JP6420226B2 - Impedance converter - Google Patents
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Description
本発明は、半導体高周波モジュールにおけるインピーダンス変換器に関するものである。 The present invention relates to an impedance converter in a semiconductor high frequency module.
高周波回路に用いられる伝送線路として、マイクロストリップラインが使用されている。マイクロストリップラインは、誘電体基板の一方の面に平面的な導電体層のグランド面を形成し、他方の面にストリップ状の線路（ストリップ線路）を形成して伝送線路を構成している。このマイクロストリップラインの特性インピーダンスは、ストリップ線路の幅と厚さ、および誘電体基板の誘電率と厚さによって決定される。 A microstrip line is used as a transmission line used in a high-frequency circuit. The microstrip line forms a transmission line by forming a planar ground surface of a conductor layer on one surface of a dielectric substrate and forming a strip-shaped line (strip line) on the other surface. The characteristic impedance of the microstrip line is determined by the width and thickness of the strip line and the dielectric constant and thickness of the dielectric substrate.
高周波回路に、例えば、ある一定のインピーダンスを有する負荷回路や信号源を接続する場合、これらの接続部分で電力や信号を効率よく伝達させるために、高周波回路と負荷回路や信号源との特性インピーダンスを整合させる必要がある。このインピーダンス整合を行わせるため、マイクロストリップラインの両端で特性インピーダンスが異なるように形成したインピーダンス変換器が用いられる（非特許文献１参照）。 For example, when a load circuit or signal source having a certain impedance is connected to a high-frequency circuit, the characteristic impedance between the high-frequency circuit and the load circuit or signal source in order to efficiently transmit power and signals at these connection parts. Need to be consistent. In order to perform this impedance matching, an impedance converter formed so as to have different characteristic impedances at both ends of the microstrip line is used (see Non-Patent Document 1).
図１２（Ａ）は従来のインピーダンス変換器の構造を示す平面図、図１２（Ｂ）は図１２（Ａ）のインピーダンス変換器のＡ−Ａ’線断面図、図１２（Ｃ）は図１２（Ａ）のインピーダンス変換器のＢ−Ｂ’線断面図である。伝送線路によるインピーダンス変換器は、高周波帯での急激なインピーダンス変化による伝送特性の劣化を防ぐため、図１２（Ａ）〜図１２（Ｃ）に示すようにストリップ線路１０２の幅を徐々に変化させることにより、マイクロストリップラインの特性インピーダンスを所望のインピーダンスに変換するようにしていた。図１２（Ａ）〜図１２（Ｃ）における１００は誘電体基板、１０１はグランド層である。 12A is a plan view showing the structure of a conventional impedance converter, FIG. 12B is a cross-sectional view taken along the line AA ′ of FIG. 12A, and FIG. 12C is FIG. It is a BB 'line sectional view of the impedance converter of (A). The impedance converter using the transmission line gradually changes the width of the strip line 102 as shown in FIGS. 12A to 12C in order to prevent deterioration of transmission characteristics due to a sudden impedance change in the high frequency band. Thus, the characteristic impedance of the microstrip line is converted to a desired impedance. 12A to 12C, reference numeral 100 denotes a dielectric substrate, and 101 denotes a ground layer.
近年、半導体高周波モジュールの信号数の増大と基板接続パッドの微細化が進んでいる。すなわち、半導体高周波モジュールの高機能化のために半導体高周波モジュールから入出力される信号が増加しているが、半導体高周波モジュールの高機能化・低コスト化のためには外形サイズを小さくする必要があるため、基板接続パッドとパッド間隔の微細化が進行している。その結果、半導体高周波モジュールと接続する配線基板において、高密度で多信号を引き回せる伝送線路や、伝送線路によって高周波特性を維持したままインピーダンス変換を行うインピーダンス変換器の実現が求められている。 In recent years, an increase in the number of signals of semiconductor high-frequency modules and miniaturization of substrate connection pads have been advanced. That is, the number of signals input / output from the semiconductor high-frequency module is increasing in order to increase the functionality of the semiconductor high-frequency module, but it is necessary to reduce the outer size in order to increase the functionality and cost of the semiconductor high-frequency module. For this reason, miniaturization of the substrate connection pad and the pad interval is in progress. As a result, in a wiring board connected to a semiconductor high-frequency module, it is required to realize a transmission line that can route multiple signals with high density and an impedance converter that performs impedance conversion while maintaining high-frequency characteristics with the transmission line.
伝送線路によって高周波特性を維持したままインピーダンス変換を行う場合、従来技術では、線路幅をテーパー形状で徐々に変化させている。しかし、図１３（Ａ）に示すように、ストリップ線路１０２の間隔を十分に確保しようとすると、基板接続パッド１０３の間隔ｄ１も大きくなって、インピーダンス変換器のサイズが大きくなるという問題点があった。また、図１３（Ｂ）に示すように、ストリップ線路１０２の幅が大きくなってストリップ線路１０２の間隔ｄ２が小さくなると、ストリップ線路１０２間のクロストークノイズが大きくなるという問題点があった。 In the case of performing impedance conversion while maintaining high-frequency characteristics with a transmission line, in the related art, the line width is gradually changed in a tapered shape. However, as shown in FIG. 13A, if a sufficient interval between the strip lines 102 is to be ensured, the interval d1 between the substrate connection pads 103 also increases, resulting in an increase in the size of the impedance converter. It was. Further, as shown in FIG. 13B, when the width of the strip line 102 is increased and the distance d2 between the strip lines 102 is decreased, the crosstalk noise between the strip lines 102 is increased.
ストリップ線路１０２間のクロストークノイズは、一方のストリップ線路１０２によって信号パルスが伝送されたとき、他方のストリップ線路１０２の電子を変位させることにより生じるものである。このため、ストリップ線路１０２の間隔が小さくなればなる程、他方のストリップ線路１０２の電子の変位量も大きくなり、クロストークノイズも大きくなっていく。以上のように、従来のインピーダンス変換器では、線路密度の向上と線路間のクロストークノイズの低減とを両立させることが難しく、高密度実装に適用することが困難であった。 Crosstalk noise between the strip lines 102 is generated by displacing electrons in the other strip line 102 when a signal pulse is transmitted by the one strip line 102. For this reason, the smaller the interval between the strip lines 102, the larger the amount of electron displacement of the other strip line 102, and the greater the crosstalk noise. As described above, in the conventional impedance converter, it is difficult to achieve both improvement in line density and reduction in crosstalk noise between lines, and it is difficult to apply to high-density mounting.
本発明は、線路密度の向上と線路間のクロストークノイズの低減とを両立させることができるインピーダンス変換器を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide an impedance converter capable of achieving both improvement in line density and reduction in crosstalk noise between lines.
本発明のインピーダンス変換器は、誘電体基板の裏面に形成された第１のグランド層と、前記誘電体基板の表面に形成された第２のグランド層と、前記第１のグランド層と前記第２のグランド層との間の誘電体基板中に形成された複数本のストリップ線路とを備え、前記第２のグランド層に、前記ストリップ線路の信号伝搬方向に沿って幅が漸次変化する平面視テーパー形状のギャップが設けられ、各ストリップ線路の上にそれぞれ前記第２のグランド層のギャップが設けられていることを特徴とするものである。 The impedance converter of the present invention includes a first ground layer formed on the back surface of the dielectric substrate, a second ground layer formed on the surface of the dielectric substrate, the first ground layer, and the first ground layer. A plurality of strip lines formed in a dielectric substrate between the two ground layers, and the width of the second ground layer gradually changes along the signal propagation direction of the strip lines. A taper-shaped gap is provided , and the gap of the second ground layer is provided on each strip line .
