JP4712220B2 - Pressure measuring device - Google Patents

Pressure measuring device Download PDF

Info

Publication number
JP4712220B2
JP4712220B2 JP2001135477A JP2001135477A JP4712220B2 JP 4712220 B2 JP4712220 B2 JP 4712220B2 JP 2001135477 A JP2001135477 A JP 2001135477A JP 2001135477 A JP2001135477 A JP 2001135477A JP 4712220 B2 JP4712220 B2 JP 4712220B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
pressure sensor
pressure
temperature
sensor unit
unit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
JP2001135477A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2002328045A (en
Inventor
昌甫 平山
功 阿久津
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Diavac Ltd
Original Assignee
Diavac Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Diavac Ltd filed Critical Diavac Ltd
Priority to JP2001135477A priority Critical patent/JP4712220B2/en
Publication of JP2002328045A publication Critical patent/JP2002328045A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP4712220B2 publication Critical patent/JP4712220B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Images

Landscapes

  • Measuring Fluid Pressure (AREA)
  • Indication And Recording Devices For Special Purposes And Tariff Metering Devices (AREA)

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、圧力センサによって計測された出力を受けて計測値を求める圧力測定装置に関し、特に圧力センサにより得られる圧力情報を校正することで、より精度の高い被測定圧力を求めることができる圧力測定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
半導体あるいは液晶表示ディバイス等の製造設備においては、真空装置内の圧力を測定するために、例えばダイヤフラム型真空センサが利用されている。このようなダイヤフラム型真空センサにおいては、真空度合いに応じて変形される金属薄膜等の可動ダイヤフラムと、これに対向する固定電極が具備され、ダイヤフラムと固定電極間の静電容量を検出することで、前記した真空装置内の圧力を測定するようになされる。
【０００３】
この場合、前記したダイヤフラムと固定電極間の静電容量を検出するために、例えばダイオード等により交流ブリッジ回路を構成し、当該交流ブリッジ回路の対向する交点に前記静電容量を接続するように構成される。そして、前記静電容量の変化に伴いブリッジ回路がアンバランス状態となり、これに基づいて発生する直流電圧を検出することで、前記真空装置内の圧力値を求めるようになされている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、前記した従来の構成による圧力測定装置においは、ダイヤフラムと固定電極間の静電容量を、アナログの直流電圧値に変換して圧力値を求めるようになされているため、例えば前記したブリッジ回路の動作点を設定するために、また、直流電圧の伝送系のオフセット電圧を調整するため等に多数の半固定ボリューム（抵抗器）が具備され、これらを相互に調整して校正をかける必要が発生する。
【０００５】
また、前記した真空装置内の圧力値として生成されるアナログ信号は、外来ノイズの影響を受けやすいという問題を抱えており、正確な圧力の計測が困難になるケースも発生し得る。さらに、ダイヤフラム型真空センサにより得られる静電容量の値は、被測定圧力には比例せず、ノンリニアな関係となる。さらにまた、前記静電容量の値は温度依存性も有している。したがって、測定圧力がミニマムの状態とフルスケールの状態の２点を採り、両者の間で補正を加える等の対処が考えられるものの、前記２点を結ぶ多くのポイントにおいて、前記したノンリニアな特性および温度依存性を校正する回路を形成することは、アナログ伝送系においては至難の業に近く極めて困難である。
【０００６】
そこで、前記した従来の問題点を解決するために、本件出願人は、測定圧力をパルス信号の出力間隔データとして取り出し、これをデジタル処理することで、被測定圧力を求める圧力測定装置を、特願２００１−４９０９２として提案している。この圧力測定装置によると、デジタル処理するプロセスにおいて、前記したノンリニアな特性および温度依存性等を、測定圧力がミニマムの状態からフルスケールに至る多くのポイントにおいて校正することが可能となり、前記したように測定値をアナログ信号で扱う従来の装置に比較して遥かに高い分解能を得ることができる測定装置を提供することができる。
【０００７】
本件出願人がすでに提案している前記した圧力測定装置によると、校正情報を例えばテーブル形式に構築し、各テーブルを選択して例えば線形補間法により測定値を計算する手段を採用することで、前記した従来のアナログ信号で処理する装置に比較すると遥かに高い分解能を得ることができる。しかしながら、例えば圧力センサにおいては、製造および組み立て時等において僅かにばらつきが発生し、前記したノンリニアな特性および温度依存性等が個々に変動するという個体差が発生することはやむおえない。したがって、例えば圧力センサユニットを交換した場合においては、当該圧力センサユニットに対応した個々の校正情報をデジタル処理に反映させることが理想的である。
【０００８】
この発明は、前記した点に着目してなされたものであり、圧力測定装置においてなされるデジタル処理の過程において、個々の圧力センサユニットに応じて容易に校正情報を入れ替えることができ、この校正情報を反映させることができる圧力測定装置を提供することを目的とするものである。これに加えて、この発明は、例えば前記した圧力センサユニットの交換に基づいて、ユーザに格別な負担を強いることなく校正情報を入れ替えることができる圧力測定装置を提供することを目的とするものである。さらにこの発明は、前記した校正情報を個々に反映させることができる圧力測定装置において、実使用時において発生し得る種々の技術的な問題を解決すると共に、相乗的に測定精度を向上させることができる圧力測定装置を提供することを目的とするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
前記した目的を達成するためになされたこの発明にかかる圧力測定装置は、圧力センサおよび当該圧力センサにおける温度を検出する温度検出手段とを含む圧力センサユニットと、前記圧力センサユニットからの出力を信号線を介して受けると共に、前記圧力センサユニットの校正情報を記憶した記憶手段が着脱可能に搭載され、前記記憶手段に格納された校正情報を利用して、前記圧力センサユニットによる被測定圧力を演算する計測用回路ユニットより構成され、前記圧力センサユニットには、被測定圧力に応じて静電容量が変化する圧力センサと、当該圧力センサによる前記静電容量を利用して構成される積分回路と、前記積分回路に供給される充電電流によって生成される電圧値を異なる基準電圧値と比較することで、それぞれパルス出力を生成する第１と第２の電圧比較器とが具備され、前記計測用回路ユニットには、前記圧力センサユニット側における第１と第２の電圧比較器からのパルス出力の間隔に基づいて被測定圧力を演算する演算手段と、前記圧力センサユニット側に搭載された温度検出手段からの温度情報と、着脱可能に搭載された前記記憶手段より読み出された前記圧力センサユニットの温度依存性に関する校正情報とにより、前記被測定圧力の演算値に校正を加える温度保障手段とが具備され、前記圧力センサユニットにおける圧力センサと、当該圧力センサにおける温度を検出する温度検出手段とが、１つの金属製の容器内に収納され、前記電圧比較器を含むセンサ側回路基板が、圧力センサユニットにおける前記金属製の容器外に配置された構成になされる。
【００１３】
以上の構成によると、圧力センサユニット側によって計測された出力に基づいて、計測用回路ユニットにおいて被測定圧力を演算するに際し、着脱可能に搭載された記憶手段より校正情報が読み出され、前記校正情報が利用される。すなわち、この発明に係る圧力測定装置によると、圧力センサユニット側の圧力センサにおける静電容量が積分回路を構成し、当該積分回路に充電される充電電流によって生成される電圧値が、比較器によって比較される。この場合、充電電流によって生成される電圧値をリニアに変化させることができ、この電圧値は、比較器において第１と第２の異なるレベルの基準電圧値と比較される。そして、第１の基準電圧値との比較によって生成される第１比較出力のパルス発生タイミングから、第２の基準電圧値との比較によって生成される第２比較出力のパルス発生タイミングに至る経過時間は、前記積分回路を構成する静電容量の容量値の情報として引き出すことができる。
【００１４】
したがって、前記した第１比較出力のパルス発生タイミングと第２比較出力のパルス発生タイミングとの間で、例えばオープン制御されるゲート手段にクロック信号を与え、ゲートオープン状態において出力されるクロック数をカウントアップすることで、前記圧力センサにおける静電容量値を把握することができる。
【００１５】
この場合、前記クロック数をカウントアップした後のデジタル信号処理において、個々の圧力センサユニットにおける個体差に応じた校正情報を利用し、被測定圧力に校正を加える温度保障手段を実現することができる。そのために、前記校正情報を格納した記憶手段が用意され、この記憶手段は計測用回路ユニットに対して着脱可能となるようになされる。したがって、圧力センサユニットと前記記憶手段とが対になるように管理することで、常に高精度の圧力検出結果を保証することが可能になる。
【００１７】
一方、前記した圧力測定装置においては、前記圧力センサユニットにおける前記１つの金属製の容器内に、前記圧力センサによる静電容量と抵抗素子とにより積分回路を構成する演算増幅器が収納されていることが望ましい。
【００１８】
さらに、前記した構成においては、好ましくは前記金属製の容器を加熱する加熱手段が付設される。この場合、前記加熱手段として好ましくは電気ヒータが利用され、前記金属製の容器内に収納された温度検出手段の出力を利用して、金属製容器内の温度が所定の範囲に制御できるように構成されていることが望ましい。
【００１９】
前記したように、圧力センサと当該圧力センサにおける温度を検出する温度検出手段とを１つの金属製の容器内に収納することで、前記温度検出手段は、圧力センサの配置位置における温度を正確に取得することができる。したがって、前記記憶手段から読み出された校正情報を利用して、圧力センサにおける温度依存性を精度よく校正することができる。また、前記金属製の容器内に積分回路を構成する抵抗素子、演算増幅器をさらに収納することにより、前記抵抗素子および演算増幅器が保有する温度依存性をも精度よく校正することが可能となる。
【００２０】
さらに、前記金属製の容器を加熱する例えば電気ヒータによる加熱手段を付設し、電気ヒータに加える電力を前記温度検出手段の出力を利用して制御することで、金属製容器内の温度を所定の範囲に制御することができる。すなわち、半導体や液晶ディスプレイなどの製造分野で多用されるＰＥＣＶＤ（Plasma Enhanced Chemical Vapor Deposition ）やＲＩＥ（Reactive Ion Etching）などのプロセスでは、プラズマにより生成された各種ラジカルが圧力計内部に入り、圧力センサのダイアフラムに膜状に付着して測定精度を劣化させるという問題が発生する。
【００２１】
また、圧力センサユニットの内部に付着した膜が剥がれ落ちるとパーティクルが発生し、プロセスに悪影響を及ぼす。したがって、前記したように圧力センサが配置された金属製容器を加熱することで、接ガス部（例えば可動ダイヤフラムの表面）の温度を上げることができ、付着した物質を気化させることができる。これにより、圧力の測定精度を確保することに寄与できる。
【００２２】
また、前記した圧力測定装置においては、被圧力測定部に接続される前記圧力センサユニットにおける少なくとも接続ポート部材が、前記圧力センサを含む圧力センサユニット本体と分離可能に構成されていることが望まれる。さらに、被圧力測定部に接続される前記圧力センサユニットにおける接続ポート部材に形成され、前記被圧力測定部から圧力センサに連通する連通管の圧力センサ側には、好ましくは当該連通管に遮蔽体が配置され、前記遮蔽体により連通管から圧力センサに至る連通経路が、迂回して形成された構成とされる。
【００２３】
前記した圧力センサユニットにおける接続ポート部材は、一般に被圧力測定部としての例えば真空チャンバに対して継手を介して接続される。この場合、各接続部の気密状態を保つために溶接等の手段が施される。したがって、前記したように圧力センサユニットにおける接続ポート部材が、圧力センサを含むセンサユニット本体と分離可能に構成することで、接続ポート部材を残して圧力センサを含むセンサユニット本体を交換またはメンテナンスを施すことが可能となり、この種の圧力センサユニットの取り扱いを容易にすることができる。
【００２４】
さらに、前記したように接続ポート部材に形成された連通管内に遮蔽体を配置し、連通管から圧力センサに至る連通経路を、迂回して形成した構成とすることで、前記したＰＥＣＶＤやＲＩＥなどのプロセスにおいて、プラズマにより生成された各種ラジカルが、圧力センサの可動ダイアフラムに付着する度合いを効果的に低減させることができる。
【００２５】
さらに、前記した圧力測定装置の好ましい実施の形態においては、圧力センサユニットと計測用回路ユニットとを接続する信号線をシールドするシールド用外皮が、圧力センサユニットまたは計測用回路ユニットのいずれか一方の基準電位点に接続された構成とされる。
【００２６】
この構成を採用することで、圧力センサユニットと計測用回路ユニットとの間において、シールド用外皮を介して接続されることはなく、両者間は絶縁状態になされる。すなわち、前記した構成により圧力センサユニットのアースと計測用回路ユニットのアースを介し、前記シールド用外皮により閉ループが形成されるのを阻止することができ、閉ループにおいて電磁誘導等により発生するノイズが信号線に誘導されるのを効果的に低減させることができる。
【００２７】
さらにまた、前記した圧力測定装置においては、好ましくは前記圧力センサユニットにおける温度を検出する温度検出手段と、被圧力測定部の温度を検出する温度検出手段とが具備され、前記各温度検出手段により得られるそれぞれの温度情報を利用して、被測定圧力値の校正を行うように構成される。
【００２８】
一般に、圧力センサユニットと被測定空間（真空チャンバなど）との間は、配管やバルブ等で接続されることになり、圧力センサユニットと被測定容器の温度は同じとは限らない。さらに、前記したように圧力センサユニットにおける圧力センサ部等を加熱したり、被測定容器を加熱したりすると、両者には大きな温度差が生ずる。この様に圧力センサと被測定容器との間に温度差があると、熱遷移流の影響で圧力差が生じるため、正確な圧力測定を行うことが困難となる。そこで、前記した構成を採用することにより、後述するように熱遷移流の影響による圧力差の発生を、正確に校正することが可能となり、測定精度を相乗的に向上させることが可能となる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、この発明にかかる圧力測定装置の好ましい例を、図に基づいて説明する。まず図１ないし図３は、この実施の形態にかかる圧力測定装置において用いられる圧力センサユニットの第１の実施の形態を示している。なお、図１は、圧力センサユニットをほぼ中央部で縦方向に切断した状態の断面図で示しており、また、図２は圧力センサユニットを後述するカバー部材側から視た状態を示しており、さらに、図３は、図１に示すＡ−Ａより矢印方向に視た断面図で示している。
【００３０】
この圧力センサユニット１は、その外郭が接続ポート部材２およびカバー部材３により構成されており、前記カバー部材３は接続ポート部材２に対して、複数のネジ４によってその周方向において取り付けられている。前記接続ポート部材２は、被測定容器（真空チャンバなど）に対して、図示せぬ継手等を介して接続できるように構成されている。そして、その内部には被測定容器から圧力センサ５に連通する連通管２ａが形成されている。
【００３１】
前記接続ポート部材２内には、ネジ６によって圧力センサ５が気密状態に取り付けられており、圧力センサ５には接続ポート部材２に形成された前記連通管２ａを介して被測定容器の圧力（真空圧）が加わるように構成されている。圧力センサ５内には破線で模式的に示したように、金属薄膜等による可動ダイヤフラム５ａが配置されており、また、可動ダイヤフラム５ａのほぼ中央部において対向するようにして固定電極５ｂが配置されている。
【００３２】
この構成により、被測定空間の圧力に応じて前記可動ダイヤフラム５ａが変位し、可動ダイヤフラム５ａと固定電極５ｂとの間において形成される静電容量Ｃｓ（以下、センサキャパシタともいう）を利用することにより、被測定空間の圧力を演算することができる。
【００３３】
前記接続ポート部材２は、ステンレス鋼などの金属素材により形成されており、また、接続ポート部材２における圧力センサ５の配置側開口部には、同様にステンレス鋼などの金属素材により形成された円盤状の金属蓋体７が、複数のネジ８によって取り付けられている。この構成により、接続ポート部材２と金属蓋体７とにより、金属製の容器を構成しており、この容器内に前記圧力センサ５が配置された構成となっている。
【００３４】
図３に示すように、前記圧力センサ５には前記したセンサキャパシタＣｓと共に、積分回路を構成する後述する抵抗Ｒ11が配置されており、また圧力センサ５における温度を検出するための温度検出手段（温度センサともいう）４４が配置されている。なお、この実施の形態においては、前記温度センサは、後述するように３端子の温度補償用ＩＣが用いられている。
【００３５】
前記圧力センサ５から導出される各情報信号は、図示せぬリード線を介してカバー部材３内に配置されたセンサ側回路基板９に供給され、この回路基板に形成されたセンサ側回路において、後述するように測定圧力をパルス信号の間隔データとして出力するようになされる。そして、図２に示すようにカバー部材３に配置されたコネクタ１０を介して、前記パルス信号等が後述する計測用回路ユニットに伝達されるようになされる。
【００３６】
前記したように、圧力センサ５において構成されるセンサキャパシタＣｓ、また、圧力センサ５に配置される積分回路を構成するための抵抗Ｒ11、および温度センサ４４は、金属製の接続ポート部材２と金属蓋体７とによる容器内に収納されており、この金属容器は、いわば恒温室を形成し、前記各機能素子をほぼ同一温度の状態に保持するように作用する。これにより、後述するように測定圧力を演算させるに際して、正確な温度補償を行うことができる。
【００３７】
次に図４および図５は、この実施の形態にかかる圧力測定装置において用いられる圧力センサユニットの第２の実施の形態を示している。なお、図４は、圧力センサユニットをほぼ中央部で縦方向に切断した状態の断面図で示しており、また、図５は図４に示すＢ−Ｂより矢印方向に視た断面図で示している。そして、前記した第１の実施の形態と機能上において対応する各部は、それぞれ同一符号で示しており、その詳細な説明は適宜省略する。
【００３８】
図４に示すように、第２の実施の形態における圧力センサユニット１においては、接続ポート部材２に対して、円盤状部材１２が溶接等の手段により一体に取り付けられている。また、圧力センサ５を支持する円盤状の支持板１３に対してボルト１４がネジ込まれるように構成されており、前記ボルト１４によって、圧力センサ５を取り囲む円筒部材１５と共に前記支持板１３が、円盤状部材１２に対して取り付けられている。
【００３９】
そして、円盤状部材１２と支持板１３との間に形成された空間部には円盤状に形成された遮蔽体１６が配置されており、当該遮蔽体１６には通孔１６ａが周方向に沿って複数個穿設されている。また、前記遮蔽体１６の周囲に沿って、Ｏリング１７が配置されており、前記ボルト１４を締結することによって、このＯリング１７によって円盤状部材１２と支持板１３との間が気密状態に接合されるように構成されている。
【００４０】
また、前記したボルト１４の締結を解除することにより、接続ポート部材２に一体になされた円盤状部材１２より、圧力センサ５を含むセンサユニット本体を分離することができ、これにより、前記接続ポート部材２と円盤状部材１２を残して圧力センサ５を含むセンサユニット本体を交換またはメンテナンスを施すことができる。
【００４１】
また、接続ポート部材２に形成された連通管２ａの軸方向に直交するようにして、前記遮蔽体１６が配置され、前記遮蔽体１６により連通管２ａから圧力センサ５に至る連通経路が、矢印で示したように迂回して形成されている。この構成により、前記したようにＰＥＣＶＤやＲＩＥなどのプロセスにおいて、プラズマにより生成された各種ラジカルが、圧力センサのダイアフラム５ａに直接的に到達する度合いを少なくし、各種ラジカルが、ダイアフラム５ａに付着する度合いを効果的に低減させることができる。
【００４２】
なお、この実施の形態においては、圧力センサ５において構成されるセンサキャパシタＣｓ、図５に示された圧力センサ５に配置される積分回路を構成するための抵抗Ｒ11、および圧力センサ５における温度を検出するための温度センサ４４は、それぞれステンレス鋼などの金属素材により形成された支持板１３、円筒部材１５、および蓋体７によって形成される容器内に収納されている。これにより、第１の実施の形態と同様に、容器内において恒温室を形成し、圧力センサ５における前記各機能素子をほぼ同一温度の状態に保持するように作用する。
【００４３】
また、図４に示す実施の形態においては、前記円筒部材１５の周囲、および円盤状部材１２の外表面にシート状に形成された加熱手段としての電気ヒータ１８が付設されている。このヒータ１８は、例えば２枚のポリイミドフィルム内に、ニクロム線を蛇行状に配設したものが用いられており、直流電圧を印加することにより、圧力センサ５および遮蔽体１６等を均等に加熱するように作用する。この場合、前記圧力センサ５に配置された温度センサ４４の出力を利用して、例えばデジタルＰＩＤ制御により、前記ヒータ１８に加える直流電圧が制御されるように構成されており、前記した容器内の温度を１５０℃±１℃に制御することができる。
【００４４】
このように、圧力センサ５のダイアフラム５ａや、前記遮蔽体１６などの接ガス部の温度を上げることで、付着した物質が気化するため、当該箇所に各種ラジカルによる膜が付着しにくくなる。したがって、各種ラジカルが圧力センサユニット内に入り、圧力センサのダイアフラムに膜状に付着して測定精度が劣化させるのを効果的に抑制させることができる。
【００４５】
なお、前記したヒータ１８のさらに外周には、ウレタン樹脂等による断熱材１９が配置され、さらに、これらが円筒状の外郭ケース２０に収納されている。また、前記した金属容器を構成する蓋体７の外表面にもウレタン樹脂等による断熱材２１が配置されており、これにより、回路基板９が耐熱温度以下に保持できるようになされている。
【００４６】
次に図６は、図１ないし図５に示した各圧力センサユニット１において得られる前記センサキャパシタＣｓを利用して、センサキャパシタＣｓに対応するパルス波形信号を生成するセンサ回路の実施の形態を示したものである。すなわち、以下に説明する図６に示した回路構成のほとんどは、図１に示す回路基板９上、および図４に示す回路基板９上に形成されている。図６に示すように、圧力センサ５において得られるセンサキャパシタＣｓは、オペレーショナルアンプ（以下、これをオペアンプと称する）ＯＰ11の反転入力端子と、出力端子との間に介在されている。
【００４７】
このオペアンプＯＰ11の反転入力端子には、図３に示した抵抗Ｒ11の一端が接続されており、また、オペアンプＯＰ11の非反転入力端子は基準電位点（アース）に接続されている。この構成によって、前記抵抗Ｒ11の他端、すなわちＢ点からオペアンプＯＰ11側を見た場合、抵抗Ｒ11とセンサキャパシタＣｓとによる積分回路３１が形成されている。
【００４８】
前記積分回路３１の入力端子であるＢ点は、抵抗Ｒ12を介して第１の基準電位点Ｖref1（＋１０Ｖ）に接続されており、またＢ点は、ｎｐｎ型トランジスタＱ11のコレクタ・エミッタ間を介して、動作電源Ｖss（−１５Ｖ）に接続されている。前記トランジスタＱ11のベース電極は、抵抗を介して動作電源Ｖssに接続されると共に、抵抗およびコンデンサの並列回路を介してｐｎｐ型トランジスタＱ12のコレクタに接続されている。前記トランジスタＱ12のエミッタは、前記基準電位点Ｖref1に接続されており、また同トランジスタＱ12のベースは、後述する第１および第２の比較回路からの制御電圧を受けてスイッチング動作が行われるように構成されている。
【００４９】
なお、これらトランジスタＱ11およびＱ12は、第１および第２の比較回路からの制御信号を受けて、前記センサキャパシタＣｓを含む積分回路３１に対して電荷を充電する動作と、センサキャパシタＣｓに充電された電荷を放電し、さらに逆極性に充電して初期状態に設定する初期状態設定手段を構成している。
【００５０】
前記オペアンプＯＰ11の出力端子、すなわちＡ点は、第１の比較回路（電圧比較器）を構成するオペアンプＯＰ12の反転入力端子に接続されると共に、第２の比較回路（電圧比較器）を構成するオペアンプＯＰ13の非反転入力端子に接続されている。前記オペアンプＯＰ12の非反転入力端子には、前記した第１の基準電位点Ｖref1より基準電圧が供給されており、またオペアンプＯＰ13の反転入力端子には、第２の基準電位点Ｖref2（−１０Ｖ）より基準電圧が供給されている。
【００５１】
さらに、オペアンプＯＰ12の出力は、互いにダイオードを逆極性に接続した電圧リミッタを介して、同じく第１の比較回路を構成するコンパレータＯＰ14の反転入力端子に供給されるように構成されている。また、同様にオペアンプＯＰ13の出力は、互いにダイオードを逆極性に接続した電圧リミッタを介して、同じく第２の比較回路を構成するコンパレータＯＰ15の非反転入力端子に供給されるように構成されている。そして、前記コンパレータＯＰ14の非反転入力端子、およびコンパレータＯＰ15の反転入力端子は、アース接続されている。さらに前記各コンパレータＯＰ14，ＯＰ15の出力は、オープンコレクタとなっている。
【００５２】
なお、この実施の形態にかかる第１および第２の比較回路においては、それぞれ前段出力と後段入力との間に、抵抗と小容量のコンデンサとのフィルタ回路が挿入されており、これにより、比較回路が受けるノイズ等の影響が低減できるようになされている。
【００５３】
前記第１の比較回路を構成するコンパレータＯＰ14のグランド端子には、フォトカプラを構成する発光ダイオード（ＬＥＤ）Ｄ11が接続されており、また、第２の比較回路を構成するコンパレータＯＰ15のグランド端子にも、フォトカプラを構成する発光ダイオードＤ12が接続されており、これら各発光ダイオードＤ11，Ｄ12による光出力（パルス信号）は、信号線を介して後述する計測用回路ユニットに伝達される。
【００５４】
また、前記コンパレータＯＰ14の出力端子Ｏ1 は、プルアップ抵抗Ｒ13を介して動作電源Ｖcc（＋１５Ｖ）が印加されると共に、抵抗Ｒ14およびダイオードＤ13、並びに抵抗Ｒ15を介して前記トランジスタＱ12のベースに接続されている。なお、ここで前記ダイオードＤ13と抵抗Ｒ15との接続点とアース間にはコンデンサＣ11が接続されており、抵抗Ｒ14とコンデンサＣ11とにより時定数回路を構成している。
【００５５】
また同様に、前記コンパレータＯＰ15の出力端子Ｏ2 は、プルアップ抵抗Ｒ16を介して動作電源Ｖcc（＋１５Ｖ）が印加されると共に、抵抗Ｒ17およびダイオードＤ14、並びに抵抗Ｒ15を介して前記トランジスタＱ12のベースに接続されている。そして同様に、抵抗Ｒ17とコンデンサＣ11とにより時定数回路を構成している。
【００５６】
前記した回路構成において、前記トランジスタＱ12がオフ状態とされた場合には、トランジスタＱ11もオフ状態とされる。したがって、前記したＢ点は前記抵抗Ｒ12を介して第１の基準電位点Ｖref1側にプルアップされる。図７に示した特性Ｂの立上がり点、すなわち符号ａで示した立上がり点は、その状態を示すものである。したがって、センサキャパシタＣｓには抵抗Ｒ11を介して充電電流が流れ、この結果、オペアンプＯＰ11の出力端子の電位は、図７にＡとして示すように＋１０Ｖを超える状態から、−１０Ｖの電位に向かってリニアに降下するように作用する。この時の図７に示すＡの傾斜は、積分回路を構成する前記センサキャパシタＣｓと、抵抗Ｒ11の積によって決定される。
