JP6488306B2 - 生体組織に供給するために無線周波数エネルギーおよびマイクロ波エネルギーを生成するための電気手術装置 - Google Patents

Description

本発明は、生体組織を治療するために無線周波数エネルギーが使用される電気手術装置に関する。特に本発明は、組織の切断を行うために無線周波数（ＲＦ）エネルギーを生成する能力を有する手術装置に関する。この装置は、止血（すなわち血液の凝固を促進することにより、破損した血管を封止すること）のためにもマイクロ波周波数エネルギーを供給する手術装置の一部として使用され得る。

外科切除はヒトまたは動物の身体内から器官の部分を取り出す手段である。係る器官は多数の血管を含み得る。組織が切断（分割または切開）されるときには細動脈と呼ばれる小さい血管が損傷または破断される。初期出血の後、凝固カスケードが生じる。凝固カスケードでは、血液は、出血地点を塞ごうとして、凝固血塊へと変化する。手術中に患者が失う血液は可能な限り少量であることが望ましい。したがって出血が少ない切断を提供するために、様々な装置が開発されてきた。内視鏡手技に関しては、出血が生じることも、および、可能な限り迅速または臨機的な対処がなされないことも、望ましいことではない。なぜなら、血流により手術者の視野が不明瞭となってしまい、それにより、処置を中止して、代わって他の方法（例えば開腹手術）を使うことを余儀なくされ得るためである。

電気手術用生成器は、開腹処置および腹腔鏡処置における使用のために病院の手術室で普及しており、内視鏡検査室でも広まりつつある。内視鏡手技では、電気手術附属品は通常、内視鏡内部の管状構造体を通して挿入される。腹腔鏡手術のための同等のアクセス経路と比較すると、係る管状構造体は、内径が比較的小さく、長さが比較的大きい。肥満性の患者の場合では、手術用附属品は、ハンドルからＲＦ先端部までの長さが３００ｍｍとなり得る一方で、腹腔鏡手術の場合では同等の距離は２５００ｍｍを越え得る。

鋭利なブレードに代わって、生体組織を切断するために無線周波数（ＲＦ）エネルギーを使用することが知られている。ＲＦエネルギーを使用して切断する方法は、電流が（細胞のイオン含有および細胞間電解質の支援により）組織マトリックスを通過する際に組織の両端間での電子の流れに対するインピーダンスが熱を生成するという原理を使用して行われる。ＲＦ電圧が組織マトリックスに印加されると細胞内で十分な熱が生成され、組織の含水量が蒸発される。この増加する乾燥の結果として、特に、組織を通る電流路全体のうちで最も高い電流密度を有する、この機器のＲＦ放出領域（本明細書ではＲＦブレードと呼ばれる）の近傍では、ＲＦブレードの切断電極の近傍の組織はブレードとの直接的接触を失う。次に、印加される電圧は、この空隙のほぼ全体にわたって現れ、結果として、この空隙は電離し、プラズマが形成される。プラズマは、組織と比較して非常に高い体積抵抗率を有する。この差異は非常に重要である。なぜならこの差異により、ＲＦブレードの切断電極と組織との間で電気回路を完成させたプラズマに、印加されたエネルギーが集中されるためである。十分低速でプラズマに進入する揮発性物質は蒸発され、したがって組織を解剖するプラズマが知覚される。

英国特許第２４８６３４３号では、生体組織を治療するためにＲＦエネルギーおよびマイクロ波エネルギーの両方を供給する電気手術装置のための制御システムが開示されている。プローブに供給されるＲＦエネルギーおよびマイクロ波エネルギーの両方のエネルギー供給プロファイルは、プローブに伝達されたＲＦエネルギーのサンプリングされた電圧および電流の情報と、プローブへと伝達される、およびプローブから伝達される、マイクロ波エネルギーに対するサンプリングされた前方向信号および反射出力の情報と、に基づいて設定される。

図１は、英国特許第２４８６３４３号で説明された電気手術装置４００の概略図を示す。この装置はＲＦチャネルおよびマイクロ波チャネルを含む。ＲＦチャネルは、生体組織を治療（例えば切断または乾燥）するために好適な出力レベルのＲＦ周波数電磁信号を生成および制御するための構成要素を含む。マイクロ波チャネルは、生体組織を治療（例えば、凝固および除去）するために好適な出力レベルのマイクロ波周波数電磁信号を生成および制御するための構成要素を含む。

マイクロ波チャネルはマイクロ波周波数供給源４０２を含み、マイクロ波周波数供給源４０２の次に、供給源４０２からの信号を２つの分岐へと分割する出力スプリッタ４２４（例えば３ｄＢの出力スプリッタ）を含む。出力スプリッタ４２４からの一方の分岐はマイクロ波チャネルを形成する。マイクロ波チャネルは、制御信号Ｖ_１０を介して制御器４０６により制御される可変減衰器４０４および制御信号Ｖ_１１を介して制御器４０６により制御される信号変調器４０８を有する出力制御モジュールと、駆動増幅器４１０、および、治療に好適な出力レベルでプローブ４２０から供給するために前方向マイクロ波ＥＭ放射を生成するための出力増幅器４１２を含む増幅器モジュールと、を有する。増幅器モジュールの後、マイクロ波チャネルには、引き続き、マイクロ波信号結合モジュール（マイクロ波信号検出器の一部を形成する）が存在する。マイクロ波信号結合モジュールは、その第１ポートと第２ポートとの間の経路に沿って供給源からプローブまでマイクロ波ＥＭエネルギーを供給するために接続された循環器４１６と、循環器４１６の第１ポートにおける前方向結合器４１４と、循環器４１６の第３ポートにおける反射結合器４１８と、を含む。反射結合器を通過した後、第３ポートからのマイクロ波ＥＭエネルギーは出力ダンプ負荷４２２に吸収される。マイクロ波信号結合モジュールは、検出のために前方向結合信号または反射結合信号のいずれかがヘテロダイン受信器に接続されるよう、制御信号Ｖ_１２を介して制御器４０６により動作されるスイッチ４１５も含む。

出力スプリッタ４２４からの他方の分岐は測定チャネルを形成する。測定チャネルはマイクロ波チャネル上の増幅ラインナップを迂回し、したがってプローブからの低出力信号を供給するよう構成される。この実施形態では、制御信号Ｖ_１３を介して制御器４０６により制御される１次チャネル選択スイッチ４２６は、プローブに供給するために、マイクロ波チャネルまたは測定チャネルからの信号を選択するよう動作する。高バンドパスフィルタ４２７が、低周波数ＲＦ信号からマイクロ波信号生成器を保護するために、１次チャネル選択スイッチ４２６とプローブ４２０との間に接続されている。

測定チャネルは、プローブから反射された出力の位相および大きさを検出するよう構成された構成要素を含み、この構成要素は、物質、例えばプローブの遠位端部に存在する生体組織に関する情報をもたらし得る。測定チャネルは、その第１ポートと第２ポートとの間の経路に沿って供給源４０２からプローブまでマイクロ波ＥＭエネルギーを供給するために接続された循環器４２８を含む。プローブから帰還した反射信号は循環器４２８の第３ポートに誘導される。循環器４２８は、正確な測定を支援するために、前方向信号と反射信号とを分離するために使用される。一方、循環器が第１ポートと第３ポートとを完全に分離しないため、すなわち前方向信号の一部が第３ポートへとブレークスルーして反射信号と干渉し得るため、（前方向結合器４３０からの）前方向信号の一部を第３ポートから発した信号に注入し戻す（注入連結器４３２を介して）キャリア相殺回路が使用される。ブレークスルーする信号を相殺するために、キャリア相殺回路は、注入された部分が、第１ポートから第３ポートへとブレークスルーするあらゆる信号に対して、位相が１８０°ずれることを確保する位相調節器４３４を含む。キャリア相殺回路は、注入された部分の大きさがあらゆるブレークスルー信号の大きさと同一になることを確保するための信号減衰器４３６も含む。

前方向信号におけるあらゆる浮動を補償するために、前方向連結器４３８が測定チャネル上に提供される。前方向連結器４３８の結合された出力および循環器４２８の第３ポートからの反射信号は、スイッチ４４０のそれぞれの入力端子に接続される。スイッチ４４０は、結合された前方向信号または反射信号のうちのいずれかを検出のためにヘテロダイン受信器に接続するために、制御信号Ｖ_１４を介して制御器４０６により動作される。

スイッチ４４０の出力（すなわち測定チャネルからの出力）およびスイッチ４１５の出力（すなわちマイクロ波チャネルからの出力）は２次チャネル選択スイッチ４４２のそれぞれの入力端子に接続される。２次チャネル選択スイッチ４４２は、測定チャネルがプローブにエネルギーを供給している場合には測定チャネルの出力がヘテロダイン受信器に接続されること、およびマイクロ波チャネルがプローブにエネルギーを供給している場合にはマイクロ波チャネルの出力がヘテロダイン受信器に接続されること、が確保されるよう、１次チャネル選択スイッチと併せて制御信号Ｖ_１５を介して制御器４０６により動作可能である。

ヘテロダイン受信器は２次チャネル選択スイッチ４４２により出力される信号から位相および大きさの情報を抽出するために使用される。単一のヘテロダイン受信器がこのシステムでは示されているが、信号が制御器に入る前に供給源周波数が２回ミックスダウンされるよう、二重ヘテロダイン受信器（２つのローカル発振器およびミキサを含む）が必要に応じて使用されてもよい。ヘテロダイン受信器はローカル発振器４４４と、２次チャネル選択スイッチ４４２により出力される信号をミックスダウンするためのミキサ４４８と、を含む。ローカル発振器信号の周波数は、ミキサ４４８からの出力が、制御器４０６による受信のために好適である中間周波数となるよう、選択される。バンドパスフィルタ４４６および４５０が、高周波数マイクロ波信号からローカル発振器４４４および制御器４０６を保護するために提供される。

制御器４０６はヘテロダイン受信器の出力を受け取り、その出力から、マイクロ波チャネルまたは測定チャネル上の前方向信号および／または反射信号の位相および大きさを示す情報を判定（例えば抽出）する。この情報は、マイクロ波チャネル上の高出力マイクロ波ＥＭ放射の供給を、またはＲＦチャネル上の高出力ＲＦ・ＥＭ放射の供給を、制御するために使用され得る。ユーザは上述のようにユーザ・インターフェース４５２を介して制御器４０６と相互作用し得る。

図１で示されるＲＦチャネルは、制御信号Ｖ_１６を介して制御器４０６により制御されるゲート駆動器４５６に接続されたＲＦ周波数供給源４５４を含む。ゲート駆動器４５６はＲＦ増幅器４５８に対して動作信号を供給する。ＲＦ増幅器４５８は半ブリッジ構成である。半ブリッジ構成のドレイン電圧は可変ＤＣ電源装置４６０を介して制御可能である。出力変成器４６２は、生成されたＲＦ信号をプローブ４２０への供給ラインに伝達する。ローパス、バンドパス、バンドストップ、またはノッチ・フィルタ４６４が、高周波数マイクロ波信号からＲＦ信号生成器を保護するために、当該ライン上に接続される。

変流器４６６が、組織負荷に供給される電流を測定するために、ＲＦチャネル上に接続される。分圧器４６８（出力変流器から取り出され得る）が電圧を測定するために使用される。分圧器４６８および変流器４６６からの出力信号（すなわち、電圧および電流を示す電圧出力）は、それぞれの緩衝増幅器４７０および４７２と、電圧を固定するツェナーダイオード４７４、４７６、４７８、４８０と、により調節された後、制御器４０６に直接的に接続される（図１では信号Ｂおよび信号Ｃとして示される）。

位相情報を導き出すために、電圧信号および電流信号（ＢおよびＣ）は位相比較器４８２（例えばＥＸＯＲゲート）にも接続される。位相比較器４８２の出力電圧はＲＣ回路４８４により積分され、それにより電圧波形と電流波形との間の位相差に比例する電圧出力（図１ではＡとして示される）が生成される。この電圧出力（信号Ａ）は制御器４０６に直接的に接続される。

マイクロ波／測定チャネルおよびＲＦチャネルは、信号合成器１１４に接続される。信号合成器１１４は、両種類の信号を別個に、または同時に、ケーブル組立体１１６に沿ってプローブ４２０へと伝達し、プローブ４２０から、当該信号は患者の生体組織へと供給（例えば放射）される。

