JP6459678B2 - Distributed power grid interconnection device - Google Patents
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Description
本発明は、分散型電源の系統連系装置に関する。 The present invention relates to a grid interconnection device for a distributed power source.
分散型電源の系統連系装置の一形式として、特許文献1に示されているものが知られている。特許文献1の図1に示されているように、系統連系装置は、商用周波数系統140に向けて出力する交流電流を検出するために単一電源で動作する電流検出器150と、電流検出器150によって検出された交流電流に含まれる直流分を抽出するために電流検出器150の単一電源の電圧値と同一電圧の両電源で動作する直流分抽出回路160と、直流分抽出回路160によって抽出された直流分をデジタル化するために前記単一電源の電圧値と同一電圧の単一電源で動作するA/Dコンバータ170と、A/Dコンバータ170によってデジタル化された直流分を用いて商用周波数系統140に向けて出力する交流電流に含まれる直流分を減少させるフィードバック信号を演算するために前記単一電源の電圧値と同一電圧の単一電源で動作するCPU140と、を有するようになっている。
As a type of a grid interconnection device for a distributed power source, one disclosed in
上述した特許文献1に記載されている分散型電源の系統連系装置においては、外部要因、例えば系統電源の周波数の変動が繰り返された場合などによって、直流成分が発生した場合、その直流成分が十分に減少させることができないおそれがあった。
In the grid interconnection device of the distributed power source described in
本発明は、上述した問題を解消するためになされたもので、分散型電源の系統連系装置において、外部要因によって発生する直流成分を低減することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problem, and an object of the present invention is to reduce a direct current component generated by an external factor in a system interconnection device of a distributed power source.
上記の課題を解決するため、請求項1に係る分散型電源の系統連系装置の発明は、直流電力を発電するとともに系統電源に連系可能である発電装置と、発電装置からの直流電力を交流電力に変換して系統電源側に出力するインバータと、発電装置からの直流電力を昇圧してインバータに出力するコンバータと、系統電源の交流電圧を検出する第一電圧検出部と、インバータの出力電流を検出する電流検出部と、コンバータの直流出力電圧を検出する第二電圧検出部と、インバータを制御する制御装置と、を備え、制御装置は、第一電圧検出部によって検出された系統電源の交流電圧から、所定期間に亘って系統電源に係る第一電流の積分値を第一積分値として演算する第一積分値演算部と、電流検出部によって検出されたインバータの出力電流から、所定期間に亘ってインバータの出力電流に係る第二電流の積分値を第二積分値として演算する第二積分値演算部と、第一積分値演算部によって演算された第一積分値と第二積分値演算部によって演算された第二積分値との差を積分値差として演算する積分値差演算部と、積分値差演算部によって演算された積分値差から、インバータの出力電流に流出する直流成分と等しい補正電流量を演算する補正電流量演算部と、を備えている。
In order to solve the above-mentioned problems, the invention of the grid interconnection device of the distributed power source according to
これによれば、補正電流量演算部は、系統電源の交流電圧から、所定期間に亘って演算された第一積分値(系統電源に係る第一電流の積分値)と、インバータの出力電流から、前記所定期間に亘って演算された第二積分値(インバータの出力電流に係る第二電流の積分値)と、から演算された積分値差に基づいて、インバータの出力電流に流出する直流成分と等しい補正電流量を演算する。その結果、この補正電流量を使用してインバータの目標電圧を算出することが可能となる。よって、所定期間周期にて、インバータの目標電圧を適切に設定することができ、ひいては、外部要因によって発生する直流成分を低減することが可能となる。 According to this, the correction current amount calculation unit is based on the first integrated value (integrated value of the first current related to the system power supply) calculated over a predetermined period from the AC voltage of the system power supply and the output current of the inverter. A DC component that flows into the output current of the inverter based on the difference between the second integral value computed over the predetermined period (the second current integral value associated with the inverter output current) and the integral value computed A correction current amount equal to is calculated. As a result, the target voltage of the inverter can be calculated using this correction current amount. Therefore, it is possible to appropriately set the target voltage of the inverter in a predetermined period, and it is possible to reduce the direct current component generated by an external factor.
