JP6415252B2

JP6415252B2 - Frequency detector

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Publication number: JP6415252B2
Application number: JP2014227127A
Authority: JP
Inventors: 岡田　裕之; 裕之岡田
Original assignee: Nichicon Capacitor Ltd
Current assignee: Nichicon Capacitor Ltd
Priority date: 2014-11-07
Filing date: 2014-11-07
Publication date: 2018-10-31
Anticipated expiration: 2034-11-07
Also published as: JP2016090469A

Description

本発明は入力交流電圧の周波数（周期）を検出する周波数検出装置、より詳しくは、一次側において入力したアナログの入力交流電圧波形をコンパレータで基準電圧と比較して近似の方形波（矩形波）信号を生成し、その方形波信号を絶縁的に二次側に伝え、二次側において方形波信号を監視することにより入力交流電圧の周波数を検出する周波数検出装置に関する。 The present invention relates to a frequency detection device for detecting the frequency (period) of an input AC voltage, and more specifically, an analog input AC voltage waveform input on the primary side is compared with a reference voltage by a comparator, and an approximate square wave (rectangular wave). The present invention relates to a frequency detection device that generates a signal, transmits the square wave signal to a secondary side in an insulating manner, and detects the frequency of an input AC voltage by monitoring the square wave signal on the secondary side.

蓄電パワーコンディショナ（蓄電パワコン）システムは、太陽光発電などの分散型発電システムに蓄電システムを追加し、分散型発電システムと蓄電システムとの連係制御を行うものである。この蓄電パワコンシステムにおいては、系統電圧に同期して出力電流をＰＷＭ制御する際に、系統電圧である入力交流電圧の周波数信号を用いて、交流を生成するインバータ回路の動作を電圧位相の半周期ごとに切り替える。系統連系動作中は入力交流電圧の周波数を常に監視し、定格周波数からのずれが基準値よりも大きくなった場合には、一定時間以内に連系動作を停止する必要がある。また、停電が発生した場合に、停電を早急に検出して連系動作を停止する必要があり（単独運転防止）、この停電検出にも系統周波数の変化を利用する。 The power storage power conditioner (power storage power conditioner) system adds a power storage system to a distributed power generation system such as solar power generation, and performs linkage control between the distributed power generation system and the power storage system. In this power storage power control system, when PWM control of the output current is performed in synchronization with the system voltage, the operation of the inverter circuit that generates AC using the frequency signal of the input AC voltage that is the system voltage is the half cycle of the voltage phase. Switch every time. During the grid connection operation, the frequency of the input AC voltage is constantly monitored, and if the deviation from the rated frequency becomes larger than the reference value, it is necessary to stop the connection operation within a certain time. In addition, when a power failure occurs, it is necessary to detect the power failure as soon as possible and stop the interconnection operation (independent operation prevention), and the change in the system frequency is also used for this power failure detection.

しかしながら、入力交流電圧のゼロクロスタイミングに対して周波数検出のタイミングがずれて時間遅れが発生したり、検出周波数に生じたジッタ（時間軸上の揺らぎ）によって検出周波数の精度が悪くなり、停電制御の精度に悪影響が生じることがある。その結果、負荷条件等によっては、規定の時間内にインバータ回路を停止できなくなり、系統連系認証規程から逸脱してしまう。すなわち、蓄電パワコンシステムにおいては、応答遅れ時間を極力短縮化することが重要である。 However, the frequency detection timing shifts with respect to the zero-crossing timing of the input AC voltage, resulting in a time delay, or the detection frequency accuracy deteriorates due to jitter (fluctuation on the time axis) generated in the detection frequency. Accuracy may be adversely affected. As a result, depending on the load condition and the like, the inverter circuit cannot be stopped within a specified time, and deviates from the grid connection certification regulations. That is, in the power storage power control system, it is important to shorten the response delay time as much as possible.

アナログ波形を方形波に変換する手段として一般的にコンパレータ(比較器)が使用される。コンパレータの前段のアナログ回路のダイナミックレンジを充分にとった状態で、コンパレータに信号を入力する場合、電源の種類を増やさずに回路を構成するには、コンパレータの電源電圧をアナログ回路と同じ電源電圧にするのが一般的である。そして、使用電圧によってはコンパレータの出力仕様がオープンコレクタ（ドレイン）となり、“Ｈ”レベル電圧を出力するのに、コンパレータの出力端子をプルアップ用の抵抗素子を介して高電位電源に接続することが行われる。 A comparator is generally used as a means for converting an analog waveform into a square wave. When a signal is input to the comparator with a sufficient dynamic range of the analog circuit in front of the comparator, to configure the circuit without increasing the type of power supply, the power supply voltage of the comparator is the same as the power supply voltage of the analog circuit. It is common to make it. Depending on the voltage used, the output specification of the comparator becomes an open collector (drain), and the output terminal of the comparator must be connected to a high potential power supply via a pull-up resistor element in order to output an “H” level voltage. Is done.

図５は上記方式の従来例の周波数検出装置の構成を示す回路図、図６は従来例の周波数検出装置の動作を示す波形図（タイミングチャート）である。 FIG. 5 is a circuit diagram showing the configuration of a conventional frequency detection apparatus of the above-described system, and FIG. 6 is a waveform diagram (timing chart) showing the operation of the conventional frequency detection apparatus.

一次回路１０と二次回路２０とを絶縁して中継するために絶縁型信号伝達素子としてのフォトカプラ３０が設けられている。一次回路１０におけるコンパレータ１２は、その駆動電源として正電圧＋ＶＣＣ１のプラス電源１４と負電圧ＶＥＥ１（＝−ＶＣＣ１）のマイナス電源１５を有している。コンパレータ１２の出力端子はプルアップ用の抵抗素子Ｒ５を介して正電圧＋ＶＣＣ１のプラス電源１４に接続されている。フォトカプラ３０における発光素子（発光ダイオード）３１の低電位側端子（カソード）３１ｂがコンパレータ１２の出力端子に接続され、発光素子３１の高電位側端子（アノード）３１ａは抵抗素子Ｒ４を介して正電圧＋ＶＣＣ１のプラス電源１４に接続されている。 In order to insulate and relay the primary circuit 10 and the secondary circuit 20, a photocoupler 30 as an insulating signal transmission element is provided. The comparator 12 in the primary circuit 10 has a positive power source 14 having a positive voltage + VCC1 and a negative power source 15 having a negative voltage VEE1 (= −VCC1) as its driving power source. The output terminal of the comparator 12 is connected to a positive power source 14 having a positive voltage + VCC1 through a pull-up resistor element R5. The low potential side terminal (cathode) 31b of the light emitting element (light emitting diode) 31 in the photocoupler 30 is connected to the output terminal of the comparator 12, and the high potential side terminal (anode) 31a of the light emitting element 31 is positive through the resistance element R4. It is connected to a positive power source 14 of voltage + VCC1.

一次回路１０の交流入力端子１１に印加される入力交流電圧Ｖinがコンパレータ１２の非反転入力端子（＋）に入力され、反転入力端子（−）に印加される基準電圧Ｖref＋Ｖthと比較される。ここで、コンパレータ１２は３つの抵抗素子Ｒ２，Ｒ３およびＲ５でヒステリシスを構成しているので、コンパレータ１２が反転するしきい値電圧は、
プラス方向：Ｖth＝−Ｒ２×ＶＥＥ１／Ｒ３
マイナス方向：Ｖth＝Ｒ２×ＶＣＣ１／（Ｒ３＋Ｒ５）
となる。 An input AC voltage Vin applied to the AC input terminal 11 of the primary circuit 10 is input to the non-inverting input terminal (+) of the comparator 12 and compared with a reference voltage Vref + Vth applied to the inverting input terminal (−). Here, since the comparator 12 forms a hysteresis with the three resistance elements R2, R3 and R5, the threshold voltage at which the comparator 12 is inverted is
Positive direction: Vth = −R2 × VEE1 / R3
Negative direction: Vth = R2 × VCC1 / (R3 + R5)
It becomes.