また、本発明のインピーダンス変換器の１構成例は、信号伝搬方向に沿った前記ストリップ線路の中心線の水平位置と前記第２のグランド層のギャップの中心線の水平位置とが一致することを特徴とするものである。
また、本発明のインピーダンス変換器は、誘電体基板の裏面に形成された第１のグランド層と、前記誘電体基板の表面に形成された第２のグランド層と、前記第１のグランド層と前記第２のグランド層との間の誘電体基板中に形成されたストリップ線路と、前記ストリップ線路と前記第１のグランド層との間の誘電体基板中に形成された第３のグランド層とを備え、前記第２のグランド層と前記第３のグランド層の各々に、前記ストリップ線路の信号伝搬方向に沿って幅が漸次変化する平面視テーパー形状のギャップが設けられていることを特徴とするものである。
また、本発明のインピーダンス変換器の１構成例は、信号伝搬方向に沿った前記ストリップ線路の中心線の水平位置と前記第２のグランド層のギャップの中心線の水平位置と前記第３のグランド層のギャップの中心線の水平位置とが一致することを特徴とするものである。
また、本発明のインピーダンス変換器の１構成例は、複数本の前記ストリップ線路が設けられ、各ストリップ線路の上にそれぞれ前記第２のグランド層のギャップが設けられ、各ストリップ線路の下にそれぞれ前記第３のグランド層のギャップが設けられていることを特徴とするものである。
Further, in one configuration example of the impedance converter according to the present invention, the horizontal position of the center line of the strip line along the signal propagation direction matches the horizontal position of the center line of the gap of the second ground layer. It is a feature.
The impedance converter of the present invention includes a first ground layer formed on the back surface of the dielectric substrate, a second ground layer formed on the surface of the dielectric substrate, the first ground layer, A strip line formed in the dielectric substrate between the second ground layer and a third ground layer formed in the dielectric substrate between the strip line and the first ground layer; Each of the second ground layer and the third ground layer is provided with a gap in a taper shape in plan view whose width gradually changes along the signal propagation direction of the strip line. To do.
Also, one configuration example of the impedance converter according to the present invention includes a horizontal position of a center line of the strip line along a signal propagation direction, a horizontal position of a center line of the gap of the second ground layer, and the third ground. It is characterized in that the horizontal position of the center line of the layer gap coincides.
Also, in one configuration example of the impedance converter of the present invention, a plurality of the strip lines are provided, a gap of the second ground layer is provided on each strip line, and each strip line is provided below. A gap of the third ground layer is provided.
本発明によれば、ストリップ線路と第１のグランド層の上方の誘電体基板の表面に第２のグランド層を形成し、第２のグランド層に、ストリップ線路の信号伝搬方向に沿って幅が漸次変化する平面視テーパー形状のギャップを設けることにより、従来と同程度の量にクロストークノイズを抑えたまま、ストリップ線路の間隔を微細化することができ、線路密度の向上と線路間のクロストークノイズの低減とを両立させることができるので、高密度実装に適用可能なインピーダンス変換器を実現することができる。 According to the present invention, the second ground layer is formed on the surface of the dielectric substrate above the strip line and the first ground layer, and the second ground layer has a width along the signal propagation direction of the strip line. By providing a gap with a taper shape in plan view that gradually changes, the distance between strip lines can be reduced while suppressing the crosstalk noise to the same amount as before, improving the line density and crossing between the lines. Since both reduction of talk noise can be achieved, an impedance converter applicable to high-density mounting can be realized.
また、本発明では、ストリップ線路と第１のグランド層との間の誘電体基板中に第３のグランド層を設け、第３のグランド層に、ストリップ線路の信号伝搬方向に沿って幅が漸次変化する平面視テーパー形状のギャップを設けることにより、特性インピーダンスを更に広範囲で変化させることが可能なインピーダンス変換器を実現することができる。また、本発明では、線路間のクロストークノイズを更に低減することができる。 In the present invention, the third ground layer is provided in the dielectric substrate between the strip line and the first ground layer, and the width gradually increases along the signal propagation direction of the strip line in the third ground layer. By providing a gap having a tapered shape that changes in plan view, it is possible to realize an impedance converter that can change the characteristic impedance in a wider range. In the present invention, crosstalk noise between lines can be further reduced.
［発明の原理］
本発明では、一方の面に第１のグランド層（不図示）を備えた誘電体基板１０の他の面に線状のストリップ線路１３を形成するマイクロストリップラインにおいて、線状のストリップ線路１３の上に、もう１つの誘電体基板１１を介して第２のグランド層１４を設け、この第２のグランド層１４の形状をテーパー状にすることにより、マイクロストリップラインからストリップライン（またはストリップラインからマイクロストリップライン）に徐々に変える形態をとる。
[Principle of the Invention]
In the present invention, in the microstrip line in which the linear strip line 13 is formed on the other surface of the dielectric substrate 10 having the first ground layer (not shown) on one surface, the linear strip line 13 A second ground layer 14 is provided on another via a dielectric substrate 11, and the shape of the second ground layer 14 is tapered, so that the microstrip line can be stripped (or the strip line can be stripped). Take the form of gradually changing to a microstrip line.
このような形態により、ストリップ線路１３の幅を一定に維持したまま、マイクロストリップラインの特性インピーダンスを連続的に変化させることを可能にする。図１における１５はグランド層１４に設けられるテーパー形状の切欠き領域であるギャップ、１６はストリップ線路１３と電気的に繋がるように設けられる外部接続用の基板接続パッドである。 With this configuration, it is possible to continuously change the characteristic impedance of the microstrip line while keeping the width of the strip line 13 constant. In FIG. 1, reference numeral 15 denotes a gap which is a tapered notch region provided in the ground layer 14, and 16 denotes a substrate connection pad for external connection provided so as to be electrically connected to the strip line 13.
マイクロストリップラインにおいては、ストリップ線路とグランド層との距離が小さくなると、特性インピーダンスは小さくなる。従来構成で特性インピーダンスを小さくするためには、ストリップ線路の幅を大きくする必要があり、パッド間隔の微細化と線路密度の向上とを両立させる必要がある高密度実装に適応することが困難であった。これに対して、本発明では、ストリップ線路１３の幅を大きくすることなく、ストリップ線路１３の入力部分の特性インピーダンスと出力部分の特性インピーダンスとが異なるインピーダンス変換器を実現することができる。 In the microstrip line, the characteristic impedance decreases as the distance between the strip line and the ground layer decreases. In order to reduce the characteristic impedance with the conventional configuration, it is necessary to increase the width of the strip line, and it is difficult to adapt to the high density mounting that requires both the miniaturization of the pad spacing and the improvement of the line density. there were. On the other hand, according to the present invention, it is possible to realize an impedance converter in which the characteristic impedance of the input portion of the strip line 13 and the characteristic impedance of the output portion are different without increasing the width of the strip line 13.
また、本発明では、ストリップ線路１３と第１のグランド層以外に第２のグランド層１４が加わることにより、ストリップ線路１３間に発生する電場よりもストリップ線路１３と上下のグランド層との間に発生する電場の方が大きくなる。そのため、一方のストリップ線路１３から発生する電場が、このストリップ線路１３の直上および直下に存在するグランド層によって、これらのグランド層の存在する方向に偏向し、他方のストリップ線路１３の方向に伝わる電場が抑制される。したがって、本発明では、線路間のクロストークノイズを低減する効果を、インピーダンス変換機能と同時に、また線路密度を低下させることなく得ることができる。 In addition, in the present invention, the second ground layer 14 is added in addition to the strip line 13 and the first ground layer, so that the electric field generated between the strip lines 13 is between the strip line 13 and the upper and lower ground layers. The generated electric field is larger. Therefore, the electric field generated from one strip line 13 is deflected in the direction in which these ground layers exist by the ground layer immediately above and below the strip line 13 and is transmitted in the direction of the other strip line 13. Is suppressed. Therefore, in the present invention, the effect of reducing crosstalk noise between lines can be obtained simultaneously with the impedance conversion function and without reducing the line density.