導波管アイソレータ（図示せず）がマイクロ波チャネルと信号合成器との間の接続部において提供され得る。導波管アイソレータは、３つの機能すなわち（ｉ）非常に高い（例えば１０Ｗを越える）マイクロ波出力の通過を可能にすることと、（ｉｉ）ＲＦ出力の通過をブロックすることと、（ｉｉｉ）高い（例えば１０ｋＶを越える）耐電圧を提供することと、を実行するよう構成され得る。容量構造体（ＤＣブレークとしても知られる）も、導波管アイソレータにおいて（例えば導波管アイソレータ内に）または導波管アイソレータの近傍に、提供され得る。容量構造体の目的は、分離障壁における容量性カップリングを低減することである。

本発明は英国特許第２４８６３４３号で開示された電気手術装置に対する拡張を提供する。この拡張は、マイクロ波チャネルおよびＲＦチャネル内における挿入損失を低減することにより、反射出力測定の精度を改善することに関する。

全般的に、本発明は調整可能な導波管アイソレータをマイクロ波チャネルと信号合成器との間の接続部において提供する。好適な実施形態では、本発明は、高い（例えば１０ｋＶを越える）耐電圧を提供する一方で、マイクロ波チャネルとＲＦチャネルとを互いに分離するために必要である構成要素全部を単一の調整可能なユニットに組み合わせる。導波管アイソレータのインピーダンスは、現場で（すなわち、装置の使用準備が整ったときに）、または事前に、信号経路に沿って経験される帰還損失が低減され、それにより測定感度が改善されるよう、調整され得る。

本発明は、調整可能な導波管アイソレータにおいて、またはその近傍に、分離障壁における容量性カップリングを低減することが可能である容量構造体を提供し得る。低減された容量性カップリングは、同軸アイソレータなどの追加的な容量性構成要素に対して直列に導波管アイソレータ（特に導波管アイソレータの外側導体）を接続することにより、提供され得る。動作の間における低減された容量性カップリングを維持するために、追加的な容量性構成要素は高い（例えば５００Ｖ以上）耐電圧を有し得る。このようにして導波管アイソレータおよび追加的な容量性構成要素（例えば同軸アイソレータ）は、組み合わせられたとき、ＲＦチャネルから発せられたＲＦ・ＥＭ放射がマイクロ波チャネルに進入することを防止するための低周波数ブロックフィルタとして、動作し得る。

代替的に、好適な実施形態では、容量構造体は、導波管アイソレータ自体内におけるＤＣ分離障壁の一体化された部品であり得る。例えば、低減された容量性カップリングは、導波管アイソレータの外側導体に形成された分離間隙のキャパシタンスを減少させること、または容量リアクタンスを増加させることにより、例えば、分離間隙に存在する絶縁性物質の厚さを増加させることにより、達成され得る。この構成では、導波管アイソレータは、間隙におけるマイクロ波出力の漏出を最小化するために、チョークを含み得る。

したがって、本発明によれば、生体組織の切除のための電気手術装置であって、第１周波数を有するＲＦ電磁（ＥＭ）放射を生成するための無線周波数（ＲＦ）信号生成器と、第１周波数よりも高い第２周波数を有するマイクロ波ＥＭ放射を生成するためのマイクロ波信号生成器と、ＲＦ・ＥＭ放射およびマイクロ波ＥＭ放射を別個にまたは同時にその遠位端部から供給するよう構成されたプローブと、ＲＦ・ＥＭ放射およびマイクロ波ＥＭ放射をプローブに伝達するためのフィード構造体であって、プローブをＲＦ信号生成器に接続するためのＲＦチャネル、およびプローブをマイクロ波信号生成器に接続するためのマイクロ波チャネルを含む、フィード構造体と、を含み、ＲＦチャネルはＲＦ信号生成器からの物理的に分離した信号経路を含み、マイクロ波チャネルはマイクロ波信号生成器からの物理的に分離した信号経路を含み、フィード構造体は、ＲＦチャネル上の別個の信号経路に接続された第１入力と、マイクロ波チャネル上の別個の信号経路に接続された第２入力と、プローブへの単一チャネルに沿って別個にまたは同時にＲＦ・ＥＭ放射およびマイクロ波ＥＭ放射を伝達するために共通信号経路に接続された出力と、有する組み合わせ回路を含み、マイクロ波チャネルは、マイクロ波チャネル上の別個の信号経路をＲＦ・ＥＭ放射から分離するために接続された導波管アイソレータを含み、導波管アイソレータは調節可能なインピーダンスを有する、電気手術装置が提供される。

導波管アイソレータの調節可能なインピーダンスは、この装置の測定感度が改善されるよう、帰還損失が低減されることを可能にする。調節可能なインピーダンスは、任意の好適な様式で提供され得る。例えば導波管アイソレータは、導波管アイソレータのインピーダンスを変化させるよう調節可能である調整部分を含み得る。調整部分は、導波管アイソレータ内に調節可能に挿入可能である複数の調整突出部を含む調整ユニットであり得る。

導波管アイソレータが調整可能であることは、導波管アイソレータがＤＣブレークとして、および組み合わせ回路として動作する場合に、特に有利である。

したがって導波管アイソレータは、伝導性入力区域、入力区域と噛み合って、それにより入力区域および出力区により囲まれた体積内で導波管キャビティを画成する伝導性出力区域、および、入力区域と出力区域との間に配置されたＤＣ分離障壁を含み、共通信号経路上の出力は、信号導体およびグラウンド導体を含み、フィード構造体は、共通信号経路上の出力のグラウンド導体と導波管アイソレータの伝導性入力区域との間に容量構造体を含み、この容量構造体は、ＲＦ・ＥＭエネルギーの結合およびマイクロ波ＥＭエネルギーの漏出を防止するよう、構成されている。

容量構造体は、ＤＣ分離障壁と、導波管アイソレータの入力区域上に形成されたマイクロ波チョークと、により提供され得る。導波管アイソレータの内側区域および外側区域が円筒体を画成する場合、マイクロ波チョークは、導波管アイソレータの内側区域の遠位端部から軸方向に延長する環状チャネルを含み得る。このチャネルは空気または他の好適な誘電体により充填され得る。チョークの軸方向長さは、当該物質（例えば空気）およびチャネルの幾何学的構造体におけるマイクロ波ＥＭエネルギーの１／４波長（またはその奇数倍）であり得る。

ＤＣ分離障壁自体は、導波管アイソレータの内側区域と外側区域との間に取り付けられた硬質絶縁スペーサ要素を含み得る。スペーサ要素はＤｅｌｒｉｎ（登録商標）またはポリ塩化ビニル（ＰＶＣ）などの絶縁性プラスチックから形成され得る。導波管が円筒形である場合、スペーサ要素は、導波管アイソレータの入力区域または出力区域のうちの一方の遠位端部上に取り付けられた環状スリーブを含み得る。スリーブの外側表面は入力区域および出力区域の外側表面と同一平面状となり得る。

スリーブと、内側区域および／または外側区域と、の間の重複部分の軸方向長さは好適には、スリーブの物質およびスリーブを含む構造体内でマイクロ波周波数における１／４波長の奇数倍（通常は１／４波長）である。絶縁層の厚さ（絶縁層が絶縁スリーブである場合、径方向厚さ）は、マイクロ波漏出が可能な最小化されるよう可能な限り薄くなるよう選択され得るか、またはＲＦ・ＥＭエネルギーの周波数において要求される分離が提供されるレベルまでキャパシタンスを低下させるために必要なだけ厚くなるよう選択され得る。これらの２つの要件は対立するものであり、両方を満足させることは不可能であり得る。実際には、スリーブはしたがって、（ｉ）薄い絶縁層（これは、マイクロ波漏出要件を満足するが、キャパシタンスを低下させるためには、外側導体と直列に接続された追加的な容量性ブレーク（例えば以下で説明される同軸アイソレータ）を必要とする）、または、（ｉｉ）厚い絶縁層（これは、ＲＦ・ＲＥＭエネルギー分離要件を満足するが、要求される低マイクロ波漏出を達成するためには、追加的なマイクロ波構成要素（例えば上述のマイクロ波チョーク）を必要とする）、のいずれかを含み得る。

ＤＣ分離障壁は追加的な構成要素を含み得る。例えば、ＤＣ分離障壁は、硬質絶縁スペーサ要素内の接続部において入力区域の内側表面の１部分上に取り付けられた絶縁膜を含み得る。絶縁膜は、例えば表面破壊電圧を増大させるために、事前決定された距離だけ硬質絶縁スペーサ要素から離間する方向に延長し得る。

導波管アイソレータは組み合わせ回路が電気的に浮動することを可能にし、それにより安全性が高まる。容量構造体は、導波管アイソレータを通る容量性カップリングを介してＲＦ信号がマイクロ波チャネルから脱出するリスクを低減するために、組み合わせ回路の容量リアクタンスを増加させるよう機能する。

組み合わせ回路が導波管アイソレータと一体化されている実施形態では、ＲＦチャネル上の別個の信号経路は、導波管アイソレータに接続されたＲＦコネクタにおいて終端し、それによりＲＦ信号は導波管アイソレータの出力ポートに直接的に伝達され得る。したがって共通信号経路は導波管アイソレータの出力ポートから離間する方向に延長し得る。したがって、共通信号経路に接続された出力は、導波管アイソレータの出力区域上に取り付けられた出力プローブを含み得る。この出力プローブは、導波管アイソレータからのマイクロ波ＥＭエネルギーと結合するために導波管アイソレータ内に延長する結合導体を有する。第１入力は導波管アイソレータ上に取り付けられたＲＦコネクタを含み、ＲＦコネクタは、出力プローブの結合導体と電気的に接触するために導波管キャビティ内に延長する信号導体を有する。信号導体は絶縁された伝導性ワイヤまたは棒状体であり得る。信号導体はその先端部から事前決定された距離にある位置において結合導体と接触し得る。その距離は、例えば導波管アイソレータに対して接続されたＲＦの位置を変化させることにより、調節可能であり得る。好適には、ＲＦコネクタの存在がマイクロ波ＥＭエネルギーの挙動に影響を及ぼさないように、信号導体の位置がマイクロ波アイソレータ内のマイクロ波ＥＭの等ポテンシャルにしたがう（例えば実質的に位置合わせされる）よう、信号導体の位置は選択される。このようにして信号導体を位置合わせすることは、ＲＦコネクタ内に漏出し得るマイクロ波ＥＭエネルギーの量が最小となることを意味する。一方、漏出に対するさらなる障壁として、マイクロ波ＥＭエネルギーがＲＦコネクタの信号導体を通って導波管アイソレータから漏出することを防止するために、マイクロ波チョークがＲＦコネクタ上に取り付けられ得る。マイクロ波チョークは放射状もしくは円筒形または任意の他の好適な形状であり得る。その寸法はマイクロ波ＥＭエネルギーの波長に基づいて適切に選択される。

高い破壊電圧を維持するために、導波管アイソレータの壁部の近傍における信号導体および結合導体の部分は絶縁性物質（例えば好適な誘電体）により包囲され得る。したがって導波管アイソレータ内に延長する出力プローブの結合導体の近位部分は絶縁スリーブにより包囲され得る。導波管アイソレータ内に延長するＲＦコネクタの信号導体の近位部分は絶縁スリーブにより包囲され得る。

組み合わせ回路と適応された導波管アイソレータとを一体化することは、望ましくないＲＦ結合およびマイクロ波漏出を防止する一方で生成器と患者とを分離する、単一の構成要素を提供する。加えて、この単一の構成要素は、ＲＦチャネル上における別個の複数突出部（ローパス）阻止フィルタに対する必要性を排除する。さらに、これらの構成要素が一体化されていることは、装置の挿入損失がはるかに低いことを意味する（マイクロストリップ・ボードは存在せず、相互接続はほとんどなく、マイクロ波ルーティング・ケーブルはほとんどなく、同軸アイソレータは存在しない）。導波管アイソレータを現場で調整可能であることは、挿入損失をさらに改善する。一体化された導波管アイソレータは、物理的にもより小さく、複数構成要素のソリューションよりも製造がより容易である。