比較の結果、入力交流電圧Ｖinが基準電圧Ｖref＋Ｖthを下回る〔Ｖin＜Ｖref＋Ｖth〕ときは、コンパレータ出力電圧Ｖｃはマイナス電源１５の負電圧ＶＥＥ１（＝−ＶＣＣ１）を保っている。コンパレータ出力電圧Ｖｃが負電圧ＶＥＥ１のとき（タイミングｔ₀〜ｔ₁）、発光素子３１には有意な大きさの電流ｉ_Lが流れ、その電流値は発光素子３１のスレッショルド電流値ｉ_thを超えており、発光素子３１は駆動状態にあって点灯している。発光素子３１が点灯しているとき、その発光を受光した受光素子３２が動作し、受光素子３２が発光検出信号Ｓｄをアクティブにしてマイコン２２に出力する。アクティブな発光検出信号Ｓｄを入力したマイコン２２は発光素子３１の点灯動作を検出する。 As a result of the comparison, when the input AC voltage Vin is lower than the reference voltage Vref + Vth [Vin <Vref + Vth], the comparator output voltage Vc maintains the negative voltage VEE1 (= −VCC1) of the negative power source 15. When the comparator output voltage Vc is the negative voltage VEE1 (timing t _{0 to} t ₁ ), a significant current i _L flows through the light emitting element 31, and the current value exceeds the threshold current value i _th of the light emitting element 31. The light emitting element 31 is in a driving state and is lit. When the light emitting element 31 is lit, the light receiving element 32 that receives the light emission operates, and the light receiving element 32 activates the light emission detection signal Sd and outputs it to the microcomputer 22. The microcomputer 22 having received the active light emission detection signal Sd detects the lighting operation of the light emitting element 31.

このように発光素子３１に流れる電流ｉ_Lがスレッショルド電流値ｉ_thを超え、発光素子３１が駆動されて点灯状態にあるとき、タイミングｔ₁を起点にして、コンパレータ出力電圧Ｖｃが次第に上昇していき、それに伴って発光素子３１の低電位側端子３１ｂの電圧Ｖ_Kも上昇していくと、発光素子３１に流れる電流ｉ_Lが減少し始める。この電流ｉ_Lは時間経過に伴って発光素子３１のスレッショルド電流値ｉ_th以下となり（タイミングｔ₂）、発光素子３１は非駆動状態へと反転動作し、消灯状態となる。その後に電流ｉ_Lは０レベルへ収束する。この過程において、発光素子３１に流れる電流ｉ_Lは図６（ｃ）のように変化し、受光素子３２による発光検出信号Ｓｄは図６（ｄ）のように変化する。 As described above, when the current i _L flowing through the light emitting element 31 exceeds the threshold current value i _th and the light emitting element 31 is driven and in the lighting state, the comparator output voltage Vc gradually increases from the timing t _1. As the voltage V _K of the low potential side terminal 31b of the light emitting element 31 rises accordingly, the current i _L flowing through the light emitting element 31 begins to decrease. The current i _L becomes equal to or less than the threshold current value i _th of the light emitting element 31 as time passes (timing t ₂ ), and the light emitting element 31 is inverted to the non-driven state and is turned off. Thereafter, the current i _L converges to the 0 level. In this process, the current i _L flowing through the light emitting element 31 changes as shown in FIG. 6C, and the light emission detection signal Sd by the light receiving element 32 changes as shown in FIG. 6D.

マイコン２２は、入力交流電圧Ｖinの前サイクルでの発光素子３１の点灯状態から消灯状態への遷移タイミングｔ₂から現サイクルでの遷移タイミングｔ₂までの時間（クロックパルス数）をカウントして、入力交流電圧Ｖinの周波数を検出する。 The microcomputer 22 counts the time (number of clock pulses) from the transition timing t ₂ from the lighting state to the OFF state of the light emitting element 31 in the previous cycle of the input AC voltage Vin to the transition timing t ₂ in the current cycle, The frequency of the input AC voltage Vin is detected.

上記において、電流ｉ_Lがスレッショルド電流値ｉth以下となるタイミングｔ₂はコンパレータ出力電圧Ｖｃが相当に高くて、＋ＶＣＣ１から少しだけ下がったレベルに対応し、そのときのコンパレータ出力電圧Ｖｃの傾きａ₀はかなりの緩傾斜となっており、入力交流電圧Ｖinのゼロクロスタイミングｔ₀より応答遅れ時間Ｔ０だけ後方にシフトしている。 In the above, the timing t ₂ when the current i _L becomes equal to or lower than the threshold current value i th corresponds to the level where the comparator output voltage Vc is considerably high and slightly lower than + VCC1, and the slope a ₀ of the comparator output voltage Vc at that time is shifted has become a significant gently sloping, backward by the response delay time T0 from the zero-cross timing t ₀ of the input AC voltage Vin.

特開平６−２６１５９１号公報Japanese Patent Laid-Open No. 6-261591

上記で説明した従来例の周波数検出装置にあっては、マイコン２２を用いて入力交流電圧Ｖinの周波数を検出する場合に、コンパレータ１２側の回路である一次回路１０とマイコン２２側の回路である二次回路２０とを絶縁する必要がある。すなわち、一次回路１０と二次回路２０の間に絶縁型信号伝達素子としてフォトカプラ３０が設けられる。フォトカプラ３０においては、一次回路１０から二次回路２０への応答性を良好なものとすることが必要である。 In the conventional frequency detection apparatus described above, when the microcomputer 22 is used to detect the frequency of the input AC voltage Vin, the primary circuit 10 that is the circuit on the comparator 12 side and the circuit on the microcomputer 22 side. It is necessary to insulate from the secondary circuit 20. That is, the photocoupler 30 is provided between the primary circuit 10 and the secondary circuit 20 as an insulating signal transmission element. In the photocoupler 30, it is necessary to improve the response from the primary circuit 10 to the secondary circuit 20.

上記構成の周波数検出装置にあっては、プルアップ用の抵抗素子Ｒ５と回路パターンの寄生容量等によるＣＲ時定数のために、コンパレータ１２の出力電圧Ｖｃの特性曲線は、その傾きが立ち上がり直後で急になり、時間経過とともに次第に緩くなる波形なまりが生じてしまう（図６（ｂ）参照）。この波形なまりのために、発光素子３１の点灯状態から消灯状態への遷移タイミングｔ₂（入力交流電圧Ｖinの周波数検出の基点）は、入力交流電圧Ｖinのゼロクロスタイミングｔ₀からの応答遅れ時間Ｔ０が相当に長いものになってしまう（図６（ｄ）参照）。応答遅れ時間が長いと、入力交流電圧Ｖinの検出周波数に基づいたインバータ回路の制御動作の精度が劣化する。 In the frequency detection device having the above-described configuration, the characteristic curve of the output voltage Vc of the comparator 12 has a slope immediately after the rise because of the CR time constant due to the pull-up resistor R5 and the parasitic capacitance of the circuit pattern. The waveform becomes steep and gradually becomes loose with time (see FIG. 6B). Due to this rounding of the waveform, the transition timing t ₂ from the lighting state to the extinguishing state of the light emitting element 31 (the base point for detecting the frequency of the input AC voltage Vin) is the response delay time T0 from the zero cross timing t ₀ of the input AC voltage Vin. Becomes considerably long (see FIG. 6D). If the response delay time is long, the accuracy of the control operation of the inverter circuit based on the detection frequency of the input AC voltage Vin deteriorates.

