエネルギーを蓄積し、制御装置３２１が第１の半導体スイッチング素子３０４をオフ状態とし、第２の半導体スイッチング素子３０７をオン状態とする間ではリアクトル３０３に蓄えられたエネルギーを第２の半導体スイッチング素子３０７を通過させて負荷３０９へと供給する。正方向に流れていた電流が０となると、第２のコンデンサー３０８の両端にかかる電圧の方が、第１のコンデンサー３０２の両端にかかる電圧よりも高くなっている。そのため、次は第２の半導体スイッチング素子３０７を通って負方向に電流が流れる。
A transition is made from the state where asynchronous rectification is performed in the area A1 to the state of synchronous rectification. The synchronous rectification starts by turning on the synchronous rectification operation switching signal. In FIG. 2, the timing at which the synchronous rectification operation switching signal is turned on and the timing at which the
第１のコンデンサー３０２に流れる電流は、リアクトル３０３を通過して流れる。したがって、第１のコンデンサー３０２への急激な電流増加は抑制される。負方向に流れる電流の増加量は、第１のコンデンサー３０２の両端の電圧の値と第２のコンデンサー３０８の両端の電圧の値とリアクトル３０３のインダクタンスの値によって決まるものである。
The current flowing to the
その後、制御装置３２１が次のスイッチング周期Ｔで第２の半導体スイッチング素子３０７をオフ状態とし、第１の半導体スイッチング素子３０５をオン状態とすると、第２のコンデンサー３０８側から第１のコンデンサー３０２側へ電流が流れる経路は無くなる。そのため、負方向への電流増加はなくなり、負方向に流れていた電流は０となる。さらには正方向への電流となる。図２におけるリアクトル３０３の電流波形５２０３は概略図であるので、負方向に流れていた電流が０に近づいていくときの電流波形の傾きと、０から正方向へ電流が流れていくときの電流波形の傾きとを同じにして示している。しかしながら、上述したように、リアクトル３０３の電流波形５２０３は、本来はこのような直線のみで表されるものではないので、必ずしもこのように負方向に流れていた電流が０に近づいていくときの電流波形と、０から正方向へ電流が流れていくときの電流波形が同じ形状ではない。
Thereafter, when the
さらにその後、制御装置３２１が第１の半導体スイッチング素子３０４をオフ状態とし、第２の半導体スイッチング素子３０７をオン状態とすると、リアクトル３０３の正方向へ流れていた電流は０となり、負方向へ電流が流れ始める。そして、制御装置３２１が次のスイッチング周期Ｔで、再び第２の半導体スイッチング素子３０７をオフ状態とし、第１の半導体スイッチング素子３０５をオン状態とする。比較例の電力変換装置では、第２の半導体スイッチング素子３０７の制御信号は、同期整流の状態へ移行した時点から、第１の半導体スイッチング素子３０４の制御信号の反転信号である。
After that, when the
ここで、同期整流を開始した直後の２回目のスイッチング周期Ｔである領域Ｐにおけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値を求めると、その値は、負方向に流れる電流量が多いため、負の値となる。
Here, when the average value of the current flowing through
図２における第１のオン時間Ｔ１は、リアクトル３０３に流れる電流が正方向の状態で、第１のオフ時間Ｔ２よりも短く、負荷で消費される電力分を賄うことができるように求められたものである。したがって、リアクトル３０３に流れる逆方向の電流量が多くなり、１回のスイッチング周期Ｔ内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値が負の値となると、第１のオン時間Ｔ１でリアクトル３０３を充電しただけでは、負荷で消費する電力を賄うことができなくなる。
The first on-time T1 in FIG. 2 is determined so that the current flowing through the
リアクトル３０３に流れる電流が負方向のとき、第２のコンデンサー３０８から第１のコンデンサー３０２へと電力が供給されている。１回のスイッチング周期Ｔ内にリアクトル３０３に流れる電流が負方向となるような状況が含まれていても、負荷に供給したい電力は、リアクトル３０３に流れる電流の平均値が正の値である限り、負荷に供給されている。しかしながら、１回のスイッチング周期Ｔ内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値が負の値であるということは、第２のコンデンサー３０８から第１のコンデンサー３０２へと供給される電力が多く、負荷に供給したい電力が供給されていないということを表す。すなわち、図２の動作を行う比較例の電力変換装置が出力した電力の値は、領域Ｐにおいて図２の動作を行う比較例の電力変換装置が負荷に供給したい電力の値より低くなっていることになる。つまり、図２の動作を行う比較例の電力変換装置は、負荷が必要とする電力を供給出来ていないことになる。
When the current flowing through the
さらに、第１の半導体スイッチング素子３０４及び第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング速度が低速である場合、かつ第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間が長い場合においては、リアクトル３０３に流れる負方向の電流が多くなってしまう。そのため、想定以上の電流が電源へ回生するということが発生したり、第１のコンデンサー３０２の両端の電圧が想定以上に大きくなったり、第２のコンデンサー３０８の両端の電圧が想定以下に小さくなったりする。その結果、図２の動作を行う比較例の電力変換装置の保護機能による動作停止など、望ましくない動作が生じてしまう可能性がある。
Furthermore, in the case where the switching speed of the first
例えば、電源が太陽電池である場合は、負荷は電力系統や交流負荷である。太陽電池と負荷との間には、昇圧回路とインバータとを有する太陽光発電用パワーコンディショナーがあり、電力変換装置は、太陽光発電用パワーコンディショナーの昇圧回路に相当する。電源が太陽電池である場合に、電力変換装置が不連続モードになるのは、例えば、太陽電池の出力電力が低く電力変換装置に流れる電流が少ない場合や、太陽光発電用パワーコンディショナーが接続する電力系統の状態によって太陽電池の出力電力が抑制されて電力変換装置に流れる電流が少ない場合などが考えられる。太陽電池は、出力する電流が小さい場合、太陽電池の電圧が高くなる特性を持っている。電力変換装置が不連続モードになる場合は、第１のコンデンサーが太陽電池と並列に接続されているために同じように第１のコンデンサーの電圧が高くなる。 For example, when the power supply is a solar cell, the load is an electric power system or an alternating current load. Between the solar cell and the load, there is a power conditioner for photovoltaic power generation having a boost circuit and an inverter, and the power conversion device corresponds to the boost circuit of the power conditioner for photovoltaic power generation. When the power supply is a solar cell, the power conversion device is in the discontinuous mode, for example, when the output power of the solar cell is low and the current flowing to the power conversion device is small, or the power conditioner for photovoltaic power generation is connected Depending on the state of the power system, the output power of the solar cell may be suppressed and the current flowing to the power conversion device may be small. The solar cell has a characteristic that when the output current is small, the voltage of the solar cell is high. When the power converter is in the discontinuous mode, the voltage of the first capacitor is similarly increased because the first capacitor is connected in parallel with the solar cell.
このとき、非同期整流の状態であれば、第２のコンデンサーから第１のコンデンサーへ流れる電流はない。しかしながら、非同期整流の状態から同期整流の状態へ移行した場合には、第１のコンデンサーへの電流の流入があり、第１のコンデンサーの電圧が上昇する。太陽電池は、電池の特性上、ある一定以上の電圧の値以上に電圧の値は上がらないため、第１のコンデンサーの電圧が、太陽電池の電圧よりも高くなった場合は、太陽電池へ電流が流入する可能性がある。 At this time, in the non-synchronous rectification state, there is no current flowing from the second capacitor to the first capacitor. However, in the case of transition from the asynchronous rectification state to the synchronous rectification state, there is a current flow into the first capacitor, and the voltage of the first capacitor rises. Since the solar cell does not increase the voltage value above a certain voltage value due to the characteristics of the cell, when the voltage of the first capacitor becomes higher than the voltage of the solar cell, the current to the solar cell is May flow.
太陽電池にとって電流の逆流は非常に望ましくないため、太陽電池と直列にダイオードが挿入される場合が多いが、第１のコンデンサーの電圧の値が太陽電池の電圧よりも高い場合には、太陽光発電用パワーコンディショナーの動作を停止させるなどの保護機能が動作してしまい、電力変換装置を停止することが考えられる。 A diode is often inserted in series with the solar cell, since current reversal is very undesirable for the solar cell, but if the voltage value of the first capacitor is higher than that of the solar cell It is conceivable that the protective function such as stopping the operation of the power generation power conditioner operates to stop the power converter.
また、例えば、電源が蓄電池である場合は、電力変換装置は双方向の直流−直流変換器である。電源が蓄電池である場合に、例えば蓄電池が十分に充電されている状態で、上記のような非同期整流の状態から同期整流の状態へ移行して、電流が逆流してくると、充電過多となることが考えられる。さらに、充電過多とならないように保護機能が動作して、電力変換装置を停止することも考えられる。 Also, for example, when the power source is a storage battery, the power conversion device is a bidirectional DC-DC converter. When the power supply is a storage battery, for example, when the storage battery is fully charged, transition from the non-synchronous rectification state to the synchronous rectification state as described above occurs, and if the current flows backward, the charge becomes excessive. It is conceivable. Furthermore, it is also conceivable to stop the power converter by operating the protection function to prevent overcharging.
図２の動作を行う比較例の電力変換装置では、１回のスイッチング周期Ｔ内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値が負の値となったとき、すなわち負荷に供給したい電力の値よりも出力した電力の値の方が低くなってしまったとき、そこから制御装置が、第１のオン時間Ｔ１を、リアクトル３０３を十分に充電するために必要な第１の半導体スイッチング素子３０４のオン時間に調整していくこともある。図２の領域Ｐ以降は、制御装置が、必要な第１のオン時間Ｔ１を求めながら、第１の半導体スイッチング素子３０４のオン時間を変化させ、１回のスイッチング周期Ｔ内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値が正の値となるように調整している様子を示している。
In the power converter of the comparative example performing the operation of FIG. 2, when the average value of the current flowing through the
しかしながら、１回のスイッチング周期Ｔ内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値が負の値となっている状況をすぐに改善することは困難である。以上のように、図２の動作を行う比較例の電力変換装置では、非同期整流の状態から同期整流の状態に移行する際に、逆方向に流れる電流量が多くなり、負荷３０９に供給したい電力を負荷３０９に供給出来ていない状態が発生してしまうという課題があった。すなわち、図２の動作を行う比較例の電力変換装置は負荷３０９に供給するべき電力を負荷３０９に供給することが出来ず、図２の比較例の電力変換装置が負荷３０９に供給する電力に変動が発生してしまうという課題があった。
However, it is difficult to immediately improve the situation in which the average value of the current flowing through the
次に、以下では、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０について詳細な説明をする。本発明は、逆方向に流れる電流量を抑制した電力変換装置を得ることを目的としている。本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０は、制御装置３２１が第２の半導体スイッチング素子３０７をオフ状態に維持し、かつ第１の半導体スイッチング素子３０４を第１のオン状態と第１のオフ状態とに切り替える第１の切り替えを行う非同期整流の状態から、第１の切り替えに同期して、第２の半導体スイッチング素子３０７を第２のオン状態と第２のオフ状態とに切り替える第２の切り替えを行う同期整流の状態へ移行する場合に起きる課題を解決する。
Next, the
図３は、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０の制御装置３２１が送出する制御信号の波形とリアクトル３０３に流れる電流の波形を示した概略図である。図３では、第１の半導体スイッチング素子３０４の制御信号３１２の波形が、第１の半導体スイッチング素子３０４のスイッチング信号波形６２０１として示されている第２の半導体スイッチング素子３０７の制御信号３１４の波形は、第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形６２０２として示されている。他に図３には、同期整流動作切り替え信号波形６２０４と、リアクトル３０３の電流波形６２０３とが示されている。リアクトル３０３の電流波形６２０３は、リアクトル３０３に流れる電流の波形を示しているが、これは概略波形であって、本来はこのように直線のみで表されるものではない。
FIG. 3 is a schematic view showing a waveform of a control signal transmitted by the
