JP6509381B2 - Ｄｃ‐ｄｃコンバータ - Google Patents

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Description

本発明は、プリコンディショナ回路、Ｘ線撮像システム、及び照明システムに関する。
電源又はプリコンディショナ回路は、特定の要件を満たすために、一組の特性を有する電力を、別の一組の特性を有する電力に変換するためのデバイスである。
多くの場合、電源又はプリコンディショナ回路は、三相ユーティリティネットワークで使用されなければならない。このようなネットワークは、相間に約４００Ｖの典型的な供給電圧を提供し、全ての可能な電圧変動を考慮して、プリコンディショナ回路（時にラインコンディショナと称される）の入力に供給される整流電圧は４００及び７５０ＶＤＣの間の範囲である。その結果、後続のアプリケーションの電源部品は、この範囲の最大電圧に耐えるように設計される必要がある。したがって、プリコンディショナの目的は、主要のアプリケーションの負荷の駆動を使用するために、修正された出力電圧を生成することである。しかし、主要のアプリケーションの部品が、プリコンディショナの後続の下部電圧を反映するようにディレートされても（出力レベルを下げても）、プリコンディショナ自体の部品は、三相電圧で動作するように依然として設計されなければならない。
国際公開第２００６／０５１４５０号は、プリコンディショナの部品がディレートされる（部品の出力レベルが下がる）ことを可能にする、プリコンディショナトポロジについて記載する。しかし、このようなシステムは、さらに改良され得る。
米国特許出願公開第２００９／００６６３１１Ａ１号は、各々が入力及び出力を有し、出力はそれぞれの負荷モジュールに結合される第１及び第２のプリコンディショナモジュールを含む、プリコンディショナ回路を開示する。
米国特許第５８４７９４９Ａ号は、入力で受信した入力電圧を、第１及び第２の出力にそれぞれ提供される第１及び第２の出力電圧に変換するためのブーストコンバータ、電力変換の方法、及びブーストコンバータを使用する電力コンバータ又はその方法を開示する。
日本国特許出願公開第２００２２３３１５１Ａ号は、第１のスナバコンデンサ及び第２のスナバコンデンサの一方の端部が、第１の一次コイルと第１のスイッチング手段との間の接合部、並びに、第２の一次コイルと第２のスイッチング手段との間の接合部に、それぞれ接続されるスイッチング電源回路を開示する。
ＤＣ‐ＤＣ電圧変換を提供するために改良されたプリコンディショナ回路を有することは、有利である。
この目的のために、本発明の第１の態様は、入力電圧を受信するための入力端子を有するプリコンディショナ回路を提供し、プリコンディショナは、負荷への印加のために入力電圧を修正する。プリコンディショナ回路は、第１及び第２の負荷モジュールにそれぞれ接続するための入力及び出力を各々有する第１及び第２のプリコンディショナモジュールを含む。第１のプリコンディショナモジュールの出力は、第２のプリコンディショナモジュールの入力に直列に結合され、第２のプリコンディショナモジュールの出力は、第１のプリコンディショナモジュールの入力に直列に結合される。
第１及び第２のプリコンディショナモジュールは、それぞれ、第１及び第２のスナバ回路を含む。第１及び第２のスナバ回路は、第１及び第２のスナバ回路の規則的な放電を可能にするために、エネルギー回復素子によって相互接続される。放電は実質的なＤＣ含量を有する。
有利には、第１の態様によるプリコンディショナ回路は、スナバ回路で強化されたプリコンディショナ回路を提供し、ハードスイッチングモードでのプリコンディショナ回路の動作を可能にする一方で、電力スイッチでの散逸によるエネルギ損失を低減する。さらに、回路から放射される電磁干渉（ＥＭＩ）レベルが低減される。追加的に、プリコンディショナ回路のスナバの部品は、電力スイッチと同じディレートを受ける。
本発明の第２の態様によれば、前述のようなプリコンディショナ回路を含むＸ線撮像システムが提供され、負荷はＸ線管を含む。
プリコンディショナ回路を使用するＸ線システムは、このようなシステムの電磁干渉性能を改善する。敏感な医療装置が存在する環境では、ＥＭＩ放射線を低減することが重要である。Ｘ線システムのパワーハンドリング部品はディレートされ、したがって部品コストを低減する。
本発明の第３の態様によれば、前述のようなプリコンディショナ回路を含む照明システムが提供される。
プリコンディショナ回路を使用する照明システムは、このような照明システムのＥＭＩ性能を改善する一方で、ディレートされたパワーハンドリング部品を使用し、したがって部品コストを低減する。
このアプリケーションにおける“負荷モジュール”という用語は、プリコンディショナに接続されるアプリケーションを指す。負荷は、抵抗性、反応性、又はその２つの混合であってもよい。例示的な負荷モジュールは、Ｘ線管又は照明バラスト部品を指す。しかし、本発明のこれらの使用は例示的なものに過ぎず、ＣＴスキャナ、Ｃアーム撮像装置、ＭＲＩスキャナ、荷物Ｘ線スキャナ、従来のデジタルＣ線スキャナ等の広範なアプリケーションに使用される。多くの他のアプリケーションが当業者には想起されるだろう。
“スナバ回路”という用語は、高電流経路の突然の中断を受ける電気システムの電圧及び電流過渡を抑制するために使用される回路を指す。誘導性素子が存在するとき、電流の突然の停止は、非常に短時間で磁場がインダクタの周りで崩壊することを引き起こす。インダクタの周りの磁場に先に保存されたエネルギは、インダクタの端子の両端に電位差として現れる。したがって、高い瞬時電圧は、電流スイッチングデバイスの端子の両端に誘導され、過渡を引き起こす。電磁干渉の原因であるだけでなく、そのように生成された過渡は、スイッチング部品を破壊することさえある。最低でも、他の配置がない場合、スイッチング部品の逆電圧許容差をアップレートする必要があり、追加の装置コストをもたらす。
単純なスナバ回路は、典型的に、スナバコンデンサ、逆バイアススナバダイオード、及びスナバ抵抗を、電力スイッチングデバイスと並列に有するネットワークで構成される。このネットワークは、デバイスの両端の電圧スロープを低減し、電磁干渉の低減を引き起こす。電力スイッチングデバイスで通常は散逸されるエネルギが、代替的に、スナバコンデンサによって吸収される。後続のスイッチング事象でもう一度プロセスを繰り返すために、スナバコンデンサはスナバ抵抗によって放電されなければならない。したがって、電力は、電力スイッチングデバイスでではなく、スナバ抵抗器で散逸される。