【００５７】
ここで、Ａ点の電位が＋１０Ｖを超える状態（図７のｇ点からｂ点）においては、図６に示すオペアンプＯＰ12の出力は負（−）出力となり、したがって、これを受けるコンパレータＯＰ14の出力端子とグランド端子間は開放状態となり、フォトカプラを構成する発光ダイオードＤ11は、消灯状態になされる。この時、コンパレータＯＰ14の出力端子は、抵抗Ｒ13により動作電源Ｖcc側にプルアップされる。したがって、このプルアップされた電位はダイオードＤ13を介してトランジスタＱ12のベースに印加され、これによりトランジスタＱ12はオフ状態を継続し、これに基づいて、トランジスタＱ11もオフ状態を継続する。
【００５８】
一方、前記Ａ点の電位が＋１０Ｖを超える状態においては、オペアンプＯＰ13の出力は正（＋）出力となり、したがって、これを受けるコンパレータＯＰ15の出力端子とグランド端子間は開放状態となり、フォトカプラを構成する発光ダイオードＤ12は、消灯状態になされる。この時、コンパレータＯＰ15の出力端子は抵抗Ｒ16により、動作電源Ｖcc側にプルアップされており、これによりダイオードＤ14は逆バイアス状態となり、トランジスタＱ12のスイッチング動作には影響を与えない。
【００５９】
続いて、Ａ点の電位が降下して＋１０Ｖをクロスした状態、すなわち図７に示すｂ点を経過した場合においては、オペアンプＯＰ12の出力は正（＋）出力となり、したがって、これを受けるコンパレータＯＰ14の出力端子とグランド端子間は短絡状態となる。したがって、フォトカプラを構成する発光ダイオードＤ11は、この瞬間において点灯状態になされる。この時、コンパレータＯＰ14の出力は立下がるが、ダイオードＤ13は逆バイアス状態となり、トランジスタＱ12のスイッチング動作には影響を与えない。
【００６０】
一方、この時、オペアンプＯＰ13の出力は正（＋）出力を継続し、したがって、これを受けるコンパレータＯＰ15の出力端子とグランド端子間は開放されたままであり、フォトカプラを構成する発光ダイオードＤ12は、消灯状態を継続する。この時、コンパレータＯＰ15の出力は動作電源Ｖcc側にプルアップされたままであり、これにより、ダイオードＤ14は逆バイアス状態を継続し、トランジスタＱ12のスイッチング動作には影響を与えない。
【００６１】
さらに、Ａ点の電位が降下して−１０Ｖをクロスした状態、すなわち図７に示すｃ点を経過した場合においては、オペアンプＯＰ12の出力は正（＋）出力を継続し、したがって、これを受けるコンパレータＯＰ14の出力端子とグランド端子間は開放状態を継続する。したがって、図７に示すようにコンパレータＯＰ14の出力端子Ｏ1 の電位は立下がった状態を継続し、フォトカプラを構成する発光ダイオードＤ11は、点灯状態を継続する。この時、ダイオードＤ13は逆バイアス状態を継続し、トランジスタＱ12のスイッチング動作には影響を与えない。
【００６２】
この時、オペアンプＯＰ13の出力は負（−）出力となり、したがって、これを受けるコンパレータＯＰ15の出力端子とグランド端子間は短絡状態となり、フォトカプラを構成する発光ダイオードＤ12は、点灯状態になされる。この時、コンパレータＯＰ15の出力端子Ｏ2 の電位は立下がる。したがって、ダイオードＤ14を介してトランジスタＱ12のベースは負方向にバイアスされる。
【００６３】
この場合、トランジスタＱ12は抵抗Ｒ17とコンデンサＣ11による時定数をもってオン状態になされる。すなわち、前記時定数の作用により、図７に示すｄ点からｅ点までは、トランジスタＱ12はオフ状態を継続し、ｄ点においてオン状態になされる。これに伴い、トランジスタＱ11もオン動作され、図７に示すように、前記Ｂ点の電位は動作電源Ｖssに立下がる。この時、前記時定数の作用による時間経過により、Ａ点の電位は−１０Ｖ以下に降下する。
【００６４】
前記トランジスタＱ11のオン動作により、前記Ｂ点にはほぼＶss（−１５Ｖ）が印加される。これにより、積分回路３１を構成する前記センサキャパシタＣｓは、電荷を放電すると共に、逆方向への充電作用がなされる。すなわち、トランジスタＱ11のオン動作により、センサキャパシタＣｓの電荷は抵抗Ｒ11を介して放電される。これにより、Ａ点の電位は＋１０Ｖ方向にリニアに上昇するように転ずる。
【００６５】
そして、Ａ点の電位が−１０Ｖをクロスした瞬間、すなわち図７に示すｅ点において、オペアンプＯＰ13の出力は正（＋）出力となり、したがって、これを受けるコンパレータＯＰ15の出力端子とグランド端子間は開放状態となり、フォトカプラを構成する発光ダイオードＤ12は、消灯状態になされる。この時、コンパレータＯＰ15の出力は、Ｖcc側にプルアップされるが、ダイオードＤ14は逆バイアス状態となり、トランジスタＱ12のスイッチング動作には影響を与えない。一方、オペアンプＯＰ12の出力は負（−）出力を保ったままとなり、状態は変化しない。
【００６６】
そして、積分回路３１を構成する前記センサキャパシタＣｓが逆極性に充電されて、Ａ点の電位が上昇し、＋１０Ｖを超える図７に示すｆ点に至った場合においては、オペアンプＯＰ12の出力は負（−）出力となり、したがって、これを受けるコンパレータＯＰ14の出力端子とグランド端子間は開放状態となり、フォトカプラを構成する発光ダイオードＤ11は、この瞬間において消灯状態になされる。
【００６７】
この時、コンパレータＯＰ14の出力は、動作電源Ｖcc側にプルアップされ、これによりダイオードＤ13を介してトランジスタＱ12のベースは正方向にバイアスされる。この場合、抵抗Ｒ14を介してコンデンサＣ11を充電する時定数回路が働き、この時定数の遅れをもってａ点においてトランジスタＱ12がオフされ、これに伴いトランジスタＱ11もオフ状態になされる。この時、前記時定数による時間経過により、Ａ点の電位は＋１０Ｖ以上に上昇する。これにより、積分回路３１を構成する前記センサキャパシタＣｓへの逆極性の充電が完了し、初期状態になされる。以下は、前記した説明のとおり、Ａ点の電位はリニアに降下する動作がなされ、これが継続して反復繰り返される。
【００６８】
前記した説明から明らかなとおり、積分回路３１を構成するセンサキャパシタＣｓには、第１の基準電位Ｖref1（＋１０Ｖ）を若干超える範囲から第２の基準電位Ｖref2（−１０Ｖ）を若干下回る範囲において、反復して逆極性に至る充放電が繰り返される。この場合、積分回路３１における前記Ａ点の電位が、第１の基準電位Ｖref1（＋１０Ｖ）をクロスする第１タイミングから、Ａ点の電位が第２の基準電位Ｖref2（−１０Ｖ）をクロスする第２タイミングに至る時間は、積分回路を構成するセンサキャパシタＣｓの容量値と、抵抗Ｒ11の積に比例することになる。しかも、前記センサキャパシタＣｓは、初期状態の充電状態から放電され、さらに逆極性に充電されるように作用する。
【００６９】
これにより、抵抗Ｒ11の抵抗値を“Ｒ”とし、センサキャパシタＣｓの容量値を“Ｃｓ”とした場合、図７に示すＯ1 の立下がりからＯ2 の立下がりに至る時間、すなわち、Ｏ1 とＯ2 のパルス間隔Ｄは、“ＲＣｓ（Ｖref1−Ｖref2）／Ｖref1”のパラメータとして示すことができる。ここで、前記“Ｒ”は、一定であり、したがってＯ1 の立下がりからＯ2 の立下がりに至るパルス間隔Ｄの時間を計測することにより、センサキャパシタの容量値“Ｃｓ”に対応する値を求めることができる。
【００７０】
なお、前記したセンサ回路では、抵抗Ｒ15とコンデンサＣ11が構成する時定数の働きにより、Ｂ点の電位が立下がった後、一定時間の経過後にＢ点の電位が完全に安定してから前記した第１タイミングが訪れる。したがって、第１タイミングから第２タイミングに至る期間では、積分回路３１に常に安定した電流が流れる。すなわち、比較回路とスイッチング素子との間に時定数回路を設けることにより、より高精度な計測が可能になっている。
【００７１】
次に図８は、フォトカプラを介して伝達される前記Ｏ1 の立下がりから、Ｏ2 の立下がりに至るパルス間隔Ｄの情報を受けて、センサキャパシタの容量値“Ｃｓ”に対応する圧力値を求める計測用回路ユニット３３の第１の実施の形態を示したものである。この図８に示した実施の形態においては、フォトカプラにおける一対のフォトトランジスタＰＴ1 ，ＰＴ2 から得られる前記Ｏ1 およびＯ2 に対応する各出力が、ＲＳフリップフロップ３５によって受けるように構成されている。すなわちＲＳフリップフロップ３５のセット端子Ｓに対して、前記Ｏ1 に対応する出力が印加され、また、ＲＳフリップフロップ３５のリセット端子Ｒに対して、前記Ｏ2 に対応する出力が印加されるように構成されている。
【００７２】
このＲＳフリップフロップ３５は、前記信号Ｏ1 の立下がりによってセットされ、信号Ｏ2 の立下がりによってリセットされる動作がなされる。これにより、フリップフロップ３５のＱ出力端子からは、図７に示した“ＲＣｓ（Ｖref1−Ｖref2）／Ｖref1”に対応する時間において、“Ｈｉ”が出力される。前記フリップフロップ３５におけるＱ出力は、さらに第１と第２のＪＫフリップフロップ３６，３７におけるＪ端子およびＫ端子に供給される。
【００７３】
また、前記第１のＪＫフリップフロップ３６のクロック入力端子ＣＫには、クロック発生手段としての水晶発振器３８より１００ＭＨｚのクロック信号が供給されるように構成されている。また、水晶発振器３８からのクロック信号は、２つのインバータにより構成された位相遅延手段３９を介して、第２のＪＫフリップフロップ３７のクロック入力端子ＣＫに供給されるように構成されている。なお、前記位相遅延手段３９を構成する２つのインバータは、水晶発振器３８からの１００ＭＨｚのクロック信号の位相を、ほぼ１８０度遅延させるために利用されている。この構成により、後述するクロックカウンタの機能を、実質的に２００ＭＨｚのクロック信号でカウントアップできるように機能させており、これにより分解能をより向上させることができる。
【００７４】
前記第１と第２のＪＫフリップフロップ３６，３７は、Ｊ端子とＫ端子に同一信号が入力されるため、それぞれＴ型フリップフロップとして機能しており、前記フリップフロップ３５のＱ出力が“Ｈｉ”の場合において、それぞれＱ端子より発振器３８からのクロック信号を２分周した状態で出力する。そして、それぞれのフリップフロップ３６，３７のＱ端子から出力されるパルス信号は、第１および第２のカウンタ４０，４１に供給される。
【００７５】
すなわち、前記フリップフロップ３６，３７は、前記“ＲＣｓ（Ｖref1−Ｖref2）／Ｖref1”に対応するパルス間隔時間Ｄにおいて、クロック発振器３８からのクロック信号を第１および第２のカウンタ４０，４１に与えるゲート制御手段として利用されている。そして、第１および第２のカウンタ４０，４１におけるカウント値は、１チップマイコン４２におけるＩ／Ｏポート４３に入力され、マイコン４２内において入力数が判定される。このマイコン４２内には複数のカウンタが内蔵されており、カウント値の下位ビットはカウンタ４０，４１により、上位ビットは内蔵のカウンタによりカウントする構成になっている。
【００７６】
一方、前記第１および第２のカウンタ４０，４１は、図７に示したＯ1 の立上がりのタイミングによりクリアされ、再度図７に示したＯ1 の立下がりからＯ2 の立下がりの期間において出力される前記第１および第２のＪＫフリップフロップ３６，３７からのパルス数をカウントアップするように動作する。
【００７７】
なお、図６に示したセンサキャパシタＣｓに対応するパルス間隔Ｄを生成するセンサ側回路においては、特にセンサキャパシタＣｓおよびこのキャパシタＣｓと積分回路を構成する抵抗Ｒ11の温度依存性が問題となる。そこで、これらの温度補償を行うために、前記した温度センサの機能を備えたＩＣが備えられている。この温度補償用のＩＣは、図８において符号４４として示されているが、これは、図３に基づいて説明したように、圧力センサユニット１に配置されている。
【００７８】
前記温度補償用のＩＣ４４は、温度に対してほぼリニアに変化するアナログ出力を発生するものであり、このアナログ出力は、信号線を介して前記マイコン４２に搭載されているＡ／Ｄコンバータ４５に入力されるように構成されている。そして、Ａ／Ｄコンバータ４５においてデジタル変換され、前記カウンタ値をマイコン内４２内のＣＰＵ４６においてソフトウエアで処理することにより、温度補償するように機能する。
【００７９】
この場合、計測用回路ユニット３３に対して、着脱可能に搭載される記憶手段５０が用意されており、この記憶手段５０には、温度に応じて参照すべき校正情報がテーブル形式に記述されている。したがって、この校正情報を利用して補正することにより、正確な温度補償を得ることができる。この温度補償を行う場合の校正手段については、後で詳細に説明する。
【００８０】
一方、図１に示した圧力センサ５においては、ダイヤフラム５ａが圧力を受けてたわむことで、前記センサキャパシタＣｓが変化する。しかしながら、センサキャパシタＣｓの容量値は被測定圧力には比例せず、ノンリニアな関係となる。そこで、計測用回路ユニット３３に対して、着脱可能に搭載される前記記憶手段５０には、前記したノンリニアな関係を是正するための校正情報もテーブル形式で構築されている。この場合の具体的な校正手段については、後で詳細に説明する。
【００８１】
前記記憶手段５０は、図８に模式的に示したように、基板上にＲＯＭのＩＣチップ５０ａを搭載したＲＯＭカードの形態でもよく、これを、ＲＯＭカード用コネクタ５１に接続することで、マイコン内４２内のＣＰＵ４６からのアクセスを受けて、校正情報が読み出される。
【００８２】
図９は記憶手段としての前記ＲＯＭカード５０を、計測用回路ユニット３３に対して着脱可能に装着する状態を示している。すなわち、計測用回路ユニット３３における筐体の一部には、ＲＯＭカード５０の差し込み口５２が形成されており、この差し込み口５２に、前記ＲＯＭカード５０を差し込むことで、校正情報を読み出すことが可能になる。
【００８３】
また、前記記憶手段５０としては、図示したＲＯＭカードの形態ではなく、ＲＯＭのＩＣチップを、計測用回路ユニット３３における回路基板上に配置された図示せぬＩＣソケットに直接装着する形態でもよい。さらに図示せぬコネクタに、ＲＯＭのＩＣチップを搭載し、当該コネクタを計測用回路ユニット３３に差し込むような形態であってもよい。さらに、ＲＯＭのＩＣチップについては、必要とする記憶容量に応じて、ＥＥＰＲＯＭ，ＥＰＲＯＭ，ＰＲＯＭ等を適宜利用することができる。
【００８４】
以上のようにして、温度補償並びにノンリニアな関係が是正された測定値は、マイコン４２に接続された例えば液晶ディスプレイ４８によって圧力値として表示することができる。また、符号４９として示すようにＤ／Ａコンバータを用いてアナログ信号として出力することもできる。
【００８５】
以上の説明で明らかなように、前記した記憶手段５０は、個々の圧力センサユニット１に対応させた各校正情報が格納され、圧力センサユニットと共にユーザに対して供給する形態がとられる。そして、ユーザは前記記憶手段５０を計測用回路ユニット３３側に装着することで、前記圧力センサユニットに対応した校正を得ることができ、より正確な測定値を提供することができる。
【００８６】
ところで、図８に示した計測用回路におけるＴ型フリップフロップとして機能するＪＫフリップフロップ３６は、前記Ｏ1 の立下がりのタイミングから、前記Ｏ2 の立下がりに至るパルス間隔Ｄの期間において、水晶発振器３８からもたらされるクロック信号を、クロックカウンタ４０，４１に送り出すように作用するが、前記Ｏ1 の立下がりのタイミングと、水晶発振器３８からもたらされるクロック信号の立下がりタイミングとは、必ずしも同期はとれていない。
【００８７】
したがって、実際には図１０に示したように、前記Ｏ1 の立下がりのタイミングｔ１以降において、水晶発振器３８からもたらされるクロック信号が初めて立下がった時点ｔ２より、クロックカウンタ４０，４１はカウントアップを開始することになる。したがって、そのｔ１からｔ２の間であるＤ１として示す第１端数時間は、クロックカウンタ４０，４１は実質的に機能せず、分解能を低下させる要因になる。同様にクロック信号が立下がった時点ｔ３から前記Ｏ2 の立下がりのタイミングｔ４の間であるＤ２として示す第２端数時間においても、クロックカウンタ４０，４１は実質的に機能せず、同様に分解能を低下させる要因になる。
【００８８】
図１１は、この様な要因により分解能が低下するのを防止することができる計測用回路ユニット３３の第２の実施の形態を示したものである。なお、この図１１に示す構成によると、図８に示した計測用回路よりも、低いクロック周波数で高い測定精度を得ることが期待できる。なお、図１１においては、図８に示した回路構成における。各部に相当する部分を同一符号で示している。
【００８９】
図１１に示す構成では、図１２に示すように、前記Ｏ1 の立下がりのタイミングｔ１′から前記クロック信号の立下がりのタイミングｔ２′までの第１端数時間Ｄ１′および前記前記Ｏ2 の立下がりのタイミングｔ３′から前記クロック信号の立下がりのタイミングｔ４′までの第２端数時間Ｄ２′を、それぞれアナログ的に計測してクロックカウンタにより得られるカウントアップ値を補正する機能を備えている。
【００９０】
この図１１に示す構成においては、フォトカプラにおける一対のフォトトランジスタＰＴ1 ，ＰＴ2 から得られる前記Ｏ1 およびＯ2 に対応する各出力が、それぞれ立下がりエッジ検出回路６２および６３を介してＲＳフリップフロップ６０および６１のセット端子Ｓに入力されるように構成されている。また水晶発振器２８より、１２．８ＭＨｚのクロック信号が立下がりエッジ検出回路６４を介してＲＳフリップフロップ６０および６１のリセット端子Ｒに入力されるように構成されている。
【００９１】
立下がりエッジ検出回路６２，６３および６４は、入力信号の立下がりエッジを検出し、エッジ検出回路を構成する抵抗とコンデンサの時定数によって決まる短パルス幅（この例では６ｎｓｅｃ）の“Ｌｏｗ”パルスを発生させるように機能する。すなわち、ＲＳフリップフロップ６０は、前記第１時間Ｔ１′においてのみＱ出力端子から“Ｈｉ”が出力され、同様にＲＳフリップフロップ６１は、前記第２時間Ｔ２′においてのみＱ出力端子から“Ｈｉ”が出力されるように動作する。
【００９２】
そして、第１のフリップフロップ６０におけるＱ端子は、インバータ６５を介してＮＡＮＤゲート６７の一方の入力端子に接続され、また、第２のフリップフロップ６１におけるＱ端子は、同じくインバータ６６を介してＮＡＮＤゲート６７の他方の入力端子に接続されている。したがって、ＮＡＮＤゲート６７の出力（図１１のＥ点）の電位は、図１２に示すように、前記第１端数時間Ｄ１′および前記第２端数時間Ｄ２′においてのみ“Ｈｉ”となる。
【００９３】
さらに、ＮＡＮＤゲート６７とアース間には抵抗Ｒ25、ダイオードＤ25、およびコンデンサＣ25が直列接続接続されており、前記ダイオードＤ25およびコンデンサＣ25の接続点は、オペアンプＯＰ21の非反転入力端子に接続されている。したがって前記ゲート６７が開いた場合においては、抵抗Ｒ25を介してコンデンサＣ25に対する充電動作がなされる。この時の時定数は抵抗Ｒ25とコンデンサＣ25との値によって決定される。
【００９４】
一方、前記オペアンプＯＰ21は、電圧フォロアを構成しておりインピーダンス変換器として機能する。すなわち、前記コンデンサＣ25に充電された電圧値は、オペアンプＯＰ21の出力端に移され、この電圧値はマイコン４２内に搭載されたＡ／Ｄコンバータ４５によってデジタル変換される。また、前記した第１および第２のフリップフロップ６０，６１のＱ出力端子より得られる制御パルスは、前記マイコン４２におけるＩ／Ｏポートによって取り込まれ、さらにＩ／ＯポートからはＦＥＴ６８を介して、前記ダイオードＤ25とコンデンサＣ25の接続点に、リセット信号が加えられるように構成されている。
【００９５】
さらに、ＲＳフリップフロップ６０，６１のＱ出力端子は、それぞれ立下がりエッジ検出回路６９および７０を介してＲＳフリップフロップ３５のセット端子Ｓおよびリセット端子Ｒに接続されている。立下がりエッジ検出回路６９および７０は、エッジ検出回路６２，６３および６４と同様に、入力信号の立下がりエッジを検出し、エッジ検出回路を構成する抵抗とコンデンサの時定数によって決まるパルス幅（この例では２０ｎｓｅｃ）の“Ｌｏｗ”パルスを発生させるように機能する。立下がりエッジ検出回路６９および７０にはダイオードが付加されているため、エッジ検出回路の入力の“Ｈｉ”時間が極めて短くても立下がりエッジを検出することができる。
【００９６】
フリップフロップ３５のＱ出力端子からは、カウントアップ動作を行う時間のみ“Ｈｉ”となるゲート制御信号が出力される。このゲート制御信号は、ＮＡＮＤゲート７１の一方入力端子に入力される。また、他方の入力端子には、前述した立下がりエッジ検出回路６４を介して水晶発振器３８が出力したクロック信号が入力されるように構成されている。さらにＮＡＮＤゲート７１の出力は、マインコ４２に内蔵されたクロックカウンタ４０に入力され、ゲートが開いた状態では、クロック数をカウントアップするよう動作する構成になっている。
【００９７】
前記した構成において、図１２に示すように第１のフリップフロップ６０は、Ｏ1 の立下がりｔ１′によってセットされ、また発振器３８からのクロックの立下がりｔ２′によってリセットされる。したがって、このｔ１′からｔ２′に至る第１端数時間Ｄ１′において、前記コンデンサＣ25は抵抗Ｒ25を介して充電される。この時に充電された電圧値はオペアンプＯＰ21によってＡ／Ｄコンバータ４５に供給され、デジタル変換される。
【００９８】
これにより、前記Ｄ１′に対応する値がマイコン４２に取り込まれる。そして計測用回路ユニット３３に着脱可能に装着されたＲＯＭカード５０にテーブル形式で格納された校正データを利用して、補間法を用いてＣＰＵ４６で演算を行うことにより、正確な端数時間Ｄ１′が求められる。そして、この後にＦＥＴ６８を介してコンデンサＣ25に充電された電荷はリセットされる。
【００９９】
また、第２のフリップフロップ６１は、図１２に示すように、Ｏ2 の立下がりｔ３′によってセットされ、また発振器３８からのクロックの立下がりｔ４′によってリセットされる。したがって、このｔ３′からｔ４′に至る時間Ｄ２′において、前記コンデンサＣ25は抵抗Ｒ25を介して再び充電される。この時に充電された電圧値はオペアンプＯＰ21によってＡ／Ｄコンバータ４５に供給され、デジタル変換される。
【０１００】
これにより、前記Ｄ２′に対応する値がマイコン４２に取り込まれる。そして、前記ＲＯＭカード５０にテーブル形式で格納された校正データを利用して、補間法を用いてＣＰＵ４６で演算を行うことにより、正確な端数時間Ｄ２′が求められる。この場合のＤ１′およびＤ２′の校正手段についての詳細は後で説明する。
【０１０１】
前記マイコン４２内においては、すでに取得したＤ１′に対応する値からＤ２′に対応する値を減算する操作が実行される。そして、“Ｄ１′−Ｄ２′”に対応する値（負である場合もある）を、クロックカウンタ４０によってカウントアップされた値に加えることにより、図１２に示す“ＲＣｓ（Ｖref1−Ｖref2）／Ｖref1”に対応する値を演算することができる。
【０１０２】
以上の説明で明らかなように、この図１１に示した回路構成によると、前記した第１端数時間Ｄ１′および第２端数時間Ｄ２′をアナログデータで取得し、クロックカウンタによってカウントアップされた値に補正を加える演算処理がなされるため、クロックの周波数が低くても、きわめて高い精度で測定値を求めることが可能になる。
【０１０３】
前記図１１に示した回路構成においても、記憶手段５０は、個々の圧力センサユニット１に対応させた各校正情報が格納され、圧力センサユニットと共にユーザに対して供給する形態がとられる。そして、ユーザは前記記憶手段５０を計測用回路ユニット３３側に装着することで、前記圧力センサユニットに対応した校正を得ることができ、より正確な測定値を提供することができる。
【０１０４】
なお、前記した校正情報を記憶した記憶手段５０は、図８および図１１に示したように、いずれも計測用回路ユニット３３に対して着脱可能に装着されるようになされているが、前記記憶手段５０は、例えば圧力センサユニット１側に配置するように構成することもできる。この場合においては、圧力センサユニット１から計測用回路ユニット３３に対して信号線を介して校正情報を伝達するような接続形態が採用される。
【０１０５】
この構成によると、前記した測定圧力に対応したパルス信号を伝送する信号線と共に、コネクタを介して記憶手段５０から読み出される校正情報を、計測用回路ユニット３３に対して送出することができる。したがって、ユーザとしては記憶手段５０としての例えばＲＯＭカードを、計測用回路ユニット３３に装着する操作は不要であり、例えば、圧力センサユニット１を交換した場合においても、当該センサユニットに対応した校正情報を利用することができる。
【０１０６】
次に図１３は、前記した図６に示した圧力センサユニット１のセンサ側回路から、図８および図１１に示した計測用回路ユニット３３に接続される各信号線の好ましい接続態様を示している。圧力センサユニット１と計測用回路ユニット３３との間においては、電源線５４、圧力測定値に対応したパルス信号を伝送する信号線５５、温度センサ４４からの信号線５６が接続される。この場合、前記各信号線等に外来ノイズが飛び付くのを防止するために、一般にシールド外皮５７を備えたシールド線が用いられる。
【０１０７】
前記したシールド外皮５７は、通常においては周知のコネクタを介して、圧力センサユニット１の基準電位点、および計測用回路ユニット３３の基準電位点を相互に接続するように構成される。一方、前記圧力センサユニット１および計測用回路ユニット３３のそれぞれの基準電位点は、ユーザにおいてアース接続された状態で稼働される。したがって、前記した構成によるとシールド外皮５７とアースとの間で閉ループが形成されることになる。
【０１０８】
したがって、この閉ループを構成する前記シールド外皮５７には外来ノイズにより微小電流が生成され、これが各信号線等に対して寄生容量を介してノイズとして誘導させる結果となる。このよう問題を回避するために、図１３に示した例においては、シールド外皮５７は、圧力センサユニット１における基準電位点のみに接続した構成としており、シールド外皮５７と計測用回路ユニット３３の基準電位点とは電気的に絶縁された状態になされている。
【０１０９】
この様な手段を採用することで、特に温度センサ４４から伝送されるアナログ信号に対するノイズの影響を抑制することができ、後述するセンサ温度に基づく校正操作を正確に実行することができる。なお、前記した構成においては、シールド外皮５７を圧力センサユニット１における基準電位点のみに接続しているが、このシールド外皮５７は、計測用回路ユニット３３における基準電位点のみに接続するように構成してもよい。
【０１１０】
ところで、圧力センサユニットと被測定容器（真空チャンバなど）との間は、配管やバルブ等で接続されている。このために、圧力センサユニットにおける圧力センサ部と被測定容器の温度は同じであるとは限らない。特に、図４に示したようにヒータによる加熱手段を備えた圧力センサユニットを採用する場合においては、両者には大きな温度差が生ずる。この温度差のために、熱遷移流の影響を受けて、被測定容器と圧力センサ部との間で圧力差が発生する。すなわち、前記した熱遷移流の影響による圧力差を受けて、圧力センサ部においては、被測定容器内の真の圧力を把握することが困難となる。
【０１１１】
したがって、前記した圧力センサ部５のセンサ温度を測定する温度センサ４４に加えて、被測定容器の温度を測定する温度センサも備え、両者の温度から測定圧力を補正する手段を講ずることが望ましい。このために、図１４に示すように、圧力センサユニット１に配置され、前記した計測用回路ユニット３３に接続されるコネクタ１０に併設させて、被測定容器の温度を測定する温度センサ５９が接続されるコネクタ５８も配置するように構成することが好ましい。
【０１１２】
前記したような構成とした場合、被測定容器の温度を測定する温度センサ５９から得られる温度データ信号は、センサユニット１内でコネクタ５８からコネクタ１０に直結するようにし、コネクタ１０から計測用回路ユニット３３に至る信号線を介して、計測用回路ユニット３３に対して送出されるようになされる。なお、前記した圧力センサ部５の温度センサ４４による測定温度と、被測定容器の温度を測定する温度センサ５９による測定温度を利用して、測定圧力の結果を校正する手段については、後で詳細に説明する。
【０１１３】
次に、前記した図８に示す計測用回路ユニットおよび図１１に示す計測用回路ユニットにおいてなされる温度情報などを用いて測定圧力を校正する手段について具体的に説明する。まず、圧力センサユニットとして図１ないし図３に示したように、圧力センサユニットを加熱する電気ヒータが具備されていない第１の実施の形態を利用した場合について説明する。
【０１１４】
ここで、前記したセンサキャパシタＣｓに基づいて、圧力センサユニット１において生成されるパルス間隔Ｄは、被測定圧力Ｐとの間でリニアな関係ではなく、パルス間隔Ｄは被測定圧力Ｐとの間で特定な関数関係を有している。また、パルス間隔Ｄは、前記温度センサ４４により得られるセンサ温度Ｔとの間においても特定の関数関係を有している。さらに現実には、前記パルス間隔Ｄは、被測定圧力Ｐとセンサ温度Ｔの双方において従属関数関係を有している。
【０１１５】
まずは、前記パルス間隔Ｄが、被測定圧力Ｐとセンサ温度Ｔの双方において従属関係を有していることを無視し、パルス間隔Ｄが、圧力Ｐとセンサ温度Ｔにより独立に決定することができると仮定した場合について説明する。なお、このように仮定しても十分な校正結果を得ることは可能であり、実用上において十分な精度を有する測定結果を得ることができる。
【０１１６】
すなわち、パルス間隔Ｄが圧力Ｐとセンサ温度Ｔにより独立に決定することができると仮定すれば、パルス間隔Ｄは、次の式１のように表すことができる。
【０１１７】
【数１】

