JP6419266B2

JP6419266B2 - 制御可能なクランプを有する電力用インバータのためのシステムおよび方法

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Publication number: JP6419266B2
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Inventors: バブアスケローマン; バスラートーマス; ヤンゼンウーヴェ; ゲオアクラーフェンヨハネス; レッティンガーハイコ
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Filing date: 2017-07-20
Publication date: 2018-11-07
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Description

本発明は、一般的には電力用インバータに関するものであり、特定の実施形態によれば、制御可能なクランプを有する電力用インバータのためのシステムおよび方法に関する。

電力用インバータは、直流（ＤＣ）電力を交流（ＡＣ）電力に変換する。太陽光発電機や風力発電機といったＤＣ発電機により発電された電力は、電力網へ供給（または伝送）できるように、インバータによってＡＣ電力に変換される。中性点クランプ（ＮＰＣ）型インバータと呼ばれることもある３レベルインバータのトポロジーには、３つの切替状態がある。ＮＰＣインバータの各出力電圧ステップは小さく、これによりサージ電圧を低減して出力ＡＣ波形を改善することができる。ＮＰＣインバータは、ソーラパネルや風力タービンなど、かなり高い電圧の用途において用いられることが多い。ＮＰＣインバータは、通常のコンディションでは高いパルス幅変調（ＰＷＭ）指数によって動作し、１に近い力率を有することができる。

発電機は、短時間の電圧降下（たとえばブラウンアウト）または完全な停電（たとえばブラックアウト）が生じることによって、脱落する場合がある。脱落中、電気は電力網へ供給され続ける。低電圧ライドスルー（low voltage ride through, LVRT）と呼ばれるこのようなコンディションにおいて、インバータは低電圧状態中も動作し続ける。ＬＶＲＴ期間中、インバータのための電源電圧および変調指数は小さい。電力網が誘導特性を示し始めると、インバータの力率も低下する可能性がある。ＬＶＲＴ期間中、インバータは大きいサージ電流を受ける可能性があり、それによってインバータ内の電気素子に過大な負荷が加わる。

本発明による１つの好ましい実施形態によれば装置は、第１の電圧振幅経路と、第２の電圧振幅経路と、第１の電圧振幅経路に結合された第１のクランプ素子と、第２の電圧振幅経路に結合された第２のクランプ素子とを含む。この場合、第１の電圧振幅経路は、第１の複数の電力トランジスタを含み、第１の電圧振幅経路には、アクティブなときに出力信号の正の半波の部分が発生する。第２の電圧振幅経路は、第２の複数の電力トランジスタを含み、この第２の電圧振幅経路には、アクティブなときに出力信号の負の半波の部分が発生する。第１のクランプ素子は、第１の電圧振幅経路のためのフリーホイール経路を成し、第１のクランプ素子は制御端子を含み、第１のクランプ素子は、制御端子が第１の状態にあるときに第１の蓄積電荷を有し、制御端子が第２の状態にあるときに、第２の蓄積電荷を有し、ただし第１の蓄積電荷は第２の蓄積電荷よりも多い。さらに第２のクランプ素子は、第２の電圧振幅経路のためのフリーホイール経路を成し、第２のクランプ素子は制御端子を含み、第２のクランプ素子は、制御端子が第１の状態にあるとき第１の蓄積電荷を有し、制御端子が第２の状態にあるときに、第２の蓄積電荷を有する。

本発明およびその利点についていっそう完全に理解するために、添付の図面と併せて以下の説明を参照されたい。

ＮＰＣインバータを示す図アクティブＮＰＣインバータを示す図制御可能なダイオードに蓄積したプラズマ電荷を示すグラフ電力システムのブロック図ＮＰＣインバータにおける制御ラインのタイミングチャートインバータ保護方法を示す図

以下では、種々の実施形態の実施および使用について詳しく説明する。ただし自明のとおり、ここで説明する種々の実施形態は、多種多様な固有の状況において適用可能である。ここで説明する特定の実施形態は、種々の実施形態を実施および使用する特定の態様を例示したにすぎず、発明の範囲が限定されるものとして捉えられるべきものではない。

種々の実施形態によれば、ＮＰＣインバータの様々な分野において制御可能なダイオードが実装される。制御可能なダイオードは、蓄積電荷が比較的少ない通常動作モードと、蓄積電荷が比較的多いサージ電流動作モードとの間で、切り替え可能である。通常動作モード中、ダイオードは比較的小さい逆回復損失を有しており、サージ電流動作モード中、ダイオードは比較的大きいサージ電流を阻止することができる。いくつかの実施形態によれば、ダイオードは、このダイオードの分岐がスイッチオンされる前に、ダイオードに蓄積されたいずれの電荷も放電するように制御される。インバータの１つの分岐をスイッチオンする前にダイオードを放電させることによって、インバータのその分岐におけるスイッチング損失を低減することができる。

図１には、ＮＰＣインバータ１００が示されている。ＮＰＣインバータ１００には、電力トランジスタＴ_１〜Ｔ_４、フリーホイールダイオードＤ_１〜Ｄ_４およびクランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６が含まれている。ＤＣ入力信号Ｖ_ＤＣおよび−Ｖ_ＤＣによって、ＮＰＣインバータ１００に電力が供給され、ＮＰＣインバータ１００はＡＣ出力信号Ｖ_ＡＣを発生する。電力トランジスタＴ_１〜Ｔ_４およびそれらの個々のフリーホイールダイオードＤ_１〜Ｄ_４を、ダイオード制御機能付き逆導通型絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）（ＲＣＤＣＩＧＢＴ）などのような１つの同じデバイスの、それぞれ異なる素子とすることができる。