以下のアプリケーションにおいて、“エネルギ回復素子”という用語は、電気エネルギを一点に保存し、別の点で電気エネルギを放電できる、回路部品を指す。特に、エネルギ回復素子の例はインダクタである。
別の見方をすれば、本発明の手法は、２つのインターリーブコンバータセルを使用するプリコンディショナ回路トポロジを提供するものとして理解され得、トポロジの別のセルのスナバからエネルギを回復するために、トポロジの１つのセルからの部品を利用することによって、コンバータセルの個別の部品に対する電気的ストレスが低減される。これは、インタリーブコンバータセルのスナバが、インダクタのようなエネルギー回復素子と相互接続されるため、可能である。このトポロジにおいて、スナバの１つは他のスナバよりも常に高い電圧を有するので、第１のスナバを放電するための第２のスナバの追加の電荷を使用するために、（無損失）素子が使用される。
各コンバータセルはスナバ回路が提供され、エネルギ回復素子が２つの対応するインターリーブ降圧コンバータセルのスナバ回路を接続する。エネルギ回復素子を流れる電流は、コンバータの電流スイッチング方式に自動的に調整され、その結果、スナバコンデンサの放電は、後続のスイッチング事象が生じる瞬間に正確に達成される。
本発明のこれら及び他の態様は、以下に記載される実施形態から明らかになり、以下に説明される実施形態を参照して説明される。
本発明の例示的な実施形態は、以下の図を参照して記載される。
プリコンディショナ回路の概念を示す。 先行技術のプリコンディショナ回路システム図を示す。 先行技術のプリコンディショナ回路の例示的な概略図を示す。 従来のスナバ回路配置を有するインターリーブダウンコンバータのセルを示す。 本発明の第１の態様によるプリコンディショナ回路を示す。 本発明の第１の態様によるプリコンディショナ回路の特定の実施を示す。 本発明の第１の態様によるプリコンディショナ回路の電圧曲線を示す。 本発明の第１の態様によるプリコンディショナ回路の電圧‐電流曲線を示す。 本発明の第１の態様によるプリコンディショナ回路のさらなる結果を示す。 本発明の第２の態様によるプリコンディショナ回路を含むＸ線撮像システムを示す。
三相ユーティリティ電源及び最終の負荷アプリケーションを接続するために、プリコンディショナは典型的に取り付けられる。プリコンディショナ（又はラインコンディショナ）は、入力電圧を、その出力で合理的な範囲に調整又は制限する。これは、最初の三相線電圧に対して、最終のアプリケーション（負荷）の部品がディレートされることを意味する。
図１は、負荷１２に接続された従来のプリコンディショナ回路１０を示す。入力電圧Ｖｉは、平滑コンデンサを有するブリッジ整流器のような、従来の整流及び平滑装置から供給される。プリコンディショナ回路１０は、入力電圧Ｖｉを電圧Ｖｏに調整し、次いで負荷１２に印加される。プリコンディショナ回路は三相電源入力に接続されるため、プリコンディショナ回路の部品は、Ｖｉに存在する最大電圧までの電圧で使用するために適切にレートされなければならない。
負荷１２で使用される部品は、プリコンディショナ１０の最大電圧出力（及び安全マージン）でそれらが動作し得ることを確実にするためにレートされる必要があるだけである。
図２は、国際公開第２００６／０５１４５０号においてさらに記載された一つのタイプのプリコンディショナ回路を示す。このプリコンディショナは、インターリーブ配置で配置された２つのダウンコンバータを有する。Ｖｉｎによって示されるＤＣ供給入力は、第１のプリコンディショナモジュール１４及び第２のプリコンディショナモジュール１６の両端に印加され、各々は、Ｖｉ１及びＶｉ２によって示されるそれぞれの入力端子を有する。
プリコンディショナモジュール１４及び１６の出力端子は、第１及び第２の負荷（主要のアプリケーション）１８及び２０にそれぞれ接続される。図示のように、第１のプリコンディショナモジュール１４の出力ＶＯ１は、第２のプリコンディショナモジュール１６の入力に直列に接続される。第２のプリコンディショナモジュール１６の出力ＶＯ２は、第１のプリコンディショナモジュール１４の入力に直列に接続される。第１のプリコンディショナモジュール１４は、上部電圧レールが入力電圧の上部電圧レールＡと同じ電位を有する出力を生成する一方で、第２のプリコンディショナモジュール１６は、下部電圧レールが入力電圧の下部電圧レールＢと同じ電位を有する出力を生成する。
したがって、プリコンディショナモジュール１４及び１６の各々が受ける最大入力電圧範囲は、供給入力Ｖｉｎに対して低減される。
いくつかの実用的な実施において、各プリコンディショナモジュール１４及び１６は、ダウンコンバータ、例えば降圧コンバータを含む。したがって、それぞれのＶｏがＶｉｎ／２以上である場合、制御によって、プリコンディショナモジュール（ダウンコンバータ）のＶＯ１及びＶＯ２を低減することが可能である。
図３を参照すると、このインターリーブ構造の実用例が示される。この例において、プリコンディショナモジュール１４及び１６の出力は、負荷１８及び２０に接続される。この例において、負荷は、単純な抵抗ＲＬ１及びＲＬ２であると考慮される。プリコンディショナモジュール１４及び１６は、単一象限ＤＣ／ＤＣコンバータの部品を含み、ステップダウンコンバータ（降圧コンバータ）として、又は、基準ノードの選択に応じて、例えば逆極性を有する、ステップアップコンバータ（昇圧コンバータ）としても理解され得る。ここの記載において、コンバータセルは、ダウンコンバータとして考慮される。点線ボックス２２及び点線ボックス２４は、それぞれ、プリコンディショナ回路１４及び１６に対応する回路を示す。ダウンコンバータ（及びまた昇圧コンバータ）の基本的な部品は、インダクタ、（スイッチとして動作する）トランジスタ、及びダイオードで構成される。図３において、プリコンディショナモジュールは、抵抗器ＲＬ１と並列のコンデンサＣ１を含む。スイッチは、例えば、ｎチャネルＩＧＦＥＴ（絶縁ゲート電界効果トランジスタ）Ｑ１であるが、他の電力スイッチングデバイスも使用され得る。ダイオードＤ１は、ＩＧＦＥＴ Ｑ１のソースに対して逆バイアスされる。代替的に、ダイオードは、別の制御されたスイッチによって置換される。入力電圧Ｖｉｎは、４００と８００ボルトとの間の範囲である。
同様に、プリコンディショナ回路は、コンデンサＣ２、抵抗ＲＬ２、スイッチＱ２、及びダイオードＤ２を含む。第１の入力電圧は、ノードＡ及びＸの両端に現れ、第２の入力電圧は、ノードＹ及びノードＢの両端に現れる。電圧ＶＯ１は負荷ＲＬ１の両端に現れ、電圧ＶＯ２は負荷ＲＬ２の両端に現れる。
