JP6500770B2 - Electronic control unit - Google Patents

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Description

本発明は、アナログ入力信号を入力する電子制御装置に関する。   The present invention relates to an electronic control unit that receives an analog input signal.

従来、アナログ入力信号を入力してアナログデジタル変換（以下、Ａ／Ｄ変換）し、このデジタル値を用いて各種の制御を行う装置が様々な用途で開発されている（例えば、特許文献１、２参照）。特許文献１記載の技術は、加速度センサ、温度センサがＡ／Ｄ変換器に択一的に入力されるようになっている。特許文献１で想定する温度センサは検出した温度に応じて抵抗分圧比が変わる構成になっており、センサの電源電圧の変動に伴って出力電圧が変動する。そのため、温度センサが選択されているときには、電源比例電圧発生部が温度センサの電源電圧に比例する基準電圧をＡ／Ｄ変換器に印加することによって、センサの電源電圧の変動による出力変動を相殺している。一方、特許文献１で想定する加速度センサは、電源電圧の変動に伴って出力電圧が変動しない。そのため、加速度センサが選択されているときには、定電圧発生部が加速度センサの電源電圧の変動には依存しない一定の基準電圧をＡ／Ｄ変換器に印加する。このように、センサのタイプによってＡ／Ｄ変換器の基準電圧の電圧源を切り替えることによって、電源電圧の変動に伴って出力が変化するアナログ入力信号に対しては、電源電圧の変動による出力変動を相殺することによって、Ａ／Ｄ変換結果の精度の向上を可能にしている。   Conventionally, devices for performing analog-to-digital conversion (hereinafter referred to as A / D conversion) by inputting an analog input signal and performing various controls using this digital value have been developed for various applications (for example, Patent Document 1, 2). In the technology described in Patent Document 1, an acceleration sensor and a temperature sensor are alternatively input to an A / D converter. The temperature sensor assumed in Patent Document 1 is configured to change the resistance voltage division ratio according to the detected temperature, and the output voltage fluctuates according to the fluctuation of the power supply voltage of the sensor. Therefore, when the temperature sensor is selected, the power supply proportional voltage generation unit cancels the output fluctuation due to the fluctuation of the power supply voltage of the sensor by applying the reference voltage proportional to the power supply voltage of the temperature sensor to the A / D converter. doing. On the other hand, in the acceleration sensor assumed in Patent Document 1, the output voltage does not fluctuate with the fluctuation of the power supply voltage. Therefore, when the acceleration sensor is selected, the constant voltage generation unit applies a constant reference voltage, which does not depend on the fluctuation of the power supply voltage of the acceleration sensor, to the A / D converter. Thus, by switching the voltage source of the reference voltage of the A / D converter according to the type of sensor, the output fluctuation due to the fluctuation of the power supply voltage for an analog input signal whose output changes with the fluctuation of the power supply voltage By offsetting, it is possible to improve the accuracy of A / D conversion results.

また、特許文献２記載の技術は、Ａ／Ｄ変換器に電圧変動を含まない標準電源が供給された場合に、Ａ／Ｄ変換器の基準電圧が理想値（例えば５Ｖ）である時に標準電源電圧をＡ／Ｄ変換することで得られる第１の変換値と、Ａ／Ｄ変換器の基準電圧が理想値に対して誤差を含む（例えば５．１Ｖ）時に標準電源電圧をＡ／Ｄ変換して得られる第２の変換値とをもとに、Ａ／Ｄ変換器の基準電圧が有する誤差を算出し、算出した誤差に基づいて、Ａ／Ｄ変換結果を補正している。これによりＡ／Ｄ変換器の基準電圧に含まれる誤差を補正できる。   Further, the technology described in Patent Document 2 is a standard power supply when the reference voltage of the A / D converter is an ideal value (for example, 5 V) when the A / D converter is supplied with a standard power supply without voltage fluctuation. A / D conversion of the standard power supply voltage when the first conversion value obtained by A / D converting the voltage and the reference voltage of the A / D converter include errors with respect to the ideal value (for example, 5.1 V) The error of the reference voltage of the A / D converter is calculated based on the second conversion value obtained as described above, and the A / D conversion result is corrected based on the calculated error. Thereby, the error included in the reference voltage of the A / D converter can be corrected.

特開２００４−６９６１９号公報Unexamined-Japanese-Patent No. 2004-69619 特開２０１１−２１７００７号公報（例えば００２６段落）JP, 2011-217007, A (for example, paragraph 0026)

例えば、特許文献１記載の技術を用いると、定電圧の基準電圧を発生する定電圧発生部の他に、温度センサの電源電圧に比例する基準電圧を発生する電源比例電圧発生部を必要とし、可変出力の電源回路を含む２種類以上の電源回路が必要になってしまい、回路サイズが大きくなると共にコストが上昇する。   For example, using the technology described in Patent Document 1, in addition to a constant voltage generation unit that generates a reference voltage of a constant voltage, a power supply proportional voltage generation unit that generates a reference voltage proportional to the power supply voltage of the temperature sensor is required. Since two or more types of power supply circuits including a variable output power supply circuit are required, the circuit size increases and the cost increases.

また例えば、特許文献２記載の技術を用いると、事前の設定として、電圧変動が無い理想的な電源電圧である標準電源電圧をＡ／Ｄ変換器に供給し、かつ、Ａ／Ｄ変換器の基準電圧を理想値とした状態で、標準電源電圧のＡ／Ｄ変換結果を取得し、メモリに記憶させなければならない。従って、事前に標準電源電圧のＡ／Ｄ変換結果を取得するための製造工数が増加するデメリットがある。また、例えば車載構成を考慮すれば、変動を含まない標準電源を持つことは現実的に不可能であるため、本技術の実用化は困難である。   Also, for example, when using the technology described in Patent Document 2, a standard power supply voltage, which is an ideal power supply voltage without voltage fluctuation, is supplied to the A / D converter as a preset setting, and an A / D converter With the reference voltage as the ideal value, it is necessary to obtain the A / D conversion result of the standard power supply voltage and store it in the memory. Therefore, there is a disadvantage that the number of manufacturing steps for acquiring the A / D conversion result of the standard power supply voltage in advance is increased. Further, for example, considering the on-vehicle configuration, it is practically impossible to have a standard power supply that does not include fluctuations, so it is difficult to put the present technology into practical use.

本発明の開示の目的は、可変出力の電源回路を追加する必要なく且つ予め事前の設定を要することなく、アナログ入力信号の電源電圧及びＡ／Ｄ変換器の基準電圧の変動の影響を補正できるようにした電子制御装置を提供することにある。   An object of the present disclosure is to correct the influence of fluctuations in the power supply voltage of an analog input signal and the reference voltage of an A / D converter without the need for adding a power supply circuit of variable output and without requiring presetting. An object of the present invention is to provide an electronic control device as described above.

請求項１記載の発明によれば、直流電源電圧、又は、基準電圧となる第１直流電圧が理想的な値に対して誤差を含む場合、Ａ／Ｄ変換器によるアナログ入力信号のＡ／Ｄ変換結果である第１Ａ／Ｄ変換出力にも誤差を生じる。しかし、第２直流電圧を基準電圧とする直流電源電圧及び第１直流電圧のＡ／Ｄ変換結果である第２及び第３Ａ／Ｄ変換出力に基づいて補正係数取得部に取得されるデジタル補正係数により、デジタル補正部が第１Ａ／Ｄ変換出力の誤差を補正することができる。また、直流電源電圧、第１直流電圧、第２直流電圧は電子制御装置で使用されている電圧源、または、それらから生成される電圧源を適用可能であるため、特許文献１に示されるような可変出力の電源回路を追加する必要がなくなる。第２直流電圧として用いるバンドギャップ電圧を生成するバンドギャップリファレンス回路を備えるため、安定した第２直流電圧を供給するために別途電源ＩＣ等を追加する必要がなくなる。しかも、特許文献２に記載されている技術のように、標準電源電圧のＡ／Ｄ変換結果を取得し、メモリに記憶させる必要もなくなる。これにより、従来技術に示したように電源回路を追加する必要もなく且つ事前の設定による工数を要することもなく、電源電圧及び基準電圧の誤差の影響を補正し高精度にＡ／Ｄ変換処理できる。 According to the invention of claim 1, when the DC power supply voltage or the first DC voltage serving as the reference voltage includes an error with respect to an ideal value, A / D of an analog input signal by the A / D converter An error also occurs in the first A / D conversion output which is the conversion result. However, the digital correction coefficient acquired by the correction coefficient acquisition unit based on the DC power supply voltage using the second DC voltage as a reference voltage and the second and third A / D conversion outputs that are A / D conversion results of the first DC voltage Thus, the digital correction unit can correct the error of the first A / D conversion output. Also, as the DC power supply voltage, the first DC voltage, and the second DC voltage can be applied to the voltage source used in the electronic control unit or a voltage source generated therefrom, as disclosed in Patent Document 1 It is not necessary to add a power supply circuit of variable output. Since the band gap reference circuit that generates the band gap voltage used as the second DC voltage is provided, it is not necessary to add a separate power supply IC or the like to supply a stable second DC voltage. Moreover, it is not necessary to obtain the result of A / D conversion of the standard power supply voltage and store it in the memory as in the technique described in Patent Document 2. As a result, there is no need to add a power supply circuit as shown in the prior art, and it is possible to correct the influence of errors in the power supply voltage and the reference voltage and to perform A / D conversion processing with high accuracy. it can.

第１実施形態に係る電子制御装置を概略的に示す電気的構成図Electrical configuration diagram schematically showing the electronic control unit according to the first embodiment 第２実施形態に係る電子制御装置を概略的に示す電気的構成図An electrical configuration diagram schematically showing an electronic control unit according to a second embodiment 第３実施形態に係る電子制御装置を概略的に示す電気的構成図An electrical configuration diagram schematically showing an electronic control unit according to a third embodiment 第４実施形態に係る電子制御装置を概略的に示す電気的構成図An electrical configuration diagram schematically showing an electronic control unit according to a fourth embodiment 第５実施形態に係る電子制御装置を概略的に示す電気的構成図An electrical configuration diagram schematically showing an electronic control unit according to a fifth embodiment 第６実施形態に係る電子制御装置を概略的に示す電気的構成図An electrical configuration diagram schematically showing an electronic control unit according to a sixth embodiment 第７実施形態に係る電子制御装置を概略的に示す電気的構成図An electrical configuration diagram schematically showing an electronic control unit according to a seventh embodiment 第８実施形態に係る電子制御装置を概略的に示す電気的構成図An electrical configuration diagram schematically showing an electronic control unit according to an eighth embodiment 第９実施形態に係る電子制御装置を概略的に示す電気的構成図An electrical configuration diagram schematically showing an electronic control unit according to a ninth embodiment 第１０実施形態に係る電子制御装置を概略的に示す電気的構成図An electrical configuration diagram schematically showing an electronic control unit according to a tenth embodiment

以下、電子制御装置の幾つかの実施形態について図面を参照しながら説明する。以下に説明する各実施形態において、同一又は類似の動作を行う構成については、同一又は類似の符号を付して必要に応じて説明を省略する。   Hereinafter, several embodiments of the electronic control device will be described with reference to the drawings. In each embodiment described below, the same or similar reference numerals are assigned to components performing the same or similar operations, and the description will be omitted as necessary.

（第１実施形態）
図１は第１実施形態の説明図を示す。図１は車両に搭載される電子制御装置の電気的構成例を概略的に示している。電子制御装置１０１は、図示しないバッテリ電源から電源供給されることにより動作するもので、第１Ａ／Ｄ変換器２、バンドギャップリファレンス回路３、設定回路としての増幅回路４、第２Ａ／Ｄ変換器５、及び、補正係数演算部６を備える。第１Ａ／Ｄ変換器２は、マルチプレクサ７、保持部８、Ａ／Ｄ変換回路９、デジタル補正部１０、及び、制御部１３を備える。第２Ａ／Ｄ変換器５は、前述の保持部８、Ａ／Ｄ変換回路９と同様の構成を備えた汎用的なＡ／Ｄ変換器と同等の構成をなしており、第１Ａ／Ｄ変換器２の内部のデジタル補正部１０を備えない構成に相当する。 First Embodiment
FIG. 1 shows an explanatory diagram of the first embodiment. FIG. 1 schematically shows an example of the electrical configuration of an electronic control unit mounted on a vehicle. The electronic control unit 101 operates by being supplied with power from a battery power supply (not shown), and includes a first A / D converter 2, a band gap reference circuit 3, an amplifier circuit 4 as a setting circuit, and a second A / D converter. And 5 and a correction coefficient calculation unit 6. The first A / D converter 2 includes a multiplexer 7, a holding unit 8, an A / D conversion circuit 9, a digital correction unit 10, and a control unit 13. The second A / D converter 5 has the same configuration as a general-purpose A / D converter having the same configuration as that of the holding unit 8 and the A / D conversion circuit 9 described above, and the first A / D conversion is performed. The digital correction unit 10 in the unit 2 is not provided.

制御部１３は、ＲＡＭ、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭなどの非遷移的実体的記録媒体となるメモリを備えて構成され、このメモリに記憶されたプログラムを実行することで、プログラムに対応する方法を実行する。Ａ／Ｄ制御部１１は論理的に動作するロジック回路により構成しても良く、この場合、このハードウェア構成を用いて各種制御を行うこともできる。   The control unit 13 includes a memory serving as a non-transitional tangible recording medium such as a RAM, a ROM, and an EEPROM, and executes a program stored in the memory to execute a method corresponding to the program. The A / D control unit 11 may be configured by a logic circuit that operates logically, and in this case, various controls can also be performed using this hardware configuration.