また、発光素子３１に流れる電流ｉ_Lがスレッショルド電流値ｉth以下となるタイミングｔ₂がコンパレータ出力電圧Ｖｃのかなり高い電圧レベル領域にあって、波形の傾きa
₀が小さい部分に設定されることになるため（図６（ｂ）参照）、その部分に乗るノイズ成分の影響が相対的に大きなものとなってフォトカプラ３０が誤動作しやすい。 The timing t ₂ when the current i _L flowing through the light emitting element 31 becomes equal to or less than the threshold current value ith is in a voltage level region where the comparator output voltage Vc is considerably high, and the waveform slope a
_{Since 0} is set to a small portion (see FIG. 6B), the influence of noise components on the portion is relatively large, and the photocoupler 30 is liable to malfunction.

このような長い応答遅れ時間Ｔ０とノイズ成分の影響のために、マイコン２２によるインバータ回路の制御に誤動作が発生しやすくなる。 Due to the influence of such a long response delay time T0 and noise components, malfunctions tend to occur in the control of the inverter circuit by the microcomputer 22.

本発明はこのような事情に鑑みて創作したものであり、周波数検出装置として高精度な周波数検出能力が発揮されるように、発光素子などの半導体駆動素子が反転動作するタイミングの応答遅れ時間を従来例よりも短縮化するとともに、入力交流電圧に乗るノイズ成分の影響を軽減することを目的としている。 The present invention was created in view of such circumstances, and the response delay time of the timing at which a semiconductor driving element such as a light emitting element performs an inversion operation so that a highly accurate frequency detection capability can be exhibited as a frequency detection device. The purpose is to reduce the influence of noise components on the input AC voltage as well as to shorten the conventional example.

本発明は、次の手段を講じることにより上記の課題を解決する。 The present invention solves the above problems by taking the following measures.

本発明による周波数検出装置は、
プラス電源とマイナス電源の正負両電源で動作し、出力端子がプルアップ用の抵抗素子を介して前記プラス電源に接続されていて、入力交流電圧を基準電圧と比較するコンパレータと、
前記コンパレータの出力端子に低電位側端子が導通接続された半導体駆動素子およびこの半導体駆動素子と対をなす半導体被駆動素子からなる絶縁型信号伝達素子と、
前記絶縁型信号伝達素子における前記半導体被駆動素子からの出力信号を監視して前記入力交流電圧の周波数を計測する周波数計測手段とを備え、
前記半導体駆動素子の高電位側端子が前記プラス電源電圧より低い電位をもつ低電位電源に接続されていることを特徴としている。 The frequency detection apparatus according to the present invention includes:
A comparator that operates with a positive power source and a negative power source, and has an output terminal connected to the positive power source via a pull-up resistor, and compares an input AC voltage with a reference voltage;
A semiconductor driving element in which a low-potential side terminal is conductively connected to the output terminal of the comparator, and an insulated signal transmission element including a semiconductor driven element that is paired with the semiconductor driving element;
Frequency measuring means for monitoring the output signal from the semiconductor driven element in the insulated signal transmission element and measuring the frequency of the input AC voltage;
The high potential side terminal of the semiconductor drive element is connected to a low potential power source having a potential lower than the plus power source voltage.

上記の構成において、コンパレータの出力端子と半導体駆動素子の低電位側端子との関係についての「導通接続」とは、両方の端子を接続する場合に、直接的に接続する態様と、両者間に主として一方向性通電素子（ダイオード）など何らかの回路要素を介在させる状態で間接的に接続する態様の双方を含めた接続態様のことをいう。また、絶縁型信号伝達素子の構成要素である「半導体駆動素子」、「半導体被駆動素子」とは、それぞれ上記従来例を参照すればフォトカプラにおける発光素子、受光素子に対応するものであるが、さらにはそれらを包括するより広義の概念、すなわち、それぞれ半導体で構成され、電気的な絶縁状態で空間的に対向配置され、一方の駆動素子が送信する信号を他方の被駆動素子が受信するように構成されたもの一般を指す。 In the above configuration, “conductive connection” regarding the relationship between the output terminal of the comparator and the low-potential side terminal of the semiconductor drive element is a mode in which both terminals are directly connected and between them. It refers to a connection mode including both a mode of connecting indirectly with some circuit element such as a unidirectional energization element (diode) interposed. In addition, the “semiconductor driving element” and “semiconductor driven element”, which are constituent elements of the insulated signal transmission element, correspond to the light emitting element and the light receiving element in the photocoupler, respectively, referring to the conventional examples. In addition, a broader concept encompassing them, that is, each of which is composed of semiconductors and is spatially opposed in an electrically insulated state, and the other driven element receives a signal transmitted by one driving element. It generally refers to what is configured as follows.

絶縁型信号伝達素子における一次回路側の半導体駆動素子は、その低電位側端子がコンパレータの出力端子側に導通接続されているとともに、その高電位側端子がプラス電源電圧より低い電位をもつ低電位電源に接続されている。半導体駆動素子の動作状態は、その低電位側端子の電圧Ｖ_Kの変化に応じて変化する。この低電位側端子の電圧Ｖ_Kはコンパレータの出力電圧Ｖｃの変化に応じて変化するので、半導体駆動素子の動作状態は、そのコンパレータの出力電圧Ｖｃの変化に応じて変化する。 The semiconductor drive element on the primary circuit side of the insulated signal transmission element has a low potential whose low potential side terminal is conductively connected to the output terminal side of the comparator and whose high potential side terminal has a potential lower than the positive power supply voltage. Connected to power. The operating state of the semiconductor drive element changes according to the change in the voltage V _K of the low potential side terminal. Since the voltage V _{K at the} low potential side terminal changes in accordance with the change in the output voltage Vc of the comparator, the operating state of the semiconductor drive element changes in accordance with the change in the output voltage Vc of the comparator.

コンパレータの出力電圧Ｖｃに乗るノイズ成分による影響は、コンパレータ出力電圧Ｖｃの立ち上がりの終末段階（平坦化に移る段階）で電圧レベルの高いところ（緩傾斜部）では大きく、コンパレータ出力電圧Ｖｃの立ち上がりの初期段階で電圧レベルが低いところ（急傾斜部）では小さい。急傾斜部では単位時間当たりの電圧の変化率（上昇率）がノイズ成分の変化率に比べて相対的に大きく、ノイズ成分の変化が目立たなくなるからである（コンパレータ出力電圧Ｖｃの上昇分にノイズ成分が埋もれてしまう）。したがって、半導体駆動素子の動作状態が反転するタイミングは、コンパレータ出力電圧Ｖｃの立ち上がりの終末段階（平坦化に移る段階、緩傾斜部）よりは立ち上がりの初期段階（急傾斜部）の方がより好ましい。応答遅れ時間がより小さいからである。 The influence of the noise component riding on the output voltage Vc of the comparator is large at the end stage of the rising edge of the comparator output voltage Vc (stage of shifting to flattening) at a high voltage level (gradual slope), and the rise of the rising edge of the comparator output voltage Vc. Small in the initial stage where the voltage level is low (steep slope). This is because the rate of change (increase rate) of the voltage per unit time is relatively large compared to the rate of change of the noise component in the steep slope portion, and the change in the noise component becomes inconspicuous (the noise is increased by the increase in the comparator output voltage Vc). Ingredients are buried). Therefore, the timing at which the operating state of the semiconductor drive element is inverted is more preferably in the initial stage of rising (steeply inclined part) than in the final stage of rising of the comparator output voltage Vc (step of shifting to flattening, gentlely inclined part). . This is because the response delay time is smaller.