図示されないが、電力トランジスタＱ１及びＱ２のスイッチングを制御する制御回路が提供される。プリコンディショナモジュールの制御は、電力トランジスタＱ１及びＱ２のデューティサイクルを変化させることによって実現される。この種類の回路の機能は、国際公開第２００６／０５１４５０号においてさらに記載されている。
本質的に、スイッチ（電力トランジスタ）Ｑ１及びＱ２が共にオフに切り替えられる場合、供給電流は、第１に負荷抵抗ＲＬ１に流れる。次いで、ノードＹにおいて、２つの分岐に分かれ、一方はダイオードＤ１及びインダクタＬ１を通って流れ、他方はインダクタＬ２及びダイオードＤ２を通って流れる。電流分岐は、ノードＸで結合され、次いで、電流は負荷抵抗ＲＬ２を通って接地に流れる。これは、この場合、これら負荷モジュールが直列に接続され、各負荷モジュールが入力電圧Ｖｉｎの半分を受け入れることを引き起こすことを意味する。
また、２つの電力トランジスタが連続的にオンに切り替えられると考慮される。この場合、負荷抵抗ＲＬ１は、インダクタＬ２及びトランジスタＱ２を介して接地に接続される。負荷抵抗ＲＬ２は、インダクタＬ１及びスイッチＱ１によって供給電圧に接続される。インダクタＬ１及びインダクタＬ２は、時間の経過とともに平均化された電圧降下を生じない。したがって、２つの負荷抵抗は、実効的に、並列に接続されると考慮され得、各負荷モジュールＲＬ１、ＲＬ２は、全入力電圧を受け入れることを意味する。
２つの電力スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２のデューティサイクルの調整は、入力電圧Ｖｉｎの５０％と１００％との間の負荷モジュールの調整可能な供給電圧ＶＯ１、ＶＯ２が達成され得ることを意味する。
（スイッチングトランジスタＱ１及びＱ２のスイッチオフ勾配が非常に短時間で生じる）ハードスイッチングは、電磁干渉の放出、及び電力スイッチングトランジスタＱ１及びＱ２での電力散逸を通して、問題を引き起こし得る。
電力スイッチングトランジスタＱ１が突然オフに切り替えられるとき、Ｑ１、Ｄ１、及びＣ１で構成されるループの電流が突然変化される。電力スイッチングトランジスタＱ２がオフに切り替えられるとき、同様に、Ｑ２、Ｄ２、及びＣ２で構成されるループの電流が突然変化される。これらのループは、固有の寄生インダクタンスを有し、未確認のまま、スイッチオフ事象中に急激な電圧上昇を引き起こす。最終的に、電力スイッチングトランジスタＱ１又はＱ２それぞれの両端に、非常に高い電圧が現れる。
これは望ましくなく、というのは、第１に、このような急激な過渡が電磁干渉を生成するためであり、これは医療環境において又はより一般的に望ましくない。
第２の問題は、そのようにトランジスタ端子に誘発される高電圧が、アップレートされた電力トランジスタが使用されなければならず、部品コストの増加をもたらすことを意味することである。
ＤＣ‐ＤＣコンバータの連続導通モードでのこのような高電力過渡の生成を抑制する労力は、多くの場合、“補助共振転流ポールコンバータ”（ＡＲＣＰ）のような、複雑なトポロジのアプリケーションに限られる。このトポロジは、電力スイッチングデバイス、制御、受動部品の労力を倍増する。
したがって、インタリーブプリコンディショナ回路に印加されるような、このような手段を単純化するやり方が望ましい。ターンオフ動作を制御する適切な手段は、スナバ回路である。
スナバ回路は、典型的に、コンデンサ及びダイオードの直列ネットワークで構成される。直列ネットワークは、電力スイッチングトランジスタのソースとドレインとの両端に並列に接続される。抵抗は、ダイオードの端子に並列に提供される。このようなネットワークは、過渡スイッチング事象中に電源スイッチの両端の電圧勾配を低減し、ＥＭＩ放射線の低減をもたらす。この配置は、受動スナバと称される。電力スイッチングトランジスタがオンに切り替えられる間、抵抗によりスナバコンデンサが放電される一方で、スナバコンデンサのエネルギが失われていることを受け入れる。抵抗に代わる無損失代替は、コンデンサを放電するための小さい追加の電力コンバータを使用することである。これは、能動スナバと称される。
図４は、標準受動スナバ回路が取り付けられた典型的なインターリーブダウンコンバータの１つのセルを示す。例えば、ブリッジ整流器から入力端子の両端に電圧Ｖｉが印加される。入力平滑コンデンサＣｉは入力電圧をＤＣ値に平滑化する。典型的に、Ｃｉは４５０から７５０Ｖの電圧範囲にさらされる。（図３に示されるように）通常のインターリーブダウンコンバータセルの部品が存在する。したがって、電力スイッチングトランジスタＱ１は、入力端子Ｖｉに接続されたドレイン、及びダイオードＤ１に接続されたソース端子を有する。また、Ｑ１のソース端子に接続されるのは、ダウンコンバータインダクタＬ１である。負荷ＲＬ１及びダウンコンバータコンデンサＣＬは、上部入力電圧レールとＤ１のカソードとの両端に並列に接続される。
また、図４に示されるものは、ダウンコンバータ部品にフィットされた標準受動スナバ回路である。スナバは、一方の側が上部入力電圧レールに接続され、他方の側が第１のスナバダイオードＤＳ１のアノードに接続された、第１のスナバコンデンサＣＳ１を含む。第１のスナバダイオードＤＳ１のカソードは、電力スイッチングトランジスタＱ１のソースに接続される。第１のスナバ抵抗ＲＳ１は、ＤＳ１のアノードとカソードとの両端に並列に接続される。
したがって、図４は、高電流をオフに切り替えるときのスイッチングストレスを低減する、追加の受動スナバ回路を有するダウンコンバータを含む、プリコンディショナセルを示す。当業者には既知であるように、電力トランジスタＱ１の突然のスイッチオフは、Ｑ１、Ｄ１、及びＣ１を含むループの磁場に保存されたエネルギが、磁場が崩壊するとＱ１の両端の電圧として誘導されることを引き起こす。Ｑ１のスイッチングの過渡時間が非常に短い場合、Ｑ１で誘導される電圧は著しい。このような高速スイッチングは、放射電磁放射線（ＥＭＩ放射線）を引き起こし、これは副作用として生じる重大な問題である。ＥＭＩ放射線は、特に医療用Ｘ線装置のような敏感な装置において、標準化の問題を引き起こす。追加的に、Ｑ１、Ｄ１、及びＣ１を含むループの電界の崩壊によって引き起こされる大きな電圧過渡は、アップレートされた電力スイッチングトランジスタＱ１及びダイオードＤ１が必要とされることを意味する。