また、電子制御装置１０１はその内部に直流電源回路１４を備える。この直流電源回路１４は第１Ａ／Ｄ変換器２のＡ／Ｄ変換回路９の基準電圧となる第１直流電圧ＶAR1を生成する。直流電源回路１４は電子制御装置１０１の外部に備えられていても良い。また、図示しないが、直流電源電圧Ｖccを供給する直流電源回路が電子制御装置１０１の内部又は外部に構成されている。   Further, the electronic control unit 101 includes a DC power supply circuit 14 therein. The DC power supply circuit 14 generates a first DC voltage VAR1 which is a reference voltage of the A / D conversion circuit 9 of the first A / D converter 2. The DC power supply circuit 14 may be provided outside the electronic control unit 101. Although not shown, a DC power supply circuit for supplying a DC power supply voltage Vcc is configured inside or outside the electronic control unit 101.

この電子制御装置１０１は、１または複数のチャンネルのアナログ入力信号ＶINを第１Ａ／Ｄ変換器２に入力して、当該第１Ａ／Ｄ変換器２によってＡ／Ｄ変換処理する機能を備え、このＡ／Ｄ変換処理結果を用いて各種電子制御処理を行うように構成される。以下、説明の便宜上、１チャンネルの形態について説明するが、２チャンネル以上のアナログ入力信号ＶINをＡ／Ｄ変換処理する形態にも適用可能である。   The electronic control unit 101 has a function of inputting an analog input signal VIN of one or more channels to the first A / D converter 2 and performing A / D conversion processing by the first A / D converter 2 Various electronic control processes are configured to be performed using the A / D conversion process results. Hereinafter, for convenience of explanation, although the form of one channel is described, it is also applicable to a form in which analog input signals VIN of two or more channels are subjected to A / D conversion processing.

このアナログ入力信号ＶINは、ＲＣフィルタ回路１５を通じて電子制御装置１０１の第１Ａ／Ｄ変換器２に入力される。このアナログ入力信号ＶINはセンサ部１６により生成される。センサ部１６は、例えば温度センサにより構成され、センサ部１６が温度センサにより構成されているときには、図１に示すような抵抗分圧回路により等価的に置き換えることができる。この図１に示す等価回路は、直流電源電圧Ｖccの印加端子とグランド電位Ｖssの印加端子との間に抵抗Ｒ１と可変抵抗Ｒzとが直列接続された回路形態とされている。環境温度が変化すれば抵抗Ｒｚの抵抗値は変化する。したがって、直流電源電圧Ｖccが一定の条件下において、環境温度が変化すればセンサ部１６の出力電圧も変化する。   The analog input signal VIN is input to the first A / D converter 2 of the electronic control unit 101 through the RC filter circuit 15. The analog input signal VIN is generated by the sensor unit 16. The sensor unit 16 is constituted by, for example, a temperature sensor, and when the sensor unit 16 is constituted by a temperature sensor, it can be equivalently replaced by a resistive voltage dividing circuit as shown in FIG. The equivalent circuit shown in FIG. 1 has a circuit configuration in which a resistor R1 and a variable resistor Rz are connected in series between the application terminal of the DC power supply voltage Vcc and the application terminal of the ground potential Vss. If the environmental temperature changes, the resistance value of the resistance Rz changes. Therefore, under the condition that the DC power supply voltage Vcc is constant, if the environmental temperature changes, the output voltage of the sensor unit 16 also changes.

このセンサ部１６の出力電圧は、ＲＣフィルタ回路１５を通じて電子制御装置１０１に入力される。ＲＣフィルタ回路１５は、抵抗ＲA及びコンデンサＣAを入力端子とグランドとの間に直列接続して構成され、高周波ノイズを除去すると共に、Ａ／Ｄ変換処理用の電圧をコンデンサＣAに充電して保持する。このＲＣフィルタ回路１５は、このコンデンサＣAの充電電圧をアナログ入力信号ＶINとしてマルチプレクサ７の入力端子に出力する。   The output voltage of the sensor unit 16 is input to the electronic control unit 101 through the RC filter circuit 15. The RC filter circuit 15 is configured by connecting a resistor RA and a capacitor CA in series between the input terminal and the ground, eliminates high frequency noise, and charges and holds the voltage for A / D conversion processing in the capacitor CA. Do. The RC filter circuit 15 outputs the charging voltage of the capacitor CA to the input terminal of the multiplexer 7 as an analog input signal VIN.

マルチプレクサ７は、制御部１３の制御に応じてアナログ入力信号ＶINを切替入力して電圧Ｖｎとして出力可能になっている。本実施形態では説明の便宜上、１チャンネル入力の構成を図１に示しているが、２チャンネル以上の入力の場合には、マルチプレクサ７の前段に他チャンネルのアナログ入力信号を入力させている。この場合、制御部１３がマルチプレクサ７の入力信号を切替制御する。   The multiplexer 7 switches and inputs the analog input signal VIN according to the control of the control unit 13 and can output it as a voltage Vn. In the present embodiment, the configuration of one channel input is shown in FIG. 1 for convenience of explanation, but in the case of two or more channels, analog input signals of other channels are input to the front stage of the multiplexer 7. In this case, the control unit 13 switches and controls the input signal of the multiplexer 7.

また、マルチプレクサ７の出力電圧Ｖｎは保持部８に入力される。保持部８は、制御スイッチ１１及びコンデンサ１２を備える。制御スイッチ１１は制御部１３によりオンオフ切替制御可能に構成され、制御部１３によりオンされるとマルチプレクサ７の出力電圧Ｖｎをコンデンサ１２に入力させる。制御スイッチ１１とコンデンサ１２との共通接続ノードをＮｎとすると、保持部８のコンデンサ１２はこのノードＮｎの電圧ＶHOLDを保持する。このとき、この電圧ＶHOLDはＡ／Ｄ変換回路９に入力される。   The output voltage Vn of the multiplexer 7 is input to the holding unit 8. The holding unit 8 includes a control switch 11 and a capacitor 12. The control switch 11 is configured to be capable of on / off switching control by the control unit 13, and when turned on by the control unit 13, causes the output voltage Vn of the multiplexer 7 to be input to the capacitor 12. Assuming that the common connection node between the control switch 11 and the capacitor 12 is Nn, the capacitor 12 of the holding unit 8 holds the voltage VHOLD of the node Nn. At this time, this voltage VHOLD is input to the A / D conversion circuit 9.

Ａ／Ｄ変換回路９は、制御部１３の制御に応じて所望のタイミングで電圧ＶHOLDをＡ／Ｄ変換処理する。このとき制御部１３はＡ／Ｄ変換回路９に電圧ＶHOLDをＡ／Ｄ変換処理させる。Ａ／Ｄ変換回路９は、例えば逐次比較型又はΔΣ型などのタイプで構成される。Ａ／Ｄ変換回路９は、直流電源回路１４から与えられる第１直流電圧ＶAR1を基準電圧とし、当該基準電圧ＶAR1と基準グランドＶAGNDとの範囲内の電圧を量子化可能に構成され、コンデンサ１２の充電電圧ＶHOLDをＡ／Ｄ変換処理して、第１Ａ／Ｄ変換出力としてのデジタル出力ＶOUT1とする。Ａ／Ｄ変換回路９はデジタル出力ＶOUT1をデジタル補正部１０に出力する。   The A / D conversion circuit 9 performs A / D conversion processing of the voltage VHOLD at a desired timing in accordance with the control of the control unit 13. At this time, the control unit 13 causes the A / D conversion circuit 9 to perform A / D conversion processing of the voltage VHOLD. The A / D conversion circuit 9 is configured of, for example, a type such as successive approximation type or ΔΔ type. The A / D conversion circuit 9 is configured to be able to quantize a voltage within the range of the reference voltage VAR1 and the reference ground VAGND with the first DC voltage VAR1 supplied from the DC power supply circuit 14 as a reference voltage. The charge voltage VHOLD is subjected to A / D conversion processing to obtain a digital output VOUT1 as a first A / D conversion output. The A / D conversion circuit 9 outputs the digital output VOUT1 to the digital correction unit 10.

他方、バンドギャップリファレンス回路３は、直流電源電圧Ｖccを入力して、直流電源電圧Ｖccとは異なる値となる直流電圧を高精度に生成し、直流電源電圧Ｖccの変化及び温度変化に対して安定的な電源生成回路であり、例えば図１に示すように構成される。この図１に示すように、バンドギャップリファレンス回路３は、電流源ＳＩ、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３、ＮＰＮトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２、及び、オペアンプＯＰ１を図示形態に組み合わせて構成される。   On the other hand, band gap reference circuit 3 receives DC power supply voltage Vcc, generates a DC voltage having a value different from DC power supply voltage Vcc with high accuracy, and is stable against changes in DC power supply voltage Vcc and temperature changes. Power supply generation circuit, which is configured as shown in FIG. 1, for example. As shown in FIG. 1, the band gap reference circuit 3 is configured by combining a current source SI, resistors R11 to R13, NPN transistors Tr1 and Tr2, and an operational amplifier OP1 in the illustrated form.

電流源ＳＩは、直流電源電圧Ｖccの供給を受けて定電流を生成する。この電流源ＳＩの電流供給ノードをノードＮBGとすると、ノードＮBGとグランド電位Ｖssの端子との間には抵抗Ｒ１１及びＮＰＮトランジスタＴｒ１のコレクタエミッタ間が直列接続されており、このＮＰＮトランジスタＴｒ１のコレクタベース間は共通接続され、この共通接続点はオペアンプＯＰ１の非反転入力端子に接続されている。また、ノードＮBGとグランド電位Ｖssの端子との間には抵抗Ｒ１２、ＮＰＮトランジスタＴｒ２のコレクタエミッタ間及び抵抗Ｒ１３が直列接続されており、ＮＰＮトランジスタＴｒ２のベースはＮＰＮトランジスタＴｒ１のベースと共通接続されている。そして、抵抗Ｒ１２とＮＰＮトランジスタＴｒ２のコレクタとの共通接続点は、オペアンプＯＰ１の反転入力端子に接続されており、オペアンプＯＰ１の出力端子は、ノードＮBGに接続されている。これにより、バンドギャップリファレンス回路３は、ノードＮBGからバンドギャップ電圧ＶBGを出力する。このバンドギャップリファレンス回路３のバンドギャップ電圧ＶBGは増幅回路４に入力される。   Current source SI receives a DC power supply voltage Vcc to generate a constant current. Assuming that the current supply node of the current source SI is a node NBG, the resistor R11 and the collector-emitter of the NPN transistor Tr1 are connected in series between the node NBG and the terminal of the ground potential Vss. The bases are connected in common, and this common connection point is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP1. Further, a resistor R12 and a collector-emitter junction of an NPN transistor Tr2 and a resistor R13 are connected in series between the node NBG and the terminal of the ground potential Vss, and the base of the NPN transistor Tr2 is commonly connected ing. The common connection point between the resistor R12 and the collector of the NPN transistor Tr2 is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier OP1, and the output terminal of the operational amplifier OP1 is connected to the node NBG. Thereby, the band gap reference circuit 3 outputs the band gap voltage VBG from the node NBG. Band gap voltage VBG of band gap reference circuit 3 is input to amplifier circuit 4.

増幅回路４は、例えばオペアンプＯＰ２、抵抗Ｒ２１、Ｒ２２を図示形態に備えた非反転増幅回路により構成され、バンドギャップ電圧ＶBGを直流増幅し第２直流電圧ＶAR2として出力する。この増幅回路４が出力する第２直流電圧ＶAR2は、第２Ａ／Ｄ変換結果を第２Ａ／Ｄ変換器５の基準電圧として与えられる。この第２直流電圧ＶAR2は増幅回路４の直流増幅度が予め調整されることによって、第１直流電圧ＶAR1と同一或いはそれ以上、且つ、直流電源電圧Ｖccと同一或いはそれ以上、の電圧に調整される。   The amplifier circuit 4 is formed of, for example, a non-inverting amplifier circuit including an operational amplifier OP2 and resistors R21 and R22 in the illustrated form, and DC amplifies the bandgap voltage VBG and outputs it as a second DC voltage VAR2. The second DC voltage VAR2 output from the amplifier circuit 4 is supplied as a reference voltage of the second A / D converter 5 with the result of the second A / D conversion. The second DC voltage VAR2 is adjusted to a voltage equal to or higher than the first DC voltage VAR1 and equal to or higher than the DC power supply voltage Vcc by adjusting the DC amplification degree of the amplifier circuit 4 in advance. Ru.

第２Ａ／Ｄ変換器５は、基準電圧として与えられる第２直流電圧ＶAR2と基準グランドＶAGNDとの範囲の間の２チャンネルの入力信号を量子化可能に構成される。この第２Ａ／Ｄ変換器５は、直流電源電圧Ｖcc及び第１直流電圧ＶAR1をＡ／Ｄ変換処理し、これらをそれぞれ第２Ａ／Ｄ変換出力、第３Ａ／Ｄ変換出力として、補正係数演算部６に出力する。補正係数演算部６は、これらの直流電源電圧Ｖcc及び第１直流電圧ＶAR1のＡ／Ｄ変換結果となるデジタル値を入力し、これらのデジタル値に応じてデジタル補正係数Ｋを算出する。補正係数演算部６は、デジタル補正係数Ｋを以下の（１）式のように演算する。   The second A / D converter 5 is configured to be able to quantize the two-channel input signal between the range of the second DC voltage VAR2 given as the reference voltage and the reference ground VAGND. The second A / D converter 5 performs A / D conversion processing on the DC power supply voltage Vcc and the first DC voltage VAR1, and outputs them as a second A / D conversion output and a third A / D conversion output, respectively, as a correction coefficient calculation unit Output to 6. The correction coefficient calculation unit 6 inputs digital values as the A / D conversion result of the DC power supply voltage Vcc and the first DC voltage VAR1, and calculates a digital correction coefficient K according to these digital values. The correction coefficient calculation unit 6 calculates the digital correction coefficient K as in the following equation (1).

