BR112016013232B1

BR112016013232B1 - Aparelho eletrocirúrgico de ressecção do tecido biológico e circuito de isolamento para o referido aparelho

Info

Publication number: BR112016013232B1
Application number: BR112016013232-7A
Authority: BR
Inventors: Christopher Paul Hancock; Malcolm White; Nuwan Dharmisiri
Original assignee: Creo Medical Limited
Priority date: 2013-12-09
Filing date: 2014-12-04
Publication date: 2022-05-10
Also published as: WO2015087051A1; EP3079619B1; JP6488306B2; PT3079619T; GB201321710D0; US20160374752A1; HK1222311A1; BR112016013232A2; AU2014363209A1; CN105848604B; US20190099218A1; DK3079619T3; JP2016538962A; GB2522533B; ES2666997T3; GB201421526D0; KR102393009B1; GB2522533A; AU2014363209B2; EP3079619A1

Abstract

aparelho eletrocirúrgico de ressecção do tecido biológico e circuito de isolamento para o referido aparelho um circuito de isolamento para o gerador eletrocirúrgico disposto para produzir energia de radiofrequência (rf) e energia de microondas para o tratamento de tecido biológico. o gerador tem um canal de rf e um canal de microondas que são combinados pelo combinador de sinal para permitir que a energia de rf e a energia de microondas sejam distribuídas no tecido ao longo de um caminho de alimentação comum. o circuito de isolamento compreende um isolador de guia de ondas regulável em uma junção entre o canal de microondas e o combinador de sinal e pode incluir uma estrutura capacitiva entre um condutor de terra do combinador de sinal e uma seção de entrada condutora do isolador de guia de ondas para inibir o acoplamento da energia de rf e a fuga da energia de microondas. o circuito de isolamento pode combinar em uma única unidade regulável todos os componentes necessários para isolar os canais de microondas e de rf uns dos outros e enquanto fornece uma alta tensão de suporte.

Description

CAMPO DA INVENÇÃO

[001] A invenção refere-se a um aparelho eletrocirúrgico no qual a energia de radiofrequência é utilizada para o tratamento de tecidos biológicos. Em particular, a invenção refere-se a um aparelho cirúrgico capaz de gerar energia de radiofrequência (RF) para corte de tecidos. Ela pode ser usada como parte de um aparelho cirúrgico que também distribui energia de frequência de microondas para fins de hemostase (isto é, vedação de vasos sanguíneos rompidos pela promoção da coagulação sanguínea).

Fundamentos da invenção

[002] A ressecção cirúrgica é um meio de remoção de secções de órgãos de dentro do corpo humano ou animal. Tais órgãos podem ser altamente vasculares. Quando o tecido é cortado (dividido ou seccionado), pequenos vasos sanguíneos chamados arteríolas são danificados ou rompidos. O sangramento inicial é seguido de uma cascata de coagulação em que o sangue é transformado em um coágulo na tentativa de conter o ponto de sangramento. Durante uma operação, é desejável que um paciente perca a menor quantidade de sangue possível, então vários dispositivos foram desenvolvidos em uma tentativa de prover um corte livre de sangue. Para procedimentos endoscópicos, é também indesejável que ocorra sangramento e que este não seja resolvido o quanto antes, ou de uma forma diligente, uma vez que o fluxo de sangue pode atrapalhar a visão do operador, o que pode levar à necessidade de o procedimento ser encerrado e outro método usado em seu lugar, por exemplo, cirurgia aberta.

[003] Geradores eletrocirúrgicos são difundidos em todas as salas cirúrgicas de hospitais, para uso em procedimentos abertos e laparoscópicos, e também estão crescentemente presentes em suítes de endoscopia. Em procedimentos endoscópicos, o acessório eletrocirúrgico é tipicamente inserido através de um lúmen dentro de um endoscópio. Em comparação ao canal de acesso equivalente para cirurgia laparoscópica, tal lúmen é comparativamente estreito quanto ao orifício e maior em comprimento. No caso de um paciente bariátrico, o acessório cirúrgico pode ter um comprimento de 300 mm do cabo à ponta de RF, enquanto a distância equivalente em um caso laparoscópico pode estar em um excesso de 2500 mm.

[004] Em vez de uma lâmina afiada, é conhecida a utilização de energia de radiofrequência (RF) para cortar tecido biológico. O método de corte que usa energia de RF opera utilizando o princípio de que enquanto uma corrente elétrica percorre uma matriz de tecido (ajudada pelos conteúdos iônicos das células e pelos eletrólitos intracelulares), a impedância ao fluxo de elétrons através do tecido gera calor. Quando uma voltagem de RF é aplicada na matriz do tecido, é gerado calor suficiente dentro das células para vaporizar o conteúdo de água do tecido. Como resultado dessa dessecação crescente, particularmente adjacente à região de emissão de RF do instrumento (referido aqui como lâmina de RF) que tem a maior densidade de corrente de todo o trajeto da corrente através do tecido, o tecido adjacente ao polo de corte da lâmina de RF perde o contato direto com a lâmina. A voltagem aplicada então aparece quase totalmente através desse vazio que consequentemente ioniza, formando um plasma, que tem uma resistividade de volume muito elevada em comparação ao tecido. Essa diferenciação é importante, uma vez que ela concentra a energia aplicada no plasma que completou o circuito elétrico entre o polo de corte da lâmina de RF e o tecido. Qualquer material volátil que ingressa no plasma lentamente o bastante é vaporizado e a percepção é, portanto, de um plasma de dissecação do tecido.

[005] GB 2 486 343 descreve um sistema de controle para um instrumento eletrocirúrgico que distribui a RF e a energia de microondas para tratar o tecido biológico. O perfil de distribuição de energia da energia de RF e da energia de microondas distribuída a uma sonda é estabelecido com base na voltagem amostrada e nas informações da corrente da energia de RF transportada à sonda e informações de potência amostrada adiante e refletida para a energia de microondas transportada para e a partir da sonda.

[006] Fig. 1 mostra um diagrama esquemático de um aparelho eletrocirurgico 400 tal como estabelecido na patente GB 2 486 343. O aparelho compreende um canal de RF e um canal de microondas. O canal de RF contém componentes de geração e controle de um sinal electromagnético de frequência de RF num nível de potência adequado para o tratamento de (por exemplo, de corte ou de dessecação) tecido biológico. O canal de microondas contém componentes de geração e controle de um sinal eletromagnético de frequência de microondas a um nível de potência adequado para o tratamento de (por exemplo, coagulação ou ablação) tecido biológico.

[007] O canal de microondas tem uma fonte de frequência de microondas 402 seguida por um divisor de potência 424 (por exemplo, um divisor de potência de 3 dB), o qual divide o sinal da fonte 402 em dois ramos. Um ramo do divisor de potência 424 forma um canal de microondas, que tem um módulo de controle de potência que compreende um atenuador variável 404 controlado pelo controlador 406 através do sinal de controle V10 e um modulador de sinal 408 controlado pelo controlador 406 através do sinal de controle V11e um módulo amplificador compreendendo amplificador de unidade 410 e amplificador de potência 412 para gerar a radiação EM de microondas direta para distribuição a partir de uma sonda 420 em um nível de potência adequado para o tratamento. Após o módulo amplificador, o canal de microondas continua com um módulo de acoplamento de sinal de microondas (que faz parte de um detector de sinal de microondas) que compreende um circulador 416 ligado para fornecer energia EM de microondas a partir da fonte para a sonda ao longo de um via entre a primeira e segunda portas, um acoplador de onda direta 414 na primeiro porta do circulador 416, e um acoplador de onda refletida 418 na terceira porta do circulador 416. Depois de passar através do acoplador de onda refletida, a energia EM de microondas a partir da terceira porta é absorvida por um armazenador de energia 422. O módulo de acoplamento de sinal de microondas também inclui um interruptor 415 operado pelo controlador 406 através do sinal de controle V12 para ligar, quer o sinal acoplado direto ou o sinal acoplado refletido para um receptor heteródino para detecção.

[008] O outro ramo do divisor de energia 424 forma um canal de medição. O canal de medição ignora o alinhamento de amplificação no canal de microondas, e, portanto, é organizado para fornecer um sinal de baixa energia da sonda. Nesta modalidade, alternar um interruptor de canal principal 426 controlado pelo controlador 406 através do sinal de controle V13 é operável para selecionar um sinal a partir seja canal de microondas ou o canal de medição para distribuir à sonda. Um filtro passa-alto 427 é conectado entre o interruptor de seleção de canal principal 426 e a sonda 420 para proteger o gerador de sinal de microondas a partir de sinais de RF de baixa frequência.

[009] O canal de medição inclui componentes dispostos para detectar a fase e a magnitude da energia refletida a partir da sonda, o que pode fornecer informação sobre o tecido de material biológico por exemplo, presente na extremidade distal da sonda. O canal de medição compreende um circulador 428 ligado para fornecer energia EM de microondas a partir da fonte 402 para a sonda ao longo de uma via entre a primeira e segunda portas. Um sinal refletido retornado da sonda é direcionado para a terceira porta do circulador 428. O circulador 428 é utilizado para proporcionar isolamento entre o sinal direto e o sinal refletido para facilitar a medição precisa. No entanto, como o circulador não fornece o isolamento completo entre a sua primeira e terceira portas, ou seja, uma parte do sinal direto pode romper-se à terceira porta e interferir com o sinal refletido, um circuito de cancelamento de suporte é utilizado que injeta uma porção do sinal direto (do acoplador de sinal direto 430) de volta para o sinal que sai da terceira porta (via acoplador de injeção 432). O circuito de cancelamento de suporte inclui um ajustador de fase 434 para garantir que a parte injetada é de 180 o fora de fase com qualquer sinal de que irrompe na terceira porta a partir da primeira porta, a fim de anulá-lo. O circuito de cancelamento de suporte também inclui um atenuador de sinal 436 para garantir que a magnitude da parte injetada é a mesma que qualquer sinal de ruptura.

[0010] Para compensar qualquer derivação no sinal direto, um acoplador de sinal direto 438 é fornecido no canal de medição. A saída acoplada do acoplador de sinal direto 438 e o sinal refletido a partir da terceira porta do circulador 428 estão ligados aos respectivos terminais de entrada de um interruptor 440, o qual é operado pelo controlador 406 através do sinal de controle V14 para ligar o sinal direto acoplado ou o sinal refletido a um receptor heteródino para a detecção.

[0011] A saída do interruptor 440 (isto é, a saída do canal de medição) e a saída do interruptor 415 (ou seja, a saída do canal de microondas) são ligar a um respectivo terminal de entrada de um interruptor de seleção de canal secundário 442, que é operável pelo controlador 406 através do sinal de controle Vis em conjunto com o interruptor de seleção de canal principal para garantir que a saída do canal de medição está ligada ao receptor heteródino quando o canal de medição está fornecendo energia para a sonda e que a saída do canal de microondas é ligada ao receptor heteródino quando o canal de microondas está fornecendo energia à sonda.

[0012] O receptor heteródino é utilizado para extrair a informação de fase e amplitude do sinal de saída pelo interruptor de seleção de canal secundário 442. Um receptor heteródino único é mostrado neste sistema, mas um receptor heteródino duplo (contendo dois osciladores locais e misturadores) para misturar a frequência da fonte para baixo duas vezes antes que o sinal entre no controlador pode ser utilizado, se necessário. O receptor heteródino compreende um oscilador local 444 e um misturador 448 para misturar a saída de sinal pelo interruptor de seleção de canal secundário 442. A frequência do sinal do oscilador local é selecionada de modo que a saída do misturador 448 está em uma frequência intermediária adequada para ser recebida no controlador 406. Filtros passa-faixa 446, 450 são fornecidos para proteger o oscilador local 444 e o controlador 406 dos sinais de microondas de alta frequência.

[0013] O controlador 406 recebe a saída do receptor heteródino e determina (por exemplo extratos) disso a informação indicativa de fase e magnitude dos sinais diretos e/ou refletidos no canal de microondas ou de medição. Esta informação pode ser usada para controlar a distribuição de radiação EM de microondas de alta potência no canal de microondas ou radiação EM de RF de alta potência no canal de RF. Um utilizador pode interagir com o controlador 406 através de uma interface de utilizador 452, como discutido acima.