図４に示される受動スナバ回路は、電力スイッチングトランジスタの両端の電圧勾配を低減することによって、これに対処する。スイッチングループの寄生インダクタからのエネルギは、通常、電力スイッチングトランジスタＱ１で散逸され、第１のスナバコンデンサＣＳ１に吸収される。このプロセスが後続のスイッチング事象で繰り返されることを可能にするために、第１のスナバコンデンサＣＳ１は第１のスナバ抵抗ＲＳ１によって放電される。第１のスナバ抵抗ＲＳ１は抵抗デバイスであるため、放電が生じるとエネルギを散逸する。
受動スナバが記載されているが、他のスナバ手法は、エネルギをシステム電源に戻すことによって、コンデンサを放電するための、小さい追加の電力コンバータを使用する。これは、能動的、又は再生的、スナビング手法として既知である。
図４に示される受動スナビング手法で生成される大きな過渡は、比較的大きな容量を使用する必要性をもたらし、スナバ抵抗で散逸されたエネルギにどのように対処するかという問題を生じる。
図５は、本発明の第１の態様によるプリコンディショナ回路３０を示す。プリコンディショナ回路３０は、入力電圧を受信するための入力端子Ａ、Ｂを有して提供され、プリコンディショナ回路は、負荷に印加するための入力電圧を修正する。プリコンディショナ回路３０は、それぞれの第１のロードモジュール３２及び第２のロードモジュール３４に接続するための、入力４０、４２、及び出力４４、４６を各々有する、第１のプリコンディショナモジュール３６及び第２のプリコンディショナモジュール３８を含む。第１のプリコンディショナモジュール３６の出力は、第２のプリコンディショナモジュール３８の入力に直列に結合され、第２のプリコンディショナモジュール３８の出力は、第１のプリコンディショナモジュール３６の入力に直列に結合される。
第１のプリコンディショナモジュール３６及び第２のプリコンディショナモジュール３８は、それぞれ、第１及び第２のスナバ回路を含む（図５には示されず）。第１及び第２のスナバ回路は、エネルギ回復素子５０によって相互接続され、第１及び第２のスナバ回路の規則的な放電を可能にする。
したがって、本発明のこの第１の態様によるプリコンディショナ回路は、第２のインターリーブダウンコンバータ段の利用可能性を使用してエネルギを回復し得る。エネルギ回復素子５０を使用して２つのインターリーブダウンコンバータの２つのスナバ回路を接続することによって、連続導通モードにおいて、第１又は第２のプリコンディショナモジュール内の電力スイッチングトランジスタのターンオン期間中にスナバコンデンサを完全に放電するエネルギ回復素子５０に安定した電流が生成される。
追加的に、電圧スロープを制御し、ＥＭＩ放射線を軽減することが可能である。
図５は、前述の本発明の第１の態様によるプリコンディショナ回路の一例を示す。図５において、（例えば、ブリッジ整流器及び平滑コンデンサからの）ＤＣ入力電圧Ｖｉは、入力端子Ａ及びＢの両端に印加される。プリコンディショナ回路は、点線ボックス３０内に示される。プリコンディショナ回路３０は、第１のプリコンディショナモジュール３６及び第２のプリコンディショナモジュール３８を含む。第１のプリコンディショナモジュール３６は、入力電圧供給のノードＡへの第１の入力接続を有する。ノードＸでの第１のプリコンディショナモジュール３６の第２の入力は、第２のプリコンディショナモジュール３８の出力端子４６に接続される。第１のプリコンディショナモジュール３６のこれらの出力端子は、第１の負荷モジュール３２に接続される。第２のプリコンディショナモジュール３８の出力は、第２の負荷３４の両端に接続される。
第２のプリコンディショナモジュール３８を参照すると、第２のプリコンディショナモジュールの入力端子は、入力電圧供給のノードＢに接続される。第２のプリコンディショナモジュール３８の入力のノードＹは、第１のプリコンディショナモジュール３６の下部出力にフィードバックする。したがって、第１のプリコンディショナモジュール３６及び第２のプリコンディショナモジュール３８は、インターリーブプリコンディショナモジュールを形成する。図には示されないが、第１のプリコンディショナモジュール３６及び第２のプリコンディショナモジュール３８は、それぞれ、第１及び第２のスナバ回路を含む。第１及び第２のスナバ回路は、エネルギ回復素子５０によって相互接続される。
第１のプリコンディショナモジュール３６の端子４０の両端に現れる電圧は、矢印Ｖｉ１によって示される。第２のプリコンディショナモジュール３８のブラケット４２によって示される入力端子の両端に現れる電圧は、矢印Ｖｉ２によって示される。第１のプリコンディショナモジュール３６の出力に現れる出力電圧は、矢印ＶＯ１によって示される。第２のプリコンディショナモジュール３８の出力端子の両端に現れる電圧は、矢印ＶＯ２によって示される。
したがって、回路のトポロジは、２つの負荷ブロックを供給する２つのダウンコンバータを含むとして理解され得、各ダウンコンバータの出力電圧は、ＤＣオフセットによって分離される。第１のプリコンディショナモジュール３６は、正の供給電圧に接続された出力レールを有し、第２のレールは、正の入力電圧Ａと負の入力電圧との間の一定電圧を供給する（正の入力電圧Ａは端子Ａに供給され、負の入力電圧は端子Ｂに供給される）。
第２のプリコンディショナモジュール３８は、Ｂで負の供給電圧に接続された出力レールを有する一方で、第２のプリコンディショナモジュール３８の他の入力レールは、正の供給電圧と負の供給電圧との間の電圧も生成する。したがって、この一般的なトポロジから、第１のプリコンディショナモジュール３６の出力が、第２のプリコンディショナモジュール３８の出力に供給されることが理解される。実際、第１のプリコンディショナモジュール３６の下部レールの電圧は、第２のプリコンディショナモジュール３８の上部の電圧より低く、その結果、第１の負荷３２及び第２の負荷３４にそれぞれ印加される、２つの重複する出力電圧窓を生じる。
したがって、入力電圧Ｖｉと出力電圧ＶＯ１及びＶＯ２との比率は２と１との間に境界づけられる。代替的に、入力電圧が出力電圧の２倍である場合、第１のプリコンディショナモジュール３６内及び第２のプリコンディショナモジュール３８内の電力トランジスタは、決してオンに切り替えられない。この場合、第１のプリコンディショナモジュール３６及び第２のプリコンディショナモジュール３８は、プリコンディショナモジュールの出力インダクタを使用して、実効的に直列に接続される。入力電圧が正確に出力電圧である場合、このとき、第１及び第２のプリコンディショナモジュールの電力トランジスタは、入力電圧Ｖｉに第１のプリコンディショナモジュールと第２のプリコンディショナモジュールとを、常に実効的に並列に接続している。