Ｋ ＝ （Ｖcci ／ Ｖcc） ×（ＶAR1 ／ ＶAR1i） …（１）
この（１）式中において、Ｖcciは直流電源電圧Ｖccの理想値で例えば５Ｖに対応したデジタル値を示し、ＶAR1iは第１直流電圧ＶAR1の理想値で例えば５Ｖに対応したデジタル値を示す。Ｖccは第２Ａ／Ｄ変換器５による直流電源電圧ＶccのＡ／Ｄ変換処理後のデジタル値を示し、ＶAR1は第２Ａ／Ｄ変換器５による第１直流電圧ＶAR1のＡ／Ｄ変換処理後のデジタル値を示す。 K = (Vcci / Vcc) * (VAR1 / VAR1i) (1)
In the equation (1), Vcci represents an ideal value of the DC power supply voltage Vcc, for example, a digital value corresponding to 5 V, and VAR1i represents an ideal value of the first DC voltage VAR1, for example, a digital value corresponding to 5 V. Vcc indicates a digital value after A / D conversion processing of the DC power supply voltage Vcc by the second A / D converter 5, and VAR1 indicates an A / D conversion processing of the first DC voltage VAR1 by the second A / D converter 5. Indicates a digital value.

このとき、これらの５Ｖのデジタル値は、補正係数演算部６の所定の記憶領域に予め保持されるデータであり、例えば特許文献２などに示されるように第１直流電圧ＶAR1の理想値を予め測定して得られる値ではない。したがって初期値として設定すればよい値であり容易に設定可能なデジタル値である。補正係数演算部６は、この（１）式に応じてデジタル論理演算によりデジタル補正係数Ｋを演算し、このデジタル補正係数Ｋをデジタル補正部１０に出力する。デジタル補正部１０は、このデジタル補正係数Ｋを取得する補正係数取得部としても機能する。デジタル補正部１０は、Ａ／Ｄ変換回路９のＡ／Ｄ変換処理後のデジタル出力ＶOUT1と、補正係数演算部６により演算されたデジタル補正係数Ｋを乗算し、この乗算データをデジタル出力ＶOUT2として変換結果を出力する。   At this time, these 5 V digital values are data held in advance in a predetermined storage area of the correction coefficient calculation unit 6, and the ideal value of the first direct current voltage VAR1 is preliminarily stored as shown in, for example, It is not a value obtained by measurement. Therefore, it is a value that can be set as an initial value and is a digital value that can be easily set. The correction coefficient calculation unit 6 calculates a digital correction coefficient K by digital logic operation according to the equation (1), and outputs the digital correction coefficient K to the digital correction unit 10. The digital correction unit 10 also functions as a correction coefficient acquisition unit that acquires the digital correction coefficient K. The digital correction unit 10 multiplies the digital output VOUT1 after A / D conversion processing of the A / D conversion circuit 9 by the digital correction coefficient K calculated by the correction coefficient calculation unit 6, and sets this multiplication data as a digital output VOUT2. Output the conversion result.

前記の構成における作用を説明する。電子制御装置１０１はＲＣフィルタ回路１５を通じてセンサ部１６の出力電圧をアナログ入力信号ＶINとして入力する。制御部１３は、マルチプレクサ７を入力切り替えすると共に制御スイッチ１１をオン制御すると、コンデンサ１２にセンサ部１６の出力電圧を保持できる。その後、制御部１３は、Ａ／Ｄ変換回路９にコンデンサ１２の充電電圧をＡ／Ｄ変換処理させる。Ａ／Ｄ変換回路９はデジタル出力ＶOUT1をデジタル補正部１０に出力する。   The operation in the above configuration will be described. The electronic control unit 101 inputs the output voltage of the sensor unit 16 as an analog input signal VIN through the RC filter circuit 15. The control unit 13 can hold the output voltage of the sensor unit 16 in the capacitor 12 when the input of the multiplexer 7 is switched and the control switch 11 is turned on. Thereafter, the control unit 13 causes the A / D conversion circuit 9 to perform A / D conversion processing on the charging voltage of the capacitor 12. The A / D conversion circuit 9 outputs the digital output VOUT1 to the digital correction unit 10.

他方、バンドギャップリファレンス回路３はバンドギャップ電圧ＶBGを生成する。このバンドギャップ電圧ＶBGは直流電源電圧Ｖccや環境温度の変化に依存しにくい電圧であり、高精度で安定的な直流電圧（例えば１．２２Ｖ）を出力する。増幅回路４はこのバンドギャップ電圧ＶBGを直流増幅し第２直流電圧ＶAR2として出力し、第２Ａ／Ｄ変換器５の基準電圧として与える。第２Ａ／Ｄ変換器５は第２直流電圧ＶAR2を基準電圧として直流電源電圧Ｖcc及び第１直流電圧ＶAR1をＡ／Ｄ変換処理し、補正係数演算部６にデジタル出力する。前述したように、第２直流電圧ＶAR2はバンドギャップリファレンス回路３を用いて生成されるため、直流電源電圧Ｖccの変動の影響を受けにくく、さらに環境温度の影響も受けにくい。このため、第２Ａ／Ｄ変換器５のＡ／Ｄ変換結果の精度を高くすることができる。   On the other hand, the band gap reference circuit 3 generates a band gap voltage VBG. This band gap voltage VBG is a voltage which is hard to be dependent on the change of the DC power supply voltage Vcc or the environmental temperature, and outputs a highly accurate and stable DC voltage (for example, 1.22 V). The amplifier circuit 4 DC amplifies the band gap voltage VBG, outputs it as a second DC voltage VAR 2, and supplies it as a reference voltage of the second A / D converter 5. The second A / D converter 5 performs A / D conversion processing on the DC power supply voltage Vcc and the first DC voltage VAR1 using the second DC voltage VAR2 as a reference voltage, and outputs the digital power to the correction coefficient calculator 6. As described above, since the second DC voltage VAR2 is generated by using the band gap reference circuit 3, the second DC voltage VAR2 is not easily affected by the fluctuation of the DC power supply voltage Vcc and is also hardly affected by the environmental temperature. Therefore, the accuracy of the A / D conversion result of the second A / D converter 5 can be increased.

その後、補正係数演算部６は（１）式に応じてデジタル補正係数Ｋを演算しデジタル補正部１０に出力する。このとき、デジタル補正係数Ｋは、直流電源電圧Ｖcc及び第１直流電圧ＶAR1の誤差の影響が反映された値となる。   Thereafter, the correction coefficient calculation unit 6 calculates the digital correction coefficient K according to the equation (1) and outputs the digital correction coefficient K to the digital correction unit 10. At this time, the digital correction coefficient K has a value reflecting the influence of the error of the DC power supply voltage Vcc and the first DC voltage VAR1.

デジタル補正部１０は、Ａ／Ｄ変換回路９のデジタル出力ＶOUT1及び補正係数演算部６のデジタル補正係数Ｋを乗算して出力する。このため、デジタル補正部１０により補正された結果が出力されることになり、直流電源電圧Ｖcc、及び、第１直流電圧ＶAR1の誤差の影響が補正された後の出力を取得できる。   The digital correction unit 10 multiplies the digital output VOUT1 of the A / D conversion circuit 9 and the digital correction coefficient K of the correction coefficient calculation unit 6 and outputs the result. Therefore, the result corrected by the digital correction unit 10 is output, and the output after the influence of the error of the DC power supply voltage Vcc and the first DC voltage VAR1 is corrected can be obtained.

例えば、直流電源電圧Ｖccが理想値（例えば５Ｖ)から大きくなった場合、この影響に応じてセンサ部１６の出力電圧は標準値より高くなり、Ａ／Ｄ変換回路９のデジタル出力ＶOUT1も本来出力されるべき値よりも高くなる。しかし、補正係数演算部６は、第２Ａ／Ｄ変換器５による直流電源電圧Ｖcc及び第１直流電圧ＶAR1のＡ／Ｄ変換結果を基にデジタル補正係数Ｋを演算することで、デジタル補正係数Ｋを直流電源電圧Ｖcc及び第１直流電圧ＶAR1が共に理想値である時の値（＝１）よりも小さい値に設定する。これは（１）式の分母にＶccの項があるためであり、Ｖccが大きくなればデジタル補正係数Ｋは小さくなるためである。このため、デジタル補正部１０が、Ａ／Ｄ変換回路９のデジタル出力ＶOUT1とデジタル補正係数Ｋとを乗算して出力することで、直流電源電圧Ｖccの上昇の影響を相殺するように補正できる。直流電源電圧Ｖccが理想値から小さくなるときには、前述説明の逆の作用となるが、この説明は省略する。これにより、直流電源電圧Ｖccの誤差の影響を補正できる。   For example, when the DC power supply voltage Vcc increases from an ideal value (for example, 5 V), the output voltage of the sensor unit 16 becomes higher than the standard value according to this influence, and the digital output VOUT1 of the A / D conversion circuit 9 is also originally output It is higher than the value to be done. However, the correction coefficient calculation unit 6 calculates the digital correction coefficient K by calculating the digital correction coefficient K based on the A / D conversion result of the DC power supply voltage Vcc and the first DC voltage VAR1 by the second A / D converter 5. Is set to a value smaller than the value (= 1) when the DC power supply voltage Vcc and the first DC voltage VAR1 are both ideal values. This is because there is a term of Vcc in the denominator of equation (1), and the digital correction coefficient K becomes smaller as Vcc becomes larger. Therefore, the digital correction unit 10 multiplies the digital output VOUT1 of the A / D conversion circuit 9 by the digital correction coefficient K and outputs the result so that the influence of the rise of the DC power supply voltage Vcc can be canceled. When the DC power supply voltage Vcc becomes smaller than the ideal value, the operation is the reverse of the above description, but this description is omitted. Thereby, the influence of the error of the DC power supply voltage Vcc can be corrected.

また、例えば、第１直流電圧ＶAR1が理想値（例えば５Ｖ）から大きくなった場合、センサ部１６の出力電圧は影響されないが、Ａ／Ｄ変換回路９のデジタル出力ＶOUT1は本来の値よりも低く出力される。これは、Ａ／Ｄ変換回路９の基準電圧が大きくなり分解能が下がるためであり、同じ電圧ＶHOLDであれば、Ａ／Ｄ変換回路９のデジタル出力ＶOUT1は本来の値よりも低く出力される。   Also, for example, when the first DC voltage VAR1 increases from the ideal value (for example, 5 V), the output voltage of the sensor unit 16 is not affected, but the digital output VOUT1 of the A / D conversion circuit 9 is lower than the original value. It is output. This is because the reference voltage of the A / D conversion circuit 9 is increased and the resolution is reduced, and if the same voltage VHOLD is used, the digital output VOUT1 of the A / D conversion circuit 9 is output lower than the original value.

しかし、補正係数演算部６は、第２Ａ／Ｄ変換器５による直流電源電圧Ｖcc及び第１直流電圧ＶAR1のＡ／Ｄ変換結果を基にデジタル補正係数Ｋを演算すると、デジタル補正係数Ｋは直流電源電圧Ｖcc及び第１直流電圧ＶAR1が共に理想値である時の値（＝１）よりも大きくなる。これは（１）式の分子にＶAR1の項があるためであり、ＶAR1が大きくなればデジタル補正係数Ｋは大きくなるためである。   However, when the correction coefficient calculation unit 6 calculates the digital correction coefficient K based on the A / D conversion result of the DC power supply voltage Vcc and the first DC voltage VAR1 by the second A / D converter 5, the digital correction coefficient K is DC The power supply voltage Vcc and the first DC voltage VAR1 both become larger than the value (= 1) when they are ideal values. This is because there is a term of VAR1 in the numerator of equation (1), and the digital correction coefficient K becomes larger as VAR1 becomes larger.

このため、デジタル補正部１０が、Ａ／Ｄ変換回路９のデジタル出力ＶOUT1とデジタル補正係数Ｋとを乗算して出力することで、第１直流電圧ＶAR1の上昇の影響を相殺するように補正できる。第１直流電圧ＶAR1が理想値から小さくなるときには、前述説明の逆の作用となるが、この説明は省略する。これにより、第１直流電圧ＶAR1の誤差の影響を補正できる。   Therefore, the digital correction unit 10 multiplies the digital output VOUT1 of the A / D conversion circuit 9 by the digital correction coefficient K and outputs the result so that the influence of the increase of the first DC voltage VAR1 can be corrected to be offset. . When the first DC voltage VAR1 becomes smaller than the ideal value, the operation is the reverse of the above description, but this description is omitted. Thereby, the influence of the error of the first DC voltage VAR1 can be corrected.