以下、本発明による分散型電源の系統連系装置の一実施形態について説明する。図1に示すように、系統連系装置10は、発電装置である燃料電池11と交流の系統電源20とを連系したり解列したりする装置である。系統連系装置10は、発電装置である燃料電池11、コンバータ12、インバータ13、平滑回路14、解列リレー15および制御装置16を備えている。
Hereinafter, an embodiment of a system interconnection device for a distributed power source according to the present invention will be described. As shown in FIG. 1, the
燃料電池11は、直流電力を発電する発電装置である。発電装置は、燃料電池11以外の直流電力を発電する発電装置(例えば、太陽光電池、ガスエンジンなど)でもよい。
コンバータ12は、燃料電池11からの直流電力を昇圧してインバータ13に出力する。コンバータ12は、図示しないリアクトル、IGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)のようなスイッチング素子、ダイオード、コンデンサなどにより構成されている。コンバータ12の入力側端子12aは、燃料電池11の正極側に接続され、コンバータ12の入力側端子12bは、燃料電池11の負極側に接続されている。
The
The
コンバータ12の出力側端子12cは、電線17を介してインバータ13の入力側端子13aに接続されている。コンバータ12の出力側端子12dは、電線18を介してインバータ13の入力側端子13bに接続されている。電線17と電線18との間には、コンバータ12の出力電圧(直流中間電圧)を測定する電圧センサ31(直流中間電圧センサ)が設けられている。電圧センサ31の検出信号が制御装置16に入力されており、制御装置16は、演算処理を行って決定したデューティ比のパルス信号をスイッチング素子のゲートに与えることにより、コンバータ12の出力電圧が所定の電圧になるフィードバック制御を行っている。電圧センサ31(直流中間電圧センサ)は、コンバータ12の直流出力電圧を検出する第二電圧検出部である。
電線17と電線18との間には、コンデンサ19が設けられている。
The
A
インバータ13は、コンバータ12すなわち燃料電池11からの直流電力を交流電力に変換して、系統電源20側に出力する。インバータ13は、入力側端子13a,13bおよび出力側端子13c,13dを備えている。インバータ13の出力側端子13cは、系統電源20(例えば、U相)が接続された電線21に接続されている。インバータ13の出力側端子13dは、系統電源20(例えば、V相)が接続された電線22に接続されている。
The
インバータ13は、IGBTのような第一〜第四スイッチング素子13e〜13hをフルブリッジ接続して構成される。第一および第二スイッチング素子13e,13fは、入力側端子13aと入力側端子13bとの間に直列に接続されている。第一スイッチング素子13eと第二スイッチング素子13fとの接続点は、出力側端子13cに接続されている。第三および第四スイッチング素子13g,13hは、入力側端子13aと入力側端子13bとの間に直列に接続されている。第三および第四スイッチング素子13g,13hは、第一および第二スイッチング素子13e,13fに対して並列に接続されている。第三スイッチング素子13gと第四スイッチング素子13hとの接続点は、出力側端子13dに接続されている。
The
インバータ13は、制御装置16によってその動作が制御されている。具体的には、インバータ13は、制御装置16からのPWM制御にしたがって各第一〜第四スイッチング素子13e〜13hをスイッチングして、コンバータ12からの直流電力を交流電力に変換するものである。このように、インバータ13は、変換した交流電力を電線21,22に出力する。
The operation of the
平滑回路14は、リアクトル14a,14bとコンデンサ14cとによって構成されている。リアクトル14a,14bは、各電線21,22にそれぞれ設けられている。コンデンサ14cは、リアクトル14a,14bと系統電源20との間にて各電線21,22を接続する接続電線23に設けられている。平滑回路14は、インバータ13から出力された交流電力の高周波成分を取り除いて、インバータ13の出力電圧を正弦波状の波形にし、系統電源20に出力する。
The
解列リレー(系統連系用リレー)15は、第一解列リレー15aおよび第二解列リレー15bによって構成されている。解列リレー15は、各電線21,22にそれぞれ設けられる開閉器であって、接続電線23との接続点とインバータ13との間に配設されている常開型の開閉器である。第一解列リレー15aは、接続電線23との接続点とリアクトル14aとの間に配設されている。第二解列リレー15bは、接続電線23との接続点とリアクトル14bとの間に配設されている。第一解列リレー15aおよび第二解列リレー15bはそれぞれ制御装置16からの制御信号によってその動作(接続状態/開放状態)が制御されている。