Figure 0004712220
【０１１８】
ここで、Ｄ0 （Ｐ）は、Ｔ＝Ｔ0 におけるパルス間隔であり、ｆ（Ｔ）は、Ｔ＝Ｔ0 で０となる温度依存性を表す関数である。前記式１より圧力Ｐは、次式で求められる。
【０１１９】
【数２】
Figure 0004712220
【０１２０】
前記ｆ（Ｔ）は、センサ温度Ｔから、前記記憶手段５０に記憶された補間データに基づいて線形補間により計算される。この実施例では、Ｔ0 ＝０℃から１２８℃までの温度範囲を等間隔で３２分割して、各温度８バイトのデータを用いている。同様にＤ0 -1〔ｘ〕は、記憶手段５０におけるＥＥＰＲＯＭに記憶された補間データに基づいて線形補間により計算される。
【０１２１】
ところで、前記パルス間隔Ｄは、たとえ測定圧力が“０”であっても、その間隔Ｄは“０”にははならず、オフセット値を有している。したがって、この実施例においては、このオフセット値Ｄ00から、Ｄ00＋７００μｓｅｃまでのパルス間隔範囲を、等間隔で６４分割して、各パルス間隔８バイトのデータを用いている。ここで、前記したオフセット値Ｄ00は、Ｔ＝Ｔ0 ，Ｐ＝0 におけるパルス間隔であり、このオフセット値は、圧力センサ５に応じて変化するため、温度補間データ、パルス間隔補間データと共に、記憶手段５０におけるＥＥＰＲＯＭに記憶されている。
【０１２２】
加えて、計測用回路ユニット３３における測定値の表示を、複数の圧力単位に対応させるために、複数の単位に対してそれぞれの単位を表す文字列、表示圧力の比例係数、小数点位置が、同様に記憶手段５０におけるＥＥＰＲＯＭに格納し、これを利用することが望ましい。すなわち、ユーザにおいては、測定値をトル（ｔｏｒｒ）、ミリバール（ｍｂ）、或いはパスカル（Ｐａ）等の単位で把握したいという要請があり、このような単位を表す文字列、また、前記した単位を用いた場合においては、測定した数値にそれぞれの単位に応じて比例係数を乗算させる必要が生ずる。
【０１２３】
さらに、ユーザが把握しようとする圧力の測定レンジも要求により変わるため、表示にあたっては小数点位置の情報も必要となる。この様な表示に必要な情報も、前記したＥＥＰＲＯＭに格納しておくことが望ましい。この様になされることで、ユーザ側は必要な圧力センサユニットを用意し、これに接続される計測用回路ユニットは同一のものを利用することができる。すなわち、計測用回路ユニットとして汎用性を持たせることができることになる。
【０１２４】
次に、例えば図１１に示した計測用回路ユニット３３においては、積分開始部の前記した端数時間をＤ1 、積分終了部の端数時間をＤ2 、積分動作中のクロックカウント数をＮ、クロックの周期をｔｗとした場合、前記パルス間隔Ｄは、次の式３で表される。
【０１２５】
【数３】
Figure 0004712220
【０１２６】
特に、図１１に示した計測用回路ユニット３３においては、動作温度が変化すると、電源電圧の変化、積分回路の抵抗（Ｒ25）やコンデンサ（Ｃ25）の特性の変化、デジタル回路のしきい値の変化等により、前記した端数時間Ｄ1 ，Ｄ2 と、ＡＤコンバータ４５の出力結果との関係が変化する。このために、図示はしていないが、計測用回路ユニット３３内の温度を測定する温度センサを利用して、計測用回路ユニット３３における温度に応じて、ＡＤコンバータ４５の出力結果を補正するように構成することが望ましい。
【０１２７】
この場合においても、複数の温度に対する関数テーブルを用意し、計測用回路ユニット３３内における温度に応じて最適な関数テーブルを用い、前記した補間法を利用してＡＤコンバータ４５の出力結果を校正することが望ましい。
【０１２８】
以上説明した校正手段を採用した場合においては、温度Ｔおよび圧力Ｐに対応させて、それぞれ一次元のデータテーブルを用意すればよいので、必要記憶容量が少なくて済むという実用上のメリットがある。このために、記憶手段５０としては、前記したように、例えばＥＥＰＲＯＭを利用することができる。
【０１２９】
次に、圧力センサユニットとして図１ないし図３に示したように、圧力センサユニットを加熱する電気ヒータが具備されていない第１の実施の形態を利用した場合について、温度Ｔとパルス間隔Ｄが従属変数である現実を考慮して、測定値を校正する手段について説明する。この場合においては、圧力Ｐは次の式４で表される。
【０１３０】
【数４】
Figure 0004712220
【０１３１】
圧力Ｐは、パルス間隔Ｄおよびセンサ温度Ｔから、記憶手段５０としてのＥＰＲＯＭに記憶された補間データに基づいて線形補間により計算される。この実施例ではＴC ＝０℃から１２８℃までの温度範囲を等間隔で１６分割し、また、Ｄ00からＤ00＋７００μｓｅｃまでのパルス間隔範囲を等間隔で３２分割して、各点８バイトで１７×３３＝５６１点の補間データを用いている。この場合においても、前記と同様に複数の圧力単位に対応するために、複数の単位に対してそれぞれの単位を表す文字列、表示圧力の比例計数、小数点位置が、同様にＥＰＲＯＭに記憶される。
【０１３２】
以上の校正手段を採用した場合においては、二次元に構築された各校正データを利用するために、理想的な校正結果を得ることができる。しかしながら、校正データの記憶容量が大きくなるため、記憶手段５０としては、前記したようにＥＰＲＯＭを利用することが望ましい。
【０１３３】
続いて、図４に示したように圧力センサユニットを加熱する電気ヒータが具備されたセンサユニットを用い、温度Ｔとパルス間隔Ｄが独立変数であると仮定した場合における校正手段について説明する。この場合、圧力センサユニット１における回路基板９には、図６に示した回路構成が配列されており、そのセンサ回路における前記したオペアンプ（ＯＰ11〜ＯＰ13）や各抵抗素子は、周知のとおり温度依存性を有している。したがって、図には示していないが圧力センサユニット１内における回路基板９における動作温度を測定するセンサ回路の温度ＴC を取得する温度センサを具備し、この温度情報も利用するように構成することが望ましい。
【０１３４】
したがって、ここではセンサ回路の温度ＴC を取得する温度センサも用いて、圧力の測定値を校正する手段について説明する。すなわち、パルス間隔Ｄが、圧力Ｐと、圧力センサ５における温度センサ４４によるセンサ温度ＴS 、およびセンサ回路温度ＴC により、独立に決定することができると仮定すれば、パルス間隔Ｄは、次の式５で表される。
【０１３５】
【数５】
Figure 0004712220
【０１３６】
ここで、Ｄ0 （Ｐ）は、ＴS ＝ＴS0，ＴC ＝ＴC0におけるパルス間隔であり、ｆ（ＴS ）は、ＴS ＝ＴS0で０となるセンサ温度依存性を表す関数、ｇ（ＴC ）は、ＴC ＝ＴC0で０となるセンサ回路温度依存性を表す関数である。式５より、圧力Ｐは次式で求められる。
【０１３７】
【数６】
Figure 0004712220
【０１３８】
ｆ（ＴS ）は、センサ温度ＴS から、記憶手段５０に記憶された補間データに基づいて線形補間により計算される。この実施例では、ＴS0＝１４５℃から１５５℃までの温度範囲を等間隔で８分割、ＴC0＝２０℃から１２０℃までの温度範囲を等間隔で１６分割して、各温度８バイトのデータを用いている。同様にＤ0 -1（ｘ）は、記憶手段５０としてのＥＥＰＲＯＭに記憶された補間データに基づいて線形補間により計算される。
【０１３９】
この実施例では、Ｄ00からＤ00＋７００μｓｅｃまでのパルス間隔範囲を等間隔で６４分割して、各パルス間隔点８バイトのデータを用いている。ここで、Ｄ00は、ＴS ＝ＴS0，ＴC ＝ＴC0，Ｐ＝０におけるパルス間隔（パルス間隔のオフセット値）であり、温度補間データ、パルス間隔補間データと共に、ＥＥＰＲＯＭに記憶されている。また、同様に複数の圧力単位に対応するために、複数の単位に対してそれぞれの単位を表す文字列、表示圧力の比例係数、小数点位置が、同様にＥＥＰＲＯＭに記憶されている。
【０１４０】
さらに、前記図１４に示したように、被測定容器（真空チャンバなど）の動作温度を検出することができる温度センサ５９を備えた構成について好適に採用し得る校正手段について説明する。すでに説明したとおり、例えば図４に示したとおり、ヒータ１８が具備された圧力センサユニットを利用した場合には、圧力センサユニット１における圧力センサ５と、被測定容器（真空チャンバなど）との間に大きな温度差が発生し、熱遷移流の影響を受けて、測定しようとする被測定容器内の圧力と、圧力センサ５における圧力に差が発生し、正確な圧力測定が行えない。
【０１４１】
ここで、被測定容器の温度をＴ1 、被測定容器の圧力をＰ1 、圧力センサ５の温度をＴ2 、圧力センサ部の圧力をＰ2 とする。また、平均自由工程をλ、圧力センサと被測定容器とをつなぐ配管の内径、すなわち接続ポート部材２に形成した連通管２ａの内径をｄとする。
【０１４２】
圧力が高い領域、すなわち粘性流領域（λ＜＜ｄ）では、両者の圧力は同一であるので、Ｐ1 ＝Ｐ2 である。一方、圧力が低い領域、すなわち分子流領域（λ＞＞ｄ）では、被測定領域側からの分子流速と圧力計側からの分子流速とが等しいと仮定すると、次の式７が成り立つ。
【０１４３】
【数７】
Figure 0004712220
【０１４４】
すなわち、Ｔ1 とＴ2 とを用いて圧力を補正しないと、正確な結果が得られない。中間流領域では、圧力はＴ1 とＴ2 の関数として幾分複雑な補正が必要である。この実施例では、近似的に以下の式８により補正を行っている。
【０１４５】
【数８】
Figure 0004712220
【０１４６】
前記ｆ（Ｐ2 ）は、圧力センサの圧力Ｐ2 から、前記記憶手段５０に記憶された補間データに基づいて線形補間により計算される。この実施例では、ＴS0＝０Ｐａから１３３Ｐａでの温度範囲を等間隔で６４分割して、各温度４バイトのデータを用いている。
【０１４７】
以上説明した実施の形態においては、圧力センサに付帯された温度検出手段からの温度情報は、アナログ信号として圧力センサユニットから計測用回路ユニットに伝達され、計測用回路ユニットにおいて記憶手段から読み出された校正情報を利用して、圧力センサの温度依存性を校正するようになされている。しかしながら、前記校正情報が格納された記憶手段が圧力センサユニットに搭載されている場合においては、圧力センサユニットにおいて、計測センサにおける温度依存性が校正された出力を得ることができる。
【０１４８】
この場合、温度検出手段からの温度情報は、圧力センサユニット内においてデジタル変換され、記憶手段に格納された校正情報を利用して前記した補完法により温度依存性が校正された圧力情報を圧力センサユニットより出力させることができる。この場合においては、図１３に示した圧力センサユニットから計測用回路ユニットに伝達する温度センサ４４からの信号線５６を省略することができる。
【０１４９】
さらに、前記した温度検出手段からの温度情報は、前記したようにデジタル変換し、温度依存性を校正しない状態で計測用回路ユニットに伝送するように構成する場合もある。この場合においては、圧力センサユニットから計測用回路ユニットに伝達する温度センサ４４からの信号線５６を利用するが、デジタル情報に変換された温度情報は、外来ノイズの影響をほとんど受けることはなく、したがって、高い測定精度を確保することが可能である。
【０１５０】
【発明の効果】
以上の説明で明らかなように、この発明にかかる圧力測定装置によると、校正情報が記憶された記憶手段が着脱可能に搭載され、前記記憶手段に格納された校正情報を利用して計測値を演算するように構成したので、圧力センサユニットにおける個々の特性に応じた校正情報を、校正操作に反映させることができる。したがって、測定精度を遥かに向上させた被測定圧力を得ることができる圧力測定装置が提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この本発明にかかる計測装置を構成する圧力センサユニットの第１の実施の形態を示した縦断面図である。
【図２】図１に示す圧力センサユニットをカバー部材側から視た状態を示す側面図である。
【図３】図１におけるＡ−Ａより矢印方向に視た状態を示す断面図である。
【図４】この本発明にかかる計測装置を構成する圧力センサユニットの第２の実施の形態を示した縦断面図である。
【図５】図４におけるＢ−Ｂより矢印方向に視た状態を示す断面図である。
【図６】圧力センサユニットに配備されたセンサ回路の構成例を示した結線図である。
【図７】図６に示す回路構成によってなされる作用を説明するタイミングチャートである。
【図８】図６に示すセンサ回路からのパルス信号を受けて、被測定圧力を演算する計測用回路ユニットの第１の実施の形態を示した結線図である。
【図９】計測用回路ユニットにおいて採用されるＲＯＭカードを装着する状態を示した斜視図である。
【図１０】図８に示す計測用回路ユニットによってなされる動作を説明するタイミングチャートである。
【図１１】図６に示すセンサ回路からのパルス信号を受けて、被測定圧力を演算する計測用回路ユニットの第２の実施の形態を示した結線図である。
【図１２】図１１に示す計測用回路ユニットにおける作用を説明するタイミングチャートである。
【図１３】圧力センサユニットのセンサ側回路から計測用回路ユニットに接続される各信号線の好ましい接続形態を示した構成図である。
【図１４】被測定容器の温度を測定する温度センサを備えた場合の好ましい形態を示した接続構成図である。
【符号の説明】
１ 圧力センサユニット
２ 接続ポート部材
２ａ 連通管
５ 圧力センサ
５ａ 可動ダイヤフラム
５ｂ 固定電極
７ 金属蓋体
９ センサ側回路基板
１０，５８ コネクタ
１２ 円盤状部材
１３ 支持板
１４ ボルト
１５ 円筒部材
１６ 遮蔽体
１６ａ 通孔
１８ 加熱手段（電気ヒータ）
１９，２１ 断熱材
３１ 積分回路
３３ 計測用回路ユニット
４４ 温度センサ（温度補償用ＩＣ）
５０ 記憶手段
５０ａ ＩＣチップ
５１ カード用コネクタ
５２ 差し込み口
５４ 電源線
５５，５６ 信号線
５７ シールド外皮
５９ 温度センサ
Ｒ11 積分用抵抗素子[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
  This inventionPressure sensorObtain the measured value by receiving the output measured byPressure measuring deviceIn particular, by calibrating the pressure information obtained by the pressure sensor, it is possible to obtain a pressure to be measured with higher accuracy.Pressure measuring deviceAbout.
[0002]
[Prior art]
In manufacturing equipment such as a semiconductor or a liquid crystal display device, for example, a diaphragm type vacuum sensor is used to measure the pressure in a vacuum apparatus. In such a diaphragm type vacuum sensor, a movable diaphragm such as a metal thin film that is deformed according to the degree of vacuum and a fixed electrode facing the movable diaphragm are provided, and by detecting the capacitance between the diaphragm and the fixed electrode, The pressure in the vacuum device is measured.
[0003]
In this case, in order to detect the capacitance between the diaphragm and the fixed electrode, an AC bridge circuit is configured by, for example, a diode, and the capacitance is connected to an opposite intersection of the AC bridge circuit. Is done. Then, the bridge circuit is brought into an unbalanced state according to the change in the capacitance, and the pressure value in the vacuum apparatus is obtained by detecting a DC voltage generated based on the bridge circuit.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in the pressure measuring device having the conventional configuration described above, the capacitance between the diaphragm and the fixed electrode is converted into an analog DC voltage value to obtain the pressure value. There are many semi-fixed volumes (resistors) to set the operating point of the system and to adjust the offset voltage of the DC voltage transmission system. appear.
[0005]
Further, the analog signal generated as the pressure value in the vacuum apparatus described above has a problem that it is easily affected by external noise, and there may be a case where accurate pressure measurement becomes difficult. Furthermore, the capacitance value obtained by the diaphragm type vacuum sensor is not proportional to the pressure to be measured but has a non-linear relationship. Furthermore, the capacitance value has temperature dependency. Therefore, although it is conceivable that the measurement pressure takes two points, that is, a minimum state and a full scale state, and correction is made between the two points, at the many points connecting the two points, the nonlinear characteristics and Forming a circuit for calibrating the temperature dependence is extremely difficult because it is a difficult task in an analog transmission system.
[0006]
Therefore, in order to solve the above-described conventional problems, the applicant of the present application has taken a pressure measuring device that obtains the pressure to be measured by taking out the measured pressure as the output interval data of the pulse signal and digitally processing it. This is proposed as application 2001-49092. According to this pressure measuring apparatus, it becomes possible to calibrate the non-linear characteristics and temperature dependence described above at many points from the minimum state to the full scale in the digital processing process, as described above. In addition, it is possible to provide a measuring apparatus that can obtain a resolution much higher than that of a conventional apparatus that handles measured values as analog signals.
[0007]
According to the pressure measuring device already proposed by the present applicant, the calibration information is constructed in a table format, for example, and each table is selected and a means for calculating a measured value by, for example, linear interpolation is employed. A much higher resolution can be obtained as compared with the conventional apparatus for processing with analog signals. However, for example, in a pressure sensor, slight variations occur during manufacturing and assembly, and it is inevitable that individual differences such as the above-described nonlinear characteristics and temperature dependence vary. Therefore, for example, when the pressure sensor unit is replaced, it is ideal that individual calibration information corresponding to the pressure sensor unit is reflected in the digital processing.
[0008]
  The present invention has been made paying attention to the above points., PressureIn the process of digital processing performed in the force measuring device, the calibration information can be easily exchanged according to each pressure sensor unit, and this calibration information can be reflected.Pressure measuring deviceIs intended to provide. In addition to this, the present invention can replace the calibration information without forcing the user to pay a special burden, for example, based on the replacement of the pressure sensor unit described above.Pressure measuring deviceIs intended to provide. Furthermore, the present invention can reflect the above-described calibration information individually.Pressure measuring deviceSolves various technical problems that may occur during actual use, and synergistically improves measurement accuracyPressure measuring deviceIs intended to provide.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
  The present invention has been made to achieve the above-mentioned object.Pressure measuring deviceIsA pressure sensor unit including a pressure sensor and temperature detecting means for detecting temperature in the pressure sensor; and receiving an output from the pressure sensor unit via a signal line; and the pressure sensor unitThe storage means storing the calibration information is detachably mounted, and using the calibration information stored in the storage means,Pressure to be measured by the pressure sensor unitCircuit unit for measurementThe pressure sensor unit includes a pressure sensor whose capacitance changes according to the pressure to be measured, an integration circuit configured using the capacitance by the pressure sensor, and an integration circuit. Comparing the voltage value generated by the supplied charging current with different reference voltage values, the first and second voltage comparators respectively generating pulse outputs are provided, and the measurement circuit unit includes: Calculation means for calculating a pressure to be measured based on an interval between pulse outputs from the first and second voltage comparators on the pressure sensor unit side, and temperature information from a temperature detection means mounted on the pressure sensor unit side And calibrating the calculated value of the pressure to be measured based on the calibration information regarding the temperature dependence of the pressure sensor unit read from the storage means detachably mounted. A temperature guarantee means, and a pressure sensor in the pressure sensor unit and a temperature detection means for detecting a temperature in the pressure sensor are housed in a single metal container and include the voltage comparator. The circuit board is arranged outside the metal container in the pressure sensor unit.
[0013]
  According to the above configuration,Pressure sensor unit sideIn the measurement circuit unit based on the output measured byMeasured pressureWhen calculating the calibration information, the calibration information is read from the storage means detachably mounted, and the calibration information is used.That is, according to the present inventionPressure measuring deviceAccording to the pressure sensor unit sideThe capacitance in the pressure sensor constitutes an integration circuit, and the voltage value generated by the charging current charged in the integration circuit is compared by the comparator. In this case, the voltage value generated by the charging current can be changed linearly, and this voltage value is compared with the reference voltage values of the first and second different levels in the comparator. The elapsed time from the pulse generation timing of the first comparison output generated by the comparison with the first reference voltage value to the pulse generation timing of the second comparison output generated by the comparison with the second reference voltage value Can be derived as information on the capacitance value of the capacitance constituting the integrating circuit.
[0014]
Therefore, for example, a clock signal is given to the gate means controlled to open between the pulse generation timing of the first comparison output and the pulse generation timing of the second comparison output, and the number of clocks output in the gate open state is counted. By increasing the value, it is possible to grasp the capacitance value of the pressure sensor.
[0015]
  In this case, in the digital signal processing after counting up the number of clocks, using calibration information corresponding to individual differences in each pressure sensor unit,Temperature guarantee means to calibratecan do. For this purpose, storage means for storing the calibration information is prepared, and this storage means can be attached to and detached from the measurement circuit unit. Therefore, by managing the pressure sensor unit and the storage means so as to be paired, it is possible to always guarantee a highly accurate pressure detection result.
[0017]
  On the other hand, in the pressure measuring device described above,In the pressure sensor unitIn the one metal container,in frontCapacitance by pressure sensorAndAn operational amplifier that forms an integrating circuit with an anti-elementIsIt is desirable that it is paid.
[0018]
Further, in the above-described configuration, a heating means for heating the metal container is preferably attached. In this case, an electric heater is preferably used as the heating means, and the temperature in the metal container can be controlled within a predetermined range using the output of the temperature detection means housed in the metal container. It is desirable to be configured.
[0019]
As described above, by storing the pressure sensor and the temperature detecting means for detecting the temperature of the pressure sensor in one metal container, the temperature detecting means accurately determines the temperature at the position where the pressure sensor is arranged. Can be acquired. Therefore, the temperature dependence in the pressure sensor can be accurately calibrated using the calibration information read from the storage means. Further, by further storing a resistance element and an operational amplifier constituting an integration circuit in the metal container, it becomes possible to accurately calibrate the temperature dependence possessed by the resistance element and the operational amplifier.
[0020]
Further, a heating means such as an electric heater for heating the metal container is attached, and the electric power applied to the electric heater is controlled using the output of the temperature detecting means, thereby controlling the temperature in the metal container to a predetermined value. The range can be controlled. In other words, in processes such as PECVD (Plasma Enhanced Chemical Vapor Deposition) and RIE (Reactive Ion Etching), which are frequently used in the manufacturing field of semiconductors and liquid crystal displays, various radicals generated by plasma enter the pressure gauge, and the pressure sensor There arises a problem that the measurement accuracy is deteriorated by adhering to the diaphragm in the form of a film.
[0021]
Further, when the film attached to the inside of the pressure sensor unit is peeled off, particles are generated, which adversely affects the process. Therefore, by heating the metal container in which the pressure sensor is arranged as described above, the temperature of the gas contact part (for example, the surface of the movable diaphragm) can be increased, and the adhered substance can be vaporized. Thereby, it can contribute to ensuring the measurement accuracy of a pressure.
[0022]
  Further, in the pressure measuring device described above, the pressure measuring device connected to the pressure measurement unitPressure sensor unitAt least the connection port member includes the pressure sensorPressure sensor unitIt is desired to be configured to be separable from the main body. Further, the pressure connected to the pressure measurement unitPressure sensor unitPreferably, on the pressure sensor side of the communication pipe that is formed in the connection port member and communicates with the pressure sensor from the pressure measurement part, a shield is disposed on the communication pipe, and the communication body is connected to the pressure sensor by the shield. The communication path to reach is configured to be detoured.
[0023]
The connection port member in the pressure sensor unit described above is generally connected to, for example, a vacuum chamber as a pressure measurement unit via a joint. In this case, means such as welding is applied in order to keep the airtight state of each connecting portion. Therefore, as described above, the connection port member in the pressure sensor unit is configured to be separable from the sensor unit main body including the pressure sensor, so that the sensor unit main body including the pressure sensor is replaced or maintained while leaving the connection port member. This makes it possible to easily handle this type of pressure sensor unit.
[0024]
Furthermore, as described above, the shield is disposed in the communication pipe formed in the connection port member, and the communication path from the communication pipe to the pressure sensor is formed to be detoured, so that the above-described PECVD, RIE, etc. In this process, the degree of adhesion of various radicals generated by plasma to the movable diaphragm of the pressure sensor can be effectively reduced.
[0025]
  Further, in a preferred embodiment of the pressure measuring device described above,Pressure sensor unitAnd a measurement circuit unitConnect the signal lineShield outer skin to shieldPressure sensor unitOr it is set as the structure connected to any one reference potential point of the circuit unit for measurement.
[0026]
  By adopting this configuration,Pressure sensor unitAnd the measurement circuit unit are not connected via the shield outer shell, and the two are insulated. That is, according to the configuration described abovePressure sensor unitThrough the ground of the measurement circuit unit and the ground of the measurement circuit unit, it is possible to prevent a closed loop from being formed by the shielding sheath, and it is effective to induce noise generated by electromagnetic induction or the like in the closed loop to the signal line. Can be reduced.
[0027]