＜従来技術の課題＞
例えば特許文献２記載の技術を用いて本実施形態に示すように車載用途に用いると、標準電源電圧を常にＡ／Ｄ変換器に供給し続けて、そのＡ／Ｄ変換結果を取得しなければならないが、実際の車両において、そのような理想的な標準電源電圧を確保することは困難となる。 <Problems of prior art>
For example, if it is used for an on-vehicle application as described in the present embodiment using the technology described in Patent Document 2, the standard power supply voltage must always be continuously supplied to the A / D converter to obtain the A / D conversion result However, in an actual vehicle, it would be difficult to secure such an ideal standard power supply voltage.

＜本実施形態のまとめ＞
以上説明したように、本実施形態によれば、アナログ入力信号ＶINを生成する直流電源電圧ＶccとＡ／Ｄ変換回路９の基準電圧となる第１直流電圧ＶAR1とが理想的な値からずれるとアナログ入力信号ＶINのデジタル出力に誤差を生じるが、第２Ａ／Ｄ変換器５が直流電源電圧Ｖcc及び第１直流電圧ＶAR1について第２直流電圧ＶAR2を基準電圧としてＡ／Ｄ変換処理し、デジタル補正部１０が、これらの直流電源電圧Ｖcc、第１直流電圧ＶAR1のデジタル出力に基づくデジタル補正係数Ｋを取得し、当該取得されたデジタル補正係数Ｋに基づいてアナログ入力信号ＶINのデジタル出力ＶOUT1を補正する。このため高精度にＡ／Ｄ変換処理できる。 <Summary of this embodiment>
As described above, according to the present embodiment, when the DC power supply voltage Vcc generating the analog input signal VIN and the first DC voltage VAR1 serving as the reference voltage of the A / D conversion circuit 9 deviate from an ideal value. An error occurs in the digital output of the analog input signal VIN, but the second A / D converter 5 performs A / D conversion processing on the DC power supply voltage Vcc and the first DC voltage VAR1 using the second DC voltage VAR2 as a reference voltage, and performs digital correction The unit 10 acquires the digital correction coefficient K based on the digital output of the DC power supply voltage Vcc and the first DC voltage VAR1, and corrects the digital output VOUT1 of the analog input signal VIN based on the acquired digital correction coefficient K. Do. Therefore, A / D conversion processing can be performed with high accuracy.

バンドギャップリファレンス回路３が第２直流電圧ＶAR2を生成しているため、直流電源電圧Ｖcc及び第１直流電圧ＶAR1をＡ／Ｄ変換処理するための高精度な基準電圧を生成することができ、直流電源電圧Ｖcc及び第１直流電圧ＶAR1の各Ａ／Ｄ変換出力に基づくデジタル補正係数Ｋを適切な値に設定できる。これにより、アナログ入力信号ＶINを高精度にＡ／Ｄ変換処理できる。   Since the band gap reference circuit 3 generates the second DC voltage VAR2, it is possible to generate a highly accurate reference voltage for A / D conversion processing of the DC power supply voltage Vcc and the first DC voltage VAR1. The digital correction coefficient K based on each A / D conversion output of the power supply voltage Vcc and the first DC voltage VAR1 can be set to an appropriate value. Thus, the analog input signal VIN can be subjected to A / D conversion processing with high accuracy.

また、バンドギャップリファレンス回路３は、例えばマイコン等のＩＣには標準的に備えられる回路であり、ＥＣＵ上にも容易に形成できる回路であるため、安定した第２直流電圧ＶAR2を供給するために別途電源ＩＣ等を追加する必要がなくなる。   In addition, the band gap reference circuit 3 is a circuit that is typically provided in an IC such as a microcomputer, for example, and is a circuit that can be easily formed on the ECU, so to supply a stable second DC voltage VAR2. There is no need to add a power supply IC separately.

増幅回路４が、第２直流電圧ＶAR2を、直流電源電圧Ｖccと同一或いはそれ以上、且つ第１直流電圧ＶAR1と同一或いはそれ以上、の電圧に増幅して設定するため、第２直流電圧ＶAR2を基準電圧として直流電源電圧Ｖcc及び第１直流電圧ＶAR1を適切にＡ／Ｄ変換処理できる。   In order for amplifier circuit 4 to amplify and set second DC voltage VAR2 to a voltage equal to or higher than DC power supply voltage Vcc and equal to or higher than first DC voltage VAR1, second DC voltage VAR2 is set. The DC power supply voltage Vcc and the first DC voltage VAR1 can be appropriately subjected to A / D conversion processing as the reference voltage.

第１Ａ／Ｄ変換器２と第２Ａ／Ｄ変換器５を別体に構成しているため、Ａ／Ｄ変換処理を並行して実行でき、並行して実行したときには速やかに処理できる。
補正係数演算部６は、直流電源電圧Ｖccに依存した係数（Ｖcci／Ｖcc）と第１直流電圧ＶAR1に依存した係数（ＶAR1／ＶAR1i）とを乗算したデジタル補正係数Ｋを演算し、デジタル補正部１０は、補正係数演算部６の演算結果を取得し、アナログ入力信号ＶINのデジタル出力ＶOUT1とを乗ずることにより補正するため、直流電源電圧Ｖcc及び第１直流電圧ＶAR1の誤差の影響を演算処理により補正できる。 Since the first A / D converter 2 and the second A / D converter 5 are separately provided, A / D conversion processing can be executed in parallel, and when executed in parallel, processing can be performed promptly.
The correction coefficient calculation unit 6 calculates a digital correction coefficient K by multiplying a coefficient (Vcci / Vcc) dependent on the DC power supply voltage Vcc and a coefficient (VAR1 / VAR1i) dependent on the first DC voltage VAR1, and a digital correction unit 10 acquires the calculation result of the correction coefficient calculation unit 6 and corrects it by multiplying it by the digital output VOUT1 of the analog input signal VIN, so that the influence of the error of the DC power supply voltage Vcc and the first DC voltage VAR1 is calculated It can be corrected.

（第２実施形態）
図２は第２実施形態の追加説明図を示す。第１実施形態と同一又は類似の動作を行う構成については、同一又は類似の符号を付して説明を省略する。第２実施形態では増幅回路４を用いず構成したところを特徴の一つとしている。 Second Embodiment
FIG. 2 shows an additional explanatory view of the second embodiment. About the composition which performs the same or similar operation as a 1st embodiment, the same or similar numerals are attached and explanation is omitted. In the second embodiment, one of the features is that the amplifier circuit 4 is not used.

図２に示すように、本実施形態の電子制御装置２０１は、第１Ａ／Ｄ変換器２、バンドギャップリファレンス回路３、第２Ａ／Ｄ変換器５、補正係数演算部２０６を主に備える。バンドギャップリファレンス回路３はバンドギャップリファレンス電圧（以下バンドギャップ電圧と略す）ＶBGを出力するが、本実施形態では、このバンドギャップ電圧ＶBGを第２直流電圧ＶAR2として出力する。そして、この第２直流電圧ＶAR2は第２Ａ／Ｄ変換器５の基準電圧として入力される。   As shown in FIG. 2, the electronic control unit 201 of the present embodiment mainly includes a first A / D converter 2, a band gap reference circuit 3, a second A / D converter 5, and a correction coefficient calculation unit 206. The band gap reference circuit 3 outputs a band gap reference voltage (hereinafter referred to as a band gap voltage) VBG. However, in the present embodiment, the band gap voltage VBG is output as a second DC voltage VAR2. The second DC voltage VAR2 is input as a reference voltage of the second A / D converter 5.

他方、第２Ａ／Ｄ変換器５の入力段には降圧回路２１７、２１８が設けられている。降圧回路２１７は例えば抵抗Ｒ３１、Ｒ３２による分圧回路により構成されており、直流電源電圧Ｖccを入力しこの直流電源電圧Ｖccを分圧することで降圧する。この降圧比αは所定の比率（例えば４：１）に設定され、第２Ａ／Ｄ変換器５には直流電源電圧Ｖccの例えば５分の１の電圧が入力される。また、降圧回路２１８は、例えば抵抗Ｒ３３、Ｒ３４による分圧回路により構成され、第１直流電圧ＶAR1を入力しこの第１直流電圧ＶAR1を分圧することで降圧する。この降圧回路２１８の降圧比αは例えば降圧回路２１７の降圧比αと同一値となるように設定されている。   On the other hand, step-down circuits 217 and 218 are provided at the input stage of the second A / D converter 5. The step-down circuit 217 is formed of, for example, a voltage dividing circuit including resistors R31 and R32, and receives a DC power supply voltage Vcc, and steps down the voltage by dividing the DC power supply voltage Vcc. The step-down ratio α is set to a predetermined ratio (for example, 4: 1), and a voltage of, for example, one fifth of the DC power supply voltage Vcc is input to the second A / D converter 5. The step-down circuit 218 is formed of, for example, a voltage dividing circuit including resistors R33 and R34. The step-down circuit 218 steps down by inputting the first DC voltage VAR1 and dividing the first DC voltage VAR1. The step-down ratio α of the step-down circuit 218 is set to, for example, the same value as the step-down ratio α of the step-down circuit 217.

バンドギャップ電圧ＶBGは、シリコントランジスタでバンドギャップリファレンス回路を形成した場合は、大体１．２２Ｖの出力電圧となるため、Ａ／Ｄ変換処理する第１直流電圧ＶAR1及び第２直流電圧ＶAR2に対して低い電圧となる。そのため、第１直流電圧ＶAR1及び第２直流電圧ＶAR2は第２Ａ／Ｄ変換器５の同相入力電圧範囲外になり、正常にＡ／Ｄ変換できない。第１実施形態では、増幅回路４を用いてこのバンドギャップ電圧ＶBGを直流増幅する形態を示したが、本実施形態では、このバンドギャップ電圧ＶBGを第２Ａ／Ｄ変換器５の基準電圧としてそのまま用いている。このため、図２に示すように、直流電源電圧Ｖcc、第１直流電圧ＶAR1を降圧するための降圧回路２１７、２１８を構成すると良い。降圧回路２１７、２１８が出力する降圧電圧は、第２直流電圧ＶAR2以下の電圧にできるため、第２Ａ／Ｄ変換器５はこれらの直流電源電圧Ｖcc及び第１直流電圧ＶAR1を適切にＡ／Ｄ変換処理できる。   When the band gap voltage VBG is an output voltage of about 1.22 V when the band gap reference circuit is formed of silicon transistors, the first DC voltage VAR1 and the second DC voltage VAR2 to be subjected to A / D conversion are processed. It becomes a low voltage. Therefore, the first DC voltage VAR1 and the second DC voltage VAR2 are out of the in-phase input voltage range of the second A / D converter 5 and can not be A / D converted normally. In the first embodiment, the band gap voltage VBG is DC-amplified using the amplifier circuit 4. However, in the present embodiment, the band gap voltage VBG is used as the reference voltage of the second A / D converter 5 as it is. It is used. For this reason, as shown in FIG. 2, it is preferable to configure step-down circuits 217 and 218 for stepping down the DC power supply voltage Vcc and the first DC voltage VAR1. Since the step-down voltages output from the step-down circuits 217 and 218 can be equal to or lower than the second DC voltage VAR2, the second A / D converter 5 appropriately A / D these DC power supply voltage Vcc and the first DC voltage VAR1. It can be converted.

本実施形態によれば、降圧回路２１７、２１８が例えば分圧回路により構成され、降圧回路２１７が直流電源電圧Ｖccを所定比率で降圧し、降圧回路２１８が第１直流電圧ＶAR1を所定比率で降圧して第２直流電圧ＶAR2より低い電圧にしているため、第２Ａ／Ｄ変換器５が第２直流電圧ＶAR2を基準電圧として直流電源電圧Ｖcc及び第１直流電圧ＶAR1を適切にＡ／Ｄ変換処理できる。なお、降圧回路２１７、２１８は、例えば抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４による分圧回路により構成した形態を示したが、これは抵抗による分圧回路のものに限られず、例えばトランジスタなどの能動回路を用いて降圧する回路を適用してもよい。   According to the present embodiment, the step-down circuits 217 and 218 are configured by, for example, a voltage dividing circuit, the step-down circuit 217 steps down the DC power supply voltage Vcc at a predetermined ratio, and the step-down circuit 218 reduces the first DC voltage VAR1 at a predetermined ratio. Because the second DC voltage VAR2 is lower than the second DC voltage VAR2, the second A / D converter 5 appropriately performs A / D conversion processing on the DC power supply voltage Vcc and the first DC voltage VAR1 using the second DC voltage VAR2 as a reference voltage. it can. Note that although the step-down circuits 217 and 218 are configured by a voltage dividing circuit including, for example, resistors R31 to R34, the step-down circuits 217 and 218 are not limited to the voltage dividing circuit using resistors, for example. Circuit may be applied.

（第３実施形態）
図３は第３実施形態の追加説明図を示す。第３実施形態では、第１Ａ／Ｄ変換器と第２Ａ／Ｄ変換器を共通化した形態を説明する。電子制御装置３０１は、Ａ／Ｄ変換器３０２、バンドギャップリファレンス回路３、増幅回路４、及び補正係数演算部６を主に備える。Ａ／Ｄ変換器３０２は、Ａ／Ｄ変換対象切替部としてのマルチプレクサ３０７、保持部８、共用Ａ／Ｄ変換回路３０９、基準電圧切替部３１９、デジタル補正部１０、及び制御部１３を備える。 Third Embodiment
FIG. 3 shows an additional explanatory view of the third embodiment. In the third embodiment, an embodiment in which the first A / D converter and the second A / D converter are shared will be described. The electronic control device 301 mainly includes an A / D converter 302, a band gap reference circuit 3, an amplifier circuit 4, and a correction coefficient calculation unit 6. The A / D converter 302 includes a multiplexer 307 as an A / D conversion target switching unit, a holding unit 8, a shared A / D conversion circuit 309, a reference voltage switching unit 319, a digital correction unit 10, and a control unit 13.