図３において、領域Ａ１に示す信号波形及び電流波形は、図２の領域Ａ１の信号波形及び電流波形と同じである。したがって、図３の領域Ａ１は、制御装置３２１が第２の半導体スイッチング素子３０７をオフ状態に維持し、かつ第１の半導体スイッチング素子３０４を第１のオン状態と第１のオフ状態とに切り替える第１の切り替えを行う非同期整流の状態を示している。この領域Ａ１の状態から、同期整流の状態へ移行する。ここで、スイッチング周期Ｔは、第２の切り替えの１周期でもある。すなわち、第１の切り替えの１周期と第２の切り替えの１周期は同じであるので、第１の半導体スイッチング素子３０４のスイッチング周波数と第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング周波数は等しい。
In FIG. 3, the signal waveform and the current waveform shown in the area A1 are the same as the signal waveform and the current waveform of the area A1 in FIG. Therefore, in the region A1 of FIG. 3, the
本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０の制御装置３２１は、領域Ａ１の状態から同期整流の状態へ移行する場合に、同期整流の状態において制御装置３２１が第１の半導体スイッチング素子３０４を第１のオフ状態を維持している時に、第１のオフ状態の時間を示す第１のオフ時間Ｔ２よりも短い第２のオン時間Ｔ３で第２の半導体スイッチング素子３０７を第２のオン状態とするように制御することを特徴としている。第２のオン時間Ｔ３は、第１のオフ時間Ｔ２からデッドタイム期間（１μｓから５μｓ程度）を引いた時間よりも短いものである。
When the
通常、第１の半導体スイッチング素子３０４及び第２の半導体スイッチング素子３０７がオン状態からオフ状態に切り替わるためには数百ｎｓ程度の時間を要する。また、オフ状態からオン状態に切り替わる場合も同様であり、制御装置３２１が第１の半導体スイッチング素子３０４をオフ状態に切り換える信号と第２の半導体スイッチング３０７をオン状態に切り替える信号を同時に出力した場合、駆動装置３２０内部の信号伝達遅延によっては第１の半導体スイッチング素子３０４と第２の半導体スイッチング素子３０７が同時にオン状態となる期間が発生することがある。そして、第２のコンデンサー３０８は第２の半導体スイッチング素子３０７と第１の半導体スイッチング素子３０４によって正極と負極を短絡させられることがある。この場合、第１の半導体スイッチング素子３０４及び第２の半導体スイッチング素子３０７には短絡電流が流れ、第１の半導体スイッチング素子３０４及び第２の半導体スイッチング素子３０７を破壊する恐れがある。そのため、通常、第１の半導体スイッチング素子３０４及び第２の半導体スイッチング素子３０７のオン状態とオフ状態を切り替える場合にはデッドタイム期間を設ける。
In general, it takes about several hundreds ns to switch the first
同期整流は、同期整流動作切り替え信号３１３がオン状態になることによって始まる。同期整流切り替え信号３１３によって同期整流が可能となったところから、第２の半導体スイッチング素子３０７をオン状態にできるようになる。
The synchronous rectification starts when the synchronous rectification
制御装置３２１が第２の半導体スイッチング素子３０７をオン状態にしている期間のみ、電流がリアクトル３０３を負方向に流れる。この期間は、本発明の実施の形態１では、第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間は、第１の半導体スイッチング素子３０４のオフ時間よりも短くなっている。この動作によって、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０は、電流がリアクトル３０３を逆方向に流れる量を抑制することができる。すなわち、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置は、負荷３０９に供給する電力の変動を抑制することができる。第１のオフ時間Ｔ２よりも短くした第２のオン時間Ｔ３で第２の半導体スイッチング素子３０７をオン状態とする第２の切り替えは複数回あることが好ましく、それによってさらに電流がリアクトル３０３を逆方向に流れる量を抑制することができる。
A current flows through the
本発明の実施の形態１では、制御装置３２１が送出する第２の半導体スイッチング素子３０７の制御信号３１４は、図３の第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形６２０２に示すような波形であって、さらに、第１のオフ時間Ｔ２よりも短くした第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間を徐々に長くするという特徴がある。最終的には第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間は、第１の半導体スイッチング素子３０４の第１のオフ時間Ｔ２と同じ長さにする。すなわち、同期整流の状態に移行後の２回目以降の第２の切り替えにおける第２のオン時間を、移行後の１回目の第２の切り替えにおける第２のオン時間よりも長くする。
In the first embodiment of the present invention, the
図３の第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形６２０２について、さらに詳しく説明する。まず、図３に示すように、同期整流の状態に移行後の１回目の第２の切り替えにおける第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間を第２のオン時間Ｔ３とする。もちろん、第２のオン時間Ｔ３は、第１の半導体スイッチング素子３０４のオフ時間Ｔ２より短くなる。次のスイッチング周期Ｔ、すなわち同期整流の状態に移行後の２回目の第２の切り替えにおける第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間は、第２のオン時間Ｔ３よりも長いオン時間Ｔ５とする。そして、次のスイッチング周期Ｔにおける第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間は、オン時間Ｔ５よりも長いオン時間Ｔ７とする。さらに、次のスイッチング周期Ｔにおける第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間は、オン時間Ｔ７よりも長いオン時間Ｔ９とする。このようにして、第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間を徐々に長くし、最終的には、第１の半導体スイッチング素子３０４の第１のオフ時間Ｔ２と同じ長さにする。すなわち、最終的には、第２の半導体スイッチング素子３０７の駆動を制御する制御信号３１２は、第１の半導体スイッチング素子３０４の駆動を制御する制御信号３１４の反転信号となる。
The
第１の半導体スイッチング素子３０４と第２の半導体スイッチング素子３０７とがオフ状態で、電流が正方向に流れるときは、電流は第２の整流素子３０６を通るため、電圧降下が大きく、電力損失が大きくなってしまう。しかしながら、図３に示したように、第１の半導体スイッチング素子３０４のオフ時間Ｔ２よりも短くした第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間を徐々に長くし、最終的には、第１のオフ時間Ｔ２と同じ長さにすれば、逆方向に流れる電流量を抑制することができ、かつ同期整流を行う本来の目的である電力損失を抑えることができる。第１の半導体スイッチング素子３０４も第２の半導体スイッチング素子３０７もオフ状態で、電流が正方向に流れるということが、最終的にはなくなるからである。
When the first
第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間を増加させる際の増加量は、回路構成や制御の応答速度によって適切な量があると考えられるが、例えば、１秒で第１の半導体スイッチング素子３０４のオフ時間Ｔ２と同じ長さまで線形的に、第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間を増加させる方法がある。他にも、０．５秒で２次関数的に増加させる方法なども考えられるが、これらだけに限定されるものではなく、回路に流れる電流や電圧を検出して、第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間を増加させている途中で、第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間を再度減少させることも考えられる。
The amount of increase in increasing the on time of the second
さらに、図３に示すように、第２の半導体スイッチング素子３０７のオン状態にするタイミングは、リアクトル３０３に流れる電流が正方向に流れている間とする。特にここでは、第１の半導体スイッチング素子３０４のオン信号と、次のスイッチング周期Ｔの第１の半導体スイッチング素子３０４のオン信号との間の中央を中心に対称に、第２の半導体スイッチング素子３０７のオン信号を設けている。
Further, as shown in FIG. 3, the timing at which the second
これによって、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０は、第２の半導体スイッチング素子３０７がオンしている期間に第２の半導体スイッチング素子３０７を通る電流に、正方向の電流が含まれるので、逆方向に流れる電流量をさらに抑制することができている。
Thus, in the
第１のオフ時間Ｔ２よりもオン時間を短くしてオン状態にしていた第２の半導体スイッチング素子３０７がオフ状態になると、次のスイッチング周期Ｔまでは、第１の半導体スイッチング素子３０４も第２の半導体スイッチング素子３０７もオフ状態である。図３に示すように、第２の半導体スイッチング素子３０７がオフ状態となるときに、リアクトル３０３に流れる電流が正方向であれば、第２の半導体スイッチング素子３０７がオフ状態となっても、リアクトル３０３に蓄えられたエネルギーは、第２の整流素子３０６を通って、電流は負荷３０９へ流れる。第２の半導体スイッチング素子３０７がオフ状態となるときに、リアクトル３０３に流れる電流が負方向であれば、その電流は、第２の半導体スイッチング素子３０７がオフ状態となったあと０となる。
When the second
図３におけるアクトル３０３の電流波形６２０３は概略波形であるが、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０が逆方向に流れる電流量を抑制できていることは分かる。すなわち、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０が負荷３０９に供給する電力の変動を抑制できていることは分かる。
Although the
図４は、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０の制御装置３２１の変形例が送出する制御信号の波形とリアクトルに流れる電流の波形を示した概略図である。ここでは、第１の半導体スイッチング素子３０４の制御信号３１２の波形が、第１の半導体スイッチング素子３０４のスイッチング信号波形７１０１となる。第２の半導体スイッチング素子３０７制御信号３１４の波形は、第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形７１０２となる。他に図４には、同期整流動作切り替え信号波形７１０４と、リアクトル３０３の電流波形７１０３とが示されている。リアクトル３０３の電流波形７１０３は、リアクトル３０３に流れる電流の波形を示しているが、これは概略波形であって、本来はこのように直線のみで表されるものではない。
FIG. 4 is a schematic diagram showing the waveform of a control signal sent by a modification of the
図４のスイッチング信号波形７１０１は、図３のスイッチング信号波形６２０１と同じである。図４のスイッチング信号波形７１０２に関して、図３のスイッチング信号波形６２０２と異なるところのみを説明する。第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形７２０２は、第２の半導体スイッチング素子３０７をオン状態にするタイミングが、第１の半導体スイッチング素子３０４をオフ状態にするタイミングと同じである。本明細書において、第２の半導体スイッチング素子３０７をオン状態にするタイミングが、第１の半導体スイッチング素子３０４をオフ状態にしたタイミングと同じという意味には、第２の半導体スイッチング素子３０７をオン状態にするタイミングと第１の半導体スイッチング素子３０４をオフ状態にするタイミングとの間に、デットタイム期間（１μｓから５μｓ程度）を設けた場合、すなわち、厳密に同じではなく、間が数μｓ程度空いた場合も含まれるものである。
The
第１の半導体スイッチング素子３０４をオフ状態にしたタイミングと第２の半導体スイッチング素子３０７のオン状態にするタイミングが同じであるので、電流がリアクトル３０３を負方向に流れる場合、それは必ず、リアクトル３０３に蓄えられたエネルギーを負荷３０９へ供給する電流の流れに引き続いて行われる。
Since the timing at which the first
第２の半導体スイッチング素子３０７をオン状態にする時間が徐々に長くなっていくと、電流がリアクトル３０３を負方向に流れる時間も徐々に長くなってくる。そのため、１回のスイッチング周期Ｔ内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値は、徐々に低下する。このとき、図４のようなスイッチング信号波形７１０２とすると、電流がリアクトル３０３を負方向に流れる場合は、リアクトル３０３に蓄えられたエネルギーを負荷３０９へ供給する電流の流れに引き続いて行われるので、１回のスイッチング周期Ｔ内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値が低下していく割合が図３の場合に比べて小さくて済む。そのため、第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング速度が高速でない場合にも適している。
As the time for turning on the second
図４におけるリアクトル３０３の電流波形７１０３は概略波形であるが、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０が逆方向に流れる電流量を抑制できていることは分かる。すなわち、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０が負荷３０９に供給する電力の変動を抑制できていることは分かる。
Although the
図５は、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０の制御装置３２１の別の変形例が送出する制御信号の波形とリアクトルに流れる電流の波形を示した概略図である。ここでは、第１の半導体スイッチング素子３０４の制御信号３１２の波形が、第１の半導体スイッチング素子３０４のスイッチング信号波形７２０１となる。第２の半導体スイッチング素子３０７の制御信号３１４の波形は、第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形７２０２となる。他に図５には、同期整流動作切り替え信号波形７２０４と、リアクトル３０３の電流波形７２０３とが示されている。リアクトル３０３の電流波形７２０３は、リアクトル３０３に流れる電流の波形を示しているが、これは概略波形であって、本来はこのように直線のみで表されるものではない。
FIG. 5 is a schematic diagram showing waveforms of control signals transmitted by another modification of the
図５のスイッチング信号波形７２０１は、図３のスイッチング信号波形６２０１と同じである。図５のスイッチング信号波形７２０２に関して、図３のスイッチング信号波形６２０２と異なるところのみを説明する。第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形７２０２は、第２の半導体スイッチング素子３０７のオフ状態にするタイミングと第１の半導体スイッチング素子３０４をオン状態にするタイミングとが同じである。
The
図５におけるリアクトル３０３の電流波形７２０３は概略波形であるが、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０は、逆方向に流れる電流量を抑制できる。ただし、図５のような第２の半導体スイッチング素子３０７スイッチング信号波形７２０２とするときは、高速で動作する半導体スイッチング素子を第１の半導体スイッチング素子３０４と第２の半導体スイッチング素子３０７に用いることが望ましい。
Although
本発明の実施の形態１では、同期整流を開始するタイミングはスイッチング周期Ｔが切り替わるタイミングと同じとして説明した。同期整流を開始するタイミングはスイッチング周期Ｔの途中であってもよいが、同期整流を開始するタイミングはスイッチング周期Ｔが切り替わるタイミングと同じであることが好ましい。 In the first embodiment of the present invention, the timing at which the synchronous rectification is started is described as being the same as the timing at which the switching cycle T switches. The timing to start the synchronous rectification may be in the middle of the switching cycle T, but it is preferable that the timing to start the synchronous rectification is the same as the timing at which the switching cycle T switches.