The disconnection relay (system interconnection relay) 15 includes a
具体的には、複数の電線21,22のうち一方の電線21に第一解列リレー15aが配置され、他方の電線22に第二解列リレー15bが配置されている。第一解列リレー15aおよび第二解列リレー15bが接続状態になると、系統連系装置10と系統電源20は連系され、第一解列リレー15aおよび第二解列リレー15bが開放状態になると、系統連系装置10と系統電源20は解列されることになる。このように、解列リレー15が制御装置16によって制御されることで、系統連系装置10と系統電源20は連系または解列され、電力供給が制御されている。
Specifically, the first disconnecting
電線21,22のうち何れかには、リアクトル14a(または14b)を流れる電流(リアクトル電流)を検出する電流センサ32(例えば、カレントトランス式、シャント式である)が設けられている。電流センサ32の検出信号が制御装置16に入力されている。電流センサ32は、インバータ13の出力電流を検出する電流検出部(出力電流センサ)である。
さらに、電線21,22には、系統電圧を検出する系統電圧検出回路33が接続されている。系統電圧検出回路33の検出信号が制御装置16に入力されている。系統電圧検出回路33は、系統電源20の交流電圧を検出する第一電圧検出部である。
One of the
Further, a system
制御装置16は、インバータ13を少なくとも制御する。制御装置16は、マイクロコンピュータ(図示省略)を有しており、マイクロコンピュータは、バスを介してそれぞれ接続された入出力インターフェース、CPU、RAMおよびROM(いずれも図示省略)を備えている。CPUは、電圧センサ31、電流センサ32、系統電圧検出回路33の検出結果を取得したり、コンバータ12、インバータ13を制御したり、解列リレー15を開閉制御したりする。RAMは同プログラムの実行に必要な変数を一時的に記憶するものであり、ROMは前記プログラムを記憶するものである。
The
制御装置16は、図2Aおよび図2Bに示すように、電圧位相演算部41、ゼロクロス判定部42、目標出力電流瞬時値演算部43、電流位相演算部44、理想電流積分値演算部45、PLL電流積分値演算部46、PLL位相演算部47、基準正弦波演算部48、混合器49、積分値差演算部50、補正電流量演算部51、目標電流演算部52、補正電圧演算部53、目標電圧演算部54、およびPWM演算部55を備えている。
2A and 2B, the
電圧位相演算部41は、系統電圧検出回路33から取得した系統電源20の交流電圧(系統電圧)から、系統電圧の波形を演算し、すなわち系統電圧の位相、周波数などを演算する。
ゼロクロス判定部42は、電圧位相演算部41から取得した系統電圧の波形からゼロクロスを判定する。ゼロクロスは、系統電圧が0になることであり、負から正に変わるとき、または正から負に変わるときの2つのパターンがある。
The voltage
The zero
目標出力電流瞬時値演算部43は、直流中間電圧センサ31から取得したコンバータ12から出力された直流中間電圧(検出直流中間電圧)から、インバータ13の目標出力電流瞬時値IPeak_lim nを演算する。具体的には、目標出力電流瞬時値演算部43は、第一に、検出直流中間電圧の平均値である直流中間電圧平均値を演算する。第二に、直流中間電圧平均値と直流中間電圧目標との差分を演算する。第三に、その差分に基づいてPI処理を行って(すなわちPI動作のフィードバック制御を行う)、目標出力電流瞬時値を演算する。第四に、PI処理された目標出力電流瞬時値に上下限処理を行って、上下限処理後の目標出力電流瞬時値IPeak_lim nを演算する。nは今回の演算周期を、n−1は前回の演算周期を表す。
The target output current instantaneous
電流位相演算部44は、出力電流センサ32から取得したインバータ13の出力電流(インバータ出力電流)から、インバータ出力電流の波形を演算し、すなわちインバータ出力電流の位相、周波数などを演算する。
The current
理想電流積分値演算部45は、電圧位相演算部41から系統電圧の波形を取得し、ゼロクロス判定部42からゼロクロスに関する情報を取得し、目標出力電流瞬時値演算部43から目標出力電流瞬時値IPeak_lim nを取得し、これらから所定期間に亘って系統電源20に係る第一電流の積分値を第一積分値として演算する(第一積分値演算部)。すなわち、理想電流積分値演算部45は、系統電源20の電圧位相に対応する理想の電流波形の面積を所定期間分だけ積分することにより演算する。理想の電流波形は、IPeak_lim n×sin(θ)で表される。θは系統電圧の位相である。
The ideal current integral
所定期間は、系統電圧検出回路33によって検出された系統電圧が負から正にまたは正から負に変わった時点(すなわちゼロクロス時点)から系統電圧の半周期分または一周期分の期間に設定されている。本実施形態では、所定期間は、系統電圧が負から正に変わった時点から系統電圧の半周期分に設定されている。