マルチプレクサ３０７は、制御部１３の制御に応じて、センサ部１６の出力電圧と直流電源電圧Ｖccと第１直流電圧ＶAR1とを出力切替可能に構成される。また、基準電圧切替部３１９は、制御部１３の制御に応じて、第１直流電圧ＶAR1を共用Ａ／Ｄ変換回路３０９に基準電圧として供給するか、第２直流電圧ＶAR2を共用Ａ／Ｄ変換回路３０９に基準電圧として供給するか、を切り替えるように構成される。その他の構成は、第１実施形態と同様であるためその説明を省略する。   The multiplexer 307 is configured to be able to switch between the output voltage of the sensor unit 16, the DC power supply voltage Vcc, and the first DC voltage VAR1 according to the control of the control unit 13. Further, the reference voltage switching unit 319 supplies the first DC voltage VAR1 to the common A / D conversion circuit 309 as a reference voltage or the second A / D conversion of the second DC voltage VAR2 according to the control of the control unit 13. It is configured to switch whether to supply the circuit 309 as a reference voltage. The other configuration is the same as that of the first embodiment, and thus the description thereof is omitted.

上記構成の作用について説明する。制御部１３は、まず、基準電圧切替部３１９を制御し第１直流電圧ＶAR1を共用Ａ／Ｄ変換回路３０９の基準電圧として入力させ、さらにマルチプレクサ３０７の入力を直流電源電圧Ｖccに切り替え、制御スイッチ１１をオン制御する。するとコンデンサ１２には直流電源電圧Ｖccが充電される。共用Ａ／Ｄ変換回路３０９は、このコンデンサ１２の充電電圧ＶHOLDをＡ／Ｄ変換処理する。このデジタル出力ＶOUT1は補正係数演算部６に直流電源電圧Ｖccのデジタル値として入力され、補正係数演算部６は、この直流電源電圧Ｖccのデジタル値を記憶する。   The operation of the above configuration will be described. The control unit 13 first controls the reference voltage switching unit 319 to input the first DC voltage VAR1 as the reference voltage of the common A / D conversion circuit 309, and switches the input of the multiplexer 307 to the DC power supply voltage Vcc. 11 to control on. Then, the DC power supply voltage Vcc is charged in the capacitor 12. The shared A / D conversion circuit 309 performs A / D conversion processing on the charging voltage VHOLD of the capacitor 12. The digital output VOUT1 is input to the correction coefficient calculation unit 6 as a digital value of the DC power supply voltage Vcc, and the correction coefficient calculation unit 6 stores the digital value of the DC power supply voltage Vcc.

その後、制御部１３は、制御スイッチ１１をオフ制御し、その後、マルチプレクサ３０７の入力を第１直流電圧ＶAR1に切り替え、制御スイッチ１１をオン制御する。するとコンデンサ１２には第１直流電圧ＶAR1が充電される。共用Ａ／Ｄ変換回路３０９は、このコンデンサ１２の充電電圧ＶHOLDをＡ／Ｄ変換処理する。このデジタル出力ＶOUT1は補正係数演算部６に第１直流電圧ＶAR1のデジタル値として入力され、補正係数演算部６は、この第１直流電圧ＶAR1のデジタル値を記憶する。補正係数演算部６は、直流電源電圧Ｖccのデジタル値と第１直流電圧ＶAR1のデジタル値とを入力すると、前述した（１）式に応じてデジタル補正係数Ｋを演算し、デジタル補正部１０にデジタル補正係数Ｋを出力する。   Thereafter, the control unit 13 controls the control switch 11 to be off, and then switches the input of the multiplexer 307 to the first DC voltage VAR1 to control the control switch 11 to be on. Then, the capacitor 12 is charged with the first DC voltage VAR1. The shared A / D conversion circuit 309 performs A / D conversion processing on the charging voltage VHOLD of the capacitor 12. The digital output VOUT1 is input to the correction coefficient calculation unit 6 as a digital value of the first DC voltage VAR1, and the correction coefficient calculation unit 6 stores the digital value of the first DC voltage VAR1. When the digital value of the DC power supply voltage Vcc and the digital value of the first DC voltage VAR1 are input, the correction coefficient calculation unit 6 calculates the digital correction coefficient K according to the equation (1) described above, and the digital correction unit 10 Output digital correction coefficient K.

その後、制御部１３は、制御スイッチ１１をオフ制御し、基準電圧切替部３１９を切り替えることで第２直流電圧ＶAR2を共用Ａ／Ｄ変換回路３０９の基準電圧として入力させる。そして、制御部１３は、マルチプレクサ３０７の入力をアナログ入力信号ＶINとし、制御スイッチ１１をオン制御する。するとコンデンサ１２にはアナログ入力信号ＶINが充電される。共用Ａ／Ｄ変換回路３０９は、このコンデンサ１２の充電電圧ＶHOLDをＡ／Ｄ変換処理する。このデジタル出力ＶOUT1はデジタル補正部１０に出力される。デジタル補正部１０は、補正係数演算部６から入力されるデジタル補正係数Ｋにアナログ入力信号ＶINのデジタル値を乗算することで、アナログ入力信号ＶINのデジタル値を補正する。これにより、第１実施形態と同様の処理を行うことができ、第１実施形態と同様の作用効果を奏する。   Thereafter, the control unit 13 turns off the control switch 11 and switches the reference voltage switching unit 319 to input the second DC voltage VAR2 as the reference voltage of the shared A / D conversion circuit 309. Then, the control unit 13 sets the input of the multiplexer 307 as an analog input signal VIN, and turns on the control switch 11. Then, the capacitor 12 is charged with the analog input signal VIN. The shared A / D conversion circuit 309 performs A / D conversion processing on the charging voltage VHOLD of the capacitor 12. The digital output VOUT1 is output to the digital correction unit 10. The digital correction unit 10 corrects the digital value of the analog input signal VIN by multiplying the digital correction coefficient K input from the correction coefficient calculation unit 6 by the digital value of the analog input signal VIN. Thereby, the same processing as that of the first embodiment can be performed, and the same operation and effect as the first embodiment can be obtained.

また、本実施形態によれば、基準電圧切替部３１９が基準電圧を切替えると共にマルチプレクサ３０７がＡ／Ｄ変換対象を切替え、共用Ａ／Ｄ変換回路３０９がこれらの切替えられた電圧を用いてＡ／Ｄ変換処理するため、第１Ａ／Ｄ変換器２と第２Ａ／Ｄ変換器５を複数設ける構成に比較して回路規模を縮小化できる。   Further, according to the present embodiment, the reference voltage switching unit 319 switches the reference voltage and the multiplexer 307 switches the A / D conversion target, and the shared A / D conversion circuit 309 uses the switched voltages to perform A / D conversion. In order to perform D conversion processing, the circuit scale can be reduced as compared with a configuration in which a plurality of first A / D converters 2 and second A / D converters 5 are provided.

（第４実施形態）
図４は第４実施形態の追加説明図を示す。第４実施形態では、Ａ／Ｄ変換部として共用Ａ／Ｄ変換回路３０９を用いた形態を説明するが、基本構成は第３実施形態と同様である。 Fourth Embodiment
FIG. 4 shows an additional explanatory view of the fourth embodiment. In the fourth embodiment, an embodiment in which the shared A / D conversion circuit 309 is used as the A / D conversion unit will be described, but the basic configuration is the same as that of the third embodiment.

電子制御装置４０１は、Ａ／Ｄ変換器３０２、バンドギャップリファレンス回路３、及び補正係数演算部６を主に備えるもので、第３実施形態に示した増幅回路４を備えていない。Ａ／Ｄ変換器３０２は、Ａ／Ｄ変換対象切替部としてのマルチプレクサ３０７、保持部８、共用Ａ／Ｄ変換回路３０９、基準電圧切替部３１９、デジタル補正部１０、及び制御部１３を備える。   The electronic control unit 401 mainly includes an A / D converter 302, a band gap reference circuit 3, and a correction coefficient calculation unit 6, and does not include the amplification circuit 4 shown in the third embodiment. The A / D converter 302 includes a multiplexer 307 as an A / D conversion target switching unit, a holding unit 8, a shared A / D conversion circuit 309, a reference voltage switching unit 319, a digital correction unit 10, and a control unit 13.

そして、図４に示すように、直流電源電圧Ｖccを降圧する降圧回路２１７がマルチプレクサ３０７の入力段に構成され、第１直流電圧ＶAR1を降圧する降圧回路２１８がマルチプレクサ３０７の入力段に構成されている。その他の構成、作用は第２、第３実施形態の適用例と同様であるため説明を省略する。この場合、共用Ａ／Ｄ変換回路３０９はバンドギャップリファレンス回路３の出力電圧ＶAR2を基準電圧として、直流電源電圧Ｖccの降圧回路２１７の出力電圧、及び、第１直流電圧ＶAR1の降圧回路２１８の出力電圧を適切にＡ／Ｄ変換処理できる。これにより増幅回路４を構成しなくてもよくなる。   Then, as shown in FIG. 4, a step-down circuit 217 that steps down the DC power supply voltage Vcc is configured at the input stage of the multiplexer 307, and a step-down circuit 218 that steps down the first DC voltage VAR1 is configured at the input stage of the multiplexer 307. There is. The other configuration and operation are the same as those of the application example of the second and third embodiments, and therefore the description thereof is omitted. In this case, the shared A / D conversion circuit 309 uses the output voltage VAR2 of the band gap reference circuit 3 as a reference voltage, the output voltage of the step-down circuit 217 of the DC power supply voltage Vcc, and the output of the step-down circuit 218 of the first DC voltage VAR1. The voltage can be properly A / D converted. This eliminates the need to configure the amplifier circuit 4.

（第５実施形態）
図５は第５実施形態の追加説明図を示す。第５実施形態では、アナログ入力信号ＶINが電源電圧の誤差への依存性が所定より低いまたはアナログ入力信号ＶINが直流電源電圧Ｖccの誤差に依存しないときに、デジタル補正係数Ｋのうち直流電源電圧Ｖccに依存した係数を無効とした形態を示す。 Fifth Embodiment
FIG. 5 shows an additional explanatory view of the fifth embodiment. In the fifth embodiment, when the dependence of the analog input signal VIN on the error of the power supply voltage is lower than a predetermined value or the analog input signal VIN is not dependent on the error of the DC power supply voltage Vcc, the DC power supply voltage among the digital correction coefficients K The form which made the coefficient dependent on Vcc invalid is shown.

電子制御装置５０１は、第１Ａ／Ｄ変換器２、バンドギャップリファレンス回路、増幅回路４、第２Ａ／Ｄ変換器５０５、及び、補正係数演算部５０６を備える。本実施形態では、センサ部５１６の出力電圧が、直流電源電圧Ｖccの誤差に依存しにくいセンサにより構成されている。   The electronic control device 501 includes a first A / D converter 2, a band gap reference circuit, an amplification circuit 4, a second A / D converter 505, and a correction coefficient calculation unit 506. In the present embodiment, the output voltage of the sensor unit 516 is configured by a sensor that is less dependent on the error of the DC power supply voltage Vcc.

センサ部５１６は、例えばモータのロータ角度などを検出するためのレゾルバの出力信号を検出するセンサ、または、例えば巻線に生じる電流を磁界により検出する電流センサなどにより構成され、このような場合の出力電圧は直流電源電圧Ｖccの誤差には依存しない。このセンサ部５１６としては、例えば離散的な値を取得するセンサなどにも適用可能である。   The sensor unit 516 includes, for example, a sensor that detects an output signal of a resolver for detecting a rotor angle of a motor or the like, or a current sensor that detects, for example, a current generated in a winding using a magnetic field. The output voltage does not depend on the error of the DC power supply voltage Vcc. As this sensor part 516, it is applicable also to a sensor etc. which acquire a discrete value, for example.

このような場合、直流電源電圧Ｖccの誤差に対するセンサ部５１６の出力電圧の依存関係が全くない、または、予め想定される所定の依存度より低いことが判明していることになる。このようなセンサ部５１６を電子制御装置５０１の外部に接続するときには、補正係数演算部５０６がデジタル補正係数Ｋを演算するときの（１）式の直流電源電圧Ｖccに依存した係数（Ｖcci／Ｖcc）を１にすることが望ましい。このとき、直流電源電圧Ｖccに誤差が生じたとしても補正係数演算部５０６はデジタル補正係数Ｋを変化させない。これにより、センサ部５１６の構成に合わせてデジタル補正係数Ｋを調整できる。なお、例えば第１実施形態では２チャンネルの第２Ａ／Ｄ変換器５を用いたが、本実施形態の構成では、１チャンネル構成の第２Ａ／Ｄ変換器５０５を用いてもよく、この場合、第２Ａ／Ｄ変換器５０５は第１直流電圧ＶAR1をＡ／Ｄ変換処理して補正係数演算部５０６に出力すれば良い。当然２チャンネル入力の第２Ａ／Ｄ変換器５を用いても良いため、図５には破線で図示している。   In such a case, it is found that the output voltage of the sensor unit 516 has no dependence on the error of the DC power supply voltage Vcc or is lower than a predetermined dependence assumed in advance. When such a sensor unit 516 is connected to the outside of the electronic control device 501, a coefficient (V.sub.cci / V.sub.cc) depending on the DC power supply voltage V.sub.cc of equation (1) when the correction coefficient calculation unit 506 calculates the digital correction coefficient K. It is desirable to make 1). At this time, even if an error occurs in the DC power supply voltage Vcc, the correction coefficient calculation unit 506 does not change the digital correction coefficient K. Thereby, the digital correction coefficient K can be adjusted in accordance with the configuration of the sensor unit 516. For example, although the second A / D converter 5 of two channels is used in the first embodiment, the second A / D converter 505 of one channel configuration may be used in the configuration of the present embodiment, in this case, The second A / D converter 505 may A / D convert the first DC voltage VAR1 and output it to the correction coefficient calculator 506. Of course, the second A / D converter 5 of 2-channel input may be used, so it is shown in FIG. 5 by a broken line.