  Furthermore, as mentioned abovePressure measuring deviceIn the above, preferablyPressure sensor unitTemperature detecting means for detecting the temperature atPressure measurement unitTemperature detection means for detecting the temperature of each of the temperature detection means using each temperature information obtained by each temperature detection means,Measured pressureConfigured to perform value calibration.
[0028]
In general, the pressure sensor unit and the space to be measured (vacuum chamber or the like) are connected by piping or valves, and the temperature of the pressure sensor unit and the container to be measured are not necessarily the same. Furthermore, when the pressure sensor unit or the like in the pressure sensor unit is heated or the container to be measured is heated as described above, a large temperature difference occurs between the two. Thus, if there is a temperature difference between the pressure sensor and the container to be measured, a pressure difference is generated due to the influence of the thermal transition flow, and it is difficult to perform accurate pressure measurement. Therefore, by adopting the above-described configuration, it becomes possible to accurately calibrate the generation of the pressure difference due to the influence of the thermal transition flow, as will be described later, and it becomes possible to synergistically improve the measurement accuracy.
[0029]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
  Hereinafter, the present inventionPressureForce measuring deviceofA preferred example will be described with reference to the drawings. 1 to 3 are used in the pressure measuring device according to this embodiment.Pressure1 shows a first embodiment of a force sensor unit. FIG. 1 shows a sectional view of the pressure sensor unit cut in the longitudinal direction at a substantially central portion, and FIG. 2 shows a state of the pressure sensor unit viewed from the cover member side described later. Further, FIG. 3 is a cross-sectional view taken in the direction of the arrow from AA shown in FIG.
[0030]
The outer surface of the pressure sensor unit 1 includes a connection port member 2 and a cover member 3, and the cover member 3 is attached to the connection port member 2 with a plurality of screws 4 in the circumferential direction. . The connection port member 2 is configured to be connected to a measurement container (such as a vacuum chamber) via a joint (not shown). A communication pipe 2 a that communicates from the container to be measured to the pressure sensor 5 is formed inside.
[0031]
In the connection port member 2, a pressure sensor 5 is attached in an airtight state by a screw 6, and the pressure (5) of the container to be measured (via the communication pipe 2 a formed in the connection port member 2) (Vacuum pressure) is applied. In the pressure sensor 5, as schematically shown by a broken line, a movable diaphragm 5a made of a metal thin film or the like is disposed, and a fixed electrode 5b is disposed so as to be opposed to a substantially central portion of the movable diaphragm 5a. ing.
[0032]
With this configuration, the movable diaphragm 5a is displaced according to the pressure in the space to be measured, and the capacitance Cs (hereinafter also referred to as a sensor capacitor) formed between the movable diaphragm 5a and the fixed electrode 5b is used. Thus, the pressure in the measured space can be calculated.
[0033]
The connection port member 2 is formed of a metal material such as stainless steel, and a disk formed of a metal material such as stainless steel is similarly provided in the arrangement side opening of the pressure sensor 5 in the connection port member 2. A metal lid 7 is attached with a plurality of screws 8. With this configuration, the connection port member 2 and the metal lid 7 constitute a metal container, and the pressure sensor 5 is arranged in the container.
[0034]
As shown in FIG. 3, the pressure sensor 5 is provided with a resistor R11 (to be described later) that constitutes an integration circuit together with the sensor capacitor Cs, and temperature detecting means (for detecting the temperature in the pressure sensor 5). 44 (also referred to as a temperature sensor). In this embodiment, the temperature sensor uses a three-terminal temperature compensation IC as will be described later.
[0035]
Each information signal derived from the pressure sensor 5 is supplied to a sensor side circuit board 9 disposed in the cover member 3 via a lead wire (not shown). In the sensor side circuit formed on the circuit board, As will be described later, the measured pressure is output as the interval data of the pulse signal. Then, as shown in FIG. 2, the pulse signal and the like are transmitted to a measurement circuit unit to be described later via a connector 10 disposed on the cover member 3.
[0036]
As described above, the sensor capacitor Cs configured in the pressure sensor 5, the resistor R 11 for configuring the integrating circuit disposed in the pressure sensor 5, and the temperature sensor 44 include the metal connection port member 2 and the metal. It is accommodated in the container by the cover body 7, and this metal container forms so-called temperature-controlled room, and acts so that each said functional element may be hold | maintained in the state of substantially the same temperature. Accordingly, accurate temperature compensation can be performed when calculating the measurement pressure as will be described later.
[0037]
Next, FIGS. 4 and 5 show a second embodiment of the pressure sensor unit used in the pressure measuring apparatus according to this embodiment. 4 is a cross-sectional view of the pressure sensor unit cut in a longitudinal direction at a substantially central portion, and FIG. 5 is a cross-sectional view as viewed in the direction of the arrow from BB shown in FIG. ing. The parts corresponding to the functions of the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted as appropriate.
[0038]
As shown in FIG. 4, in the pressure sensor unit 1 according to the second embodiment, a disk-like member 12 is integrally attached to the connection port member 2 by means such as welding. Further, a bolt 14 is configured to be screwed into a disk-shaped support plate 13 that supports the pressure sensor 5, and the support plate 13 together with the cylindrical member 15 surrounding the pressure sensor 5 by the bolt 14, The disk-shaped member 12 is attached.
[0039]
A shield 16 formed in a disc shape is disposed in a space formed between the disc-like member 12 and the support plate 13, and a through hole 16a is provided in the shield 16 along the circumferential direction. A plurality of holes are drilled. In addition, an O-ring 17 is disposed along the periphery of the shield 16, and by fastening the bolt 14, the space between the disk-shaped member 12 and the support plate 13 is made airtight by the O-ring 17. It is comprised so that it may join.
[0040]
Further, by releasing the fastening of the bolt 14 described above, the sensor unit body including the pressure sensor 5 can be separated from the disk-shaped member 12 integrally formed with the connection port member 2, and thereby the connection port The sensor unit main body including the pressure sensor 5 can be replaced or maintained while leaving the member 2 and the disk-shaped member 12.
[0041]
The shield 16 is disposed so as to be orthogonal to the axial direction of the communication pipe 2a formed in the connection port member 2, and the communication path from the communication pipe 2a to the pressure sensor 5 by the shield 16 is indicated by an arrow. As shown in FIG. With this configuration, as described above, in the process such as PECVD or RIE, the degree of the various radicals generated by the plasma directly reaching the diaphragm 5a of the pressure sensor is reduced, and the various radicals adhere to the diaphragm 5a. The degree can be effectively reduced.
[0042]
In this embodiment, the sensor capacitor Cs configured in the pressure sensor 5, the resistor R11 for configuring the integrating circuit arranged in the pressure sensor 5 shown in FIG. The temperature sensor 44 for detection is housed in a container formed by the support plate 13, the cylindrical member 15, and the lid body 7 each made of a metal material such as stainless steel. As a result, as in the first embodiment, a temperature-controlled room is formed in the container, and the functional elements in the pressure sensor 5 are operated to be maintained at substantially the same temperature.
[0043]
Further, in the embodiment shown in FIG. 4, an electric heater 18 is attached as a heating means formed in a sheet shape around the cylindrical member 15 and on the outer surface of the disk-like member 12. The heater 18 is made of, for example, two polyimide films in which nichrome wires are arranged in a meandering manner. By applying a DC voltage, the pressure sensor 5 and the shield 16 are heated evenly. Acts like In this case, the output of the temperature sensor 44 disposed in the pressure sensor 5 is used to control the DC voltage applied to the heater 18 by, for example, digital PID control. The temperature can be controlled to 150 ° C. ± 1 ° C.
[0044]
As described above, the temperature of the gas contact part such as the diaphragm 5a of the pressure sensor 5 and the shielding body 16 is increased, so that the attached substance is vaporized. Therefore, it is possible to effectively suppress various radicals from entering the pressure sensor unit and adhering to the diaphragm of the pressure sensor in a film shape to deteriorate the measurement accuracy.
[0045]
A heat insulating material 19 made of urethane resin or the like is disposed on the outer periphery of the heater 18 described above, and these are housed in a cylindrical outer case 20. In addition, a heat insulating material 21 made of urethane resin or the like is also disposed on the outer surface of the lid body 7 constituting the metal container, so that the circuit board 9 can be kept at a heat resistant temperature or lower.
[0046]
Next, FIG. 6 shows an embodiment of a sensor circuit that generates a pulse waveform signal corresponding to the sensor capacitor Cs by using the sensor capacitor Cs obtained in each pressure sensor unit 1 shown in FIGS. It is shown. That is, most of the circuit configuration shown in FIG. 6 described below is formed on the circuit board 9 shown in FIG. 1 and the circuit board 9 shown in FIG. As shown in FIG. 6, the sensor capacitor Cs obtained in the pressure sensor 5 is interposed between an inverting input terminal and an output terminal of an operational amplifier (hereinafter referred to as an operational amplifier) OP11.
[0047]
One end of the resistor R11 shown in FIG. 3 is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier OP11, and the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP11 is connected to a reference potential point (ground). With this configuration, when the operational amplifier OP11 side is viewed from the other end of the resistor R11, that is, the point B, an integrating circuit 31 is formed by the resistor R11 and the sensor capacitor Cs.
[0048]
The point B which is the input terminal of the integrating circuit 31 is connected to the first reference potential point Vref1 (+10 V) via the resistor R12, and the point B is connected between the collector and emitter of the npn transistor Q11. And connected to the operating power supply Vss (-15 V). The base electrode of the transistor Q11 is connected to the operating power supply Vss via a resistor, and is connected to the collector of the pnp transistor Q12 via a parallel circuit of a resistor and a capacitor. The emitter of the transistor Q12 is connected to the reference potential point Vref1, and the base of the transistor Q12 receives a control voltage from first and second comparison circuits, which will be described later, so that a switching operation is performed. It is configured.
[0049]
The transistors Q11 and Q12 receive the control signals from the first and second comparison circuits, charge the integration circuit 31 including the sensor capacitor Cs, and the sensor capacitor Cs. The initial state setting means for discharging the charged electric charge and further setting the initial state by charging with the opposite polarity is configured.
[0050]
  The output terminal of the operational amplifier OP11, that is, the point A is the first comparison circuit.(Voltage comparator)Connected to the inverting input terminal of the operational amplifier OP12 constituting the second comparator circuit(Voltage comparator)Is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP13. A reference voltage is supplied from the first reference potential point Vref1 to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP12, and a second reference potential point Vref2 (−10 V) is supplied to the inverting input terminal of the operational amplifier OP13. More reference voltage is supplied.
[0051]
Further, the output of the operational amplifier OP12 is configured to be supplied to the inverting input terminal of the comparator OP14 that also constitutes the first comparison circuit, via a voltage limiter in which diodes are connected in reverse polarities. Similarly, the output of the operational amplifier OP13 is configured to be supplied to the non-inverting input terminal of the comparator OP15 that also constitutes the second comparison circuit via a voltage limiter in which diodes are connected in reverse polarities. . The non-inverting input terminal of the comparator OP14 and the inverting input terminal of the comparator OP15 are grounded. Further, the outputs of the comparators OP14 and OP15 are open collectors.
[0052]
In the first and second comparison circuits according to this embodiment, a filter circuit of a resistor and a small-capacitance capacitor is inserted between the front-stage output and the rear-stage input, respectively. The influence of noise and the like received by the circuit can be reduced.
[0053]
A light emitting diode (LED) D11 that constitutes a photocoupler is connected to the ground terminal of the comparator OP14 that constitutes the first comparison circuit, and the ground terminal of the comparator OP15 that constitutes the second comparison circuit. In addition, a light-emitting diode D12 constituting a photocoupler is connected, and light outputs (pulse signals) from these light-emitting diodes D11 and D12 are transmitted to a measurement circuit unit to be described later via a signal line.
[0054]
The output terminal O1 of the comparator OP14 is applied with an operating power supply Vcc (+15 V) via a pull-up resistor R13, and is connected to the base of the transistor Q12 via a resistor R14, a diode D13, and a resistor R15. ing. Here, a capacitor C11 is connected between the connection point of the diode D13 and the resistor R15 and the ground, and the resistor R14 and the capacitor C11 constitute a time constant circuit.
[0055]
Similarly, an operating power supply Vcc (+15 V) is applied to the output terminal O2 of the comparator OP15 via a pull-up resistor R16, and at the base of the transistor Q12 via a resistor R17, a diode D14, and a resistor R15. It is connected. Similarly, the resistor R17 and the capacitor C11 constitute a time constant circuit.
[0056]
In the circuit configuration described above, when the transistor Q12 is turned off, the transistor Q11 is also turned off. Therefore, the aforementioned point B is pulled up to the first reference potential point Vref1 side through the resistor R12. The rising point of the characteristic B shown in FIG. 7, that is, the rising point indicated by the symbol a indicates the state. Therefore, a charging current flows to the sensor capacitor Cs through the resistor R11. As a result, the potential of the output terminal of the operational amplifier OP11 is increased from + 10V toward a potential of −10V as indicated by A in FIG. It acts to descend linearly. The slope of A shown in FIG. 7 at this time is determined by the product of the sensor capacitor Cs constituting the integrating circuit and the resistor R11.
[0057]
Here, in a state where the potential at the point A exceeds +10 V (from the point g to the point b in FIG. 7), the output of the operational amplifier OP12 shown in FIG. 6 is a negative (−) output. The terminal and the ground terminal are opened, and the light emitting diode D11 constituting the photocoupler is turned off. At this time, the output terminal of the comparator OP14 is pulled up to the operating power supply Vcc side by the resistor R13. Therefore, the pulled-up potential is applied to the base of the transistor Q12 via the diode D13, whereby the transistor Q12 continues to be turned off, and based on this, the transistor Q11 also continues to be turned off.
[0058]
On the other hand, when the potential at the point A exceeds +10 V, the output of the operational amplifier OP13 is a positive (+) output, and therefore, the output terminal of the comparator OP15 that receives this is open and the ground terminal is open, forming a photocoupler. The light emitting diode D12 to be turned off is turned off. At this time, the output terminal of the comparator OP15 is pulled up to the operating power supply Vcc side by the resistor R16, whereby the diode D14 is in a reverse bias state and does not affect the switching operation of the transistor Q12.
[0059]
Subsequently, in a state where the potential at the point A drops and + 10V is crossed, that is, when the point b shown in FIG. 7 has passed, the output of the operational amplifier OP12 becomes a positive (+) output. The output terminal and the ground terminal are short-circuited. Accordingly, the light emitting diode D11 constituting the photocoupler is turned on at this moment. At this time, the output of the comparator OP14 falls, but the diode D13 is reverse-biased and does not affect the switching operation of the transistor Q12.
[0060]
On the other hand, at this time, the output of the operational amplifier OP13 continues to be a positive (+) output, and therefore, the output terminal of the comparator OP15 receiving this and the ground terminal remain open, and the light emitting diode D12 constituting the photocoupler is Continue to turn off. At this time, the output of the comparator OP15 remains pulled up to the operating power supply Vcc side, so that the diode D14 continues in the reverse bias state and does not affect the switching operation of the transistor Q12.
[0061]
Further, in a state where the potential at point A drops and crosses −10 V, that is, when point c shown in FIG. 7 has elapsed, the output of the operational amplifier OP12 continues to be positive (+) and is therefore received. The output terminal of the comparator OP14 and the ground terminal are kept open. Accordingly, as shown in FIG. 7, the potential of the output terminal O1 of the comparator OP14 continues to fall, and the light emitting diode D11 constituting the photocoupler continues to be lit. At this time, the diode D13 continues the reverse bias state and does not affect the switching operation of the transistor Q12.
[0062]
At this time, the output of the operational amplifier OP13 becomes a negative (−) output, and therefore, the output terminal of the comparator OP15 receiving this and the ground terminal are short-circuited, and the light emitting diode D12 constituting the photocoupler is turned on. At this time, the potential of the output terminal O2 of the comparator OP15 falls. Therefore, the base of the transistor Q12 is biased in the negative direction via the diode D14.
[0063]
In this case, the transistor Q12 is turned on with a time constant by the resistor R17 and the capacitor C11. That is, due to the action of the time constant, the transistor Q12 continues to be turned off from the point d to the point e shown in FIG. 7, and is turned on at the point d. Accordingly, the transistor Q11 is also turned on, and the potential at the point B falls to the operating power supply Vss as shown in FIG. At this time, the potential at the point A drops to -10 V or less as time elapses due to the action of the time constant.
[0064]
When the transistor Q11 is turned on, Vss (-15V) is applied to the point B. As a result, the sensor capacitor Cs constituting the integrating circuit 31 discharges electric charges and is charged in the reverse direction. That is, the charge of the sensor capacitor Cs is discharged through the resistor R11 by the ON operation of the transistor Q11. As a result, the potential at the point A rolls so as to rise linearly in the + 10V direction.
[0065]
At the moment when the potential at point A crosses −10 V, that is, at point e shown in FIG. 7, the output of the operational amplifier OP13 becomes a positive (+) output. The light emitting diode D12 constituting the photocoupler is turned off and is turned off. At this time, the output of the comparator OP15 is pulled up to the Vcc side, but the diode D14 is reverse biased and does not affect the switching operation of the transistor Q12. On the other hand, the output of the operational amplifier OP12 remains negative (−) and the state does not change.
[0066]