通常動作中、ＮＰＣインバータ１００を流れる電流は、第１の出力モードまたは第２の出力モードに従って切り替わる。第１の出力モード中、ＮＰＣインバータ１００は、トランジスタＴ_１〜Ｔ_２を含む第１の経路Ｐ_１と、クランプダイオードＤ_５およびトランジスタＴ_２を含む第２の経路Ｐ_１’と、の間で切り替わる。第２の出力モード中、ＮＰＣインバータ１００は、トランジスタＴ_３〜Ｔ_４を含む第１の経路Ｐ_２と、クランプダイオードＤ_６およびトランジスタＴ_３を含む第２の経路Ｐ_２’と、の間で切り替わる。第１の出力モード中、ＮＰＣインバータ１００は、出力信号Ｖ_ＡＣの正の半波の各部分を発生し、第２の出力モード中、ＮＰＣインバータ１００は、出力信号Ｖ_ＡＣの負の半波の各部分を発生する。クランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６は通常動作中、順方向バイアスされており、通常は大きな負荷を受けない。第１の経路Ｐ_１／Ｐ_２と第２の経路Ｐ_１’／Ｐ_２’との間で切り替わるとき、クランプダイオードＤ_５／Ｄ_６の逆回復電流Ｉ_ＲＲがトランジスタＴ_１／Ｔ_４において放電され、それによってこれらのトランジスタＴ_１／Ｔ_４により生じる損失が増大する。これらの損失によって、ＮＰＣインバータ１００の出力が制限される可能性がある。

ＬＶＲＴの間、第３の出力モードに従って電流が流れ、このモードによれば電流は、トランジスタＴ_２およびクランプダイオードＤ_５を含む第１の経路と、トランジスタＴ_３およびクランプダイオードＤ_６を含む第２の経路と、の間で切り替わる。クランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６の一方または両方は、ＬＶＲＴの間、逆方向バイアスされて、大きな負荷を受ける可能性がある。ＬＶＲＴ中、たとえばクランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６が電流サージを受けている間、ＮＰＣインバータ１００の力率および変調指数も減少する可能性がある。負荷が大きくなるにつれて、クランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６の温度が上昇し、それによってクランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６が破壊される可能性があり、または時間が経過するにつれて消耗する可能性がある。クランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６のサイズを大きくすれば、それらが蓄積可能な電荷量を増加させることができ、それらのダイオードが耐えることのできるサージが大きくなる。クランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６のサイズを小さくすれば、ある種のシステムでは厳格な場合もある所要スペースを小さくすることができる。また、クランプダイオードが蓄積可能な電荷量を増加させれば、通常動作中のトランジスタＴ_１／Ｔ_４のスイッチング損失が大きくなる可能性がある。このようにＮＰＣインバータ１００の最適化は、スイッチング損失の低減（これはクランプダイオードを小さくすることとみなせる）と、サージ容量の増大（これはクランプダイオードを大きくすることとみなせる）と、の間で相反する対立関係を表すといえる。

１つの実施形態によれば、クランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６は、プログラマブルダイオードとして実装されており、このダイオードは、ＭＯＳゲート制御型ダイオードのように、複数の選択可能な状態で動作可能である。クランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６は、アノードとカソードとを有し、さらにトランジスタのゲートに類似した第３の（制御）端子を有する。第３の端子によってクランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６は、通常動作モードとサージ電流モードとの間で切り替えられる。通常動作モード中、クランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６の蓄積電荷は少なくなっており、これによってダイオードの逆回復損失が低減され、トランジスタＴ_１〜Ｔ_４における電力損失を小さくすることができる。サージ電流動作モード中、クランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６の導通損失は小さくなっており、これによってクランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６が耐えることのできる電流負荷が大きくなる。これに加えサージ電流動作モード中、クランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６の蓄積電荷は多くなっており、これによりそれらの逆回復損失が大きくなる。第３の端子は、制御信号Ｖ_Ｃ１〜Ｖ_Ｃ２によって制御される。制御可能なクランプダイオードを用いることで、サイズを低減することができ、さらにＮＰＣインバータ１００の効率を高めることができる。クランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６を、米国特許出願公開第９，１０５，６７９号明細書（U.S. Patent No. 9,105,679）に開示されているダイオードと同様のダイオードとすることができる。ここでこの文献を参照したことにより、その開示内容全体がそのまま取り込まれたものとする。たとえばクランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６は、ドリフト領域と電荷キャリア輸送領域との間に挟まれたバリア領域を含むことができる。ダイオードにおける制御構造を、ドリフト（ｎ型）領域に反転層が形成され、または反転状態でバリア（ｐ型）領域が形成され、さらにドリフト領域に非反転層が形成され非反転状態でバリア領域が形成されるように、構成することができる。ドリフト領域に反転層を形成すれば、ダイオードの蓄積電荷を多くすることができる。