中間の全ての場合において、第１のプリコンディショナモジュール３６及び第２のプリコンディショナモジュール３８の電力スイッチングトランジスタは、（連続導通モードを仮定して）以下のように計算されたデューティサイクルで、パルス幅変調（ＰＷＭ）スイッチングを受ける。
Figure 0006509381
したがって、このトポロジの利点は、いずれの電力半導体も、それらの出力電圧ブロックに関連する電圧よりも高い電圧に耐える必要がないことである。したがって、整流された三相電源によって回路が供給されても、効率的な高速スイッチングＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴが使用される。
図６は、前述のトポロジの特定の実施を示す。図６において、入力電圧Ｖｉは、入力端子５２と５４との間に印加される。入力コンデンサＣｉは、印加された電圧を平滑化する。Ｃｉは、典型的に、三相アプリケーションに対して４５０から７５０Ｖの間でレーティングされる。図６において、点線ボックス３６は第１のプリコンディショナモジュールを示し、点線ボックス３８は第２のプリコンディショナモジュールを示す。したがって、これらのブラケットは、図５の関連するモジュールと同じ参照番号を有する。したがって、図６はインターリーブトポロジでの２つのダウンコンバータを示す。
第１のプリコンディショナモジュール３６は、ドレインが電圧供給レール５２に接続される、第１の電力スイッチングトランジスタＱ１を含む。電力スイッチングトランジスタＱ１のソース端子は、第１のダイオードＤ１のカソードに接続される。
電力スイッチングトランジスタＱ１のゲート端子は、制御回路に接続される（図示せず）。制御回路は、ダウン変換機能を提供するような態様で、電力スイッチングトランジスタＱ１を駆動可能な、任意の回路であり得ることが理解されよう。典型的に、Ｑ１は、マイクロプロセッサによって生成されたパルス幅変調（ＰＷＭ）信号が供給されるか、又は、代わりにアナログ制御ループによって駆動される。
第１のプリコンディショナインダクタＬ１は、電力スイッチングトランジスタＱ１のソースに接続される。第１のダイオードＤ１のアノードは、第１のプリコンディショナコンデンサＣＯ１の一方の側に接続され、これは、順番に電圧供給レール５２にも接続される。したがって、第１のプリコンディショナモジュール３６の出力コンデンサＣＯ１は、電力スイッチングトランジスタＱ１のドレイン端子及びダイオードＤ１のアノードの両端に並列に接続される。
（図５のアイテム３２に対応する）第１の負荷モジュールは、本発明において、出力コンデンサＣＯ１の両端に並列に接続された負荷抵抗ＲＬ１によって表される。換言すれば、第１の負荷抵抗は、一方の側が上部電圧供給レール５２に、他方の側が中間電圧レール５６に接続される。ともに、これらの部品は、基本的なダウンコンバータを形成する。
第２のプリコンディショナモジュール３８の詳細を参照すると、第２の電力スイッチングトランジスタＱ２は、そのソースにおいて下部電圧レール５４に接続される。電力スイッチングトランジスタＱ２のドレインは、第２のダイオードＤ２のアノードに接続され、ダイオードＤ２のカソードは、第１のインダクタＬ１の端子（第１のプリコンディショナモジュール３６に接続されないＬ１の端子）に接続される。第２の電力スイッチングトランジスタＱ２のドレインは、第２のインダクタＬ２に接続され、インダクタＬ２の他方の側は、第１のダイオードＤ１のアノード、負荷ＲＬ１、及びコンデンサＣＯ１に接続される。
したがって、負荷ＲＬ１、コンデンサＣＯ１、及びインダクタＬ２は全て、中間電圧レールを形成するノード５６に接続される。第２のプリコンディショナモジュール３８は、図５の第２の負荷モジュール３４に対応する抵抗ＲＬ２、及び第２のダウンコンバータＣＯ２の出力コンデンサに接続される。
この時点までに記載されたように、第１及び第２のプリコンディショナモジュールがインターリーブされた、第１のプリコンディショナモジュール３６及び第２のプリコンディショナモジュール３８を有するプリコンディショナ回路が存在することが理解されよう。本発明のこの第１の態様によれば、第１のプリコンディショナモジュール３６は、第１のスナバネットワークで補足される。
第１のスナバネットワークは、第１のスナバダイオードＤＳ１のアノードに直列に接続された、第１のスナバコンデンサＣＳ１を含む。第１のスナバダイオードＤＳ１のカソードは、電力スイッチングトランジスタＱ１のソース端子（及び第１のダイオードＤ１のカソード）及び第１のプリコンディショナインダクタＬ１の端子に接続される。第１のスナバコンデンサＣＳ１の他の端子は、電圧レール５２に接続される。
第２のプリコンディショナモジュールを参照すると、一方の側が下部電圧レール５４に接続され、他方の側が第２のスナバダイオードＤＳ２のカソードに接続された、第２のスナバコンデンサＣＳ２を含む、スナバネットワークが提供される。第２のスナバダイオードＤＳ２のアノードは、第２の電力スイッチングトランジスタＱ２のドレイン及び第２のダイオードＤ２のアノードに接続される。
標準的な散逸素子（抵抗）は、第１のスナバ回路内にも第２のスナバ回路内にも存在しないことが理解されよう。本発明のこの第１の態様によれば、エネルギ回復素子５０は、第１のスナバ回路及び第２のスナバ回路を接続する。
特に、エネルギ回復素子５０は、一方の側が、第１のスナバコンデンサＣＳ１及び第１のスナバダイオードＤＳ１のアノードとの接合部によって形成されたノードに接続され、エネルギ回復素子は、他方の側が、第２のスナバダイオードＤＳ２のカソード及び第２のスナバコンデンサＣＳ２によって形成されるノードに接続される。図６において、エネルギ回復素子５０は、インダクタンスＬＳとして提供される。
図６の概略図において記載されるように、図５の回路で可能になったスナバエネルギ回復原理が、以下に説明される。スナバコンデンサＣＳ１及びＣＳ２は、第１の電力スイッチングトランジスタＱ１及び第２の電力スイッチングトランジスタＱ２からの瞬時電流を、それらがオフに切り替えられるときに、それぞれ吸収する。
第１のスナバコンデンサＣＳ１及び第２のスナバコンデンサＣＳ２は、それらの関連する電力スイッチＱ１又はＱ２がオンに切り替えられるときの間、放電されなければならず、その結果、後続のスイッチングサイクルにおいて、スナバコンデンサは、インダクタＬ１又はＬ２からのターンオフ電流の後続のパルスを受け入れ得る。図７を簡単に参照すると、２つのプリコンディショナモジュールの波形が示される。これらの波形は、回路の微分方程式の解析解に基づいて計算されている。