他の実施形態では、容量構造体は、調整可能な導波管アイソレータと直列に接続された追加的なキャパシタンスを含み得る。追加的なキャパシタンスは同軸アイソレータであり得る。追加的なキャパシタンスは、システム内で見られるピーク電圧に対処するための破壊電圧を有し得る。追加なキャパシタンスの破壊電圧は１ｋＶ以上、好適には２ｋＶ以上であり得る。

ＲＦチャネル上の別個の信号経路はマイクロ波ＥＭ放射から分離され得る。したがってＲＦチャネルは、ＲＦチャネル上の別個の信号経路と組み合わせ回路との間に接続されたアイソレータ（例えば、ローパス、バンドパス、バンドストップ、またはノッチ・フィルタ）を含み得る。ローパス、バンドパス、バンドストップ、またはノッチ・フィルタは、組み合わせ回路と一体化され得る。例えば、一実施形態では、組み合わせ回路は、マイクロ波ＥＭ放射が第１入力から漏出することを防止するためにローパス、バンドパス、バンドストップ、またはノッチ・フィルタがそれと一体的に形成されたＴ字形状の開放マイクロストリップ双方向ダイプレクサ回路を含み得る。バンドストップ・フィルタは、第１入力とダイプレクサ回路のＴ接続部との間のマイクロストリップ・ライン上に形成された複数の突出部（例えば、２つ、３つ、または４つの突出部）を含み得る。

上述の適応された導波管アイソレータまたは直列接続された導波管アイソレータおよび同軸アイソレータをハイパスフィルタとして使用することにより、必要な分離を提供するために単一の高周波数キャパシタを使用することに関する３つの欠点が克服され得る。第１に、全組み合わせ回路が浮動すること、すなわち、グラウンドまたは主要電源に対する直接的経路を有さないこと、は望ましい。したがってマイクロ波チャネルからの信号平面およびグラウンド平面は、容量的に組み合わせ回路に進入する必要がある。導波管アイソレータはこの特性を提供し得る。第２に、導波管アイソレータにおける容量性カップリングを通してＲＦ信号が患者またはユーザに漏出することを防止することが望ましい。上述の適応されたＤＣ分離障壁、または同軸アイソレータは、接続部の容量リアクタンスを増加させ、したがって第１周波数における容量性カップリングを防止するために必要なキャパシタンスを提供し得る。ＲＦ信号が、通常のキャパシタの通常の破壊電圧よりも高い（例えば５ｋＶ以上の）高電圧パルスとして供給され得るため、同軸アイソレータが通常のキャパシタに対して好適である。第３に、直列構成の挿入損失は、本開示で開示される好適なマイクロ波周波数（例えば５．８ＧＨｚ以上）における通常のキャパシタよりもはるかに低い。このことは、回路が特定周波数で共振することを支援し得る。

本発明は、英国特許第２４８６３４３号で説明される電気手術装置４００に関して上述した構成要素の一部または全部と（個別的に、または任意の組み合わせで）組み合わされ得る。例えばＲＦチャネルおよびマイクロ波チャネルは、それぞれ上述のＲＦチャネルおよびマイクロ波チャネルの構成要素の一部または全部を含み得る。上述のように、マイクロ波チャネルは、マイクロ波チャネル上の反射信号を前方向信号から分離するために、循環器を含み得る。代替的な実施形態では、指向性結合器が同じ目的のために使用され得る。実際には、循環器または指向性結合器は不完全な分離を示すであろう。係る不完全な分離は、検出器から実際に受信された反射信号に影響を及ぼす。本発明の調節可能なインピーダンスは、この不完全な分離に対して補償するとともに導波管アイソレータにおける帰還損失および伝達を最適化する能力を有する。

この装置は、ＲＦ・ＥＭ放射およびマイクロ波ＥＭ放射に対するエネルギー供給プロファイルを選択するよう動作可能である制御器を含み得る。本明細書において、エネルギー供給プロファイルとは、電圧／電流に関する波形の形状と、ＲＦエネルギーおよび出力レベルに対する時間と、マイクロ波エネルギーに対する時間と、を意味し得る。エネルギー供給プロファイルの制御は、一定範囲の治療的用途が実現されることを可能にし得る。

この装置は、ＲＦチャネル上の電流および電圧をサンプリングすること、およびそれにより、電流と電圧との間の位相差を示すＲＦ検出信号を生成することを行うためのＲＦ信号検出器を含み得る。制御器は、ＲＦ検出信号を受け取るためにＲＦ信号検出器と通信し、ＲＦ検出信号に基づいてＲＦ・ＥＭ放射に対するエネルギー供給プロファイルを選択し得る。

同様に、この装置は、マイクロ波チャネル上で前方向出力および反射出力をサンプリングすること、およびそれにより、プローブにより供給されるマイクロ波出力の大きさおよび／または位相を示すマイクロ波検出信号を生成することを行うためのマイクロ波信号検出器を含み得る。制御器は、マイクロ波検出信号を受け取るためにマイクロ波信号検出器と通信し、マイクロ波検出信号に基づいてマイクロ波ＥＭ放射に対するエネルギー供給プロファイルを選択し得る。

したがってこのシステムは、電気手術装置の出力に対して安全な制御を提供するよう構成され得る。例えば、この装置は、３０Ｗの出力レベルで４００Ｖのピーク電圧を有する持続波（ＣＷ）ＲＦ・ＥＭエネルギーを供給することを含み得る組織切断に対するエネルギー供給プロファイルの選択を可能にし得る。制御器はピーク振幅および出力レベルを変動させるよう調節可能（例えば、手動で調節可能）であり得る。ＲＦおよびマイクロ波ＥＭ放射が監視されるため、組織に供給されるエネルギーは正確に決定され得る。他の事例では、この装置は、２５Ｗの出力レベルで持続波（ＣＷ）マイクロ波ＥＭエネルギーを供給することを含む凝固に対するエネルギー供給プロファイルの選択を可能にし得る。再び、制御器は出力レベルを変動させるよう調節可能（例えば手動で調節可能）であり得る。

さらに詳細には、乾燥環境において組織切断を達成するためには、４００Ｖのピーク電圧振幅および４０Ｗの出力設定を有する５００ｋＨｚの持続波正弦波形を供給することが必要となるであろう。その一方で、湿潤環境で組織切断を達成するためには、４０００Ｖのピーク電圧および２００Ｗのピーク出力と、１０％のデューティサイクル（ＯＮ時間が１０ｍｓでありＯＦＦ時間が９０ｍｓとなる形態で設定され得る）と、を有する１つまたは複数のバーストの５００ｋＨｚのエネルギーを供給することが必要となるであろう。この種のパルス状のエネルギー供給プロファイルは、周囲の流体に望ましくない加熱を生じさずにエネルギーを組織に確実に伝達させ得る。乾燥組織における好適な組織凝固のためには、ＣＷマイクロ波出力は、３０ＷのＲＭＳ出力レベルで組織に伝達されるとよい。湿潤環境における凝固のためには、マイクロ波出力は、例えば３０％のデューティサイクルで１００Ｗのピーク出力を有することにより、パルス状であるとよい。

望ましい治療的組織影響を生成する他の波形は、上述の形式と同様のＣＷおよびパルス状の形式で供給されるＲＦおよびマイクロ波エネルギーの組み合わせを含み得る。ＲＦおよびマイクロ波エネルギーは、マイクロ波エネルギーがＲＦエネルギーを変調させる場合、同時に供給され得る。例えば４００Ｖピーク５００ｋＨｚＣＷ・ＲＦプロファイルが１０Ｗ・ＣＷ５．８ＧＨｚマイクロ波信号で変調されると切除処置の際に一定の度合いの組織凝固が生成され、それにより臓器または臓器の一部が除去されるときに出血が抑制される。

波形パラメータの全部は、例えばユーザ・インターフェースを介して、制御器により調節可能であり得る。

制御システムは、低い出力レベル（例えば１０ｍＷ以下）でエネルギー（好適にはマイクロ波エネルギー）を供給するために、専用の測定チャネルを含み得る。このシステムはしたがって、治療的効果を供給しないチャネルからの測定信号を利用可能にし得る。すなわち、組織への波形またはエネルギー供給は治療的組織効果を供給することに関与しないチャネルを使用して低出力測定に基づいて制御され得る。測定チャネルは、マイクロ波チャネルと同一の供給源を使用し得る。マイクロ波エネルギーが、（「測定モード」においては）測定チャネルまたは（「治療モード」においては）マイクロ波チャネルのいずれかを通して供給されるよう、このシステムは切り替え可能であり得る。代替的にマイクロ波チャネルは低出力モード（測定用）と高出力モード（治療用）との間で切り替え可能であり得る。この構成では、別個の測定チャネルは不要である。

このシステムは、組織の切断および凝固を行うためのエネルギーを同時に供給するよう構成（例えば、混合または混和モード）されてもよく、または独立的に操作されてもよい。それにより、ユーザによる手動制御のもとで（例えば、フットスイッチ・ペダルの操作に基づいて）、またはＲＦおよび／またはマイクロ波チャネルからの測定された位相および／または大きさの情報に基づいて自動的に、ＲＦおよびマイクロ波エネルギーはプローブに供給される。このシステムは組織の切除または切断を行うために使用され得る。マイクロ波およびＲＦエネルギーが同時に供給される事例では、それぞれの生成器に帰還したＲＦおよびマイクロ波エネルギーの一方または両方が、高出力または低出力でエネルギー供給プロファイルを制御するために使用され得る。この事例では、エネルギー供給形式がパルス状である場合、ＯＦＦ時間の間に測定を行うことが望ましいであろう。

プローブの遠位端部は、第２導体から空間的に離間された第１導体を含むバイポーラ放出構造体を含み得る。なお第１導体および第２導体は、それぞれ伝導によりＲＦ・ＥＭ放射を伝達するための活性電極および帰還電極として、およびマイクロ波ＥＭエネルギーの放射を支援するためのアンテナまたは変成器として、機能するよう構成されている。したがってこのシステムは、ＲＦエネルギーのローカル帰還経路を提供するよう構成され得る。例えばＲＦエネルギーはこれらの導体を隔てる組織を伝導により通過してもよく、またはプラズマがこれらの導体の近傍で生成されて、それによりローカル帰還経路が提供されてもよい。誘電物質の厚さが小さく（すなわち１ｍｍより小さい）、誘電率が高い（すなわち空気の誘電率よりも高い）場合、ＲＦ組織切断は第１導体および第２導体を隔てる固定された誘電物質により行われ得る。

本発明は、特に胃腸（ＧＩ）処置において、例えば腸におけるポリープを除去するために、すなわち内視鏡による粘膜下組織切除に対して、好適であり得る。本発明は、精密内視鏡手技、すなわち精密内視鏡切除に対しても有用であり得、耳鼻咽喉科手技および肝臓切除術において使用され得る。

第１周波数は、１０ｋＨｚ〜３００Ｍｈｚの範囲の安定した固定周波数であり得、第２周波数は３００Ｍｈｚ〜１００ＧＨｚの範囲の安定した固定周波数であり得る。第１周波数は、エネルギーが神経刺激を生じさせることがないように十分に高い値であるべきであり、エネルギーが組織白化（ｔｉｓｓｕｅ ｂｌａｎｃｈｉｎｇ）（すなわち、組織構造に対する不必要な熱的マージンまたは損傷）を生じさせることがないように十分に低い値であるべきである。第１周波数に対する好適なスポット周波数は、１００ｋＨｚ、２５０ｋＨｚ、５００ｋＨｚ、１ＭＨｚ、５ＭＨｚのうちのいずれか１つまたは複数を含む。第２周波数に対する好適なスポット周波数は９１５Ｍｈｚ、２．４５ＧＨｚ、５．８ＧＨｚ、１４．５ＧＨｚ、２４ＧＨｚを含む。好適には第２周波数のオーダーは第１周波数のオーダーよりも高い（すなわち、第２周波数は第１周波数の少なくとも１０倍である）。