インピーダンス変換器において、ストリップ線路とグランド層との距離を変化させる技術としては、例えば特開２０１３−２５１８６３号公報に記載のものが知られている。しかし、この特開２０１３−２５１８６３号公報に記載のインピーダンス変換器は、グランド層を傾斜させる三次元構造であるため、製造プロセスが現実には難しく、実用化が困難であった。本発明のインピーダンス変換器においては、２次元的な構造の積層のみでインピーダンス変換を実現できることから、製造プロセスも簡単であり、実用化・低コスト化が可能となる。 As a technique for changing the distance between the strip line and the ground layer in the impedance converter, for example, a technique described in JP2013-251863A is known. However, since the impedance converter described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2013-251863 has a three-dimensional structure in which the ground layer is inclined, the manufacturing process is actually difficult and practical application is difficult. In the impedance converter of the present invention, impedance conversion can be realized only by stacking two-dimensional structures. Therefore, the manufacturing process is simple, and practical use and cost reduction are possible.
したがって、本発明によれば、ストリップ線路の幅を変化させずにマイクロストリップラインの特性インピーダンスを調整することが可能になり、パッド間隔の微細化、線路密度の向上と線路間のクロストークノイズの低減とを両立する、高密度実装に適用可能なインピーダンス変換器を形成することができる。 Therefore, according to the present invention, the characteristic impedance of the microstrip line can be adjusted without changing the width of the strip line, the pad spacing is reduced, the line density is improved, and the crosstalk noise between the lines is reduced. It is possible to form an impedance converter that is compatible with reduction and applicable to high-density mounting.
［第１の実施の形態］
以下、図面を参照して本発明の実施の形態につき説明する。図２（Ａ）は本発明の第１の実施の形態に係るインピーダンス変換器の構造を示す平面図、図２（Ｂ）は図２（Ａ）のインピーダンス変換器のＡ−Ａ’線断面図、図２（Ｃ）は図２（Ａ）のインピーダンス変換器のＢ−Ｂ’線断面図、図２（Ｄ）は図２（Ａ）のインピーダンス変換器のＣ−Ｃ’線断面図である。
[First Embodiment]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. 2A is a plan view showing the structure of the impedance converter according to the first embodiment of the present invention, and FIG. 2B is a cross-sectional view taken along the line AA ′ of the impedance converter of FIG. 2C is a cross-sectional view taken along the line BB ′ of the impedance converter of FIG. 2A, and FIG. 2D is a cross-sectional view taken along the line CC ′ of the impedance converter of FIG. .
これらの図において、ベンゾシクロブテン（ＢＣＢ）等からなる誘電体基板１０の一方の面にはＡｕ等の導電体部材からなる板状の第１のグランド層１２が形成されており、他方の面には同じく導電体部材からなる帯状のストリップ線路１３がグランド層１２と平行になるように形成されている。また、誘電体基板１０の上には、ベンゾシクロブテン（ＢＣＢ）等からなる誘電体基板１１が形成され、この誘電体基板１１の表面には、ストリップ線路１３およびグランド層１２と平行になるように導電体部材からなる第２のグランド層１４が形成されている。誘電体基板１１上のグランド層１４が無い領域からグランド層１４が有る領域に切り替わる箇所のグランド層１４の端部は、平面視テーパー形状に加工されている。 In these drawings, a plate-like first ground layer 12 made of a conductor member such as Au is formed on one surface of a dielectric substrate 10 made of benzocyclobutene (BCB) and the other surface. Similarly, a strip-shaped strip line 13 made of a conductor member is formed so as to be parallel to the ground layer 12. A dielectric substrate 11 made of benzocyclobutene (BCB) or the like is formed on the dielectric substrate 10, and the surface of the dielectric substrate 11 is parallel to the strip line 13 and the ground layer 12. A second ground layer 14 made of a conductor member is formed on the substrate. An end portion of the ground layer 14 at a location where the region where the ground layer 14 is not present on the dielectric substrate 11 is switched to the region where the ground layer 14 is present is processed into a tapered shape in plan view.
ここで、本実施の形態では、インピーダンス変換器の信号伝搬方向（ストリップ線路１３の長さ方向であり、図２（Ａ）左右方向）と垂直な方向（図２（Ｂ）〜図２（Ｄ）左右方向）におけるグランド層１４のギャップ１５の幅をａとする。グランド層１４で挟まれたギャップ１５の領域は、通常、気体（空気）で満たされる。本実施の形態のテーパー形状とは、信号伝搬方向に沿ってギャップ１５の幅ａが漸次変化する形状を言う。そして、テーパー形状は、信号伝搬方向に沿ったストリップ線路１３の中心線Ｌ１の水平位置（図２（Ｂ）〜図２（Ｄ）の左右方向の位置）とテーパー形状の中心線（ギャップ１５の中心線）Ｌ２の水平位置とが一致するように配置される。 Here, in this embodiment, the direction (FIGS. 2B to 2D) perpendicular to the signal propagation direction of the impedance converter (the length direction of the strip line 13 and the left-right direction in FIG. 2A). ) The width of the gap 15 of the ground layer 14 in the horizontal direction) is a. The region of the gap 15 sandwiched between the ground layers 14 is usually filled with gas (air). The tapered shape of the present embodiment refers to a shape in which the width a of the gap 15 gradually changes along the signal propagation direction. The taper shape includes a horizontal position of the center line L1 of the strip line 13 along the signal propagation direction (a horizontal position in FIGS. 2B to 2D) and a taper center line (of the gap 15). Center line) is arranged so as to coincide with the horizontal position of L2.
なお、図１に示した基板接続パッド１６を誘電体基板１１の表面に形成する場合には、ストリップ線路１３と基板接続パッド１６とを接続するビアを誘電体基板１１に設けることになる。 When the substrate connection pad 16 shown in FIG. 1 is formed on the surface of the dielectric substrate 11, a via for connecting the strip line 13 and the substrate connection pad 16 is provided in the dielectric substrate 11.
本実施の形態のインピーダンス変換器の一端（入力側）は入力インピーダンスＺｉを有し、他端（出力側）は出力インピーダンスＺｏを有するものとする（Ｚｉ＞Ｚｏ）。図２（Ａ）の例では左端が入力側、右端が出力側となっている。誘電体基板１１の上面に、図２（Ａ）のような平面視テーパー形状のグランド層１４を形成することにより、入力側から出力側に向かうに従ってストリップ線路１３とグランド層１４との距離が徐々に小さくなっている。 One end (input side) of the impedance converter of the present embodiment has an input impedance Zi, and the other end (output side) has an output impedance Zo (Zi> Zo). In the example of FIG. 2A, the left end is the input side and the right end is the output side. By forming a ground layer 14 having a tapered shape in plan view as shown in FIG. 2A on the upper surface of the dielectric substrate 11, the distance between the strip line 13 and the ground layer 14 gradually increases from the input side toward the output side. It is getting smaller.
つまり、入力側ではストリップ線路１３の直上にグランド層１４が無いため、ストリップ線路１３とグランド層１４との距離が遠いが、出力側ではストリップ線路１３の直上にグランド層１４が有るため、ストリップ線路１３とグランド層１４との距離が近くなる。入力側と出力側の途中では、グランド層１４の平面形状変化に従ってストリップ線路１３とグランド層１４との距離が徐々に小さくなっていき、これにより特性インピーダンスもＺｉからＺｏへと徐々に小さくなっていく。 That is, since there is no ground layer 14 immediately above the strip line 13 on the input side, the distance between the strip line 13 and the ground layer 14 is long, but on the output side, the ground layer 14 is directly above the strip line 13, so the strip line 13 and the ground layer 14 are close to each other. In the middle of the input side and the output side, the distance between the strip line 13 and the ground layer 14 gradually decreases as the planar shape of the ground layer 14 changes, and the characteristic impedance gradually decreases from Zi to Zo. Go.