いくつかの実施形態によれば、クランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６は、アノード効率を制御可能なダイオードである。ダイオードのアノード効率を、アノードとカソードとの間において横方向でダイオード全体にわたり均質に変化させることができる。かかる実施形態の場合、ダイオードは、ダイオードを貫通しかつｎ型ドーピングされた埋込層を含むことができる。いくつかの実施形態によれば、ダイオードは、制御可能なＭＯＳゲート型ダイオード（ＭＧＤ）と通常のダイオードとの混合体を含むことができる。

いくつかの実施形態によれば、クランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６は、少なくとも２つの動作モードを有する。第１の動作モード中、ダイオードはアクティブであり、順方向動作の間、通常のダイオードとして動作する。第２の動作モードにおいて、ダイオードは制御可能であるアクティブな半導体領域を有し、サージ電流を搬送するためにいっそう広い領域が得られるように、この領域を拡大することができる。ダイオードの制御端子に供給される信号を制御することによって、アクティブな半導体領域を制御することができる。このダイオードによって、アクティブな半導体領域を小さくすれば、ＮＰＣにおける損失を小さくすることができる。いくつかの実施形態によれば、ダイオードは、第１の半導体領域と第２の半導体領域とを含むことができる。両方の領域をイネーブル状態にすることによって、ダイオードのアクティブな半導体領域を拡大することができる。半導体領域の一方または両方をディスエーブル状態にすることによって、アクティブな半導体領域を縮小することができる。いくつかの実施形態によれば、第２の領域のサイズを第１の領域のサイズの倍数とすることができる。たとえば第２の領域を、第１の領域の約３０％、５０％、１００％または２００％とすることができる。

アクティブな半導体領域を変化させることには、ダイオードのアノード効率を変化させることを含めることができる。第２の動作モード中、効率が高められたアノード効率を有するように、ダイオードを構成することができる。第１の動作モード中は、ダイオードが第２の動作モードよりも低い効率のアノード効率となるようにすることができる。いくつかの実施形態によれば、ダイオードは第３の動作モードを有することができ、このモードにおいてダイオードは、第１の動作モードよりも低い効率のアノード効率を有する。第３の動作モードで動作しているとき、ダイオードは急速に放電可能である。

図２には、アクティブＮＰＣ（ＡＮＰＣ）インバータ２００が示されている。ＡＮＰＣインバータ２００は、ＮＰＣインバータ１００と同様のものであるが、ＡＮＰＣインバータ２００には、クランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６を有するトランジスタＴ_５〜Ｔ_６が含まれている点で異なっている。いくつかの実施形態によれば、クランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６を制御可能なダイオードとすることができる。いくつかの実施形態によれば、トランジスタＴ_５とクランプダイオードＤ_５とを第１のＲＣＤＣＩＧＢＴとすることができ、トランジスタＴ_６とクランプダイオードＤ_６とを第２のＲＣＤＣＩＧＢＴとすることができる。第１および第２のＲＣＤＣＩＧＢＴによって、いくつかのダイオード制御機能を提供することができ、ＡＮＰＣインバータ２００におけるクランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６によって、通常動作モードとサージ電流モードとを切り替えることができる。

図３は、クランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６に蓄積されるプラズマ電荷をゲート電圧の関数として示すグラフである。図３のグラフには、クランプダイオードが３つの異なる動作領域を有することが示されている。

第１の動作領域は、クリティカルな制御端子電圧（Ｖ_ｃｒｉｔ）よりも低い電圧を有する。図示されているように、クランプダイオードの蓄積電荷は、第１の領域で動作しているときには多くなっている。その結果、クランプダイオードは、第１の領域で動作しているときには、高いサージ電流対応能力を有しており、したがって第１の領域をサージ電流モードと呼ぶことができる。いくつかの実施形態によれば、クリティカルな制御端子電圧Ｖ_ｃｒｉｔは、約−３Ｖ〜約−７Ｖの間にあり、たとえば約−５Ｖである。

第２の動作領域は、クリティカルな制御端子電圧Ｖ_ｃｒｉｔよりも高く、閾値制御端子電圧（Ｖ_ＴＨ）よりも低い電圧を有する。図示されているように、クランプダイオードの蓄積電荷は、第２の領域で動作しているときには少なくなっている。その結果、第２の領域で動作しているときには、クランプダイオードの逆回復損失は小さく、したがって第２の領域を通常動作モードと呼ぶことができる。いくつかの実施形態によれば、閾値制御端子電圧Ｖ_ＴＨは約５Ｖ〜約６Ｖの間にあり、たとえば約５Ｖである。いくつかの実施形態によれば、閾値制御端子電圧Ｖ_ＴＨを、クリティカルな制御端子電圧Ｖ_ｃｒｉｔよりも高い任意の値とすることができ、たとえば０Ｖ、２Ｖ、５Ｖ等とすることができる。

第３の動作領域は、閾値制御端子電圧（Ｖ_ＴＨ）よりも高い電圧を有する。図示されているように、クランプダイオードの蓄積電荷は、第３の領域で動作しているときには少なくなっている。制御端子電圧が閾値制御端子電圧Ｖ_ＴＨを超えると、クランプダイオードにおける電荷キャリアが除去される。その結果、ダイオードに蓄積された電荷が急速に減少し、それによってこのダイオードがその一部を成すＮＰＣインバータ内のトランジスタのスイッチング損失が減少する。したがって第３の領域を、放電モードと呼ぶことができる。いくつかの実施形態によれば、ダイオードは、第３の動作領域においては逆阻止特性をもたないようにすることができる。