[0014] O canal de RF mostrado na Fig. 1 compreende uma fonte de frequência de RF 454 ligada a um controlador de acesso 456 que é controlado pelo controlador 406 através do sinal de controle V16. O controlador de porta 456 fornece um sinal de funcionamento de um amplificador RF 458, que é uma disposição de meia-ponte. A tensão de dreno da disposição de meia-ponte é controlável através de uma alimentação DC variável 460. Um transformador de saída 462 transfere o sinal de RF gerado para uma linha para distribuição a uma sonda 420. Um filtro passa- baixo, passa-faixa, corta-faixa ou rejeita-faixa 464 está conectado nessa linha para proteger o gerador de sinais de RF de sinais de microondas de alta frequência.

[0015] Um transformador de corrente 466 está ligado sobre o canal RF para medir a corrente distribuída à carga do tecido. Um divisor de potencial 468 (que pode ser aproveitado fora do transformador de saída) é utilizado para medir a tensão. Os sinais de saída do divisor de potencial 468 e transformador de corrente 466 (ou seja, saídas de tensão indicativo da tensão e corrente) são conectados diretamente ao controlador 406, após condicionamento pelos respectivos amplificadores de tensão 470, 472 e diodos reguladores de tensão Zener 474, 476, 478, 480 (mostrados como sinais B e C na Fig. 1).

[0016] Para derivar informação de fase, os sinais de tensão e de corrente (B e C) estão também ligados a um comparador de fase 482 (por exemplo, uma porta EXOR), cuja tensão de saída está integrada pelo circuito RC 484 para produzir uma tensão de saída (mostrada como A na Fig. 1) que é proporcional à diferença de fase entre a tensão e corrente. Esta tensão de saída (sinal A) está ligada diretamente ao controlador 406.

[0017] O canal de microondas/medição e o canal de RF estão ligados a um combinador de sinal 114, o qual transmite os dois tipos de sinal separadamente ou simultaneamente ao longo do conjunto de cabos 116 à sonda 420, a partir da qual é distribuída (por exemplo, irradiada) para o tecido biológico de um paciente.

[0018] Um isolador de guia de ondas (não mostrado) pode ser fornecido na junção entre o canal de microondas e combinador de sinal. O isolador de guia de ondas pode ser configurado para executar três funções: (i) permitir a passagem de energia muito elevada de microondas (por exemplo, superior a 10 W); (ii) bloquear a passagem de energia de RF; e (iii) fornecer uma tensão de suporte elevada (por exemplo maior do que 10 kV). Uma estrutura capacitiva (também conhecida como uma ruptura DC) pode também ser fornecida em (por exemplo, dentro) ou adjacente ao isolador de guia de ondas. O objetivo da estrutura capacitiva é reduzir o acoplamento capacitivo através da barreira de isolamento.

SUMÁRIO DA INVENÇÃO

[0019] A presente invenção proporciona um acessório para o aparelho eletrocirúrgico divulgado GB 2 486 343. As potencializações dizem respeito a melhorar a precisão das medições de potência refletida pela redução das perdas de inserção dentro dos canais de microondas e RF.

[0020] Na sua forma mais geral, a presente invenção fornece um isolador de guia de ondas ajustável na junção entre o canal de microondas e combinador de sinal. Numa modalidade preferida, a invenção combina numa única unidade sintonizável todos os componentes necessários para isolar os canais de microondas e de RF a partir um do outro fornecendo ao mesmo tempo uma elevada tensão de suporte (por exemplo, maior do que 10 kV). A impedância do isolador de guia de ondas pode ser ajustado in situ (isto é, quando o aparelho está pronto a ser utilizado) ou com antecedência para reduzir as perdas de retorno experientes ao longo das vias de sinal e, consequentemente, melhorar a sensibilidade da medição.

[0021] A invenção pode proporcionar uma estrutura capacitiva no ou adjacente ao isolador de guia de ondas sintonizável que pode reduzir o acoplamento capacitivo através da barreira de isolamento. O acoplamento capacitivo reduzido pode ser fornecido ligando o isolador de guia de ondas (em particular, o condutor exterior do isolador de guia de ondas) em série com um componente capacitivo adicional, tal como um isolador coaxial. Para manter o acoplamento capacitivo reduzido durante a operação, o componente capacitivo adicional pode ter uma tensão de ruptura elevada, por exemplo. 500 V ou mais. Assim, o isolador de guia de ondas e um componente capacitivo adicional (por exemplo isolador coaxial) podem atuar em combinação, tal como um filtro bloqueador de baixa frequência para evitar a radiação EM de RF a partir do canal de RF de entrar no canal de microondas.

[0022] Alternativamente, numa modalidade preferida, a estrutura capacitiva pode ser uma parte integrante da barreira de isolamento DC no próprio isolador de guia de ondas. Por exemplo, o acoplamento capacitivo reduzido pode ser conseguido pela diminuição da capacitância ou aumentando a reatância capacitiva da lacuna de isolamento formada no condutor exterior do isolador de guia de ondas, por exemplo, aumentando a espessura do material isolante presente na lacuna. Neste arranjo, o isolador de guia de ondas pode incluir um bloqueador para minimizar a perda de potência de microondas na lacuna.

[0023] Assim, de acordo com a invenção, é fornecido um aparelho eletrocirurgico de ressecção de tecido biológico, compreendendo o aparelho: um gerador de sinais de radiofreqüência (RF) para gerar a radiação (EM) eletromagnética de RF tendo uma primeira frequência; um gerador de sinais de microondas para a geração de radiação EM de microondas tendo uma segunda frequência que é maior do que a primeira freqüência; uma sonda organizada para fornecer a radiação EM de RF e a radiação EM de microondas separadamente ou simultaneamente, desde uma extremidade distal da mesma; e uma estrutura de alimentação para transmitir a radiação EM de RF e a radiação EM de microondas para a sonda, a estrutura de alimentação constituída por um canal de RF para ligar a sonda ao gerador de sinais de RF e um canal de microondas para ligar a sonda ao gerador de sinais de microondas, onde o canal de RF e o canal de microondas compreendem vias fisicamente separadas de sinal proveniente do gerador de sinal de RF e gerador de sinais de microondas respectivamente, no qual a estrutura de alimentação inclui um circuito combinando tendo uma primeira entrada conectada à via de sinal separada no canal de RF, uma segunda entrada conectada à via de sinal separada no canal de microondas, e uma saída conectada a uma via comum de sinal para transmitir a radiação EM de RF e a radiação EM de microondas separadamente ou simultaneamente ao longo de um canal único para a sonda , no qual o canal de microondas inclui um isolador de guia de ondas ligado para isolar a via de sinal separada no canal de microondas da radiação EM de RF, e onde o isolador de guia de ondas tem uma impedância ajustável.

[0024] A impedância ajustável do isolador de guia de ondas permite a perda de retorno ser reduzida de uma maneira que melhora a sensibilidade de medição do aparelho. A impedância ajustável pode ser fornecida em qualquer forma adequada. Por exemplo, o isolador de guia de ondas pode incluir uma porção de sintonização que é ajustável para mudar a impedância do isolador de guia de ondas. A porção de sintonização pode ser uma unidade de sintonização que compreende uma pluralidade de linhas de sintonização que são ajustavelmente inseríveis no isolador guia de ondas.

[0025] A natureza sintonizável do isolador de guia de ondas é particularmente vantajosa quando o isolador de guia de ondas, também atua como uma quebra de DC e como o circuito de combinação.

[0026] Assim, o isolador de guia de ondas pode compreender uma seção de condutor de entrada, uma seção de saída do condutor, que coincide com a seção de entrada para definir uma cavidade de guia de ondas dentro de um volume encerrado pelas seções de entrada e de saída, e uma barreira de isolamento DC disposta entre as seções de entrada e de saída , em que a saída na via de sinalização comum inclui um condutor de sinal e um condutor de aterramento, e em que a estrutura de alimentação inclui uma estrutura capacitiva entre o condutor de aterramento de saída na via de sinal comum e a seção de entrada do condutor do isolador de guia de ondas, a estrutura capacitiva estando disposta para inibir o acoplamento de energia EM de RF e vazamento da energia EM de microondas.

[0027] A estrutura capacitiva pode ser fornecida pela barreira de isolamento DC e um bloqueador de microondas formado na seção de entrada do isolador de guia de ondas. As seções interior e exterior do isolador de guia de ondas define um corpo cilíndrico, o bloqueador de microondas pode compreender um canal anular que se estende axialmente a partir da extremidade distal da seção interior do isolador de guia de ondas. O canal pode ser preenchido com ar ou outro dielétrico adequado. O comprimento axial do bloqueador pode ser de um quarto do comprimento de onda de energia EM de microondas (ou um múltiplo ímpar do mesmo) no material (por exemplo, ar) e da estrutura geométrica do canal.

[0028] A barreira de isolamento DC em si pode incluir um elemento isolante espaçador rígido montado entre as seções interiores e exteriores do isolador de guia de ondas. O elemento espaçador pode ser formado a partir de um plástico isolante, tais como Delrin® ou cloreto de polivinil (PVC). Se o guia de ondas é cilíndrico, o elemento espaçador pode compreender uma luva anular montada sobre a extremidade distal de uma das seções de entrada ou de saída do isolador de guia de ondas. A superfície exterior da luva pode estar nivelada com a superfície exterior das seções de entrada e de saída.

[0029] O comprimento axial da sobreposição entre a luva e as seções interiores e/ou exteriores é de preferência um número ímpar de quartos de comprimentos de onda (geralmente um quarto de comprimento de onda) na frequência de microondas no material da luva e da estrutura que o contenha. A espessura da camada isolante (espessura radial quando se trata de uma luva isolante) pode ser selecionada para ser tão fina quanto possível para minimizar a fuga de microondas ou tão grossa quanto necessário para reduzir a capacitância para um nível que forneça o isolamento necessário na frequência da energia EM de RF. Estes dois requisitos estão em conflito e pode ser que ambos não possam ser atingidos. Na prática, a luva pode, assim, compreender quer uma camada isolante fina (i), que satisfaz o requisito de fuga de microondas, mas requer uma ruptura capacitiva adicional em série com o condutor externo, a fim de reduzir a capacitância (por exemplo, o isolador coaxial discutido abaixo), ou (ii) uma camada isolante de espessura, que satisfaz o requisito de isolamento de energia EM de RF, mas requer um componente adicional de microondas para atingir o baixo vazamento de microondas necessário (por exemplo, o bloqueador de microondas discutido acima)

[0030] A barreira de isolamento DC pode incluir componentes adicionais. Por exemplo, a barreira de isolamento de DC pode incluir uma película isolante montada em uma porção da superfície interna da seção de entrada na junção com o elemento separador isolante rígido. O filme isolante pode estender-se para fora do elemento separador isolante rígido por uma distância predeterminada, por exemplo, para aumentar a tensão de ruptura de superfície.

[0031] O isolador de guia de ondas permite que o circuito de combinação flutue eletricamente, o que aumenta a segurança. A estrutura capacitiva atua para aumentar a reatância capacitiva do circuito de combinação para reduzir o risco de um sinal de RF de escapar para baixo do canal de microondas por meio de um acoplamento capacitivo através do isolador de guia de ondas.