他の態様では、本発明は、ＲＦチャネルから第１周波数を有する無線周波数（ＲＦ）電磁（ＥＭ）放射を受け取るために接続可能な第１入力と、マイクロ波チャネルから前記第１周波数よりも高い第２周波数を有するマイクロ波ＥＭ放射を受け取るために接続可能である第２入力と、ＲＦ・ＥＭ放射およびマイクロ波ＥＭ放射を共通信号経路に伝達するために第１入力および第２入力と通信する出力と、を有する組み合わせ回路、および、マイクロ波チャネルをＲＦ・ＥＭ放射から分離するために接続された導波管アイソレータ、を含み、導波管アイソレータは、伝導性入力区域、入力区域と噛み合って、それにより入力区域および出力区域により囲まれた体積内で導波管キャビティを画成する伝導性出力区域、および入力区域と出力区域との間に配置されたＤＣ分離障壁、を含み、組み合わせ回路からの出力は信号導体およびグラウンド導体を含み、分離回路は、組み合わせ回路からの出力のグラウンド導体と導波管アイソレータの伝導性入力区域との間に容量構造体を含み、容量構造体は、ＲＦ・ＥＭエネルギーの結合およびマイクロ波ＥＭエネルギーの漏出を防止するよう構成され、導波管アイソレータは調節可能なインピーダンスを有する、生体組織を切除するための電気手術装置に対する分離回路として表現され得る。上述の組み合わせ回路、導波管アイソレータ、および容量構造体の特徴は、本発明のこの態様にも適用され得る。

マイクロ波チャネル上の増幅器モジュールおよびマイクロ波信号結合モジュールに対する改善についても本明細書で開示される。これらの改善は、より高いパワー出力、より大きい測定感度、および測定信号における生成器ノイズの低減のうちの１つまたは複数を提供することを目指すものである。

第１の改善は増幅器モジュールの構成に関する。好適な実施形態では、増幅器モジュールは駆動増幅器を含み、駆動増幅器の出力は並列に動作する４つの電力増幅器間に分割される。分割は、２つの２方向スプリッタ段階で行われる。４つの出力増幅器は、７５Ｗのトランジスタ出力および１０ｄＢのゲインを有し得る。この特性は定格を下げられたＭｉｔｓｕｂｉｓｈｉ ＭＧＦＣ５０Ｇ５８６７により提供され得る。この構成は、飽和された出力の熱劣化に対して１ｄＢ以上の余裕を提供する。この設定は、１２０Ｗを越える全出力パワーが達成されることを可能にし得る。

第２の改善は、マイクロ波信号結合モジュールの構成に関する。好適な実施形態では４ポート循環器が使用され、それにより循環器の分離および帰還損失が２０ｄＢより良好となり得る。

第３の改善は反射出力結合器の構成に関する。好適な実施形態では、直交ミキサが反射信号を検出するために使用される。このことは、望ましくない信号のベクトル和を、プローブから戻った信号全体から、減算することを可能にする。それにより、二乗検波器を用いて可能である場合よりも、より正確な測定が可能となる。

第４の改善は増幅器モジュールの構成に関する。好適な実施形態では、増幅器モジュールは、測定のために使用される信号を、これらの信号が増幅器モジュールから出力される前に、デジタル化するよう構成されたデジタル・プロセッサを含む。このことは、アナログ信号に結合され得る生成器からのノイズの効果を改良する。

本発明の背後にある原理に関する詳細な説明およびその事例が、以下の添付の図面を参照して以下で提示される。

本発明が使用され得、上記で論じられた、電気手術装置の全般的な概略システム図である。 本発明の一実施形態である電気手術装置内の分離回路の概略図である。 本発明の別の実施形態である導波管アイソレータのみを有する分離回路の概略図である。 図３の分離回路における使用に好適な適応された導波管アイソレータの断面側面図である。 本発明の電気手術装置で使用され得る直交ミキサの概略図である。 本発明の電気手術装置で使用され得る直交ミキサの概略図である。

動作中、本発明で使用される電気手術装置は、ツールの存在が検出され得、その性能が評価され得るよう、同軸ケーブルの遠位端部から反射された出力を正確に測定するためのものである。

反射出力の正確な測定は、ケーブル内の減衰（各方向で７ｄＢに近い値である）により困難となる。したがって遠位端部における反射全体でさえも、１４ｄＢの帰還損失を与えることとなるであろう（すなわちケーブルに最初に供給された出力の１／２５がケーブルから帰還する）。これは、係合器の不正確さに起因する、または検出器の近位における反射（例えば５倍の）に起因する、望ましくない出力の相対的効果を拡大させてしまう。

減衰が低いケーブルを使用される場合、顕著な改善が可能となり得る。一方、内視鏡チャネルの利用可能な直径により同軸ケーブル上の最大直径が制限され、内視鏡の長さによりケーブルに対する最小長さが制限され、このようにして７ｄＢの減衰が現時点で利用可能な最良の値である。

加えて、本発明で使用されるために望まれるマイクロ波周波数（すなわち、好適には５．８ＧＨｚ以上）では、伝達ライン上での電圧および電流は１８ｍｍごとに反転し、それにより伝達ライン上の異なる場所における反射からの電圧が加算されるばかりではなく、それに替わって減算され得ることを忘れてはならない。実際には、これらの電圧は、方向（位相）ならびに振幅（電圧）が考慮に入れられたベクトルとして、加算されなければならない。実際には、このことは、望ましくない反射に関連付けられた出力における不確実性が、出力を加算することにより期待され得る量の２倍になり得ること、および、測定から取り除くためには望ましくない信号の電圧および位相の両方が既知でなければならないため、望ましくない反射を測定から減算して望ましい信号を残すことは容易ではないこと、を意味する。

本発明では、望ましくない電圧の起源について論じられ、それらが測定確度に対して及ぼす影響を相殺または低減するために使用され得る技法が特定される。

インピーダンスＺのラインにおいて前方向に進行する波は、電圧Ｖおよび出力Ｖ^２／Ｚ（０ｄＢ）を有すると定められるであろう。検出器に到達する前方向信号は、循環器の分離または結合器の指向性により減衰されるであろう。この減衰は、比率Ｄによる出力低減（２０ｄＢの指向性に対して、Ｄ＝１／１００）と、比率

による電圧低減と、により表されるであろう。検出器に到達する送信器信号の位相は０であると定義されるであろう。したがって送信器のブレークスルーに起因する検出器における複素電圧は、Ｖ_Ｆ＝Ｖδｅｘｐ（−ｊ０）＝Ｖδである。

検出器は複素電圧を測定せず、検出器に到達する複素電圧の合計の大きさを測定するであろう。前方向ブレークスルーに起因する複素電圧は、あらゆる反射信号に起因する複素電圧に加算され、検出器はこの合計の大きさを与えるであろう。

反射信号も、ケーブル以前の構成要素からのあらゆる反射の、およびケーブル内の不備からの反射の、ケーブルの遠位端部からの反射の合計となるであろう。長さＬ（約２ｍ）のケーブルおよび遅延長さηL（約２．８ｍ）に沿った割合ｐからの複素反射係数Γ_Rの代表的な反射は、複素反射係数Γ_Dを有する遠位端部からの反射とともに、計算に含まれるであろう。ケーブル内の減衰はαｎ／ｍ（２ｍのケーブルにおいて観測されたほぼ７ｄＢに対して３．５ｄＢ／ｍ、すなわちα＝３．５ｌｎ（１０）／２０≒０．４０３ｎ／ｍ）である。

マイクロ波信号の自由空間波数をk=2π/λとし、ケーブルの速度係数の逆数をηとし、アイソレータ区域および結合器を通る余分な距離ｄを可能にすると、複素反射信号は、以下の式で与えられる。

送信器からのブレークスルーに加えられると、上記の式は以下のようになる。

上記の方程式の最後の列におけるすべてを乗じるＶの係数を無視すると、大括弧の第１項δは定数であり、２０ｄＢの指向性に対しては、０．１となる。完全な負荷が存在する場合、これが測定されるであろう。次の２つの項のサイズは、それぞれΓ_Ｒｅｘｐ（−２αｐＬ）およびΓ_Ｄｅｘｐ（−２αＬ）である。第２項を生じさせる反射が同軸ケーブルの近位端部から来るものである場合、ｐ＝０であり、第２項のサイズはΓ_Rとなる。ケーブルの減衰が双方向で７ｄＢ（または、より正確には６．９９ｄＢ）である場合には、第３項のサイズはΓ_Ｄ／５ である。

ここで、われわれは、例えば以下の式を得る。

ここで、右手側の項は０．１：Γ_Ｒ：Γ_Ｄ／５の比となる。良好に作成された伝達ラインに対しては、第２項は非常に小さい値となり、最終項よりも小さい値となるべきである。しかし、われわれが測定することを希望し、理想的には非常に小さい値（われわれは０になることを希望する。すなわち、理想的には遠位端からは出力がまったく反射されない）となる最終項よりも、第１項が大きくなる可能性が高い。最終項が第１項よりも大きくない可能性が高いという事実は、最終項の正確な測定をより困難なものとする。

個々の項はベクトルを表す。実数である（すなわち、０位相を有するｘ軸に沿う）と定義された第１項は例外として、ベクトルの方向は特定されず、複素反射係数Γ_ＲおよびΓ_Ｄに依存する。また、jを含むこの方程式における指数項は、それらが乗算するベクトルの回転を表す。５．８ＧＨｚの周波数において、同軸ケーブルにおける速度係数が約７０％であるとすると、ケーブルの１８ｍｍごとに、反射の位相において３６０°の回転が生じ、したがって、ケーブルの長さまたは欠陥の位置におけるわずか１ｍｍの差異が、異なるベクトルの相対的方向に顕著な影響を及ぼし得る（２０°／ｍｍ）。

全電圧に対する方程式から、再び開始する。

中括弧内の項はケーブルの近位端部における反射およびケーブルの遠位端部における反射の合計である。この合計は、ベクトルΓ_Ｒの先端部を中心に回転されたベルトルΓ_Ｄ／５により表され得る。これは、Γ_ＤおよびΓ_Ｒの異なる位相およびそれらの間のライン長さにおけるわずか１８ｍｍの差異に対するすべての可能な結果の軌跡を表す円を生成するであろう。

これは、周波数が約５０Ｍｈｚを越えて変化される際にベクトル・ネットワークアナライザ（ＶＮＡ：Ｖｅｃｔｏｒ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ａｎａｌｙｓｅｒ）上で観測されるであろう結果でもある。これは、ツールの帰還損失測定に対して得られる通常の周期的な波だったパターンを生成する。ケーブルの近位端部付近の任意の欠陥の帰還損失が約１４ｄＢである場合、マッチしないケーブルからの帰還が、帰還損失を完全に相殺することが可能である。それにより、全体的な帰還損失は３０ｄＢよりも良好になる。この場合、良好に終端されたケーブル（良好にマッチされたツール）は、より悪い全体的帰還損失を与える。全体的帰還損失は、欠陥の１４ｄＢ帰還損失により支配される。

検出器において、Γ_ＲおよびΓ_Ｄ／５の加算の結果は、（大括弧内の最終項により）さらに回転され、０．１送信器ブレークスルーに不確実な位相を加えるであろう。結果として生成された電圧は、最大値Ｖ（０．１＋｜Γ_Ｒ｜＋｜Γ_Ｄ／５｜）と、最小値０(または最小値が０よりも大きい場合にはＶ（０．１−｜Γ_Ｒ｜−｜Γ_Ｄ／５｜）と、の間の任意の値を取り得る。

図２は、本発明の一実施形態である電気手術装置内の分離回路２００の概略図である。分離回路２００は、ＲＦ信号生成器２１８からのＲＦ・ＥＭ放射を、およびマイクロ波信号生成器２２０からのマイクロ波放射を、プローブに伝達するためのフィード構造体の一部を形成する。この実施形態では、プローブ（図示せず）はハウジング２２６に提供された出力ポート２２８に接続可能である。フィード構造体は、ＲＦ・ＥＭ放射を伝達するためのＲＦ信号経路２１２および２１４を有するＲＦチャネルと、マイクロ波ＥＭ放射を伝達するためのマイクロ波信号経路２１０を有するマイクロ波チャネルと、を含む。ＲＦ・ＥＭ放射およびマイクロ波放射に対する信号経路は、互いに対して物理的に別々である。ＲＦ信号生成器は変圧器２１６を介してＲＦ信号経路２１２および２１４に接続されている。変圧器２１６の２次コイル（すなわち、構成のプローブ側上に存在する）は浮動的であり、したがって患者とＲＦ信号生成器２１８との間には直接的な電流路は存在しない。このことは、ＲＦ信号経路２１２および２１４の信号導体２１２およびグラウンド導体２１４が浮動的であることを意味する。

