JP2013176174A - Bidirectional converter - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、リアクトルを介して２つのフルブリッジインバータ回路を接続し、それらのインバータ回路間で双方向に直流電力伝送を選択的に可能にする双方向コンバータに関する。 The present invention relates to a bidirectional converter that connects two full-bridge inverter circuits via a reactor and selectively enables direct-current power transmission in both directions between the inverter circuits.
この種の双方向コンバータとしては、従来、図１に示すような回路が提案されている（非特許文献１）。 Conventionally, a circuit as shown in FIG. 1 has been proposed as this type of bidirectional converter (Non-patent Document 1).
図１のコンバータでは、トランスＴｒの左右に対称にフルブリッジインバータ回路ＩＮＶ１とＩＮＶ２が接続され、位相制御方式で電力伝送が行われる。すなわち、一次側のＩＮＶ１の端子に接続される電源をＶｉｎ、二次側のＩＮＶ２の端子に接続される電源をＶｏ、トランスＴｒの一次側の電圧をＶ１、トランスＴｒの二次側の電圧をＶ２とすると、Ｖ１がＶ２よりもδだけ位相が進んでいれば、ＶｉｎからＶｏに直流電力が伝送され、反対に、Ｖ１がＶ２よりもδだけ位相が遅れていれば、ＶｏからＶｉｎに直流電力が伝送される。このとき、δの大きさを変えることで伝送する電力の大きさも変わる。このように左右のインバータ回路のV１とV２の電圧位相差を制御することで、インバータ回路間で双方向に直流電力伝送を選択的に可能にする方式を、位相制御方式と称する。 In the converter of FIG. 1, full-bridge inverter circuits INV1 and INV2 are symmetrically connected to the left and right of the transformer Tr, and power transmission is performed by a phase control method. That is, the power source connected to the terminal of the INV1 on the primary side is Vin, the power source connected to the terminal of the INV2 on the secondary side is Vo, the voltage on the primary side of the transformer Tr is V1, and the voltage on the secondary side of the transformer Tr is Assuming V2, if V1 is advanced in phase by δ from V2, DC power is transmitted from Vin to Vo. Conversely, if V1 is delayed in phase by δ from V2, direct current from Vo to Vin is assumed. Power is transmitted. At this time, the magnitude of the transmitted power also changes by changing the magnitude of δ. A method for selectively enabling DC power transmission bidirectionally between the inverter circuits by controlling the voltage phase difference between V1 and V2 of the left and right inverter circuits in this way is called a phase control method.
また、各スイッチ素子に並列にスナバコンデンサCｓ１〜Ｃｓ２とダイオードＤ１〜Ｄ８を逆並列に接続している。このスナバコンデンサは、各インバータ回路のスイッチング時に設定されるデッドタイム（上下のスイッチ素子が同時オンするのを避けるために設定される時間）において、リアクトル（Ｌｅ１、Ｌｅ２）と共振することでスナバコンデンサ端子電圧、つまりスイッチ素子の端子電圧の上昇を緩慢にするためのもので、電圧上昇が緩慢になることで、スイッチ素子のターンオンやターンオフ時の電力損失を小さくする（ゼロボルテージスイッチング動作：ＺＶＳ動作）ことを実現する。 In addition, snubber capacitors Cs1 to Cs2 and diodes D1 to D8 are connected in antiparallel to each switch element. The snubber capacitor resonates with the reactors (Le1, Le2) in a dead time (a time set to avoid the upper and lower switching elements being simultaneously turned on) when switching each inverter circuit. This is to slow the rise of the terminal voltage, that is, the terminal voltage of the switch element. By slowing the voltage rise, the power loss at the turn-on and turn-off of the switch element is reduced (zero voltage switching operation: ZVS operation). ) Realize that.
このように、上記位相制御方式を採用したコンバータでは、各インバータを構成するスイッチ素子に与えるパルスの位相制御を行うだけで双方向の電力制御ができるため制御が簡単であり、また、スナバコンデンサにより、コンバータの電力損失を小さくでき、高効率とすることができる。 Thus, in the converter adopting the above phase control method, control is simple because bidirectional power control can be performed simply by performing phase control of pulses applied to the switch elements constituting each inverter, and a snubber capacitor is used. The power loss of the converter can be reduced and the efficiency can be improved.
しかしながら、上記のコンバータでは、Ｖｉｎ＝Ｖｏの場合は、問題なく制御できるが、Ｖｉｎ＞Ｖｏのときは、リアクトルにＶｉｎとＶｏの電位差分の電圧が印加されており、そのエネルギー放出時間において同リアクトルへの再充電も生じるために、一次側インバータ回路の出力電流が漸増していき、一次側インバータと二次側インバータの位相差δをゼロに制御しても（電力伝送が行われない制御）、実際には電力伝送されてしまう。 However, in the above converter, when Vin = Vo, control can be performed without any problem. However, when Vin> Vo, the voltage of the potential difference between Vin and Vo is applied to the reactor, and the same reactor is used for the energy release time. Since the recharging of the inverter also occurs, the output current of the primary inverter circuit gradually increases, and even if the phase difference δ between the primary inverter and the secondary inverter is controlled to zero (control in which power transmission is not performed) Actually, power is transmitted.
Ｖｉｎ＜Ｖｏのときも上述同様、リアクトルにＶｏとＶｉｎの電位差分の電圧が印加されており、そのエネルギー放出時間において同リアクトルの放電も生じるために、二次側インバータ回路の出力電流が漸減していき、一次側インバータと二次側インバータの位相差δをゼロに制御しても（電力伝送が行われない制御）、実際には電力伝送されてしまう。 Similarly to the above, when Vin <Vo, the voltage of the difference between Vo and Vin is applied to the reactor, and the reactor discharge occurs during the energy release time, so the output current of the secondary inverter circuit gradually decreases. Even if the phase difference δ between the primary side inverter and the secondary side inverter is controlled to zero (control in which power transmission is not performed), power is actually transmitted.
さらに、Ｖｉｎ＜Ｖｏの場合でＶｏとＶｉｎの電位差が大きすぎると、１次側インバータ回路の出力電流が急な傾きで減少していき、スイッチングデューティ（上下スイッチ素子のオンデューティ）５０％の場合でも、リアクトルからのエネルギー放出時間において上記出力電流がゼロを切ってしまう場合が生じる(電流方向が逆方向になる)。 Furthermore, when the potential difference between Vo and Vin is too large when Vin <Vo, the output current of the primary inverter circuit decreases with a steep slope, and the switching duty (on-duty of the upper and lower switch elements) is 50%. However, there are cases where the output current falls below zero during the energy release time from the reactor (the current direction is reversed).
この問題について、図２〜図１０を参照の上、以下説明する。 This problem will be described below with reference to FIGS.