The predetermined period is set to a period corresponding to a half period or one period of the system voltage from the time when the system voltage detected by the system
理想電流積分値演算部45は、下記数1にて、第一積分値である理想の電流波形の面積Isum_base nを演算する。
PLL電流積分値演算部46は、電流位相演算部44からインバータ出力電流の波形を取得し、ゼロクロス判定部42からゼロクロスに関する情報を取得し、目標出力電流瞬時値演算部43から目標出力電流瞬時値IPeak_lim nを取得し、これらから所定期間に亘ってインバータ出力電流に係る第二電流の積分値を第二積分値として演算する(第二積分値演算部)。すなわち、PLL電流積分値演算部46は、インバータ出力電流の実際の電流波形の面積を所定期間分だけ積分することにより演算する。実際の電流波形は、IPeak_lim n×sin(φ)で表される。φはインバータ出力電流の位相である。
The PLL current integral
所定期間は、系統電圧検出回路33によって検出された系統電圧が負から正にまたは正から負に変わった時点(すなわちゼロクロス時点)から系統電圧の半周期分または一周期分の期間に設定されている。本実施形態では、所定期間は、系統電圧が負から正に変わった時点から系統電圧の半周期分に設定されている。
The predetermined period is set to a period corresponding to a half period or one period of the system voltage from the time when the system voltage detected by the system
PLL電流積分値演算部46は、下記数2にて、第二積分値である実際の電流波形の面積Isum_PLL nを演算する。
PLL位相演算部47は、電圧位相演算部41から系統電圧の波形(位相)を取得し、PLL基準周波数を取得し、前回の演算周期で演算した電流位相(基本PLL位相AngelPLL n−1)を取得し、これらから基本PLL位相AngelPLL nを演算する。PLL位相演算部47は、系統電圧の位相に出力電流の位相を同期させるために電流位相を演算するものである。PLLは、Phase Locked Loopであり、入力信号(系統電圧)に同期した出力信号(インバータ出力電流)を生成することである。また、PLL基準周波数は、PLL制御のための基準周波数であり、所定周波数に設定されている。
The PLL
なお、PLL位相演算部47は、さらに無効電力位相を取得し、この無効電力位相を加えて基本PLL位相を演算することもできる。無効電力は、負荷回路のインピーダンスのうちリアクタンス分にかかる電力であり、力率が小さいほど無効電力が大きくなる。無効電力位相は、次のように算出することができる。有効電力Pは皮相電力(=電流実効値I×電圧実効値E)×cosαであり、cosα=P/(I×E)である。このcosαから無効電力位相αを算出することができる。電流実効値Iは、インバータ出力電流の瞬時値から算出することができる。電圧実効値Eは、インバータ13の出力電圧から算出することができる。なお、電流の瞬時値Iが正である場合、無効電力位相αは進み位相であり、負である場合、無効電力位相αは遅れ位相である。
The PLL
基準正弦波演算部48は、PLL位相演算部47から基本PLL位相AngelPLL nを取得し、基本PLL位相AngelPLL nから基本正弦波Sbaseを演算する。
混合器49は、目標出力電流瞬時値演算部43から目標出力電流瞬時値IPeak_lim nを取得し、基準正弦波演算部48から基本正弦波Sbaseを取得し、これらから基本出力電流Iinv_refを演算する。
Reference sine
The
積分値差演算部50は、理想電流積分値演算部45から取得した第一積分値Isum_base nとPLL電流積分値演算部46から取得した第二積分値Isum_PLL nとの差を積分値差Isq nとして演算する(積分値差演算部)。積分値差演算部50は、下記数3にて、積分値差Isq nを演算する。積分値差Isq nは、理想の電流波形の面積とインバータ出力電流の実際の電流波形の面積との所定期間分の面積差である。この面積差が補正電流面積に相当する。この補正電流面積は、外的要因によって発生して重畳される直流成分である。
補正電流量演算部51は、積分値差演算部50から取得した積分値差Isq nから、インバータ出力電流に流出する直流成分と等しい補正電流量ΔIsq nを演算する(補正電流量演算部)。補正電流量演算部51は、下記数4にて、補正電流量ΔIsq nを演算する。