組み合わせ回路２０６は、ＲＦ信号経路２１２および２１４に接続するための第１入力２０３と、マイクロ波信号経路２１０に接続するための第２入力２０５と、を有する。組み合わせ回路２０６はこれらの経路を出力２０７に接合する。出力２０７は共通信号経路２０８に接続される。共通信号経路２０８は、フレキシブルなケーブル（例えば同様の同軸ケーブルなど）を含み得るものであり、ＲＦ・ＥＭ放射およびマイクロ波ＥＭ放射をプローブに伝達する。この実施形態では、組み合わせ回路２０６は、低損失マイクロ波誘電体基板（例えば、Ｒｏｇｅｒｓ社の製造による好適な種類のＲＴ／ｄｕｒｏｉｄ（登録商標）基板）上に形成されたＴ字形状マイクロストリップ接続部を含む。マイクロストリップ接続部のグラウンド平面は、Ｔ字形状マイクロストリップ接続部から基板の反対側面上に形成されており、ＲＦ信号経路２１２および２１４のグラウンド導体２１４に接続される。このグラウンド平面はしたがって浮動的である。Ｔ字形状マイクロストリップ接続部は第１入力２０３を提供し、第１入力２０３はＲＦ信号経路の信号導体２１２に接続される。

バンドストップ・フィルタ２２２が、第１入力２０３と、マイクロ波マイクロストリップ・ラインとの接続部２２３と、の間のマイクロストリップ・ラインと並列に、Ｔ字形状マイクロストリップ接続部上に３つの突出部２２４の形態で提供されている。 接続部に最も近い突出部は、マイクロストリップにより放出されるマイクロ波ＥＭ放射の１／４波長の奇数倍だけ、接続部から離間されている。後続の突出部は、１／２波長だけ互いから離間されている。２つ以上の突出部を使用することは、マイクロ波ＥＭ放射がＲＦ経路２１２および２１４内へと脱出することを防止することにおいて、フィルタの有効性を増加させる。

分離回路２００は、マイクロ波信号生成器２２０と第２入力２０５との間においてマイクロ波信号経路２１０上で直列に接続された、導波管アイソレータ２０２および同軸アイソレータ２０４（ＤＣブレークとも呼ばれる）を含む。導波管アイソレータ２０２および同軸アイソレータ２０４は、ハイパスフィルタとして効果的に動作するキャパシタである。導波管アイソレータ２０２および同軸アイソレータ２０４は、マイクロ波信号生成器２２０からのマイクロ波ＥＭ放射が組み合わせ回路２０６に通過することは許可するが、ＲＦ・ＥＭ放射が組み合わせ回路２０６の第２入力２０５からマイクロ波信号生成器２２０へと戻る方向に脱出することは防止する。

この実施形態ではマイクロ波チャネルは、マイクロ波伝達損失を最小限に維持しつつ導波管アイソレータおよび同軸アイソレータを通して脱出するあらゆる残留ＲＦ・ＥＭ放射を短絡させるために、マイクロストリップにより伝達されるマイクロ波ＥＭ放射の１／４波長の奇数倍に等しい長さを有するグラウンド突出部２２１も含む。

導波管アイソレータ２０２は、マイクロ波信号生成器２２０からのマイクロ波ＥＭ放射を導波管アイソレータ２０２の導波管キャビティに結合するよう構成された入力ポート２３０と、導波管キャビティからのマイクロ波ＥＭ放射を同軸アイソレータ２０４に結合するよう構成された出力ポート２３２と、を含む。このようにして導波管アイソレータ２０２は、マイクロ波信号経路２１０の信号導体およびグラウンド導体を同軸アイソレータ２０４へと（したがって、組み合わせ回路２０６へと）誘導し浮動させる。

ハウジングのグラウンドされたケーシングを出力ポート２２８に接続された浮動構成要素に接続するための電流路を防止するために、絶縁スリーブ２２９がハウジングの出力ポート２２８に提供される。出力ポート２２８は、ハウジングに対する異なるプローブの取り付けを可能にするために、Ｎ型のネジ山すなわちクイックリリース・コネクタを含み得る。

導波管アイソレータ２０２は、十分なレベルで患者を保護しつつ、マイクロ波ＥＭ放射を組み合わせ回路２０６へと、さらにプローブへと、低損失で伝達することができる。導波管アイソレータ２０２自体は、第１区域と、それと協働する第２区域とを、入れ子状に嵌め込むことにより、円筒形導波管構成から構成され得る。各区域は、マイクロ波ＥＭ放射を導波管内へと、または導波管から、結合するためのコネクタを有し得る。例えば各コネクタはＮ型レセプタクル・プラグを含み得、マイクロ波エネルギーを導波管キャビティに結合するために、またはマイクロ波エネルギーを導波管キャビティから結合するために、電場プローブが導波管キャビティ内に延長する。

これらの区域の内側表面は、誘電物質の層（この実施形態では、例えばカプトンから作られた絶縁膜）により互いから離間される。外側表面は、例えばＤｅｌｒｉｎ（登録商標）プラスチックまたはポリ塩化ビニル（ＰＶＣ）から作られた、硬質絶縁リングにより離間される。したがって導波管アイソレータ２０２は、信号伝送路（すなわち、内側導体間）上におよびグラウンド（すなわち外側）導体間で直列キャパシタを提供する。

円筒形導波管は、国際電気標準会議（ＩＥＣ）規格６０６０１−１により設定された沿面距離および空間距離に対する厳重な要件を満足するために、好適である。本発明では、出力レベルおよび電圧レベルは、沿面距離が少なくとも２１ｍｍであること、および空間距離が少なくとも１２ｍｍであること、を要求し得る。導波管の幾何学的形状の他の側面は、以下のように決められる。

端部壁（グラウンドされている）と電場プローブとの間の距離は、すなわち短絡状態（電場は存在しない）を開回路（最大の電場）に変形させるために、好適にはマイクロ波放射の周波数における１／４波長である。電場プローブの中心間の距離は好適にはマイクロ波放射の周波数における１／２波長の倍数である。それによりこれらのインピーダンスは同一となるであろう。

円筒形導波管を通る信号伝搬の主要モード（最も低い挿入損失を示す）はＴＥ１１モードである。信号が伝搬することを可能にするために要求される導波管の直径Ｄは次の式により与えられる。

ここでｃは真空中における光の速さであり、ｆは動作周波数であり、μ_rは磁性充填物質に対する比透磁率（磁性負荷係数）であり、ε_rは電気的充填物質に対する比誘電率（誘電負荷係数）であり、係数１．８４１２は、伝搬の主要なＴＥ_１１モードをサポートする円筒形導波管に対するベッセル関数の解と、動作周波数における最も低い挿入損失に対するカットオフ周波数に対する計算と、から得られた値である。

例えば、構造体が（最も低い挿入損失を達成するために好適であるように）充填されていない場合、５．８ＧＨｚで伝搬するために主要モードに対する直径Ｄは３０．３ｍｍよりも大きい。使用される実際の直径は、より大きい直径で伝搬し得るモードを考慮に入れるよう、または係るモードを除外するよう、選択され得る。一実施形態では、直径は４０．３ｍｍである。

円筒形導波管が、上述のより高いレベルの保護を達成するにあたり理想的である。しかし、分離されたグラウンド（外側導体）において過剰なキャパシタンスが存在しないことが確保されるよう、配慮が必要である。係る過剰なキャパシタンスは、ＲＦ信号経路と、分離されたグラウンドと、の間で結合されたＲＦエネルギーの量を増加させ、それにより患者に対する電気ショックおよび熱傷の可能性が高まり得る。

図２で示される構成における検出器とケーブルの遠位端部との間において、いくつかの反射源が存在する。これらには、以下が含まれる。すなわち、
・増幅器からの出力コネクタ、
・導波管アイソレータ２０２、
・容量構造体（ＤＣブレーク）２０４、
・信号合成器（ダイプレクサ）２０３、
・上述の構成要素間の接続構造体（例えば、同軸接合部）２３０、２３２、その他、
・ケーブルと生成器の出力との間の接続２２８、
・電気手術用ツールの近位端部における接続、
・同軸ケーブル内の欠陥、
である。

反射の効果を低減させ、測定から取り除かれる必要がある信号を最小化させるために、これらの個別的な寄与は可能ならば低減または最小化される必要がある。

増幅器からの出力コネクタは標準コネクタ（例えばＮ形コネクタなど）を使用し得る。Ｎ形コネクタは通常的な１．１のＶＳＷＲを有する。これは約２６ｄＢの帰還損失に相当する。これは容易には制御することが不可能であり、無限の帰還損失（完璧）から２０ｄＢの範囲にわたって変動することが期待され得る。

導波管アイソレータ２０２は２０ｄＢに近い帰還損失を有することが期待され得る。これは、入力および／または出力における調整ネジの使用により調節可能であり得るが、さらなる改善を見込むことはできない。これは、部分的には測定不確実性の限界に起因するものであり、テスト機材上で帰還損失の調節および測定を行った後、入力コネクタおよび出力コネクタを解除して再接続することが必要となるためである。

ＤＣブレーク２０４は、１２ｄＢ〜１４ｄＢの領域の帰還損失を示し得る。本発明が目指すものは、導波管アイソレータ２０２における調整ネジ２３１の、および／またはＲＦチャネル上における調節可能なリアクタンスの、使用を通して、この損失を低減することである。代替的に、この損失は、導波管アイソレータの一部としてＤＣブレークを提供することにより低減され得る（図３および図４参照）。

ダイプレクサは２０ｄＢに近い帰還損失を有する。このことは、上述と同様の理由により、信頼性をもって改善される可能性が低い。

接続構造体は上述の構成要素間の従来のＮ型同軸エルボー接合部を含み得る。係るエルボー接合部は、通常的な１．２ＶＳＷＲを、したがって２１ｄＢに近い帰還損失を各方向で有することが期待される。

生成器からの出力におけるコネクタは、通常は２５ｄＢの帰還損失を有するように指定されている、Ｑ−Ｎコネクタであり得る。

ツールの近位端部におけるコネクタは、通常は２５ｄＢの帰還損失を有するよう指定されている、Ｑ−ＭＡコネクタであり得る。

例えば捻れまたは凹みから生じるケーブルに対するわずかな損傷は、ケーブルの下流側部分から２０ｄＢの帰還損失を生じさせ得る。ケーブルの取り扱いに対する配慮は、この損失の低減を支援する。

表１では、上述の反射に起因する帰還損失の通常値の組み合わされた効果が示される。

表１は、関連付けられた出力反射係数、電圧反射係数、およびＶＳＷＲも示す。各反射の位相が未知であり、組立体ごとに異なり得るため、全体的帰還損失は不確実である。一方、’ＲＭＳ’値および最悪（または最大）値を計算することは可能である。’ＲＭＳ’値は、出力反射係数を加算することにより計算される。いくつかの反射が存在し、合計が統一体に較べて依然として小さい場合、これは見込み値の良好な推定を与える。際立ちは、ＶＳＷＲの積を使用して計算される。これは正確であり、ＶＳＷＲはこの値を越えることができないが、希に到達するであろう。

ＤＣブレークの出力反射係数が最終的合計の６０％を越えること、およびこれを低減させることにより’ＲＭＳ’値が５０％以上低減され、それにより、表２で示されるように、結果として帰還損失が−９．７ｄＢから−１２．６ｄＢへと改善されること、が見られるであろう。

表２で示される改善を達成するために、図２で示される実施形態は、導波管アイソレータ２０２に組み込まれた１セットの調整突出部２３１（この事例では３つの突出部）を有する。加えて、この装置が異なる長さの同軸ケーブル（構成要素の上方のラインに対して異なるキャパシタンスを提示する）とともに使用されることを可能にするために、ＲＦチャネルは調節可能なリアクタンス２１７を有し得る。調節可能なリアクタンスは、マイクロプロセッサからの制御信号Ｃ_１により制御される、スイッチされるかまたは電気的に調整可能なキャパシタまたはインダクタを含み得る。