図４は、負荷４２０に電力供給するインバータシステム４１０を含む電力システム４００のブロック図である。インバータシステム４１０は、ソーラパネルまたは風力タービンといった発電機から入力ＤＣ信号を受け取り、その信号を出力ＡＣ信号に変換する。出力ＡＣ信号は負荷４２０へ供給される。インバータシステム４１０は、種々の実施形態によるインバータと、ＬＶＲＴ中、インバータを保護する制御装置と、を含む。

インバータシステム４１０は、インバータ４１２と検出器４１４とコントローラ４１６とを含む。インバータシステム４１０は、ＬＶＲＴ中、システムを保護するために、インバータ４１２内のクランプダイオードの動作モードを制御する。インバータシステム４１０は、入力端子、出力端子、およびインバータシステム４１０の出力を検出するためのフィードバックを有する。

インバータ４１２を、ＮＰＣインバータ１００またはＡＮＰＣインバータ２００と同様のものとすることができ、ＮＰＣの各分岐をクランプするために、制御可能なダイオードまたはＲＣＤＣＩＧＢＴを使用する。ＬＶＲＴ中、クランプダイオードまたはＩＧＢＴは、蓄積電荷が比較的多い第１のモードで動作する。蓄積電荷が多くなると、サージ電流対応能力が高まるが、逆回復損失も大きくなる。通常動作中、クランプダイオードまたはＩＧＢＴは、蓄積電荷が比較的少ない第２のモードで動作する。蓄積電荷が少なくなっていることから、逆回復損失が低下するが、サージ電流対応能力も低下する。

検出器４１４は、インバータシステム４１０の出力を測定する。図示されている実施形態の場合、検出器４１４は、出力を測定するために負荷４２０を直接的に測定するが、他のフィードバックメカニズムを用いてもよい。たとえば検出器４１６は、インバータ４１２の力率または変調指数の測定によって、出力を間接的に測定または近似してもよい。

インバータ４１２および検出器４１４には、コントローラ４１６が接続されている。コントローラ４１６はインバータ４１２を制御し、出力信号Ｖ_ＡＣの各半波ごとに適切な出力モード間でインバータ４１２を切り替えることによって、ＡＣ信号を発生させる。コントローラ４１６を、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、ＤＳＰ、ディジタルロジックデバイス等とすることができる。いくつかの実施形態によれば、コントローラ４１６は、正弦波変調されたＡＣ信号を発生させることができ、その際にインバータ４１２は、出力信号よりも高いレートで出力モード間において切り替えられる。たとえばインバータ４１２を、ＡＣ信号の周波数の倍数であるサンプリングレートで切り替えることができる。いくつかの実施形態によれば、この倍数を約５０〜約４００とすることができ、たとえば約１００とすることができる。いくつかの実施形態によれば、インバータ４１２を、約５００Ｈｚ〜約２０ｋＨｚの周波数で切り替えて、それぞれ約１Ｈｚ〜５０Ｈｚの周波数のＡＣ信号を発生させることができる。

動作中、コントローラ４１６は、検出器４１４を用いてインバータシステム４１０の出力を特定する。出力の低下を検出すると、コントローラ４１６は、インバータ４１２がＬＶＲＴおよびサージ状態に入ったのかを、またはＬＶＲＴおよびサージ状態に入ろうとしているのか、を検出することができる。たとえば、検出器４１４により測定された出力電圧が予め定められた閾値を下回ると、コントローラ４１６はサージを検出することができる。通常動作中、コントローラ４１６は、インバータ４１２内のクランプダイオードを第２のモードにセットする。コントローラ４１６がサージ状態であることを特定すると、コントローラ４１６は、インバータ４１２内のクランプダイオードを第１のモードに切り替える。コントローラ４１６は、インバータ４１２における制御可能なダイオードのゲート電圧を変更することによって、クランプダイオードのモードを変更する。

出力ＡＣ信号によって負荷４２０に電力が供給され、この場合、負荷４２０をかなり大規模な配電網を表すものとすることができる。ＬＶＲＴ中、電力網に障害が及ぼされるのを阻止するために、インバータシステム４１０は負荷４２０に電力を供給し続ける。ＬＶＲＴ中、負荷４２０は、インバータシステム４１０の視点からすると誘導特性を示し始める可能性があり、それによってインバータ４１２のクランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６において熱によるストレスが引き起こされる。

いくつかの実施形態によれば、コントローラ４１６は、クランプダイオードの出力経路においてトランジスタをイネーブル状態にする前に、インバータ４１２内のクランプダイオードを短期間、第３のモードに切り替える。第３のモード中、制御可能なダイオードまたはＲＣＤＣＩＧＢＴは、出力経路におけるトランジスタがターンオンする前に、それらのダイオードまたはＲＣＤＣＩＧＢＴに蓄積された電荷を放電する。トランジスタがターンオンする前に、蓄積電荷を放電することによって、トランジスタを介した蓄積電荷の放電が回避される。これによって、トランジスタのスイッチング損失を低減することができ、さらにはインバータ４１２における損失が低減される。