コンパレータ出力電圧Ｖｃの増・減の方向は、半導体駆動素子に流れる電流の減・増の方向に対応する。つまり、増・減の方向性が互いに逆となっている。コンパレータ出力電圧Ｖｃが立ち上がる過程において、電圧レベルがある一定値を超えると、半導体駆動素子に流れる電流ｉ_Lが半導体駆動素子のスレッショルド電流値ｉ_th以下となり、半導体駆動素子は駆動状態から非駆動状態へと反転する。 The direction in which the comparator output voltage Vc increases / decreases corresponds to the direction in which the current flowing through the semiconductor drive element decreases / increases. In other words, the direction of increase / decrease is opposite to each other. When the comparator output voltage Vc rises, when the voltage level exceeds a certain value, the current i _L flowing through the semiconductor drive element becomes equal to or less than the threshold current value i _{th of} the semiconductor drive element, and the semiconductor drive element is changed from the drive state to the non-drive state. Invert to.

ここで、半導体駆動素子に充分な電流が流れている状態から流れが遮断される状態への過程での動作を調べる。 Here, the operation in the process from the state where a sufficient current is flowing to the semiconductor drive element to the state where the flow is interrupted is examined.

半導体駆動素子に流れる電流ｉ_Lが充分に大きい状態では、半導体駆動素子は駆動状態にある。このような状態から半導体駆動素子に流れる電流ｉ_Lが減少して半導体駆動素子のスレッショルド電流値ｉ_th以下になったとき、半導体駆動素子はそれまでの駆動状態から非駆動状態へと反転動作する。 When the current i _L flowing through the semiconductor driving element is sufficiently large, the semiconductor driving element is in a driving state. When the current i _L flowing through the semiconductor drive element decreases from this state and becomes equal to or less than the threshold current value i _{th of} the semiconductor drive element, the semiconductor drive element performs an inversion operation from the previous drive state to the non-drive state. .

（１）このとき、高電位側端子の電圧Ｖ_Aを下げて、例えば０レベルにしたとする。すると、半導体駆動素子に流れる電流ｉ_Lがスレッショルド電流値ｉ_th以下になるタイミングは、高電位側端子の電圧Ｖ_Aが高い場合に比べて高電位側端子の電圧Ｖ_Aが低い場合の方が、時間的により前方側（より早い側）にシフトする。よって、半導体駆動素子がその駆動状態から非駆動状態へと反転動作するタイミングは、より早くなる。つまり、入力交流電圧と基準電圧との比較の結果としてコンパレータの出力電圧Ｖｃが反転動作して立ち上がりを開始したタイミングからの応答遅れ時間は、高電位側端子の電圧Ｖ_Aが高い場合に比べて高電位側端子の電圧Ｖ_Aが低い場合の方がより短いものとなる。 (1) At this time, it is assumed that the voltage _VA of the high potential side terminal is lowered to, for example, 0 level. Then, the timing when the current i _L flowing through the semiconductor drive element becomes equal to or lower than the threshold current value i _th is when the voltage V _{A at} the high potential side terminal is lower than when the voltage V _{A at the} high potential side terminal is high. Shift to the front side (earlier side) more in time. Therefore, the timing at which the semiconductor drive element performs the inversion operation from the drive state to the non-drive state becomes earlier. In other words, as a result of the comparison between the input AC voltage and the reference voltage, the response delay time from the timing when the output voltage Vc of the comparator inverts and starts rising is larger than that when the voltage _{VA at the} high potential side terminal is high. The case where the voltage _VA of the high potential side terminal is low is shorter.

（２）さらに高電位側端子の電圧Ｖ_Aを下げて、例えば−Ｖ_m（Ｖ_m＞０）にしたとする。このケースでは、半導体駆動素子がその駆動状態から非駆動状態へと反転動作するタイミングは、さらに早くなり、応答遅れ時間は一層短くなる。 (2) Assume that the voltage _VA of the high potential side terminal is further lowered to, for example, −V _m (V _m > 0). In this case, the timing at which the semiconductor driving element performs the reverse operation from the driving state to the non-driving state is further advanced, and the response delay time is further shortened.

本発明によれば、半導体駆動素子の高電位側端子をプラス電源電圧より低い電位をもつ低電位電源に接続してあるので、半導体駆動素子が反転動作するタイミングの応答遅れ時間を従来例よりも短縮化できるとともに、ノイズ成分の影響を軽減することができる。その結果として、検出周波数に基づいた蓄電パワコンシステムなどの系統連系制御を高精度なものにすることができる。 According to the present invention, since the high potential side terminal of the semiconductor drive element is connected to the low potential power supply having a potential lower than the plus power supply voltage, the response delay time of the timing at which the semiconductor drive element performs the inversion operation is made higher than that of the conventional example. It can be shortened and the influence of noise components can be reduced. As a result, grid interconnection control such as a power storage power control system based on the detected frequency can be made highly accurate.

本発明の第１の実施例における周波数検出装置の構成を示す回路図The circuit diagram which shows the structure of the frequency detection apparatus in 1st Example of this invention 本発明の第１の実施例における周波数検出装置の動作を示す波形図（タイミングチャート）Waveform diagram (timing chart) showing the operation of the frequency detection apparatus in the first embodiment of the present invention 本発明の第２の実施例における周波数検出装置の構成を示す回路図The circuit diagram which shows the structure of the frequency detection apparatus in 2nd Example of this invention. 本発明の第２の実施例における周波数検出装置の動作を示す波形図（タイミングチャート）Waveform diagram (timing chart) showing the operation of the frequency detection apparatus in the second embodiment of the present invention 従来例の周波数検出装置の構成を示す回路図Circuit diagram showing the configuration of a conventional frequency detection device 従来例の周波数検出装置の動作を示す波形図（タイミングチャート）Waveform diagram (timing chart) showing the operation of the conventional frequency detector

上記構成の本発明の周波数検出装置には、次のようないくつかの好ましい態様がある。 The frequency detection device of the present invention having the above configuration has several preferred modes as follows.

前記の絶縁型信号伝達素子としては、半導体駆動素子が発光素子かつ半導体被駆動素子が受光素子のフォトカプラとして構成されているものが好ましい態様の一つである。この場合に、発光素子としては発光ダイオード（ＬＥＤ）があり、受光素子としてはフォトトランジスタがある。 One of the preferred embodiments of the insulated signal transmission element is that the semiconductor driving element is a light emitting element and the semiconductor driven element is a photocoupler of a light receiving element. In this case, a light emitting element is a light emitting diode (LED), and a light receiving element is a phototransistor.

また、前記の半導体駆動素子の低電位側端子について、この低電位側端子が一方向性通電素子を介してコンパレータの出力端子に接続されている構成は好ましい態様の一つである。この場合に、一方向性通電素子としてはダイオードがある。この一方向性通電素子は、絶縁型信号伝達素子における半導体駆動素子（発光素子）の逆耐圧に問題があるときの有効な解決策となる。もし、問題がないのであれば省略することも可能である。 In addition, regarding the low potential side terminal of the semiconductor drive element, a configuration in which the low potential side terminal is connected to the output terminal of the comparator via a unidirectional energization element is one of preferred embodiments. In this case, the unidirectional energization element includes a diode. This unidirectional energization element is an effective solution when there is a problem with the reverse breakdown voltage of the semiconductor drive element (light emitting element) in the insulated signal transmission element. If there is no problem, it can be omitted.