図２は、このコンバータ回路の動作原理の説明に供するため、図１においてトランスＴｒやスナバコンデンサを外した回路を示している。図３は、タイムチャートである。図４〜図９は、各期間においての電流の流れを示す図である。図１０は、Ｖｉｎ＞Ｖｏ、Ｖｉｎ＝Ｖｏ、Ｖｉｎ＜Ｖｏの場合の一部波形図を示している。 FIG. 2 shows a circuit in which the transformer Tr and the snubber capacitor are removed from FIG. 1 in order to explain the operation principle of the converter circuit. FIG. 3 is a time chart. 4-9 is a figure which shows the flow of the electric current in each period. FIG. 10 shows a partial waveform diagram when Vin> Vo, Vin = Vo, and Vin <Vo.
図３に示すように、この例では、一次側から二次側に電力伝達を行うために、スイッチ
素子Ｑ１〜Ｑ８のゲートに供給される制御パルスを図示のようにδの位相差で制御している。
As shown in FIG. 3, in this example, in order to transmit power from the primary side to the secondary side, the control pulses supplied to the gates of the switch elements Q1 to Q8 are controlled with a phase difference of δ as shown in the figure. ing.
ｔ０〜ｔ１（図４）
ｔ０より前では、図４で見て矢印方向を正方向として、ＩＤＣ１，ＩＤＣ２が正方向に流れる状態で、ｔ０でＧ２，３がオフになると、リアクトルＬｅにＶ１＋Ｖ２に略等しいＶｉｎ＋Ｖｏの充電電圧が印加され、ＩＣは負電流よりゼロに向かい（Ｖｉｎ＋Ｖｏ）／Ｌｅの傾きで負方向の電流が増加しやがて転流動作が始まる。ｔ０からＱ１，４に逆並列接続されている逆方向ダイオードｄ１，４から電流ｄ１，４（Ｉ）が流れ始める。その後Ｑ１，４に電流Ｑ１，４（Ｉ）が流れていない状態でG１，４がオンする。したがってＱ１，４は、ＺＣＳ（ゼロカレントスイッチ）−ＯＮ動作する。また、ｄ１，４（Ｉ）がゼロになるまでの期間、Q１，４の電圧Ｑ１，４（Ｖ）はほぼゼロでスイッチングするため、Ｑ１，４はＺＶＳ（ゼロボルテージスイッチ）−ＯＮ動作する。
t0 to t1 (FIG. 4)
Prior to t0, with IDC1 and IDC2 flowing in the positive direction as viewed in FIG. 4 in the direction of the arrow in FIG. When applied, the IC goes to zero from the negative current, and the current in the negative direction increases with a slope of (Vin + Vo) / Le, and the commutation operation starts. The currents d1, 4 (I) start to flow from the reverse diodes d1, 4 connected in antiparallel to the Q1, 4 from t0. Thereafter, G1 and 4 are turned on in a state where currents Q1 and 4 (I) do not flow through Q1 and Q4. Therefore, Q1 and 4 perform ZCS (zero current switch) -ON operation. In addition, since the voltages Q1, 4 (V) of Q1, 4 are switched at substantially zero during the period until d1, 4 (I) becomes zero, Q1, 4 performs ZVS (zero voltage switch) -ON operation.
ｔ１〜ｔ２（図５）
Leは充電され続け、電流はゼロから極性を変えるが、（Ｖｉｎ＋Ｖｏ）／Ｌｅの傾きは変わらない。
t1 to t2 (FIG. 5)
Le continues to charge and the current changes polarity from zero, but the slope of (Vin + Vo) / Le does not change.
ｔ２〜ｔ３（図６）
ｔ２でG６，７がオフしＴｄ後にＧ５，８がオンしたとき、ダイオードｄ５，８に電流が流れているため、Ｑ５，８（Ｉ）に電流が流れていない状態でオンになるので、上述同様Ｑ５，８がＺＶＳかつＺＣＳ−ＯＮ動作し、Ｌｅを電流源としてＶｉｎ→ＶｏにＩｃ＝Ｌｅ（Ｉ）＝ＩＤＣ１＝ＩＤＣ２が流れる。
t2 to t3 (FIG. 6)
When G6 and 7 are turned off at t2 and G5 and 8 are turned on after Td, the current flows through the diodes d5 and 8 and is turned on when no current flows through Q5 and 8 (I). Similarly, Q5 and 8 operate as ZVS and ZCS-ON, and Le becomes a current source, and Ic = Le (I) = IDC1 = IDC2 flows from Vin to Vo.
ｔ３〜t４（図７）
ｔ３でＧ１，４がオフになり、ｔ３からＬｅの蓄積エネルギーに基づいてｄ２，３（Ｉ）が流れる。また、図では示していないが、各逆方向ダイオードに並列にスナバコンデンサを接続することで、Ｌｅの蓄積エネルギーに基づいて、ｔ３でＧ１，４がオフした瞬間から、スナバコンデンサに充電電流が流れる。この電流はスナバコンデンサとＬｅとの共振電流となる。これにより、コンデンサの充電電圧（すなわちＱ１，４（Ｖ））が緩慢に上昇することになって、Ｑ１，４はｔ３のタイミングでＺＶＳ−ＯＦＦ動作する。その後Ｇ２，３がオンすると、ｄ２，３に電流が流れた状態のため、上述同様Ｑ２，３がＺＶＳかつＺＣＳ−ＯＮ動作する。
t3 to t4 (FIG. 7)
At t3, G1 and 4 are turned off, and d2 and 3 (I) flow from t3 based on the accumulated energy of Le. Although not shown in the figure, by connecting a snubber capacitor in parallel to each reverse diode, a charging current flows in the snubber capacitor from the moment when G1 and G4 are turned off at t3 based on the stored energy of Le. . This current is a resonance current between the snubber capacitor and Le. As a result, the charging voltage of the capacitor (that is, Q1, 4 (V)) rises slowly, and Q1, 4 performs a ZVS-OFF operation at the timing of t3. Thereafter, when G2 and 3 are turned on, a current flows through d2 and 3, so that Q2 and 3 operate as ZVS and ZCS-ON as described above.
ｔ５からの残り半周期は上記と同様な動作となり、スイッチ素子Ｑ１，４とＱ２，３が、Ｑ５，８とＱ６，７が入替わる。 The remaining half cycle from t5 is the same operation as described above, and switching elements Q1, 4 and Q2, 3 are replaced with Q5, 8 and Q6, 7.
この動作により、平均電流Ｉ（ａｖ）がＶｏに対して出力され続け、一次側から二次側に電力伝達が実現される。また、スナバコンデンサの働きによりＺＶＳの動作も行われる。 By this operation, the average current I (av) is continuously output to Vo, and power transmission is realized from the primary side to the secondary side. The ZVS operation is also performed by the action of the snubber capacitor.
図１０は、図３のｔ０〜ｔ５の波形を示している。同図（Ａ）はＶｉｎ＞Ｖｏ、同図（Ｂ）はＶｉｎ＝Ｖｏ、同図（Ｃ）はＶｉｎ＜Ｖｏのときの波形である。 FIG. 10 shows waveforms from t0 to t5 in FIG. FIG. 4A shows the waveform when Vin> Vo, FIG. 4B shows the waveform when Vin = Vo, and FIG. 3C shows the waveform when Vin <Vo.