目標電流演算部52は、出力電流センサ32から取得したインバータ13の出力電流(インバータ出力電流)Iinv_outから、インバータ13の目標電流(インバータ目標電流)Iinv_estを演算する。
補正電圧演算部53は、補正電流量演算部51から取得した補正電流量ΔIsq nと、目標電流演算部52から取得したインバータ目標電流Iinv_estとから、インバータ13の補正電圧VPI nを演算する。例えば、補正電圧演算部53は、補正電流量ΔIsq nと、インバータ目標電流Iinv_estとの差をPI処理し、さらに上下限処理を行って、補正電圧VPI nを演算する。
The target
The correction
目標電圧演算部54は、出力電流センサ32から取得したインバータ出力電流Iinv_outと、混合器49から取得した基本出力電流Iinv_refと、補正電圧演算部53から取得した補正電圧VPI nとから、インバータ13の目標電圧Vinvを演算する。例えば、目標電圧演算部54は、インバータ出力電流Iinv_outと、基本出力電流Iinv_refとから基本出力電圧を演算し、この基本出力電圧と補正電圧VPI nとから、インバータ13の目標電圧Vinvを演算する。
The target
PWM演算部55は、目標電圧演算部54から取得した目標電圧Vinvとなるように、第一〜第四スイッチング素子13e〜13hへのPWM制御のパターンを演算する。パターンは、第一〜第四スイッチング素子13e〜13hのオン・オフの組み合せパターン、オン・オフ時間(デューティ)のパターンなどである。PWM演算部55は、演算されたPWM制御のパターンをインバータ13に送信して制御する。
The
次に、上述した系統連系装置10の動作について図3および図4を参照して説明する。最初に、系統電圧の周波数が減少した場合について図3を参照して説明する。時刻t1にて、系統電圧の周波数はf(m)からf(m−1)に減少している。時刻t1までは、系統電圧と出力電流とは周波数は同一(f(m))であり位相が同一である。時刻t1は、ゼロクロスのタイミングである。前回のゼロクロスのタイミングである時刻t0から時刻t1までの期間(所定期間)において、理想の電流波形の面積Isum_base nと実際の電流波形の面積Isum_PLL nとは同一面積であり、面積差によって直流成分は発生しない。すなわち、面積差(積分値差)Isq nは0であり、補正電流量ΔIsq nは0である。よって、時刻t1から時刻t2までにおいて、出力電流は補正されない。
Next, the operation of the
次のゼロクロスのタイミングである時刻t2においては、時刻t1から時刻t2までの期間(所定期間)の面積差が算出される。このとき、系統電圧の面積S1は、出力電流の面積S2より大きい。系統電圧の面積S1から出力電流の面積S2を減算した値ΔS(=S1−S2)は0より大きい。面積S1は理想の電流波形の面積Isum_base nである。面積S2は、実際の電流波形の面積Isum_PLL nである。ΔSは、積分値差Isq nである。
このとき、出力電流は系統電圧の位相に追従して出力されるが、位相が遅れると、直流成分は、センサやタイマの精度などにより出力される電流に含まれてしまう。この直流成分が積分値差Isq nである。
At time t2, which is the next zero crossing timing, the area difference in the period (predetermined period) from time t1 to time t2 is calculated. At this time, the area S1 of the system voltage is larger than the area S2 of the output current. A value ΔS (= S1−S2) obtained by subtracting the area S2 of the output current from the area S1 of the system voltage is larger than zero. The area S1 is an area I sum_base n of an ideal current waveform. The area S2 is the area I sum_PLL n of the actual current waveform. ΔS is the integral value difference I sq n .
At this time, the output current is output following the phase of the system voltage, but if the phase is delayed, the direct current component is included in the current output due to the accuracy of the sensor or timer. This DC component is the integral value difference I sq n .