図３は電気手術装置に対する分離回路の他の実施形態を示す概略図である。図２の実施形態と共通する特徴には同じ参照番号が与えられ、係る特徴に関しては再び説明を加えない。この実施形態では、分離回路は導波管アイソレータ６００を含む。導波管アイソレータ６００の絶縁間隙は、絶縁間隙におけるＲＦエネルギーの結合が防止されるようＲＦエネルギーの周波数において十分に高く、且つ絶縁間隙におけるマイクロ波エネルギーの漏出が防止されるようマイクロ波エネルギーの周波数において十分に低い、容量リアクタンスを有する一方で、必要なレベルのＤＣ分離を提供するよう構成される。間隙の構成については図４を参照して詳細に説明する。間隙は、０．６ｍｍ以上（例えば０．７５ｍｍ）であり得る。この構成は、図２の実施形態で使用された同軸アイソレータが不必要であることを意味する。

加えて、この実施形態では、組み合わせ回路は導波管アイソレータ６００と一体化されている。ＲＦ信号を搬送する信号導体２１２およびグラウンド導体２１４は、同軸ＲＦコネクタ６０２（ＲＦフィード）に接続される。同軸ＲＦコネクタ６０２はＲＦ信号を導波管アイソレータ６００へと導入し、導波管アイソレータ６００から、ＲＦ信号は、出力ポート２３２からプローブに向かって伝達される。分離間隙６０３は、ＲＦ信号が入力ポート２３０へと逆方向に結合することを防止するよう構成される。マイクロ波エネルギーは、以下で説明されるように、内側伝導性棒状体を導波管アイソレータ内において注意深く配置することにより、ＲＦコネクタ６０２に結合することが防止される。導波管アイソレータ内でＲＦエネルギーおよびマイクロ波エネルギーを組み合わせることにより、別個の組み合わせ回路が不必要となる。それにより、分離回路に対して要求される構成要素の個数が減少することとなり、より分離回路をコンパクトなユニットとして提供することが可能となる。

調整ユニットは、以下で説明されるように、構成要素のラインアップの帰還損失を低減させるために、導波管アイソレータ６００に組み込まれる。この実施形態では、調整ユニットは３つの突出部２３１を含む。突出部２３１はキャビティの本体内へと調節可能に挿入（例えば螺入）され得る。

加えて図２と同様にＲＦチャネルは、生成器において使用される様々な長さのケーブルに起因するキャパシタンスにおける変化が吸収（例えば補償）されるよう、マイクロプロセッサからの制御信号Ｃ_１の制御下で動作可能な調節可能なリアクタンス２１７を有する。調節可能なリアクタンス２１７は、ＲＦチャネルと並列または直列に接続された１つまたは複数のスイッチされるかまたは電子的に調整可能であるキャパシタまたはインダクタを含み得る。調節可能なリアクタンスの位置はアイソレータ６００の前方であることが好適である。なぜなら、リアクタンスのアイソレータの後方にあるとすると、ＲＦキャパシタンスによりマイクロ波インピーダンスが変化されないよう、追加的なマイクロ波チョークを構築することが必要となるためである。

図４は、図３の分離回路における使用に好適な適応された導波管アイソレータ６００の断面側面図である。導波管アイソレータ６００は、２つの噛み合うパーツから構成される円筒体を有する。この実施形態では、入力区域６０４は、出力区域６０６を受容するための開口部を有するメス型構成要素であり、出力区域６０６はそれと協働するオス型構成要素である。入力ポート２３０が入力区域６０４上に取り付けられ、出力ポート２３２が出力区域６０６上に取り付けられている。この実施形態では、調整ネジ２３１は入力区域６０４にある。

実際には、調整区域は入力コネクタ／プローブから導波管に沿って配置されるであろう。図４では、調整ネジが入力プローブの逆側にある構成が示されているが、他の構成要素が存在しない導波管の短い区域に調整ネジが存在することが好適となる場合もある。実際には、他の構成要素が導波管の長さに沿って調整ネジから３０ｍｍ以上離れている場合、これらの構成要素と調整ネジとの間のいかなる潜在的相互作用も回避され得る。

調整ネジは導波管の出力区域に提供されてもよい。一方、本実施形態では、出力区域は、伝搬するためにＴＭ_０１モードを許可するよう選択された直径を有する。この場合、このモードが偶然に励起されないことが確保されるよう、調整ネジを出力区域に配置することは避けるほうが好適である。

入力区域６０４を出力区域６０６から絶縁するＤＣ間隙は、いくつかの構成要素部品を含む。これらの構成要素部品はすべて、円筒体の軸を中心とする回転対称性を有する。第１構成要素部品は１次絶縁リング６０８（例えばＤｅｌｒｉｎ（登録商標）プラスチックまたはポリ塩化ビニル（ＰＶＣ）などの硬質物質製である）であり、このリング６０８は出力区域６０６のオス型構成要素を包囲し、入力区域６０４の外側表面と出力区域６０６の外側表面とを離間（および電気的に分離）させる。

絶縁リング６０８の軸方向長さは、出力区域６０６のオス型構成要素よりも短く、そのため、オス型構成要素の長さは絶縁リング６０８の遠位端部を越えて延長する。オス型構成要素のこの区域は、入力区域６０４のメス型構成要素の遠位端部と重なり合う。ＤＣ間隙の第２構成要素部分は、オス型構成要素およびメス型構成要素の遠位端部間の径方向絶縁を提供する２次絶縁リング６１２（１次絶縁リング６０８と一体的に形成され得る）である。

ＤＣ間隙の第３構成要素部品は、出力区域６０６の遠位端部を越える軸方向長さに対して入力区域６０４の内側表面をカバーする絶縁膜６１０（例えば１層または複数層のカプトン（登録商標）テープ）である。この絶縁膜は、入力区域と、出力区域６０６の遠位端部における漏れ電磁場と、を分離し得る。

ＤＣ間隙の第４構成要素部品は空気が充填されたマイクロ波チョーク６１４である。このマイクロ波チョーク６１４は入力区域６０４の遠位端部における狭い環状チャネルである。マイクロ波チョーク６１４が存在することにより、マイクロ波エネルギーの周波数における容量リアクタンスが低下する。それにより、ＤＣ間隙におけるマイクロ波エネルギーの漏出（例えば、放射）が防止される。

この実施形態ではＤＣ間の隙構成がより複雑となり、入力区域と出力区域との間の「平均的」間隙が大きくなったために、ＲＦエネルギーの周波数における容量リアクタンスが大きくなっている。一方で、マイクロ波チョーク６１４が存在するために、共鳴効果の使用により、マイクロ波エネルギーの周波数における容量リアクタンスが、間隙からのマイクロ波エネルギーの漏出が防止されるよう、十分に低いものとなることが確実となっている。

この実施形態では、導波管アイソレータは組み合わせ回路としても作用する。ＲＦコネクタ６０２は導波管アイソレータ内に突出する内側伝導性棒状体６１６を有する。導波管アイソレータ内で、棒状体６１６は、内側導体６１８の端部から離間した地点において、同軸出力プローブ（出力ポート２３２）の内側導体６１８と接触する。内側伝導性棒状体の位置は、この棒状体が導波管アイソレータ内のマイクロ波エネルギーの等ポテンシャルに対して実質的に平行（すなわち、平均すると、アイソレータ内に存在する電磁場に対して平行）となり、それにより棒状体が顕著なマイクロ波出力と結合することがないよう、選択される。この位置は既知のシミュレーション技法により決定され得る。伝導性棒状体６１６がマイクロ波エネルギーにより駆動されず、マイクロ波電流をまったく搬送しないとすると、その厚さは、悪影響なしに選択され得る。内側導体６１８と同様の簡単なワイヤが好適である。

隙間が大きいため、電圧スタンドオフは高いことが期待される。したがって、内側導体６１８および伝導性棒状体６１６がアイソレータ６００の壁部を通過する際に内側導体６１８および伝導性棒状体６１６をそれぞれ包囲する誘電物質（例えば、ＰＴＦＥスリーブ６２０および６２２）は、キャビティ内にいくらかの距離だけ延長するよう構成される。この構成は、プローブがキャビティ（ＲＦフィードおよびマイクロ波フィード）内へと進入する地点の周囲を追跡するための距離を増加させ得、したがって破壊電圧を大きくするための効果的な方法である。

加えてマイクロ波チョーク６２４は、マイクロ波エネルギーを漏出させることがないよう、ＲＦフィードの外側上に提供され得る。これは、増設されてもよく、または内蔵されてもよい。マイクロ波チョーク６２４は、この実施形態では、ＲＦフィードの外側壁部における円筒形要素として図示されている。一方、放射状チョークも同様に良好に作用し得る。

導波管アイソレータ６００における突出部２３１は、装置がテスト中のときは、ラインアップ内の全構成要素からの合計反射が−２０ｄＢより小さくなるよう、調節され得る。このことの効果が以下の表３で示される。’ＲＭＳ’帰還損失は−１７．２ｄＢであり、最悪の場合は−１１．８ｄＢとなるであろう。

調整器が現場で使用される場合、逆方向出力検出器を使用して帰還損失が監視される間、組立体が良好な負荷（すなわち、３０ｄＢよりも顕著に良好な帰還損失を有する負荷）で終端されるならば、結合器のブレークスルーおよびすべての接続された構成要素に対する帰還損失の組み合わされた効果を２０ｄＢより低く低減させることが可能となるはずである。これは、ＱＮおよびＱＭＡコネクタおよびケーブル内のあらゆる欠陥に起因する望ましくない反射のみを残すこととなるであろう。通常的な残余するＶＳＷＲおよびこれらの構成要素からの帰還損失が、表４で示される。

この修正は、調整器を含む顕著な反射間の遅延距離により決定される、および結合器ブレークスルーによっても決定される、帯域幅上で効果的となるであろう。使用される負荷が、例えば、Ｑ−ＭＡコネクタの遠望側の損失が大きいケーブルである場合、結合器ブレークスルーとＱ−ＭＡコネクタにおける反射との間の遅延距離は（生成器ラインアップの通常的な長さ、ケーブル、およびケーブル内の誘電率を考慮に入れると）約２ｍとなるであろう。これだけ離間した反射間の干渉が１つの完全なサイクルを通るためには、周波数は７５０Ｍｈｚだけ変化する必要があるであろう。相殺は各１／２帯域幅に対して６ｄＢ増加する状態で、この帯域幅の１／１２において相殺は６ｄＢとなるであろう。１５Ｍｈｚ帯域幅に対して１８ｄＢの相殺が達成されるべきである。これら２つの構成要素に対する組み合わされた帰還損失はわずか１７ｄＢであると期待されるため、これは１５Ｍｈｚ帯域幅では３５ｄＢより低く低減されるべきである。

例えば、測定されるべき帰還損失が１４ｄＢ〜２４ｄＢの領域内にあり、望ましくない信号全体が３５ｄＢより低く保たれ得るならば、これは約１４ｄＢ±０．８ｄＢおよび約２４ｄＢ±２．５ｄＢの不確実さとなるであろう。

図１に関して上述したように、マイクロ波チャネルは出力増幅器４１２を含む。以下の議論は出力増幅器に対する改善と、本明細書で説明される本発明の従属的な態様を形成し得る関連付けられた構成要素と、について説明する。

出力増幅器４１２と、関連付けられた前方向および逆方向検出器４１４および４１８と、が上述の電気手術用生成器において使用されるために最適化され得る、いくつかのエリア、すなわち、
−より高いパワー出力と、
−前方向および逆方向検出器の感度と、
−出力増幅器から出力される信号を監視する際における生成器ノイズの低減と、
が、存在する。

より高い出力を獲得するためには、より多くの増幅器チップの使用、または各チップの出力の増大化、のいずれかが必要である。図１で示される既知の構成では、出力増幅器４１２は１つの１次トランジスタを含む。この１次トランジスタは、パワー出力段階において並列である、それぞれが約２５Ｗを与える４つのトランジスタを駆動する。この構成が維持されるならば、これらのトランジスタのそれぞれにおいて４０Ｗより大きい出力を生成することが望ましいであろう。トランジスタの個数が増えるならば、スプリッタ設計における変化と、追加的な構成要素（単数または複数）に対するより大きい空間の使用と、が要求されることとなるであろう。

マイクロ波エネルギーの周波数は５．８ＧＨｚであることが望ましい。この周波数では、温度変動に起因する出力レベルの低下に対する余剰的性能を考慮して、生成器の出力において１２０Ｗを供給できることが望ましい。以下の分析で示されるように、利得および飽和されたパワー出力に基づいて、トランジスタを注意深く選択することが必要である。