以下、上記構成の本発明の周波数検出装置につき、その実施の形態を具体的な実施例のレベルで詳しく説明する。 Hereinafter, the embodiment of the frequency detection device of the present invention having the above configuration will be described in detail at the level of specific examples.

以下、本発明にかかわる周波数検出装置の実施例を詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the frequency detection apparatus according to the present invention will be described in detail.

〔第１の実施例〕
図１は本発明の第１の実施例における周波数検出装置の構成を示す回路図、図２は第１の実施例における周波数検出装置の動作を示す波形図（タイミングチャート）である。第１の実施例は「ＶＣＣ１より低い電位をもつ低電位電源」（ＥＬ）を一次側のグランド（ＧＮＤ１）端子とするものである。 [First embodiment]
FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of a frequency detection apparatus according to the first embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a waveform diagram (timing chart) showing the operation of the frequency detection apparatus according to the first embodiment. In the first embodiment, “low potential power source having a potential lower than VCC1” (EL) is used as a primary side ground (GND1) terminal.

図１において、１０は一次回路、２０は二次回路、１１は交流入力端子、１２はコンパレータ（比較器）、１３は一次側のグランド（ＧＮＤ１）端子、１４は正電圧＋ＶＣＣ１のプラス電源、１５は負電圧ＶＥＥ１のマイナス電源、１６は一方向性通電素子としての逆流防止用のダイオード、２１は正電圧＋ＶＣＣ２のプラス電源、２２は周波数計測手段としてのマイコン（マイクロコンピュータ）、２３は二次側のグランド（ＧＮＤ２）端子、３０は絶縁型信号伝達素子としてのフォトカプラ、３１は半導体駆動素子としての発光素子（例えば発光ダイオード（ＬＥＤ））、３２は半導体被駆動素子としての受光素子（例えばフォトトランジスタ）である。 In FIG. 1, 10 is a primary circuit, 20 is a secondary circuit, 11 is an AC input terminal, 12 is a comparator (comparator), 13 is a ground (GND1) terminal on the primary side, 14 is a positive power source of positive voltage + VCC1, 15 Is a negative power source of negative voltage VEE1, 16 is a diode for preventing backflow as a unidirectional energizing element, 21 is a positive power source of positive voltage + VCC2, 22 is a microcomputer as a frequency measuring means, and 23 is a secondary side Ground (GND2) terminal, 30 is a photocoupler as an insulating signal transmission element, 31 is a light emitting element (for example, a light emitting diode (LED)) as a semiconductor driving element, and 32 is a light receiving element (for example, a photo diode) as a semiconductor driven element. Transistor).

コンパレータ１２は、正電圧＋ＶＣＣ１のプラス電源１４と、負電圧ＶＥＥ１のマイナス電源１５との正負両電源で動作する。マイナス電源１５の負電圧ＶＥＥ１とプラス電源１４の正電圧＋ＶＣＣ１との関係は、通常は、絶対値が互いに等しく、正負の符号が互いに逆の、ＶＥＥ１＝−ＶＣＣ１となっている。ただし、負電圧ＶＥＥ１は、その絶対値が正電圧＋ＶＣＣ１の電圧値と異なっていてもかまわない。 The comparator 12 operates with both positive and negative power supplies, a positive power supply 14 having a positive voltage + VCC1 and a negative power supply 15 having a negative voltage VEE1. The relationship between the negative voltage VEE1 of the negative power supply 15 and the positive voltage + VCC1 of the positive power supply 14 is normally VEE1 = −VCC1 where the absolute values are equal to each other and the signs of the positive and negative are opposite to each other. However, the negative voltage VEE1 may have an absolute value different from the voltage value of the positive voltage + VCC1.

コンパレータ１２は、その反転入力端子（−）が抵抗素子Ｒ１を介して一次側のグランド（ＧＮＤ１）端子１３に接続され、その非反転入力端子（＋）が抵抗素子Ｒ２を介して交流入力端子１１に接続されている。交流入力端子１１は、例えば系統電源（商用電源）からの入力交流電圧Ｖinを入力するようになっている。コンパレータ１２の出力端子は非反転入力端子（＋）に対して抵抗素子Ｒ３を介して正帰還接続されている。コンパレータ１２の出力端子はプルアップ用の抵抗素子Ｒ５を介して正電圧＋ＶＣＣ１のプラス電源１４に接続されている。コンパレータ１２は、交流入力端子１１に入力される入力交流電圧である入力交流電圧Ｖinを反転入力端子（−）に印加される基準電圧Ｖref＋Ｖthと比較し、入力交流電圧Ｖinが基準電圧Ｖref＋Ｖth以上のときは出力端子に＋ＶＣＣ１の“Ｈ”レベル信号を出力し、入力交流電圧Ｖinが基準電圧Ｖref＋Ｖthより低いときは出力端子にＶＥＥ１（＝−ＶＣＣ１）の“Ｌ”レベル信号を出力するようになっている。この関係で、コンパレータ１２からの出力電圧の波高値は２・ＶＣＣとなる。 The comparator 12 has its inverting input terminal (-) connected to the primary side ground (GND1) terminal 13 via the resistance element R1, and its non-inverting input terminal (+) connected to the AC input terminal 11 via the resistance element R2. It is connected to the. The AC input terminal 11 receives an input AC voltage Vin from, for example, a system power supply (commercial power supply). The output terminal of the comparator 12 is positive feedback connected to the non-inverting input terminal (+) via the resistor element R3. The output terminal of the comparator 12 is connected to a positive power source 14 having a positive voltage + VCC1 through a pull-up resistor element R5. The comparator 12 compares the input AC voltage Vin, which is an input AC voltage input to the AC input terminal 11, with the reference voltage Vref + Vth applied to the inverting input terminal (−), and when the input AC voltage Vin is equal to or higher than the reference voltage Vref + Vth. Outputs an “H” level signal of + VCC1 to the output terminal, and outputs an “L” level signal of VEE1 (= −VCC1) to the output terminal when the input AC voltage Vin is lower than the reference voltage Vref + Vth. . In this relationship, the peak value of the output voltage from the comparator 12 is 2 · VCC.