また、例えば、第１実施形態で説明した電子制御装置１０１を適用した場合、補正係数演算部６の直流電源電圧Ｖccに依存した係数を１に設定するだけで対応できるようになる。   Further, for example, in the case where the electronic control device 101 described in the first embodiment is applied, it is possible to cope with it by setting the coefficient depending on the DC power supply voltage Vcc of the correction coefficient calculation unit 6 to one.

本実施形態によれば、直流電源電圧Ｖccの変化に対するアナログ入力信号ＶINの依存性が低い又は依存しないときには、補正係数演算部５０６が用いる（１）式中の直流電源電圧Ｖccに依存した係数を無効にしているため、直流電源電圧Ｖccに依存する影響を無視しながら、Ａ／Ｄ変換回路９の基準電圧となる第１直流電圧ＶAR1の変化の影響を補正できる。   According to the present embodiment, when the dependence of the analog input signal VIN on the change of the DC power supply voltage Vcc is low or not dependent, the coefficient dependent on the DC power supply voltage Vcc in the equation (1) used by the correction coefficient operation unit 506 is Since it is invalidated, the influence of the change of the first DC voltage VAR1 which is the reference voltage of the A / D conversion circuit 9 can be corrected while ignoring the influence depending on the DC power supply voltage Vcc.

（第６実施形態）
図６は第６実施形態の追加説明図を示す。第６実施形態では、第１直流電圧ＶAR1が所定の許容精度範囲内で出力するように調整された直流電源回路６１４から供給される場合、デジタル補正係数Ｋのうち第１直流電圧ＶAR1に依存した係数を無効にした形態を示す。 Sixth Embodiment
FIG. 6 shows an additional explanatory view of the sixth embodiment. In the sixth embodiment, when the first DC voltage VAR1 is supplied from the DC power supply circuit 614 adjusted to output within the predetermined allowable accuracy range, the digital correction coefficient K is dependent on the first DC voltage VAR1. The form which made the coefficient invalid is shown.

本実施形態の電子制御装置６０１は直流電源回路６１４を内部に備えている。なお、直流電源回路６１４は電子制御装置６０１の外部に構成してもよい。直流電源回路６１４は、第１直流電圧ＶAR1を生成するが、このとき所定範囲内の精度で出力するように構成される。   The electronic control unit 601 of the present embodiment includes a DC power supply circuit 614 inside. The DC power supply circuit 614 may be configured outside the electronic control device 601. The DC power supply circuit 614 is configured to generate the first DC voltage VAR1, and at this time, to output with accuracy within a predetermined range.

直流電源回路６１４は、Ａ／Ｄ変換回路９に供給する基準電圧として第１直流電圧ＶAR1を出力するが、この第１直流電圧ＶAR1が予め所定の許容精度範囲に収まっていることが判明しているときには、補正係数演算部６０６がデジタル補正係数Ｋを演算するときの（１）式の第１直流電圧ＶAR1に依存した係数（ＶAR1／ＶAR1i）を１にすることが望ましい。このとき、補正係数演算部６０６は、第１直流電圧ＶAR1の変動に応じてデジタル補正係数Ｋを変化させないことになる。なお、例えば第１実施形態では２チャンネルの第２Ａ／Ｄ変換器５を用いたが、本実施形態の構成では、これに代えて１チャンネル構成の第２Ａ／Ｄ変換器６０５を用いてもよく、この場合、第２Ａ／Ｄ変換器６０５は直流電源電圧ＶccをＡ／Ｄ変換処理して補正係数演算部６０６に出力すれば良い。当然２チャンネル入力の第２Ａ／Ｄ変換器５を用いても良いため、図５には破線で図示している。   Although the DC power supply circuit 614 outputs the first DC voltage VAR1 as a reference voltage supplied to the A / D conversion circuit 9, it is found that the first DC voltage VAR1 is previously contained in a predetermined allowable accuracy range. When the correction coefficient calculation unit 606 calculates the digital correction coefficient K, it is desirable to set the coefficient (VAR1 / VAR1i) dependent on the first DC voltage VAR1 of equation (1) to one. At this time, the correction coefficient calculation unit 606 does not change the digital correction coefficient K in accordance with the fluctuation of the first DC voltage VAR1. For example, although the second A / D converter 5 of two channels is used in the first embodiment, the second A / D converter 605 of one channel configuration may be used instead of this in the configuration of the present embodiment. In this case, the second A / D converter 605 may A / D convert the DC power supply voltage Vcc and output it to the correction coefficient calculator 606. Of course, the second A / D converter 5 of 2-channel input may be used, so it is shown in FIG. 5 by a broken line.

例えば、第１実施形態で説明した電子制御装置１０１を適用した場合、補正係数演算部６の第１直流電圧ＶAR1に依存した係数を１に設定するだけで対応できるようになり、図１の電子制御装置１０１を図６の電子制御装置６０１に示すように汎用的に用いることができる。   For example, when the electronic control device 101 described in the first embodiment is applied, the correction coefficient calculation unit 6 can be coped with by setting the coefficient dependent on the first DC voltage VAR1 to 1 as shown in FIG. The control device 101 can be used universally as shown in the electronic control device 601 of FIG.

本実施形態によれば、直流電源回路６１４が第１直流電圧ＶAR1を所定の許容精度範囲で出力する場合には、第１直流電圧ＶAR1を基準電圧としてアナログ入力信号ＶINをＡ／Ｄ変換処理しても当該第１直流電圧ＶAR1の変化の影響がＡ／Ｄ変換出力にほとんど現れない。このようなことが予め判明しているときには、第１直流電圧ＶAR1に依存した係数を無効にすることが望ましく、この場合、Ａ／Ｄ変換回路９の基準電圧の変化の影響を無視しながら直流電源電圧Ｖccの変化の影響を補正できる。   According to this embodiment, when the DC power supply circuit 614 outputs the first DC voltage VAR1 within a predetermined allowable accuracy range, the analog input signal VIN is subjected to A / D conversion processing using the first DC voltage VAR1 as a reference voltage. However, the influence of the change of the first DC voltage VAR1 hardly appears on the A / D conversion output. When such a thing is known in advance, it is desirable to invalidate the coefficient dependent on the first DC voltage VAR1. In this case, the DC current while ignoring the influence of the change in the reference voltage of the A / D conversion circuit 9 The influence of the change of the power supply voltage Vcc can be corrected.

（第７実施形態）
図７は第７実施形態の追加説明図を示す。第７実施形態に係る電子制御装置７０１は、第１Ａ／Ｄ変換器２、バンドギャップリファレンス回路３、及び二次元マップ記憶部７０６を主に備える。その他の構成は前述実施形態（例えば第１実施形態）に示す構成と同様であるため説明を省略する。すなわち、図７に示すように、電子制御装置７０１は、第１実施形態に示す補正係数演算部６に代えて補正係数マップＭ１を記憶する二次元マップ記憶部７０６を備えるようにしても良い。 Seventh Embodiment
FIG. 7 shows an additional explanatory view of the seventh embodiment. An electronic control unit 701 according to the seventh embodiment mainly includes a first A / D converter 2, a band gap reference circuit 3, and a two-dimensional map storage unit 706. The other configuration is the same as the configuration shown in the above-described embodiment (for example, the first embodiment), and thus the description thereof is omitted. That is, as shown in FIG. 7, the electronic control device 701 may be provided with a two-dimensional map storage unit 706 that stores the correction coefficient map M1 instead of the correction coefficient calculation unit 6 shown in the first embodiment.

二次元マップ記憶部７０６は、直流電源電圧Ｖccと第１直流電圧ＶAR1とを変数としたデジタル補正係数Ｋ11、Ｋ12、…、Ｋ1N、…、及びＫNNを二次元的に記憶するメモリである。この二次元マップ記憶部７０６は、前述実施形態で説明した（１）式に応じて予め計算した結果を、直流電源電圧Ｖcc及び第１直流電圧ＶAR1の変化に応じて記憶する。このとき、デジタル補正係数Ｋ11、Ｋ12、…、Ｋ1N、…、及びＫNNを、直流電源電圧Ｖcc及び第１直流電圧ＶAR1の所定ステップ毎に記憶する。   The two-dimensional map storage unit 706 is a memory that two-dimensionally stores digital correction coefficients K11, K12, ..., K1N, ..., and KNN with the DC power supply voltage Vcc and the first DC voltage VAR1 as variables. The two-dimensional map storage unit 706 stores the result calculated in advance according to the equation (1) described in the above embodiment according to the changes of the DC power supply voltage Vcc and the first DC voltage VAR1. At this time, the digital correction coefficients K11, K12, ..., K1N, ..., and KNN are stored at predetermined steps of the DC power supply voltage Vcc and the first DC voltage VAR1.

したがって、第２Ａ／Ｄ変換器５が直流電源電圧Ｖcc及び第１直流電圧ＶAR1のデジタル値を出力すると、二次元マップ記憶部７０６では、これらのデジタル値に対応してデジタル補正係数Ｋを決定できる。   Therefore, when the second A / D converter 5 outputs digital values of the DC power supply voltage Vcc and the first DC voltage VAR1, the two-dimensional map storage unit 706 can determine the digital correction coefficient K corresponding to these digital values. .

デジタル補正部１０が、第２Ａ／Ｄ変換器５による直流電源電圧Ｖcc及び第１直流電圧ＶAR1のデジタル値に対応したデジタル補正係数Ｋを二次元マップ記憶部７０６から参照することで、計算処理を要することなくデジタル補正係数Ｋを取得できる。その他の構成、動作は前述実施形態と同様であるため、その説明を省略する。   The digital correction unit 10 refers to the digital correction coefficient K corresponding to the digital value of the DC power supply voltage Vcc and the first DC voltage VAR1 by the second A / D converter 5 from the two-dimensional map storage unit 706 to perform calculation processing. The digital correction coefficient K can be obtained without the need. The other configuration and operation are the same as those of the above-described embodiment, and thus the description thereof is omitted.

本実施形態によれば、デジタル補正部１０は、第２Ａ／Ｄ変換器５により変換された直流電源電圧Ｖcc及び第１直流電圧ＶAR1のデジタル値に基づいて、二次元マップ記憶部７０６に予め記憶された二次元的な補正係数マップＭ１からデジタル補正係数Ｋを取得するため、デジタル補正係数Ｋを演算する必要がなくなり、電子制御装置７０１の内部の各装置の処理負荷を低減できる。   According to the present embodiment, the digital correction unit 10 stores in advance in the two-dimensional map storage unit 706 based on the DC power supply voltage Vcc converted by the second A / D converter 5 and the digital value of the first DC voltage VAR1. In order to obtain the digital correction coefficient K from the two-dimensional correction coefficient map M1, it is not necessary to calculate the digital correction coefficient K, and the processing load of each device in the electronic control device 701 can be reduced.

（第８実施形態）
図８は第８実施形態の追加説明図を示す。第８実施形態に係る電子制御装置８０１は、第１Ａ／Ｄ変換器２、バンドギャップリファレンス回路３、及び第１直流電圧依存係数記憶部８０６を主に備える。その他の構成は第５実施形態に示す構成と同様であるため説明を省略する。図８に示すように、電子制御装置８０１は、第１実施形態に示す補正係数演算部６に代えて補正係数表Ｍ２を記憶する第１直流電圧依存係数記憶部８０６を備える。 Eighth Embodiment
FIG. 8 shows an additional explanatory view of the eighth embodiment. An electronic control unit 801 according to the eighth embodiment mainly includes a first A / D converter 2, a band gap reference circuit 3, and a first DC voltage dependent coefficient storage unit 806. The other configuration is the same as the configuration shown in the fifth embodiment, and hence the description is omitted. As shown in FIG. 8, the electronic control device 801 includes a first DC voltage dependent coefficient storage unit 806 that stores a correction coefficient table M2 instead of the correction coefficient calculation unit 6 shown in the first embodiment.