[0032] Numa modalidade em que o circuito de combinação é integrado com o isolador de guia de ondas, a via de sinal em separado sobre o canal RF pode terminar no conector de RF que está ligado ao isolador de guia de ondas, pelo que o sinal de RF é diretamente transportado a uma porta de saída do isolador de guia de ondas. A via de sinalização comum pode assim estender para longe da porta de saída do isolador de guia de ondas. Assim, a saída conectada a via de sinalização comum pode incluir uma sonda de saída montada na seção de saída do isolador de guia de ondas, em que a sonda de saída tem um condutor de acoplamento que se estende no isolador de guia de ondas para acoplar a energia EM de microondas a partir daí. A primeira entrada pode incluir um conector de RF montado no isolador de guia de ondas, em que o conector de RF tem um condutor de sinal que se estende na cavidade de guia de ondas para pôr eletricamente em contato o condutor de acoplamento da sonda de saída. O condutor de sinal pode ser um fio ou haste condutora isolada. O condutor de sinal pode contatar o condutor de ligação, com uma distância predeterminada a partir da sua ponta. A distância pode ser ajustável, por exemplo, alterando a posição do RF ligado em relação ao isolador de guia de ondas. De preferência, a posição do condutor de sinal é selecionada para que siga de perto (por exemplo, está substancialmente alinhada com) um equipotencial do campo EM de microondas dentro do isolador de microondas, de modo que a presença do conector de RF não afeta o comportamento da energia EM de microondas. Alinhando o condutor de sinal, desta forma significa que a quantidade de energia EM de microondas que pode vazar para o conector RF é mínima. No entanto, como mais uma barreira para fugas, um bloqueador de microondas pode ser montado no conector de RF para evitar que a energia EM de microondas vaze para fora do isolador de guia de ondas através do condutor de sinal do conector de RF. O bloqueador de microondas pode ser radial ou cilíndrico, ou qualquer outra forma adequada. As suas dimensões são escolhidas de forma apropriada com base no comprimento de onda da energia EM de microondas.

[0033] A fim de manter uma tensão de ruptura elevada, porções do condutor de sinal e condutores de acoplamento adjacentes às paredes do isolador de guia de ondas podem ser envolvidas por um material isolante, por exemplo, um dielétrico adequado. Assim, uma porção proximal do condutor de acoplamento da sonda de saída que se estende para o isolador de guia de onda pode ser rodeada por uma luva isolante. E uma porção proximal do condutor de sinal do conector de RF que se estende para o isolador de guia de ondas pode ser rodeada por uma luva isolante.

[0034] Integrando o circuito de combinação com o isolador de guia de ondas adaptado fornece um único componente que fornece o necessário isolamento do gerador para paciente, evitando simultaneamente acoplamento RF indesejado e fuga de microondas. Além disso, este único componente elimina a necessidade de um filtro de rejeição de multi-linhas separadas (passa-baixo) no canal de RF. Além disso, a natureza do componente integrado significa que a perda de inserção do dispositivo é muito mais baixa (não existe placa de microfita, menos interligações, menos cabos de roteamento de microondas, sem isolador co-axial). A capacidade de ajustar o isolador de guia de ondas in situ melhora ainda mais a perda de inserção. O isolador de guia de ondas integrado também é fisicamente menor e mais fácil de fabricar do que a solução de multi-componente.

[0035] Numa outra modalidade, a estrutura capacitiva pode compreender uma capacitância adicional ligada em série com o isolador de guia de ondas sintonizável. A capacitância adicional pode ser um isolador coaxial. A capacitância adicional pode ter uma alta tensão de ruptura de lidar com as tensões de pico vistas dentro do sistema. A tensão de ruptura da capacitância adicional pode ser de 1 kV ou mais, de preferência dois ou mais kV

[0036] A via de sinal separado no canal de RF pode ser isolada a partir da radiação EM de microondas. O canal de RF pode, portanto, incluir um isolador, por exemplo, um filtro passa-baixo, passa-faixa, bloqueio de faixa ou rejeita faixa, ligado entre a via de sinal separado no canal de RF e o circuito de combinação. O filtro passa-baixo, passa-faixa e bloqueio de faixa ou rejeita faixa pode ser integrado com o circuito de combinação. Por exemplo, numa modalidade, o circuito de combinação pode compreender um circuito diplexador aberto de microfita bidirecional em forma de T que tem um filtro passa-baixo, passa-faixa, bloqueio de faixa ou rejeita faixa formado integralmente para impedir a radiação EM de microondas de vazar para fora da primeira entrada. O filtro de bloqueio de faixa pode compreender uma pluralidade de linhas (por exemplo, duas, três ou quatro linhas) formadas sobre a linha de microfita entre a primeira entrada e a junção em T do circuito diplexador.

[0037] Usando o isolador de guia de ondas adaptado mencionado acima ou o isolador de guia de ondas conectado em série e isolador coaxial como um filtro passa-alto pode ultrapassar três desvantagens da utilização de um único capacitor de alta frequência para proporcionar o isolamento necessário. Em primeiro lugar, é desejável para todo o circuito de combinação ser flutuante, ou seja, sem uma via direta para o solo ou a fonte de alimentação. Assim, tanto o plano de sinal e de solo do canal de microondas precisam entrar no circuito de combinação capacitivamente. O isolador de guia de ondas pode fornecer essa propriedade. Em segundo lugar, é desejável evitar que o sinal de RF vaze para o paciente ou utilizador através do acoplamento capacitivo entre o isolador de guia de ondas. A barreira de isolamento DC adaptada descrita acima ou o isolador coaxial pode fornecer a capacitância necessária para aumentar a reatância capacitiva da junção e consequentemente inibir o acoplamento capacitivo na primeira frequência. Um isolador coaxial é preferido a um capacitor normal, porque o sinal de RF pode ser fornecido como pulsos de alta tensão (por exemplo, de 5 kV ou superior), que é mais elevada do que a quebra de tensão típica de um capacitor normal. Em terceiro lugar, a perda de inserção da disposição em série é muito menor do que para um capacitor normal nas frequências de microondas preferidas aqui reveladas (por exemplo. 5.8 GHz ou superior), que podem ajudar a prevenir o circuito de ressonar certas frequências.

[0038] A invenção pode ser combinada com qualquer um ou todos os componentes (individualmente ou em qualquer combinação), descrita acima com referência ao dispositivo electrocirúrgico 400 tal como estabelecido na patente GB 2 486 343. Por exemplo, o canal de RF e microondas pode incluir qualquer um ou todos os componentes do canal de RF e de canal microondas, respectivamente, descritos acima. Como mencionado acima, o canal de microondas pode incluir um circulador para separar um sinal refletido no canal de micro-ondas de um sinal direto. Numa modalidade alternativa, um acoplador direcional pode ser usado para o mesmo fim. Na prática, o circulador ou acoplador direcional exibirão isolamento imperfeito, que por sua vez afeta o sinal refletido que é efetivamente recebido no detector. A impedância ajustável da presente invenção é capaz de compensar este isolamento imperfeito, bem como otimizar a perda de retorno e a transmissão no isolador de guia de ondas.

[0039] O aparelho pode incluir um controlador operável para selecionar um perfil de distribuição de energia para a radiação EM de RF e a radiação EM de microondas. Aqui, o perfil de distribuição de energia pode significar a forma da forma de onda em termos de tensão/corrente e tempo para a energia de RF e do nível de energia e tempo para a energia de microondas. O controle do perfil de distribuição de energia pode permitir um intervalo de aplicações terapêuticas a ser executado.

[0040] O aparelho pode incluir um detector de sinal de RF para amostragem de corrente e de tensão sobre o canal RF e daí a geração de um sinal de detecção de RF indicativa da diferença de fase entre a corrente e a tensão. O controlador pode estar em comunicação com o detector de sinal de RF para receber o sinal de detecção de RF e selecionar o perfil de distribuição de radiação EM de RF com base na detecção do sinal de RF.

[0041] Do mesmo modo, o aparelho pode incluir um detector de sinal de microondas para a amostragem de energia direta e refletida no canal de microondas e gerar a partir daí um sinal de detecção de microondas indicativo da amplitude e/ou fase da energia de microondas distribuída pela sonda. O controlador pode estar em comunicação com o detector de sinal de microondas para receber o sinal de detecção de micro-ondas e selecionar o perfil de distribuição de energia para a radiação EM de microondas com base no sinal de detecção de microondas.

[0042] Assim, o sistema pode ser configurado para fornecer um controle seguro sobre a saída do aparelho eletrocirurgico. Por exemplo, o aparelho pode permitir a seleção de um perfil de distribuição de energia para cortar tecido, que pode compreender a distribuição de energia EM de RF de onda contínua (CW) com um pico de amplitude de 400 V a um nível de potência de 30 W. O controlador pode ser ajustável (por exemplo, ajustável manualmente) para variar a amplitude do pico e nível de potência. Uma vez que as radiações EM de RF e microondas são monitoradas, a energia distribuída ao tecido pode ser determinada com precisão. Em outro exemplo, o aparelho pode permitir a seleção de um perfil de distribuição de energia para a coagulação pode compreender a distribuição de energia EM de microondas de onda contínua (CW) a um nível de potência de 25 W. Mais uma vez, o controlador pode ser ajustável (por exemplo, ajustável manualmente) para variar o nível de potência.

[0043] De modo mais geral, para conseguir o corte do tecido em um ambiente seco, pode ser necessário distribuir uma onda contínua de 500 kHz de forma de onda sinusoidal, com uma tensão de pico de amplitude de 400 V e uma potência de 40 W, ao passo que para conseguir o corte de tecido num ambiente molhado, pode ser necessário distribuir uma ou mais rajadas de 500kHz de energia com uma tensão de pico de 4000 V, com uma potência de pico de 200 W e um ciclo de trabalho de 10%, que pode ser configurado sob a forma em que o tempo LIGADO é de 10 ms e o tempo DESLIGADO é de 90 ms. Este tipo de perfil de distribuição de energia pulsada pode garantir que a energia é transmitida para o tecido em vez de causar o aquecimento indesejado do fluido circundante. Para coagulação eficiente de tecido no tecido seco, potência de microondas CW pode ser distribuída no tecido em um nível de potência RMS de 30 W. Para a coagulação em um ambiente molhado, a potência de microondas pode ser pulsada, por exemplo, ter um pico de potência de 100 W, com um ciclo de trabalho de 30%.

[0044] Outras formas de onda que produzem efeitos terapêuticos desejáveis em tecidos podem incluir uma combinação de energia RF e de microondas distribuída em CW e formatos pulsados semelhantes aos descritos acima. A energia de RF e microondas podem ser distribuídas simultaneamente onde a energia de microondas modula a energia de RF. Por exemplo, um perfil de pico de 400 V a 500 kHz de CW de RF pode ser modulado com um sinal de microondas de 5,8 GHz a 10 W de CW para produzir um grau de coagulação do tecido durante o processo de ressecção para reduzir a hemorragia, quando um órgão ou uma parte de um órgão está sendo removido.

[0045] Todos os parâmetros de forma de onda podem ser ajustados pelo controlador, por exemplo através de uma interface de utilizador.

[0046] O sistema de controle pode compreender um canal dedicado de medição, para o fornecimento de energia (de preferência, energia de microondas) a um nível baixo de energia (por exemplo. 10 mW ou menos). O sistema pode, assim, tornar disponíveis os sinais de medição de um canal que não está fornecendo efeitos terapêuticos, isto é, a forma de onda ou de distribuição de energia para o tecido pode ser controlada com base nas medições de baixa potência feitas usando um canal que não está envolvido na distribuição de efeitos terapêuticos dos tecidos. O canal de medição pode ser usar a mesma fonte como o canal de microondas. O sistema pode ser comutável de modo que a energia de microondas é distribuída, quer através do canal de medição (em um "modo de medição") ou através do canal de microondas (em um "modo de tratamento"). Alternativamente, o canal de microondas pode ser comutável entre um modo de baixa potência (para medições) e um modo de alta potência (para tratamento). Nesta disposição não é necessário um canal de medição separado.

[0047] O sistema pode ser configurado para fornecer energia para o corte e coagulação de tecido ao mesmo tempo (por exemplo, um modo misto ou misturado) ou pode ser operado de forma independente, pelo que a energia de RF e de microondas é distribuída à sonda sob controle manual do utilizador (por exemplo, com base na operação de um pedal) ou automaticamente com base em grandeza de fase e/ou informação medida do canal de RF e/ou de microondas. O sistema pode ser usado para executar a ablação do tecido e de corte. No caso em que energia de microondas e de RF são fornecidas em simultâneo, um ou ambos de energia RF e microondas refletidas aos respectivos geradores podem ser utilizadas na potência elevada ou baixa para controlar o perfil de distribuição de energia. Neste caso, pode ser desejável fazer medições durante o tempo de DESLIGAMENTO quando o formato de distribuição de energia é pulsado.