極板間隔が極板の一辺の長さに比べて極めて小さい平行板コンデンサーでは、極板間の電場（電界）が一様とみなせ、このとき並列静電容量Ｃは極板面積Ｓに比例し、極板間隔ｄに反比例する。 In a parallel plate capacitor in which the distance between the electrode plates is extremely small compared to the length of one side of the electrode plates, the electric field (electric field) between the electrode plates can be regarded as uniform. At this time, the parallel capacitance C is proportional to the electrode plate area S. Is inversely proportional to the electrode spacing d.
式（１）におけるεは誘電率である。マイクロストリップラインのストリップ線路とグランド層間の距離ｄが小さくなると、並列静電容量Ｃは式（１）で規定される値よりも大きくなる。また、マイクロストリップラインの特性インピーダンスＺ0は式（２）で表される。 In the formula (1), ε is a dielectric constant. As the distance d between the strip line of the microstrip line and the ground layer decreases, the parallel capacitance C becomes larger than the value defined by the equation (1). Further, the characteristic impedance Z 0 of the microstrip line is expressed by the formula (2).
ここで、Ｒはストリップ線路の単位長あたりの直列抵抗（Ω）、Ｌはストリップ線路の単位長あたりの直列インダクタンス（Ｈ）、Ｇはストリップ線路の単位長あたりの並列コンダクタンス（Ｓ）、Ｃはストリップ線路の単位長あたりの並列静電容量（Ｆ）である。式（１）および式（２）より、ストリップ線路とグランド層間距離が小さくなると特性インピーダンスが小さくなるので、本実施の形態によるマイクロストリップラインは、上記のとおり入力側で特性インピーダンスが大きく、出力側で特性インピーダンスが小さくなるようなインピーダンス変換器を形成する。したがって、ストリップ線路１３とグランド層１２，１４の距離を適切に選択することにより、所望のインピーダンス変換特性を得ることができる。 Here, R is a series resistance (Ω) per unit length of the strip line, L is a series inductance (H) per unit length of the strip line, G is a parallel conductance (S) per unit length of the strip line, and C is This is the parallel capacitance (F) per unit length of the strip line. From the formulas (1) and (2), the characteristic impedance decreases as the distance between the strip line and the ground layer decreases. Therefore, the microstrip line according to the present embodiment has a large characteristic impedance on the input side as described above, and the output side Thus, an impedance converter is formed so that the characteristic impedance becomes small. Therefore, a desired impedance conversion characteristic can be obtained by appropriately selecting the distance between the strip line 13 and the ground layers 12 and 14.
ストリップ線路１３とグランド層１２，１４の材料としてＡｕ（金）を使用し、誘電体基板１０，１１としてベンゾシクロブテン（ＢＣＢ）基板（誘電率εｒ＝２．７）を用いた、線路長３００μｍのインピーダンス変換器の出力側の特性インピーダンスＺ0を図３に示す。図３の３００は図１２（Ａ）〜図１２（Ｃ）に示した従来のインピーダンス変換器の出力側の特性インピーダンスＺ0を示し、３０１は本実施の形態のインピーダンス変換器の出力側の特性インピーダンスＺ0を示している。 A line length of 300 μm using Au (gold) as the material of the strip line 13 and the ground layers 12 and 14 and a benzocyclobutene (BCB) substrate (dielectric constant εr = 2.7) as the dielectric substrates 10 and 11. The characteristic impedance Z 0 on the output side of the impedance converter is shown in FIG. 3 in FIG. 3 indicates a characteristic impedance Z 0 on the output side of the conventional impedance converter shown in FIGS. 12A to 12C, and 301 indicates a characteristic on the output side of the impedance converter of the present embodiment. The impedance Z 0 is shown.
ここでは、従来のインピーダンス変換器の入力側のストリップ線路幅を４μｍに固定し、出力側のストリップ線路幅をＷμｍとした。本実施の形態のインピーダンス変換器のストリップ線路１３の幅は入力側、出力側共に４μｍに固定した。また、従来のインピーダンス変換器のストリップ線路１０２とグランド層１０１間の距離は２．１μｍ、本実施の形態のインピーダンス変換器のストリップ線路１３とグランド層１４間の距離は１．０μｍ、ストリップ線路１３とグランド層１２間の距離は４．０μｍとした。 Here, the strip line width on the input side of the conventional impedance converter is fixed to 4 μm, and the strip line width on the output side is set to W μm. The width of the strip line 13 of the impedance converter of this embodiment is fixed to 4 μm on both the input side and the output side. Further, the distance between the strip line 102 and the ground layer 101 of the conventional impedance converter is 2.1 μm, the distance between the strip line 13 and the ground layer 14 of the impedance converter of the present embodiment is 1.0 μm, and the strip line 13 The distance between the ground layer 12 and the ground layer 12 was 4.0 μm.
従来のインピーダンス変換器において、出力側のストリップ線路幅Ｗを４μｍから１２μｍまで大きくしていくと、出力側の特性インピーダンスは９０Ωから３８Ωまで小さくなる。一方、本実施の形態では、ストリップ線路幅を変えることなく、出力側の特性インピーダンスを８８Ωから３９Ωまで変えることができることが分かる。 In the conventional impedance converter, when the strip line width W on the output side is increased from 4 μm to 12 μm, the characteristic impedance on the output side is decreased from 90Ω to 38Ω. On the other hand, in the present embodiment, it is understood that the characteristic impedance on the output side can be changed from 88Ω to 39Ω without changing the strip line width.
シミュレーションでは、図４に示すように本実施の形態のインピーダンス変換器の信号伝搬方向と垂直な方向（図４左右方向）におけるグランド層１４のギャップ１５の幅ａをパラメータとしている。モデルの線路幅方向の長さは４４μｍである。これにより、ａの値は０〜４４μｍの範囲で変化し、ａ＝４４μｍの時、グランド層１４が無い場合となる。図３の例では、本実施の形態のインピーダンス変換器の出力側の特性インピーダンスが８８Ωのとき、ａ＝４４μｍであり、特性インピーダンスが３９Ωのとき、ａ＝０μｍである。 In the simulation, as shown in FIG. 4, the width a of the gap 15 of the ground layer 14 in the direction perpendicular to the signal propagation direction of the impedance converter of this embodiment (the left-right direction in FIG. 4) is used as a parameter. The length of the model in the line width direction is 44 μm. Thereby, the value of a changes in the range of 0 to 44 μm. When a = 44 μm, the ground layer 14 is not present. In the example of FIG. 3, when the characteristic impedance on the output side of the impedance converter of the present embodiment is 88Ω, a = 44 μm, and when the characteristic impedance is 39Ω, a = 0 μm.
図５（Ａ）に本実施の形態のインピーダンス変換器の特性インピーダンスＺ0とグランド層１４のギャップ１５の幅ａとの関係を示す。図５（Ｂ）は図５（Ａ）の破線部を拡大した図である。上記のとおり、ａ＝４４μｍのときはグランド層１４が全く無い場合であり、ａ＝０μｍのときはストリップ線路１３の直上にグランド層１４が有ってギャップ１５が無い場合である。図５（Ａ）、図５（Ｂ）より、ギャップ１５の幅ａの値が４４μｍから０μｍまで変化すると、インピーダンス変換器の特性インピーダンスＺ0は８８Ωから３９Ωまで変化することが分かる。 FIG. 5A shows the relationship between the characteristic impedance Z 0 of the impedance converter of the present embodiment and the width a of the gap 15 of the ground layer 14. FIG. 5B is an enlarged view of the broken line portion of FIG. As described above, when a = 44 μm, there is no ground layer 14, and when a = 0 μm, there is a ground layer 14 immediately above the strip line 13 and no gap 15. 5A and 5B that the characteristic impedance Z 0 of the impedance converter changes from 88Ω to 39Ω when the value of the width a of the gap 15 changes from 44 μm to 0 μm.