図５には、ＮＰＣインバータ１００などのインバータにおける素子のための制御ラインのタイミングチャートが示されている。このタイミングチャートは、ある１つの分岐のためのクランプダイオードたとえばクランプダイオードＤ_５が、その分岐内のトランジスタたとえばトランジスタＴ_１がターンオンされる前に、放電される実施形態を表すものである。図示されているように、クランプダイオードＤ_５に対する制御電圧は、トランジスタＴ_１がターンオンする前、時間ｔ_ｌにわたり短期間、高められる。図３のところで既に述べたように、制御電圧を高めることによって、クランプダイオードＤ_５に蓄積された電荷が低減される。たとえば、ＮＰＣインバータ１００が第２のモードで動作しているときに、クランプダイオードＤ_５を短期間、第３のモードに切り替えて、その後、第２のモードに戻すことができる。時間ｔ_ｌを、ＮＰＣインバータ１００の動作条件に基づき変化させることができる。クランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６が、約２０００Ｖよりも低い電圧を阻止するならば、この時間を約１ｍｓ〜約１０ｍｓとすることができる。クランプダイオードＤ_５〜Ｄ_６が、約６．５ｋＶの電圧を阻止するならば、この時間を約２０ｍｓ〜約１００ｍｓとすることができる。放電後、クランプダイオードＤ_５が切り替えられて第２のモードに戻される理由は、第３のモードにあるときには、たとえば放電状態のときには、逆方向電圧を阻止する能力が得られないからである。したがってトランジスタＴ_１がターンオンされる前、リードタイムｔ_２にわたりクランプダイオードＤ_５をスイッチオフすることができる。リードタイムｔ_２を、約１０ｎｓ〜約２μｓとすることができる。

図６は、インバータ保護方法６００を示す図である。インバータ保護方法６００を、上述のインバータシステム４１０などのようなインバータシステムにおいて生じるオペレーションを表すものとすることができる。この方法は、シーケンシャルなフローチャートとして示されているけれども、自明のとおり、このインバータ保護方法６００を、様々な順序で実施することができる。

最初にオプションとして、インバータ内のクランプダイオードが放電される（ステップ６０２）。クランプダイオードの制御電圧を放電閾値よりも高く設定することによって、それらのクランプダイオードを放電させることができる。クランプダイオードを放電させることによって、インバータ内のトランジスタを保護することができ、またはそれらのトランジスタのスイッチング損失を低減することができる。クランプダイオードが放電閾値よりも高く設定される時間の長さを、インバータが動作する電圧に従って決定することができる。

次に、インバータ内のクランプダイオードが、通常動作となるよう設定される（ステップ６０４）。通常動作中、クランプダイオードの蓄積電荷は少ない。ダイオードの制御電圧をクリティカルレベルよりも高くなるよう設定することによって、それらのダイオードを通常動作モードにセットすることができる。

次に、インバータの１つの分岐のトランジスタがターンオンされる（ステップ６０６）。その際、インバータの正の半波振幅の分岐のためのトランジスタを、またはインバータの負の半波振幅のためのトランジスタを、ターンオンすることができる。

次に、インバータにおいてサージ条件が検出される（ステップ６０８）。サージ条件は、たとえばＬＶＲＴ中などに電圧降下によって引き起こされる可能性がある。サージ条件を、インバータの出力電圧を直接的に測定することによって、または力率または変調指数などのようなインバータの特性を測定することによって、検出することができる。

次に、クランプダイオードがサージモードにセットされる（ステップ６１０）。ダイオードの制御電圧をクリティカルレベルよりも低くなるよう設定することによって、それらのダイオードをサージ動作モードにセットすることができる。サージモード中、クランプダイオードの蓄積電荷は多く、これによって、重大な損傷または過熱を被ることなく、それらのダイオードが大電流に耐えることができるようになる。

本発明による１つの好ましい実施形態の利点は、インバータ内のクランプダイオードのサイズを著しく増大させることなくそれらを保護できる、という点にある。一般的には、素子のアクティブな半導体領域を拡大することによって、それらのサージ電流対応能力が高められる。また、クランプダイオードのサイズを低減することによって、所要スペースを小さくすることができ、かつ電気的な性能を高めることができる。このことによって、ダイオードを損傷させるリスクを高めることなく、ダイオードの逆回復損失を最適化することができる。よって、電力効率を改善することができる。さらに、通常動作の前にダイオードを放電させることによって、そのダイオードを含むインバータ分岐内のトランジスタを保護することができ、それによってトランジスタのスイッチング損失を低減することができ、さらにそれらのトランジスタの出力効率が高められる。