実施の形態２．
本発明の実施の形態２では、本発明の実施の形態１と相違する部分について説明し、同一又は対応する部分についての説明は省略する。本発明の実施の形態１で示した電力変換システム３１は、同期整流可能な１石型昇圧回路の入力側に電源３０１が配置され、出力側に電力を消費する負荷３０９が配置されたものであり、電力が一方向に伝達されるものであった。本発明の実施の形態２では、一方方向ではなく双方向に電力が伝達される場合の電力変換装置及び電力変換システムについて説明する。本発明の実施の形態２にかかる電力変換装置は、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０の負荷３０９が電源８０９となっている。Second Embodiment
In the second embodiment of the present invention, portions different from the first embodiment of the present invention will be described, and description of the same or corresponding portions will be omitted. In the
図６は、本発明の実施の形態２にかかる電力変換装置８０を用いて構成された電力変換システム８１を示す概略図である。本発明の実施の形態２にかかる電力変換装置８０が有する回路は、同期整流が可能な１石型昇圧回路であり、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０が有する回路と同じである。本発明の実施の形態２にかかる電力変換装置８０が備える回路は、電源８０１と電源８０９とに接続されている。電源８０１の一方の極は、リアクトル３０３の第１の端子と接続され、他方の極は第１の半導体スイッチング素子３０４と接続している。さらに、電源８０１には、第１のコンデンサー３０２が並列に接続されている。電源８０９は、電源８０１のリアクトル３０３の第１の端子と接続している方の極と同じ極性の極側に、第２の整流素子３０６のカソード側が接続されている。
FIG. 6 is a schematic diagram showing a
本発明の実施の形態２にかかる電力変換装置８０は、その他に、１回のスイッチング周期内におけるリアクトル３０３の電流の平均値を検出する検出装置８１０と、第１の半導体スイッチング素子３０４及び第２の半導体スイッチング素子３０７を駆動させる駆動信号を送出する駆動装置８２０とを備えている。さらに、第１の半導体スイッチング素子３０４及び第２の半導体スイッチング素子３０７の駆動を制御する制御信号を駆動装置８２０へ送出する制御装置８２１とを備えている。駆動装置８２０は、第１の半導体スイッチング素子３０４の制御端子に対しては、第１の半導体スイッチング素子３０４の駆動信号８１６を送出し、第２の半導体スイッチング素子３０７の制御端子に対しては、第２の半導体スイッチング素子３０７の駆動信号８１７を送出する。
The
制御装置８２１は、検出装置８１０によって検出された１回のスイッチング周期内におけるリアクトル３０３の電流の平均値から、第１の半導体スイッチング素子３０４と第２の半導体スイッチング素子３０７とのうちいずれがオフ状態に維持された同期スイッチング素子であるか、及び第１の半導体スイッチング素子３０４と第２の半導体スイッチング素子３０７とのうちいずれが第３のオン状態と第３のオフ状態とを切り替える第３の切り替えを行う非同期スイッチング素子であるかを判断し、同期スイッチング素子判定信号８１２を駆動装置８２０へ送出する。ここで、検出装置８１０によって検出された１回のスイッチング周期内におけるリアクトル３０３の電流の平均値が正の値のときは、電源８０１から電源８０９へと電力を供給している昇圧回路動作であって、オフ状態に維持された同期スイッチング素子は第２の半導体スイッチング素子３０７であり、第３のオン状態と第３のオフ状態とを切り替える第３の切り替えを行う非同期スイッチング素子は第１の半導体スイッチング素子３０４である。逆に、検出装置８１０によって検出された１回のスイッチング周期内におけるリアクトル３０３の電流の平均値が負の値のときは、電源８０９から電源８０１へと電力を供給している降圧回路動作であって、オフ状態に維持された同期スイッチング素子は第１の半導体スイッチング素子３０４であり、第３のオン状態と第３のオフ状態とを切り替える第３の切り替えを行う非同期スイッチング素子は第２の半導体スイッチング素子３０７である。
Based on the average value of the current of
さらに、制御装置８２１は、第１の半導体スイッチング素子３０４の駆動を制御する制御信号８１３と、第２の半導体スイッチング素子３０７の駆動を制御する制御信号８１５と、同期整流切り替え信号８１４とを駆動装置８２０へ送出する。
Further, the
すなわち、本発明の実施の形態２にかかる電力変換装置８０は、非同期スイッチング素子が第１の半導体スイッチング素子３０４である場合は、制御装置８２１によって生成された第１の半導体スイッチング素子３０４の制御信号８１３を受けた駆動装置８２０が、第１の半導体スイッチング素子３０４のオン状態とオフ状態を切り替えることによって、電源８０１から出力された電圧よりも高い電圧を電源８０９に伝達することができる。非同期スイッチング素子が第２の半導体スイッチング素子３０７である場合は、制御装置８２１によって生成された第２の半導体スイッチング素子３０７の制御信号８１５を受けた駆動装置８２０が、第２の半導体スイッチング素子３０７のオン状態とオフ状態を切り替えることによって、電源８０９から出力された電圧よりも低い電圧を電源８０１に伝達することができる。
That is, in the
本発明の実施の形態２にかかる電力変換装置８０は、本発明の実施の形態１にかかる電力変換装置３０と同様に、さらに、入力側電圧検出器３１０と、出力側電圧検出器３１１とを備えている。入力側電圧検出器３１０は、第１のコンデンサー３０２の両端にかかる電圧の値を測定している。出力側電圧検出器３１１は、第２のコンデンサー３０８の両端にかかる電圧の値を測定している。
Similar to the
本発明の実施の形態２では、電力が電源８０１から電源８０９へと伝達される場合と、電源８０９から電源８０１へと伝達される場合の双方向を想定している。例えば、電源８０１が蓄電池で電源８０９が直流系統のような場合は、蓄電池を充電する場合には電源８０９から電源８０１へ電力を供給する。また、蓄電池の電力を直流系統へ送る場合は、電源８０１から電源８０９へと電力を伝達する。さらに、電源８０１及び８０９が電動機兼発電機を含むような場合なども考えられる。ここでは特に電源８０１及び８０９が何かについては指定せず、電力変換装置８０に双方向に電力の流れがあることとする。また、以下でも、本発明の実施の形態１と同様に、リアクトル３０３の第１の端子から第２の端子へ電流が流れる方向を正方向（順方向）と呼び、第２の端子から第１の端子へ電流が流れる方向を負方向（逆方向）と呼ぶことにする。したがって、電力が電源８０９から電源８０１へと伝達される場合は、本発明の実施の形態１とは電流の流れる向きが逆であるので、正方向に流れる電流量を抑制することが目的となる。電流の流れる向きが逆であっても、本発明の実施の形態１も本発明の実施の形態２も供給する（伝達する）電力の変動を抑制した電力変換装置を得ることが目的である。
In the second embodiment of the present invention, it is assumed that the power is transferred from the
図７は、本発明の実施の形態２にかかる電力変換装置８０の制御装置８２１が送出する制御信号の波形とリアクトル３０３に流れる電流の波形を示した概略図である。図７において、領域Ａ２に示す信号波形及び電流波形は、制御装置８２１が第２の半導体スイッチング素子３０７をオフ状態に維持し、かつ第１の半導体スイッチング素子３０４を第３のオン状態と第３のオフ状態とに切り替える第３の切り替えを行う非同期整流の状態を示している。そして、第３のオン状態の時間を第３のオン時間Ｔ１１、第３のオフ状態の時間を第３のオフ時間Ｔ１２としている。ここで、リアクトル３０３に流れる電流は不連続であり、第３のオン時間Ｔ１１よりも第３のオフ時間Ｔ１２の方が長い。また、図７におけるスイッチング周期は、Ｔ１０として示され、第３の切り替えの１周期である。この領域Ａ２の状態から、同期整流の状態へ移行する。
FIG. 7 is a schematic view showing a waveform of a control signal transmitted by the
図７は、領域Ａ２において、検出装置８１０によって検出された１回のスイッチング周期Ｔ１０内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値が正の値であり、電源８０１から電源８０９へ電力を伝達しているときの制御装置８２１が送出する制御信号の波形とリアクトル３０３に流れる電流の波形を示している。ここでは、検出装置８１０によって検出された１回のスイッチング周期Ｔ１０内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値から、電力の供給方向を制御装置８２１で判断し、それを同期スイッチング素子判定信号８１２によって駆動装置８２０に送ることとしている。
In FIG. 7, in the region A2, the average value of the current flowing through the
電源８０１から電源８０９へ電力を供給しているとき、同期整流の状態へ移行する前に、オフ状態に維持されている同期スイッチング素子は第２の半導体スイッチング素子３０７であり、第３のオン状態と第３のオフ状態とを切り替える第３の切り替えを行う非同期スイッチング素子は第１の半導体スイッチング素子３０４である。
When power is supplied from the
例えば、電源８０１から電源８０９へ電力を供給している場合には、同期スイッチング素子判定信号８１２として１を出力し、電源８０９から電源８０１へ電力を供給している場合には、同期スイッチング素子判定信号８１２として０を出力するなどして判別結果を伝達させることができる。判別結果を伝達することによって、駆動装置８２０は、第１の半導体スイッチング素子３０４と第２の半導体スイッチング素子３０７のうちいずれがオフ状態に維持された同期スイッチング素子であるか、及び第１の半導体スイッチング素子３０４と第２の半導体スイッチング素子３０７のうちいずれが第３のオン状態と第３のオフ状態とを切り替える第３の切り替えを行う非同期スイッチング素子であるかが分かる。電力の供給方向の判別は、例えば、本発明の実施の形態２のように、検出器８１０によって１回のスイッチング周期Ｔ１０におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値を検出し、その値が正か負かによって判断することができるが、この限りではない。検出器８１０によってリアクトル３０３に流れる瞬時の電流値を検出し、その電流値情報を取得した制御装置８２１で１回のスイッチング周期Ｔ１０におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値を算出し、その値が正か負かによって電力の供給方向を判別するなどしてもよい。
For example, when power is supplied from the
本発明の実施の形態２にかかる電力変換装置８０の制御装置８２１は、同期整流の状態へ移行する前、すなわち領域Ａ２の状態のときに、検出装置８１０によって検出された１回のスイッチング周期Ｔ１０内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値から、第１の半導体スイッチング素子３０４と第２の半導体スイッチング素子３０７のうちいずれがオフ状態に維持された同期スイッチング素子であるか、及び第１の半導体スイッチング素子３０４と第２の半導体スイッチング素子３０７のうちいずれが第３のオン状態と第３のオフ状態とを切り替える第３の切り替えを行う非同期スイッチング素子であるかを判断する。そして、同期スイッチング素子がオフ状態に維持され、かつ非同期スイッチング素子が第３のオン状態と第３のオフ状態とを切り替える第３の切り替えを行う非同期整流の状態から、第３の切り替えに同期して、同期スイッチング素子が第４のオン状態と第４のオフ状態とを切り替える第４の切り替えを行う同期整流の状態へ移行する場合に、制御装置８２１は、同期整流の状態における非同期スイッチング素子が第３のオフ状態の時に、第３のオフ状態の時間を示す第３のオフ時間Ｔ１２よりも短い第４のオン時間Ｔ１３で同期スイッチング素子を第４のオン状態とするように制御することを特徴としている。ここで、第４の切り替えの１周期もＴ１０である。すなわち、第３の切り替えの１周期と第４の切り替えの１周期は同じであるので、同期スイッチング素子のスイッチング周波数と非同期スイッチング素子のスイッチング周波数は等しい。
The
図７では、第１の半導体スイッチング素子３０４の制御信号８１３の波形が、第１の半導体スイッチング素子３０４のスイッチング信号波形９１０１として示される。第２の半導体スイッチング素子３０７の制御信号８１５の波形は、第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形９１０２として示されている。他に図７には、同期整流動作切り替え信号波形９１０４と、リアクトル３０３の電流波形９１０３、同期スイッチング素子判定信号波形９１０５とが示される。リアクトル３０３の電流波形７１０３は、リアクトル３０３に流れる電流の波形を示すが、これは概略波形であって、本来はこのように直線のみで表されるものではない。ここで例えば、電源８０１から電源８０９へ電力を供給している場合には、同期スイッチング素子判定信号８１２に１を出力することにしているので、同期スイッチング素子判定信号波形９１０５は、図７に示すような直線となっている。
In FIG. 7, the waveform of the control signal 813 of the first
本発明の実施の形態２にかかる電力変換装置８０の制御装置８２１は、領域Ａ２の状態から同期整流の状態へ移行する場合に、第１の半導体スイッチング素子３０４が第３のオフ状態の時に、第３のオフ状態の時間を示す第３のオフ時間Ｔ１２よりも短い第４のオン時間Ｔ１３で第２の半導体スイッチング素子３０７を第４のオン状態とするように制御することを特徴としている。第４のオン時間Ｔ１３は、第３のオフ時間Ｔ１２からデッドタイム期間（１μｓから５μｓ程度）を引いた時間よりも短いものである。
When transitioning from the state of region A2 to the state of synchronous rectification,
同期整流は、同期整流動作切り替え信号８１４がオン状態になることによって始まる。同期整流切り替え信号８１４によって同期整流が可能となったところから、第２の半導体スイッチング素子３０７をオン状態にできるようになる。
The synchronous rectification starts by turning on the synchronous rectification operation switching signal 814. Since synchronous rectification is enabled by the synchronous rectification switching signal 814, the second
第２の半導体スイッチング素子３０７をオン状態にしている期間のみ、電流がリアクトル３０３を負方向に流れる。この期間は、本発明の実施の形態２では、第１の半導体スイッチング素子３０４のオフ時間よりも短くなっている。これにより、本発明の実施の形態２にかかる電力変換装置８０は、電流がリアクトル３０３を逆方向に流れる量を抑制することができる。すなわち、電源８０１から電源８０９へ電力を供給する場合、本発明の実施の形態２にかかる電力変換装置８０は、電源８０９に供給する電力の変動を抑制することができる。第３のオフ時間Ｔ１２よりも短くした第４のオン時間Ｔ１３で第２の半導体スイッチング素子３０７をオン状態とする第４の切り替えは複数回あることが好ましく、それによってさらに電流がリアクトル３０３を逆方向に流れる量を抑制することができる。
A current flows through the
本発明の実施の形態２では、制御装置８２１が送出する第２の半導体スイッチング素子３０７の制御信号８１５は、図７の第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形９１０２に示すような波形であって、さらに、第１の半導体スイッチング素子３０４のオフ時間Ｔ１２よりも短くした第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間を徐々に長くするという特徴がある。最終的には第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間は、第１の半導体スイッチング素子３０４のオフ時間Ｔ１２と同じ長さにする。すなわち、同期整流の状態に移行後の２回目以降の第４の切り替えにおける第４のオン時間を、移行後の１回目の第４の切り替えにおける第４のオン時間よりも長くする。