次に、従来のインピーダンス変換器と本実施の形態のインピーダンス変換器について、クロストーク量を比較してみる。図６（Ａ）〜図６（Ｄ）はソネット技研製の電磁界シミュレータＳｏｎｎｅｔ（登録商標）によるマイクロストリップラインのモデルを示す図である。図６（Ａ）は従来のインピーダンス変換器のモデルの断面図、図６（Ｂ）は従来のインピーダンス変換器のモデルの斜視図、図６（Ｃ）は本実施の形態のインピーダンス変換器のモデルの断面図、図６（Ｄ）は本実施の形態のインピーダンス変換器のモデルの斜視図である。ただし、ここでは、ストリップ線路１０２，１３の幅一定（本実施の形態の場合にはギャップ１５の幅ａ＝０μｍ）のマイクロストリップラインの場合について信号クロストークを評価している。 Next, the crosstalk amount will be compared between the conventional impedance converter and the impedance converter of the present embodiment. 6 (A) to 6 (D) are diagrams showing a model of a microstrip line by an electromagnetic field simulator Sonnet (registered trademark) manufactured by Sonnet Giken. 6A is a cross-sectional view of a conventional impedance converter model, FIG. 6B is a perspective view of the conventional impedance converter model, and FIG. 6C is a model of the impedance converter of this embodiment. FIG. 6D is a perspective view of a model of the impedance converter according to the present embodiment. However, here, the signal crosstalk is evaluated in the case of a microstrip line in which the width of the strip lines 102 and 13 is constant (in the present embodiment, the width a of the gap 15 is 0 μm).
クロストーク量を比較するため、従来および本実施の形態共に２本のストリップ線路間の距離ｂを８μｍに固定し、ストリップ線路１０２，１３の厚さｔを１μｍに固定し、特性インピーダンスＺ0を５０Ωに揃えた。図６（Ａ）、図６（Ｂ）に示した従来のインピーダンス変換器のストリップ線路１０２の幅Ｗを１０μｍ、ストリップ線路１０２とグランド層１０１間の距離ｈ１を２．１μｍとした。また、図６（Ｃ）、図６（Ｄ）に示した本実施の形態のインピーダンス変換器のストリップ線路１３の幅Ｗを３μｍ、ストリップ線路１３とグランド層１４間の距離ｈ２を１．０μｍ、ストリップ線路１３とグランド層１２間の距離ｈ３を４．０μｍとした。 In order to compare the amount of crosstalk, the distance b between two strip lines is fixed to 8 μm, the thickness t of the strip lines 102 and 13 is fixed to 1 μm, and the characteristic impedance Z 0 is Aligned to 50Ω. The width W of the strip line 102 of the conventional impedance converter shown in FIGS. 6A and 6B is 10 μm, and the distance h1 between the strip line 102 and the ground layer 101 is 2.1 μm. Further, the width W of the strip line 13 of the impedance converter of the present embodiment shown in FIGS. 6C and 6D is 3 μm, the distance h2 between the strip line 13 and the ground layer 14 is 1.0 μm, The distance h3 between the strip line 13 and the ground layer 12 was set to 4.0 μm.
図６（Ｂ）、図６（Ｄ）のようにポート番号を設定したとき、Ｓパラメータの結果を調べることで、クロストーク量を直接評価できる。ポートｐ１は従来のインピーダンス変換器において平行に設けられた２本のストリップ線路１０２のうち、一方のストリップ線路１０２の入力ポート、ポートｐ２は一方のストリップ線路１０２の出力ポート、ポートｐ３は他方のストリップ線路１０２の入力ポート、ポートｐ４は他方のストリップ線路１０２の出力ポートである。本実施の形態のインピーダンス変換器において平行に設けられた２本のストリップ線路１３についても、ポート番号の設定は同様である。 When the port number is set as shown in FIGS. 6B and 6D, the crosstalk amount can be directly evaluated by examining the result of the S parameter. Of the two strip lines 102 provided in parallel in the conventional impedance converter, the port p1 is an input port of one strip line 102, the port p2 is an output port of one strip line 102, and the port p3 is the other strip. The input port of the line 102, the port p4, is an output port of the other strip line 102. The port number setting is the same for the two strip lines 13 provided in parallel in the impedance converter of the present embodiment.
Ｓ３１はポートｐ１に信号を与えたときにポートｐ３に現れる電圧との比率であり、バックワード（近端）・クロストークを表す。また、Ｓ４１はポートｐ１とポートｐ４の電圧比であり、フォワード（遠端）・クロストークを表す。図７、図８はそれぞれＳ３１、Ｓ４１のシミュレーション結果を示す図であり、差異を分かりやすくするため、デシベル表示にしている。図７の７０は従来のインピーダンス変換器のバックワード・クロストークを示し、７１は本実施の形態のインピーダンス変換器のバックワード・クロストークを示している。また、図８の８０は従来のインピーダンス変換器のフォワード・クロストークを示し、８１は本実施の形態のインピーダンス変換器のフォワード・クロストークを示している。 S31 is a ratio to the voltage appearing at the port p3 when a signal is given to the port p1, and represents backward (near end) crosstalk. S41 is a voltage ratio between the port p1 and the port p4 and represents forward (far end) crosstalk. FIG. 7 and FIG. 8 are diagrams showing the simulation results of S31 and S41, respectively, and are displayed in decibels for easy understanding of the difference. 7 in FIG. 7 indicates backward crosstalk of the conventional impedance converter, and 71 indicates backward crosstalk of the impedance converter of the present embodiment. Further, 80 in FIG. 8 indicates the forward crosstalk of the conventional impedance converter, and 81 indicates the forward crosstalk of the impedance converter of the present embodiment.
図７によれば、本実施の形態のインピーダンス変換器のバックワード・クロストークは、従来のものより１０ＧＨｚ〜１００ＧＨｚまでの広範囲において１３〜２２ｄＢ小さいことが分かる。また、図８によれば、本実施の形態のインピーダンス変換器のフォワード・クロストークは従来のものより１０ＧＨｚ〜１００ＧＨｚまでの広範囲において１０〜２３ｄＢ小さいことが分かる。 According to FIG. 7, it can be seen that the backward crosstalk of the impedance converter of the present embodiment is 13 to 22 dB smaller in the wide range from 10 GHz to 100 GHz than the conventional one. Moreover, according to FIG. 8, it turns out that the forward crosstalk of the impedance converter of this Embodiment is 10-23 dB smaller in the wide range from 10 GHz to 100 GHz than the conventional one.
以上のように、本実施の形態によれば、ストリップ線路１３の幅を変化させなくても、グランド層１４の平面形状を、マイクロストリップラインの入力側と出力側で異なるようにし、またギャップ１５の幅ａ、ストリップ線路１３とグランド層１４間の距離、およびストリップ線路１３とグランド層１２間の距離を調整することにより、入力側の特性インピーダンスと出力側の特性インピーダンスとが異なるインピーダンス変換器を実現することができる。 As described above, according to the present embodiment, even if the width of the strip line 13 is not changed, the planar shape of the ground layer 14 is made different between the input side and the output side of the microstrip line, and the gap 15 By adjusting the width a, the distance between the strip line 13 and the ground layer 14, and the distance between the strip line 13 and the ground layer 12, an impedance converter in which the characteristic impedance on the input side and the characteristic impedance on the output side are different can be obtained. Can be realized.
また、本実施の形態では、グランド層１４を挿入することにより、線路間のクロストークノイズを低減することができる。さらに、グランド層１４を挿入するだけでインピーダンス変換器を実現することができ、製造プロセスも簡単であり、インピーダンス変換器の実用化・低コスト化が可能となる。 In the present embodiment, crosstalk noise between lines can be reduced by inserting the ground layer 14. Furthermore, an impedance converter can be realized simply by inserting the ground layer 14, the manufacturing process is simple, and the practical use and cost reduction of the impedance converter are possible.
したがって、本実施の形態によれば、クロストークノイズを抑えたまま、ストリップ線路１３の間隔（基板接続パッド１６の間隔）を微細化することができ、線路密度の向上と線路間のクロストークノイズの低減とを両立させることができるので、高密度実装に適用可能なインピーダンス変換器を実現することができる。 Therefore, according to the present embodiment, it is possible to reduce the distance between the strip lines 13 (the distance between the substrate connection pads 16) while suppressing the cross talk noise, and to improve the line density and the cross talk noise between the lines. Therefore, an impedance converter applicable to high-density mounting can be realized.