いくつかの実施形態によれば、第１の電圧振幅経路は、正の電圧源および出力信号を出力する共通の端子に結合された第１の複数の電力スイッチを含む。第１のクランプ素子はアノードとカソードとを含み、第１のクランプ素子のアノードには入力信号が供給され、第１のクランプ素子のカソードには、第１の複数の電力スイッチが結合されている。第２の電圧振幅経路は、負の電圧源および上記の共通の端子に結合された第２の複数の電力スイッチを含む。第２のクランプ素子はアノードとカソードを含み、第２のクランプ素子のカソードには入力信号が供給され、第２のクランプ素子のアノードには、第２の複数の電力スイッチが結合されている。いくつかの実施形態によれば、第１のクランプ素子および第２のクランプ素子はダイオードであり、それらのダイオードは、制御端子が第１の状態にあるときには低いアノード効率を有し、制御端子が第２の状態にあるときには高いアノード効率を有する。いくつかの実施形態によれば、それらのダイオードは、アノードとカソードとの間において横方向でダイオードを貫通しかつｎ型ドーピングされた埋込層を含む。いくつかの実施形態によれば、それらのダイオードはＭＯＳゲート型ダイオードである。いくつかの実施形態によれば、第１のクランプ素子および第２のクランプ素子は、ダイオード制御機能付き逆導通型絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＲＣＤＣＩＧＢＴ）である。いくつかの実施形態によれば、第１のクランプ素子および第２のクランプ素子は、制御端子が第３の状態にあるときには、第２の蓄積電荷よりも少ない第３の蓄積電荷を有する。いくつかの実施形態によれば、第１のクランプ素子および第２のクランプ素子はコントローラに結合されており、このコントローラは以下のように構成されている。すなわち、出力信号を測定し、出力信号が予め定められた閾値よりも小さくなると、第１のクランプ素子および第２のクランプ素子の制御端子を第１の状態へ切り替えるように構成されている。いくつかの実施形態によれば、コントローラはさらに、出力信号が予め定められた閾値を超えると、第１のクランプ素子および第２のクランプ素子の制御端子を第２の状態へ切り替えるように構成されている。いくつかの実施形態によれば、コントローラはさらに以下のように構成されている。すなわち、第１のクランプ素子の制御端子を第３の状態に切り替え、所定の期間経過後、第１のクランプ素子の制御端子を第２の状態に切り替え、第１の電圧振幅経路をアクティブ状態にするように構成されている。

本発明の１つの好ましい実施形態によれば、システムは、ＮＰＣインバータと、検出器と、これらの検出器およびＮＰＣインバータに結合されたコントローラとを含む。この場合、ＮＰＣインバータは複数のクランプデバイスを含み、複数のクランプデバイス各々は制御端子を有し、これらの複数のクランプデバイス各々は、制御端子が第１の状態であれば第１の蓄積電荷を有し、制御端子が第２の状態にあれば第２の蓄積電荷を有し、ただし第１の蓄積電荷は第２の蓄積電荷よりも多く、ＮＰＣインバータはＤＣ入力信号からＡＣ出力信号を発生する。検出器は、ＮＰＣインバータのＡＣ出力信号を測定するように構成されている。コントローラは、検出器により測定されたＡＣ出力信号が予め定められた閾値よりも小さくなると、複数のクランプデバイス各々の制御端子を第１の状態に切り替えるように構成されている。

いくつかの実施形態によれば、複数のクランプデバイスは、制御可能なダイオードと並列にＩＧＢＴを含み、ＩＧＢＴと制御可能なダイオードは、ＮＰＣインバータの電圧振幅経路内にある。いくつかの実施形態によれば、複数のクランプデバイスは、第１の状態では低いアノード効率を有し、第２の状態では高いアノード効率を有するダイオードである。いくつかの実施形態によれば、ダイオードは制御可能なアクティブな半導体領域を含み、第１の状態における制御可能なアクティブな半導体領域のサイズは、第２の状態における制御可能なアクティブな半導体領域のサイズよりも大きい。いくつかの実施形態によれば、ダイオードは、それらのダイオードのアノードとカソードとの間において、横方向でダイオードを貫通しかつｎ型ドーピングされた埋込層を含む。いくつかの実施形態によれば、それらのダイオードはＭＯＳゲート型ダイオードである。いくつかの実施形態によれば、複数のクランプデバイスは、ダイオード制御機能付き逆導通型絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＲＣＤＣＩＧＢＴ）である。いくつかの実施形態によれば、コントローラはさらに、検出器により測定されたＡＣ出力信号が予め定められた閾値を超えると、複数のクランプデバイス各々の制御端子を第２の状態に切り替えるように構成されている。いくつかの実施形態によれば、複数のクランプデバイス各々は、制御端子が第３の状態にあるときには、第２の蓄積電荷よりも少ない第３の蓄積電荷を有する。いくつかの実施形態によれば、コントローラはさらに以下のように構成されている。すなわち、複数のクランプデバイスのうち第１のクランプデバイスの制御端子を第３の状態に切り替え、所定の期間経過後、第１のクランプデバイスの制御端子を第２の状態に切り替え、第１のクランプデバイスのアノードおよびカソードに結合されたＮＰＣインバータの１つの経路をアクティブ状態にするように構成されている。いくつかの実施形態によれば、ＮＰＣインバータの経路は、第１のクランプデバイスの制御端子が第２の状態に切り替えられた後、約１００ｎｓ〜約２μｓの間、アクティブ状態にされる。いくつかの実施形態によれば、上記の所定の期間は約１ｍｓ〜約１０ｍｓの間であり、クランプデバイスの阻止電圧は、約２０００Ｖよりも低い。いくつかの実施形態によれば、上記の所定の期間は約２０ｍｓ〜約１００ｍｓの間であり、クランプデバイスの阻止電圧は約６．５ｋＶである。いくつかの実施形態によれば、ＤＣ入力信号はソーラパネルを供給源とする。いくつかの実施形態によれば、ＤＣ入力信号は風力タービンを供給源とする。いくつかの実施形態によれば、ＡＣ出力信号は電力網に伝送される。