図７ａ）において、マイクロ秒単位の時間に対してプロットされた、回路グランドに対する絶対電圧が示される。これは、第１のプリコンディショナモジュール３６の電圧に対応する。実線は、Ｑ１のソースのスイッチングノードでの電圧を示す。
第１のプリコンディショナモジュール３６の状況が、図７ａ）に示される。エネルギ回復素子（インダクタＬＳ）に電流が流れていない場合、電圧は、入力電圧Ｖｉの値からプリコンディショナモジュール３６の出力電圧を引いた値で凍結される。
インタリーブダウンコンバータトポロジに内在する、前述の重複する電圧窓のため、この電圧は、第２のプリコンディショナモジュール３８のスナバの凍結電圧よりも低い。その結果、第２のプリコンディショナモジュール３８から第１のプリコンディショナモジュール３６のスナバ回路に向かう方向で、電流がエネルギ回復素子５０（インダクタＬＳ）に蓄積される。この動作は、図６の電流矢印ＩＬＳによって示される。
図７ｂ）は、電力スイッチングトランジスタＱ２のドレイン端子によって表されるノードでのスイッチング動作を示す。接地に対するＱ２のスイッチングノードの電圧は、ｘ軸上に示され、ｙ軸上の時間に対してプロットされる。必然的に、スイッチングノードでの平均電圧は、それらの関連する主インダクタの両端の電圧と等しくなければならない。したがって、ノードＱ１／Ｄ１（電力トランジスタＱ１のソース）での平均電圧は、ノードＱ２／Ｄ２（Ｄ２のアノード及び電力スイッチングトランジスタＱ２のドレインによって表されるノード）での平均電圧より高くなる。
ｔ＝７．５μｓの時点での第２の電力スイッチングトランジスタＱ２の突然のターンオフを仮定すると、インダクタＬ２から流れる電流は、第２のスナバダイオードを通って第２のスナバコンデンサＣＳ２に流れ、ＣＳ２の両端の電圧が第２のプリコンディショナモジュール３８の出力電圧と等しくなるまで充電される。この時点で、負荷電流はＤ２に移動し、第２のスナバダイオードＤＳ２は電流を遮断する。
図７ｂ）は、エネルギ回復素子（インダクタＬＳ）での様々な再生電流の波形を示す。再生電流が大きい程、電力トランジスタがオンに切り替えられる間の第２（又は第１）のスナバを放電するスロープが速くなる。しかし、インダクタＬＳに電流が流れない場合、第２（又は第１）のスナバの電圧は出力電圧のレベルで永久に留まる。
図７はまた、第１及び第２のスナバ回路のノードでの電圧に対するエネルギ回復素子５０（インダクタＬＳ）での電流の影響を示す。第１のプリコンディショナモジュール３６のスナバの電圧は増加される一方で、第２のプリコンディショナモジュール３８のスナバの電圧は減少する。インダクタＬＳに無限の電流が流れると仮定すると、第１及び第２のスナバノードでの電圧波形は、スイッチングノードの電圧と同じになる。しかし、スイッチングノードでの平均電圧は、放電電流のないスナバノードの平均電圧とは反対の方向にある。スナバノードの平均電圧が等しい１つの電流が存在しなければならず、ひいては、フィードバックインダクタＬＳの電流はもはや変化しない、ということになる。
図８を参照すると、エネルギ回復素子５０（フィードバックインダクタＬＳ）での再生電流の実際の値に亘って示された平均電圧の計算が示される。
図８ａ）は、（第１のプリコンディショナモジュール３６の）第１のスナバでのスナバノード電圧を表す線６０を示す。線５８は、第２のスナバ（第２のプリコンディショナモジュール３８のスナバ）での平均スナバノード電圧を示す。これらのスナバノード電圧は、エネルギ回復素子５０（インダクタＬＳ）の電流に対してプロットされる。換言すれば、線６０は、図６の矢印ＶＣＳ１の電圧を表す。線５８は、図６の矢印ＶＣＳ２の電圧を表す（これらの電圧は平均電圧である）。したがって、エネルギ回復素子５０（インダクタＬＳは０から無限大の範囲である）の電流として、第１のスナバノードＶＣＳ１でのノード電圧は、約２５０Ｖから４００Ｖ（計算上の電圧ＶＯＵＴ）の範囲である。同じ範囲にわたって、第２のスナバノードＶＣＳ２の電圧は、ＶＯＵＴ（４００Ｖ）から中間レール電圧５６（ＶＤＣ−ＶＯＵＴ）の範囲にある。
図８ｂ）を参照すると、エネルギ回復素子５０（フィードバックインダクタＬＳ）の両端の平均電圧ＶＬＳのプロットが示され、ＬＳ（ＩＬＳ）の再生電流に対してプロットされる。常に安定した状態に至る電流が存在することがわかる。
回路の動作時の理解をさらに助けるために、安定した電流を導出する式が以下に提示される。
安定状態は、第１及び第２のスナバノードでの平均電圧の平衡によって決定される。連続導通モードで動作するＤＣ‐ＤＣコンバータを仮定すると、スナバコンデンサでの平均電圧は以下のように計算され得る。
Figure 0006509381
したがって、以下である。
Figure 0006509381
この導出は、負荷電流を充電することによるより速い遷移が無視されることを前提とする。ノードＣＳ１／ＤＳ１及びＣＳ２／ＤＳ２での平均電圧は、式６及び７によって決定される。
Figure 0006509381
バランス条件の導入は、式８及び９をもたらす。
Figure 0006509381
したがって、式１０及び１１である。
Figure 0006509381
最終的に、式は、再生電流ＩＬＳについて解かれ得る（式１２）。
Figure 0006509381
この電流の大きさの必要な結果は、追加の損失を考慮することなく、電力トランジスタが再びオンに切り替えられるときに、スナバコンデンサの電圧が正確に０ボルトに達することである（式１６及び１７を参照）。
Figure 0006509381
したがって、本発明の第１の態様によるプリコンディショナ回路が記載され説明されている。
図９は、図６の回路の動作をさらに示す。この性能は、図５に示されるシステムの性能に一般化され得ることが理解されよう。図９において、４オームのＲＬ１及びＲＬ２、１２．５μＨのＬ１及びＬ２、１ｍＨのＬＳ、４０μＦのＣＯ１及びＣＯ２、並びに４７ｎＦのＣＳ１及びＣＳ２の値で、プリコンディショナ回路がシミュレートされている。制御スイッチング周波数は５０ｋＨｚであり、Ｖｉの両端に現れる電圧は５００Ｖである。
図９ａ）は、第１のプリコンディショナモジュール３６の性能を示す。図９ｂ）は、エネルギ回復素子５０（インダクタＬＳ）での電流を示す。図９ｃ）は、第２のプリコンディショナモジュール３８の性能を示す。
図９ａ）を参照すると、線７０は、第１のプリコンディショナモジュールＶＯ１の出力電圧を示す。線７２は、第１のスナバコンデンサＣＳ１の両端の電圧を示す。７４は電圧ＶＱ１を示す。線７６は、インダクタＬ１での電流を示す。図９ａ）のｘ軸は、図９ｃ）の下部に示された時間スケールに対する電圧（又は電流）を秒単位で示す。