さらに時刻t2においては、補正電流量ΔIsq nが演算される。そして、時刻t2から次のゼロクロスのタイミングまでにおいて、出力電流(破線で示す)は補正電流量ΔIsq nだけ減少されるように補正される。これにより、系統電圧のゼロクロスのタイミングと出力電流のゼロクロスのタイミングとを同期させることができ、発生した直流成分をキャンセルさせることができる。 Further, at time t2, the correction current amount ΔI sq n is calculated. Then, from the time t2 to the next zero crossing timing, the output current (indicated by a broken line) is corrected so as to be reduced by the correction current amount ΔI sq n . Thereby, the zero cross timing of the system voltage and the zero cross timing of the output current can be synchronized, and the generated DC component can be canceled.
次に、系統電圧の周波数が増大した場合について図4を参照して説明する。時刻t11にて、系統電圧の周波数はf(m)からf(m+1)に増大している。時刻t11までは、系統電圧と出力電流とは周波数は同一(f(m))であり位相が同一である。時刻t11は、ゼロクロスのタイミングである。前回のゼロクロスのタイミングである時刻t0から時刻t11までの期間(所定期間)において、理想の電流波形の面積Isum_base nと実際の電流波形の面積Isum_PLL nとは同一面積であり、面積差によって直流成分は発生しない。すなわち、面積差(積分値差)Isq nは0であり、補正電流量ΔIsq nは0である。よって、時刻t11から時刻t12までにおいて、出力電流は補正されない。 Next, a case where the frequency of the system voltage is increased will be described with reference to FIG. At time t11, the frequency of the system voltage increases from f (m) to f (m + 1). Until time t11, the system voltage and the output current have the same frequency (f (m)) and the same phase. Time t11 is a zero-cross timing. In the period from time t0 is a timing of the last zero-crossing to the time t11 (the predetermined period), the area I sum_PLL n actual current waveform and the area I sum_base n of the ideal current waveform are identical area, the area difference DC component is not generated. That is, the area difference (integral value difference) I sq n is 0, and the correction current amount ΔI sq n is 0. Therefore, the output current is not corrected from time t11 to time t12.
次のゼロクロスのタイミングである時刻t12においては、時刻t11から時刻t12までの期間(所定期間)の面積差が算出される。このとき、系統電圧の面積S1は、出力電流の面積S2より小さい。系統電圧の面積S1から出力電流の面積S2を減算した値ΔS(=S1−S2)は0より小さい。面積S1は理想の電流波形の面積Isum_base nである。面積S2は、実際の電流波形の面積Isum_PLL nである。ΔSは、積分値差Isq nである。
このとき、出力電流は系統電圧の位相に追従して出力されるが、位相が遅れると、直流成分は、センサやタイマの精度などにより出力される電流に含まれてしまう。この直流成分が積分値差Isq nである。
At time t12, which is the next zero-cross timing, the area difference in the period (predetermined period) from time t11 to time t12 is calculated. At this time, the area S1 of the system voltage is smaller than the area S2 of the output current. A value ΔS (= S1−S2) obtained by subtracting the area S2 of the output current from the area S1 of the system voltage is smaller than zero. The area S1 is an area I sum_base n of an ideal current waveform. The area S2 is the area I sum_PLL n of the actual current waveform. ΔS is the integral value difference I sq n .
At this time, the output current is output following the phase of the system voltage, but if the phase is delayed, the direct current component is included in the current output due to the accuracy of the sensor or timer. This DC component is the integral value difference I sq n .
さらに時刻t12においては、補正電流量ΔIsq nが演算される。そして、時刻t12から次のゼロクロスのタイミングまでにおいて、出力電流(破線で示す)は補正電流量ΔIsq nだけ増大されるように補正される。これにより、系統電圧のゼロクロスのタイミングと出力電流のゼロクロスのタイミングとを同期させることができ、発生した直流成分をキャンセルさせることができる。 Further, at time t12, the correction current amount ΔI sq n is calculated. Then, from the time t12 to the next zero crossing timing, the output current (indicated by a broken line) is corrected so as to be increased by the correction current amount ΔI sq n . Thereby, the zero cross timing of the system voltage and the zero cross timing of the output current can be synchronized, and the generated DC component can be canceled.