図１０（Ｂ）に示すように、Ｖｉｎ＝Ｖｏであれば、ｔ０〜ｔ２間にＬｅに蓄積されたエネルギーがｔ２〜ｔ３間で定電流として出力される。しかし、図１０（Ａ）に示すように、Ｖｉｎ＞Ｖｏであると、ｔ２〜ｔ３の期間においてＶｉｎからＬｅに再充電が行われる。図中、Ｌｅ（Ｖ）ｂがＶｉｎとＶｏの電位差で、Ｌｅに印加される再充電電圧である。この再充電のため、Ｌｅから流れる電流Ｌｅ（Ｉ）は漸増していく。このような再充電が行われると、一次側インバータと二次側インバータの位相差δをゼロに制御しても（電力伝送が行われない制御）、漸増していく電流Ｌｅ（Ｉ）の分だけ電力伝送されてしまう。また、図１０（Ｃ）に示すように、Ｖｉｎ＜Ｖｏであると、ｔ２〜ｔ３の期間においてＶｏからＬｅに逆電圧が印加される。図中、Ｌｅ（Ｖ）ｂがＬｅに印加されるＶｉｎとＶｏの電位差分の電圧である。この電圧のため、Ｌｅから流れる電流Ｌｅ（Ｉ）は漸減していく。このような電圧が印加されると、Ｖｉｎ＜Ｖｏの電位差が一定以上の場合、ｔ２〜ｔ３の期間においてＬｅ（Ｉ）の傾きが大きくなりすぎてリアクトル電流がゼロを切る現象を起こし、ｄ１，４が導通する状態となる。その場合、次のｔ３の期間でＱ２、３がオンしたときQ２，３にはＣｓ２，３からの短絡電流が流れ，Ｑ１，４の逆並列ダイオードにリカバリ電流が流れる。また、リアクトルの電流がゼロを切った時から、次の動作が始まるまでの区間分の面積が不足電力となり（図１２（ｄ））、位相差に応じた電力伝送ができなくなる。このように、位相制御方式を採用したコンバータでは、ＶｉｎとＶｏの大きさに差があると、位相差δに応じた電力伝送ができず、不足分を補うため効率の悪い電力伝送となり、さらに、上述のようにリカバリ電流とスナバ短絡の電流がリアクトルの電流に重畳されて、ＺＶＳかつＺＣＳ−ＯＮ動作ができなくなりスイッチング損失の増加や素子破損の可能性が大きくなること、効率の悪い電力伝送となる問題が生じる。 As shown in FIG. 10B, if Vin = Vo, the energy accumulated in Le between t0 and t2 is output as a constant current between t2 and t3. However, as shown in FIG. 10A, if Vin> Vo, recharging from Vin to Le is performed in the period from t2 to t3. In the figure, Le (V) b is a potential difference between Vin and Vo, and is a recharge voltage applied to Le. Due to this recharging, the current Le (I) flowing from Le gradually increases. When such recharging is performed, even if the phase difference δ between the primary side inverter and the secondary side inverter is controlled to be zero (control in which power transmission is not performed), the current Le (I) that gradually increases Only power will be transmitted. As shown in FIG. 10C, if Vin <Vo, a reverse voltage is applied from Vo to Le in the period from t2 to t3. In the figure, Le (V) b is the voltage of the potential difference between Vin and Vo applied to Le. Due to this voltage, the current Le (I) flowing from Le gradually decreases. When such a voltage is applied, if the potential difference of Vin <Vo is greater than or equal to a certain value, the slope of Le (I) becomes too large during the period from t2 to t3, causing a phenomenon that the reactor current is cut off to zero, and d1, 4 becomes conductive. In this case, when Q2 and 3 are turned on in the next period t3, a short-circuit current from Cs2 and 3 flows in Q2 and 3, and a recovery current flows in the antiparallel diodes of Q1 and 4. In addition, the area from the time when the reactor current is cut off to the time when the next operation starts becomes insufficient power (FIG. 12D), and power transmission according to the phase difference becomes impossible. As described above, in the converter adopting the phase control method, if there is a difference between the magnitudes of Vin and Vo, power transmission according to the phase difference δ cannot be performed, and inefficient power transmission is made up to compensate for the shortage. As described above, the recovery current and snubber short-circuit current are superimposed on the reactor current, making it impossible to perform ZVS and ZCS-ON operations, increasing the possibility of switching loss and element damage, and inefficient power transmission. A problem arises.
そこで、この発明の目的は、位相制御方式を採用したコンバータにおいて、ＶｉｎとＶｏの電位差が大きくても、スイッチ素子やスナバ回路の損失増加や素子破損の可能性を低減し、効率の良い電力伝送とするためリアクトル電流または出力電流をうまく制御できるようにすることである。 Accordingly, an object of the present invention is to reduce the possibility of switch element and snubber circuit loss increase and element damage even if the potential difference between Vin and Vo is large in a converter employing a phase control method, and efficient power transmission. Therefore, the reactor current or the output current can be controlled well.
この発明は、位相制御方式を採用したコンバータにおいて、第１のフルブリッジインバータ回路ＩＮＶ１と前記第２のフルブリッジインバータ回路ＩＮＶ２の各スイッチ素子に対してＰＷＭ制御信号を出力する制御回路を設け、各スイッチ素子をＶｉｎとＶｏの大きさに応じてＰＷＭ制御する。また、第１のフルブリッジインバータ回路ＩＮＶ１のスナバコンデンサに接続され該コンデンサの充電電圧を電源に回生する第１の回生回路と、前記第２のフルブリッジインバータ回路ＩＮＶ２のスナバコンデンサに接続され該コンデンサの充電電圧を電源に回生する第２の回生回路を設ける。 In the converter adopting the phase control method, the present invention is provided with a control circuit that outputs a PWM control signal to each switch element of the first full bridge inverter circuit INV1 and the second full bridge inverter circuit INV2, The switch element is PWM controlled according to the magnitudes of Vin and Vo. Further, the first regenerative circuit connected to the snubber capacitor of the first full-bridge inverter circuit INV1 regenerates the charging voltage of the capacitor to the power supply, and the snubber capacitor connected to the snubber capacitor of the second full-bridge inverter circuit INV2. A second regenerative circuit for regenerating the charging voltage of the power source to the power source is provided.