When the sensor capacitor Cs constituting the integrating circuit 31 is charged with a reverse polarity and the potential at the point A rises and reaches the point f shown in FIG. 7 exceeding +10 V, the output of the operational amplifier OP12 is negative. Therefore, the output terminal of the comparator OP14 and the ground terminal receiving this are opened, and the light emitting diode D11 constituting the photocoupler is turned off at this moment.
[0067]
At this time, the output of the comparator OP14 is pulled up to the operating power supply Vcc side, whereby the base of the transistor Q12 is biased in the positive direction via the diode D13. In this case, a time constant circuit for charging the capacitor C11 via the resistor R14 works, and the transistor Q12 is turned off at the point a with a delay of this time constant, and accordingly the transistor Q11 is also turned off. At this time, the potential at the point A rises to +10 V or more as time elapses due to the time constant. Thereby, charging of the reverse polarity to the sensor capacitor Cs constituting the integrating circuit 31 is completed, and an initial state is achieved. In the following, as described above, the potential at the point A is linearly lowered, and this is continuously repeated.
[0068]
As is apparent from the above description, the sensor capacitor Cs constituting the integrating circuit 31 has a range slightly exceeding the first reference potential Vref1 (+10 V) to slightly below the second reference potential Vref2 (−10 V). Charging / discharging repeatedly reaching reverse polarity is repeated. In this case, from the first timing at which the potential at the A point in the integration circuit 31 crosses the first reference potential Vref1 (+10 V), the potential at the A point crosses the second reference potential Vref2 (−10 V). The time to reach the two timings is proportional to the product of the capacitance value of the sensor capacitor Cs constituting the integrating circuit and the resistor R11. In addition, the sensor capacitor Cs is discharged from an initial charged state and further charged to a reverse polarity.
[0069]
Thus, when the resistance value of the resistor R11 is "R" and the capacitance value of the sensor capacitor Cs is "Cs", the time from the fall of O1 to the fall of O2 shown in FIG. 7, that is, O1 and O2 The pulse interval D can be expressed as a parameter of “RCs (Vref1−Vref2) / Vref1”. Here, “R” is constant. Therefore, by measuring the time of the pulse interval D from the fall of O1 to the fall of O2, a value corresponding to the capacitance value “Cs” of the sensor capacitor is obtained. be able to.
[0070]
In the sensor circuit described above, the time constant formed by the resistor R15 and the capacitor C11 causes the potential at the point B to become completely stable after a lapse of a fixed time after the potential at the point B has fallen. The first timing comes. Therefore, a stable current always flows through the integration circuit 31 during the period from the first timing to the second timing. That is, more accurate measurement is possible by providing a time constant circuit between the comparison circuit and the switching element.
[0071]
Next, FIG. 8 shows the pressure value corresponding to the capacitance value “Cs” of the sensor capacitor in response to the information of the pulse interval D from the fall of O1 transmitted through the photocoupler to the fall of O2. 1 shows a first embodiment of a circuit unit for measurement 33 to be obtained. In the embodiment shown in FIG. 8, each output corresponding to O1 and O2 obtained from a pair of phototransistors PT1 and PT2 in a photocoupler is received by an RS flip-flop 35. That is, an output corresponding to the O1 is applied to the set terminal S of the RS flip-flop 35, and an output corresponding to the O2 is applied to the reset terminal R of the RS flip-flop 35. Has been.
[0072]
The RS flip-flop 35 is set by the falling of the signal O1 and reset by the falling of the signal O2. Accordingly, “Hi” is output from the Q output terminal of the flip-flop 35 during the time corresponding to “RCs (Vref1−Vref2) / Vref1” shown in FIG. The Q output from the flip-flop 35 is further supplied to the J terminal and the K terminal of the first and second JK flip-flops 36 and 37.
[0073]
A clock signal of 100 MHz is supplied to a clock input terminal CK of the first JK flip-flop 36 from a crystal oscillator 38 as a clock generating means. Further, the clock signal from the crystal oscillator 38 is configured to be supplied to the clock input terminal CK of the second JK flip-flop 37 via the phase delay means 39 configured by two inverters. The two inverters constituting the phase delay means 39 are used to delay the phase of the 100 MHz clock signal from the crystal oscillator 38 by approximately 180 degrees. With this configuration, the function of the clock counter, which will be described later, is made to function so that it can be substantially counted up by a clock signal of 200 MHz, thereby further improving the resolution.
[0074]
The first and second JK flip-flops 36 and 37 function as T-type flip-flops because the same signal is input to the J terminal and the K terminal, and the Q output of the flip-flop 35 is “Hi”. In the case of "", the clock signal from the oscillator 38 is output from the Q terminal in a state of being divided by two. The pulse signals output from the Q terminals of the flip-flops 36 and 37 are supplied to the first and second counters 40 and 41, respectively.
[0075]
That is, the flip-flops 36 and 37 supply the clock signal from the clock oscillator 38 to the first and second counters 40 and 41 in the pulse interval time D corresponding to the “RCs (Vref1−Vref2) / Vref1”. Used as gate control means. The count values in the first and second counters 40 and 41 are input to the I / O port 43 in the one-chip microcomputer 42, and the number of inputs is determined in the microcomputer 42. A plurality of counters are built in the microcomputer 42, and the lower bits of the count value are counted by the counters 40 and 41, and the upper bits are counted by the built-in counter.
[0076]
On the other hand, the first and second counters 40 and 41 are cleared at the rise timing of O1 shown in FIG. 7, and are output again in the period from the fall of O1 to the fall of O2 shown in FIG. It operates to count up the number of pulses from the first and second JK flip-flops 36 and 37.
[0077]
In the sensor-side circuit that generates the pulse interval D corresponding to the sensor capacitor Cs shown in FIG. 6, the temperature dependency of the sensor capacitor Cs and the resistor R11 that constitutes the integrating circuit with the capacitor Cs becomes a problem. Therefore, in order to perform these temperature compensations, an IC having the above-described temperature sensor function is provided. The temperature compensating IC is shown as a reference numeral 44 in FIG. 8, and is disposed in the pressure sensor unit 1 as described with reference to FIG.
[0078]
The temperature compensation IC 44 generates an analog output that changes substantially linearly with respect to temperature, and this analog output is sent to an A / D converter 45 mounted on the microcomputer 42 via a signal line. It is configured to be entered. Then, the digital value is converted by the A / D converter 45, and the counter value is processed by software in the CPU 46 in the microcomputer 42, thereby functioning to compensate for the temperature.
[0079]
In this case, a storage means 50 that is detachably mounted is prepared for the measurement circuit unit 33. In this storage means 50, calibration information to be referred to according to the temperature is described in a table format. Yes. Therefore, accurate temperature compensation can be obtained by correcting using this calibration information. The calibration means for performing this temperature compensation will be described in detail later.
[0080]
On the other hand, in the pressure sensor 5 shown in FIG. 1, the sensor capacitor Cs changes when the diaphragm 5a is bent under pressure. However, the capacitance value of the sensor capacitor Cs is not proportional to the pressure to be measured and has a non-linear relationship. Therefore, the storage means 50 that is detachably mounted on the measurement circuit unit 33 is also constructed in a table format with calibration information for correcting the nonlinear relationship described above. Specific calibration means in this case will be described in detail later.
[0081]
As schematically shown in FIG. 8, the storage means 50 may be in the form of a ROM card in which a ROM IC chip 50a is mounted on a substrate. By connecting this to a ROM card connector 51, the microcomputer In response to the access from the CPU 46 in the inner 42, the calibration information is read out.
[0082]
FIG. 9 shows a state in which the ROM card 50 as storage means is detachably attached to the measurement circuit unit 33. That is, an insertion port 52 for the ROM card 50 is formed in a part of the housing of the measurement circuit unit 33, and the calibration information can be read by inserting the ROM card 50 into the insertion port 52. It becomes possible.
[0083]
Further, the storage means 50 is not limited to the illustrated ROM card, but may be a form in which a ROM IC chip is directly mounted on an IC socket (not shown) disposed on a circuit board in the measurement circuit unit 33. Further, a ROM IC chip may be mounted on a connector (not shown), and the connector may be inserted into the measurement circuit unit 33. Further, as the ROM IC chip, an EEPROM, EPROM, PROM, or the like can be appropriately used according to a required storage capacity.
[0084]
As described above, the measured value in which the temperature compensation and the nonlinear relationship are corrected can be displayed as a pressure value by, for example, the liquid crystal display 48 connected to the microcomputer 42. Further, as indicated by reference numeral 49, it can also be output as an analog signal using a D / A converter.
[0085]
As will be apparent from the above description, the storage means 50 described above stores each calibration information corresponding to each pressure sensor unit 1 and supplies it to the user together with the pressure sensor unit. Then, the user can obtain calibration corresponding to the pressure sensor unit by providing the storage means 50 on the measurement circuit unit 33 side, and can provide a more accurate measurement value.
[0086]
By the way, the JK flip-flop 36 functioning as a T-type flip-flop in the measurement circuit shown in FIG. 8 has a crystal oscillator 38 in the period of the pulse interval D from the falling timing of O1 to the falling of O2. The timing of the falling of O1 and the timing of falling of the clock signal from the crystal oscillator 38 are not necessarily synchronized with each other. .
[0087]
Therefore, actually, as shown in FIG. 10, the clock counters 40 and 41 count up from the time t2 when the clock signal supplied from the crystal oscillator 38 first falls after the timing t1 of the fall of O1. Will start. Therefore, the first fractional time indicated as D1 between t1 and t2 does not substantially function the clock counters 40 and 41, and causes a reduction in resolution. Similarly, the clock counters 40 and 41 do not substantially function in the second fractional time indicated as D2 between the time t3 when the clock signal falls and the timing t4 when the O2 falls, and similarly the resolution is reduced. It becomes a factor to reduce.
[0088]
FIG. 11 shows a second embodiment of the measurement circuit unit 33 that can prevent the resolution from being lowered due to such factors. In addition, according to the configuration shown in FIG. 11, it can be expected that higher measurement accuracy is obtained at a lower clock frequency than the measurement circuit shown in FIG. In FIG. 11, the circuit configuration shown in FIG. 8 is used. Parts corresponding to the respective parts are denoted by the same reference numerals.
[0089]
In the configuration shown in FIG. 11, as shown in FIG. 12, the first fraction time D1 'from the falling timing t1' of the O1 to the falling timing t2 'of the clock signal and the falling of the O2 The second fractional time D2 ′ from the timing t3 ′ to the falling timing t4 ′ of the clock signal is measured in an analog manner to correct the count-up value obtained by the clock counter.
[0090]
In the configuration shown in FIG. 11, the outputs corresponding to O1 and O2 obtained from the pair of phototransistors PT1 and PT2 in the photocoupler are connected to the RS flip-flop 60 and the falling edge detection circuits 62 and 63, respectively. 61 set terminals S are configured to be input. Further, a 12.8 MHz clock signal is input from the crystal oscillator 28 to the reset terminals R of the RS flip-flops 60 and 61 via the falling edge detection circuit 64.
[0091]
The falling edge detection circuits 62, 63 and 64 detect the falling edge of the input signal, and a “Low” pulse having a short pulse width (6 nsec in this example) determined by the time constant of the resistor and the capacitor constituting the edge detection circuit. To function. That is, the RS flip-flop 60 outputs “Hi” from the Q output terminal only at the first time T1 ′, and similarly, the RS flip-flop 61 outputs “Hi” from the Q output terminal only at the second time T2 ′. Operates so that is output.
[0092]
The Q terminal of the first flip-flop 60 is connected to one input terminal of the NAND gate 67 via the inverter 65, and the Q terminal of the second flip-flop 61 is also NANDed via the inverter 66. The other input terminal of the gate 67 is connected. Therefore, the potential of the output of the NAND gate 67 (point E in FIG. 11) becomes “Hi” only in the first fraction time D1 ′ and the second fraction time D2 ′ as shown in FIG.
[0093]
Further, a resistor R25, a diode D25, and a capacitor C25 are connected in series between the NAND gate 67 and the ground, and a connection point between the diode D25 and the capacitor C25 is connected to a non-inverting input terminal of the operational amplifier OP21. . Therefore, when the gate 67 is opened, the capacitor C25 is charged through the resistor R25. The time constant at this time is determined by the values of the resistor R25 and the capacitor C25.
[0094]
On the other hand, the operational amplifier OP21 constitutes a voltage follower and functions as an impedance converter. That is, the voltage value charged in the capacitor C25 is transferred to the output terminal of the operational amplifier OP21, and this voltage value is digitally converted by the A / D converter 45 mounted in the microcomputer 42. The control pulses obtained from the Q output terminals of the first and second flip-flops 60 and 61 are taken in by the I / O port in the microcomputer 42, and further from the I / O port via the FET 68, A reset signal is applied to a connection point between the diode D25 and the capacitor C25.
[0095]
Further, the Q output terminals of the RS flip-flops 60 and 61 are connected to the set terminal S and the reset terminal R of the RS flip-flop 35 via falling edge detection circuits 69 and 70, respectively. Similarly to the edge detection circuits 62, 63 and 64, the falling edge detection circuits 69 and 70 detect the falling edge of the input signal, and the pulse width (this is determined by the time constant of the resistor and the capacitor constituting the edge detection circuit). The example functions to generate a “Low” pulse of 20 nsec). Since diodes are added to the falling edge detection circuits 69 and 70, the falling edge can be detected even if the “Hi” time of the input of the edge detection circuit is extremely short.
[0096]
From the Q output terminal of the flip-flop 35, a gate control signal which becomes “Hi” only during the time of performing the count-up operation is output. This gate control signal is input to one input terminal of the NAND gate 71. The other input terminal is configured to receive the clock signal output from the crystal oscillator 38 via the falling edge detection circuit 64 described above. Further, the output of the NAND gate 71 is input to a clock counter 40 built in the minco 42, and operates so as to count up the number of clocks when the gate is open.
[0097]
In the configuration described above, as shown in FIG. 12, the first flip-flop 60 is set by the fall t1 'of O1 and reset by the fall t2' of the clock from the oscillator 38. Therefore, the capacitor C25 is charged via the resistor R25 during the first fractional time D1 'from t1' to t2 '. The voltage value charged at this time is supplied to the A / D converter 45 by the operational amplifier OP21 and digitally converted.
[0098]
As a result, the value corresponding to the D1 ′ is taken into the microcomputer. An accurate fractional time D1 ′ can be obtained by performing calculation by the CPU 46 using the interpolation method using the calibration data stored in the table format in the ROM card 50 detachably attached to the measurement circuit unit 33. Desired. Thereafter, the charge charged in the capacitor C25 via the FET 68 is reset.
[0099]
Further, as shown in FIG. 12, the second flip-flop 61 is set by the falling t3 'of O2 and reset by the falling t4' of the clock from the oscillator 38. Accordingly, at time D2 'from t3' to t4 ', the capacitor C25 is charged again via the resistor R25. The voltage value charged at this time is supplied to the A / D converter 45 by the operational amplifier OP21 and digitally converted.
[0100]
As a result, a value corresponding to the D2 ′ is taken into the microcomputer. Then, using the calibration data stored in the table format in the ROM card 50, the CPU 46 calculates using the interpolation method, thereby obtaining an accurate fractional time D2 '. Details of the calibration means for D1 'and D2' in this case will be described later.
[0101]
In the microcomputer 42, an operation of subtracting the value corresponding to D2 ′ from the value corresponding to D1 ′ already acquired is executed. Then, by adding a value corresponding to “D1′−D2 ′” (which may be negative) to the value counted up by the clock counter 40, “RCs (Vref1-Vref2) / Vref1 shown in FIG. A value corresponding to “can be calculated.
[0102]
As is clear from the above description, according to the circuit configuration shown in FIG. 11, the first fraction time D1 'and the second fraction time D2' are obtained as analog data and counted up by the clock counter. Since a calculation process for correcting the signal is performed, the measurement value can be obtained with extremely high accuracy even if the clock frequency is low.
[0103]
Also in the circuit configuration shown in FIG. 11, the storage means 50 is configured to store each calibration information corresponding to each pressure sensor unit 1 and supply it to the user together with the pressure sensor unit. Then, the user can obtain calibration corresponding to the pressure sensor unit by providing the storage means 50 on the measurement circuit unit 33 side, and can provide a more accurate measurement value.
[0104]
The storage means 50 that stores the calibration information is detachably attached to the measurement circuit unit 33 as shown in FIGS. 8 and 11. The means 50 can be configured to be disposed on the pressure sensor unit 1 side, for example. In this case, a connection configuration is adopted in which calibration information is transmitted from the pressure sensor unit 1 to the measurement circuit unit 33 via a signal line.
[0105]
According to this configuration, the calibration information read from the storage unit 50 via the connector can be sent to the measurement circuit unit 33 together with the signal line for transmitting the pulse signal corresponding to the measurement pressure. Accordingly, the user does not need to mount, for example, a ROM card as the storage means 50 on the measurement circuit unit 33. For example, even when the pressure sensor unit 1 is replaced, calibration information corresponding to the sensor unit is not necessary. Can be used.
[0106]
Next, FIG. 13 shows a preferable connection mode of each signal line connected from the sensor side circuit of the pressure sensor unit 1 shown in FIG. 6 to the measurement circuit unit 33 shown in FIGS. Yes. Between the pressure sensor unit 1 and the measurement circuit unit 33, a power line 54, a signal line 55 for transmitting a pulse signal corresponding to the pressure measurement value, and a signal line 56 from the temperature sensor 44 are connected. In this case, in order to prevent the external noise from jumping to the signal lines and the like, a shield line provided with a shield outer skin 57 is generally used.
[0107]
The shield outer skin 57 described above is usually configured to connect the reference potential point of the pressure sensor unit 1 and the reference potential point of the measurement circuit unit 33 to each other via a known connector. On the other hand, the reference potential points of the pressure sensor unit 1 and the measurement circuit unit 33 are operated while being grounded by the user. Therefore, according to the above-described configuration, a closed loop is formed between the shield outer skin 57 and the ground.