以下の表５では、５．８ＧＨｚでの使用に対して好適であるいくつかのマイクロ波出力トランジスタのいくつかの性能パラメータが示される。

どのトランジスタが使用され得るかを判定するために、簡単なスプレッドシート・モデルが構築された。要求される出力パワーは１２０Ｗに設定された。表６におけるパラメータに関して、このモデルは図７で示される結果を与える。

このモデルは、５つのトランジスタを使用することにより（前置増幅器としての１つのトランジスタの後に４つの並列なトランジスタが存在する）、約３．７５Ｗの入力パワーに対して、約１８８Ｗの出力パワーが期待され得ることを示す。これは、これらの増幅器から期待される２０ｄＢより小さい利得である。なぜなら０．５ｄＢ損失が、２つの２方向スプリッタのうちの各スプリッタ、２つの２方向組み合わせ器の各組み合わせ器に対して、および循環器および出力ＤＣブレークに対して、許され、合計で３ｄＢの損失となるためである。

７５Ｗのトランジスタ出力および１０ｄＢの利得が使用された。これは、例えば、定格を下げられた三菱ＭＧＦＣ５０Ｇ５８６７に相当し得る。これは、飽和された出力パワーの熱劣化に対してわずか１ｄＢを越える余裕を許す。この定格の低下を用いてさえも、１８８Ｗのモデル化された出力パワーは１２０Ｗのターゲットのほぼ２ｄＢを越える値である。５０Ｗの出力パワーを有する４つのトランジスタは１２５Ｗ出力を与えるように組み合わされ得るが、０．２ｄＢの余裕のみが熱的な定格低下（または非最適化された性能）に対して存在する。これは低すぎる値であり、おそらく高温において、または長時間使用の後に、現在の増幅器において見られるのと同様の出力安定性に関する問題が生じるであろう。

この分析では、追加的なトランジスタ構成要素の新規の広いレイアウトまたは出費を要求することなく、いかにして追加的な出力が達成されるかが示される。

ここで前方向および逆方向検出器構成に注目すると、ここで提示される改善は、３つの問題、すなわち、
（１）結合器の低い指向性と、
（２）ケーブルによるプローブからの反射信号の顕著な減衰（この減衰により、信号が、コネクタおよび伝達ラインにおける他の構成要素から反射された他の小さい信号と、および循環器を通る前方向信号のブレークスルーとも、互角のものとなる。結合器の指向性が低いために、逆方向信号ラインの終端からの反射からのブレークスルーも存在し得る。そのために、簡単な出力検出器を使用してプローブからの信号を正確に測定することが非常に困難なものとなる）と、
（３）循環器からの反射と、循環器を通る逆方向信号のブレークスルーと（これらの両方は前方向信号よりも１５ｄＢしか低くない）、による、前方向検出器信号の汚染（これは、検出器結合器の低い指向性により悪化されたものである）と、
を解決することを目指すものである。

前方向検出器性能は、以下の方法で改善され得る。

第１に、適切なモデル化および設計により、すなわち基板、インピーダンス、結合係数、前方向検、および幾何学的形状を考慮に入れることにより、出器結合器の指向性は２０ｄＢ以上にまで改善され得る。望ましいダイオード出力が達成されるよう組立体の後の結合器を調整しようとすることは望ましいことではない。なぜなら、このことは指向性に対して悪い影響を有する場合が多いためである。逆方向検出器の性能は同様の方法で改善され得る。

第２に、循環器の分離および帰還損失は２０ｄＢ以上に改善され得る。これは、４ポート循環器を使用することにより行われ得る。これを行うことは逆方向検出器の性能も改善するであろう。

望ましくない信号のベクトル和が測定された後に先端部からの反射を含む信号全体のベクトル和から減算され得るよう、逆方向検出器（二乗検波器である）に代わって直交ミキサを使用することにより、顕著な改善が得られ得る。この方法を使用すると望ましくない信号の２０ｄＢの相殺を達成することが可能である。直交ミキサは、測定される信号とコヒーレントである基準信号（すなわち同一のクロック信号を使用して生成された信号）を必要とする。基準信号（１００ｍＷ）は、出力増幅段階の前または後から取られ（結合され）得る。

二乗検波器に対して直交ミキサによりもたらされる改善は、以下の分析により示される。

二乗検波器は、入力における電圧の２乗に比例する出力信号を与える。これは、２乗処理により生成される複数の周波数を含むであろう。しかしこれらは、低速で変動する信号（すなわちマイクロ波周波数よりもはるかに低い周波数の信号）のみが出力されるよう、ローパスフィルタによりフィルタ除去される。複数の信号が検出器に一度に到達する場合、出力は全信号からの電圧の合計の２乗である。

これらの構成要素の全部は、周波数（ω_ｍ＋ω_ｎ）または｜ω_ｍ−ω_ｎ｜を有する。ｍ＝ｎであるならば｜ω_ｍ−ω_ｎ｜＝０となり、これはＤＣ項であり、ローパスフィルタを使用して選択され得る。

これらの信号の周波数がすべて異なる場合、結果的に生成されるＤＣ信号は、

である。

これらの信号の周波数が同一である場合、電圧の合計の２乗は、次のようになる。

このＤＣ成分は、次のようになる。

これとともにもたらされる問題は、括弧内の２つの位相の差異に応じてコサインは正または負の値を取り得、いくつかの場合では、合計が０になり得るということである。

これは、１つの信号または異なる周波数の複数の信号に対しては、二乗検波器で出力全体を測定することは可能であるが、同一周波数の２つ以上の信号に対しては、出力がないものと測定される場合もあり、通常は出力全体を測定することができないであろうことを意味する。

測定が１つのより小さい信号に対して（すなわち、われわれが求めている信号がスイッチオフされているときに）行われ、その後に他の信号が追加された（すなわち、再びスイッチオンされた）場合、差異は、次の式のようになるであろう。

したがって、この差異は、追加的な信号における出力に等しいばかりではなく、負の値または正の値を取り得る多数の他の項の合計にも関与する。

同一周波数の他の信号も２乗検出器において存在するならば、追加的な項全部の位相が独立的に変動されないかぎり、または判定されるべき信号の位相が、コサイン項が合計において排除されるよう、独立的に変動され得ないかぎり、１つの信号の出力は判定され得ない。これは、例えば２つの測定（これらの測定では、測定されるべき信号の位相が１８０°だけ変動され、他の全部の信号の位相は変化されない）を行うことにより、行われ得る。次に、２つの異なる信号における合計は、一緒に加算される場合、互いを相殺し合うであろう。しかし望まれる信号が加算するであろう。

望ましくない信号の位相を変化させることなく望ましい信号の位相をいかにして変動させ得るか、または望ましい信号の位相を変化させることなくいかにして他の信号の位相を変動させ得るか、は明らかではない。このことが不可能である場合、同一周波数の他の望ましくない信号（すなわち反射およびブレークスルー）が存在するときには、２乗検出器は望ましい信号の出力を測定することはできない。

直交検出器は、３つの方法、すなわち、
−直交検出器が２つの入力（すなわち測定される信号および基準信号）を必要とすること、
−直交検出器が２つの出力を有すること（２つの出力は位相が９０°（すなわち基準信号の周波数において１サイクルの１／４）ずれている）、
−出力信号のうちの各信号は、入力電圧に比例し、出力には比例しないこと、
という点において、２乗検出器と顕著に異なる。

２つの出力チャネルは共通に「Ｉ」および「Ｑ」、「コサイン」および「サイン」、または「同相」および「直交」と呼ばれる。それらは、入力電圧全体に、および信号全体の位相のコサインおよびサインに、比例する。

２つの信号はＩ＝Ａ｜Ｖ_ＴＯＴ｜ｃｏｓ（φ_ＴＯＴ−φ_ＲＥＦ）およびＱ＝Ａ｜Ｖ_ＴＯＴ｜ｓｉｎ（φ_ＴＯＴ−φ_ＲＥＦ）である。

次に、ＩおよびＱ信号からＡ｜Ｖ_ＴＯＴ｜および（φ_ＴＯＴ−φ_ＲＥＦ）を決定することが可能である。式中、Ａはミキサの電圧利得である（通常はｄＢにおける変換損失として指定される）。

測定されるべき信号が存在しない（ただし干渉する信号が依然として存在する）場合、次の式のようになる。

望ましい信号は、２つの測定間の差異により特定され得る。

直交ミキサはチップまたはＩＣ（例えば、Ｈｉｔｔｉｔｅ ＨＭＣ５２５）として購入され得る。

直交検出器は、検出されるべき信号と名目上同一の周波数の基準信号を使用してもよく、または異なる周波数の基準信号を使用してもよい。いかなる差異も、検出器のＩＦ帯域幅よりも小さい値でなければならない。

第１の場合では、検出された信号はＤＣ（ＤＣの周囲の狭いバンド）に逓降される。第２の場合では、信号は中間周波数（ＩＦ）に逓降される。信号は次に、２つの２次ミキサ（各チャネルに対して１つのミキサ）においてＤＣに逓降され得る。

（必要な）位相情報を逓降された信号に保存するために、すべての基準信号が信号周波数基準から導出されることが必要である。最終結果がＤＣであるためには、２つの基準周波数が、加算されて正確に信号周波数基準とならなければならない（または２つの基準周波数の差が正確に信号周波数基準とならなければならない）。

図５Ａでは、ベースバンド（ＤＣ）への直接的逓降を有する直交ミキサの簡略化されたレイアウトが示される。この回路では、様々な場所において使用され得るフィルタ、減衰器、または位相シフタが図示されていない。

図５Ｂでは、初期逓降が中間周波数への逓降である、より複雑なバージョンが示されている。このことは、信号が、低周波数ノイズが問題ではなく、しかし増幅器およびフィルタの構築がより容易である周波数である一方で、信号の増幅が必要であるときに、最も頻繁に行われる。干渉（フィードバックまたはクロストーク）問題が存在することなく（干渉問題のいずれもが、主要信号の周波数にはない）、基準信号およびＩＦがボードの他の部分に接続されるようにも、その周波数は使用され得る。

両方のミキサに対して経路長さが同一である２つの内部ミキサ７０２と７０４との間で信号が等しく分割され、しかし中間ミキサ７０６からそれぞれ内部ミキサ７０２および７０４への基準経路が１／４波長の差異を有するよう、内側レイアウトは設計される。この経路差異の存在により出力信号は直交する。すなわち、出力信号のうちの一方は基準周波数においてコサイン電圧に相当し、他方は基準周波数においてサイン電圧に相当する。

ここで出力信号上のノイズ低減の概念に注目すると、ノイズの源としては２つの可能性がある。

第１に、増幅器のグラウンドは、増幅器出力段階を駆動するために高電流が要求されるために、シャーシグラウンドではない。そのために、かなり厚いワイヤが使用された場合でさえも、電源のアースと増幅器のアートとの間で電圧低下か生じる。

第２に、生成器における電源がパルス状である場合、電源は大量のノイズを生成し、係るノイズは、出力増幅器のリード線および監視信号がデジタル化される生成器ボード上の追跡に結合される。大部分のノイズの周波数は、サンプリング周波数に匹敵するか、またはサンプリング周波数よりも高い。高周波数ノイズは、低いサンプリングレートでデジタル化されると、エイリアス化され、デジタル化された信号において低周波数におけるノイズレベルを増大化させる。

ノイズは以下の方法で低減され得る。

第１に、エイリアス化により増加されたノイズは、ナイキスト基準にしたがってアナログ・フィルタ帯域幅をサンプリング周波数に適切に合致させること（すなわち、サンプリングを行われる前のアナログ・フィルタ帯域幅（ローパスフィルタのトップ周波数）はデジタルサンプリング周波数の１／２出なければならない）により、解消される。サンプリング周波数を変動させることが要求される場合、フィルタが変えられるべきであり、または、正確な帯域幅が必要に応じて選択され得るよう、複数のフィルタが組み込まれるべきである。

第２に、デジタル・プロセッサを出力増幅器に組み込み、すべての測定された信号を増幅器モジュールから出力される前にデジタル化することにより、測定された信号におけるノイズは低減されることが可能である。デジタル・プロセッサが出力増幅器モジュールに組み込まれた場合には、他の出力増幅器制御機能のために使用され得る。

Claims (35)