In the second embodiment of the present invention, control signal 815 of second
図７の第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形９１０２について、さらに詳しく説明する。まず、図７に示すように、同期整流の状態に移行後の１回目の第２の切り替えにおける第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間を第４のオン時間Ｔ１３とする。もちろん、第４のオン時間Ｔ１３は、第１の半導体スイッチング素子３０４の第３のオフ時間Ｔ１２より短くなる。次のスイッチング周期Ｔ１０、すなわち同期整流の状態に移行後の２回目の第２の切り替えにおける第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間は、第４のオン時間Ｔ１３よりも長いオン時間Ｔ１５とする。そして、また次のスイッチング周期Ｔ１０における第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間は、オン時間Ｔ１５よりも長いオン時間Ｔ１７とする。さらに、また次のスイッチング周期Ｔ１０における第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間は、オン時間Ｔ１７よりも長いオン時間Ｔ１９とする。このようにして、第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間を徐々に長くし、最終的には、第１の半導体スイッチング素子３０４の第１のオフ時間Ｔ１２と同じ長さにする。すなわち、最終的には、第２の半導体スイッチング素子３０７の制御信号８１５は、第１の半導体スイッチング素子３０４の制御信号８１２の反転信号となる。
The
第１の半導体スイッチング素子３０４も第２の半導体スイッチング素子３０７もオフ状態で、電流が正方向に流れるときは、電流は第２の整流素子３０６を通るため、電圧降下が大きく、電力損失が大きくなってしまう。しかしながら、図７に示したように、第３のオフ時間Ｔ１２よりも短くした第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間を徐々に長くし、最終的には、第３のオフ時間Ｔ１２と同じ長さにすれば、逆方向に流れる電流量を抑制することができ、かつ同期整流を行う本来の目的である電力損失を抑えることができる。第１の半導体スイッチング素子３０４も第２の半導体スイッチング素子３０７もオフ状態で、電流が正方向に流れるということが、最終的にはなくなるからである。
When both the first
第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間を増加させる際の増加量は、回路構成制御の応答速度によって適切な量があると考えられるが、例えば、１秒で第１の半導体スイッチング素子３０４の第３のオフ時間Ｔ１２と同じ長さまで線形的に増加させる方法がある。他にも、０．５秒で２次関数的に増加させる方法なども考えられるが、これらだけに限定されるものではなく、回路に流れる電流や電圧を検出して、第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間を増加させている途中で、第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間を再度減少させることも考えられる。
The amount of increase in increasing the on-time of the second
第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形７２０２は、第２の半導体スイッチング素子３０７のオン状態にするタイミングが、第１の半導体スイッチング素子３０４をオフ状態にするタイミングと同じである。第１の半導体スイッチング素子３０４をオフ状態にするタイミングと第２の半導体スイッチング素子３０７のオン状態にするタイミングが同じであるので、電流がリアクトル３０３を負方向に流れる場合、それは必ず、リアクトル３０３に蓄えられたエネルギーを電源８０９へ供給する電流の流れに引き続いて行われる。
The
第２の半導体スイッチング素子３０７をオン状態にする時間が徐々に長くなっていくと、電流がリアクトル３０３を負方向に流れる時間も徐々に長くなってくる。そのため、１回のスイッチング周期Ｔ１０内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値は、徐々に低下する。このとき、図７のような第２の半導体スイッチング素子３０７スイッチング信号波形９１０２とすると、電流がリアクトル３０３を負方向に流れる場合は、リアクトル３０３に蓄えられたエネルギーを電源８０９へ供給する電流の流れに引き続いて行われるので、１回のスイッチング周期Ｔ１０内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値が低下していく割合を小さくすることができる。そのため、第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング速度が高速でない場合にも適している。
As the time for turning on the second
図７におけるアクトル３０３の電流波形９１０３は概略波形であるが、本発明の実施の形態２にかかる電力変換装置８０が逆方向に流れる電流量を抑制できていることは分かる。つまり、電源８０１から電源８０９へ電力を供給する場合、本発明の実施の形態２にかかる電力変換装置８０は、電源８０９に供給する電力の変動を抑制することができていることは分かる。
Although the
図７で示している制御装置８２１が送出する制御信号の波形とリアクトル３０３に流れる電流の波形は、本発明の実施の形態１における図４と特徴部分は変わらない。これは、電源８０１から電源８０９へ電力を伝達しているとき、非同期整流の状態で、オフ状態に維持されている同期スイッチング素子は第２の半導体スイッチング素子３０７であり、第３のオン状態と第３のオフ状態とを切り替える第３の切り替えを行う非同期スイッチング素子は第１の半導体スイッチング素子３０４であるからである。したがって、図７は、図４に同期スイッチング素子判定信号波形９１０５が加わったものと同様である。図７に示した第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形９１０２を、図３及び図５のように変形することも可能である。
The waveform of the control signal sent from the
図８は、本発明の実施の形態２にかかる電力変換装置８０の制御装置８２１の変形例が送出する制御信号の波形とリアクトル３０３に流れる電流の波形を示した概略図である。図８において、領域Ａ３に示す信号波形及び電流波形は、第１の半導体スイッチング素子３０４がオフ状態に維持され、かつ第２の半導体スイッチング素子３０７が第３のオン状態と第３のオフ状態とを切り替える第３の切り替えを行う非同期整流の状態を示す。そして、第３のオン状態の時間を第３のオン時間Ｔ１１、第３のオフ状態の時間を第３のオフ時間Ｔ１２としている。ここで、リアクトル３０３に流れる電流は不連続であり、第３のオン時間Ｔ１１よりも第３のオフ時間Ｔ１２の方が長い。この領域Ａ３の状態から、同期整流の状態へ移行する。図８は、領域Ａ３において、１回のスイッチング周期Ｔ１０内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値が負の値であり、電源８０９から電源８０１へ電力を伝達しているときの制御装置８２１が送出する制御信号の波形とリアクトルに流れる電流の波形を示す。
FIG. 8 is a schematic diagram showing the waveform of a control signal sent by a modification of the
図８では、第１の半導体スイッチング素子３０４の制御信号８１３の波形が、第１の半導体スイッチング素子３０４のスイッチング信号波形９２０１として示される。第２の半導体スイッチング素子３０７の制御信号８１５の波形は、第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形９２０２として示される。他に図８には、同期整流動作切り替え信号波形９２０４と、リアクトル３０３の電流波形９２０３、同期スイッチング素子判定信号波形９２０５とが示されている。リアクトル３０３の電流波形９１０３は、リアクトル３０３に流れる電流の波形を示すが、これは概略波形であって、本来はこのように直線のみで表されるものではない。ここで例えば、電源８０９から電源８０１へ電力を供給している場合には、同期スイッチング素子判定信号８１２に０を出力することにしているので、同期スイッチング素子判定信号波形９１０５は、図８に示すような直線となっている。
In FIG. 8, the waveform of the control signal 813 of the first
電源８０９から電源８０１へ電力を供給しているとき、同期整流の状態へ移行する前に、オフ状態に維持されている同期スイッチング素子は第１の半導体スイッチング素子３０４であり、第３のオン状態と第３のオフ状態とを切り替える第３の切り替えを行う非同期スイッチング素子は第２の半導体スイッチング素子３０７である。したがって、図８では、図７において第１の半導体スイッチング素子３０４に対して送出していた信号と、第２の半導体スイッチング素子３０７に対して送出していた信号とが入れ替わる。
When power is supplied from the
図８の第１の半導体スイッチング素子３０４のスイッチング信号波形９２０１に関して、図７の第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形９１０２と異なるところのみを説明する。図８に示すように、第１の半導体スイッチング素子３０４のオン信号は、第２の半導体スイッチング素子３０７のオン信号と、次のスイッチング周期Ｔ１０の第２の半導体スイッチング素子３０７のオン信号との間の中央、すなわち、第２の半導体スイッチング素子３０７のオフ信号の中央に設けている。
With respect to the
図８において、第２の半導体スイッチング素子３０７をオン状態にしてリアクトル３０３にエネルギーを蓄積しているとき、リアクトル３０３に蓄積したエネルギーを電源３０１へ伝達しているとき、及び第２の半導体スイッチング素子３０７がオン状態でリアクトル３０３に負方向の電流が流れるとき、これらのときのリアクトル３０３の電流波形６２０３の傾きも、必ずしも図３に図示した傾きではない。図８は、概略図であるが、本発明の実施の形態２にかかる電力変換装置８０は、電源８０９から電源８０１へ電力を伝達するとき、正方向に流れる電流量を抑制できていることは分かる。つまり、電源８０９から電源８０１へ電力を供給する場合、本発明の実施の形態２にかかる電力変換装置８０は、電源８０１に供給する電力の変動を抑制することができていることは分かる。
In FIG. 8, when the second
図８で示している制御装置８２１が送出する制御信号の波形とリアクトル３０３に流れる電流の波形は、電源３０１から電源３０９へ電力を伝達しているときのものであるので、第１の半導体スイッチング素子３０４に対して送出していた信号と、第２の半導体スイッチング素子３０７に対して送出していた信号とが入れ替わるものであり、本発明の実施の形態１における図３と特徴部分は変わらない。図３に同期スイッチング素子判定信号波形９１０５が加わり、第１の半導体スイッチング素子３０４に対して送出していた信号と、第２の半導体スイッチング素子３０７に対して送出していた信号とを入れ替えたのみである。図８に示した第１の半導体スイッチング素子３０４のスイッチング信号波形９２０１を、図４及び図５の第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形のように変形することも可能である。
The waveform of the control signal sent from the
以上のように、双方向に電力を供給することが出来る電力変換装置８０においても、同期スイッチング素子が第１の半導体スイッチング素子３０４であるか第２の半導体スイッチング素子３０７であるかを見極め、非同期整流の状態から同期整流の状態へ移行する場合に、非同期スイッチング素子が第３のオフ状態の時に、第３のオフ状態の時間を示す第３のオフ時間よりも短い第４のオン時間で同期スイッチング素子を第４のオン状態とするように制御することで、逆方向に流れる電流量を抑制することができる。すなわち、本発明の実施の形態２では、供給する電力の変動を抑制した電力変換装置８０を得ることができる。
As described above, even in the
本発明の実施の形態２では、同期整流を開始するタイミングはスイッチング周期Ｔ１０が切り替わるタイミングと同じとして説明した。同期整流を開始するタイミングはスイッチング周期Ｔ１０の途中であってもよいが、同期整流を開始するタイミングはスイッチング周期Ｔ１０が切り替わるタイミングと同じであることが好ましい。 In the second embodiment of the present invention, the timing to start the synchronous rectification has been described as being the same as the timing at which the switching cycle T10 switches. The timing to start synchronous rectification may be in the middle of the switching cycle T10, but it is preferable that the timing to start synchronous rectification is the same as the timing at which the switching cycle T10 switches.
実施の形態３．
本発明の実施の形態３では、本発明の実施の形態１及び本発明の実施の形態２と相違する部分について説明し、同一又は対応する部分についての説明は省略する。本発明の実施の形態１及び本発明の実施の形態２では、非同期整流の状態から同期整流の状態へ移行する場合について説明したが、本発明の実施の形態３では同期整流の状態から非同期整流の状態へ移行する場合について説明する。電力の伝達方向は、本発明の実施の形態３では本発明の実施の形態１と同様に、一方向である。Third Embodiment
In the third embodiment of the present invention, portions different from the first embodiment of the present invention and the second embodiment of the present invention will be described, and the description of the same or corresponding portions will be omitted. In the first embodiment of the present invention and the second embodiment of the present invention, the transition from the asynchronous rectification state to the synchronous rectification state has been described. However, in the third embodiment of the present invention, the asynchronous rectification is switched from the synchronous rectification state. The case of transition to the state of will be described. The power transmission direction is one direction in the third embodiment of the present invention as in the first embodiment of the present invention.