[0108]
Therefore, a minute current is generated by the external noise in the shield outer skin 57 constituting this closed loop, which results in inducing each signal line or the like as noise through a parasitic capacitance. In order to avoid such a problem, in the example shown in FIG. 13, the shield outer skin 57 is connected only to the reference potential point in the pressure sensor unit 1, and the reference between the shield outer skin 57 and the measurement circuit unit 33 is the reference. It is in an electrically insulated state from the potential point.
[0109]
By adopting such a means, it is possible to suppress the influence of noise on an analog signal transmitted from the temperature sensor 44 in particular, and it is possible to accurately execute a calibration operation based on the sensor temperature described later. In the configuration described above, the shield outer skin 57 is connected only to the reference potential point in the pressure sensor unit 1, but the shield outer skin 57 is configured to be connected only to the reference potential point in the measurement circuit unit 33. May be.
[0110]
By the way, the pressure sensor unit and the container to be measured (vacuum chamber or the like) are connected by piping, valves or the like. For this reason, the pressure sensor unit in the pressure sensor unit and the temperature of the container to be measured are not necessarily the same. In particular, when a pressure sensor unit provided with heating means using a heater as shown in FIG. 4 is employed, a large temperature difference occurs between the two. Due to this temperature difference, a pressure difference is generated between the container to be measured and the pressure sensor unit under the influence of the thermal transition flow. That is, in response to the pressure difference due to the influence of the above-described thermal transition flow, it is difficult for the pressure sensor unit to grasp the true pressure inside the container to be measured.
[0111]
Therefore, in addition to the temperature sensor 44 for measuring the sensor temperature of the pressure sensor unit 5 described above, it is desirable to provide a temperature sensor for measuring the temperature of the container to be measured, and to provide means for correcting the measured pressure from both temperatures. For this purpose, as shown in FIG. 14, a temperature sensor 59 for measuring the temperature of the container to be measured is connected to the connector 10 which is arranged in the pressure sensor unit 1 and connected to the measurement circuit unit 33 described above. Preferably, the connector 58 is also arranged.
[0112]
In the case of the configuration as described above, the temperature data signal obtained from the temperature sensor 59 for measuring the temperature of the container to be measured is directly connected from the connector 58 to the connector 10 in the sensor unit 1, and the measurement circuit is connected from the connector 10 to the measurement circuit. The signal is sent to the measurement circuit unit 33 via a signal line reaching the unit 33. The means for calibrating the measurement pressure result using the temperature measured by the temperature sensor 44 of the pressure sensor unit 5 and the temperature measured by the temperature sensor 59 for measuring the temperature of the container to be measured will be described in detail later. Explained.
[0113]
Next, a means for calibrating the measurement pressure using temperature information and the like performed in the measurement circuit unit shown in FIG. 8 and the measurement circuit unit shown in FIG. 11 will be specifically described. First, as shown in FIG. 1 to FIG. 3 as a pressure sensor unit, a case will be described in which the first embodiment in which an electric heater for heating the pressure sensor unit is not provided is used.
[0114]
Here, based on the sensor capacitor Cs described above, the pulse interval D generated in the pressure sensor unit 1 is not linearly related to the measured pressure P, and the pulse interval D is between the measured pressure P. It has a specific functional relationship. The pulse interval D has a specific functional relationship with the sensor temperature T obtained by the temperature sensor 44. In reality, the pulse interval D has a dependent function relationship in both the measured pressure P and the sensor temperature T.
[0115]
First, ignoring that the pulse interval D has a dependency relationship in both the measured pressure P and the sensor temperature T, the pulse interval D can be determined independently by the pressure P and the sensor temperature T. The case where it is assumed will be described. Even with this assumption, a sufficient calibration result can be obtained, and a measurement result having sufficient accuracy in practice can be obtained.
[0116]
That is, if it is assumed that the pulse interval D can be determined independently by the pressure P and the sensor temperature T, the pulse interval D can be expressed as the following Expression 1.
[0117]
[Expression 1]
Figure 0004712220
[0118]
Where D0(P) is T = T0Where f (T) is T = T0This is a function representing the temperature dependence of 0. From Equation 1, the pressure P can be obtained by the following equation.
[0119]
[Expression 2]
Figure 0004712220
[0120]
The f (T) is calculated from the sensor temperature T by linear interpolation based on the interpolation data stored in the storage unit 50. In this embodiment, T0The temperature range from = 0 ° C. to 128 ° C. is divided into 32 at equal intervals, and data of 8 bytes for each temperature is used. Similarly D0 -1[X] is calculated by linear interpolation based on the interpolation data stored in the EEPROM in the storage means 50.
[0121]
By the way, even if the measurement pressure is “0”, the pulse interval D does not become “0” but has an offset value. Therefore, in this embodiment, this offset value D00To D00The pulse interval range up to +700 μsec is divided into 64 at equal intervals, and data of 8 bytes for each pulse interval is used. Here, the offset value D described above00Is the pulse interval at T = T0, P = 0, and this offset value changes according to the pressure sensor 5, and is stored in the EEPROM in the storage means 50 together with the temperature interpolation data and the pulse interval interpolation data. .
[0122]
In addition, in order to display the measurement values in the measurement circuit unit 33 corresponding to a plurality of pressure units, the character strings representing the respective units, the proportionality factor of the display pressure, and the decimal point position are the same for the plurality of units. It is desirable that the data is stored in the EEPROM in the storage means 50 and used. That is, there is a request for the user to grasp the measurement value in units such as torr, millibar (mb), or pascal (Pa), and a character string representing such a unit, When used, it is necessary to multiply the measured numerical value by a proportional coefficient according to each unit.
[0123]
Further, since the measurement range of the pressure to be grasped by the user changes depending on the request, information on the decimal point position is also required for display. It is desirable that information necessary for such display is also stored in the aforementioned EEPROM. By doing in this way, the user side prepares a necessary pressure sensor unit, and the circuit unit for measurement connected to this can use the same thing. That is, versatility can be given as a measurement circuit unit.
[0124]
Next, for example, in the measurement circuit unit 33 shown in FIG. 11, the fraction time of the integration start unit is D1, the fraction time of the integration end unit is D2, the clock count number during the integration operation is N, and the clock cycle. Where tw is tw, the pulse interval D is expressed by the following Equation 3.
[0125]
[Equation 3]
Figure 0004712220
[0126]
In particular, in the measurement circuit unit 33 shown in FIG. 11, when the operating temperature changes, the power supply voltage changes, the characteristics of the resistance (R25) and capacitor (C25) of the integration circuit, the threshold of the digital circuit. The relationship between the fractional times D1 and D2 and the output result of the AD converter 45 changes due to changes or the like. For this reason, although not shown, a temperature sensor that measures the temperature in the measurement circuit unit 33 is used to correct the output result of the AD converter 45 according to the temperature in the measurement circuit unit 33. It is desirable to configure.
[0127]
Even in this case, a function table for a plurality of temperatures is prepared, and an output result of the AD converter 45 is calibrated using the above-described interpolation method using an optimum function table according to the temperature in the measurement circuit unit 33. It is desirable.
[0128]
In the case where the calibration means described above is employed, a one-dimensional data table has only to be prepared for each of the temperature T and the pressure P, so that there is a practical merit that a required storage capacity can be reduced. Therefore, as the storage unit 50, for example, an EEPROM can be used as described above.
[0129]
Next, as shown in FIG. 1 to FIG. 3 as the pressure sensor unit, the temperature T and the pulse interval D are set for the case of using the first embodiment in which the electric heater for heating the pressure sensor unit is not provided. A means for calibrating the measured value in consideration of the reality which is a dependent variable will be described. In this case, the pressure P is expressed by the following equation 4.
[0130]
[Expression 4]
Figure 0004712220
[0131]
The pressure P is calculated from the pulse interval D and the sensor temperature T by linear interpolation based on the interpolation data stored in the EPROM serving as the storage means 50. In this embodiment, TCA temperature range from 0 ° C. to 128 ° C. is divided into 16 at equal intervals, and D00To D00The pulse interval range up to +700 μsec is divided into 32 at equal intervals, and interpolation data of 17 × 33 = 561 points with 8 bytes for each point is used. Also in this case, in order to correspond to a plurality of pressure units in the same manner as described above, a character string representing each unit, a proportional count of display pressure, and a decimal point position are similarly stored in the EPROM. .
[0132]
In the case of employing the above calibration means, ideal calibration results can be obtained in order to use each calibration data constructed two-dimensionally. However, since the storage capacity of the calibration data is increased, it is desirable to use the EPROM as the storage means 50 as described above.
[0133]
Next, the calibration means in the case where the temperature T and the pulse interval D are assumed to be independent variables using the sensor unit provided with the electric heater for heating the pressure sensor unit as shown in FIG. 4 will be described. In this case, the circuit configuration shown in FIG. 6 is arranged on the circuit board 9 in the pressure sensor unit 1, and the operational amplifiers (OP11 to OP13) and the resistance elements in the sensor circuit are temperature-dependent as is well known. It has sex. Therefore, although not shown in the figure, the temperature T of the sensor circuit that measures the operating temperature of the circuit board 9 in the pressure sensor unit 1CIt is desirable that a temperature sensor for acquiring the temperature information is provided and this temperature information is also used.
[0134]
Therefore, here the temperature T of the sensor circuitCA means for calibrating the measured pressure value using a temperature sensor that acquires the above will be described. That is, the pulse interval D depends on the pressure P and the sensor temperature T by the temperature sensor 44 in the pressure sensor 5.S, And sensor circuit temperature TCAs a result, the pulse interval D is expressed by the following equation (5).
[0135]
[Equation 5]
Figure 0004712220
[0136]
Where D0(P) is TS= TS0, TC= TC0And the pulse interval at f (TS) Is TS= TS0G (TC) Is TC= TC0This is a function representing the temperature dependency of the sensor circuit that becomes zero. From Equation 5, the pressure P is obtained by the following equation.
[0137]
[Formula 6]
Figure 0004712220
[0138]
f (TS) Is the sensor temperature TSTo the linear interpolation based on the interpolation data stored in the storage means 50. In this embodiment, TS0= The temperature range from 145 ° C to 155 ° C is divided into 8 at equal intervals, TC0= The temperature range from 20 ° C. to 120 ° C. is divided into 16 at equal intervals, and data of each temperature of 8 bytes is used. Similarly D0 -1(X) is calculated by linear interpolation based on the interpolation data stored in the EEPROM as the storage means 50.
[0139]
In this example, D00To D00The pulse interval range up to +700 μsec is divided into 64 at equal intervals, and data of 8 bytes for each pulse interval point is used. Where D00TS= TS0, TC= TC0, P = 0, and the pulse interval (offset value of the pulse interval) is stored in the EEPROM together with the temperature interpolation data and the pulse interval interpolation data. Similarly, in order to correspond to a plurality of pressure units, a character string representing each unit, a proportionality factor of display pressure, and a decimal point position are similarly stored in the EEPROM.
[0140]
Furthermore, as shown in FIG. 14, a description will be given of calibration means that can be suitably employed for a configuration including a temperature sensor 59 that can detect the operating temperature of a container to be measured (such as a vacuum chamber). As already described, for example, as shown in FIG. 4, when a pressure sensor unit provided with a heater 18 is used, the pressure sensor 5 in the pressure sensor unit 1 and a container to be measured (such as a vacuum chamber) are used. A large temperature difference occurs, and due to the influence of the heat transition flow, a difference occurs between the pressure in the container to be measured and the pressure in the pressure sensor 5, and accurate pressure measurement cannot be performed.
[0141]
Here, the temperature of the container to be measured is T1, P1The temperature of the pressure sensor 5 is T2, P is the pressure of the pressure sensor2And Also, let λ be the mean free path, and d be the inner diameter of the pipe connecting the pressure sensor and the container to be measured, that is, the inner diameter of the communication pipe 2a formed in the connection port member 2.
[0142]
In the high pressure region, that is, the viscous flow region (λ << d), both pressures are the same.1= P2It is. On the other hand, in the region where the pressure is low, that is, the molecular flow region (λ >> d), assuming that the molecular flow velocity from the measurement region side is equal to the molecular flow velocity from the pressure gauge side, the following Expression 7 is established.
[0143]
[Expression 7]
Figure 0004712220
[0144]
That is, T1And T2If the pressure is not corrected using and, an accurate result cannot be obtained. In the intermediate flow region, the pressure is T1And T2Somewhat complicated correction is required as a function of. In this embodiment, the correction is made approximately by the following equation (8).
[0145]
[Equation 8]
Figure 0004712220
[0146]
F (P2) Is the pressure P of the pressure sensor2To the linear interpolation based on the interpolation data stored in the storage means 50. In this embodiment, TS0The temperature range from 0 Pa to 133 Pa is divided into 64 at equal intervals, and data of 4 bytes for each temperature is used.
[0147]
In the embodiment described above, the temperature information from the temperature detection means attached to the pressure sensor is transmitted from the pressure sensor unit to the measurement circuit unit as an analog signal, and is read from the storage means in the measurement circuit unit. The temperature dependence of the pressure sensor is calibrated by using the calibration information. However, when the storage means storing the calibration information is mounted on the pressure sensor unit, the pressure sensor unit can obtain an output in which the temperature dependence in the measurement sensor is calibrated.
[0148]
In this case, the temperature information from the temperature detection means is digitally converted in the pressure sensor unit, and the pressure information whose temperature dependency is calibrated by the above-described complementation method using the calibration information stored in the storage means is converted into the pressure sensor. Can be output from the unit. In this case, the signal line 56 from the temperature sensor 44 that transmits the pressure sensor unit to the measurement circuit unit shown in FIG. 13 can be omitted.
[0149]
Further, the temperature information from the temperature detecting means described above may be configured to be digitally converted as described above and transmitted to the measurement circuit unit without calibrating the temperature dependence. In this case, the signal line 56 from the temperature sensor 44 transmitted from the pressure sensor unit to the measurement circuit unit is used, but the temperature information converted into digital information is hardly affected by external noise. Therefore, high measurement accuracy can be ensured.
[0150]
【The invention's effect】
  As apparent from the above description, the present invention is applied.Pressure measuring deviceAccording to the above, the storage means storing the calibration information is detachably mounted, and the measured value is obtained using the calibration information stored in the storage means.TheBecause it was configured to calculate, PressureCalibration information corresponding to individual characteristics in the force sensor unit can be reflected in the calibration operation. Therefore, it is possible to provide a pressure measuring device that can obtain a pressure to be measured with much improved measurement accuracy.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a longitudinal sectional view showing a first embodiment of a pressure sensor unit constituting a measuring apparatus according to the present invention.
FIG. 2 is a side view showing a state where the pressure sensor unit shown in FIG. 1 is viewed from the cover member side.
3 is a cross-sectional view showing a state viewed in the direction of an arrow from AA in FIG. 1. FIG.
FIG. 4 is a longitudinal sectional view showing a second embodiment of a pressure sensor unit constituting the measuring apparatus according to the present invention.
5 is a cross-sectional view showing a state viewed in the direction of an arrow from BB in FIG. 4;
FIG. 6 is a connection diagram illustrating a configuration example of a sensor circuit provided in the pressure sensor unit.
7 is a timing chart for explaining the operation performed by the circuit configuration shown in FIG. 6;
FIG. 8 is a connection diagram showing a first embodiment of a measurement circuit unit that receives a pulse signal from the sensor circuit shown in FIG. 6 and calculates a pressure to be measured;
FIG. 9 is a perspective view showing a state in which a ROM card employed in the measurement circuit unit is mounted.
10 is a timing chart for explaining operations performed by the measurement circuit unit shown in FIG. 8. FIG.
11 is a connection diagram showing a second embodiment of a circuit unit for measurement that receives a pulse signal from the sensor circuit shown in FIG. 6 and calculates a pressure to be measured.
12 is a timing chart for explaining the operation of the measurement circuit unit shown in FIG.
FIG. 13 is a configuration diagram showing a preferable connection form of each signal line connected from the sensor side circuit of the pressure sensor unit to the measurement circuit unit.
FIG. 14 is a connection configuration diagram showing a preferred embodiment when a temperature sensor for measuring the temperature of the container to be measured is provided.
[Explanation of symbols]
1 Pressure sensor unit
2 Connection port member
2a Communication pipe
5 Pressure sensor
5a Movable diaphragm
5b Fixed electrode
7 Metal lid
9 Sensor side circuit board
10,58 connector
12 Disc-shaped member
13 Support plate
14 volts
15 Cylindrical member
16 Shield
16a through hole
18 Heating means (electric heater)
19,21 Insulation
31 Integration circuit
33 Circuit unit for measurement
44 Temperature sensor (temperature compensation IC)
50 storage means
50a IC chip
51 Card connector
52 slot
54 Power line
55, 56 signal line
57 Shield hull
59 Temperature sensor
R11 Integration resistance element