上述した説明から明らかなように、分散型電源の系統連系装置10は、直流電力を発電するとともに系統電源20に連系可能である燃料電池11(発電装置)と、燃料電池11からの直流電力を交流電力に変換して系統電源20側に出力するインバータ13と、燃料電池11からの直流電力を昇圧してインバータ13に出力するコンバータ12と、系統電源20の交流電圧を検出する系統電圧検出回路33(第一電圧検出部)と、インバータ13の出力電流を検出する電流センサ32(電流検出部)と、コンバータ12の直流出力電圧を検出する電圧センサ31(第二電圧検出部)と、インバータ13を制御する制御装置16と、を備えている。制御装置16は、系統電圧検出回路33によって検出された系統電源20の交流電圧から、所定期間に亘って系統電源20に係る第一電流の積分値を第一積分値として演算する理想電流積分値演算部45(第一積分値演算部)と、電流センサ32によって検出されたインバータ13の出力電流から、所定期間に亘ってインバータ13の出力電流に係る第二電流の積分値を第二積分値として演算するPLL電流積分値演算部46(第二積分値演算部)と、理想電流積分値演算部45によって演算された第一積分値とPLL電流積分値演算部46によって演算された第二積分値との差を積分値差として演算する積分値差演算部50と、積分値差演算部50によって演算された積分値差から、インバータ13の出力電流に流出する直流成分と等しい補正電流量を演算する補正電流量演算部51と、を備えている。
As is clear from the above description, the
これによれば、補正電流量演算部51は、系統電源20の交流電圧から、所定期間に亘って演算された第一積分値(系統電源20に係る第一電流の積分値)と、インバータ13の出力電流から、前記所定期間に亘って演算された第二積分値(インバータ13の出力電流に係る第二電流の積分値)と、から演算された積分値差に基づいて、インバータ13の出力電流に流出する直流成分と等しい補正電流量を演算する。その結果、この補正電流量を使用してインバータ13の目標電圧を算出することが可能となる。よって、所定期間周期にて、インバータ13の目標電圧を適切に設定することができ、ひいては、外部要因によって発生する直流成分を低減することが可能となる。
According to this, the correction current
また、所定期間は、系統電圧検出回路33によって検出された系統電源20の交流電圧が負から正にまたは正から負に変わった時点(ゼロクロスのタイミング)から系統電源20の交流電圧の半周期分または一周期分の期間に設定されている。
これによれば、インバータ13の目標電圧の演算を、適切なタイミングにて開始するとともに適切な期間だけ行うことができ、ひいては、補正電流量を正確かつ的確に演算することができる。
特に所定期間が半周期分の期間に設定されている場合、応答性よく系統電源20側に流出する直流成分を低減することができる。また、所定期間が一周期分の期間に設定されている場合、演算ボリュームを低減することができ、ひいては演算速度を向上させることができる。さらに、系統電圧の変動が安定している場合、補正電流量をより正確に演算することができる。
Further, the predetermined period is a half cycle of the AC voltage of the
According to this, the calculation of the target voltage of the
In particular, when the predetermined period is set to a period corresponding to a half cycle, the direct current component flowing out to the
なお、上述した実施形態においては、所定期間の開始時点は、ゼロクロスのタイミングに設定されていたが、無効電力位相が所定角度以上に変化した時点に設定するようにしてもよい。この場合、ゼロクロス判定部42に代えて無効電力位相の変化判定部を設ければよい。無効電力位相の変化判定部は、上述したように、有効電力P、電流実効値I、および電圧実効値Eから、無効電力位相αを算出することができる。無効電力位相の変化判定部は、算出された無効電力位相αが所定角度以上であるか否かを判定する。その結果は、理想電流積分値演算部45,PLL電流積分値演算部46に出力される。
In the above-described embodiment, the start time of the predetermined period is set to the zero-cross timing, but may be set to a time when the reactive power phase changes by a predetermined angle or more. In this case, a reactive power phase change determination unit may be provided instead of the zero-
すなわち、所定期間は、無効電力位相が所定角度以上に変化した時点から系統電源20の交流電圧の半周期分または一周期分の期間に設定されているようにしてもよい。
これによれば、インバータ13の目標電圧の演算を、適切なタイミングにて開始するとともに適切な期間だけ行うことができ、ひいては、補正電流量を正確かつ的確に演算することができる。
That is, the predetermined period may be set to a period corresponding to a half cycle or one cycle of the AC voltage of the
According to this, the calculation of the target voltage of the
また、上述した実施形態においては、所定期間は系統電圧の半周期分の期間に設定されていたが、所定期間は半周期分ではなく、系統電圧の一周期分の期間に設定するようにしてもよい。 In the above-described embodiment, the predetermined period is set to a period corresponding to a half cycle of the system voltage. However, the predetermined period is not set to a half period, but set to a period corresponding to one period of the system voltage. Also good.