本発明の１つの好ましい実施形態によれば、方法は以下のステップを含む。すなわち、インバータ内のクランプデバイスを第１のモードで動作するように設定するステップであって、インバータは、第１のモードにおいて第１の電圧と等しい出力信号を発生するステップと、クランプデバイスに結合されたインバータの１つの分岐をイネーブル状態にするステップと、出力信号を測定するステップと、測定された出力信号が第１の電圧よりも低い第２の電圧であれば、第２のモードで動作するようにクランプデバイスを切り替えるステップとを含む。

いくつかの実施形態によれば、上記の方法はさらに、インバータの分岐をイネーブル状態にするステップの前に、クランプデバイスを第３のモードに切り替えるステップと、所定の期間、待機するステップと、クランプデバイスを第１のモードに切り替えるステップとを含む。

これまで例示的な実施形態を参照しながら本発明について説明してきたが、この説明はそれらに限定するという趣旨で解釈されることを意図したものではない。上述の説明を参照すれば当業者には、それらの例示的な実施形態の種々の変形および組み合わせ、ならびに本発明の他の実施形態も容易に理解されよう。よって、添付の特許請求の範囲は、あらゆる変形または実施形態を包含するものである。

Claims

第１の電圧振幅経路と、第２の電圧振幅経路と、前記第１の電圧振幅経路に結合された第１のクランプ素子と、前記第２の電圧振幅経路に結合された第２のクランプ素子と、を含む装置であって、
・前記第１の電圧振幅経路は、第１の複数の電力トランジスタを含み、前記第１の電圧振幅経路には、アクティブなときに出力信号の正の半波の部分が発生し、
・前記第２の電圧振幅経路は、第２の複数の電力トランジスタを含み、前記第２の電圧振幅経路には、アクティブなときに出力信号の負の半波の部分が発生し、
・前記第１のクランプ素子は、前記第１の電圧振幅経路のためのフリーホイール経路を成し、前記第１のクランプ素子は、制御端子を含み、前記第１のクランプ素子は、前記制御端子が第１の状態にあるときに第１の蓄積電荷を有し、前記制御端子が第２の状態にあるときに第２の蓄積電荷を有し、ただし前記第１の蓄積電荷は前記第２の蓄積電荷よりも多く、
・前記第２のクランプ素子は、前記第２の電圧振幅経路のためのフリーホイール経路を成し、前記第２のクランプ素子は、制御端子を含み、前記第２のクランプ素子は、前記制御端子が前記第１の状態にあるときに第１の蓄積電荷を有し、前記制御端子が前記第２の状態にあるときに第２の蓄積電荷を有する、
装置。
・前記第１の電圧振幅経路は、正の電圧源と前記出力信号を出力する共通の端子とに結合された第１の複数の電力スイッチを含み、
・前記第１のクランプ素子は、アノードとカソードとを含み、前記第１のクランプ素子のアノードには入力信号が供給され、前記第１のクランプ素子のカソードには前記第１の複数の電力スイッチが結合されており、
・前記第２の電圧振幅経路は、負の電圧源と前記共通の端子とに結合された第２の複数の電力スイッチを含み、
・前記第２のクランプ素子は、アノードとカソードとを含み、前記第２のクランプ素子のカソードには入力信号が供給され、前記第２のクランプ素子のアノードには前記第２の複数の電力スイッチが結合されている、
請求項１記載の装置。
前記第１のクランプ素子および前記第２のクランプ素子は、ダイオードであり、前記ダイオードは、前記制御端子が前記第１の状態にあるときには低いアノード効率を有し、前記制御端子が前記第２の状態にあるときには高いアノード効率を有する、
請求項２記載の装置。
前記ダイオードは、アノードとカソードとの間において横方向で前記ダイオードを貫通しかつｎ型ドーピングされた埋込層を含む、
請求項３記載の装置。
前記ダイオードは、ＭＯＳゲート型ダイオードである、
請求項３記載の装置。
前記第１のクランプ素子および前記第２のクランプ素子は、ダイオード制御機能付き逆導通型絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＲＣＤＣＩＧＢＴ）である、
請求項１記載の装置。
前記第１のクランプ素子および前記第２のクランプ素子は、前記制御端子が第３の状態にあるときには、前記第２の蓄積電荷よりも少ない第３の蓄積電荷を有する、
請求項１記載の装置。
前記第１のクランプ素子および前記第２のクランプ素子は、コントローラに結合されており、前記コントローラは、
・前記出力信号を測定し、
・前記出力信号が予め定められた閾値よりも小さくなると、前記第１のクランプ素子および前記第２のクランプ素子の制御端子を前記第１の状態へ切り替える、
ように構成されている、
請求項７記載の装置。
前記コントローラは、さらに、
前記出力信号が前記予め定められた閾値を超えると、前記第１のクランプ素子および前記第２のクランプ素子の制御端子を前記第２の状態へ切り替える、
ように構成されている、
請求項８記載の装置。
前記コントローラは、さらに、
・前記第１のクランプ素子の制御端子を前記第３の状態に切り替え、