本発明では、位相制御方式の電力伝送においてＶｉｎとＶｏの大きさに差があって上述のような問題がある場合でも、ＰＷＭ制御により、リアクトル電流や出力電流をうまく制御する。ＰＷＭ制御は、各スイッチ素子のオン時間を制御するため、そのオン時間により出力電流を直接制御できるからである。したがって、全スイッチ素子を遮断し、リアクトルの電流がゼロになるようにＰＷＭ制御を行うことで、通常の動作のように、逆並列ダイオードに電流が流れてから、スイッチ素子が導通するＺＣＳ−ＯＮ動作や、ＺＶＳ−ＯＮ、スナバコンデンサの充放電によるZＶS−ＯＦＦ動作が可能となる。さらに、図１０（Ａ）（Ｃ）のような場合でも、ＰＷＭ制御によるＬｅ（Ｖ）ｂを原因とする余剰ないし不足の電力伝送分は位相制御に反映すれば良い。 In the present invention, the reactor current and the output current are well controlled by the PWM control even when there is a difference between the magnitudes of Vin and Vo in the phase control type power transmission and there is the above-mentioned problem. This is because the PWM control controls the on-time of each switch element, so that the output current can be directly controlled by the on-time. Therefore, all the switch elements are shut off, and PWM control is performed so that the reactor current becomes zero, so that the current flows through the antiparallel diode and the switch elements are turned on as in normal operation. Operation, ZVS-ON, and ZVS-OFF operation by charging / discharging of the snubber capacitor are possible. Further, even in the case of FIGS. 10A and 10C, the surplus or insufficient power transmission caused by Le (V) b by PWM control may be reflected in the phase control.
また、スナバコンデンサの充電電圧を電源に回生する回生回路を設けることで、次の理由によりスイッチ素子のＺＶＳ−ＯＦＦ動作を実現する。 In addition, by providing a regeneration circuit that regenerates the charging voltage of the snubber capacitor to the power supply, the ZVS-OFF operation of the switch element is realized for the following reason.
ＰＷＭ制御では、第１、第２のフルブリッジインバータ回路ＩＮＶ１、ＩＮＶ２において直列接続されている上下スイッチ素子のオンオフ期間を制御してリアクトル電流または出力電流を制御するが、このＰＷＭ制御では上下スイッチ素子のパルス幅を変化させるためデッドタイムｔｄも変動する。このため、上下スイッチ素子のデッドタイムｔｄが一定であることを前提とするＺＶＳ−ＯＦＦ動作が出来ない。そこで、スナバコンデンサと直列に接続しているダイオードにより、ｔｄ期間中のスナバコンデンサの充電電圧がリアクトルとの共振をしないようにする。オフさせるまでの期間中、スナバコンデンサのエネルギーを適当なタイミングで放電することにより、ＺＶＳ−ＯＦＦ動作を可能としスイッチング損失を低減する。さらに回生回路によりスナバコンデンサの放電エネルギーを電源に回生させ、効率改善ができる。 In the PWM control, the reactor current or the output current is controlled by controlling the on / off period of the upper and lower switch elements connected in series in the first and second full bridge inverter circuits INV1 and INV2. In this PWM control, the upper and lower switch elements are controlled. The dead time td also varies in order to change the pulse width. For this reason, the ZVS-OFF operation on the assumption that the dead time td of the upper and lower switch elements is constant cannot be performed. Therefore, the diode connected in series with the snubber capacitor prevents the charging voltage of the snubber capacitor during the td period from resonating with the reactor. During the period until turning off, the energy of the snubber capacitor is discharged at an appropriate timing, thereby enabling the ZVS-OFF operation and reducing the switching loss. In addition, the regenerative circuit can regenerate the discharge energy of the snubber capacitor to the power supply to improve efficiency.
ＰＷＭ制御と回生動作により、ＺＣＳ−ＯＮやＺＶＳ動作が可能になるとともに、効率が改善する。 PWM control and regenerative operation enable ZCS-ON and ZVS operations and improve efficiency.
図１２は、本発明の実施形態であるＰＷＭ制御式スナバエネルギ回生型双方向コンバータの回路図である。 FIG. 12 is a circuit diagram of a PWM control type snubber energy regenerative bidirectional converter according to an embodiment of the present invention.
トランスＴｒの左右に対称にフルブリッジインバータ回路ＩＮＶ１とＩＮＶ２が接続され、位相制御方式で電力伝送が行われる。フルブリッジインバータ回路ＩＮＶ１は、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４がブリッジ配置され、各スイッチ素子Ｑには、逆方向ダイオードＤとスナバコンデンサＣｓが並列的に接続される。インバータ出力は、リアクトルＬｅ１を介してトランスＴｒに入力される。フルブリッジインバータ回路ＩＮＶ２は、スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８がブリッジ配置され、各スイッチ素子Ｑには、逆方向ダイオードＤとスナバコンデンサＣｓが並列的に接続される。インバータ出力は、リアクトルＬｅ２を介してトランスＴｒに入力される。トランスＴｒは一次側と二次側を絶縁するためと、一次側と二次側の巻線の巻数比による任意の電圧変換を行うためのものである。なお、各スイッチ素子ＱはＩＧＢＴが好適であるが、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ素子でも良い。また、リアクトルＬｅ１、Ｌｅ２はトランスＴｒの巻線で代用することが可能である。 Full-bridge inverter circuits INV1 and INV2 are connected symmetrically to the left and right of the transformer Tr, and power transmission is performed by a phase control method. In the full bridge inverter circuit INV1, switching elements Q1 to Q4 are arranged in a bridge, and a reverse diode D and a snubber capacitor Cs are connected in parallel to each switching element Q. The inverter output is input to the transformer Tr via the reactor Le1. In the full bridge inverter circuit INV2, switching elements Q5 to Q8 are arranged in a bridge, and a reverse diode D and a snubber capacitor Cs are connected in parallel to each switching element Q. The inverter output is input to the transformer Tr via the reactor Le2. The transformer Tr is for insulating the primary side and the secondary side, and for performing arbitrary voltage conversion based on the turn ratio of the primary side and secondary side windings. Each switch element Q is preferably an IGBT, but may be a switch element such as a MOSFET. Further, the reactors Le1 and Le2 can be replaced by windings of the transformer Tr.
第１のフルブリッジインバータ回路のスナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ４には、該コンデンサの充電電圧を電源に回生する回生回路ＲＧ１が接続され、スナバコンデンサＣｓ２、Ｃｓ３には、該コンデンサの充電電圧を電源に回生する回生回路ＲＧ２が接続され、第２のフルブリッジインバータ回路のスナバコンデンサＣｓ５、Ｃｓ８には、該コンデンサの充電電圧を電源に回生する回生回路ＲＧ３が接続され、スナバコンデンサＣｓ６、Ｃｓ７には、該コンデンサの充電電圧を電源に回生する回生回路ＲＧ４が接続されている。回生回路ＲＧ１、ＲＧ２で第１の回生回路が構成され、回生回路ＲＧ３、ＲＧ４で第２の回生回路が構成される。 The snubber capacitors Cs1 and Cs4 of the first full-bridge inverter circuit are connected to a regenerative circuit RG1 that regenerates the charging voltage of the capacitor to the power source, and the snubber capacitors Cs2 and Cs3 regenerate the charging voltage of the capacitor to the power source. Is connected to the snubber capacitors Cs5 and Cs8 of the second full-bridge inverter circuit, and is connected to the regenerative circuit RG3 that regenerates the charging voltage of the capacitor to the power source, and the snubber capacitors Cs6 and Cs7 are connected to the snubber capacitors Cs6 and Cs7. A regenerative circuit RG4 that regenerates the charging voltage of the capacitor to the power supply is connected. The first regeneration circuit is configured by the regeneration circuits RG1 and RG2, and the second regeneration circuit is configured by the regeneration circuits RG3 and RG4.