絶縁型信号伝達素子としてのフォトカプラ３０における半導体駆動素子である発光素子３１は、その高電位側端子（アノード）３１ａが抵抗素子Ｒ４を介して一次側のグランド（ＧＮＤ１）端子１３に接続されている。よって、本実施例では、「半導体駆動素子の高電位側端子」に相当する発光素子３１の高電位側端子３１ａが接続されるところの、「ＶＣＣ１より低い電位をもつ低電位電源」ＥＬが一次側のグランド（ＧＮＤ１）端子１３となっている（低電位電源ＥＬの電位はＧＮＤレベルである）。この点において、従来例との比較で本実施例の特徴がある。また、この構成に伴って、発光素子３１の低電位側端子（カソード）３１ｂが一方向性通電素子としての逆流防止用のダイオード１６を介してコンパレータ１２の出力端子に接続されている。逆流防止用のダイオード１６は、そのアノードが発光素子３１の低電位側端子３１ｂに接続され、そのカソードがコンパレータ１２の出力端子に接続されている。逆流防止用のダイオード１６のアノードと発光素子３１の低電位側端子３１ｂとの接続点が抵抗素子Ｒ６を介して一次側のグランド（ＧＮＤ１）端子１３に接続されている。 The light emitting element 31 which is a semiconductor driving element in the photocoupler 30 as an insulating signal transmission element has a high potential side terminal (anode) 31a connected to the primary side ground (GND1) terminal 13 via the resistance element R4. Yes. Therefore, in this embodiment, the “low potential power source having a potential lower than VCC1” EL is connected to the high potential side terminal 31a of the light emitting element 31 corresponding to the “high potential side terminal of the semiconductor driving element”. Side ground (GND1) terminal 13 (the potential of the low potential power supply EL is at the GND level). In this respect, the present embodiment is characterized in comparison with the conventional example. With this configuration, the low potential side terminal (cathode) 31b of the light emitting element 31 is connected to the output terminal of the comparator 12 via the backflow preventing diode 16 as a unidirectional energization element. The backflow preventing diode 16 has its anode connected to the low potential side terminal 31 b of the light emitting element 31 and its cathode connected to the output terminal of the comparator 12. A connection point between the anode of the backflow preventing diode 16 and the low potential side terminal 31b of the light emitting element 31 is connected to the primary side ground (GND1) terminal 13 via the resistance element R6.

絶縁型信号伝達素子としてのフォトカプラ３０における半導体被駆動素子である受光素子３２は、その正負の電源端子が正電圧＋ＶＣＣ２のプラス電源２１と二次側のグランド（ＧＮＤ２）端子２３との間に接続され、その信号出力端子がマイコン２２の周波数検出用の入力端子に接続されている。マイコン２２は、フォトカプラ３０における受光素子３２からの出力信号を監視して、交流入力端子１１からの入力交流電圧Ｖinの周波数を計測する周波数計測手段の機能を有している。 The light receiving element 32, which is a semiconductor driven element in the photocoupler 30 as an insulated signal transmission element, has a positive and negative power supply terminal between a positive power supply 21 having a positive voltage + VCC2 and a secondary ground (GND2) terminal 23. The signal output terminal is connected to the frequency detection input terminal of the microcomputer 22. The microcomputer 22 has a function of a frequency measuring unit that monitors an output signal from the light receiving element 32 in the photocoupler 30 and measures the frequency of the input AC voltage Vin from the AC input terminal 11.

この周波数検出装置における一次回路１０には交流入力端子１１、コンパレータ１２、逆流防止用のダイオード１６、抵抗素子Ｒ１〜Ｒ６およびフォトカプラ３０における発光素子３１が含まれ、二次回路２０にはフォトカプラ３０における受光素子３２およびマイコン２２が含まれている。 The primary circuit 10 in this frequency detection device includes an AC input terminal 11, a comparator 12, a backflow prevention diode 16, resistance elements R1 to R6, and a light emitting element 31 in the photocoupler 30, and the secondary circuit 20 includes a photocoupler. 30 includes a light receiving element 32 and a microcomputer 22.

この第１の実施例の周波数検出装置は、図５に示した従来例の周波数検出装置との対比において、次の３点で変更がなされている。すなわち、第一に、発光素子３１の高電位側端子３１ａが抵抗素子Ｒ４を介して接続される先である低電位電源ＥＬが、従来例の正電圧＋ＶＣＣ１のプラス電源１４から本実施例の一次側のグランド（ＧＮＤ１）端子１３に変更されている。第二に、発光素子３１の低電位側端子３１ｂとコンパレータ１２の出力端子との間に逆流防止用のダイオード１６が挿入されている。第三に、発光素子３１の低電位側端子３１ｂと一次側のグランド（ＧＮＤ１）端子１３との間に抵抗素子Ｒ６が挿入されている。 The frequency detector of the first embodiment is changed in the following three points in comparison with the conventional frequency detector shown in FIG. That is, first, the low potential power source EL to which the high potential side terminal 31a of the light emitting element 31 is connected via the resistance element R4 is the primary power source of the present embodiment from the positive power source 14 of the positive voltage + VCC1 of the conventional example. It is changed to the ground (GND1) terminal 13 on the side. Second, a backflow preventing diode 16 is inserted between the low potential side terminal 31 b of the light emitting element 31 and the output terminal of the comparator 12. Thirdly, a resistance element R6 is inserted between the low potential side terminal 31b of the light emitting element 31 and the primary side ground (GND1) terminal 13.

次に、上記のように構成された第１の実施例の周波数検出装置の動作を図２の波形図（タイミングチャート）を用いて説明する。図２（ａ）は交流入力端子１１からの入力交流電圧Ｖinの波形、図２（ｂ）はコンパレータ１２からの出力電圧Ｖｃの波形、図２（ｃ）は発光素子３１に流れる電流ｉ_Lの波形、図２（ｄ）は発光素子３１の動作状態および受光素子３２が出力する発光検出信号Ｓｄの波形である。図２（ｃ），（ｄ）において実線は本実施例の特性を表し、破線は比較のために従来例の特性（図６参照）を表す。 Next, the operation of the frequency detection apparatus of the first embodiment configured as described above will be described with reference to the waveform diagram (timing chart) of FIG. 2A shows the waveform of the input AC voltage Vin from the AC input terminal 11, FIG. 2B shows the waveform of the output voltage Vc from the comparator 12, and FIG. 2C shows the current i _L flowing through the light emitting element 31. FIG. 2D shows the waveform of the operation state of the light emitting element 31 and the waveform of the light emission detection signal Sd output from the light receiving element 32. 2C and 2D, the solid line represents the characteristic of the present embodiment, and the broken line represents the characteristic of the conventional example (see FIG. 6) for comparison.

一次回路１０の交流入力端子１１に印加される入力交流電圧Ｖinがコンパレータ１２の非反転入力端子（＋）に入力され、反転入力端子（−）に印加される基準電圧Ｖref＋Ｖthと比較される。比較の結果、入力交流電圧Ｖinが基準電圧Ｖref＋Ｖthを下回る〔Ｖin＜Ｖref＋Ｖth〕ときは、コンパレータ出力電圧Ｖｃはマイナス電源１５の負電圧ＶＥＥ１（＝−ＶＣＣ１）を保っている。コンパレータ出力電圧Ｖｃが負電圧ＶＥＥ１（＝−ＶＣＣ１）のとき、発光素子３１には有意な大きさの電流ｉ_Lが流れ、その電流値は発光素子３１のスレッショルド電流値ｉ_thを超えており、発光素子３１は駆動状態にある。発光素子３１が駆動状態にあって点灯しているとき、その照射光を受光した受光素子３２が動作し、受光素子３２が発光検出信号Ｓｄをアクティブにしてマイコン２２に出力している。アクティブな発光検出信号Ｓｄを入力したマイコン２２は発光素子３１の点灯動作を検出している。 An input AC voltage Vin applied to the AC input terminal 11 of the primary circuit 10 is input to the non-inverting input terminal (+) of the comparator 12 and compared with a reference voltage Vref + Vth applied to the inverting input terminal (−). As a result of the comparison, when the input AC voltage Vin is lower than the reference voltage Vref + Vth [Vin <Vref + Vth], the comparator output voltage Vc maintains the negative voltage VEE1 (= −VCC1) of the negative power source 15. When the comparator output voltage Vc is the negative voltage VEE1 (= −VCC1), a significant current i _L flows through the light emitting element 31, and the current value exceeds the threshold current value i _th of the light emitting element 31, The light emitting element 31 is in a driving state. When the light emitting element 31 is in a driving state and is lit, the light receiving element 32 that receives the irradiation light operates, and the light receiving element 32 activates the light emission detection signal Sd and outputs it to the microcomputer 22. The microcomputer 22 having received the active light emission detection signal Sd detects the lighting operation of the light emitting element 31.