本発明の実施の形態３では、本発明の実施の形態１で示した電力変換システム３１と同じ図１の電力変換システム３１が使用される。したがって、図１は、本発明の実施の形態３にかかる電力変換装置３０を用いて構成された電力変換システム３１でもある。そのため、本発明の実施の形態３では、本発明の実施の形態１にかかる電力変換システム３１を構成している物と同じ名称及び符号を使用して、同期整流の状態から非同期整流の状態へ移行する場合について説明する。
In the third embodiment of the present invention, the same
本発明の実施の形態３にかかる電力変換装置３０は、同期整流が可能な１石型昇圧回路において、同期整流の状態から非同期整流の状態へ移行する際に起きる課題を解決する。まず、本発明の実施の形態３にかかる電力変換装置３０が解決する課題について説明する。
The
図９は、本発明の実施の形態３にかかる電力変換装置３０が解決する課題を説明するための図であり、比較例の電力変換装置の制御装置が送出する制御信号の波形とリアクトル３０３に流れる電流の波形を示した概略図である。なお以下では、本発明の実施の形態１にかかる電力変換システム３１を構成している物と同じ名称及び符号を使用して説明する。図９には、第１の半導体スイッチング素子３０４のスイッチング信号波形８１０１と、第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形８１０２と、同期整流動作切り替え信号波形８１０４と、リアクトル３０３の電流波形８１０３とが示される。リアクトル３０３の電流波形８１０３は、リアクトル３０３に流れる電流の波形を示しているが、これは概略波形であって、本来はこのように直線のみで表されるものではない。
FIG. 9 is a diagram for explaining the problem to be solved by the
図９の領域Ａ４は、第１の半導体スイッチング素子３０４が第１のオン状態と第１のオフ状態とを切り替える第１の切り替えを繰り返し、かつ第２の半導体スイッチング素子３０７が第２のオン状態と第２のオフ状態とを切り替える第２の切り替えを繰り返す同期整流の状態を示す。図９の領域Ａ４より先は、第２の半導体スイッチング素子３０７がオフ状態に維持され、かつ第１の半導体スイッチング素子３０４が第１のオン状態と第１のオフ状態とを切り替える第１の切り替えを繰り返す非同期整流の状態を示す。図９の動作を行う比較例の電力変換装置では、同期整流動作切り替え信号３１３がオフ状態になると、第２の半導体スイッチング素子３０７がオフ状態に維持され、かつ第１の半導体スイッチング素子３０４が第１のオン状態と第１のオフ状態とを切り替える第１の切り替えを繰り返す非同期整流の状態になる。
Region A4 in FIG. 9 repeats the first switching in which the first
図９では第１のオン時間はＴ２１として示し、第１のオフ時間はＴ２２として示す。また、図９におけるスイッチング周期は、Ｔ２０として示され、第１の半導体スイッチング素子３０４の第１の切り替え及び第２の半導体スイッチング素子３０７の第２の切り替えの１周期である。つまり、第１の半導体スイッチング素子３０４のスイッチング周波数と第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング周波数は等しい。同期整流の状態において、第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形８１０２は、第１の半導体スイッチング素子３０４の反転信号である。
In FIG. 9, the first on-time is shown as T21 and the first off-time is shown as T22. The switching cycle in FIG. 9 is shown as T20 and is one cycle of the first switching of the first
図９の動作を行う比較例の電力変換装置において、例えば、第１の半導体スイッチング素子３０４の第１のオン時間Ｔ２１の方が第１のオフ時間Ｔ２２よりも短く、リアクトル３０３に蓄えられるエネルギーが少ない場合を考える。図９の領域Ａ４では、第１の半導体スイッチング素子３０４がオン状態の間に、リアクトル３０３に流れる電流は正方向に増加し、第１の半導体スイッチング素子３０４をオフ状態にすると、リアクトル３０３に流れる電流は減少し０となる。図９の領域Ａ４では、リアクトル３０３に流れる電流が０となった時、第２の半導体スイッチング素子３０７がオン状態であるので、リアクトル３０３に流れる電流は、そのまま負方向に流れる。図９の領域Ａ４では、１回のスイッチング周期Ｔ２０の間に、リアクトル３０３に流れる電流は、正方向と負方向の双方に流れる期間があるが、図９では、電力を電源３０１から負荷３０９へと供給しているので、第１の切り替えの１周期の間にリアクトル３０３に流れる電流の平均値は正である。
In the power conversion device of the comparative example performing the operation of FIG. 9, for example, the first on time T21 of the first
ここで、図９の動作を行う比較例の電力変換装置において、第２の半導体スイッチング素子３０７がオフ状態となるタイミングで同期整流動作切り替え信号３１３がオフ状態になるとする。すなわち、同期整流の状態から非同期整流の状態に移行する。非同期整流の状態に移行後も、第１の半導体スイッチング素子３０４がオフ状態になってからリアクトル３０３に流れる電流は減少し０となるまでは、リアクトル３０３に流れる電流は同期整流の状態のときと同様である。しかしながら、非同期整流の状態では、第２の半導体スイッチング素子３０７が常にオフ状態であるので、電流がリアクトル３０３を負方向に流れる経路が無い。そのため、第１の半導体スイッチング素子３０４がオフ状態となった後、減少し０となったリアクトル３０３に流れる電流は、一時的に０のままとなり、リアクトル３０３に流れる電流が不連続となることがある。
Here, in the power conversion device of the comparative example performing the operation of FIG. 9, it is assumed that the synchronous rectification
図９の領域Ａ４では、制御装置が、１回のスイッチング周期Ｔ２０内においてリアクトル３０３に電流が負方向に流れる期間があることを前提に、第１の半導体スイッチング素子３０４の必要な第１のオン時間Ｔ２１を決定していた。しかしながら、同期整流の状態を解消した直後は、電流はリアクトル３０３を負方向に流れないため、第１の半導体スイッチング素子３０４に、同期整流の状態を解消する直前と同じ時間の第１のオン時間Ｔ２１を設けると、リアクトル３０３に流れる１回のスイッチング周期Ｔ２０における電流の平均値が想定よりも増加してしまう。その結果、想定以上の電流を負荷３０９へ供給することが発生したり、負荷３０９の電圧が増加したりしてしまい、保護機能が動作して、図９の比較例の電力変換装置が停止する可能性がある。
In the region A4 of FIG. 9, the controller needs to turn on the necessary first ON of the first
もちろん、本発明の実施の形態１で説明したように、１回のスイッチング周期Ｔ２０内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値が想定よりも増加したとき、すなわち負荷３０９に供給したい電力の値よりも出力した電力が高くなってしまったとき、そこから制御装置が、第１のオン時間Ｔ２１を、本来必要な第１の半導体スイッチング素子３０４のオン時間に調整していくこともある。しかしながら、このような１回のスイッチング周期Ｔ２０内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値が想定よりも増加した状況をすぐに改善することは困難である。
Of course, as described in the first embodiment of the present invention, when the average value of the current flowing through
以上のように、同期整流の状態から非同期整流の状態に移行する場合においても、１回のスイッチング周期Ｔ２０内における正方向の電流量が多くなり、想定以上の電流を負荷３０９へ供給することが発生してしまうという課題があった。そのため、図９の動作を行う比較例の電力変換装置は負荷３０９に供給すべき電力を負荷３０９に供給することが出来ず、図９の動作を行う比較例の電力変換装置が負荷３０９に供給する電力に変動が発生してしまうという課題があった。
As described above, even in the case of transition from the synchronous rectification state to the asynchronous rectification state, the amount of current in the positive direction in one switching cycle T20 is large, and more current than expected may be supplied to the
次に、本発明の実施の形態３にかかる電力変換装置３０について説明する。図１０は、本発明の実施の形態３にかかる電力変換装置３０の制御装置３２１が送出する制御信号の波形とリアクトル３０３に流れる電流の波形を示した概略図である。図１０には、第１の半導体スイッチング素子３０４のスイッチング信号波形１０１０１と、第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形１０１０２と、同期整流動作切り替え信号波形１０１０４と、リアクトル３０３の電流波形６２０３とが示される。リアクトル３０３の電流波形１０１０３は、リアクトル３０３に流れる電流の波形を示すが、これは概略波形であって、本来はこのように直線のみで表されるものではない。図１０において領域A４に示す信号波形及び電流波形は図９の領域Ａ４の信号波形及び電流波形と同じである。
Next, the
この領域Ａ４の状態から、非同期整流の状態へ移行する。本発明の実施の形態３にかかる電力変換装置３０の制御装置３２１は、図１０の領域Ａ４の状態から非同期整流の状態へ移行する間に、第１の半導体スイッチング素子３０４が第１のオフ状態の時に、第１のオフ状態の時間を示す第１のオフ時間Ｔ２２よりも短い第２のオン時間Ｔ２３で第２の半導体スイッチング素子３０７を第２のオン状態とするように制御する期間を設ける。つまり、本発明の実施の形態３では、同期整流の状態を解消した後すぐに非同期整流の状態とするのではなく、同期整流の状態を解消した直後に、同期整流の状態から非同期整流の状態へと移行する期間（以下、移行期間と呼ぶ。）が設けられる。ここで、第２のオン時間Ｔ２３は、第１のオフ時間Ｔ２２からデッドタイム期間（１μｓから５μｓ程度）を引いた時間よりも短いものである。
The state of this region A4 is shifted to the state of asynchronous rectification. While the
同期整流の状態を解消した直後から第２の半導体スイッチング素子３０７を常時オフ状態にするのではなく、同期整流の状態を解消した直後に移行期間を設けることによって、同期整流の状態に引き続いて、電流がリアクトル３０３の負方向に流れる時間を一部継続させる。
Immediately after the state of synchronous rectification is eliminated, the transition period is provided immediately after the state of synchronous rectification is eliminated, instead of always turning off the second
同期整流の状態を解消した後すぐに非同期整流の状態にすると、１回のスイッチング周期Ｔ２０内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値は、同期整流の状態を解消する前よりも急激に上昇する。一方、同期整流の状態から非同期整流の状態へ移行する場合に、本発明の実施の形態３のような移行期間を設けると、１回のスイッチング周期Ｔ２０内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値の上昇を抑制することができる。同期整流の状態を解消しても、電流がリアクトル３０３の負方向に流れる時間を一部継続してから、非同期整流の状態となるからである。よって、本発明の実施の形態３にかかる電力変換装置３０は、供給する電力の変動を抑制することができる。
If the asynchronous rectification state is made immediately after the synchronous rectification state is canceled, the average value of the current flowing through the
移行期間において、第１の半導体スイッチング素子３０４が第１のオフ状態の時に、第１の半導体スイッチング素子３０４の第１のオフ時間Ｔ２２よりも短くした第２の半導体スイッチング素子の第２のオン時間Ｔ２３で第２の半導体スイッチング素子をオン状態とする第２の切り替えは複数回あることが好ましい。これにより、同期整流の状態から非同期整流の状態へ移行するときに、１回のスイッチング周期Ｔ２０内におけるリアクトル３０に流れる電流の平均値の上昇をさらに抑制することができる。
In the transition period, when the first
本発明の実施の形態３では、制御装置３２１が送出する第２の半導体スイッチング素子３０７の制御信号３１４は、図１０に示すような移行期間において、第２の半導体スイッチング素子３０７の第２のオン時間Ｔ２３を徐々に短くする。最終的には、第２の半導体スイッチング素子３０７の第２オン時間Ｔ２３は０となり、第２の半導体スイッチング素子３０７が常にオフ状態となって、移行期間が終了し、非同期整流の状態となる。
In the third embodiment of the present invention, the
第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間を減少させる際の変化量は、回路構成や制御の応答速度によって適切な量があると考えられるが、例えば、１ｓで第２の半導体スイッチング素子３０７を常にオフ状態とする非同期整流の状態まで線形的に、第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間を減少させる方法がある。他にも、０．５ｓで２次関数的に減少させる方法なども考えられるが、これらだけに限定されるものではなく、回路に流れる電流や電圧を検出して、第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間を減少させている途中で、第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間を再度増加させることも考えられる。
The amount of change in reducing the on-time of the second
さらに、図１０に示すように、第２の半導体スイッチング素子３０７のオン状態にするタイミングも種々考えられ、例えば第２の半導体スイッチング素子３０７のオン状態とするタイミングを遅らせ、かつオフ状態とするタイミングを同じだけ早める方法がある。特に本発明の実施の形態３では、第１の半導体スイッチング素子３０４のオン信号と、次のスイッチング周期Ｔ２０の第１の半導体スイッチング素子３０４のオン信号との間の中央を中心に対称に、第２の半導体スイッチング素子３０７のオン信号を設ける。
Furthermore, as shown in FIG. 10, various timings can be considered for turning on the second
また、本発明の実施の形態３では、図１０に示すように、同期整流の状態を解消した後、第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間は徐々に短くする。したがって、１回のスイッチング周期Ｔ２０内のリアクトル３０３に流れる電流の平均値の上昇は緩やかになる。よって、本発明の実施の形態３にかかる電力変換装置３０は、負荷３０９に供給する電力の変動をさらに抑制することができる。また、１回のスイッチング周期Ｔ２０内のリアクトル３０３に流れる電流の平均値の上昇が緩やかになると、制御装置３２１によって、迅速に負荷３０９への電力の供給量を調整することが可能となる。
Further, in the third embodiment of the present invention, as shown in FIG. 10, after the state of synchronous rectification is eliminated, the on time of the second
同期整流の状態から非同期整流の状態への移行は、電源３０１から負荷３０９へ供給する電力が少ない場合などに行う。例えば、電流がリアクトル３０３を正方向に流れるときに、電流が第２の整流素子３０６を通ったときに生じる電力損失と、第２の半導体スイッチング素子３０７の起電力の大きさとを考慮した際に、電流は第２の整流素子３０６を通った方が良いと判断されると、同期整流の状態から非同期整流の状態へと移行する。
The transition from the synchronous rectification state to the asynchronous rectification state is performed, for example, when the amount of power supplied from the
図１１は、本発明の実施の形態３にかかる電力変換装置３０の制御装置３２１の変形例が送出する制御信号の波形とリアクトル３０３に流れる電流の波形を示した概略図である。図１１には、第１の半導体スイッチング素子３０４のスイッチング信号波形１１１０１と、第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形１１１０２と、同期整流動作切り替え信号波形１１１０４と、リアクトル３０３の電流波形１１１０３とが示される。リアクトル３０３の電流波形１１１０３は、リアクトル３０３に流れる電流の波形を示すが、これは概略波形であって、本来はこのように直線のみで表されるものではない。
FIG. 11 is a schematic diagram showing the waveform of a control signal sent by a modification of the
同期整流の状態を解消した直後の移行期間において、第２の半導体スイッチング素子３０７をオン状態にするタイミングが、図１０と図１１とでは異なる。以下、図１１については、図１０との相違点のみ説明する。
10 and FIG. 11 differ in the timing which makes the 2nd
図１１では、第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形１１１０２は、第２の半導体スイッチング素子３０７をオン状態にするタイミングが、第１の半導体スイッチング素子３０４をオフ状態とするタイミングと同じである。なお、第２の半導体スイッチング素子３０７をオン状態にするタイミングが、第１の半導体スイッチング素子３０４をオフ状態にするタイミングと同じという意味には、第２の半導体スイッチング素子３０７をオン状態にするタイミングと第１の半導体スイッチング素子３０４をオフ状態にするタイミングとの間に、デットタイム期間（１μｓから５μｓ程度）を設けた場合、すなわち、厳密に同じではなく、間が数μｓ程度空いた場合も含まれるものである。
In FIG. 11, the