図９ｂ）は、エネルギ回復素子５０（インダクタＬＳ）での再生電流を表す線７８を示す。図９ｂ）のｘ軸はアンペアであり、図９ｂ）のｙ軸は図９ｃ）の下部に示されたものと同じ時間スケールを使用する。インダクタＬＳの値は単一の周波数ごとに調整される必要がなく、ひいてはこの概念は静的に機能する。ＬＳを通して、通常動作中は実質的なＤＣ定電流が流れる。したがって、放電は実質的なＤＣ含量を有する。このトポロジにおいて、スナバの１つは他のスナバよりも常に高い電圧を有するので、第１のスナバを放電するための第２のスナバの追加の電荷を使用するために、（無損失）素子が使用される。
図９ｃ）は、線８０が出力電圧ＶＯ２であり、線８２が矢印ＶＣＳ２によって図６に示された、第２のスナバコンデンサＣＳ２の両端の電圧であり、線８４が電圧ＶＱ２として図６に示された、第２の電力トランジスタＱ２のスイッチングノードでの電圧であり、線８８は第２のインダクタＬ２の電流を示す。
第１のプリコンディショナモジュール３６及び第２のプリコンディショナモジュール３８のスイッチングパターンは、この例において１８０°であることがわかる。トランジスタＱ１及びＱ２のスイッチング位相は、制御回路によって１８０°から離れて変化される一方で、エネルギ回復素子５０の性能を維持することは、当業者には理解されよう。第１及び第２のプリコンディショナモジュールが切り替わると、エネルギ回復素子５０（インダクタＬ２）の電流が制御を追跡することがわかる。
本発明の一実施形態によれば、前述のプリコンディショナ回路が提供され、第１のプリコンディショナモジュール３６及び第２のプリコンディショナモジュール３８は、それぞれ、交互に活性化及び非活性化される第１のスイッチＱ１及び第２のスイッチＱ２を含み、プリコンディショナ回路は、第１及び第２のスイッチのデューティサイクルを制御するコントローラをさらに含む。
本発明の一実施形態によれば、第１のスイッチＱ１及び第２のスイッチＱ２は、ＭＯＳＦＥＴである。代替的に、第１及び第２のスイッチはＩＧＦＥＴである。多くの半導体デバイスは、必要とされるスイッチング性能を提供し得ることが理解されよう。
コントローラは、マイクロコントローラ、又はデジタル若しくはアナログ制御回路である。
本発明の一実施形態によれば、プリコンディショナ回路３０は、前述のように提供され、制御回路は、第２のスイッチに対して、第１のスイッチを位相シフトされたパターンで切り替える。
本発明の一実施形態によれば、前述のプリコンディショナ回路３０は提供され、位相シフトされたパターンの位相シフトは１８０度である。
本発明の一実施形態によれば、プリコンディショナ回路３０は、前述のように提供され、第１及び／又は第２のスナバ回路は、それぞれ、スナバコンデンサＣＳ１、ＣＳ２と、第１のスイッチＱ１及び第２のスイッチＱ２に並列に配置されたスナバダイオードＤＳ１、ＤＳ２とを含む。
本発明の一実施形態によれば、第１のスナバ回路の第１のノードを第２のスナバ回路の第１のノードと接続するエネルギ回復素子５０が提供され、第１のノードは、それぞれ、第１及び第２のスナバ回路のそれぞれのスナバコンデンサＣＳ１、ＣＳ２及びスナバダイオードＤＳ１、ＤＳ２の接合部に配置される。
エネルギ回復素子は、第１及び第２のスナバ回路間に再生電流を流すことを可能にする。
本発明の一実施形態によれば、プリコンディショナ回路３０は、上記のように提供され、エネルギ回復素子５０はインダクタＬＳである。
本発明の一実施形態によれば、プリコンディショナ回路３０は、前述のように提供され、第１のプリコンディショナモジュール３６及び第２のプリコンディショナモジュール３８は降圧コンバータを含む。
本発明の一態様によれば、前述の請求項の何れかに記載のプリコンディショナ回路３０を含む電源モジュールが提供される。
本発明の一態様によれば、前述によるプリコンディショナ回路を含むＸ線撮像システム９０が提供され、少なくとも第１及び／又は第２のロードモジュールがＸ線管に電力を供給する。
図１０は、Ｘ線撮像システムを示す。Ｘ線撮像システム９０は、継手９４及び９６によってＸ線検査スイートの天井に接続されるＣアーム９２の形態である。Ｃアーム９２は、対象物の何れかの側に配置されたＸ線源９８及びＸ線検出器１００を含む。Ｘ線撮像システム９０は、前述のように、プリコンディショナ回路３０によって電力を供給される。
プリコンディショナは、ユーティリティ電源からシステムに電力を供給するための広範な適用性を有する。
本発明の一実施形態によれば、プリコンディショナ回路は、ＣＴスキャナ、従来のＸ線システム、又はＭＲＩシステムに電力を供給するために使用される。
本発明の一態様によれば、前述のプリコンディショナ回路を含む照明システムが提供される。
本発明のこの態様によれば、第１及び第２の負荷モジュールは、第１及び第２の照明バラスト回路を含む。
本発明の一実施形態によれば、前述の照明システムが提供され、負荷は、第１のプリコンディショナモジュールを使用して駆動される第１の照明バラスト、及び、第２のプリコンディショナモジュールを使用して駆動される第２の照明バラストを含む。
本明細書に記載の特徴の単純な総和以上の相乗効果を提供するために、全ての特徴が組み合わせられ得ることに留意されたい。
本発明は、図及び前述の記載において詳細に示され記載されてきたが、このような図示及び記載は、例示的又は代表的であり、限定的ではないと考慮されるべきである。本発明は開示された実施形態に限定されない。
開示された実施形態に対する他の変更は、図、開示、及び従属請求項の研究から、請求された発明を実施する際に、当業者によって理解され得、影響され得る。
特許請求の範囲において、“含む（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）”という単語は他の要素又はステップを排除するものではなく、不定冠詞“ａ”又は“ａｎ”は複数を除外しない。単一のプロセッサ、又は他のユニットは、請求項に列挙されたいくつか項目の機能を果たす。特定の手段が相互に異なる従属請求項に列挙されるという単なる事実は、これらの手段の組み合わせが有利に使用され得ないことを示すものではない。特許請求の範囲内のいかなる参照符号も、範囲を限定するものとして解釈されるべきではない。

Claims (9)

  1. 入力電圧を受信する入力端子を有する、プリコンディショナ回路であって、
    前記プリコンディショナ回路は、負荷モジュールへの印加のために前記入力電圧を修正し、
    前記プリコンディショナ回路は、それぞれ第１及び第２の負荷モジュールに接続するための入力及び出力を各々有する第１及び第２のプリコンディショナモジュールを含み、