[0048] A extremidade distal da sonda pode compreender um emissor de estrutura bipolar que compreende um primeiro condutor espacialmente separado de um segundo condutor, o primeiro e segundo condutores sendo dispostos para atuar: como eletrodos ativos e de retorno, respectivamente, para transmitir a radiação EM de RF por condução, e como uma antena ou um transformador para facilitar a radiação EM de energia microondas. Assim, o sistema pode ser disposto para proporcionar uma via de retorno local para a energia RF. Por exemplo, a energia RF pode passar por condução através do tecido que separa os condutores, ou um plasma pode ser gerado na vizinhança dos condutores para proporcionar o percurso de retorno local. Corte de tecido por RF pode ser produzido por um material dielétrico fixo que separa os primeiro e segundo condutores, em que a espessura do material dielétrico é pequena, isto é, inferior a 1 mm e a constante dielétrica é elevada, ou seja, maior do que a do ar.

[0049] A invenção pode ser particularmente adequada em procedimentos do trato gastrointestinal (GI), por exemplo, para remover pólipos no intestino, ou seja, para a ressecção endoscópica sub-mucosa. A invenção também pode prestar-se a procedimentos endoscópicos de precisão, isto é, a ressecção endoscópica precisa, e pode ser usada em procedimentos no ouvido, nariz e garganta e de ressecção hepática.

[0050] A primeira frequência pode ser uma frequência fixa estável no intervalo de 10 kHz a 300 MHz e a segunda frequência pode ser uma frequência fixa estável no intervalo de 300 MHz e 100 GHz. A primeira frequência deve ser suficientemente elevada para evitar que a energia cause estimulação nervosa e suficientemente baixa para evitar que a energia cause branqueamento de tecidos ou margem térmica desnecessária ou danos à estrutura do tecido. Frequências locais preferidas para a primeira frequência incluem qualquer um ou mais dos seguintes: 100 kHz, 250 kHz, 500 kHz, 1 MHz, 5 MHz. Frequências locais preferidas para a segunda frequência incluem 915 MHz, 2,45 GHz, 5.8 GHz, 14,5 GHz, 24 GHz. De preferência, a segunda frequência é pelo menos uma ordem de grandeza (isto é, pelo menos, 10 vezes) maior do que a primeira frequência.

[0051] Num outro aspecto, a invenção pode ser expressa como um circuito de isolamento para aparelhos electrocirúrgicos de ressecção do tecido biológico, o circuito de isolamento compreende: um circuito de combinação tendo uma primeira entrada conectável para receber radiação eletromagnética (EM) de radiofreqüência (RF), tendo uma primeira freqüência de um canal de RF, uma segunda entrada conectável para receber radiação EM de microondas tendo uma segunda frequência que é maior do que a primeira freqüência de um canal de microondas e uma saída em comunicação com as primeiras e segunda entradas transportando a radiação EM de RF e a radiação EM de microondas para uma via comum do sinal de entrada e um isolador de guia de ondas ligado para isolar o canal de microondas da radiação EM de RF, onde o isolador de guia de ondas compreende uma secção de entrada condutora, uma seção do condutor de saída que interage com a seção de entrada para definir uma cavidade de guia de ondas dentro de um volume fechado pelas seções de entrada e saídas, e uma barreira de isolamento DC organizada entre as seções de entrada e saída, em que a saída do circuito de combinação inclui um condutor de sinal e um condutor de aterramento, onde o isolamento do circuito é composto por uma estrutura capacitiva entre o condutor de aterramento da saída do circuito de combinação e a seção de entrada condutora do isolador de guia de ondas, estrutura capacitiva, sendo preparada para inibir o acoplamento da energia EM de RF e fuga de energia EM de microondas, e onde o isolador de guia de ondas tem uma impedância ajustável. As características do circuito de combinação, isolador de guia de ondas e da estrutura capacitiva descrita acima podem também ser aplicáveis a este aspecto da invenção.

[0052] Também são aqui descritas melhorias no módulo de amplificação e de acoplamento de sinal de microondas no canal de microondas. Estas melhorias pretendem fornecer uma ou mais de uma maior saída de potência, uma maior sensibilidade de medição, e redução de ruído gerador nos sinais de medição.

[0053] Uma primeira melhoria diz respeito à configuração do módulo amplificador. Numa modalidade preferida, o módulo amplificador compreende um amplificador de acionamento, cuja saída é dividida entre quatro amplificadores de potência operando em paralelo. A divisão ocorre em duas etapas de separador de duas vias. Os quatro amplificadores de potência podem ter uma potência de transistor de 75 W e ganho de 10 dB, cujas propriedades podem ser fornecidas por um Mitsubishi MGFC50G5867 sem classificação. Esta configuração fornece mais de 1 dB de espaço para a degradação térmica da potência de saída saturada. A configuração pode permitir uma potência total superior a 120 W a ser alcançada.

[0054] Um segundo aperfeiçoamento refere-se à configuração do módulo de acoplamento de sinal de microondas. Numa modalidade preferida, um circulador de 4-portas é utilizado, onde o isolamento e a perda de retorno do circulador pode ser de 20 dB ou mais.

[0055] Um terceiro melhoramento refere-se à configuração do acoplador de potência refletida. Numa modalidade preferida, um misturador de quadratura é usado para detectar o sinal refletido. Isso permite que a soma vetorial de sinais indesejados seja subtraída do sinal total recebido de volta da sonda, permitindo assim a medição mais precisa do que é possível com um detector de lei do quadrado inverso.

[0056] Uma quarta melhoria diz respeito à configuração do módulo amplificador. Numa modalidade preferida, o módulo amplificador inclui um processador digital disposto para digitalizar os sinais que são usados para a medição antes que sejam emitidos a partir do módulo amplificador. Isto pode melhorar o efeito do ruído do gerador que pode acoplar em sinais analógicos.

BREVE DESCRIÇÃO DAS FIGURAS

[0057] Uma discussão detalhada dos princípios subjacentes à invenção e exemplos dos mesmos, é apresentada a seguir com referência aos desenhos anexos, nos quais:

[0058] Fig. 1 é um diagrama geral do sistema esquemático de um aparelho eletrocirurgico no qual pode ser utilizado a presente invenção, e é discutido acima;

[0059] Fig. 2 é um diagrama esquemático de um circuito de isolamento num dispositivo eletrocirúrgico que é uma modalidade da invenção;

[0060] Fig. 3 é um diagrama esquemático de um circuito de isolamento tendo apenas um isolador de guia de ondas que é uma outra modalidade da invenção;

[0061] Fig. 4 é uma vista lateral em corte transversal de um isolador de guia de ondas adaptado adequado para utilização no circuito de isolamento da Fig. 3; e

[0062] As Figs. 5A e 5B são diagramas esquemáticos de misturador de quadratura que podem ser utilizados num aparelho da invenção eletrocirúrgica

Descrição detalhada; opções adicionais e preferências

[0063] Em funcionamento, o aparelho eletrocirurgico com o qual a presente invenção é utilizada objetiva medir com precisão a energia refletida a partir da extremidade distal de um cabo coaxial, de modo que a presença de uma ferramenta pode ser detectada, e também o seu desempenho avaliado.

[0064] A medição precisa da potência refletida é dificultada pela atenuação no cabo, que está perto de 7 dB em cada sentido, de modo que mesmo uma reflexão total na extremidade distal daria uma perda de retorno de 14 dB (ie 1/25 do poder originalmente alimentado no cabo é retornado do cabo). Isto aumenta o efeito relativo de energia indesejada devido a imprecisões de acoplamento, ou devido a reflexões perto do detector, por exemplo, por um fator de cinco.

[0065] Uma melhoria significativa poderia ser feita, se um cabo de baixa atenuação fosse utilizado. No entanto, o diâmetro disponível no canal do endoscópio impõe um diâmetro máximo do cabo coaxial, e o comprimento do endoscópio impõe um comprimento mínimo para o cabo, e a atenuação de 7 dB é a melhor atualmente disponível.

[0066] Além disso, deve ser recordado que nas frequências de microondas desejadas para utilização com a invenção (isto é, de um modo preferido de 5,8 GHz ou mais), as tensões e as correntes da linha de transmissão se revertem a cada 18 mm, de modo que as tensões de reflexões em diferentes lugares na linha de transmissão não podem adicionar, mas em vez disso podem subtrair: na verdade, elas devem ser adicionadas como vetores com sentido (fase), bem como a amplitude (tensão) sendo tomadas em consideração. Na prática, isto significa que a incerteza na potência associada a reflexões indesejáveis é duas vezes tão grande como seria de esperar pela adição de potências, e que as reflexões indesejáveis não podem facilmente ser subtraídas a partir de medições para deixar o sinal desejado, como tanto a tensão e a fase do sinal indesejado precisam ser conhecidas para que possam ser removidas a partir da medição.

[0067] A presente divulgação descreve a fonte das tensões indesejadas, e identifica técnicas que podem ser utilizadas para cancelar ou para reduzir o seu efeito sobre a precisão da medição.

[0068] A onda direta viajando numa linha de impedância Z será definida como tendo uma tensão V e uma potência V2/Z (0 dB). O sinal direto que atinge o detector será atenuado pelo isolamento do circulador ou o direcionamento do acoplador que vai ser representado por uma redução da potência por uma razão D (para um direcionamento de 20 dB, D = 1/100), e uma redução da tensão em uma razão \D = δ. A fase do sinal do transmissor que alcança o detector será definida como sendo igual a zero. A tensão complexa no detector devido à ruptura do transmissor é então VF = Vδ exp(- j0) = Vδ.

[0069] O detector não mede a tensão complexa, mas irá medir a magnitude da soma das tensões complexas que chegam. A tensão complexa devido à ruptura direta vai ser adicionada à tensão complexa devido a qualquer sinal refletido e o detector irá dar a magnitude desta soma.

[0070] O sinal refletido também será a soma da reflexão a partir da extremidade distal do cabo, de quaisquer reflexões a partir de componentes antes do cabo, e de reflexões de imperfeições no cabo. Uma reflexão representante do coeficiente de reflexão complexa rR proporção de p ao longo do cabo de comprimento L (cerca de 2 m) e comprimento de atraso nL (cerca de 2,8 m) será incluída no cálculo, bem como um reflexo a partir da extremidade distal com coeficiente de reflexão complexa FD. A atenuação no cabo é n/m que para os aproximadamente 7 dB observados em um cabo de 2 m é de 3,5 dB/m ou = 3.51n(10)/20 « 0,403 n/m.

[0071] Tomando

o número de onda de espaço livre do sinal de microondas, e n, o inverso do fator de velocidade do cabo, e que permita uma distância d extra através das seções do isolador e acopladores, o sinal refletido complexo no detector é:

[0072] Adicionado à ruptura do transmissor isto torna-se:

[0073] Ignorando o fator V que multiplica tudo na última linha da equação, o primeiro termo entre parênteses δ quadrados é constante, e para 20 dB direcionamento é de 0,1. Esta será a medição, se houver uma carga perfeita. Os tamanhos dos próximos dois termos são TR exp (-2αpL) e rDexp (-2αL), respectivamente. Se o reflexo fazendo com que o segundo termo vem a partir da extremidade proximal do cabo coaxial, em seguida, p = 0 e o tamanho do segundo termo torna-se rR. Se a atenuação do cabo é de 7 dB em cada sentido (ou, mais precisamente, 6,99 dB) o tamanho do terceiro termo torna-se rD/5.

[0074] Temos agora, por exemplo,

[0075] onde os termos do lado direito estão na razão de 0,1: rR: rD/5. Para uma linha de transmissão bem-feita o segundo termo será muito pequeno, e deve ser menor do que o último termo, mas o primeiro termo é provável que seja maior do que o último termo, que esperamos medir e, idealmente, ser muito pequeno (queremos que ele seja zero, ou seja, idealmente, nenhuma potência é refletida a partir da extremidade distal). O fato de que o último termo é provável que seja não maior do que o primeiro termo faz medi-lo com precisão mais difícil.