図１１において、第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間を徐々に短くするにあたっては、第２の半導体スイッチング素子３０７をオフ状態にするタイミングを徐々に早める。図１１のような変形例の場合も、同期整流の状態を解消した後に、電流がリアクトル３０３を負方向に流れることができる期間を設けることで、負荷３０９に供給する電力の変動を抑制することができる。
In FIG. 11, in order to gradually shorten the on time of the second
ただし、図１１と図１０とを比較すると、図１１に示すリアクトル３０３に流れる電流の方が、負方向に流れる電流を減少させる速度が速くなることが分かっている。したがって、図１１に示すような第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形１１１０２を使用するときは、スイッチング速度が高速である第２の半導体スイッチング素子３０７を用いることが好ましい。
However, when FIG. 11 and FIG. 10 are compared, it is known that the current flowing through the
図１２は、本発明の実施の形態３にかかる電力変換装置３０の制御装置３２１の別の変形例が送出する制御信号の波形とリアクトル３０３に流れる電流の波形を示した概略図である。図１２には、第１の半導体スイッチング素子３０４のスイッチング信号波形１２１０１と、第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形１２１０２と、同期整流動作切り替え信号波形１２１０４と、リアクトル３０３の電流波形１２１０３とが示される。リアクトル３０３の電流波形１２１０３は、リアクトル３０３に流れる電流の波形を示すが、これは概略波形であって、本来はこのように直線のみで表されるものではない。
FIG. 12 is a schematic diagram showing waveforms of control signals transmitted by another modification of the
同期整流の状態を解消した直後、移行期間において、第２の半導体スイッチング素子３０７をオン状態にするタイミングが、図１２は図１０及び図１１とでは異なる。以下、図１２については、図１０及び図１１との相違点のみ説明する。
FIG. 12 is different from FIGS. 10 and 11 in the timing at which the second
図１２では、第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形１２１０２は、第２の半導体スイッチング素子３０７をオフ状態にするタイミングが、第１の半導体スイッチング素子３０４をオン状態とするタイミングと同じである。なお、第２の半導体スイッチング素子３０７をオフ状態にするタイミングが、第１の半導体スイッチング素子３０４をオン状態にするタイミングと同じという意味には、第２の半導体スイッチング素子３０７をオフ状態にするタイミングと第１の半導体スイッチング素子３０４をオン状態にするタイミングとの間に、デットタイム期間（１μｓから５μｓ程度）を設けた場合、すなわち、厳密に同じではなく、間が数μｓ程度空いた場合も含まれるものである。
In FIG. 12, the
図１２において、第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間を徐々に短くするにあたっては、第２の半導体スイッチング素子３０７をオン状態にするタイミングを徐々に遅くする。図１２のスイッチング信号１２１０２によれば、第２の半導体スイッチング素子３０７がオン状態である間は必ず電流がリアクトル３０３を負方向に流れるようになる。したがって、図１２のような変形例の場合も、同期整流の状態を解消した後に、電流がリアクトル３０３を負方向に流れることができる期間を設けることで、負荷３０９に供給する電力の変動を抑制することができる。
In FIG. 12, in order to gradually shorten the on-time of the second
さらに、図１２と図１０とを比較すると、図１２に示すリアクトル３０３に流れる電流の方が、負方向に流れる電流を減少させる速度が遅くなることが分かっている。したがって、図１２に示すような第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形１２１０２を使用するときは、スイッチング速度が低速である第２の半導体スイッチング素子３０７を用いることができる。
Furthermore, when FIG. 12 is compared with FIG. 10, it is known that the current flowing through the
本発明の実施の形態３では、同期整流の状態を解消するタイミングは、スイッチング周期Ｔ２０が切り替わるタイミングと同じとして説明した。同期整流の状態を解消するタイミングはスイッチング周期Ｔ２０の途中であってもよいが、同期整流の状態を解消するタイミングはスイッチング周期Ｔ２０が切り替わるタイミングと同じであることが好ましい。 In the third embodiment of the present invention, the timing at which the synchronous rectification state is canceled is described as being the same as the timing at which the switching cycle T20 switches. The timing for canceling the state of synchronous rectification may be in the middle of the switching cycle T20, but the timing for canceling the state of synchronous rectification is preferably the same as the timing at which the switching cycle T20 switches.
実施の形態４．
本発明の実施の形態４では、本発明の実施の形態１から本発明の実施の形態３と相違する部分について説明し、同一又は対応する部分についての説明は省略する。本発明の実施の形態１及び本発明の実施の形態２では、非同期整流の状態から同期整流の状態へ移行する場合について説明したが、本発明の実施の形態４では本発明の実施の形態３と同様に、同期整流の状態から非同期整流の状態へ移行する場合について説明する。電力の伝達方向は、本発明の実施の形態４では本発明の実施の形態２と同様に双方向である。Fourth Embodiment
In the fourth embodiment of the present invention, portions different from the first embodiment to the third embodiment of the present invention will be described, and the description of the same or corresponding portions will be omitted. In the first embodiment of the present invention and the second embodiment of the present invention, the transition from the asynchronous rectification state to the synchronous rectification state has been described. However, in the fourth embodiment of the present invention, the third embodiment of the present invention Similarly to the above, the case of transition from the state of synchronous rectification to the state of asynchronous rectification will be described. The power transfer direction is bi-directional in the fourth embodiment of the present invention as in the second embodiment of the present invention.
本発明の実施の形態４では、本発明の実施の形態２で示した電力変換システム８１と同じ図６の電力変換システム８１が使用される。したがって、図６は、本発明の実施の形態４にかかる電力変換装置８０を用いて構成された電力変換システム８１でもある。そのため、本発明の実施の形態４では、本発明の実施の形態２にかかる電力変換システム８１を構成している物と同じ名称及び符号を使用して、同期整流の状態から非同期整流の状態へ移行する場合について説明する。
In the fourth embodiment of the present invention, the same
本発明の実施の形態４では、本発明の実施の形態２と同様に、電力が電源８０１から電源８０９へと伝達される場合と、電源８０９から電源８０１へと伝達される場合の双方向を想定している。また、以下でも、本発明の実施の形態１から本発明の実施の形態３と同様に、リアクトル３０３の第１の端子から第２の端子へ電流が流れる方向を正方向（順方向）と呼び、第２の端子から第１の端子へ電流が流れる方向を負方向（逆方向）と呼ぶことにする。したがって、電力が電源８０９から電源８０１へと伝達される場合においては、同期整流の状態を解消した後、リアクトル３０３に流れる電流の平均値の下降（リアクトル３０３を負方向に流れる電流の平均値の上昇）を抑制することが目的となる。しかしながら、電力を伝達する向きが逆方向となることがあっても、本発明の実施の形態４も供給する（伝達する）電力の変動を抑制した電力変換装置を得ることが目的であることは、本発明の実施の形態１から本発明の実施の形態３と同じである。
In the fourth embodiment of the present invention, as in the second embodiment of the present invention, bidirectional transmission of power from the
図１３は、本発明の実施の形態４にかかる電力変換装置８０の制御装置８２１が送出する制御信号の波形とリアクトル３０３に流れる電流の波形を示した概略図である。図１３には、第１の半導体スイッチング素子３０４のスイッチング信号波形１３１０１と、第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形１３１０２と、同期整流動作切り替え信号波形１３１０４と、リアクトル３０３の電流波形１３１０３と、同期スイッチング素子判定信号波形１３１０５とが示される。リアクトル３０３の電流波形１３１０３は、リアクトル３０３に流れる電流の波形を示すが、これは概略波形であって、本来はこのように直線のみで表されるものではない。
FIG. 13 is a schematic diagram showing a waveform of a control signal transmitted by the
図１３において、領域Ａ５に示す信号波形及び電流波形は、制御装置８２１が第１の半導体スイッチング素子３０４を第３のオン状態と第３のオフ状態とに切り替える第３の切り替えを繰り返させ、かつ第３の切り替えに同期して、第２の半導体スイッチング素子３０７を第４のオン状態と第４のオフ状態とを切り替える第４の切り替えを繰り返させる同期整流の状態を示す。図１３では、第３のオン時間をＴ３１、第３のオフ時間をＴ３２として示す。また、図１３におけるスイッチング周期は、Ｔ３０として示され、第３の切り替え及び第４の切り替えの１周期である。つまり、第１の半導体スイッチング素子３０４の周波数と第２の半導体スイッチング素子３０７の周波数は等しい。第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形１３１０２は、第１の半導体スイッチング素子３０４の反転信号である。
In FIG. 13, the signal waveform and current waveform shown in the region A5 repeat the third switching in which the
図１３は、領域Ａ５において、検出装置８１０によって検出された１回のスイッチング周期Ｔ３０内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値が正の値であるので、電源８０１から電源８０９へ電力を伝達しているときの制御装置８２１が送出する制御信号の波形とリアクトル３０３に流れる電流の波形を示す。つまり、図１３の同期スイッチング素子判定信号波形１３１０５は、同期スイッチング素子判定信号８１２として１を出力する。本発明の実施の形態２において説明したように、例えば、制御装置８２１は、電源８０１から電源８０９へ電力を供給している場合には、同期スイッチング素子判定信号８１２として１を出力し、電源８０９から電源８０１へ電力を供給している場合には、同期スイッチング素子判定信号８１２として０を出力するからである。
In FIG. 13, since the average value of the current flowing through
本発明の実施の形態４では、同期整流の状態である領域Ａ５の状態から、非同期整流の状態へ移行する。本発明の実施の形態４のように電力の伝達が双方向である場合、まず、同期整流の状態を解消し非同期整流の状態とするために、第１の半導体スイッチング素子３０４と第２の半導体スイッチング素子３０７のいずれのスイッチング信号波形を変更させるか判断する。本発明の実施の形態４では、同期整流の状態から非同期整流の状態へ移行するときに、第１の半導体スイッチング素子３０４と第２の半導体スイッチング素子３０７のうちスイッチング信号波形が変更される方を、同期スイッチング素子と呼び、他方を、非同期スイッチング素子と呼ぶ。図１３において、同期スイッチング素子は第２の半導体スイッチング素子３０７であり、非同期スイッチング素子は第１の半導体スイッチング素子３０４である。
In the fourth embodiment of the present invention, the state of the region A5 in the synchronous rectification state is shifted to the asynchronous rectification state. In the case where power transmission is bidirectional as in the fourth embodiment of the present invention, first, the first
本発明の実施の形態４にかかる電力変換装置８０の検出装置８１０は、１回のスイッチング周期Ｔ３０内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値を検出する。制御装置８２１は、１回のスイッチング周期Ｔ３０内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値を駆動装置８２０に伝達する。この動作によって、駆動装置８２０は、第１の半導体スイッチング素子３０４と第２の半導体スイッチング素子３０７のうちいずれが非同期スイッチング素子であるか、及び第１の半導体スイッチング素子３０４と第２の半導体スイッチング素子３０７のうちいずれが同期スイッチング素子であるか判断する。さらに、駆動装置８２０は、１回のスイッチング周期Ｔ３０内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値から、電力の供給方向も判断する。
The
電力の供給方向の判別は、例えば、検出器８１０によって１回のスイッチング周期Ｔ１０におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値を検出し、その値が正か負かによって判断することができるが、他の判別方法でも構わない。本発明の実施の形態４では、検出器８１０によってリアクトル３０３に流れる瞬時の電流値を検出し、その電流値情報を取得した制御装置８２１で１回のスイッチング周期Ｔ１０におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値を算出し、その値が正か負かによって電力の供給方向を判別する。第１の半導体スイッチング素子３０４と第２の半導体スイッチング素子３０７のうち、いずれが非同期スイッチング素子であるか、及びいずれが同期スイッチング素子であるか判断する手段も電力の供給方向の判別と同様に行う。ただし、上述した内容に限られることはない。
The determination of the power supply direction can be made, for example, by detecting the average value of the current flowing through the
非同期整流の状態では、同期スイッチング素子である第２の半導体スイッチング素子３０７がオフ状態に維持され、非同期スイッチング素子である第１の半導体スイッチング素子３０４が第３のオン状態と第３のオフ状態とを切り替える第３の切り替えを繰り返す。
In the asynchronous rectification state, the second
本発明の実施の形態４にかかる電力変換装置８０の制御装置８２１は、図１３の領域Ａ５の状態から非同期整流の状態へ移行する間に、非同期スイッチング素子が第３のオフ状態の時に、第３のオフ状態の時間を示す第３のオフ時間Ｔ３２よりも短い第４のオン時間Ｔ３３で同期スイッチング素子を第４のオン状態とするように制御する期間（移行期間）を設ける。つまり、同期整流の状態を解消した後すぐに非同期整流の状態とするのではなく、同期整流の状態を解消した直後に、移行期間が設けられていることを示す。ここで、第４のオン時間Ｔ３３は、第３のオフ時間Ｔ３２からデッドタイム期間（１μｓから５μｓ程度）を引いた時間よりも短いものである。
The
同期整流を解消した直後から非同期スイッチング素子を常時オフ状態にするのではなく、移行期間を設けることによって、電流がリアクトル３０３の負方向に流れる時間を同期整流の状態を解消した直後に作る。つまり、同期整流の状態に引き続いて、電流がリアクトル３０３の負方向に流れる時間を一部継続させる。本発明の実施の形態３と同様に、同期整流の状態から非同期整流の状態へ移行する場合に、図１３のような移行期間を設けると、１回のスイッチング周期Ｔ３０内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値の上昇を抑制することができるため、本発明の実施の形態４にかかる電力変換装置８０は、供給する（伝達する）電力の変動を抑制することができる。
Immediately after canceling the synchronous rectification, the asynchronous switching element is not always turned off, but by providing a transition period, the time when the current flows in the negative direction of the
移行期間において、第１の半導体スイッチング素子３０４が第３のオフ状態の時に、第１の半導体スイッチング素子３０４の第３のオフ時間Ｔ３２よりも短くした第２の半導体スイッチング素子３０７の第４のオン時間Ｔ３３で第２の半導体スイッチング素子をオン状態とする第４の切り替えは複数回あることが好ましい。これにより、同期整流の状態から非同期整流の状態へ移行するときに、１回のスイッチング周期Ｔ３０内におけるリアクトル３０に流れる電流の平均値の上昇をさらに抑制することができる。
In the transition period, when the first