    前記第１のプリコンディショナモジュールの前記出力は、前記第２のプリコンディショナモジュールの前記入力に直列に結合され、前記第２のプリコンディショナモジュールの前記出力は、前記第１のプリコンディショナモジュールの前記入力に直列に結合され、
    それぞれ、前記第１及び第２のプリコンディショナモジュールは、第１及び第２のスナバ回路と、交互に活性化及び非活性化される第１及び第２のスイッチとを含み、
    前記第１及び第２のスナバ回路は、前記第１及び第２のスナバ回路の規則的な放電を可能にするために、エネルギ回復素子によって相互接続され、前記エネルギ回復素子は、前記第１のスナバ回路の第１のノードを前記第２のスナバ回路の第１のノードと接続し、これら第１のノードは、それぞれ、前記第１及び第２のスナバ回路のそれぞれのスナバコンデンサとスナバダイオードとの接合部に配置され、
    前記それぞれのスナバコンデンサとスナバダイオードとは、それぞれ、前記第１及び第２のスイッチに並列に配置される、
    プリコンディショナ回路。
  2. 前記プリコンディショナ回路は、前記第１及び第２のスイッチのデューティサイクルを制御するコントローラをさらに含む、
    請求項１に記載のプリコンディショナ回路。
  3. 制御回路が、前記第２のスイッチに対して位相シフトされたパターンで、前記第１のスイッチを切り替える、
    請求項２に記載のプリコンディショナ回路。
  4. 前記位相シフトされたパターンの位相シフトは１８０度である、
    請求項３に記載のプリコンディショナ回路。
  5. 前記エネルギ回復素子は、インダクタである、
    請求項１に記載のプリコンディショナ回路。
  6. 入力電圧を受信する入力端子を有するプリコンディショナ回路を含む、電源モジュールであって、
    前記プリコンディショナ回路は、負荷モジュールへの印加のために前記入力電圧を修正し、
    前記プリコンディショナ回路は、それぞれ第１及び第２の負荷モジュールに接続するための入力及び出力を各々有する第１及び第２のプリコンディショナモジュールを含み、
    前記第１のプリコンディショナモジュールの前記出力は、前記第２のプリコンディショナモジュールの前記入力に直列に結合され、前記第２のプリコンディショナモジュールの前記出力は、前記第１のプリコンディショナモジュールの前記入力に直列に結合され、
    それぞれ、前記第１及び第２のプリコンディショナモジュールは、第１及び第２のスナバ回路と、交互に活性化及び非活性化される第１及び第２のスイッチとを含み、
    前記第１及び第２のスナバ回路は、前記第１及び第２のスナバ回路の規則的な放電を可能にするために、エネルギ回復素子によって相互接続され、前記エネルギ回復素子は、前記第１のスナバ回路の第１のノードを前記第２のスナバ回路の第１のノードと接続し、これら第１のノードは、それぞれ、前記第１及び第２のスナバ回路のそれぞれのスナバコンデンサとスナバダイオードとの接合部に配置され、
    前記それぞれのスナバコンデンサとスナバダイオードとは、それぞれ、前記第１及び第２のスイッチに並列に配置される、
    電源モジュール。
  7. 入力電圧を受信する入力端子を有するプリコンディショナ回路を含む、Ｘ線撮像システムであって、
    前記プリコンディショナ回路は、負荷モジュールへの印加のために前記入力電圧を修正し、
    前記プリコンディショナ回路は、それぞれ第１及び第２の負荷モジュールに接続するための入力及び出力を各々有する第１及び第２のプリコンディショナモジュールを含み、
    前記第１のプリコンディショナモジュールの前記出力は、前記第２のプリコンディショナモジュールの前記入力に直列に結合され、前記第２のプリコンディショナモジュールの前記出力は、前記第１のプリコンディショナモジュールの前記入力に直列に結合され、
    それぞれ、前記第１及び第２のプリコンディショナモジュールは、第１及び第２のスナバ回路と、交互に活性化及び非活性化される第１及び第２のスイッチとを含み、
    前記第１及び第２のスナバ回路は、前記第１及び第２のスナバ回路の規則的な放電を可能にするために、エネルギ回復素子によって相互接続され、前記エネルギ回復素子は、前記第１のスナバ回路の第１のノードを前記第２のスナバ回路の第１のノードと接続し、これら第１のノードは、それぞれ、前記第１及び第２のスナバ回路のそれぞれのスナバコンデンサとスナバダイオードとの接合部に配置され、
    前記それぞれのスナバコンデンサとスナバダイオードとは、それぞれ、前記第１及び第２のスイッチに並列に配置され、
    前記負荷モジュールがＸ線管を含む、Ｘ線撮像システム。
  8. 入力電圧を受信する入力端子を有するプリコンディショナ回路を含む、照明システムであって、
    前記プリコンディショナ回路は、負荷モジュールへの印加のために前記入力電圧を修正し、
    前記プリコンディショナ回路は、それぞれ第１及び第２の負荷モジュールに接続するための入力及び出力を各々有する第１及び第２のプリコンディショナモジュールを含み、
    前記第１のプリコンディショナモジュールの前記出力は、前記第２のプリコンディショナモジュールの前記入力に直列に結合され、前記第２のプリコンディショナモジュールの前記出力は、前記第１のプリコンディショナモジュールの前記入力に直列に結合され、
    それぞれ、前記第１及び第２のプリコンディショナモジュールは、第１及び第２のスナバ回路と、交互に活性化及び非活性化される第１及び第２のスイッチとを含み、
    前記第１及び第２のスナバ回路は、前記第１及び第２のスナバ回路の規則的な放電を可能にするために、エネルギ回復素子によって相互接続され、前記エネルギ回復素子は、前記第１のスナバ回路の第１のノードを前記第２のスナバ回路の第１のノードと接続し、これら第１のノードは、それぞれ、前記第１及び第２のスナバ回路のそれぞれのスナバコンデンサとスナバダイオードとの接合部に配置され、
    前記それぞれのスナバコンデンサとスナバダイオードとは、それぞれ、前記第１及び第２のスイッチに並列に配置される、照明システム。
  9. 前記負荷モジュールは、前記第１のプリコンディショナモジュールを使用して駆動される第１の照明バラスト、及び、前記第２のプリコンディショナモジュールを使用して駆動される第２の照明バラストを含む、
    請求項８に記載の照明システム。
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