[0076] Os termos individuais representam vetores. Com a exceção do primeiro termo, que foi definido como sendo real (ou seja, ao longo do eixo- x, com fase zero), as direções dos vetores não são determinadas e dependem dos coeficientes de reflexão complexas TR e TD. Além disso, os termos exponenciais nesta equação que contem j representam rotação dos vetores se multiplicam. A uma frequência de 5,8 GHz, com um fator de velocidade de cerca de 70% em cabo coaxial, a cada 18 mm de resultados de cabo em 360 graus de rotação na fase de reflexão, então as diferenças de comprimento dos cabos ou a posição dos defeitos tão pequenas quanto 1 mm podem afetar significativamente as direções relativas dos diferentes vetores (20 graus por milímetro).

[0077] Começando novamente com a equação para a voltagem total:

[0078] O termo nos colchetes é a soma da reflexão na extremidade proximal do cabo e uma reflexão na extremidade distal do cabo. A soma pode ser representada pelo vetor rD/5 rodada em torno da ponta do vetor FR. Isto irá gerar um círculo que representa o locus de todos os resultados possíveis, para as diferentes fases de rD e FR, e tão pequenos quanto a diferença de 18 mm no comprimento de linha entre os mesmos.

[0079] Este é também o resultado que vai ser observado em um Analisador de Rede de Vetor (VNA) conforme a frequência é alterada ao longo de cerca de 50 MHz. Isso produz o padrão irregular periódico típico que é obtido por medições de perda de retorno das ferramentas. Se a perda de retorno de qualquer defeito perto da extremidade proximal do cabo é de cerca de 14 dB, então é possível para o retorno de um cabo não ajustado (14 dB) para cancelá-lo completamente dando uma perda total de retorno melhor do que 30 dB. Neste caso, um cabo melhor terminado (uma ferramenta bem ajustada) vai dar uma perda de retorno total pior, a perda de retorno total a ser dominada pelos 14 dB de perda de retorno do defeito.

[0080] No detector, o resultado da adição de rR e FD/ 5 é ainda rodado (pelo último termo entre colchetes) e irá adicionar à ruptura de 0,1 do transmissor com uma fase incerta. A tensão resultante pode assumir qualquer valor entre um máximo de V (0,1 + |rR |+|rD/ 5|) e um mínimo de zero, ou V (0,1 - |rR| -1 rD / 5|), quando esta é maior do que zero.

[0081] Fig. 2 é um diagrama esquemático de um circuito isolante 200 num dispositivo eletrocirúrgico que é uma modalidade da invenção. O circuito isolante 200 faz parte de uma estrutura de alimentação para o transporte de radiação EM de RF a partir de um gerador de sinal de RF 218 e radiação de microondas a partir de um gerador de sinal de microondas 220 a uma sonda. Nesta modalidade, a sonda (não representada) pode ser ligada a uma porta de saída 228 fornecida num alojamento 226. A estrutura de alimentação compreende um canal de RF tendo uma via de sinal de RF 212, 214 para a transmissão da radiação EM de RF e um canal de microondas possuindo uma via de sinal de microondas 210 para transmitir a radiação EM de microondas. As vias de sinal para a radiação EM de RF e radiação de microondas estão fisicamente separadas uma da outra. O gerador de sinais de RF é ligado à via do sinal de RF 212, 214 através de um transformador de tensão 216. A bobina secundária do transformador 216 (ou seja, do lado da sonda da disposição) é flutuante, portanto, não há via de corrente direta entre o paciente e o gerador de sinal de RF 218. Isso significa que tanto o condutor de sinal 212 e o condutor de aterramento 214 da via de sinal de RF 212, 214 estão flutuando.

[0082] Um circuito de combinação 206 tem uma primeira entrada 203 para a conexão com a via de sinal de RF 212, 214, e uma segunda entrada 205 para a conexão com a via de sinal de microondas 210. O circuito de combinação 206 junta as vias a uma saída 207, que está ligada a uma via de sinalização comum 208. A via comum de sinal 208, que pode incluir um cabo flexível (por exemplo, cabo coaxial de semelhantes) transmite a radiação EM de RF e radiação EM de microondas para a sonda. Nesta modalidade o circuito de combinação 206 compreende uma junção de microfita em forma de T formada sobre um substrato dielétrico de baixa perda de microondas (por exemplo, um tipo adequado de substrato RT/duroid® fabricado por Rogers Corporation). O plano de aterramento da junção de microfita, que é formado no lado oposto do substrato a partir da junção de microfita em forma de T, está ligado ao condutor de aterramento 214 da via de sinal de RF 212, 214. É portanto flutuante. A junção de microfita em forma de T fornece a primeira entrada 203, que está ligado ao condutor de sinal 212 da via de sinal RF.

[0083] Um filtro corta-banda 222 é fornecido na junção de microfita em forma de T sob a forma de três linhas224 em derivação sobre a linha da microfita entre a primeira entrada 203 e a junção 223 com a linha da microfita de microondas. A linha mais próxima da junção está espaçado do mesmo por um múltiplo ímpar de um quatro de comprimento da radiação EM de microondas transmitida mela microfita. As linhas subsequentes são separadas uma da outra por metade do comprimento de onda. A utilização de mais do que uma linha aumenta a eficácia do filtro, evitando que a radiação EM de microondas escape para a via de RF 212, 214.

[0084] O circuito de isolamento 200 compreende um isolador de guia de ondas 202 e um isolador coaxial 204 (também referido como um intervalo DC) ligado em série no caminho do sinal de microondas 210, entre o gerador de sinal de microondas 220 e a segunda entrada 205. O isolador de guia de ondas 202 e o isolador coaxial 204 são efetivamente capacitores que atuam como filtros de alta passagem. Eles permitem que a radiação EM de microondas do gerador de sinais de microondas 200 passe para o circuito de combinação 206, mas impedem que a radiação EM de RF escape de volta para a segunda entrada 205 do circuito de combinação 206 para o gerador de sinais de microondas 220.

[0085] Nessa modalidade, o canal de microondas também inclui uma linha de aterramento 221 com um comprimento igual ao número múltiplo ímpar de um quarto do comprimento de onda da radiação EM de microondas transmitida pela microfita para encurtar toda radiação EM de RF residual que escapar pelo isolador de guia de onda e do isolador coaxial, ao mesmo tempo em que mantém as perdas de transmissão de microondas a uma quantidade mínima.

[0086] O isolador de guia de onda 202 inclui uma porta de entrada 230 disposta de modo a se unir à radiação EM de microondas do gerador de sinais de microondas 220 na cavidade de guia de onda do isolador de guia de onda 202 e uma porta de saída 232 disposta de modo a se unir à radiação EM de microondas da cavidade da guia de onda até o isolador coaxial 204. Assim, o isolador de guia de ondas 202 faz com que o sinal e os condutores de aterramento da via de sinal de microondas 210 direcionados ao isolador coaxial 204 (e, por conseguinte, o circuito de combinação 206) fiquem flutuando.

[0087] Uma luva de isolamento 229 é fornecida na porta de saída 228 do compartimento para evitar que uma passagem de corrente conecte o invólucro de aterramento do compartimento com os componentes flutuantes conectados à porta de saída 228. A porta de saída 228 pode compreender uma rosca de parafuso do tipo N ou um conector de liberação rápida, por exemplo, para permitir que diferentes sondas sejam ligadas ao compartimento.

[0088] O isolador de guia de ondas 202 é capaz de transferir a radiação EM de microondas para o circuito de combinação 206 e na sonda com perdas reduzidas, ao mesmo tempo em que fornece níveis suficientes de proteção ao paciente. O isolador de guia de ondas 202 em si pode ser constituído por uma disposição de guia de onda cilíndrica formada por telescopia de uma primeira seção juntamente com uma segunda seção de cooperação. Cada seção pode ter um conector para se ligar a uma radiação EM de microondas para dentro ou fora da guia de onda. Por exemplo, cada conector pode compreender um plugue receptáculo de tipo N a partir do qual uma sonda de campo E se estende para a cavidade de guia de onda para unir a energia de microondas à ou a partir da cavidade.

[0089] As superfícies internas das secções são separadas uma da outra por uma camada de material dielétrico (nessa modalidade uma película de isolamento, por exemplo, feita de Kapton). As superfícies externas são separadas por um anel de isolamento rígido, por exemplo, feito de plástico Delrin® ou cloreto de polivinil (PVC). O isolador de guia de onda 202 proporciona, assim, um capacitor em série na passagem de transmissão de sinal (isto é, entre os condutores internos) e entre os condutores de solo (isto é, externos).

[0090] Um guia de onda cilíndrica é preferível para corresponder às exigências rigorosas para os espaços de escoamento e saídas de ar estabelecidas pelo padrão da Comissão Eletrotécnica Internacional (IEC) 60601-1. Na presente invenção, os níveis de potência e tensão podem exigir que o espaço de escoamento seja de pelo menos 21 mm e a saída de ar seja de pelo menos 12 mm. Outros aspectos da geometria da guia de onda são determinados como se segue.

[0091] A distância entre as paredes terminais (que estão aterradas) e o centro da sonda de campo E é, de preferência, um quatro de comprimento de onda na frequência da radiação de microondas, isto é, de modo a transformar uma condição de circuito breve (no campo E) em um circuito aberto (campo E máximo). A distância entre os centros dos dois sensores de campo E é de preferência um múltiplo de um meio comprimento de onda com a frequência da radiação de microonda, de modo que as impedâncias serão idênticas.

[0092] O modo dominante de propagação de sinal (que apresenta a menor perda de inserção) por meio de uma guia de onda cilíndrica é o modo TE11. O diâmetro D da guia de ondas necessária para permitir que o sinal se propague é dado por

[0093] onde c é a velocidade da luz no vácuo, f é a frequência de operação, μr é a permeabilidade relativa para um material de carga magnética (fator de carga magnética) er é a permissividade relativa para um material de carga elétrica (fator de carga dielétrica) e o fator 1.8412 vem ada solução da função de Bessel para um guia de onda cilíndrica que suporta o modo TE11 dominante de propagação e o cálculo para a freuqência de corte para a menor perda de inserção na frequência de operação.

[0094] Por exemplo, se a estrutura não estiver carregada (como é preferível para se obter a menor perda de inserção), o diâmetro D para o modo dominante se propagar a 5,8 GHz é superior a 30,3 mm. O diâmetro real utilizado pode ser escolhido de modo a ter em vista ou excluir os modos que possam se propagar a diâmetros maiores. Em uma modalidade, o diâmetro é de 40,3 mm.

[0095] Uma guia de onda cilíndrica é ideal para se obter maiores níveis de proteínas, conforme mencionado anteriormente. No entanto, é necessário cuidado para garantir que não haja muita capacitância entre os aterramentos isolados (condutores externos), o que pode aumentar a quantidade de energia de RF ligada entre a passagem de sinal de RF e o aterramento isolado, aumentando a probabilidade de choque elétrico e queimaduras no paciente.

[0096] Existem várias fontes de reflexos entre o detector e a extremidade distal do cabo a disposição apresentada na Fig. 2. Elas incluem: ■ o conector de saída do amplificador, ■ o isolador de guia de onda 202, ■ a estrutura capacitiva (intervalo DC) 204, ■ o combinador de sinal (diplexador) 203, ■ as estruturas de ligação (por exemplo, juntas coaxiais) 230, 232, etc. entre os componentes acima, ■ a conexão 228 entre o cabo e a saída do gerador, ■ a conexão na extremidade proximal da ferramenta eletrocirúrgica e ■ imperfeições no cabo coaxial.

[0097] A fim de reduzir o efeito dos reflexos e minimizar o sinal que precisa ser removido da medida, essas contribuições individuais devem ser reduzidas ou minimizadas, quando possível.

[0098] O conector de saída do amplificador pode utilizar um conector padrão, como um conector do tipo N. Um conector do tipo N tem um VSWR típico de 1.1, que corresponde a uma perda de retorno de cerca de 26 dB. Isto não pode ser facilmente controlado e pode-se esperar que varie ao longo do intervalo da perda de retorno infinito (perfeita) a 20 dB.