本発明の実施の形態４では、制御装置８２１が送出する第２の半導体スイッチング素子３０７の制御信号８１５は、図１３の第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形１３１０２に示すような波形であって、第１の半導体スイッチング素子３０４の第３のオフ時間Ｔ３２よりも短くした第２の半導体スイッチング素子３０７の第４のオン時間Ｔ３３を徐々に短くする。最終的には、第２の半導体スイッチング素子３０７の第４オン時間Ｔ３３は０となり、第２の半導体スイッチング素子３０７が常にオフ状態となって、移行期間が終了し、非同期整流の状態となる。
In the fourth embodiment of the present invention, control signal 815 of second
第２の半導体スイッチング素子３０７のオン時間を減少させる際の変化量は、回路構成や制御の応答速度によって適切な量があると考えられる。例としては、本発明の実施の形態３において上述した通りである。
The amount of change in reducing the on time of the second
さらに、実施の形態３と同様に、第２の半導体スイッチング素子３０７のオン状態にするタイミングも種々考えられ、本発明の実施の形態４では、第１の半導体スイッチング素子３０４のオン信号と、次のスイッチング周期Ｔ３０の第１の半導体スイッチング素子３０４のオン信号との間の中央を中心として対称に、第２の半導体スイッチング素子３０７のオン信号を設ける。図１３に示した第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形１３１０２は、図１１及び図１２のように変形することも可能である。
Furthermore, as in the third embodiment, various timings of turning on the second
図１４は、本発明の実施の形態４にかかる電力変換装置８０の制御装置８２１の変形例が送出する制御信号の波形とリアクトル３０３に流れる電流の波形を示した概略図である。本発明の実施の形態４の変形例は、１回のスイッチング周期Ｔ３０内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値が負の値であり、電源８０９から電源８０１へ電力を伝達する場合である。図１４には、第１の半導体スイッチング素子３０４のスイッチング信号波形１４１０１と、第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形１４１０２と、同期整流動作切り替え信号波形１４１０４と、リアクトル３０３の電流波形１４１０３と、同期スイッチング素子判定信号波形１４１０５とが示される。リアクトル３０３の電流波形１４１０３は、リアクトル３０３に流れる電流の波形を示すが、これは概略波形であって、本来はこのように直線のみで表されるものではない。以下、図１４については、図１３との相違点のみ説明する。
FIG. 14 is a schematic diagram showing the waveform of a control signal sent by a modification of the
図１４において、領域Ａ５に示す信号波形及び電流波形は、図１３と同様に、同期整流の状態を示す。図１４は、領域Ａ５において、検出装置８１０によって検出された１回のスイッチング周期Ｔ３０内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値が負の値であるので、電源８０９から電源８０１へ電力を伝達しているときの制御装置８２１が送出する制御信号の波形とリアクトル３０３に流れる電流波形を示す。つまり、図１４の同期スイッチング素子判定信号波形１４１０５は、同期スイッチング素子判定信号８１２として０を出力する。
In FIG. 14, the signal waveform and the current waveform shown in the region A5 indicate the state of synchronous rectification as in FIG. In FIG. 14, since the average value of the current flowing through
図１４において、第３のオン状態と第３のオフ状態とを切り替える第３の切り替えを繰り返す非同期スイッチング素子は、第２の半導体スイッチング素子３０７である。第３の切り替えに同期して、第４のオン状態と第４のオフ状態とを切り替える第４の切り替えを繰り返す同期スイッチング素子は、第１の半導体スイッチング素子３０４である。つまり、図１４では、図１３において第１の半導体スイッチング素子３０４に対して送出していた信号と、第２の半導体スイッチング素子３０７に対して送出していた信号とが入れ替わる。
In FIG. 14, the second
本発明の実施の形態４にかかる電力変換装置８０の制御装置８２１は、本発明の実施の形態４の変形例においても、図１４の領域Ａ５の状態から非同期整流の状態へ移行する間に、非同期スイッチング素子が第３のオフ状態の時に、第３のオフ状態の時間を示す第３のオフ時間Ｔ３２よりも短い第４のオン時間Ｔ３３で同期スイッチング素子を第４のオン状態とするように制御する期間（移行期間）を設ける。つまり、同期整流の状態を解消した後すぐに非同期整流の状態とするのではなく、同期整流の状態を解消した直後に、移行期間が設けられていることを示す。ここで、第４のオン時間Ｔ３３は、第３のオフ時間Ｔ３２からデッドタイム期間（１μｓから５μｓ程度）を引いた時間よりも短いものである。
The
同期整流を解消した直後から非同期スイッチング素子を常時オフ状態にするのではなく、同期整流の状態を解消した直後に移行期間を設けることによって、同期整流の状態に引き続いて、電流がリアクトル３０３の正方向に流れる時間を一部継続させる。 Immediately after the synchronous rectification is eliminated, the transition period is provided immediately after the elimination of the synchronous rectification, instead of keeping the asynchronous switching element in the off state all the time. Allow some time to flow in the direction.
同期整流の状態を解消した後すぐに非同期整流の状態にすると、１回のスイッチング周期Ｔ３０内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値は、同期整流の状態を解消する前よりも急激に下降する。一方、同期整流の状態から非同期整流の状態へ移行する場合に、図１４のような移行期間を設けると、１回のスイッチング周期Ｔ３０内におけるリアクトル３０３に流れる電流の平均値の下降を抑制することができる。同期整流の状態を解消しても、電流がリアクトル３０３の正方向に流れる時間を一部継続してから、非同期整流の状態となるからである。よって、本発明の実施の形態４にかかる電力変換装置８０は、供給する（伝達する）電力の変動を抑制することができる。
If the asynchronous rectification state is made immediately after canceling the synchronous rectification state, the average value of the current flowing through the
本発明の実施の形態４の変形例においても、第１の半導体スイッチング素子３０４のオン状態にするタイミングは種々考えられ、図１４では、第１の半導体スイッチング素子３０４をオン状態とするタイミングと第２の半導体スイッチング素子３０７をオフ状態とするタイミングとを同じとする。図１４に示した第１の半導体スイッチング素子３０４のスイッチング信号波形１４１０１は、図１０及び図１２の第２の半導体スイッチング素子３０７のスイッチング信号波形のように変形することも可能である。
Also in the modification of the fourth embodiment of the present invention, various timings of turning on the first
以上のように、双方向に電力を供給することが出来る電力変換装置８０においても、まず、同期スイッチング素子が第１の半導体スイッチング素子３０４であるか第２の半導体スイッチング素子３０７であるかを見極める。そして、同期整流の状態から非同期整流の状態へ移行する場合において、同期整流の状態を解消した後、同期整流の状態から非同期整流の状態へ移行する間に、非同期スイッチング素子が第３のオフ状態の時に、第３のオフ状態の時間を示す第３のオフ時間よりも短い第４のオン時間で同期スイッチング素子を第４のオン状態とするように制御する期間を設ける。これにより、本発明の実施の形態４では、供給する電力の変動を抑制した電力変換装置８０を得ることができる。
As described above, also in the
本発明の実施の形態４では、同期整流の状態を解消するタイミングは、スイッチング周期Ｔ２０が切り替わるタイミングと同じとして説明した。同期整流の状態を解消するタイミングはスイッチング周期Ｔ２０の途中であってもよいが、同期整流の状態を解消するタイミングはスイッチング周期Ｔ２０が切り替わるタイミングと同じであることが好ましい。 In the fourth embodiment of the present invention, the timing at which the synchronous rectification state is canceled is described as being the same as the timing at which the switching cycle T20 switches. The timing for canceling the state of synchronous rectification may be in the middle of the switching cycle T20, but the timing for canceling the state of synchronous rectification is preferably the same as the timing at which the switching cycle T20 switches.
なお、図３から図５、図７、図８、図１０から図１４は、概略図であり、図３から図５、図７、図８、図１０から図１４において、デッドタイム期間は図示省略されている。 3 to 5, 7, 8, and 10 to 14 are schematic views, and the dead time period is illustrated in FIGS. 3 to 5, 7, 8, and 10 to 14. It is omitted.
また、上記の各実施の形態において、第１の半導体スイッチング素子３０４、第２の半導体スイッチング素子３０７、第１の整流素子３０５及び第２の整流素子３０６として、ワイドバンドギャップ半導体によって形成された素子を適用すると、さらにスイッチング損失や導通損失が低減する。これにより、電力変換装置の電力供給を一層の高効率にできることは言うまでもない。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、ダイヤモンドなどがある。
In each of the above embodiments, an element formed of a wide band gap semiconductor as the first
このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成された素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、小型化が可能である。これら小型化された素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。また、耐熱性も高いため、放熱フィンの小型化、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。さらに電力損失が低いため、素子自身の特性の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。 An element formed of such a wide band gap semiconductor has high voltage resistance and a high allowable current density, so that miniaturization is possible. By using these miniaturized elements, it is possible to miniaturize a semiconductor module incorporating these elements. In addition, since the heat resistance is high, it is possible to miniaturize the radiation fin and further miniaturize the semiconductor module. Furthermore, since the power loss is low, the efficiency of the characteristics of the element itself can be enhanced, and hence the efficiency of the semiconductor module can be enhanced.
なお、本発明は、発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせることや、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。 The present invention can freely combine each embodiment within the scope of the invention, and can appropriately modify or omit each embodiment.
３０，８０ 電力変換装置
３１，８１ 電力変換システム
３０１，８０１，８０９ 電源
３０２ 第１のコンデンサー
３０３ リアクトル
３０４ 第１の半導体スイッチング素子
３０５ 第１の整流素子
３０６ 第２の整流素子
３０７ 第２の半導体スイッチング素子
３０８ 第２のコンデンサー
３０９ 負荷
３１０ 入力側電圧検出器
３１１ 出力側電圧検出器
３１２，８１２ 第１の半導体スイッチング素子の制御信号
３１３，８１４ 同期整流動作切り替え信号
３１４，８１５ 第２の半導体スイッチング素子の制御信号
３１５，８１６ 第１の半導体スイッチング素子の駆動信号
３１６，８１７ 第２の半導体スイッチング素子の駆動信号
３２０，８２０ 駆動装置
３２１，８２１ 制御装置
８１０ 検出装置
５２０１，６２０１，７１０１，７２０１，８１０１，９１０１，９２０１，１０１０１，１１１０１，１２１０１，１３１０１，１４１０１ 第１の半導体スイッチング素子のスイッチング信号波形
５２０２，６２０２，７１０２，７２０２，８１０２，９１０２，９２０２，１０１０２，１１１０２，１２１０２，１３１０２，１４１０２ 第２の半導体スイッチング素子のスイッチング信号波形
５２０３，６２０３，７１０３，７２０３，８１０３，９１０３，９２０３，１０１０３，１１１０３，１２１０３，１３１０３，１４１０３ リアクトルの電流波形
５２０４，６２０４，７１０４，７２０４，８１０４，９１０４，９２０４，１０１０４，１１１０４，１２１０４，１３１０４，１４１０４ 同期整流動作切り替え信号波形
９１０５，９２０５，１３１０５，１４１０５ 同期スイッチング素子判定信号波形30, 80
Claims (12)
前記リアクトルの前記第２の端子と前記電源の負極との間に接続された第１の半導体スイッチング素子と、
前記リアクトルの前記第２の端子と負荷の正側との間に接続され、前記第２の端子から送出された電流を前記負荷に送出するように整流する整流素子と、
前記整流素子に並列に接続された第２の半導体スイッチング素子と、
前記第１の半導体スイッチング素子及び前記第２の半導体スイッチング素子を駆動させる駆動信号を送出する駆動装置と、
前記第１の半導体スイッチング素子及び前記第２の半導体スイッチング素子の駆動を制御する制御信号を前記駆動装置へ送出する制御装置と、
を備え、
前記第２の半導体スイッチング素子がオフ状態に維持され、かつ前記第１の半導体スイッチング素子が第１のオン状態と第１のオフ状態とを切り替える第１の切り替えを行う非同期整流の状態から、前記第１の切り替えに同期して、前記第２の半導体スイッチング素子が第２のオン状態と第２のオフ状態とを切り替える第２の切り替えを行う同期整流の状態へ移行する場合に、
前記制御装置は、前記同期整流の状態において前記移行後の１回目の前記第１の切り替えにおける前記第１の半導体スイッチング素子が前記第１のオフ状態の時に、前記第１のオフ状態の時間を示す第１のオフ時間よりも短い第２のオン時間で前記移行後の１回目の前記第２の切り替えにおける前記第２の半導体スイッチング素子を前記第２のオン状態とするように制御し、
前記第２のオン時間は、前記第１のオフ時間からデッドタイム期間を引いた時間よりも短いこと、
を特徴とした電力変換装置。 A reactor having a first terminal and a second terminal, wherein the first terminal is connected to a positive electrode of a power supply;
A first semiconductor switching element connected between the second terminal of the reactor and the negative electrode of the power supply;
A rectifying element connected between the second terminal of the reactor and the positive side of a load to rectify the current delivered from the second terminal to be delivered to the load;
A second semiconductor switching element connected in parallel to the rectifying element;
A driving device for transmitting a driving signal for driving the first semiconductor switching device and the second semiconductor switching device;
A control device for sending a control signal for controlling driving of the first semiconductor switching device and the second semiconductor switching device to the driving device;
Equipped with
The second semiconductor switching element is maintained in the OFF state, and from the state of the asynchronous rectifying the first semiconductor Control button quenching element performs the first switching switch first on state and a first off state In the case of transition to a state of synchronous rectification in which the second semiconductor switching element switches between a second on state and a second off state in synchronization with the first switching.