Claims (8)

圧力センサおよび当該圧力センサにおける温度を検出する温度検出手段とを含む圧力センサユニットと、
前記圧力センサユニットからの出力を信号線を介して受けると共に、前記圧力センサユニットの校正情報を記憶した記憶手段が着脱可能に搭載され、前記記憶手段に格納された校正情報を利用して、前記圧力センサユニットによる被測定圧力を演算する計測用回路ユニットより構成され、
前記圧力センサユニットには、被測定圧力に応じて静電容量が変化する圧力センサと、当該圧力センサによる前記静電容量を利用して構成される積分回路と、前記積分回路に供給される充電電流によって生成される電圧値を異なる基準電圧値と比較することで、それぞれパルス出力を生成する第１と第２の電圧比較器とが具備され、
前記計測用回路ユニットには、前記圧力センサユニット側における第１と第２の電圧比較器からのパルス出力の間隔に基づいて被測定圧力を演算する演算手段と、前記圧力センサユニット側に搭載された温度検出手段からの温度情報と、着脱可能に搭載された前記記憶手段より読み出された前記圧力センサユニットの温度依存性に関する校正情報とにより、前記被測定圧力の演算値に校正を加える温度保障手段とが具備され、
前記圧力センサユニットにおける圧力センサと、当該圧力センサにおける温度を検出する温度検出手段とが、１つの金属製の容器内に収納され、前記電圧比較器を含むセンサ側回路基板が、圧力センサユニットにおける前記金属製の容器外に配置されていることを特徴とする圧力測定装置。 A pressure sensor unit including a pressure sensor and temperature detecting means for detecting temperature in the pressure sensor;
With receiving via the signal line output from said pressure sensor unit, said pressure storage means for storing calibration information for the sensor units are mounted detachably, by using the calibration information stored in the storage means, wherein Consists of a measurement circuit unit that calculates the pressure measured by the pressure sensor unit ,
The pressure sensor unit includes a pressure sensor whose capacitance changes according to the pressure to be measured, an integration circuit configured using the capacitance by the pressure sensor, and a charge supplied to the integration circuit. First and second voltage comparators are provided that respectively generate pulse outputs by comparing voltage values generated by current with different reference voltage values;
The measurement circuit unit is mounted on the pressure sensor unit side, and calculation means for calculating a pressure to be measured based on an interval between pulse outputs from the first and second voltage comparators on the pressure sensor unit side. The temperature at which the calculated value of the measured pressure is calibrated based on the temperature information from the temperature detecting means and the calibration information relating to the temperature dependence of the pressure sensor unit read from the storage means detachably mounted. Security means,
The pressure sensor in the pressure sensor unit and the temperature detection means for detecting the temperature in the pressure sensor are housed in one metal container, and the sensor side circuit board including the voltage comparator is in the pressure sensor unit. A pressure measuring device arranged outside the metal container. 前記１つの金属製の容器内に、前記圧力センサによる静電容量と抵抗素子とにより積分回路を構成する演算増幅器が収納されてなる請求項１に記載の圧力測定装置。Wherein in one metal vessel, before Symbol pressure measuring device according to claim 1, operational amplifier (Scheme 13) housed by comprising configuring the integrated circuit by the capacitance and resistance element by the pressure sensor. 前記金属製の容器を加熱する加熱手段を付設してなる請求項１または請求項２に記載の圧力測定装置。The pressure measuring device according to claim 1, further comprising a heating unit that heats the metal container. 前記加熱手段が電気ヒータであり、前記金属製の容器内に収納された温度検出手段の出力を利用して、金属製容器内の温度が所定の範囲に制御できるように構成した請求項３に記載の圧力測定装置。It said heating means is an electric heater, using the output of the temperature detecting means housed in the metallic container, to claim 3 where the temperature of the metal container is configured to be controlled to a predetermined range The pressure measuring device described. 被圧力測定部に接続される前記圧力センサユニットにおける少なくとも接続ポート部材が、前記圧力センサを含む圧力センサユニット本体と分離可能に構成された請求項１に記載の圧力測定装置。The pressure measurement device according to claim 1 , wherein at least a connection port member in the pressure sensor unit connected to the pressure measurement unit is configured to be separable from a pressure sensor unit main body including the pressure sensor . 被圧力測定部に接続される前記圧力センサユニットにおける接続ポート部材に形成され、前記被圧力測定部から圧力センサに連通する連通管の圧力センサ側には、当該連通管に遮蔽体が配置され、前記遮蔽体により連通管から圧力センサに至る連通経路が、迂回して形成された請求項１に記載の圧力測定装置。Formed on the connection port member in the pressure sensor unit connected to the pressure measurement unit, and on the pressure sensor side of the communication pipe communicating from the pressure measurement unit to the pressure sensor, a shield is disposed on the communication pipe, The pressure measuring device according to claim 1 , wherein a communication path from the communication pipe to the pressure sensor is formed by detouring by the shield. 前記圧力センサユニットと計測用回路ユニットとを接続する信号線をシールドするシールド用外皮が、圧力センサユニットまたは計測用回路ユニットのいずれか一方の基準電位点に接続されてなる請求項１に記載の圧力測定装置。Shielding skin to shield the signal line for connecting the pressure sensor unit and the measuring circuit unit of claim 1, which are connected to one of the reference potential point of the pressure sensor unit or measuring circuit unit Pressure measuring device . 前記圧力センサユニットにおける温度を検出する温度検出手段に加えて、被圧力測定部の温度を検出する温度検出手段が具備され、前記各温度検出手段により得られるそれぞれの温度情報を利用して、被測定圧力の演算値に校正を加えるようになされた請求項１に記載の圧力測定装置。 In addition to said temperature detecting means for detecting the temperature in the pressure sensor unit, the temperature detection means to detect the temperature of the pressure measurement section been provided, by using the respective temperature information obtained by the respective temperature sensing means, The pressure measuring device according to claim 1 , wherein calibration is applied to the calculated value of the pressure to be measured .
JP2001135477A 2001-05-02 2001-05-02 Pressure measuring device Expired - Lifetime JP4712220B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2001135477A JP4712220B2 (en) 2001-05-02 2001-05-02 Pressure measuring device