また、上述した実施形態においては、力率を変更する場合にも対応することができる。この場合、所定期間の開始時点は、上述したとおりであるが、所定期間の終了時点は、調整すべき位相差すなわち力率改善電流位相を考慮した位相である。力率改善電流位相は、目標出力電流瞬時値IPeak_lim nから算出することができる。 Moreover, in embodiment mentioned above, it can respond also when changing a power factor. In this case, the start point of the predetermined period is as described above, but the end point of the predetermined period is a phase considering the phase difference to be adjusted, that is, the power factor improving current phase. The power factor correction current phase can be calculated from the target output current instantaneous value I Peak_lim n .
10…系統連系装置、11…燃料電池(発電装置)、12…コンバータ、13…インバータ、14…平滑回路、14a,14b…リアクトル、14c…コンデンサ、15…解列リレー(開閉器)、16…制御装置、31…電圧センサ(第二電圧検出部)、32…電流センサ(電流検出部)、33…系統電圧検出回路(第一電圧検出部)、41…電圧位相演算部、42…ゼロクロス判定部、43…目標出力電流瞬時値演算部、44…電流位相演算部、45…理想電流積分値演算部(第一積分値演算部)、46…PLL電流積分値演算部(第二積分値演算部)、47…PLL位相演算部、48…基準正弦波演算部、49…混合器、50…積分値差演算部、51…補正電流量演算部、52…目標電流演算部、53…補正電圧演算部、54…目標電圧演算部、55…PWM演算部。
DESCRIPTION OF
Claims (3)
前記発電装置からの前記直流電力を交流電力に変換して前記系統電源側に出力するインバータと、
前記発電装置からの前記直流電力を昇圧して前記インバータに出力するコンバータと、
前記系統電源の交流電圧を検出する第一電圧検出部と、
前記インバータの出力電流を検出する電流検出部と、
前記コンバータの直流出力電圧を検出する第二電圧検出部と、
前記インバータを制御する制御装置と、を備え、
前記制御装置は、
前記第一電圧検出部によって検出された前記系統電源の交流電圧から、所定期間に亘って前記系統電源に係る第一電流の積分値を第一積分値として演算する第一積分値演算部と、
前記電流検出部によって検出された前記インバータの出力電流から、前記所定期間に亘って前記インバータの出力電流に係る第二電流の積分値を第二積分値として演算する第二積分値演算部と、
前記第一積分値演算部によって演算された前記第一積分値と前記第二積分値演算部によって演算された前記第二積分値との差を積分値差として演算する積分値差演算部と、
前記積分値差演算部によって演算された前記積分値差から、前記インバータの出力電流に流出する直流成分と等しい補正電流量を演算する補正電流量演算部と、
を備えている分散型電源の系統連系装置。 A generator that generates direct-current power and can be connected to a system power supply;
An inverter that converts the DC power from the power generator into AC power and outputs the AC power to the system power supply side;
A converter that boosts the DC power from the power generation device and outputs the boosted DC power to the inverter;
A first voltage detector for detecting an AC voltage of the system power supply;
A current detector for detecting an output current of the inverter;
A second voltage detector for detecting a DC output voltage of the converter;
A control device for controlling the inverter,
The control device includes:
A first integral value computing unit that computes an integral value of a first current related to the system power supply as a first integral value over a predetermined period from the AC voltage of the system power supply detected by the first voltage detection unit;
A second integrated value calculation unit that calculates an integral value of a second current related to the output current of the inverter over the predetermined period from the output current of the inverter detected by the current detection unit;
An integral value difference computing unit that computes a difference between the first integral value computed by the first integral value computing unit and the second integral value computed by the second integral value computing unit as an integral value difference;
A correction current amount calculation unit that calculates a correction current amount equal to a direct current component flowing into the output current of the inverter from the integral value difference calculated by the integral value difference calculation unit;
A distributed power grid interconnection device comprising:
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