各回生回路は、Ｃｓの充電電荷の放電を禁止する放電禁止ダイオードｄｓと、ブリッジ配置された対角上にあるＣｓに直列に接続した、回生用スイッチ素子Ｓｆと、スナバコンデンサＣｓと共振する共振リアクトルＬｆと、回生電流用ダイオードｄｓで構成される。 Each regenerative circuit has a resonance that resonates with a snubber capacitor Cs, a discharge prohibiting diode ds that inhibits discharging of the charge of Cs, a regenerative switch element Sf connected in series with the diagonally arranged Cs arranged in a bridge. It is constituted by a reactor Lf and a regenerative current diode ds.
ＰＷＭ制御回路は、Ｑ１〜Ｑ８にＰＷＭパルスを供給し、Ｓｆ１〜Ｓｆ４に回生パルスを供給する。 The PWM control circuit supplies PWM pulses to Q1 to Q8 and supplies regenerative pulses to Sf1 to Sf4.
次に動作を説明する。 Next, the operation will be described.
上記の双方向コンバータは、位相制御方式で一次側から二次側へ、または二次側から一次側へ電力伝送する。 The bidirectional converter transmits power from the primary side to the secondary side or from the secondary side to the primary side in a phase control system.
すなわち、一次側のＩＮＶ１の端子に接続される電源をＶｉｎ、二次側のＩＮＶ２の端子に接続される電源をＶｏ、トランスＴｒの一次側の電圧をＶ１、トランスＴｒの二次側の電圧をＶ２とすると、Ｖ１がＶ２よりもδだけ位相が進んでいれば、ＶｉｎからＶｏに直流電力が伝送され、反対に、Ｖ１がＶ２よりもδだけ位相が遅れていれば、ＶｏからＶｉｎに直流電力が伝送される。このとき、δの大きさを変えることで伝送する電力の大きさと方向を変えることが出来る。 That is, the power source connected to the terminal of the INV1 on the primary side is Vin, the power source connected to the terminal of the INV2 on the secondary side is Vo, the voltage on the primary side of the transformer Tr is V1, and the voltage on the secondary side of the transformer Tr is Assuming V2, if V1 is advanced in phase by δ from V2, DC power is transmitted from Vin to Vo. Conversely, if V1 is delayed in phase by δ from V2, direct current from Vo to Vin is assumed. Power is transmitted. At this time, the magnitude and direction of transmitted power can be changed by changing the magnitude of δ.
位相制御の基本動作として、図３に示すように、Ｖｉｎ＝Ｖｏであれば、ｔ０〜ｔ２間、ｔ３〜ｔ５間にＬｅに蓄積されたエネルギーがｔ２〜ｔ３間、ｔ５〜ｔ６間で定電流として出力されるため、位相差δを制御することで一次側と二次側間での電力伝送方向と伝送量の制御が可能である。 As shown in FIG. 3, as basic operation of phase control, if Vin = Vo, the energy accumulated in Le between t0 and t2, between t3 and t5 is constant current between t2 and t3, and between t5 and t6. Therefore, by controlling the phase difference δ, it is possible to control the power transmission direction and the transmission amount between the primary side and the secondary side.
進み位相、遅れ位相は次のように定義される。 The lead phase and lag phase are defined as follows.
（１）進み位相（一次側の位相が二次側に対して進んでいる）
電力は一次側から二次側に伝送される。
(1) Leading phase (primary side phase is leading to secondary side)
Power is transmitted from the primary side to the secondary side.
（２）遅れ位相（二次側の位相が一次側に対して進んでいる）
電力は二次側から一次側に伝送される。
(2) Delayed phase (secondary phase is advanced with respect to primary side)
Power is transmitted from the secondary side to the primary side.
次に、下記条件（Ａ）（Ｂ）のときの位相制御とＰＷＭ制御の動作を説明する。 Next, operations of phase control and PWM control under the following conditions (A) and (B) will be described.
条件（Ａ）：進み位相Ｖｉｎ＞Ｖｏ、遅れ位相Ｖｉｎ＜Ｖｏ、又はＶｉｎ＝Ｖｏのとき。 Condition (A): When the lead phase Vin> Vo, the delay phase Vin <Vo, or Vin = Vo.
図１１(Ａ)，（Ｂ）において、ｔ０〜ｔ２の区間に位相制御動作により、位相差で決まる電圧がリアクトルＬｅに印加され、リアクトルＬｅにエネルギーが蓄えられ電流が増加する。 In FIGS. 11A and 11B, a voltage determined by the phase difference is applied to the reactor Le by the phase control operation during the period from t0 to t2, and energy is stored in the reactor Le and the current increases.
ｔ２〜ｔ３では、進み位相Ｖｉｎ＞Ｖｏ、遅れ位相Ｖｉｎ＜Ｖｏのとき、リアクトルにＶｉとＶｏの電位差が印加されており、リアクトルに電位差分のエネルギーが蓄えられ、さらに電流が増加する。同区間Ｖｉｎ＝Ｖｏのときはリアクトルの電流がほぼ一定を維持する。（図１０（Ｂ））
その後のｔ３〜ｔ３’では、伝送電力と位相差δで演算により求められたＰＷＭ制御のパルス幅にて、Ｑ１，４、Ｑ５，８を同時にオフさせ、全ＳＷオフすることで、リアクトルの印加電圧を０とする。リアクトルに充電電圧を与えなくすることで、スイッチ素子がオフしているｔｄ区間中にリアクトルのエネルギーを放出させ、リアクトルの電流が０となる区間ができ、全スイッチ素子の電流もゼロとすることができる。また、ＶｉとＶｏの電位差で図１１（Ｂ）のような動作となる場合ダイオード導通の動作となる。
From t2 to t3, when the lead phase Vin> Vo and the delay phase Vin <Vo, the potential difference between Vi and Vo is applied to the reactor, the potential difference energy is stored in the reactor, and the current further increases. When the section Vin is equal to Vo, the reactor current is kept substantially constant. (Fig. 10 (B))
At t3 to t3 ′ thereafter, Q1, 4, Q5, and 8 are simultaneously turned off at the PWM control pulse width obtained by calculation with the transmission power and the phase difference δ, and all SWs are turned off, thereby applying the reactor. The voltage is 0. By not applying the charging voltage to the reactor, the reactor energy is released during the td period when the switch element is off, and the reactor current is zero, and the current of all switch elements is zero. Can do. Further, when the operation as shown in FIG. 11B is performed due to the potential difference between Vi and Vo, the diode conduction operation is performed.
条件（Ｂ）：進み位相Ｖｉｎ＜Ｖｏ、遅れ位相Ｖｉｎ＞Ｖｏのとき。 Condition (B): When the lead phase Vin <Vo and the delay phase Vin> Vo.