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2001135477A JP4712220B2 (en) 2001-05-02 2001-05-02 Pressure measuring device

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2002328045A JP2002328045A (en) 2002-11-15
JP4712220B2 true JP4712220B2 (en) 2011-06-29

Family

ID=18982934

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2001135477A Expired - Lifetime JP4712220B2 (en) 2001-05-02 2001-05-02 Pressure measuring device

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP4712220B2 (en)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2020535411A (en) * 2017-09-28 2020-12-03 ティーディーケイ・エレクトロニクス・アクチェンゲゼルシャフトＴｄｋ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ａｇ Pressure sensor on ceramic pressure connection
JP2020535434A (en) * 2017-09-28 2020-12-03 ティーディーケイ・エレクトロニクス・アクチェンゲゼルシャフトＴｄｋ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ａｇ Pressure sensor on ceramic substrate
JP2020535437A (en) * 2017-09-28 2020-12-03 ティーディーケイ・エレクトロニクス・アクチェンゲゼルシャフトＴｄｋ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ａｇ Media separation type pressure transmitter

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4563312B2 (en) * 2005-12-05 2010-10-13 株式会社堀場エステック Capacitive pressure sensor device
WO2007098149A2 (en) * 2006-02-21 2007-08-30 Cyberoptics Semiconductor, Inc. Capacitive distance sensing in semiconductor processing tools
JP5114251B2 (en) * 2008-03-05 2013-01-09 株式会社アルバック Vacuum processing equipment
JP5366422B2 (en) * 2008-03-28 2013-12-11 アズビル株式会社 Pressure sensor
JP2009244149A (en) * 2008-03-31 2009-10-22 Yamatake Corp Pressure sensor
JP5419082B2 (en) * 2009-08-28 2014-02-19 独立行政法人産業技術総合研究所 Calibration method and calibration device for standard mixed gas leak micropore filter
KR101483279B1 (en) * 2012-06-11 2015-01-14 가부시키가이샤 사기노미야세이사쿠쇼 Pressure sensor and manufacturing method thereof
JP6415252B2 (en) * 2014-11-07 2018-10-31 ニチコン株式会社 Frequency detector
JP6656125B2 (en) * 2016-09-09 2020-03-04 株式会社鷺宮製作所 Pressure sensor, its relay board, and its relay board unit
JPWO2019053794A1 (en) * 2017-09-13 2020-09-24 日本電気株式会社 Control devices, array sensors, control methods and programs
JP7285621B2 (en) 2017-11-29 2023-06-02 株式会社堀場エステック Vacuum gauge
CN116296047B (en) * 2023-04-03 2023-09-29 淮阴工学院 Temperature compensation improvement method of monocrystalline silicon pressure transmitter

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2020535411A (en) * 2017-09-28 2020-12-03 ティーディーケイ・エレクトロニクス・アクチェンゲゼルシャフトＴｄｋ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ａｇ Pressure sensor on ceramic pressure connection
JP2020535434A (en) * 2017-09-28 2020-12-03 ティーディーケイ・エレクトロニクス・アクチェンゲゼルシャフトＴｄｋ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ａｇ Pressure sensor on ceramic substrate
JP2020535437A (en) * 2017-09-28 2020-12-03 ティーディーケイ・エレクトロニクス・アクチェンゲゼルシャフトＴｄｋ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ａｇ Media separation type pressure transmitter
US11085844B2 (en) 2017-09-28 2021-08-10 Tdk Electronics Ag Media-separated pressure transmitter

Also Published As

Publication number Publication date
JP2002328045A (en) 2002-11-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4712220B2 (en) Pressure measuring device
JP2918062B2 (en) Current meter
JP5702792B2 (en) Sensor system for measuring fluid velocity
EP2154489A1 (en) Heat flowmeter
JP2805231B2 (en) Pressure sensor
US7550979B2 (en) System and method for measuring conductivity of fluid
US7685875B2 (en) Fluid flow rate sensor and method of operation
WO2012032318A1 (en) Capacitive liquid level sensor
NO155679B (en) ELECTRONIC THERMOMETER.
CN111928878A (en) Switched resistor sensor bridge, corresponding system and method
TW201944039A (en) Thermal conductivity gauge
JPS60207008A (en) Electric heating type filling-state measuring circuit device
US3940752A (en) Transducing system
US5654507A (en) Pulse width modulated constant temperature anemometer
US6369563B1 (en) Method for high resolution measurement of a position
US6588280B1 (en) Pressure transducer with compensation for thermal transients
JP2005535900A (en) Pressure measuring device with capacitive pressure sensor in amplifier feedback path
EP0739505B1 (en) An apparatus for controlling the heating of foodstuffs
US7249516B2 (en) Method of operating a resistive heat-loss pressure sensor
US20030193843A1 (en) Method for high resolution measurement of a position
US4132116A (en) Method for linearizing the characteristic curve of an electronic component and an apparatus for implementing the same
US20060021444A1 (en) Method of operating a resistive heat-loss pressure sensor
EP0885373B1 (en) Method for high resolution measurement of a time period
CN111089609A (en) Sensor circuit with offset compensation
EP1771711B1 (en) Method of operating a resistive heat-loss pressure sensor

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20080306

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20101029

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20101102

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20101224

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20110317

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20110323

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 4712220

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

EXPY Cancellation because of completion of term