[0099] É esperado que o isolador da guia de onda 202 tenha uma perda de terno de cerca de 20 dB. Isso pode ser ajustado pelo uso de parafusos de ajuste na entrada e/ou na saída, mas é improvável que haja uma grande melhora. Isso deve-se, em partes, aos limites da incerteza das medições e pelo fato de os conectores de entrada e saída precisarem ser desfeitos e reconectados após o ajuste e a medição da perda de retorno no equipamento de teste.

[00100] O intervalo DC 204 pode apresentar uma perda de retorno na região de 12 dB a 14 dB. A presente invenção procura reduzir essa perda pelo uso de parafusos de ajuste 231 no isolador de guia de onda 202 e/ou pela reatância no canal de RF. Em alternativa, a perda pode ser reduzida proporcionando o intervalo DC como parte do isolador da guia de onda (ver as Figs. 3 e 4).

[00101] O diplexador tem uma perda de retorno próxima a 20 dB. É improvável que isso seja melhorado de maneira confiável por motivos semelhantes aos oferecidos acima.

[00102] As estruturas de ligação podem incluir articulações de cotovelo coaxiais de tipo N entre os componentes referidos acima. Espera- se que essas articulações de cotovelo tenham um VSWR típico de 1.2, de modo que a perda de retorno seja próxima de 21 dB, cada.

[00103] O conector na saída a partir do gerador pode ser um conector Q-N, que normalmente é especificado de modo a ter uma perda de retorno de 25 dB.

[00104] O conector na extremidade proximal da ferramenta pode ser um conector Q-MA, que normalmente é especificado de modo a ter uma perda de retorno de 25 dB.

[00105] Ligeira danos nos cabos, por exemplo, decorrentes de torção ou amassamento, pode resultar em uma perda de retorno de 20 dB de parte do cabo. Cuidados no manuseio do cabo podem ajudar a reduzir essa perda.

[00106] A Tabela 1 mostra o efeito combinado dos valores típicos de perda de retorno resultantes das análises discutidas acima.

Tabela 1: Efeito combinado de perdas de retorno

[00107] A Tabela 1 também mostra o coeficiente de reflexo de potência associado, o coeficiente de reflexo de voltagem e VSWR. Uma vez que a fase de cada reflexo não é conhecida — e pode variar de conjunto para conjunto —, a perda de retorno total é incerta. No entanto, é possível calcular um valor de 'RMS' e um valor pior (ou máximo). O valor de 'RMS' é calculado pela soma dos coeficientes de reflexo de potência. Se houver vários reflexos e o total ainda for menos em comparação à unidade, isso dá uma boa estimativa do provável valor. O valor máximo é calculado usando o produto dos VSWRs. Este é exato, e o VSWR não pode ultrapassar esse valor, mas raramente chegará a isso.

[00108] Pode se ver que o coeficiente de reflexo de potência do intervalo DC é superior a 60% do total final, de modo que a redução deste poderia reduzir o valor de 'RMS' em até 50%, resultando em uma melhora na perda de retorno, de -9,7 dB a -12,6 dB, como se mostra na Tabela 2.

Tabela 2: Combinação de reflexos - intervalo DC melhorado

[00109] Para alcançar a melhora mostrada na Tabela 2, a modalidade mostrada na Fig. 2 tem um conjunto de linhas de ajuste 231 (três linhas, neste exemplo) incorporados ao isolador de guia de onda 202. Além disso, para permitir que o aparelho seja utilizado com diferentes comprimentos de cabo coaxial (que apresentam diferentes capacitâncias à linha de componentes), o canal de RF pode ter uma reatância ajustável 217. A reatância ajustável pode compreender indutores ou capacitadores comutados ou ajustáveis eletronicamente que são controlados por um sinal de controle C1 do microprocessador.

[00110] A Fig. 3 é um diagrama esquemático que mostra uma outra modalidade de um circuito de isolamento para um aparato eletrocirúrgico. São fornecidas às características em comum com a modalidade da Fig. 2 os mesmos números de referência e elas não são descritas novamente. Nessa modalidade, o circuito de isolamento compreende um isolador de guia de onda 600 cujo espaço de isolamento é configurado para proporcionar o grau necessário de isolamento DC, ao mesmo tempo em que apresenta uma reatância capacitativa grande o bastante na frequência da potência de RF para evitar a ligação de energia de RF pelo espaço de isolamento e baixa o bastante na frequência da potência de microonda para evitar o vazamento de energia de microondas pelo espaço. A configuração do espaço é explicada em detalhes com referência à Fig. 4. O espaço pode ser de 0,6 mm o mais, por exemplo: de 0,75 mm. Tal configuração implica que o isolador coaxial usado na modalidade da Fig. 2 não seja necessário.

[00111] Além disso, nessa modalidade, o circuito de combinação não é integrado com o isolador de guia de onda 600. O condutor de sinal 212 e o condutor de aterramento 214 que transportam o sinal de RF são conectados a um conector de RF coaxial 602 (alimentador de RF), o qual introduz o sinal de RF no isolador de guia de onda 600, a partir do qual ele é transmitido da porta de saída 232 até a sonda. O espaço de isolamento 603 é disposto de modo a evitar que o sinal de RF volte a se ligar à porta de entrada 230. A energia de microondas é impedida de se ligar ao conector de RF 602 pelo posicionamento cuidadoso da haste condutora interna no interior do isolador de guia de onda, conforme explicado abaixo. A combinação da potência de microondas e de RF no isolador de guia de onda evidencia a necessidade de um circuito de combinação separado, o que reduz a quantidade de componentes necessários para isolar o circuito e possibilita que seja fornecido como uma unidade mais compacta.

[00112] Uma unidade de ajuste é incorporada ao isolador de guia de onda 600 para reduzir a perda de retorno da linha de componentes, como discutido abaixo. Nessa modalidade, a unidade de ajuste compreende três linhas 231 que podem ser inseridas de modo ajustável, por exemplo: aparafusados, no corpo da cavidade.

[00113] Além disso, de modo semelhante à Fig. 2, o canal de RF tem uma reatância ajustável 217 que é operável sob o controle do sinal de controle C1 a partir do microprocessador para acomodar (por exemplo, compensar) alterações na capacitância resultante dos diferentes comprimentos de cabos utilizados com o gerador. A reatância ajustável 217 pode compreender um ou mais dos capacitores ou indutores ajustáveis eletronicamente ou comutados conectados em derivação ou em série com o canal de RF. A localização da reatância ajustável antes do isolador 600 é preferível, visto que, se for depois do isolador, pode ser preciso desenvolver bloqueadores de microondas adicionais para evitar que a capacitância de RF mude a impedância das microondas.

[00114] A Fig. 4 mostra uma vista lateral em corte transversal do isolador de guia de ondas 600 usado no circuito de isolamento da Fig. 3. O isolador de guia de onda 600 tem um corpo cilíndrico feito de duas peças de encaixe. Nessa modalidade, uma seção de entrada 604 é um componente fêma com uma abertura para receber uma seção de saída 606, a qual tem um componente macho de cooperação. Uma porta de entrada 230 e uma porta de saída 232 são montadas na seção de entrada 604 e na seção de saída 606, respectivamente. Nessa modalidade, os parafusos de ajuste 231 se encontram na seção de entrada 604.

[00115] Na prática, a seção de ajuste ficará ao longo da guia de onda da sonda/conector de entrada. A Fig. 4 mostra uma disposição em que os parafusos de ajuste são opostos à sonda de entrada, mas pode ser preferível tê-los em uma seção curva da guia de onda que não tenha outros componentes nela. Na prática, se outros componentes tiverem 30 mm ou mais de distância dos parafusos de ajuste ao longo do comprimento da guia de onda, qualquer interação potencial entre esses componentes e os parafusos de auste pode ser evitada.

[00116] Os parafusos de ajuste podem ser fornecidos na seção de saída do guia de onda. No entanto, na presente modalidade, a seção de saída tem um diâmetro selecionado de modo que permita que o modo TM01 se propague. Nesse caso, é preferível evitar colocar os parafusos de ajuste na seção de saída, garantindo que esse modo não seja desgastado acidentalmente.

[00117] O espaço DC que separa a seção de entrada 604 da seção de saída 606 compreende uma quantidade de partes do componente. Todos os componentes têm simetria de rotação em torno do eixo do corpo cilíndrico. Um primeiro componente é um anel de isolamento primário 608, por exemplo, feito de material rígido, tal como plástico Delrin® ou cloreto de polivinil (PVC), os quais envolvem o componente macho da seção de saída 606 e separam (e isolam eletricamente) as superfícies externas da seção de entrada 604 e da seção de saída 606.

[00118] O comprimento axial do anel de isolamento 608 é mais curto do que o componente macho da secção de saída 606, de modo que um comprimento do componente macho estende-se para além da extremidade distal do anel de isolamento 608. Essa seção do componente macho se sobrepõe à extremidade distal do componente fêmea da seção de entrada 604. Uma segunda parte do componente do espaço DC é um anel de isolamento secundário 612 (que pode ser formado em uma peça com o anel de isolamento 608) que proporciona um isolamento radial entre as extremidades distais dos componentes macho e fêmea.

[00119] Um terceiro componente da diferença DC é uma película de isolamento 610 (por exemplo, uma ou mais camadas de fita Kapton®) que cobrem a superfície interna da seção de entrada 604 por um comprimento axial para além da extremidade distal da seção de saída 606. A película de isolamento pode isolar a seção de entrada de quaisquer campos de franja na extremidade distal da seção de saída 606.

[00120] Uma quarta parte do componente do espaço DC é um bloqueador de microondas preenchido com ar 614, que é um canal anular estreito na extremidade distal da seção de entrada 604. A presença do bloqueador de microondas 614 reduz a reatância capacitiva com a frequência da energia de microondas, o que impede o vazamento (por exemplo, por radiação) da energia de microondas no espaço DC.

[00121] O aumento da complexidade da configuração do espaço DC nesta modalidade aumenta a reatância capacitativa com a frequência da energia de RF ampliando o espaço "médio" entre as seções de entrada e saída. Enquanto isso, a presença do bloqueador de microondas 614 lança mão dos efeitos de ressonância para assegurar que a reatância capacitiva com a frequência da energia de microondas seja suficientemente baixa para evitar o vazamento de energia de microondas pelo espaço.

[00122] Nessa modalidade, o isolador de guia de onda também atua como o circuito de combinação. O conector de RF 602 tem uma haste condutora interna 616 que se projeta para dentro do isolador de guia de onda, onde se encontra o condutor interno 618 da sonda coaxial de saída (porta de saída 232) em m ponto afastado da extremidade do condutor interno 618. A posição da haste condutora interna é selecionada de modo a estar substancialmente em paralelo às equipotenciais da energia de microondas no isolador de guia de onda (isto é, em média, perpendicular às linhas de campo no isolador), de modo que ela não se ligue a nenhuma potência de microondas significativa. Essa posição pode ser determinada por técnicas de simulação conhecidas. Visto que a haste condutora 616 não é acionada pela energia de microondas e não transporta nenhuma corrente de microondas, sua espessura pode ser selecionada sem nenhum impacto negativo. Um fio simples, semelhante ao do condutor interno 618, é adequado.

[00123] Visto que as distâncias são grandes, espera-se que a oposição de tensões seja elevada. Por conseguinte, o material dielétrico (por exemplo, as luvas PTFE 620, 622) que envolve o condutor interno 618 e a haste condutora 616, respectivamente, conforme passam pela parede do isolador 600, é disposto de modo a se estender por certa distância para dentro da cavidade. Essa disposição pode aumentar a distância para o controle ao longo do ponto onde a sonda entra na cavidade (o alimentador de RF e o alimentador de microondas) e é, portanto, uma maneira eficaz de aumentar a tensão de ruptura.

[00124] Além disso, um bloqueador de microondas 624 pode ser fornecido na parte externa do alimentador RF para reduzir vazamentos de energia de microondas. Isso pode se dar por meio de um complemento ou ser embutido. O bloqueador de microondas 624 está representado nesta modalidade como um elemento cilíndrico na parte externa do alimentador de RF. No entanto, um bloqueador radial pode funcionar igualmente bem.