図１１（Ｃ）（Ｄ）において、ｔ０〜ｔ２の区間で位相制御動作によりリアクトルに蓄えられ電流が増加する。 In FIGS. 11C and 11D, the current is increased in the reactor by the phase control operation during the period from t0 to t2.
ｔ２〜ｔ３の区間ではＶｉとＶｏの電位差分の電圧がリアクトルＬｅに印加されエネルギーを放出するため、電流が減少する。 In the interval from t2 to t3, the voltage of the potential difference between Vi and Vo is applied to the reactor Le and releases energy, so that the current decreases.
その後、ｔ３〜ｔ４で伝送電力と位相差δで演算により求められたＰＷＭ制御のパルス幅でＱ１，４、Ｑ５，８を同時オフし、リアクトルの印加電圧を０としエネルギーを放出することで、リアクトルの電流を０または、逆並列ダイオードを導通する動作となる。 Thereafter, Q1, 4, Q5, and 8 are simultaneously turned off at the pulse width of the PWM control obtained by calculation with the transmission power and the phase difference δ from t3 to t4, and the applied voltage of the reactor is set to 0 to release the energy. The reactor current is 0 or the antiparallel diode is turned on.
しかし、このｔ３〜ｔ４の区間、電位差が大きすぎるときや低出力時では、図１１（Ｄ）のように、ＶｉとＶｏの電位差でリアクトルの電流が急な傾きで減少しゼロを切り流れ続けることによって、この区間でオンしているスイッチ素子Ｑ１，４、Ｑ５，８の逆並列ダイオードが導通する動作となる。この状態でデッドタイム後スイッチ素子Ｑ２，３、Ｑ６，７がオンすると、リカバリ電流とスナバ短絡による電流がリアクトルの電流に重畳され、スイッチング損失の増加や素子破損の可能性を招く。また、図１１（Ｄ）斜線部の面積分の不足エネルギーを補うため、ｔ０〜ｔ２の位相制御区間で必要電力分に応じた位相差で制御され、ｔ０〜ｔ２’の区間でさらに電力が増大し効率の悪い電力伝送となる。加えてスイッチ素子の電流ピーク値増加による半導体損失増加となる。 However, during the period from t3 to t4, when the potential difference is too large or at low output, the reactor current decreases with a steep slope due to the potential difference between Vi and Vo and continues to flow through zero as shown in FIG. As a result, the anti-parallel diodes of the switch elements Q1, 4, Q5, 8 that are turned on in this section are turned on. When the switch elements Q2, 3, Q6, and 7 are turned on in this state after the dead time, the recovery current and the current due to the snubber short circuit are superimposed on the reactor current, leading to an increase in switching loss and the possibility of element damage. In addition, in order to compensate for the insufficient energy corresponding to the shaded area in FIG. 11 (D), control is performed with a phase difference corresponding to the required power in the phase control section from t0 to t2, and the power further increases in the section from t0 to t2 ′. However, power transmission becomes inefficient. In addition, the semiconductor loss increases due to an increase in the current peak value of the switch element.
そこで、図１１（Ｄ）のような波形となる場合、損失増加や素子破損の問題を解決するために、ｔ２〜ｔ３の区間でリアクトルの電流が０になるまでにＰＷＭ制御を行い、この区間でオンしているスイッチ素子をオフし、全スイッチ素子がオフとなる期間を作る。図１１（Ｅ）はこの場合の波形を示す。 Therefore, when the waveform is as shown in FIG. 11D, PWM control is performed until the reactor current becomes 0 in the interval from t2 to t3 in order to solve the problem of increase in loss and damage to the element. The switch elements that are turned on are turned off to create a period in which all switch elements are turned off. FIG. 11E shows a waveform in this case.
図１１（Ｅ）において、ｔ２’〜ｔ４が全スイッチ素子オフの期間であり、リアクトルの印加電圧は０となり、リアクトルのエネルギーを放出することでｔｄ中にリアクトルの電流が０になる区間ができる。この時、伝送電力と向きはパルス幅と位相差によって決まる。伝送電力と向きはパルス幅と位相差のどちらか一方が決まれば演算によって求めることができる。 In FIG. 11E, t2 ′ to t4 are periods in which all the switching elements are off, the applied voltage of the reactor is 0, and there is a section in which the reactor current becomes 0 during td by discharging the reactor energy. . At this time, the transmission power and direction are determined by the pulse width and the phase difference. The transmission power and direction can be obtained by calculation if either the pulse width or the phase difference is determined.
このような制御により、伝送電力の制御が可能である。 With such control, transmission power can be controlled.
一方、ＰＷＭ制御を行う場合、スナバコンデンサがあると、ＺＶＳ−ＯＮ動作が出来なくなる（不完全になる）。通常のＺＶＳ動作は、上下スイッチ素子のデッドタイムｔｄが一定であることを前提とし、ｔｄ区間中に、スナバコンデンサＣｓに、このＣｓとリアクトルＬｅの正弦波共振電流が流れ、それによってＣｓの充電電位が一定の傾きで緩慢に上昇することを利用している。もし、ＰＷＭ制御でデッドタイムｔｄが一定でなくなった場合、リアクトル電流がゼロになると、ＺＶＳ動作のために接続したスナバコンデンサＣｓとリアクトルＬｅの共振により、電圧振動が起こる。その結果、ＺＶＳ−ＯＮ動作が不完全または出来なくなる。 On the other hand, when performing PWM control, if there is a snubber capacitor, the ZVS-ON operation cannot be performed (incomplete). The normal ZVS operation is based on the assumption that the dead time td of the upper and lower switch elements is constant. During the td period, a sinusoidal resonance current of Cs and the reactor Le flows through the snubber capacitor Cs, thereby charging Cs. It uses the fact that the potential rises slowly with a certain slope. If the dead time td is not constant in PWM control and the reactor current becomes zero, voltage oscillation occurs due to resonance between the snubber capacitor Cs and the reactor Le connected for the ZVS operation. As a result, the ZVS-ON operation is incomplete or impossible.
そこで、本実施形態では、ＰＷＭ制御回路で回生回路を制御し、ＣｓとＬｅの共振電流による不完全ＺＶＳ動作をなくす。回生回路によってＣｓの放電を別途行うことで電圧振動を抑制しこれを実現する。 Therefore, in this embodiment, the regenerative circuit is controlled by the PWM control circuit, and the incomplete ZVS operation due to the resonance current of Cs and Le is eliminated. By separately discharging Cs by the regenerative circuit, voltage oscillation is suppressed and realized.
代表として、回生回路ＲＧ２の動作を以下説明する。図１３〜図１６は、Ｖｉｎ、Ｖｏ、δ、ＰＷＭデッドレショが図示のような一定の条件下での波形図を示している。 As a representative, the operation of the regenerative circuit RG2 will be described below. FIGS. 13 to 16 show waveform diagrams of Vin, Vo, δ, and PWM dead ratio under certain conditions as shown in the figure.