なお、本実施の形態では、インピーダンス変換器の出力側の特性インピーダンスを小さくしているが、これに限るものではなく、グランド層１４のテーパー形状を変えることにより、逆に入力側の特性インピーダンスを小さくしたインピーダンス変換器を形成することもできる。入力側の特性インピーダンスを小さくしたインピーダンス変換器を実現するには、図２（Ａ）と逆に、グランド層１４の入力側のギャップ１５の幅ａを小さくし、出力側のギャップ１５の幅ａを大きくすればよい。 In this embodiment, the characteristic impedance on the output side of the impedance converter is reduced. However, the present invention is not limited to this, and by changing the taper shape of the ground layer 14, the characteristic impedance on the input side is reversed. A reduced impedance converter can also be formed. In order to realize an impedance converter with a reduced characteristic impedance on the input side, the width a of the gap 15 on the input side of the ground layer 14 is reduced and the width a of the gap 15 on the output side is reversed, as shown in FIG. Should be increased.
また、図１〜図８では、平行に設けるストリップ線路１３の本数が最大で３本の場合について説明したが、これに限るものではなく、ストリップ線路１３が４本以上のマルチレーンであってもよいことは言うまでもない。ストリップ線路１３を一定間隔で平行に複数本設ける場合、各ストリップ線路１３の直上のグランド層１４にそれぞれテーパー形状のギャップ１５を設けることになるが、各ギャップ１５の幅ａのとり得る最大値はストリップ線路１３の中心線間の距離（図１のＤ）である。したがって、ａ＝Ｄからａ＝０の範囲で各ギャップ１５の幅を変化させることになる。
また、本実施の形態では、グランド層１４のギャップ１５の幅を直線的に変化させているが、曲線的に変化させてもよい。
1 to 8, the case where the number of strip lines 13 provided in parallel is three at the maximum has been described. However, the present invention is not limited to this, and the strip line 13 may be composed of four or more multilanes. Needless to say, it is good. When a plurality of strip lines 13 are provided in parallel at regular intervals, a tapered gap 15 is provided in the ground layer 14 immediately above each strip line 13, but the maximum value that the width a of each gap 15 can take is The distance between the center lines of the strip line 13 (D in FIG. 1). Therefore, the width of each gap 15 is changed in the range of a = D to a = 0.
In the present embodiment, the width of the gap 15 of the ground layer 14 is linearly changed, but may be changed in a curved manner.
［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。図９（Ａ）は本発明の第２の実施の形態に係るインピーダンス変換器の構造を示す平面図、図９（Ｂ）は図９（Ａ）のインピーダンス変換器のＢ−Ｂ’線断面図、図９（Ｃ）は図９（Ａ）のインピーダンス変換器のＣ−Ｃ’線断面図、図９（Ｄ）は図９（Ａ）のインピーダンス変換器のＤ−Ｄ’線断面図であり、図１、図２と同様の構成には同一の符号を付してある。図９（Ａ）のインピーダンス変換器のＡ−Ａ’線断面については、図２（Ｂ）と同様の断面構造になるので、記載を省略する。
[Second Embodiment]
Next, a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 9A is a plan view showing the structure of the impedance converter according to the second embodiment of the present invention, and FIG. 9B is a cross-sectional view taken along the line BB ′ of the impedance converter of FIG. 9A. 9C is a cross-sectional view taken along the line CC ′ of the impedance converter of FIG. 9A, and FIG. 9D is a cross-sectional view taken along the line DD ′ of the impedance converter of FIG. 9A. 1 and 2 are denoted by the same reference numerals. The cross section taken along the line AA ′ of the impedance converter in FIG. 9A has the same cross-sectional structure as in FIG.
本実施の形態のインピーダンス変換器は、第１の実施の形態のインピーダンス変換器において、ストリップ線路１３とグランド層１２との間の誘電体基板１０中に、ストリップ線路１３およびグランド層１２，１４と平行になるようにＡｕ等の導電体部材からなる第３のグランド層１７を設けたものである。誘電体基板１０中のグランド層１７が無い領域からグランド層１７が有る領域に切り替わる箇所のグランド層１７の端部は、平面視テーパー形状に加工されている。 The impedance converter according to the present embodiment is the same as the impedance converter according to the first embodiment, in the dielectric substrate 10 between the strip line 13 and the ground layer 12, and the strip line 13 and the ground layers 12 and 14. A third ground layer 17 made of a conductor member such as Au is provided so as to be parallel. An end portion of the ground layer 17 at a location where the region where the ground layer 17 is not present in the dielectric substrate 10 is switched to a region where the ground layer 17 is present is processed into a tapered shape in plan view.
このような構造により、本実施の形態では、誘電体基板１１の表面にグランド層１４が無い領域において、マイクロストリップラインのグランド層として実際に機能する部材を、グランド層１２からグランド層１７（またはグランド層１７からグランド層１２）に徐々に切り替える形態を実現する。図９（Ａ）〜図９（Ｄ）における１８はグランド層１７に設けられるテーパー形状の切欠き領域（ギャップ）である。 With this structure, in the present embodiment, the member that actually functions as the ground layer of the microstrip line in the region where the ground layer 14 is not present on the surface of the dielectric substrate 11 is changed from the ground layer 12 to the ground layer 17 (or A mode of gradually switching from the ground layer 17 to the ground layer 12) is realized. Reference numeral 18 in FIGS. 9A to 9D denotes a tapered notch region (gap) provided in the ground layer 17.
本実施の形態では、インピーダンス変換器の信号伝搬方向（ストリップ線路１３の長さ方向であり、図９（Ａ）左右方向）と垂直な方向（図９（Ｂ）〜図９（Ｄ）左右方向）におけるグランド層１７のギャップ１８の幅をｃとする。すなわち、ギャップ１８とは、グランド層１７が形成されている誘電体基板１０の層のうち、グランド層１７が無く誘電体で満たされた領域のことになる。第１の実施の形態と同様に、テーパー形状とは、信号伝搬方向に沿ってギャップ１８の幅ｃが漸次変化する形状を言う。 In the present embodiment, the signal propagation direction of the impedance converter (the length direction of the strip line 13 and the horizontal direction in FIG. 9A) (FIG. 9B to FIG. 9D) the horizontal direction The width of the gap 18 of the ground layer 17 in FIG. In other words, the gap 18 is a region of the dielectric substrate 10 on which the ground layer 17 is formed, in which the ground layer 17 is not present and is filled with a dielectric. Similar to the first embodiment, the tapered shape refers to a shape in which the width c of the gap 18 gradually changes along the signal propagation direction.
そして、グランド層１７のテーパー形状は、信号伝搬方向に沿ったストリップ線路１３の中心線Ｌ１の水平位置（図９（Ｂ）〜図９（Ｄ）の左右方向の位置）とグランド層１４のテーパー形状の中心線（ギャップ１５の中心線）Ｌ２の水平位置とグランド層１７のテーパー形状の中心線（ギャップ１８の中心線）Ｌ３の水平位置とが一致するように配置される。 The taper shape of the ground layer 17 is such that the horizontal position of the center line L1 of the strip line 13 along the signal propagation direction (the position in the left-right direction in FIGS. 9B to 9D) and the taper of the ground layer 14. The horizontal position of the shape center line (center line of the gap 15) L2 and the horizontal position of the tapered center line (center line of the gap 18) L3 of the ground layer 17 are arranged.