このように発光素子３１に流れる電流ｉ_Lがスレッショルド電流値ｉ_thを超え、発光素子３１は駆動状態にある状態を起点にして、コンパレータ出力電圧Ｖｃが次第に上昇していき、発光素子３１に流れる電流ｉ_Lが減少し、発光素子３１のスレッショルド電流値ｉ_th以下となって、発光素子３１は非駆動状態へと反転動作し、消灯状態となる。その直後に電流ｉ_Lは遮断される。この過程において、発光素子３１に流れる電流ｉ_Lは図２（ｃ）のように変化する。 As described above, the current i _L flowing through the light emitting element 31 exceeds the threshold current value i _th , and the light emitting element 31 starts from the driving state, and the comparator output voltage Vc gradually increases and flows into the light emitting element 31. The current i _L decreases and becomes equal to or less than the threshold current value i _{th of} the light emitting element 31, and the light emitting element 31 is inverted to the non-driven state and is turned off. Immediately thereafter, the current i _L is cut off. In this process, the current i _L flowing through the light emitting element 31 changes as shown in FIG.

本実施例の場合の電流ｉ_Lがスレッショルド電流値ｉ_th以下となるタイミングｔ₃で発光素子３１は非駆動状態つまり消灯状態に遷移し、受光素子３２による発光検出信号Ｓｄはインアクティブとなる。 Emitting element 31 at the time t ₃ when the current i _L is equal to or less than the threshold current value i _th the case of the present embodiment transitions to a non-driven state, i.e. off state, the light emitting detection signal Sd by the light receiving element 32 becomes inactive.

発光素子３１の点灯状態から消灯状態への遷移タイミングｔ₃は入力交流電圧Ｖinのゼロクロスタイミングｔ₀からの応答遅れ時間Ｔ１のところであるが、この応答遅れ時間Ｔ１は従来例の場合の応答遅れ時間Ｔ０に比べて充分に短縮化されている（Ｔ１＜Ｔ０）。 The transition timing t ₃ from the lighting state of the light emitting element 31 to the extinguishing state is the response delay time T1 from the zero cross timing t ₀ of the input AC voltage Vin. This response delay time T1 is the response delay time in the case of the conventional example. It is sufficiently shortened compared to T0 (T1 <T0).

以上のように、本第１の実施例においては、フォトカプラ３０における発光素子３１の高電位側端子３１ａの接続先の低電位電源ＥＬの電位がＧＮＤレベルとなっていることから、発光素子３１の点灯状態から消灯状態への遷移タイミングｔ₃が時間的に前側にシフトしている。このことは、発光素子３１に流れる電流ｉ_Lがスレッショルド電流値ｉ_th以下となるタイミングｔ₃をコンパレータ出力電圧Ｖｃの立ち上がり特性において比較的急峻な部分に対応させることができるということであり、コンパレータ出力電圧Ｖｃに乗るノイズ成分の影響を軽減することができる。 As described above, in the first embodiment, since the potential of the low potential power source EL to which the high potential side terminal 31a of the light emitting element 31 of the photocoupler 30 is connected is at the GND level, the light emitting element 31 is used. The transition timing t ₃ from the on state to the off state is shifted forward in time. This means that the timing t _{3 at} which the current i _L flowing through the light emitting element 31 becomes equal to or less than the threshold current value i _th can be made to correspond to a relatively steep portion in the rising characteristic of the comparator output voltage Vc. The influence of noise components on the output voltage Vc can be reduced.

〔第２の実施例〕
図３は本発明の第２の実施例における周波数検出装置の構成を示す回路図、図４は第２の実施例における周波数検出装置の動作を示す波形図（タイミングチャート）である。第２の実施例は「ＶＣＣ１より低い電位をもつ低電位電源」（ＥＬ）をグランド（ＧＮＤ１）レベルよりも低い電圧レベルとするものである。 [Second Embodiment]
FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of the frequency detection apparatus according to the second embodiment of the present invention, and FIG. 4 is a waveform diagram (timing chart) showing the operation of the frequency detection apparatus according to the second embodiment. In the second embodiment, the “low potential power source having a potential lower than VCC1” (EL) is set to a voltage level lower than the ground (GND1) level.

図３において、第１の実施例の図１で用いたのと同一符号は同一の構成要素を指すものとし、詳しい説明は省略する。発光素子３１の高電位側端子３１ａに接続された抵抗素子Ｒ４の接続先が第１の実施例とは異なっている。すなわち、一次側のグランド（ＧＮＤ１）端子１３と負電圧ＶＥＥ１のマイナス電源１５との間に抵抗素子Ｒ７，Ｒ８の直列回路が接続され、両抵抗素子Ｒ７，Ｒ８の接続点に対して抵抗素子Ｒ４が接続されている。抵抗素子Ｒ７の両端間には電圧安定用にコンデンサＣ１が接続されている。このような接続構成ゆえに、発光素子３１の高電位側端子３１ａに接続された抵抗素子Ｒ４が接続される低電位電源ＥＬはグランド（ＧＮＤ１）レベルよりも低い電圧レベルとなっている。ここで低電位電源ＥＬは、一次側のグランド（ＧＮＤ１）端子１３、負電圧ＶＥＥ１のマイナス電源１５、抵抗素子Ｒ７，Ｒ８およびコンデンサＣ１によって構成されている。よって、本実施例１では、「半導体駆動素子の高電位側端子」に相当する発光素子３１の高電位側端子３１ａが接続されるところの、「ＶＣＣ１より低い電位をもつ低電位電源」ＥＬは、その電位がグランド（ＧＮＤ）レベルよりも低い電位となっている。その他の構成については、第１の実施例の場合と同様である。 In FIG. 3, the same reference numerals as those used in FIG. 1 of the first embodiment denote the same components, and a detailed description thereof will be omitted. The connection destination of the resistance element R4 connected to the high potential side terminal 31a of the light emitting element 31 is different from that of the first embodiment. That is, a series circuit of resistance elements R7 and R8 is connected between the primary side ground (GND1) terminal 13 and the negative power source 15 of the negative voltage VEE1, and the resistance element R4 is connected to the connection point of both resistance elements R7 and R8. Is connected. A capacitor C1 is connected across the resistor element R7 for voltage stabilization. Due to such a connection configuration, the low potential power source EL to which the resistor element R4 connected to the high potential side terminal 31a of the light emitting element 31 is connected has a voltage level lower than the ground (GND1) level. Here, the low-potential power source EL is constituted by a primary side ground (GND1) terminal 13, a negative power source 15 of negative voltage VEE1, resistance elements R7 and R8, and a capacitor C1. Therefore, in Example 1, the “low potential power source having a potential lower than VCC1” EL to which the high potential side terminal 31a of the light emitting element 31 corresponding to the “high potential side terminal of the semiconductor driving element” is connected is The potential is lower than the ground (GND) level. Other configurations are the same as those in the first embodiment.