第５実施形態に示したように、アナログ入力信号ＶINが直流電源電圧Ｖccの変化への依存性が所定より低いまたはアナログ入力信号ＶINが直流電源電圧Ｖccの変化に依存しないときには、直流電源電圧Ｖccに依存した係数を無効としても良い。このため、電子制御装置８０１が補正係数演算部６に代えて第１直流電圧依存係数記憶部８０６を備えるときには、第１直流電圧依存係数記憶部８０６は、直流電源電圧Ｖccを変数とすることなく、第１直流電圧ＶAR1を変数Ｖ0、Ｖ1、…、Ｖnとしたデジタル補正係数ｋ０、ｋ１、…、ｋｎを一次元的に記憶する補正係数表Ｍ２を備えるように構成することが望ましい。この第１直流電圧依存係数記憶部８０６は、第１実施形態で説明した（１）式のうち直流電源電圧Ｖccの係数を１とした数式に応じて予め計算した結果を、第１直流電圧ＶAR1を変数として予め記憶する。したがって、デジタル補正部１０が、第１直流電圧依存係数記憶部８０６から第２Ａ／Ｄ変換器５による第１直流電圧ＶAR1のデジタル出力に対応したデジタル補正係数ｋ０、ｋ１、…、ｋｎを参照することで、計算処理を要することなくデジタル補正係数を取得できる。その他の構成、動作は前述実施形態と同様であるため、その説明を省略する。   As shown in the fifth embodiment, when the dependence of the analog input signal VIN on the change of the DC power supply voltage Vcc is lower than a predetermined level or when the analog input signal VIN is not dependent on the change of the DC power supply voltage Vcc, the DC power supply voltage Vcc A coefficient dependent on may be invalidated. Therefore, when the electronic control device 801 includes the first DC voltage dependence coefficient storage unit 806 instead of the correction coefficient calculation unit 6, the first DC voltage dependence coefficient storage unit 806 does not use the DC power supply voltage Vcc as a variable. It is desirable that the digital correction coefficients k0, k1,..., Kn, each of which has the first DC voltage VAR1 as variables V0, V1,. The first direct current voltage dependent coefficient storage unit 806 calculates a first direct current voltage VAR1 as a result of calculation according to a formula in which the coefficient of the direct current power supply voltage Vcc is 1 in the equation (1) described in the first embodiment. Is stored beforehand as a variable. Therefore, the digital correction unit 10 refers to digital correction coefficients k0, k1,..., Kn corresponding to the digital output of the first DC voltage VAR1 by the second A / D converter 5 from the first DC voltage dependent coefficient storage unit 806. Thus, digital correction coefficients can be obtained without the need for calculation processing. The other configuration and operation are the same as those of the above-described embodiment, and thus the description thereof is omitted.

本実施形態によれば、デジタル補正部１０は、第１直流電圧依存係数記憶部８０６に一次元的に記憶されたデジタル補正係数ｋ０、ｋ１、…、ｋｎに基づいて補正するため、例えば第７実施形態の二次元マップ記憶部７０６の記憶領域よりも必要な記憶領域を削減できる。   According to the present embodiment, since the digital correction unit 10 corrects based on the digital correction coefficients k0, k1,..., Kn one-dimensionally stored in the first DC voltage dependent coefficient storage unit 806, for example, the seventh The required storage area can be reduced more than the storage area of the two-dimensional map storage unit 706 of the embodiment.

（第９実施形態）
図９は第９実施形態の追加説明図を示す。第９実施形態に係る電子制御装置９０１は、第１Ａ／Ｄ変換器２、バンドギャップリファレンス回路３、及び電源電圧依存係数記憶部９０６を主に備える。その他の構成は第６実施形態に示す構成と同様であるため説明を省略する。図９に示すように、電子制御装置９０１は、第１実施形態に示す補正係数演算部６に代えて補正係数表Ｍ３を記憶する電源電圧依存係数記憶部９０６を備えるようにしても良い。 The ninth embodiment
FIG. 9 shows an additional explanatory view of the ninth embodiment. An electronic control unit 901 according to the ninth embodiment mainly includes a first A / D converter 2, a band gap reference circuit 3, and a power supply voltage dependent coefficient storage unit 906. The other configuration is the same as the configuration shown in the sixth embodiment, and hence the description is omitted. As shown in FIG. 9, the electronic control unit 901 may be provided with a power supply voltage dependent coefficient storage unit 906 for storing a correction coefficient table M3 instead of the correction coefficient calculation unit 6 shown in the first embodiment.

第６実施形態に示したように、第１直流電圧ＶAR1が所定の許容精度範囲内で出力するように調整された直流電源回路６１４から供給される場合には、第１直流電圧ＶAR1に依存した係数を無効としても良い。このため、電子制御装置９０１が補正係数演算部６に代えて電源電圧依存係数記憶部９０６を備えるときには、電源電圧依存係数記憶部９０６は、第１直流電圧ＶAR1を変数とすることなく、直流電源電圧Ｖccを変数Ｖ0、Ｖ1、…、Ｖnとしたデジタル補正係数ｋ０、ｋ１、…、ｋｎを一次元的に記憶する補正係数表Ｍ３を備えるように構成することが望ましい。この電源電圧依存係数記憶部９０６は、第１実施形態で説明した（１）式のうち第１直流電圧ＶAR1の係数を１とした数式に応じて予め計算した結果を、直流電源電圧Ｖccを変数として予め記憶する。したがって、デジタル補正部１０が、第２Ａ／Ｄ変換器５による直流電源電圧Ｖccのデジタル出力に対応したデジタル補正係数ｋ０、ｋ１、…、ｋｎを電源電圧依存係数記憶部９０６から参照することで、計算処理を要することなくデジタル補正係数Ｋを取得できる。その他の構成、動作は前述実施形態と同様であるため、その説明を省略する。   As described in the sixth embodiment, when the first DC voltage VAR1 is supplied from the DC power supply circuit 614 adjusted to output within the predetermined allowable accuracy range, the first DC voltage VAR1 is dependent on the first DC voltage VAR1. The coefficient may be invalidated. Therefore, when the electronic control device 901 includes the power supply voltage dependent coefficient storage unit 906 instead of the correction coefficient calculation unit 6, the power supply voltage dependent coefficient storage unit 906 does not use the first DC voltage VAR1 as a variable. It is desirable to configure a correction coefficient table M3 that stores digital correction coefficients k0, k1,..., Kn one-dimensionally with the voltage Vcc set as variables V0, V1,. The power supply voltage dependent coefficient storage unit 906 calculates the DC power supply voltage Vcc as a variable according to a formula calculated in advance according to a formula in which the coefficient of the first DC voltage VAR1 is 1 in the equation (1) described in the first embodiment. Pre-store as. Therefore, the digital correction unit 10 refers to the digital correction coefficients k0, k1,..., Kn corresponding to the digital output of the DC power supply voltage Vcc by the second A / D converter 5 from the power supply voltage dependent coefficient storage unit 906. The digital correction coefficient K can be obtained without the need for calculation processing. The other configuration and operation are the same as those of the above-described embodiment, and thus the description thereof is omitted.

本実施形態によれば、デジタル補正部１０は、電源電圧依存係数記憶部９０６に一次元的に記憶されたデジタル補正係数ｋ０、ｋ１、…、ｋｎに基づいて補正するため、例えば第７実施形態の二次元マップ記憶部７０６の記憶領域よりも必要な記憶領域を削減できる。   According to the present embodiment, the digital correction unit 10 performs correction based on the digital correction coefficients k0, k1,..., Kn one-dimensionally stored in the power supply voltage dependent coefficient storage unit 906, for example. The required storage area can be reduced compared to the storage area of the two-dimensional map storage unit 706 of FIG.

（第１０実施形態）
図１０は第１０実施形態の追加説明図を示す。第１０実施形態に係る電子制御装置１００１は、デジタル補正係数記憶部２２を備えている。補正係数演算部６がデジタル補正係数Ｋを演算すると、デジタル補正係数記憶部２２に出力する。このデジタル補正係数記憶部２２はこの演算されたデジタル補正係数Ｋを記憶する。 Tenth Embodiment
FIG. 10 shows an additional explanatory view of the tenth embodiment. An electronic control unit 1001 according to the tenth embodiment includes a digital correction coefficient storage unit 22. When the correction coefficient calculation unit 6 calculates the digital correction coefficient K, the digital correction coefficient storage unit 22 outputs the digital correction coefficient K to the digital correction coefficient storage unit 22. The digital correction coefficient storage unit 22 stores the calculated digital correction coefficient K.

Ａ／Ｄ変換回路９は、アナログ入力信号ＶINをＡ／Ｄ変換処理してデジタル出力ＶOUT1をデジタル補正部１０に出力するが、複数のアナログ入力信号ＶINを、順次、複数回Ａ／Ｄ変換処理したときに複数のデジタル出力ＶOUT1を得るが、このとき、デジタル補正部１０は、デジタル補正係数記憶部２２に記憶された一つのデジタル補正係数ＫをＡ／Ｄ変換回路９の複数回のＡ／Ｄ変換出力に乗じて変換結果として出力する。これにより、補正係数演算部６が何度も演算しなくても良くなる。この結果、Ａ／Ｄ変換回路９によるＡ／Ｄ変換処理が行われる度に補正係数演算部６がデジタル補正係数Ｋを演算する構成に比較して、補正係数演算部６による演算処理時間を削減できる。   The A / D conversion circuit 9 performs A / D conversion processing of the analog input signal VIN and outputs the digital output VOUT1 to the digital correction unit 10. However, A / D conversion processing of a plurality of analog input signals VIN is performed plural times in sequence At this time, the digital correction unit 10 obtains one digital correction coefficient K stored in the digital correction coefficient storage unit 22 for a plurality of A / D conversion circuits 9 of the A / D conversion circuit 9. The D conversion output is multiplied and output as the conversion result. As a result, the correction coefficient calculation unit 6 does not have to calculate many times. As a result, compared to the configuration in which the correction coefficient calculation unit 6 calculates the digital correction coefficient K each time the A / D conversion processing by the A / D conversion circuit 9 is performed, the calculation processing time by the correction coefficient calculation unit 6 is reduced. it can.

（他の実施形態）
本発明は前述した実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下に示す変形または拡張が可能である。各実施形態の構成は適宜組み合わせて構成できる。特に共用Ａ／Ｄ変換回路を用いた形態を各種の前述実施形態に係る特徴に組み合わせることは容易にできるものである。車両搭載用に適用したがこれに限られない。 (Other embodiments)
The present invention is not limited to the embodiments described above, and, for example, the following modifications or extensions are possible. The configurations of the embodiments can be combined appropriately. In particular, it is possible to easily combine the form using the common A / D conversion circuit with the features according to the various embodiments described above. Although applied to vehicles, it is not limited to this.

Ａ／Ｄ変換器２がアナログ入力信号をＡ／Ｄ変換して第１Ａ／Ｄ変換出力する度に、前記第２及び第３Ａ／Ｄ変換出力に基づくデジタル補正係数を更新することが望ましい。
なお、特許請求の範囲に記載した括弧内の符号は、本発明の一つの態様として前述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであって、本発明の技術的範囲を限定するものではない。 It is desirable to update the digital correction coefficient based on the second and third A / D conversion outputs each time the A / D converter 2 A / D converts an analog input signal and outputs the first A / D conversion.
The reference numerals in the parentheses described in the claims indicate the correspondence with the specific means described in the embodiment described above as one aspect of the present invention, and the technical scope of the present invention It is not limited.

図面中、１０１、２０１、３０１、４０１、５０１、６０１、７０１、８０１、９０１、１００１は電子制御装置、２は第１Ａ／Ｄ変換器、３０２はＡ／Ｄ変換器、３はバンドギャップリファレンス回路、４は増幅回路、５は第２Ａ／Ｄ変換器、９、３０９はそれぞれ第１Ａ／Ｄ変換器に含まれ、アナログ信号をデジタル信号に変換処理するＡ／Ｄ変換回路、６、２０６、３０６、５０６、６０６は補正係数演算部、７０６は二次元マップ記憶部、８０６は第１直流電圧依存係数記憶部、９０６は電源電圧依存係数記憶部、３０７はマルチプレクサ（Ａ／Ｄ変換対象切替部）、３０９は共用Ａ／Ｄ変換回路、１０はデジタル補正部（補正係数取得部）、１３は制御部、１４、６１４は直流電源回路、１５はＲＣフィルタ回路、１６、５１６はセンサ部、２１７、２１８は降圧回路、３１９は基準電圧切替部、ＶAR1は第１直流電圧、ＶAR2は第２直流電圧、ＶINはアナログ入力信号、ＶBGはバンドギャップ電圧、を示す。   In the drawings, reference numerals 101, 201, 301, 401, 501, 601, 701, 801, 901 and 1001 are electronic control units, 2 is a first A / D converter, 302 is an A / D converter, 3 is a band gap reference circuit , 4 is an amplification circuit, 5 is a second A / D converter, 9 and 309 are respectively included in the first A / D converter, and convert analog signals into digital signals, 6, 206, 306 , 506, 606 are correction coefficient operation units, 706 is a two-dimensional map storage unit, 806 is a first DC voltage dependency coefficient storage unit, 906 is a power supply voltage dependency coefficient storage unit, 307 is a multiplexer (A / D conversion target switching unit) , 309 is a common A / D conversion circuit, 10 is a digital correction unit (correction coefficient acquisition unit), 13 is a control unit, 14 and 614 are DC power supply circuits, 15 is an RC filter circuit, 16 and 516 are Capacitors unit, 217 and 218 step down circuit, 319 a reference voltage switching unit, the VAR1 first DC voltage, VAR2 represents a second DC voltage, VIN is the analog input signal, VBG is the bandgap voltage.