第１の実施の形態と同様に、図９（Ａ）の例では左端が入力側、右端が出力側となっている。入力側の特性インピーダンスをＺｉ、出力側の特性インピーダンスをＺｏ、グランド層１７が有ってグランド層１４が無い領域における特性インピーダンスをＺｍとすると、Ｚｉ＞Ｚｍ＞Ｚｏとなる。 Similar to the first embodiment, in the example of FIG. 9A, the left end is the input side and the right end is the output side. When the characteristic impedance on the input side is Zi, the characteristic impedance on the output side is Zo, and the characteristic impedance in the region where the ground layer 17 is present but no ground layer 14 is Zm, Zi> Zm> Zo.
つまり、入力側ではストリップ線路１３の直下にグランド層１７が無いため、ストリップ線路１３とグランド層１２との距離ｈ３が実効距離となる。ストリップ線路１３の直下にグランド層１７が有ってギャップ１８が無い領域（ｃ＝０）では、ストリップ線路１３とグランド層１７との距離ｈ４が実効距離となる（ｈ３＞ｈ４）。グランド層１７のテーパー形状が設けられている領域では、グランド層１７の平面形状変化に従って実効距離がｈ３からｈ４へと徐々に小さくなっていく。 That is, since there is no ground layer 17 directly below the strip line 13 on the input side, the distance h3 between the strip line 13 and the ground layer 12 is an effective distance. In a region (c = 0) where the ground layer 17 is present immediately below the strip line 13 and there is no gap 18, the distance h4 between the strip line 13 and the ground layer 17 is an effective distance (h3> h4). In the region where the tapered shape of the ground layer 17 is provided, the effective distance gradually decreases from h3 to h4 as the planar shape of the ground layer 17 changes.
第１の実施の形態で説明したとおり、ストリップ線路とグランド層間距離が小さくなると特性インピーダンスが小さくなるので、本実施の形態によるマイクロストリップラインは、入力側で特性インピーダンスが大きく、グランド層１７が有る領域で特性インピーダンスが小さくなるようなインピーダンス変換器を形成する。第１の実施の形態のグランド層１４のギャップ１５の幅ａの場合と同様に、グランド層１７のギャップ１８の幅ｃとインピーダンス変換器の特性インピーダンスとの関係は、ギャップ１８の幅ｃが小さくなるに従って特性インピーダンスも小さくなるという関係にある。また、本実施の形態では、第１の実施の形態で説明したグランド層１４の効果により、グランド層１７が有ってグランド層１４が無い領域よりも、グランド層１４が有る出力側で特性インピーダンスが更に小さくなる。 As described in the first embodiment, the characteristic impedance decreases as the distance between the strip line and the ground layer decreases. Therefore, the microstrip line according to the present embodiment has a large characteristic impedance on the input side and has a ground layer 17. An impedance converter is formed such that the characteristic impedance is reduced in the region. As in the case of the width a of the gap 15 of the ground layer 14 of the first embodiment, the relationship between the width c of the gap 18 of the ground layer 17 and the characteristic impedance of the impedance converter is such that the width c of the gap 18 is small. There is a relationship that the characteristic impedance becomes smaller as the time goes. Further, in the present embodiment, due to the effect of the ground layer 14 described in the first embodiment, the characteristic impedance on the output side where the ground layer 14 is present rather than the region where the ground layer 17 is present and the ground layer 14 is absent. Becomes even smaller.
図１０（Ａ）は本実施の形態に係るインピーダンス変換器の他の構造を示す平面図、図１０（Ｂ）は図１０（Ａ）のインピーダンス変換器のＢ−Ｂ’線断面図、図１０（Ｃ）は図１０（Ａ）のインピーダンス変換器のＣ−Ｃ’線断面図である。図１０（Ａ）のインピーダンス変換器のＡ−Ａ’線断面は図２（Ｂ）と同様の断面構造であり、Ｄ−Ｄ’線断面は図９（Ｄ）と同様の断面構造である。図９（Ａ）の例では、入力側から見て、グランド層１４とグランド層１７のテーパー形状の位置は、入力側（図９（Ａ）左側）→グランド層１７のテーパー形状の位置→グランド層１４のテーパー形状の位置→出力側（図９（Ａ）右側）という順序になっているが、図１０（Ａ）〜図１０（Ｃ）に示すように、入力側（図１０（Ａ）左側）→グランド層１４のテーパー形状の位置→グランド層１７のテーパー形状の位置→出力側（図１０（Ａ）右側）という順序でもよい。 10A is a plan view showing another structure of the impedance converter according to this embodiment, FIG. 10B is a cross-sectional view taken along the line BB ′ of the impedance converter of FIG. 10A, and FIG. (C) is CC 'line sectional drawing of the impedance converter of FIG. 10 (A). The cross section along the line A-A ′ of the impedance converter in FIG. 10A is the same as that in FIG. 2B, and the cross section along the line D-D ′ is the same as that in FIG. In the example of FIG. 9A, when viewed from the input side, the tapered positions of the ground layer 14 and the ground layer 17 are the input side (left side of FIG. 9A) → the tapered position of the ground layer 17 → the ground. The position of the tapered shape of the layer 14 is in the order of the output side (right side of FIG. 9A), but as shown in FIGS. 10A to 10C, the input side (FIG. 10A). (Left side) → Tapered position of the ground layer 14 → Tapered position of the ground layer 17 → Output side (right side in FIG. 10A).
さらに、図１１（Ａ）は本実施の形態に係るインピーダンス変換器の他の構造を示す平面図、図１１（Ｂ）は図１１（Ａ）のインピーダンス変換器のＢ−Ｂ’線断面図である。図１１（Ａ）のインピーダンス変換器のＡ−Ａ’線断面は図２（Ｂ）と同様の断面構造であり、Ｄ−Ｄ’線断面は図９（Ｄ）と同様の断面構造である。この図１１（Ａ）、図１１（Ｂ）に示すように、グランド層１４のテーパー形状の位置とグランド層１７のテーパー形状の位置が重なっていてもよい。 Further, FIG. 11A is a plan view showing another structure of the impedance converter according to the present embodiment, and FIG. 11B is a cross-sectional view taken along the line BB ′ of the impedance converter of FIG. is there. The cross section along the line A-A ′ of the impedance converter in FIG. 11A has the same cross-sectional structure as in FIG. 2B, and the cross section along the line D-D ′ has the same cross-sectional structure as in FIG. As shown in FIGS. 11A and 11B, the tapered position of the ground layer 14 and the tapered position of the ground layer 17 may overlap.
また、本実施の形態では、グランド層１７を設けることにより、グランド層１７が無い従来構成と比較して、ストリップ線路１３とグランド層１２との距離が小さくなるので、ストリップ線路１３間に発生する電場よりもストリップ線路１３とグランド層１７との間に発生する電場の方が大きくなる。そのため、一方のストリップ線路１３から発生する電場が、グランド層１７の存在する方向に偏向し、他方のストリップ線路１３の方向に伝わる電場が抑制される。したがって、本実施の形態では、線路間のクロストークノイズを低減することができる。また、第１の実施の形態で説明したグランド層１４の効果により、グランド層１７が有ってグランド層１４が無い領域よりも、グランド層１４が有る出力側でクロストークノイズを更に低減することができる。 In the present embodiment, since the ground layer 17 is provided, the distance between the strip line 13 and the ground layer 12 is reduced compared to the conventional configuration without the ground layer 17. The electric field generated between the strip line 13 and the ground layer 17 is larger than the electric field. Therefore, the electric field generated from one strip line 13 is deflected in the direction in which the ground layer 17 exists, and the electric field transmitted in the direction of the other strip line 13 is suppressed. Therefore, in this embodiment, crosstalk noise between lines can be reduced. Further, due to the effect of the ground layer 14 described in the first embodiment, crosstalk noise can be further reduced on the output side where the ground layer 14 is present than in the region where the ground layer 14 is present without the ground layer 17. Can do.