・所定の期間経過後、前記第１のクランプ素子の制御端子を前記第２の状態に切り替え、
・前記第１の電圧振幅経路をアクティブ状態にする、
ように構成されている、
請求項８記載の装置。
ＮＰＣインバータと、検出器と、前記検出器および前記ＮＰＣインバータに結合されたコントローラと、を含むシステムであって、
・前記ＮＰＣインバータは、複数のクランプデバイスを含み、前記複数のクランプデバイスの各々は、制御端子を有し、前記複数のクランプデバイスの各々は、前記制御端子が第１の状態にあるときには第１の蓄積電荷を有し、前記制御端子が第２の状態にあるときには第２の蓄積電荷を有し、ただし前記第１の蓄積電荷は、前記第２の蓄積電荷よりも多く、前記ＮＰＣインバータは、ＤＣ入力信号からＡＣ出力信号を発生し、
・前記検出器は、前記ＮＰＣインバータの前記ＡＣ出力信号を測定するように構成されており、
・前記コントローラは、前記検出器により測定された前記ＡＣ出力信号が予め定められた閾値よりも小さくなると、前記複数のクランプデバイス各々の制御端子を前記第１の状態に切り替えるように構成されている、
システム。
前記複数のクランプデバイスは、制御可能なダイオードと並列にＩＧＢＴを含み、前記ＩＧＢＴおよび前記制御可能なダイオードは、前記ＮＰＣインバータの電圧振幅経路内にある、
請求項１１記載のシステム。
前記複数のクランプデバイスは、前記第１の状態では低いアノード効率を有し、前記第２の状態では高いアノード効率を有するダイオードである、
請求項１１記載のシステム。
前記ダイオードは、制御可能なアクティブな半導体領域を含み、前記第１の状態における前記制御可能なアクティブな半導体領域のサイズは、前記第２の状態における前記制御可能なアクティブな半導体領域のサイズよりも大きい、
請求項１３記載のシステム。
前記ダイオードは、前記ダイオードのアノードとカソードとの間において、横方向で前記ダイオードを貫通しかつｎ型ドーピングされた埋込層を含む、
請求項１３記載のシステム。
前記ダイオードは、ＭＯＳゲート型ダイオードである、
請求項１３記載のシステム。
前記複数のクランプデバイスは、ダイオード制御機能付き逆導通型絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＲＣＤＣＩＧＢＴ）である、
請求項１１記載のシステム。
前記コントローラは、さらに、
前記検出器により測定された前記ＡＣ出力信号が予め定められた閾値を超えると、前記複数のクランプデバイス各々の制御端子を前記第２の状態に切り替える、
ように構成されている、
請求項１１記載のシステム。
前記複数のクランプデバイスの各々は、前記制御端子が第３の状態にあるときには、前記第２の蓄積電荷よりも少ない第３の蓄積電荷を有する、
請求項１１記載のシステム。
前記コントローラは、さらに、
・前記複数のクランプデバイスのうち第１のクランプデバイスの制御端子を前記第３の状態に切り替え、
・所定の期間経過後、前記第１のクランプデバイスの制御端子を前記第２の状態に切り替え、
・前記第１のクランプデバイスのアノードおよびカソードに結合された前記ＮＰＣインバータの経路をアクティブ状態にする、
ように構成されている、
請求項１９記載のシステム。
前記ＮＰＣインバータの経路は、前記第１のクランプデバイスの制御端子が前記第２の状態に切り替えられた後、約１００ｎｓ〜約２μｓの間、アクティブ状態にされる、
請求項２０記載のシステム。
前記所定の期間は、約１ｍｓ〜約１０ｍｓの間であり、前記クランプデバイスの阻止電圧は、約２０００Ｖよりも低い、
請求項２０記載のシステム。
前記所定の期間は、約２０ｍｓ〜約１００ｍｓの間であり、前記クランプデバイスの阻止電圧は、約６．５ｋＶである、
請求項２０記載のシステム。
前記ＤＣ入力信号は、ソーラパネルを供給源とする、
請求項１１記載のシステム。
前記ＤＣ入力信号は、風力タービンを供給源とする、
請求項１１記載のシステム。
前記ＡＣ出力信号は、電力網に伝送される、
請求項１１記載のシステム。
以下のステップを含む方法であって、すなわち、
・インバータ内のクランプデバイスの制御電圧をクリティカルレベルよりも高くなるよう設定することによって、前記クランプデバイスを第１のモードで動作するように設定するステップと、
・前記クランプデバイスに結合された前記インバータの１つの分岐をイネーブル状態にするステップと、
・前記クランプデバイスの前記制御電圧を前記クリティカルレベルよりも低くなるよう設定することによって、第２のモードで動作するように前記クランプデバイスを切り替えるステップと、
を含み、
前記第１のモードにおける前記クランプデバイスの蓄積電荷は、前記第２のモードにおける前記クランプデバイスの蓄積電荷より小さい、
方法。
・前記インバータの分岐をイネーブル状態にする前記ステップの前に、前記クランプデバイスを第３のモードに切り替えるステップと、
・所定の期間、待機するステップと、
・前記クランプデバイスを前記第１のモードに切り替えるステップと、
を含む、
請求項２７記載の方法。