[00125] As linhas 231 o isolador de guia de onda 600 pode ser ajustado quando o dispositivo estiver em teste, reduzindo o reflexo total de todos os componentes na linha a menos de -20 dB. O efeito disso é mostrado abaixo, na Tabela 3. A perda de retorno de 'RMS' é de -17,2 dB, e na pior das hipóteses seria de -11,8 dB.

Tabela 3: Combinação de reflexos - isolador integrado

[00126] Se o sintonizador é usado in situ, enquanto a perda de retorno é monitorada utilizando-se um detector de potência retroativa, deve ser possível reduzir o efeito combinado do avanço do acoplador e a perda de retorno para todos os componentes a menos de 20 dB, contendo que o conjunto tenha terminado em uma boa carga, isto é, uma carga com uma perda de retorno significativamente melhor do que 30 dB. Isso deixará apenas os reflexos indesejáveis de QN e QMA e quaisquer imperfeições nos cabos. O VSWR remanescente típico e a perda de retorno desses componentes são mostrados na Tabela 4.

Tabela 4: Combinação de reflexos - ajustados in situ

[00127] Essa correção seria eficaz a uma larga de banda determinada pela distância entre os reflexos significativos, incluindo o sintonizador, e também o avanço do acoplador. Se a carga usada foi, por exemplo, um cablo com perdas na parte da extremidade do conector Q-MA, a distância entre o avanço do acoplador e o reflexo no conector Q-MA seria de cerca de 2 m (tendo em conta um comprimento típico da linha do gerador, o cabo e a constante dielétrica dentro do cabo). Para a interferência entre os reflexos até aqui, além de completar um ciclo, a frequência precisaria mudar em 750 MHz. Em 1/12 dessa largura de banda, o cancelamento seria de 6 dB, com o cancelamento aumentando 6 dB para cada metade da largura de banda. Para uma largura de banda de 15 MHz, um cancelamento de 18 dB deve ser obtido. Já que é esperado que a perda de retorno combinado original para esses dois componentes seja de não mais do que 17 dB, ela deve ser reduzida para menos de 35 dB por uma largura de banda de 15 MHz.

[00128] Por exemplo, se a perda de retorno a ser medida estiver na região de 14 dB a 24 dB e o total de sinais indesejados puder ser mantido abaixo de 35 dB, isso resultará em incertezas de cerca de 14 dB +/-0,8 dB e cerca de 24 dB +/- 2,5 dB.

[00129] Como discutido acima, no que se refere à Fig. 1, o canal de microondas inclui um amplificador de potência 412. As discussões que se seguem descrevem melhorias no amplificador de potência e componentes associados que possam formar um aspecto independente da invenção descrita neste documento.

[00130] Existem várias áreas onde desempenho e o comportamento do amplificador de potência 412 e os detectores direto e inverso associados 414, 418 podem ser otimizados para uso no gerador eletrocirúrgico descrito acima. ■ maior saída de potência; ■ Sensibilidade dos detectores de avanço e inverso; ■ Redução de ruído do gerador na saída de sinais de monitoramento do amplificador de potência.

[00131] A fim de obter uma maior potência, é preciso usar mais chips de amplificador ou aumentar a potência de cada chip. Na disposição conhecida exibida na Fig. 1, o amplificador de potência 412 compreende um transistor inicial que aciona quatro transistores em paralelo no estágio de saída de potência, que geram cerca de 25 W cada. Sendo mantida essa configuração, é desejável gerar mais do que 40 W em cada um desses transistores. Aumentar o número de transistores exigiria uma mudança na concepção do divisor e o uso de um espaço mais amplo para o(s) componente(s) extra.

[00132] É desejável que a frequência da energia de microondas seja de 5,8 GHz. A essa frequência, é desejável ser capaz de transmitir 120 W na saída do gerador com desempenho econômico à mão para reclassificação por conta da variação na temperatura. É necessário fazer uma seleção cuidadosa de transistor com base no ganho e na saída de potência saturada, conforme mostrado pela análise a seguir.

[00133] A Tabela 5 abaixo mostra alguns parâmetros de alguns transistores de potência de microondas apropriadas para utilização em 5,8 GHz de desempenho.

Tabela 5: Parâmetros de alguns transistores de GaAs

[00134] Uma simples folha de cálculo foi construída para determinar quais transistores poderiam ser usados. A potência necessária foi fixada em 120 W. Para os parâmetros da Tabela 6, o modelo dá os resultados mostrados na Tabela 7.

Tabela 6: Constantes para estágios de saída simples de potência

Tabela 7: Potência no circuito de combinador simples e nos estádios de saída

[00135] Esse modelo mostra que o suso de cinco transistores, com um único como pré-amplificador, seguido de quatro em paralleo, para uma potência de entrada de cerca de 3,75 W, uma potência de saída 188 W é esperada. Isso é um ganho inferior aos 20 dBs esperados dos amplificadores, visto que a perda de 0,5 dB foi permitida para cada um dos dois divisores de duas dias, cada um dos combinadores de duas vias e para o intervalo DC de saída e para o circulador, totalizando em uma perda de 3 dB.

[00136] Uma potência de transistor de 75 W e um banho de 10 dB foram usados, o que pode corresponder, por exemplo, a um MItsubishi MGFC50G5867 reduzido. Isso permite pouco mais de 1 dB de espaço para a degradação térmica da potência de saída saturada. Mesmo com essa redução, a potência de saída modelada de 188 W é cerca de 2 dB acima da meta de 120 W. Embora quatro transistores com potência de saída de 50 W possam ser combinados para gerar 125 W de saída, há apenas espaço para 0,2 dB para a redução térmica (ou outro desempenho não-ideal). Isso é muito baixo e provavelmente levaria a problemas de estabilidade de potência a altas temperaturas ou após um uso prolongado, semelhante aos vistos no presente amplificador.

[00137] Essa análise demonstra como uma potência extra pode ser atingida sem a necessidade de uma nova disposição de placa ou despesa com componentes adicionais para o transistor.

[00138] Voltando agora à configuração do detector direto e inverso, as melhorias aqui propostas visam corresponder a três questões: (1) mau direcionamento dos acopladores; (2) atenuação significativa do sinal refletido a partir da sonda ppor parte dos cabos. Essa atenuação faz com que o sinal seja comparável com outros sinais pequenos refletidos a partir dos conectores e de outros componentes na linha de transmissão e também com um avanço do sinal direto pelo circulador. Também pode haver avanço do reflexo a partir da terminação da linha de sinal inverso, visto que há uma baixa diretividade do acoplador. Isso torna bastante difícil a medição precisa do sinal da sonda utilizando um simples detector de potência; (3) a contaminação do sinal do detector direto pelos reflexos do circulador e pelo avanço do sinal inverso através do circulador, ambos podendo ser de apenas 15 dB abaixo do sinal direto. Isso é exacerbado pela baixa diretividade do acoplador do detector.

[00139] O desempenho do detector direto pode ser melhorado das seguintes maneiras.

[00140] Em primeiro lugar, a diretividade do acoplador direto pode ser melhorada para 20 dB ou mais através de modelagem e concepção apropriados, isto é, tendo em consideração o substrato, a impedância, o fator de acoplamento e a geometria. É indesejável tentar ajustar o acoplador após o conjunto para obter uma potência de diodo desejada, visto que isso frequentemente resulta em um efeito negativo sobre a diretividade. O desempenho do detector inversa pode ser melhorado de modo semelhante.

[00141] Em segundo lugar, o isolamento e a perda de retorno do circulador podem ser melhorados a 20 dB ou mais. Isso pode ser feito usando um circulador de 4 portas. Isso também melhoraria o desempenho do detector inverso.

[00142] Uma melhora significativa pode ser obtida pela utilização de um misturador de quadratura em vez do detector inversa (que é um detector de lei quadrada), de modo que a soma vetorial dos sinais indesejados possa ser medida e em seguida subtraída da soma dos vetores do sinal total, incluindo o reflexo da ponta. É possível atingir 20 dB de cancelamento de sinais não-desejados utilizando esse método. Um misturador de quadratura requer um sinal de referência que é coerente com o sinal a ser medido, ou seja, um que é gerado utilizando o mesmo sinal de relógio. O sinal de referência (100 mW) poderia ser considerado (acoplado) de antes ou depois do estágio de amplificação de potência.

[00143] O aperfeiçoamento proporcionado por um misturador de quadratura através de um detector de lei quadrática é demonstrado pela seguinte análise.

[00144] Um detector de lei quadrática gera um sinal de saída proporcional ao quadrado da voltagem na entrada. Isso conteria múltiplas frequências geradas pelo processo de quadratura, mas elas são filtradas por um filtro de passagem baixa, de modo que apenas um sinal de variação lenta seja saída, isto é, a uma frequência muito inferior à frequência de microondas. Se houver vários sinais que chegam ao detector de uma só vez, a saída é o quadrado da soma das tensões de todos os sinais.

[00145] Todos esses componentes têm uma frequência

ou

Se m = n, então | ωm - ωn| = 0 e isto é um termo DC e pode ser selecionado usando um filtro de passagem baixo.

[00146] Se todos os sinais estiverem em frequências distintas, o sinal DC resultante é

[00147] Se os sinais estiverem na mesma frequência, então o quadrado da soma das tensões é

[00148] O seu componente DC é

[00149] A complicação que vem com isso é que o cosseno pode ser positivo ou negativo, dependendo da diferença de duas bases nos suportes e, em determinados casos, a soma pode ser igual a zero.

[00150] Isso quer dizer que com um sinal, ou vários sinais a diferentes frequências, podemos medir o total de pó com um detector de lei quadrática, mas com dois ou mais sinais na mesma frequência podemos por vezes avaliar a potência e geralmente não mediremos a potência total.

[00151] Se a medição for feita com um sinal de menos (isto é, quando o sinal que estamos procurando é desligad) e outro depois que o sinal for adicionado (isto é, ligado oitra vez), a diferença sera

[00152] Desse modo, a diferença não é apenas igual à potência no sinal extra, mas também envolve a soma de vários outros termos, podendo ser positivo ou negativo.

[00153] A potência de um sinal não pode ser determinada se outros sinais da mesma frequência estiverem presentes também no detector de lei quadrática, salso se as fases de todos os outros termos extra puder ser variado de forma independente, de modo que os termos de cosseno na soma possam ser eliminados. Isso pode ser feito, por exemplo, fazendo-se duas medições em que a fase do sinal a ser medido variou em 180 graus, mas as fases de odos os demais sinais ficou inalterada. As somas de dois sinais de diferença seriam então canceladas entre si se forem adicionados em conjunto, mas o sinal desejado acrescentaria.

[00154] Não é clara a forma como a fase do sinal desejado pode ser variado sem alterar as fases dos sinais não desejados ou como as fases dos outros sinais poderiam ser variadas sem alterar a fase do sinal desejado, se esta não puder feita, então um detector de lei quadrática não pode medir os sinais presentes na mesma frequência (isto é, reflexões e avanços).

[00155] O detector de quadratura difere significativamente do detector de lei quadrática, de três maneiras: - ele requer duas entradas, o sinal a ser medido e um sinal de referência. - ele tem duas saídas, sendo que elas estão na fase de 90o (um quadro de um ciclo na frequência do sinal de referência) - cada um dos sinais de saída é proporcional à tensão de entrada total, não para alimentação.

[00156] Os dois canais de saída são comummente referidos como "I" e "Q", "co-seno" e "sinusoidal" ou "em fase" e "de quadratura". Eles são proporcionais à tensão de entrada total e ao cosseno e seno da fase do sinal total.

[00157] Os dois sinais são

e

[00158] Em seguida, é possível determinar A I VTOT I E (ΦTOT- ΦREF) a partir dos sinais I e Q, em que A é o ganho de tensão do misturador (normalmente especificado como perda de conversão em dB).

[00159] Se o sinal a ser medido não estiver presente (mas todos os sinais de interferência ainda estiverem lá), então

[00160] O sinal desejado pode ser identificado pela diferença entre as duas medições.

[00161] Um misturador de quadratura pode ser comprado na forma de chip ou IC, por exemplo. Hitita HMC525.

[00162] o detector de quadratura pode utilizar um sinal de referência na mesma frequência, nominalmente, ao sinal a ser detectado ou pode utilizar um sinal de referência com uma frequência distinta. Qualquer diferença deve ser menor do que a largura de banda IF do detector.