Ｃｓ２の充電電荷が放電されるタイミングｔ３（図３参照）では、その放電を禁止するｄｓ２のため、さらにｓｆ２がオフであるとＣｓ２は放電できない（図１５参照）。このままでは、Ｃｓ２に電荷が溜まる一方であり、次にＱ２がオフするタイミングｔ６（図３参照）でＺＶＳ−ＯＦＦ動作ができない。そこで、次にＱ２がオフするタイミングがくるまでにＳｆ２をオンする。図では、Ｇ２オンのタイミングと同じタイミングでＳｆ２をオンするための回生パルスＧｆ２を生成している。ｓｆ２がオンの期間は、Ｃｓ２の充電電荷を全部電源に回生するのに必要十分な長さにする。Ｓｆ２がオンすると、Ｃｓ２の充電電荷は、ｄｆ２、Ｃｓ２とＬｆ２との共振回路、及びＣｓ２とＣｓ３を経て、Ｖｉｎに回生される（図１６参照）。なお、回生回路ＲＧ２にはＣｓ２とＣｓ３が直列接続されている。共振動作の原理より、このような構成であれば、Ｃｓ２とＣｓ３のそれぞれの充電電位がＶｉｎと同じであるため（それぞれの充電電位の加算値がＶｉｎの２倍であるため）、Ｃｓ２とＣｓ３の充電電荷が全て放電されて回生される。 At timing t3 (see FIG. 3) at which the charge of Cs2 is discharged, ds2 prohibits the discharge, and therefore Cs2 cannot be discharged if sf2 is off (see FIG. 15). If this is the case, the electric charge is being accumulated in Cs2, and the ZVS-OFF operation cannot be performed at timing t6 (see FIG. 3) when Q2 is turned off next. Therefore, Sf2 is turned on until the next timing for turning off Q2. In the figure, the regenerative pulse Gf2 for turning on Sf2 is generated at the same timing as the timing of turning on G2. During a period in which sf2 is on, the length of charge is sufficient to regenerate all the charge of Cs2 to the power source. When Sf2 is turned on, the charge of Cs2 is regenerated to Vin through df2, a resonance circuit of Cs2 and Lf2, and Cs2 and Cs3 (see FIG. 16). Note that Cs2 and Cs3 are connected in series to the regeneration circuit RG2. According to the principle of resonance operation, in such a configuration, the charging potentials of Cs2 and Cs3 are the same as Vin (since the added value of each charging potential is twice the Vin), Cs2 and Cs3 All the charged charges are discharged and regenerated.
上記の回生動作により、次にＱ２がオフするタイミングがくるまでの任意のときに、Ｃｓ２の充電電荷はＧｆ２がオンすることで全てＶｉｎに回生される。そして、次にＱ２がオフするときには、Ｃｓ２の電位はゼロであるため（Ｑ２（Ｖ）はゼロ）、Ｑ２はＺＶＳ−ＯＦＦ動作する。また、充電電荷は全てＶｉｎに回生されて、回路内で熱消費されることがないため、効率が良くなる。 Through the above regenerative operation, at any time until the next timing when Q2 is turned off, the charge of Cs2 is all regenerated to Vin by turning on Gf2. Then, when Q2 is turned off next, the potential of Cs2 is zero (Q2 (V) is zero), so that Q2 performs a ZVS-OFF operation. Further, since all of the charge is regenerated to Vin and is not consumed in the circuit, the efficiency is improved.
以上の通り、Ｃｓの放電は回生回路で制御されて完全放電されるため、Ｃｓへの次の充電開始時にはＺＶＳ−ＯＦＦが確実に行われる。以上の動作は、その他のスイッチ素子と回生回路においても同様である。 As described above, since the discharge of Cs is controlled by the regenerative circuit and is completely discharged, ZVS-OFF is reliably performed at the start of the next charge to Cs. The above operation is the same in other switch elements and regenerative circuits.
ＰＷＭ制御を行うことによってデッドタイムが変動しても、Ｃｓの放電は回生回路の放電禁止ダイオードによって、放電できないためスナバ短絡やスイッチング損失増加とならず、ＺＶＳかつＺＣＳ−ＯＮできる。 Even if the dead time fluctuates by performing PWM control, the discharge of Cs cannot be performed by the discharge prohibiting diode of the regenerative circuit, so that the snubber short circuit and the switching loss do not increase, and ZVS and ZCS-ON can be performed.
図１７は、変形例である。この回路では、回生回路にコンデンサＣｏ−１、Ｃｏ−２とダイオードｄｆ３−１、ｄｆ４−２とスイッチ素子ｓｆ３−１とｓｆ４−２を接続する。Ｃｓ５の電荷は、Ｌｆ３との共振動作でＣｏ−１に一旦充電され、Ｃｓ６の電荷は、Ｌｆ３との共振動作でＣｏ−２に一旦充電される。その後、Ｃｏ−１とＣｏ−２が電源に回生される。電圧の分担は、Ｃｏ−１（Ｖ）がＣｓ５（Ｖ）の２分の１である。Ｃｏ−２（Ｖ）がＣｓ６（Ｖ）の２分の１である。Ｃｓ７、Ｃｓ８についても同様である。したがって、Ｃｏ−１（Ｖ）＋Ｃｏ−２（Ｖ）＝Ｖｏとなる。 FIG. 17 shows a modification. In this circuit, capacitors Co-1 and Co-2, diodes df3-1 and df4-2, and switch elements sf3-1 and sf4-2 are connected to the regenerative circuit. The charge of Cs5 is once charged to Co-1 by the resonance operation with Lf3, and the charge of Cs6 is once charged to Co-2 by the resonance operation with Lf3. Thereafter, Co-1 and Co-2 are regenerated to the power source. The voltage sharing is one half of Co-1 (V) compared to Cs5 (V). Co-2 (V) is half of Cs6 (V). The same applies to Cs7 and Cs8. Therefore, Co-1 (V) + Co-2 (V) = Vo.