The control device is configured to perform the first off-state time when the first semiconductor switching element in the first switching after the transition is in the first off-state in the synchronous rectification state. The second semiconductor switching element in the first switching after the transition is controlled to be in the second on state in a second on time shorter than a first off time shown.
The second on-time is shorter than the first off-time minus a dead-time period,
Power converter characterized by.
前記リアクトルの前記第２の端子と前記電源の負極との間に接続された第１の半導体スイッチング素子と、
前記リアクトルの前記第２の端子と負荷の正側との間に接続され、前記第２の端子から送出された電流を前記負荷に送出するように整流する整流素子と、
前記整流素子に並列に接続された第２の半導体スイッチング素子と、
前記第１の半導体スイッチング素子及び前記第２の半導体スイッチング素子を駆動させる駆動信号を送出する駆動装置と、
前記第１の半導体スイッチング素子及び前記第２の半導体スイッチング素子の駆動を制御する制御信号を前記駆動装置へ送出する制御装置と、
を備え、
前記第１の半導体スイッチング素子が第１のオン状態と第１のオフ状態とを切り替える第１の切り替えを繰り返し、かつ前記第１の切り替えに同期して、前記第２の半導体スイッチング素子が第２のオン状態と第２のオフ状態とを切り替える第２の切り替えを繰り返す同期整流の状態から、前記第２の半導体スイッチング素子がオフ状態に維持され、かつ前記第１の半導体スイッチング素子が前記第１の切り替えを繰り返す非同期整流の状態へ移行する間に、
前記制御装置は、前記同期整流の状態を解消した直後において、前記第１の半導体スイッチング素子が前記第１のオフ状態の時に、前記第１のオフ状態の時間を示す第１のオフ時間よりも短い第２のオン時間で前記第２の半導体スイッチング素子を前記第２のオン状態とするように制御する期間を設け、
前記第２のオン時間は、前記第１のオフ時間からデッドタイム期間を引いた時間よりも短いこと、
を特徴とした電力変換装置。 A reactor having a first terminal and a second terminal, wherein the first terminal is connected to a positive electrode of a power supply;
A first semiconductor switching element connected between the second terminal of the reactor and the negative electrode of the power supply;
A rectifying element connected between the second terminal of the reactor and the positive side of a load to rectify the current delivered from the second terminal to be delivered to the load;
A second semiconductor switching element connected in parallel to the rectifying element;
A driving device for transmitting a driving signal for driving the first semiconductor switching device and the second semiconductor switching device;
A control device for sending a control signal for controlling driving of the first semiconductor switching device and the second semiconductor switching device to the driving device;
Equipped with
The first semiconductor switching element repeats a first switching to switch between a first on state and a first off state, and in synchronization with the first switching, the second semiconductor switching element is switched to a second switching state. The second semiconductor switching element is maintained in the off state from the synchronous rectification state in which the second switching is repeated to switch between the on state and the second off state, and the first semiconductor switching element is the first state. While switching to the state of asynchronous rectification
Immediately after the state of the synchronous rectification is eliminated, the control device is configured to have a time longer than the first off time indicating the time of the first off state when the first semiconductor switching element is in the first off state. A period is provided to control the second semiconductor switching element to be in the second on state with a short second on time.
The second on-time is shorter than the first off-time minus a dead-time period,
Power converter characterized by.
を特徴とした請求項１又は２に記載の電力変換装置。 Furthermore, the control device may perform the second semiconductor switching in a second on time shorter than a time obtained by subtracting the dead time period from the first off time indicating the time in the first off state after the transition. Controlling the second switching to put the element in the second on state a plurality of times;
The power converter device according to claim 1 or 2 characterized by.
を特徴とした請求項３に記載の電力変換装置。 Furthermore, the control device may set the second on-time in the second switching after the transition to a second time longer than the second on-time in the first switching after the transition. Control to do
The power converter according to claim 3, characterized in that
を特徴とした請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。 Furthermore, the control device controls the timing at which the second semiconductor switching element is turned on so that the current flowing through the reactor flows from the first terminal to the direction of the second terminal. To do,
The power converter according to any one of claims 1 to 4, characterized by
を特徴とした請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。 Furthermore, the control device controls the timing at which the second semiconductor switching element is turned on to be the same as the timing at which the first semiconductor switching element is turned off and the dead time period has elapsed. ,
The power converter according to any one of claims 1 to 4, characterized by
前記リアクトルの前記第２の端子と前記第１の電源の他方の極との間に接続された第１の半導体スイッチング素子と、
前記リアクトルの前記第２の端子と第２の電源の前記第１の電源の一方の極と同じ極性の極側との間に接続され、前記第２の端子から送出された電流を前記第２の電源に送出するように整流する整流素子と、
前記整流素子に並列に接続された第２の半導体スイッチング素子と、
前記リアクトルに流れる電流値を検出する検出装置と、
前記第１の半導体スイッチング素子及び前記第２の半導体スイッチング素子を駆動させる駆動信号を送出する駆動装置と、
前記第１の半導体スイッチング素子及び前記第２の半導体スイッチング素子の駆動を制御する制御信号を前記駆動装置へ送出する制御装置と、
を備え、
前記制御装置は、
前記電流値から、前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子とのうちいずれがオフ状態に維持された同期スイッチング素子であるか、及び前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子とのうちいずれが第３のオン状態と第３のオフ状態とを切り替える第３の切り替えを行う非同期スイッチング素子であるかを判断し、
前記同期スイッチング素子がオフ状態に維持され、かつ前記非同期スイッチング素子が第３のオン状態と第３のオフ状態とを切り替える第３の切り替えを行う非同期整流の状態から、前記第３の切り替えに同期して、前記同期スイッチング素子が第４のオン状態と第４のオフ状態とを切り替える第４の切り替えを行う同期整流の状態へ移行する場合に、
前記制御装置は、前記同期整流の状態において前記移行後の１回目の前記第３の切り替えにおける前記非同期スイッチング素子が前記第３のオフ状態の時に、前記第３のオフ状態の時間を示す第３のオフ時間よりも短い第４のオン時間で前記移行後の１回目の前記第４の切り替えにおける前記同期スイッチング素子を前記第４のオン状態とするように制御し、
前記第４のオン時間は、前記第３のオフ時間からデッドタイム期間を引いた時間よりも短いこと、
を特徴とした電力変換装置。 A reactor having a first terminal and a second terminal, wherein the first terminal is connected to one pole of a first power supply;
A first semiconductor switching element connected between the second terminal of the reactor and the other pole of the first power supply;
The second terminal of the reactor is connected between the one pole of the first power source of the second power source and the pole side of the same polarity, and the current sent from the second terminal is transmitted to the second terminal. A rectifying element that rectifies to be sent to the power supply of
A second semiconductor switching element connected in parallel to the rectifying element;
A detection device that detects a current value flowing to the reactor;
A driving device for transmitting a driving signal for driving the first semiconductor switching device and the second semiconductor switching device;
A control device for sending a control signal for controlling driving of the first semiconductor switching device and the second semiconductor switching device to the driving device;
Equipped with
The controller is
From the current value, which of the first semiconductor switching element and the second semiconductor switching element is a synchronous switching element maintained in the off state, and the first semiconductor switching element and the second It is determined which of the semiconductor switching elements is an asynchronous switching element that performs a third switching that switches between the third on state and the third off state.
Synchronous to the third switching from the asynchronous rectification state in which the synchronous switching element is maintained in the off state and the asynchronous switching element performs the third switching to switch the third on state and the third off state When the synchronous switching element shifts to a state of synchronous rectification that performs a fourth switching that switches between the fourth on state and the fourth off state,
The controller indicates a third time of the third off state when the asynchronous switching element is in the third off state in the first switching after the transition in the state of the synchronous rectification. Controlling the synchronous switching element in the first switching after the transition to the fourth on state in a fourth on time shorter than the off time of the second switching device;
The fourth on-time is shorter than the third off-time minus a dead-time period,
Power converter characterized by.
前記リアクトルの前記第２の端子と前記第１の電源の他方の極との間に接続された第１の半導体スイッチング素子と、
前記リアクトルの前記第２の端子と第２の電源の前記第１の電源の一方の極と同じ極性の極側との間に接続され、前記第２の端子から送出された電流を前記第２の電源に送出するように整流する整流素子と、
前記整流素子に並列に接続された第２の半導体スイッチング素子と、
前記リアクトルに流れる電流値を検出する検出装置と、
前記第１の半導体スイッチング素子及び前記第２の半導体スイッチング素子を駆動させる駆動信号を送出する駆動装置と、
前記第１の半導体スイッチング素子及び前記第２の半導体スイッチング素子の駆動を制御する制御信号を前記駆動装置へ送出する制御装置と、
を備え、
前記制御装置は、
前記電流値から、前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子とのうちいずれが第３のオン状態と第３のオフ状態とを切り替える第３の切り替えを繰り返す非同期スイッチング素子であるか、及び前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子とのうちいずれが第４のオン状態と第４のオフ状態とを切り替える第４の切り替えを繰り返す同期スイッチング素子であるかを判断し、
前記非同期スイッチング素子が前記第３の切り替えを繰り返し、かつ前記第３の切り替えに同期して、前記同期スイッチング素子が前記第４の切り替えを繰り返す同期整流の状態から、前記非同期スイッチング素子が前記第３の切り替えを繰り返し、かつ前記同期スイッチング素子がオフ状態に維持される非同期整流の状態へ移行する間に、
前記制御装置は、前記同期整流の状態を解消した直後において、前記非同期スイッチング素子が前記第３のオフ状態の時に、前記第３のオフ状態の時間を示す第３のオフ時間よりも短い第４のオン時間で前記同期スイッチング素子を前記第４のオン状態とするように制御する期間を設け、
前記第４のオン時間は、前記第３のオフ時間からデッドタイム期間を引いた時間よりも短いこと、
を特徴とした電力変換装置。 A reactor having a first terminal and a second terminal, wherein the first terminal is connected to one pole of a first power supply;
A first semiconductor switching element connected between the second terminal of the reactor and the other pole of the first power supply;
The second terminal of the reactor is connected between the one pole of the first power source of the second power source and the pole side of the same polarity, and the current sent from the second terminal is transmitted to the second terminal. A rectifying element that rectifies to be sent to the power supply of
A second semiconductor switching element connected in parallel to the rectifying element;
A detection device that detects a current value flowing to the reactor;
A driving device for transmitting a driving signal for driving the first semiconductor switching device and the second semiconductor switching device;
A control device for sending a control signal for controlling driving of the first semiconductor switching device and the second semiconductor switching device to the driving device;
Equipped with
The controller is
It is an asynchronous switching element which repeats a third switching in which any one of the first semiconductor switching element and the second semiconductor switching element switches between the third on state and the third off state from the current value. And which of the first semiconductor switching element and the second semiconductor switching element is a synchronous switching element that repeats a fourth switching to switch between the fourth on state and the fourth off state Judge
From the state of synchronous rectification in which the asynchronous switching element repeats the third switching, and in synchronization with the third switching, the synchronous switching element repeats the fourth switching, the asynchronous switching element receives the third switching. While switching to an asynchronous rectification state in which the synchronous switching element is maintained in the off state,
The control device, immediately after clearing the state of the synchronous rectification, when the asynchronous switching element is in the third off state, is shorter than a third off time indicating a time of the third off state. A period for controlling the synchronous switching element to be in the fourth on state at an on time of
The fourth on-time is shorter than the third off-time minus a dead-time period,
Power converter characterized by.
を特徴とした請求項７又は請求項８に記載の電力変換装置。 Further, the control device may be configured to set the synchronous switching element at a fourth on time shorter than a time obtained by subtracting the dead time period from the third off time indicating the third off time after the transition. Controlling the fourth switching to be in the fourth on state to be performed a plurality of times;
The power converter device according to claim 7 or 8 characterized by.
を特徴とした請求項９に記載の電力変換装置。 Furthermore, the control device is configured such that the fourth on-time in the fourth switching after the transition is longer than the fourth on-time in the first switching after the transition. Control to do
The power converter according to claim 9, characterized in that
を特徴とした請求項７から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。 Furthermore, the control device controls the timing at which the synchronous switching element is turned on so that the current flowing through the reactor flows between the first terminal and the second terminal. ,
The power converter according to any one of claims 7 to 10, characterized in that
を特徴とした請求項７から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。 Further, the control device may control the timing at which the synchronous switching element is turned on to be the same as the timing at which the asynchronous switching element is turned off and the dead time period has elapsed.
The power converter according to any one of claims 7 to 10, characterized in that
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