[00163] No primeiro caso, o sinal detectado é convertido a (uma pequena banda de cerca de) DC No segundo caso, o sinal é convertido a uma frequência intermediária (IF). Ela pode então ser subsequentemente convertido a DC nos dois misturadores selecionados (um para cada canal).

[00164] A fim de preservar a informação de fase (obrigatória) no sinal convertido, é preciso que todos os sinais de referência sejam derivados da referência de frequência de sinal. Para o resultado final estar em DC, as duas referências de frequência devem adicionar até (ou diferir em) exatamente a referência de frequência de sinal.

[00165] A Fig. 5A mostra um esquema simplificado de um misturador de quadratura, com conversão direta a uma banda de base (DC). O circuito não apresenta nenhum filtro, atenuadores ou deslocamento de fases de deslocamento que podem ser usados em diversos lugares.

[00166] A Fig. 5B mostra uma versão mais complexa, onde a conversão inicial é uma frequência intermediária. Isso geralmente é feito quando é necessário ampliar o sinal enquanto ainda está a uma frequência em que um ruído de camundongo de baixa frequência não é problema, mas os amplificadores e os filtros estão mais fácil de serem montados com mais facilidade. Ele também pode ser usado para que o sinal de referência e a IF poderiam estar conectados de outra parte do painel sem haver interferência (conversa cruzada ou feedback), apenas problemas - nenhum deles está na frequência do sinal principal.

[00167] O layout interno é projetado de modo que o sinal seja dividido igualmente entre dois misturadores internos 702, 704, com o mesmo comprimento da passagem para ambas as partes, mas as respectivas passagens de referência para os misturadores internos 702, 704 do misturador intermediário 706 têm uma diferença de onda de um quarto. Tal diferença resulta nos sinais de saída estando em quadratura - um deles é comparado a uma tensão de cosseno com a frequência de referência e a outra para uma tensão de seno na frequência de referência.

[00168] Voltando agora à ideia de reduzir o barulho no sinal de saída, há duas prováveis fontes do ruído.

[00169] Em primeiro lugar, o aterramento do amplificador não é um amplificador de chassis por conta da elevada corrente necessária para conduzir o estágio de tensão do amplifcador, que resulta em uma queda de tensão entre o aterramento da fonte de potência, e do amplificador, mesmo quanto os fios muito espessos são usados.

[00170] Em segundo lugar, se as fontes de alimentação no gerador forem pulsadas, elas geram muito barulho, que é unido aos condutores do amplificado de potência e faixas no painel do gerador, onde os sinais de monitoramento são digitalizados. Muito do ruído se encontra em frequências comparáveis à ou maiores do que a frequência de amostragem. Se o barulho de alta frequência dor digitalizado a baixas taxas de amostra, então ele é serrilhado e aumenta o nível de barulho em baixas frequências no sinal digitalizado.

[00171] O ruído pode ser reduzido das maneiras a seguir.

[00172] Em primeiro lugar, um aumento de ruído devido ao serrilhado pode ser eliminado, combinando adequadamente a largura de banda do filtro analógico para a frequência de amostragem de acordo com o critério de Nyquist, ou seja, a largura de banda do filtro analógico (frequência superior de um filtro passa-baixo) antes da recolha de amostras ocorrer, deve haver metade da frequência de amostragem digital. Se for necessário variar a frequência de amostragem, os filtros devem ser alterados ou vários filtros incorporados, de modo que a largura de banda correta possa ser selecionada conforme necessário.

[00173] Em segundo lugar, pode ser possível reduzir o ruído nos sinais medidos por incorporação de um processador digital no amplificador de potência, e todas as digitalizações que mediram os sinais antes de eles serem transmitidos a partir do módulo do amplificador. Se um processador digital deve ser incorporado no módulo do amplificador, ele pode ser usado para outras funções de controle do amplifcador.

Claims

1. Aparelho eletrocirúrgico de ressecção de tecido biológico, caracterizado pelo fato de que compreende: um gerador de sinal de radiofrequência (RF) (218) para gerar radiação eletromagnética (EM) de RF com uma primeira frequência; um gerador de sinal de microondas (220) para a geração de radiação EM de microondas tendo uma segunda frequência que é maior do que a primeira frequência; uma sonda (420) disposta de modo a entregar a radiação EM de RF e a radiação EM de microondas separada ou simultaneamente a partir de uma extremidade distal da mesma; e uma estrutura de alimentação para transportar a radiação EM de RF e a radiação EM de microondas à sonda, em que a estrutura de alimentação compreende um canal de RF para conectar a sonda ao gerador de sinal de RF e um canal de microondas para conectar a sonda ao gerador de sinal de microondas, em que o canal de RF e o canal de microondas compreendem vias de sinal (210, 212, 214) fisicamente separadas do gerador de sinal de RF e do gerador de sinal de microondas, respectivamente, em que a estrutura de alimentação inclui um circuito de combinação que tem uma primeira entrada (203) conectada à via de sinal separada no canal de RF, uma segunda entrada (205) conectada à via de sinal separada no canal de microondas e uma saída conectada a uma via de sinalização comum para transportar a radiação EM de RF e a radiação EM de microondas separada ou simultaneamente ao longo de um único canal para a sonda, em que o canal de microondas inclui um isolador de guia de ondas (600, 202) conectado para isolar a via de sinal separada no canal de microondas da radiação EM de RF, em que o isolador de guia de ondas compreende uma seção de entrada do condutor (604), uma seção de saída do condutor (606) que coincide com a seção de entrada para definir uma cavidade de guia de ondas dentro de um volume encerrado pelas seções de entrada e de saída, e uma barreira de isolamento de DC disposta entre as seções de entrada e de saída, em que a saída na via de sinal comum inclui um condutor de sinal e um condutor de aterramento, e em que a estrutura de alimentação inclui uma estrutura capacitiva entre o condutor de aterramento da saída na via de sinal comum e a seção de entrada do condutor do isolador de guia de ondas, a estrutura capacitiva estando disposta para inibir o acoplamento de energia EM de RF e vazamento da energia EM de microondas, e em que o isolador de guia de ondas tem uma impedância ajustável.

2. Aparelho eletrocirúrgico, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o isolador de guia de ondas (600, 202) inclui uma porção de ajuste que é ajustável para mudar a impedância do isolador de guia de ondas.

3. Aparelho eletrocirúrgico, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que a unidade de ajuste compreende uma pluralidade de linhas de ajuste (231) que são inseríveis de maneira ajustada no isolador de guia de ondas (600, 202).

4. Aparelho eletrocirúrgico, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 3, caracterizado pelo fato de que a estrutura capacitiva é fornecida pela barreira de isolamento de DC e um bloqueador de microondas (614) formado na seção de entrada (604) do isolador de guia de ondas (600, 202).

5. Aparelho eletrocirúrgico, de acordo com a reivindicação 4, caracterizado pelo fato de que as seções interior e exterior do isolador de guia de ondas (600, 202) definem um corpo cilíndrico e em que o bloqueador de microondas (614) compreende um canal anular que se estende axialmente a partir da extremidade distal da seção interior do isolador de guia de ondas.

6. Aparelho eletrocirúrgico, de acordo com qualquer uma das reivindicações de 1 a 5, caracterizado pelo fato de que a barreira de isolamento de DC inclui um elemento separador isolante rígido montado entre as seções interior e exterior do isolador de guia de ondas (600, 202).

7. Aparelho eletrocirúrgico, de acordo com a reivindicação 6, caracterizado pelo fato de que a barreira de isolamento de DC inclui uma película isolante montada em uma porção da superfície interna da seção de entrada (604) na junção com o elemento separador isolante rígido.

8. Aparelho eletrocirúrgico, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 7, caracterizado pelo fato de que o circuito de combinação é integrado com o isolador de guia de ondas (600, 202).

9. Aparelho eletrocirúrgico, de acordo com a reivindicação 8, caracterizado pelo fato de que a saída conectada à via de sinal comum inclui uma sonda de saída montada na seção de saída (606) do isolador de guia de ondas (600, 202), em que a sonda de saída tem um condutor de acoplamento que se estende no interior do isolador de guia de ondas para acoplar a energia EM de microondas a partir da mesma e em que a primeira entrada inclui um conector de RF montado no isolador de guia de ondas, em que o conector de RF tem um condutor de sinal que se estende no interior da cavidade de guia de ondas para pôr, eletricamente, em contato o condutor de acoplamento da sonda de saída.

10. Aparelho eletrocirúrgico, de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato de que a posição do condutor de sinal se estende substancialmente ao longo de um equipotencial do campo EM de microondas dentro do isolador de guia de ondas (600, 202).

11. Aparelho eletrocirúrgico, de acordo com a reivindicação 9 ou 10, caracterizado pelo fato de que uma porção proximal do condutor de acoplamento da sonda de saída que se estende no interior do isolador de guia de ondas (600, 202) e/ou uma porção proximal do condutor de sinal do conector de RF que se estende no interior do isolador de guia de ondas é rodeada por uma luva isolante.

12. Aparelho eletrocirúrgico, de acordo com qualquer uma das reivindicações 9 a 11, caracterizado pelo fato de que inclui um bloqueador de microondas (614) montado no conector de RF para evitar que a energia EM de microondas vaze do isolador de guia de ondas (600, 202) através do condutor de sinal do conector de RF.

13. Aparelho eletrocirúrgico, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 12, caracterizado pelo fato de que o canal de RF inclui uma reatância ajustável controladamente

14. Aparelho eletrocirúrgico, de acordo com a reivindicação 13, caracterizado pelo fato de que a reatância ajustável compreende qualquer um dentre: uma capacitância ou uma indutância que é comutável, selecionável no canal de RF, e uma capacitância ajustável eletronicamente ou uma indutância ajustável eletronicamente.

15. Aparelho eletrocirúrgico, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 14, caracterizado pelo fato de que a estrutura capacitiva inclui um isolador coaxial (204) conectado em série com o isolador de guia de ondas (600, 202).

16. Aparelho eletrocirúrgico, de acordo com qualquer uma das reivindicações de 1 a 8, caracterizado pelo fato de que o circuito de combinação compreende um circuito diplexador de microfita.

17. Aparelho eletrocirúrgico, de acordo com a reivindicação 16, caracterizado pelo fato de que o canal de RF inclui um filtro passa-baixo, passa- faixa, corta-faixa e rejeita-faixa conectados entre a via de sinal separada no canal de RF e o circuito de combinação para bloquear a radiação EM de microondas de entrar na via de sinal separada no canal de RF.

18. Circuito de isolamento para aparelho eletrocirúrgico para ressecção de tecido biológico conforme definido em qualquer uma das reivindicações 1 a 17, caracterizado pelo fato de que o circuito de isolamento compreende: um circuito de combinação que tem uma primeira entrada (203) conectável para receber radiação eletromagnética (EM) de radiofrequência (RF) que tem uma primeira frequência de um canal de RF, uma segunda entrada (205) conectável para receber radiação EM de microondas que tem uma segunda frequência que é mais elevada que a primeira frequência de um canal de microondas, e uma saída em comunicação com a primeira e a segunda entradas para transmitir a radiação EM de RF e a radiação EM de microondas para uma via de sinalização comum, e um isolador de guia de ondas (600, 202) conectado para isolar o canal de microondas da radiação EM de RF, em que o isolador de guia de ondas compreende uma seção de entrada condutora (604), uma seção de saída condutora (606) que coincide com a seção de entrada para definir uma cavidade de guia de ondas dentro de um volume encerrado pelas seções de entrada e de saída, e uma barreira de isolamento de DC disposta entre as seções de entrada e de saída, em que a saída do circuito de combinação inclui um condutor de sinal e um condutor de aterramento, em que o circuito de isolamento compreende uma estrutura capacitiva entre o condutor de aterramento da saída do circuito de combinação e a seção de entrada condutora do isolador de guia de ondas, em que a estrutura capacitiva é disposta para inibir o acoplamento da energia EM de RF e o vazamento da energia EM de microondas, e em que o isolador de guia de ondas tem uma impedância ajustável.