ＩＮＶ１−第１のフルブリッジインバータ回路
ＩＮＶ２−第２のフルブリッジインバータ回路
Ｑ１〜Ｑ８−スイッチ素子
ＲＧ１〜ＲＧ４−回生回路
INV1-first full bridge inverter circuit INV2-second full bridge inverter circuit Q1-Q8-switch elements RG1-RG4-regenerative circuit
Claims (1)
第２の二次電池が入力側に接続され、各々逆方向ダイオードとスナバコンデンサとが並列接続された４個のスイッチ素子をブリッジ接続した第２のフルブリッジインバータ回路と、
前記第１のフルブリッジインバータ回路の出力側に接続した第１のリアクトルと、
前記第２のフルブリッジインバータ回路の出力側に接続した第２のリアクトルと、
前記第１のリアクトルと前記第２のリアクトルとを接続するトランスと、
前記第１の二次電池と前記第２の二次電池の電圧が入力され、これらの電圧に基づいて前記第１のフルブリッジインバータ回路と前記第２のフルブリッジインバータ回路の各スイッチ素子に対してＰＷＭ制御信号を出力する制御回路と、
前記第１のフルブリッジインバータ回路のスナバコンデンサに接続され該コンデンサの充電電圧を電源に回生する第１の回生回路と、
前記第２のフルブリッジインバータ回路のスナバコンデンサに接続され該コンデンサの充電電圧を電源に回生する第１の回生回路と、
を備え、
前記回生回路は、
回生用スイッチ素子と前記スナバコンデンサと共振する共振リアクトルと回生電流用ダイオードとを直列に接続した回路と、
前記スナバコンデンサに直列に接続され、この前記スナバコンデンサの充電電荷の放電を禁止する放電禁止ダイオードｄｓと、
で構成され、
前記制御回路は、前記スナバコンデンサの充電電荷を放電して電源に回生するために、前記回生用スイッチ素子のオンオフを制御する回生パルスを出力することを特徴とする双方向コンバータ。 A first full-bridge inverter circuit in which four switch elements each having a first secondary battery connected to the input side and each having a reverse diode and a snubber capacitor connected in parallel are bridge-connected;
A second full-bridge inverter circuit in which four switch elements each having a second secondary battery connected to the input side and each having a reverse diode and a snubber capacitor connected in parallel are bridge-connected;
A first reactor connected to the output side of the first full-bridge inverter circuit;
A second reactor connected to the output side of the second full-bridge inverter circuit;
A transformer connecting the first reactor and the second reactor;
The voltages of the first secondary battery and the second secondary battery are input, and based on these voltages, the switch elements of the first full bridge inverter circuit and the second full bridge inverter circuit are supplied. A control circuit for outputting a PWM control signal;
A first regeneration circuit connected to the snubber capacitor of the first full-bridge inverter circuit and regenerating the charge voltage of the capacitor to a power source;
A first regeneration circuit connected to the snubber capacitor of the second full-bridge inverter circuit and regenerating the charging voltage of the capacitor to a power source;
With
The regenerative circuit is
A circuit in which a regenerative switch element, a resonant reactor that resonates with the snubber capacitor, and a regenerative current diode are connected in series;
A discharge-inhibiting diode ds connected in series to the snubber capacitor and prohibiting discharging of the charge of the snubber capacitor;
Consists of
The bidirectional converter according to claim 1, wherein the control circuit outputs a regenerative pulse for controlling on / off of the regenerative switch element in order to discharge the charged charge of the snubber capacitor and regenerate to the power source.
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|---|---|
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Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2015004825A1 (en) * | 2013-07-11 | 2015-01-15 | 三菱電機株式会社 | Dc-dc converter |
| WO2015056503A1 (en) * | 2013-10-18 | 2015-04-23 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | Bidirectional insulated dc/dc converter and smart network using same |
| CN104980033A (en) * | 2014-04-10 | 2015-10-14 | 丰田自动车株式会社 | Electric Power Conversion Apparatus And Method Of Controlling The Same |
| JP2015202000A (en) * | 2014-04-09 | 2015-11-12 | トヨタ自動車株式会社 | Power conversion device and power conversion method |
| JP2016103892A (en) * | 2014-11-27 | 2016-06-02 | トヨタ自動車株式会社 | Power conversion apparatus |
| JP2016131446A (en) * | 2015-01-14 | 2016-07-21 | Ｍｙｗａｙプラス株式会社 | Full bridge system bidirectional insulation dc/dc converter |
| JPWO2014103105A1 (en) * | 2012-12-28 | 2017-01-12 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | DC / DC converter |
| WO2021256137A1 (en) * | 2020-06-17 | 2021-12-23 | 株式会社 東芝 | Power conversion device, power supply device for transformer substation, and regenerative power storage device |
| JP7475980B2 (ja) | 2020-06-17 | 2024-04-30 | 株式会社東芝 | 電力変換装置、変電所用電源装置および回生電力貯蔵装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001224172A (en) * | 2000-02-09 | 2001-08-17 | Mitsubishi Electric Corp | Power converter |
-
2012
- 2012-02-23 JP JP2012037490A patent/JP2013176174A/en active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001224172A (en) * | 2000-02-09 | 2001-08-17 | Mitsubishi Electric Corp | Power converter |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| JPN6015047057; Ｓｈｉｇｅｎｏｒｉ Ｉｎｏｕｅ， Ｈｉｒｏｆｕｍｉ Ａｋａｇｉ，: 'Ａ Ｂｉ-Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ＤＣ／ＤＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ ａｎ Ｅｎｅｒｇｙ Ｓｔｏｒａｇｅ Ｓｙｓｔｅｍ' Ａｐｐｌｉｅｄ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ， ＡＰＥＣ ２００７ - Ｔｗｅｎｔｙ Ｓｅｃｏｎｄ Ａｎｎｕａｌ ＩＥＥＥ , 20070301, Ｐａｇｅ（ｓ）：７６１ - ７６７ * |
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPWO2014103105A1 (en) * | 2012-12-28 | 2017-01-12 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | DC / DC converter |
| WO2015004825A1 (en) * | 2013-07-11 | 2015-01-15 | 三菱電機株式会社 | Dc-dc converter |
| WO2015056503A1 (en) * | 2013-10-18 | 2015-04-23 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | Bidirectional insulated dc/dc converter and smart network using same |
| US10044281B2 (en) | 2013-10-18 | 2018-08-07 | Toshiba Mitsubishi-Electrical Industrial Systems Corporation | Bidirectional insulated DC/DC converter and smart network using the same |
| CN105637752B (en) * | 2013-10-18 | 2018-06-22 | 东芝三菱电机产业系统株式会社 | Two-way insulated type DC/DC converters and the intelligent network using the two-way insulated type DC/DC converters |
| CN105637752A (en) * | 2013-10-18 | 2016-06-01 | 东芝三菱电机产业系统株式会社 | Bidirectional insulated DC/DC converter and smart network using same |
| JPWO2015056503A1 (en) * | 2013-10-18 | 2017-03-09 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | Bi-directional isolated DC / DC converter and smart network using the same |
| JP2015202000A (en) * | 2014-04-09 | 2015-11-12 | トヨタ自動車株式会社 | Power conversion device and power conversion method |
| JP2015204639A (en) * | 2014-04-10 | 2015-11-16 | トヨタ自動車株式会社 | Power conversion apparatus and control method thereof |
| CN104980033A (en) * | 2014-04-10 | 2015-10-14 | 丰田自动车株式会社 | Electric Power Conversion Apparatus And Method Of Controlling The Same |
| JP2016103892A (en) * | 2014-11-27 | 2016-06-02 | トヨタ自動車株式会社 | Power conversion apparatus |
| JP2016131446A (en) * | 2015-01-14 | 2016-07-21 | Ｍｙｗａｙプラス株式会社 | Full bridge system bidirectional insulation dc/dc converter |
| WO2021256137A1 (en) * | 2020-06-17 | 2021-12-23 | 株式会社 東芝 | Power conversion device, power supply device for transformer substation, and regenerative power storage device |
| JP7475980B2 (ja) | 2020-06-17 | 2024-04-30 | 株式会社東芝 | 電力変換装置、変電所用電源装置および回生電力貯蔵装置 |
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