次に、上記のように構成された第２の実施例の周波数検出装置の動作を図４の波形図（タイミングチャート）を用いて説明する。図４（ａ），（ｂ）は図２（ａ），（ｂ）と同じである。発光素子３１に流れる電流ｉ_Lの波形を表す図４（ｃ）と発光素子３１の動作状態および受光素子３２が出力する発光検出信号Ｓｄの波形を表す図４（ｄ）において、実線は本第２の実施例の特性を表し、鎖線は第１の実施例の特性（図２参照）を表し、破線は従来例の特性（図６参照）を表す。 Next, the operation of the frequency detecting apparatus of the second embodiment configured as described above will be described with reference to the waveform diagram (timing chart) of FIG. 4 (a) and 4 (b) are the same as FIGS. 2 (a) and 2 (b). In FIG. 4C _showing the waveform of the current i _L flowing in the light emitting element 31, and in FIG. 4D showing the operation state of the light emitting element 31 and the waveform of the light emission detection signal Sd output from the light receiving element 32, the solid line is the main line. 2 represents the characteristics of the first embodiment, the chain line represents the characteristics of the first embodiment (see FIG. 2), and the broken line represents the characteristics of the conventional example (see FIG. 6).

本第２の実施例においては、フォトカプラ３０における発光素子３１の高電位側端子３１ａの接続先の低電位電源ＥＬの電位がグランドレベルよりさらに低電位レベルとなっていることから、発光素子３１の点灯状態から消灯状態への遷移タイミングｔ₄も第１の実施例よりもさらに時間的に前側にシフトさせている。このことは、発光素子３１に流れる電流ｉ_Lがスレッショルド電流値ｉ_th以下となるタイミングｔ₄をコンパレータ出力電圧Ｖｃの立ち上がり特性において第１の実施例よりもさらに急峻な部分に対応させることができるということである。つまり、応答遅れ時間Ｔ２は第１の実施例の場合の応答遅れ時間Ｔ１に比べてさらに短縮化されている（Ｔ２＜Ｔ１＜Ｔ０）。もちろん、コンパレータ出力電圧Ｖｃに乗るノイズ成分の影響を軽減している。 In the second embodiment, since the potential of the low potential power source EL connected to the high potential side terminal 31a of the light emitting element 31 in the photocoupler 30 is lower than the ground level, the light emitting element 31 is used. The transition timing t ₄ from the on state to the off state is also shifted further forward in time than in the first embodiment. This means that the timing t ₄ when the current i _L flowing through the light emitting element 31 becomes equal to or less than the threshold current value i _th can correspond to a steeper portion of the rising characteristic of the comparator output voltage Vc than in the first embodiment. That's what it means. That is, the response delay time T2 is further shortened compared to the response delay time T1 in the first embodiment (T2 <T1 <T0). Of course, the influence of noise components on the comparator output voltage Vc is reduced.

なお、上記実施例では、発光素子３１の高電位側端子３１ａの電圧Ｖ_Aを下げるとコンパレータ出力電圧Ｖｃの低いところでフォトカプラ３０の駆動／非駆動を制御できるが、駆動時において発光素子３１に流れる電流ｉ_Lの調整のために、抵抗素子Ｒ４の抵抗値の調整が必要となる。 In the above embodiment, when the voltage V _A of the high potential side terminal 31a of the light emitting element 31 is lowered, the driving / non-driving of the photocoupler 30 can be controlled at a low comparator output voltage Vc. In order to adjust the flowing current i _L , it is necessary to adjust the resistance value of the resistance element R4.

なお、逆流防止用のダイオード１６と抵抗素子Ｒ６はフォトカプラ３０における発光素子３１の逆耐圧が低いことに対する対策で設けてあるが、その逆耐圧に問題がない発光素子３１であれば、逆流防止用のダイオード１６と抵抗素子Ｒ６は省略することが可能である。 Note that the backflow prevention diode 16 and the resistance element R6 are provided as a countermeasure against the low reverse breakdown voltage of the light emitting element 31 in the photocoupler 30, but if the light emitting element 31 has no problem with the reverse breakdown voltage, backflow prevention is provided. The diode 16 and the resistance element R6 can be omitted.

本発明は、蓄電パワコンシステムなどで用いられる周波数検出装置について、絶縁的に結合された一次回路と二次回路との間を中継する絶縁型信号伝達素子における発光素子などの半導体駆動素子が反転動作するタイミングの応答遅れ時間を短縮化するとともに、ノイズ成分の影響を軽減することを通じて、検出周波数に基づいた系統連系制御を高精度化する技術として有用である。 The present invention relates to a frequency detection device used in a power storage power control system or the like, wherein a semiconductor drive element such as a light emitting element in an insulative signal transmission element that relays between an insulatively coupled primary circuit and a secondary circuit is inverted. This is useful as a technique for improving the system interconnection control based on the detection frequency by reducing the response delay time of the timing to be performed and reducing the influence of the noise component.

１０一次回路
１１交流入力端子
１２コンパレータ（比較器）
１３一次側のグランド（ＧＮＤ１）端子
１４正電圧＋ＶＣＣ１のプラス電源
１５負電圧ＶＥＥ１のマイナス電源
１６逆流防止用のダイオード（一方向性通電素子）
２０二次回路
２１正電圧＋ＶＣＣ２のプラス電源
２２マイコン（マイコンピュータ：周波数計測手段）
２３二次側のグランド（ＧＮＤ２）端子
３０フォトカプラ（絶縁型信号伝達素子）
３１発光素子（半導体駆動素子）
３１ａ高電位側端子（アノード）
３１ｂ低電位側端子（カソード）
３２受光素子（半導体被駆動素子）
ＥＬ低電位電源
Ｒ５プルアップ用の抵抗素子
Ｖref＋Ｖth 基準電圧
Ｖｃコンパレータ出力電圧
Ｖ_A 高電位側端子の電圧
Ｖ_K 低電位側端子の電圧
Ｖin 入力交流電圧 10 Primary circuit 11 AC input terminal 12 Comparator (comparator)
13 Primary side ground (GND1) terminal 14 Positive power source of positive voltage + VCC1 15 Negative power source of negative voltage VEE1 16 Backflow prevention diode (unidirectional energization element)
20 Secondary circuit 21 Positive voltage + VCC2 positive power supply 22 Microcomputer (My computer: Frequency measurement means)
23 Secondary side ground (GND2) terminal 30 Photocoupler (insulated signal transmission element)
31 Light Emitting Element (Semiconductor Drive Element)
31a High potential side terminal (anode)
31b Low potential terminal (cathode)
32 Light receiving element (semiconductor driven element)
EL Low-potential power supply R5 Pull-up resistor Vref + Vth Reference voltage Vc Comparator output voltage V _A High-potential terminal voltage V _K Low-potential terminal voltage Vin Input AC voltage

Claims

A comparator that operates with a positive power source and a negative power source, and has an output terminal connected to the positive power source via a pull-up resistor, and compares an input AC voltage with a reference voltage;
A semiconductor driving element in which a low-potential side terminal is conductively connected to the output terminal of the comparator, and an insulated signal transmission element including a semiconductor driven element that is paired with the semiconductor driving element;
Frequency measuring means for monitoring the output signal from the semiconductor driven element in the insulated signal transmission element and measuring the frequency of the input AC voltage;
A frequency detection apparatus, wherein a high potential side terminal of the semiconductor drive element is connected to a low potential power source having a potential lower than the plus power source voltage.

The frequency detection device according to claim 1, wherein the insulated signal transmission element is configured as a photocoupler in which the semiconductor driving element is a light emitting element and the semiconductor driven element is a light receiving element.

The frequency detection device according to claim 1, wherein a low potential side terminal of the semiconductor drive element is connected to an output terminal of the comparator via a unidirectional energization element.

The frequency detection device according to claim 3, wherein the unidirectional energization element is a diode.