Claims (13)

センサ部（１６；５１６）により生成されるアナログ入力信号（ＶIN）を入力し当該アナログ入力信号をＡ／Ｄ変換する機能を備える電子制御装置（１０１；２０１；３０１；４０１；５０１；６０１；７０１；８０１；９０１；１００１）であって、
前記アナログ入力信号について第１直流電圧（ＶAR1）を基準電圧としてＡ／Ｄ変換して第１Ａ／Ｄ変換出力し、直流電源電圧（Ｖcc）及び前記第１直流電圧（ＶAR1）を前記第１直流電圧（ＶAR1）と同一或いはそれ以上に設定される第２直流電圧（ＶAR2）を基準電圧としてＡ／Ｄ変換してそれぞれ第２及び第３Ａ／Ｄ変換出力とするＡ／Ｄ変換器（２、５；３０２；２、５０５；２、６０５）と、
前記第２及び第３Ａ／Ｄ変換出力に基づくデジタル補正係数を取得する補正係数取得部を備え当該デジタル補正係数に基づいて前記第１Ａ／Ｄ変換出力を補正するデジタル補正部（１０）と、を備え、
前記第２直流電圧として用いるバンドギャップ電圧（ＶBG）を生成するバンドギャップリファレンス回路（３）をさらに備える電子制御装置。 Electronic control unit (101; 201; 301; 401; 501; 601; 701) having a function of inputting an analog input signal (VIN) generated by the sensor unit (16; 516) and A / D converting the analog input signal. 801; 901; 1001), and
A / D-converts the analog input signal using the first DC voltage (VAR1) as a reference voltage, and outputs the first A / D, and outputs a DC power supply voltage (Vcc) and the first DC voltage (VAR1) to the first DC A / D converter (2, 2) A / D-converts the second DC voltage (VAR2) set equal to or higher than the voltage (VAR1) as a reference voltage and outputs the second and third A / D conversions respectively 5; 302; 2, 505; 2, 605),
A digital correction unit (10) including a correction coefficient acquisition unit for acquiring a digital correction coefficient based on the second and third A / D conversion outputs, and correcting the first A / D conversion output based on the digital correction coefficient; Bei example,
The electronic control device further includes a band gap reference circuit (3) that generates a band gap voltage (VBG) used as the second direct current voltage . 請求項１記載の電子制御装置において、
前記第２直流電圧を、前記直流電源電圧（Ｖcc）と同一或いはそれ以上、且つ、前記第１直流電圧（ＶAR1）と同一或いはそれ以上の電圧に設定する増幅回路（４）をさらに備える電子制御装置。 In the electronic control unit according to claim 1 ,
Electronic control further comprising an amplifier circuit (4) for setting the second DC voltage to a voltage equal to or higher than the DC power supply voltage (Vcc) and equal to or higher than the first DC voltage (VAR1) apparatus. 請求項１記載の電子制御装置において、
前記直流電源電圧及び前記第１直流電圧を所定比率で降圧して前記第２直流電圧より低くする降圧回路（２１７、２１８）を備え、
前記Ａ／Ｄ変換器は、前記降圧回路により降圧された直流電源電圧の降圧電圧及び第１直流電圧の降圧電圧を、前記第２直流電圧を基準電圧としてＡ／Ｄ変換しそれぞれ前記第２及び第３Ａ／Ｄ変換出力とする電子制御装置。 In the electronic control unit according to claim 1 ,
A step-down circuit (217, 218) for stepping down the DC power supply voltage and the first DC voltage by a predetermined ratio to make the voltage lower than the second DC voltage;
The A / D converter performs A / D conversion of the step-down voltage of the DC power supply voltage and the step-down voltage of the first DC voltage down-converted by the step-down circuit using the second DC voltage as a reference voltage. An electronic control unit that produces a third A / D conversion output. 請求項１から３の何れか一項に記載の電子制御装置において、
前記Ａ／Ｄ変換器（２、５）は、
前記アナログ入力信号について第１直流電圧（ＶAR1）を基準電圧としてＡ／Ｄ変換して第１Ａ／Ｄ変換出力する第１Ａ／Ｄ変換器（２）と、直流電源電圧（Ｖcc）及び前記第１直流電圧（ＶAR1）を前記第１直流電圧（ＶAR1）と同一或いはそれ以上に設定される第２直流電圧（ＶAR2）を基準電圧としてＡ／Ｄ変換してそれぞれ第２及び第３Ａ／Ｄ変換出力とする第２Ａ／Ｄ変換器（５）と、を別体に備える電子制御装置。 The electronic control unit according to any one of claims 1 to 3 .
The A / D converter (2, 5)
A first A / D converter (2) that performs A / D conversion on the analog input signal using the first DC voltage (VAR1) as a reference voltage and outputs the first A / D, a DC power supply voltage (Vcc), and the first The second and third A / D converted outputs are A / D converted using the second DC voltage (VAR2), which is set equal to or higher than the first DC voltage (VAR1), as the reference voltage. An electronic control unit separately provided with a second A / D converter (5). 請求項１から３の何れか一項に記載の電子制御装置において、
前記第１直流電圧及び第２直流電圧を基準電圧として切替える基準電圧切替部（３１９）と、
前記アナログ入力信号と前記第１直流電圧と前記直流電源電圧とを切替えるＡ／Ｄ変換対象切替部（３０７）と、をさらに備え、
前記Ａ／Ｄ変換器（３０２）は、前記Ａ／Ｄ変換対象切替部により切替えられた前記アナログ入力信号を、前記基準電圧切替部により切替えられた前記第１直流電圧を基準電圧としてＡ／Ｄ変換して第１Ａ／Ｄ変換出力し、前記Ａ／Ｄ変換対象切替部により切替えられた前記第１直流電圧と前記直流電源電圧とを、前記基準電圧切替部により切替えられた前記第２直流電圧を基準電圧としてＡ／Ｄ変換して第２及び第３Ａ／Ｄ変換出力とすることで共用された共用Ａ／Ｄ変換回路（３０９）を備えて構成される電子制御装置。 The electronic control unit according to any one of claims 1 to 3 .
A reference voltage switching unit (319) that switches the first DC voltage and the second DC voltage as a reference voltage;
And A / D conversion target switching unit (307) for switching between the analog input signal, the first DC voltage, and the DC power supply voltage.
The A / D converter (302) performs A / D conversion using the first DC voltage switched by the reference voltage switching unit as the reference voltage and the analog input signal switched by the A / D conversion target switching unit. Converting the first A / D conversion output, and switching the first DC voltage switched by the A / D conversion target switching unit and the DC power supply voltage by the reference voltage switching unit An electronic control unit comprising a shared A / D conversion circuit (309) shared by A / D converting the signal into a second and third A / D conversion output as a reference voltage. 請求項１から５の何れか一項に記載の電子制御装置において、
前記直流電源電圧に依存した係数と前記第１直流電圧に依存した係数とを乗算したデジタル補正係数を演算する補正係数演算部（６；２０６；３０６；５０６；６０６）をさらに備え、
前記補正係数取得部は前記補正係数演算部による演算結果を取得し、前記デジタル補正部は、前記補正係数取得部により取得される演算結果と前記第１Ａ／Ｄ変換出力とを乗ずることにより補正する電子制御装置。 In the electronic control unit according to any one of claims 1 to 5 ,
A correction coefficient calculation unit (6; 206; 306; 506; 606) for calculating a digital correction coefficient obtained by multiplying the coefficient dependent on the DC power supply voltage and the coefficient dependent on the first DC voltage
The correction coefficient acquisition unit acquires the calculation result by the correction coefficient calculation unit, and the digital correction unit corrects by multiplying the calculation result acquired by the correction coefficient acquisition unit by the first A / D conversion output. Electronic control unit. 請求項６記載の電子制御装置において、
前記アナログ入力信号が前記直流電源電圧の変化への依存性が所定より低い又は前記アナログ入力信号が前記直流電源電圧の変化に依存しないときに当該アナログ入力信号をＡ／Ｄ変換処理の対象とする場合、
前記補正係数演算部（５０６）の直流電源電圧に依存した係数による補正を無効とする電子制御装置。 In the electronic control unit according to claim 6 ,
The analog input signal is subjected to A / D conversion processing when the dependence of the analog input signal on the change of the DC power supply voltage is lower than a predetermined level or the analog input signal does not depend on the change of the DC power supply voltage. If
The electronic control unit invalidates the correction based on the coefficient dependent on the DC power supply voltage of the correction coefficient calculation unit (506). 請求項６記載の電子制御装置において、
前記第１直流電圧が所定の許容精度範囲内で出力するように調整された直流電源回路（６１４）から供給される場合、
前記補正係数演算部（６０６）の第１直流電圧に依存した係数による補正を無効とする電子制御装置。 In the electronic control unit according to claim 6 ,
When the first DC voltage is supplied from a DC power supply circuit (614) adjusted to output within a predetermined allowable accuracy range,
The electronic control unit makes invalid the correction by the coefficient depending on the 1st direct current voltage of the above-mentioned correction coefficient operation part (606). 請求項１から５の何れか一項に記載の電子制御装置において、
前記直流電源電圧と前記第１直流電圧とを変数としたデジタル補正係数を二次元の補正係数マップとして記憶する二次元マップ記憶部（７０６）をさらに備え、
前記補正係数取得部（１０）は、前記Ａ／Ｄ変換部の第２及び第３Ａ／Ｄ変換出力に基づいて前記二次元マップ記憶部のデジタル補正係数を取得する電子制御装置。 In the electronic control unit according to any one of claims 1 to 5 ,
It further comprises a two-dimensional map storage unit (706) that stores digital correction coefficients with the DC power supply voltage and the first DC voltage as variables, as a two-dimensional correction coefficient map,
The electronic control unit according to claim 1, wherein the correction coefficient acquisition unit (10) acquires a digital correction coefficient of the two-dimensional map storage unit based on the second and third A / D conversion outputs of the A / D conversion unit. 請求項１から５、７の何れか一項に記載の電子制御装置において、
前記アナログ入力信号が前記直流電源電圧の変化への依存性が所定より低い又は前記アナログ入力信号が前記直流電源電圧の変化に依存しないときに当該アナログ入力信号をＡ／Ｄ変換処理の対象とする場合、
前記第１直流電圧を変数としたデジタル補正係数を一次元的に記憶する第１直流電圧依存係数記憶部（８０６）をさらに備え、
前記補正係数取得部（１０）は、前記Ａ／Ｄ変換器の第３Ａ／Ｄ変換出力に基づいて前記第１直流電圧依存係数記憶部に記憶されたデジタル補正係数を取得する電子制御装置。 The electronic control device according to any one of claims 1 to 5 , 7
The analog input signal is subjected to A / D conversion processing when the dependence of the analog input signal on the change of the DC power supply voltage is lower than a predetermined level or the analog input signal does not depend on the change of the DC power supply voltage. If
The device further comprises a first DC voltage dependent coefficient storage unit (806) for storing one-dimensionally a digital correction coefficient using the first DC voltage as a variable,
The electronic control unit according to claim 1, wherein the correction coefficient acquisition unit (10) acquires the digital correction coefficient stored in the first DC voltage dependency coefficient storage unit based on a third A / D conversion output of the A / D converter. 請求項１から５、８の何れか一項に記載の電子制御装置において、
前記第１直流電圧が所定の許容精度範囲内で出力するように調整された直流電源回路（６１４）から供給される場合、
前記直流電源電圧を変数とした補正係数を一次元的に記憶する電源電圧依存係数記憶部（９０６）をさらに備え、
前記補正係数取得部（１０）は、前記電源電圧依存係数記憶部のデジタル補正係数を取得する電子制御装置。 The electronic control device according to any one of claims 1 to 5 , 8
When the first DC voltage is supplied from a DC power supply circuit (614) adjusted to output within a predetermined allowable accuracy range,
The device further comprises a power supply voltage dependent coefficient storage unit (906) that one-dimensionally stores the correction coefficient with the DC power supply voltage as a variable,
The electronic control unit according to claim 1, wherein the correction coefficient acquisition unit (10) acquires a digital correction coefficient of the power supply voltage dependent coefficient storage unit. 請求項１から１１の何れか一項に記載の電子制御装置において、
前記直流電源電圧に依存した係数と前記第１直流電圧に依存した係数とを乗算したデジタル補正係数を演算する補正係数演算部（６）と、
演算される前記デジタル補正係数を記憶するデジタル補正係数記憶部（２２）と、をさらに備え、
前記Ａ／Ｄ変換器が前記アナログ入力信号を複数回Ａ／Ｄ変換し第１Ａ／Ｄ変換出力を複数するときには、
前記補正係数取得部が前記デジタル補正係数記憶部のデジタル補正係数を取得し、前記デジタル補正部は、前記補正係数取得部により取得される前記デジタル補正係数に基づいて前記複数の第１Ａ／Ｄ変換出力を補正する電子制御装置。 The electronic control device according to any one of claims 1 to 11 .
A correction coefficient calculation unit (6) for calculating a digital correction coefficient obtained by multiplying the coefficient dependent on the DC power supply voltage and the coefficient dependent on the first DC voltage;
A digital correction coefficient storage unit (22) for storing the digital correction coefficient to be calculated;
When the A / D converter A / D converts the analog input signal a plurality of times to make a plurality of first A / D conversion outputs,
The correction coefficient acquisition unit acquires the digital correction coefficient of the digital correction coefficient storage unit, and the digital correction unit is configured to perform the plurality of first A / D conversions based on the digital correction coefficient acquired by the correction coefficient acquisition unit. Electronic control unit that corrects the output. 請求項１から１２の何れか一項に記載の電子制御装置において、
前記Ａ／Ｄ変換器がアナログ入力信号をＡ／Ｄ変換して第１Ａ／Ｄ変換出力する度に、前記第２及び第３Ａ／Ｄ変換出力に基づくデジタル補正係数を更新する電子制御装置。 The electronic control device according to any one of claims 1 to 12 .
The electronic control unit updates a digital correction coefficient based on the second and third A / D conversion outputs each time the A / D converter A / D converts an analog input signal and performs a first A / D conversion output.
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