以上のように、本実施の形態によれば、第１の実施の形態のグランド層１４に加えてグランド層１７を設けることにより、第１の実施の形態の効果に加えて、特性インピーダンスを更に広範囲で変化させることが可能なインピーダンス変換器を実現することができる。また、本実施の形態では、第１の実施の形態と比較して、線路間のクロストークノイズを更に低減することができる。 As described above, according to the present embodiment, by providing the ground layer 17 in addition to the ground layer 14 of the first embodiment, in addition to the effects of the first embodiment, the characteristic impedance is further increased. An impedance converter that can be changed over a wide range can be realized. Further, in the present embodiment, crosstalk noise between lines can be further reduced as compared with the first embodiment.
本実施の形態では、インピーダンス変換器の出力側の特性インピーダンスを小さくしているが、これに限るものではなく、逆に入力側の特性インピーダンスを小さくしたインピーダンス変換器を形成することもできる。入力側の特性インピーダンスを小さくしたインピーダンス変換器を実現するには、図９（Ａ）と逆に、グランド層１４とグランド層１７を入力側に挿入すればよい。 In the present embodiment, the characteristic impedance on the output side of the impedance converter is reduced. However, the present invention is not limited to this, and an impedance converter in which the characteristic impedance on the input side is reduced can be formed. In order to realize an impedance converter in which the characteristic impedance on the input side is reduced, the ground layer 14 and the ground layer 17 may be inserted on the input side, contrary to FIG.
また、図９では、平行に設けるストリップ線路１３の本数が３本の場合について説明したが、ストリップ線路１３が４本以上のマルチレーンであってもよいことは言うまでもない。ストリップ線路１３を一定間隔で平行に複数本設ける場合、各ストリップ線路１３の下のグランド層１７にそれぞれテーパー形状のギャップ１８を設けることになるが、各ギャップ１８の幅ｃのとり得る最大値はストリップ線路１３の中心線間の距離（図１のＤ）である。したがって、ｃ＝Ｄからｃ＝０の範囲で各ギャップ１８の幅を変化させることになる。
また、本実施の形態では、グランド層１７のギャップ１８の幅を直線的に変化させているが、曲線的に変化させてもよい。
Further, FIG. 9 illustrates the case where the number of strip lines 13 provided in parallel is three, but it goes without saying that the strip lines 13 may be four or more multilanes. When a plurality of strip lines 13 are provided in parallel at regular intervals, a taper-shaped gap 18 is provided in the ground layer 17 below each strip line 13, but the maximum value that the width c of each gap 18 can take is The distance between the center lines of the strip line 13 (D in FIG. 1). Therefore, the width of each gap 18 is changed in the range of c = D to c = 0.
In the present embodiment, the width of the gap 18 of the ground layer 17 is linearly changed, but may be changed in a curved manner.
本発明は、半導体高周波モジュールにおいてインピーダンスを変換する技術に適用することができる。 The present invention can be applied to a technique for converting impedance in a semiconductor high-frequency module.
１０，１１…誘電体基板、１２，１４，１７…グランド層、１３…ストリップ線路、１５，１８…ギャップ、１６…基板接続パッド。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10, 11 ... Dielectric board | substrate, 12, 14, 17 ... Ground layer, 13 ... Strip line, 15, 18 ... Gap, 16 ... Substrate connection pad.
Claims (5)
前記誘電体基板の表面に形成された第２のグランド層と、
前記第１のグランド層と前記第２のグランド層との間の誘電体基板中に形成された複数本のストリップ線路とを備え、
前記第２のグランド層に、前記ストリップ線路の信号伝搬方向に沿って幅が漸次変化する平面視テーパー形状のギャップが設けられ、各ストリップ線路の上にそれぞれ前記第２のグランド層のギャップが設けられていることを特徴とするインピーダンス変換器。 A first ground layer formed on the back surface of the dielectric substrate;
A second ground layer formed on the surface of the dielectric substrate;
A plurality of strip lines formed in a dielectric substrate between the first ground layer and the second ground layer;
The second ground layer is provided with a gap in a tapered shape in plan view whose width gradually changes along the signal propagation direction of the strip line, and the gap of the second ground layer is provided on each strip line. Impedance converter characterized by being made .
信号伝搬方向に沿った前記ストリップ線路の中心線の水平位置と前記第２のグランド層のギャップの中心線の水平位置とが一致することを特徴とするインピーダンス変換器。 The impedance converter according to claim 1, wherein
An impedance converter, wherein a horizontal position of a center line of the strip line along a signal propagation direction coincides with a horizontal position of a center line of the gap of the second ground layer.
前記誘電体基板の表面に形成された第２のグランド層と、
前記第１のグランド層と前記第２のグランド層との間の誘電体基板中に形成されたストリップ線路と、
前記ストリップ線路と前記第１のグランド層との間の誘電体基板中に形成された第３のグランド層とを備え、
前記第２のグランド層と前記第３のグランド層の各々に、前記ストリップ線路の信号伝搬方向に沿って幅が漸次変化する平面視テーパー形状のギャップが設けられていることを特徴とするインピーダンス変換器。 A first ground layer formed on the back surface of the dielectric substrate;
A second ground layer formed on the surface of the dielectric substrate;
A strip line formed in a dielectric substrate between the first ground layer and the second ground layer;
A third ground layer formed in a dielectric substrate between the stripline and the first ground layer;
Impedance conversion , wherein each of the second ground layer and the third ground layer is provided with a taper-shaped gap in plan view whose width gradually changes along the signal propagation direction of the strip line. vessel.
信号伝搬方向に沿った前記ストリップ線路の中心線の水平位置と前記第２のグランド層のギャップの中心線の水平位置と前記第３のグランド層のギャップの中心線の水平位置とが一致することを特徴とするインピーダンス変換器。 The impedance converter according to claim 3 , wherein
The horizontal position of the center line of the strip line along the signal propagation direction matches the horizontal position of the center line of the gap of the second ground layer and the horizontal position of the center line of the gap of the third ground layer. Impedance converter characterized by.
複数本の前記ストリップ線路が設けられ、
各ストリップ線路の上にそれぞれ前記第２のグランド層のギャップが設けられ、各ストリップ線路の下にそれぞれ前記第３のグランド層のギャップが設けられていることを特徴とするインピーダンス変換器。 The impedance converter according to claim 3 or 4 ,
A plurality of the strip lines are provided,
An impedance converter, wherein a gap of the second ground layer is provided on each strip line, and a gap of the third ground layer is provided below each strip line.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2015226514A JP6420226B2 (en) | 2015-11-19 | 2015-11-19 | Impedance converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2015226514A JP6420226B2 (en) | 2015-11-19 | 2015-11-19 | Impedance converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2017098654A JP2017098654A (en) | 2017-06-01 |
| JP6420226B2 true JP6420226B2 (en) | 2018-11-07 |
Family
ID=58818214
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2015226514A Active JP6420226B2 (en) | 2015-11-19 | 2015-11-19 | Impedance converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6420226B2 (en) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6871138B2 (en) * | 2017-11-21 | 2021-05-12 | 日本電信電話株式会社 | Impedance transducer |
| JP7160191B2 (en) * | 2019-05-22 | 2022-10-25 | 日本電信電話株式会社 | impedance converter |
| WO2021214870A1 (en) * | 2020-04-21 | 2021-10-28 | 日本電信電話株式会社 | Impedance converter and method for making same |
| WO2021220460A1 (en) * | 2020-04-30 | 2021-11-04 | 日本電信電話株式会社 | Impedance converter |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5119048A (en) * | 1990-11-05 | 1992-06-02 | Grunwell Randall L | Pseudo tapered lines using modified ground planes |
| US6249439B1 (en) * | 1999-10-21 | 2001-06-19 | Hughes Electronics Corporation | Millimeter wave multilayer assembly |
| JP5004871B2 (en) * | 2007-07-09 | 2012-08-22 | キヤノン株式会社 | Printed wiring board |
| JP6309905B2 (en) * | 2015-02-25 | 2018-04-11 | 日本電信電話株式会社 | Impedance converter |
-
2015
- 2015-11-19 JP JP2015226514A patent/JP6420226B2/en active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2017098654A (en) | 2017-06-01 |
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Legal Events
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20180907 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
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| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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