1. 生体組織を切除するための電気手術装置であって、前記電気手術装置は、
   第１周波数を有するＲＦ電磁（ＥＭ）放射を生成するための無線周波数（ＲＦ）信号生成器と、
   前記第１周波数よりも高い第２周波数を有するマイクロ波ＥＭ放射を生成するためのマイクロ波信号生成器と、
   前記ＲＦ・ＥＭ放射および前記マイクロ波ＥＭ放射を別個にまたは同時にその遠位端部から供給するよう構成されたプローブと、
   前記ＲＦ・ＥＭ放射および前記マイクロ波ＥＭ放射を前記プローブに伝達するためのフィード構造体であって、前記プローブを前記ＲＦ信号生成器に接続するためのＲＦチャネル、および前記プローブを前記マイクロ波信号生成器に接続するためのマイクロ波チャネルを含む、フィード構造体と、
   を含み、
   前記ＲＦチャネルは前記ＲＦ信号生成器からの物理的に分離した信号経路を含み、前記マイクロ波チャネルは前記マイクロ波信号生成器からの物理的に分離した信号経路を含み、
   前記フィード構造体は、前記ＲＦチャネル上の別個の信号経路に接続された第１入力と、前記マイクロ波チャネル上の別個の信号経路に接続された第２入力と、前記プローブへの単一チャネルに沿って別個にまたは同時に前記ＲＦ・ＥＭ放射および前記マイクロ波ＥＭ放射を伝達するために共通信号経路に接続された出力と、を有する組み合わせ回路を含み、
   前記マイクロ波チャネルは、前記マイクロ波チャネル上の別個の信号経路を前記ＲＦ・ＥＭ放射から分離するために接続された導波管アイソレータを含み、
   前記導波管アイソレータは調節可能なインピーダンスを有する、電気手術装置。
2. 前記導波管アイソレータは、前記導波管アイソレータのインピーダンスを変化させるよう調節可能である調整部分を含む、請求項１に記載の電気手術装置。
3. 前記調整部分は、前記導波管アイソレータへと調節可能に挿入可能である複数の調整突出部を含む、請求項２に記載の電気手術装置。
4. 前記導波管アイソレータは、伝導性入力区域、前記入力区域と噛み合って、それにより入力区域および出力区域により囲まれた体積内で導波管キャビティを画成する伝導性出力区域、および前記入力区域と前記出力区域との間に配置されたＤＣ分離障壁、を含み、
   前記共通信号経路上の出力は、信号導体およびグラウンド導体を含み、
   前記フィード構造体は、前記共通信号経路上の出力のグラウンド導体と前記導波管アイソレータの伝導性入力区域との間に容量構造体を含み、前記容量構造体は、前記ＲＦ・ＥＭエネルギーの結合および前記マイクロ波ＥＭエネルギーの漏出を防止するよう構成されている、
   請求項１乃至３のうちのいずれか１項に記載の電気手術装置。
5. 前記容量構造体は、ＤＣ分離障壁と、前記導波管アイソレータの入力区域上に形成されたマイクロ波チョークと、により提供される、請求項４に記載の電気手術装置。
6. 前記導波管アイソレータの内側区域および外側区域は円筒体を画成し、前記マイクロ波チョークは、導波管アイソレータの内側区域の遠位端部から軸方向に延長する環状チャネルを画成する、請求項５に記載の電気手術装置。
7. 前記ＤＣ分離障壁は、前記導波管アイソレータの内側区域と外側区域との間に取り付けられた硬質絶縁スペーサ要素を含む、請求項４乃至６のうちのいずれか１項に記載の電気手術装置。
8. 前記ＤＣ分離障壁は、前記硬質絶縁スペーサ要素の接続部における入力区域の内側表面の１部分上に取り付けられた絶縁膜を含む、請求項７に記載の電気手術装置。
9. 前記絶縁膜は、事前決定された距離だけ前記硬質絶縁スペーサ要素から離間する方向に延長する、請求項８に記載の電気手術装置。
10. 前記組み合わせ回路は前記導波管アイソレータと一体化されている、請求項１乃至９のうちのいずれか１項に記載の電気手術装置。
11. 前記共通信号経路に接続された出力は前記導波管アイソレータの出力区域上に取り付けられた出力プローブを含み、前記出力プローブは、前記導波管アイソレータからのマイクロ波ＥＭエネルギーと結合するために前記導波管アイソレータ内に延長する結合導体を有し、前記第１入力は前記導波管アイソレータ上に取り付けられたＲＦコネクタを含み、前記ＲＦコネクタは、前記出力プローブの結合導体と電気的に接触するために前記導波管キャビティ内に延長する信号導体を有する、請求項４に記載の電気手術装置。
12. 前記信号導体の位置は、前記導波管アイソレータ内のマイクロ波ＥＭ場の等ポテンシャルに沿って延長する、請求項１１に記載の電気手術装置。
13. 前記導波管アイソレータ内に延長する出力プローブの結合導体の近位部分は絶縁スリーブにより包囲されている、請求項１１または１２に記載の電気手術装置。
14. 前記導波管アイソレータ内に延長するＲＦコネクタの信号導体の近位部分は絶縁スリーブにより包囲されている、請求項１１乃至１３のうちのいずれか１項に記載の電気手術装置。
15. 前記マイクロ波ＥＭエネルギーが前記ＲＦコネクタの信号導体を通って前記導波管アイソレータから漏出することを防止するために前記ＲＦコネクタ上に取り付けられたマイクロ波チョークを含む、請求項１１乃至１４のうちのいずれか１項に記載の電気手術装置。
16. 前記マイクロ波チョークは放射状または円筒形である、請求項１５に記載の電気手術装置。
17. 前記ＲＦチャネルは制御可能に調節可能であるリアクタンスを含む、請求項１乃至１６のうちのいずれか１項に記載の電気手術装置。
18. 前記調節可能なリアクタンスは、前記ＲＦチャネルに選択可能に切り替え可能であるキャパシタンスまたはインダクタンスを含む、請求項１７に記載の電気手術装置。
19. 前記調節可能なリアクタンスは電気的に調整可能なキャパシタンスまたは電気的に調整可能なインダクタンスである、請求項１７に記載の電気手術装置。
20. 前記容量構造体は前記導波管アイソレータと直列に接続された同軸アイソレータを含む、請求項４に記載の電気手術装置。
21. 前記組み合わせ回路は、マイクロストリップ・ダイプレクサ回路を含む、請求項１乃至９のいずれか１項に記載の電気手術装置。
22. 前記ＲＦチャネルは、マイクロ波ＥＭ放射が前記ＲＦチャネル上の別個の信号経路に進入することをブロックするために、前記ＲＦチャネル上の別個の信号経路と前記組み合わせ回路との間に接続されたローパス、バンドパス、バンドストップ、またはノッチ・フィルタを含む、請求項２１に記載の電気手術装置。
23. 前記ＲＦ・ＥＭ放射および前記マイクロ波ＥＭ放射に対するエネルギー供給プロファイルを選択するよう動作可能である制御器を含む、請求項１乃至２２のうちのいずれか１項に記載の電気手術装置。
24. 前記ＲＦチャネル上の電流および電圧をサンプリングすること、およびそれにより、前記電流と前記電圧との間の位相差を示すＲＦ検出信号を生成することを行うためのＲＦ信号検出器を含み、前記制御器は、前記ＲＦ検出信号を受け取るために前記ＲＦ信号検出器と通信し、前記ＲＦ検出信号に基づいて前記ＲＦ・ＥＭ放射に対するエネルギー供給プロファイルを選択するよう構成されている、請求項２３に記載の電気手術装置。
25. 前記マイクロ波チャネル上で前方向出力および反射出力をサンプリングすること、およびそれにより、前記プローブにより供給されるマイクロ波出力の大きさおよび／または位相を示すマイクロ波検出信号を生成することを行うためのマイクロ波信号検出器を含み、前記制御器は、前記マイクロ波検出信号を受け取るために前記マイクロ波信号検出器と通信し、前記マイクロ波検出信号に基づいて前記マイクロ波ＥＭ放射に対するエネルギー供給プロファイルを選択するよう構成されている、請求項２３または２４に記載の電気手術装置。
26. 前記プローブの遠位端部は、第２導体から空間的に離間された第１導体を含むバイポーラ放出構造体を含み、前記第１導体および前記第２導体は、
    それぞれ、伝導により前記ＲＦ・ＥＭ放射を伝達するすための活性電極および帰還電極として、
    放射により前記マイクロ波ＥＭ放射を伝達するためのアンテナまたはインピーダンス変成器として、
    動作するよう構成されている、請求項１乃至２５のうちのいずれか１項に記載の電気手術装置。
27. 前記第１周波数は、１０ｋＨｚ乃至３００Ｍｈｚの範囲の安定した固定周波数であり、前記第２周波数は３００Ｍｈｚ乃至１００ＧＨｚの範囲の安定した固定周波数であり、前記第２周波数のオーダーは前記第１周波数のオーダーよりも少なくとも高い、請求項１乃至２６のうちのいずれか１項に記載の電気手術装置。
28. 生体組織を切除するための電気手術装置のための分離回路であって、前記分離回路は、
    ＲＦチャネルから第１周波数を有する無線周波数（ＲＦ）電磁（ＥＭ）放射を受け取るために接続可能な第１入力と、マイクロ波チャネルから前記第１周波数よりも高い第２周波数を有するマイクロ波ＥＭ放射を受け取るために接続可能である第２入力と、ＲＦ・ＥＭ放射およびマイクロ波ＥＭ放射を共通信号経路に伝達するために第１入力および第２入力と通信する出力と、を有する組み合わせ回路、および、
    前記マイクロ波チャネルを前記ＲＦ・ＥＭ放射から分離するために接続された導波管アイソレータ、
    を含み、
    前記導波管アイソレータは、伝導性入力区域、前記入力区域と噛み合って、それにより入力区域および出力区域により囲まれた体積内で導波管キャビティを画成する伝導性出力区域、および前記入力区域と前記出力区域との間に配置されたＤＣ分離障壁、を含み、
    前記組み合わせ回路からの出力は、信号導体およびグラウンド導体を含み、
    前記分離回路は、前記組み合わせ回路からの出力のグラウンド導体と前記導波管アイソレータの伝導性入力区域との間に容量構造体を含み、前記容量構造体は、前記ＲＦ・ＥＭエネルギーの結合および前記マイクロ波ＥＭエネルギーの漏出を防止するよう構成され、
    前記導波管アイソレータは調節可能なインピーダンスを有する、分離回路。
29. 前記導波管アイソレータは、前記導波管アイソレータのインピーダンスを変化させるよう調節可能である調整部分を含む、請求項２８に記載の分離回路。
30. 前記調整部分は、前記導波管アイソレータへと調節可能に挿入可能である複数の調整突出部を含む、請求項２９に記載の分離回路。
31. 共通信号経路に接続された出力は、前記導波管アイソレータの出力区域上に取り付けられた出力プローブを含み、前記出力プローブは、前記導波管アイソレータからのマイクロ波ＥＭエネルギーと結合するために前記導波管アイソレータ内に延長する結合導体を有し、
    前記第１入力は前記導波管アイソレータ上に取り付けられたＲＦコネクタを含み、前記ＲＦコネクタは、前記出力プローブの結合導体と電気的に接触するために前記導波管キャビティ内に延長する信号導体を有し、
    前記信号導体の位置は、前記導波管アイソレータ内のマイクロ波ＥＭエネルギーの等ポテンシャルに沿って位置合わせされている、
    請求項２８乃至３０のうちのいずれか１項に記載の分離回路。
32. 前記導波管アイソレータ内に延長する出力プローブの結合導体の近位部分は絶縁スリーブにより包囲されている、請求項３１に記載の分離回路。
33. 前記導波管アイソレータ内に延長するＲＦコネクタの信号導体の近位部分は絶縁スリーブにより包囲されている、請求項３１または３２に記載の分離回路。
34. 前記マイクロ波ＥＭエネルギーが前記ＲＦコネクタの信号導体を通って前記導波管アイソレータから漏出することを防止するために前記ＲＦコネクタ上に取り付けられたマイクロ波チョークを含む、請求項３１乃至３３のうちのいずれか１項に記載の分離回路。
35. 前記マイクロ波チョークは放射状または円筒形である、請求項３４に記載の分離回路。

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