JP6392509B2 - Motor control circuit - Google Patents
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Description
本発明は、モータ制御回路に関し、特に進角制御を備えたモータ制御回路に関するものである。 The present invention relates to a motor control circuit, and more particularly to a motor control circuit having advance angle control.
モータの駆動巻線に流れる駆動電流と駆動巻線に誘起される誘起電圧との位相が一致したときにモータ出力トルクの効率は高くなる。しかし、ブラシレスＤＣモータなどの駆動制御では、モータの回転数に応じて駆動電流の位相に遅れが生じ駆動効率が低下する。そのため、モータの駆動巻線に印加する駆動電圧の位相を、たとえば、ホール信号の位相に対し意図的に進めることで、モータの出力トルクを増大させる進角制御が一般的に行われている。 The efficiency of the motor output torque increases when the phase of the drive current flowing in the drive winding of the motor matches the induced voltage induced in the drive winding. However, in the drive control of a brushless DC motor or the like, the phase of the drive current is delayed according to the rotation speed of the motor, and the drive efficiency is lowered. Therefore, advance control is generally performed to increase the output torque of the motor by intentionally advancing the phase of the drive voltage applied to the drive winding of the motor with respect to the phase of the Hall signal, for example.
またモータを制御する方式としてＰＬＬ（Phase Locked Loop）およびＦＬＬ (Frequency Locked Loop)の少なくとも一方を用いることが知られている。ＰＬＬすなわち位相同期制御方式は、モータ側から取り出された回転速度信号と目標値となる基準信号との位相同士を位相比較回路で比較し、両者の位相差に基づきモータの駆動回路部がモータの回転速度を制御する方式である。ＦＬＬすなわち周波数同期制御方式は、モータ側から取り出された回転速度信号と目標値となる基準信号との周波数同士を周波数比較回路で比較し、両者の周波数差に基づきモータの駆動回路部がモータの回転速度を制御する方式である。 Further, it is known that at least one of PLL (Phase Locked Loop) and FLL (Frequency Locked Loop) is used as a method for controlling the motor. In the PLL, that is, the phase synchronization control method, the phases of the rotational speed signal extracted from the motor side and the reference signal as a target value are compared with each other by the phase comparison circuit, and the motor drive circuit unit is based on the phase difference between the two. This is a method for controlling the rotation speed. In the FLL, that is, the frequency synchronization control method, the frequency comparison circuit compares the frequencies of the rotation speed signal extracted from the motor side and the reference signal that is the target value, and the motor drive circuit section is based on the frequency difference between the two. This is a method for controlling the rotation speed.
特許文献１は、相電流検出用の抵抗を用いることなくホール素子やＦＧ（Frequency Generator）センサなどによってモータの回転数を検出し、モータの回転数に応じて安定した駆動制御を可能とする回転数検出回路を提供するとしている。特許文献２は、回転速度に応じた進角量を設定できるモータ駆動装置を提供するとしている。特許文献３は、モータの速度、位置およびトルクのいずれかをフィードバック制御するモータ制御装置を提供するとしている。特許文献４は、ＰＬＬまたはＦＬＬを使用した回転速度制御構成を使用したモータ制御装置を提供するとしている。特許文献５は、ＰＬＬとＦＬＬとの並列回路で構成された制御素子を有するモータの回転制御装置を提供するとしている。
特許文献１はモータの回転数検出回路、進角制御回路を示唆する。しかし、モータの目標回転指令信号の周波数または位相と、モータのフィードバック回転信号の周波数または位相とを比較し、その比較結果信号を進角制御に用いることまでは示唆していない。特許文献２は、上位機から通知される速度指令情報と速度を検出する速度検出手段から通知される速度検出情報との速度偏差に基づきモータを駆動する駆動電圧を調整する駆動制御信号を生成することについては示唆する。しかしモータの目標回転指令信号の周波数または位相と、モータのフィードバック回転信号の周波数または位相とを比較し、その比較結果信号を進角制御に用いることまでは示唆していない。特許文献３は、進角量をフィードバック制御演算部で算出した駆動値に基づき設定することは示唆する。しかし、フィードバック制御演算部は、モータの回転速度と外部から入力される速度指令の値を速度誤差とし、その速度誤差に基づきモータの駆動量を算出するものであって、モータの目標回転指令信号の周波数または位相と、モータの回転速度信号の周波数または位相とを比較することまでは示唆していない。特許文献４はモータの回転速度に同期したフィードバック周波数（または位相）と目標周波数（または位相）を比較し、その周波数差（または位相差）に基づいてモータの回転速度を制御することを示唆する。しかし、それらの差分の信号を進角制御に利用することは何ら示唆していない。特許文献５はＰＬＬおよびＦＬＬを用いてモータの回転数を制御することを示唆する。しかし、モータの目標回転指令信号とモータのフィードバック周波数信号とを比較すること、および進角制御については何ら示唆していない。
図１３は、特許文献１に開示された従来のモータドライバの一例を示す。モータドライバ５は、モータ５１の駆動制御を行う。モータドライバ５は回転数検出回路１、回転数検出回路１から出力される第１デジタル信号ｍ−Ｎｃを第１アナログ電圧信号Ｖｃに変換するＤ／Ａコンバータ５２、第１アナログ電圧Ｖｃをアナログ電流信号Ｉｃに変換する電圧／電流変換回路５３、アナログ電流信号Ｉｃに基づく第２アナログ電圧信号ＶＬＡを第２デジタル信号ｋ−Ｄに変換するＡ／Ｄコンバータ５４、第２デジタル信号ｋ−Ｄおよび内部クロック信号ｎ−Ｈｃに基づいてモータ５１の進角制御を行うための進角制御信号ＬＡＣを出力する進角制御回路５５、進角制御信号ＬＡＣに基づいてモータ５１の回転数に応じた進角制御を行うとともにモータ５１を駆動するための駆動信号Ｄを出力するドライブ部５６を備える。
FIG. 13 shows an example of a conventional motor driver disclosed in
回転数検出回路１は、エッジ検出回路１０、マスタークロック生成回路２０、周期分周部３０、内部クロックカウント部２を備える。回転数検出回路１はこうした回路部を組み合わせホール素子５７からホールコンパレータ（不図示）を介してホール信号Ｈの入力を受けホール信号Ｈの１周期ごとにモータ５１の回転数を検出し、その検出結果を内部クロックカウント部２の出力側から第１デジタル信号ｍ−Ｎｃとして出力する。
The rotation
電圧／電流変換回路５３には抵抗Ｒ１,Ｒ２が接続されている。抵抗Ｒ１の一端に第１アナログ電圧信号Ｖｃが印加されると、その電圧はアナログ電流信号Ｉｃに変換され、さらに抵抗Ｒ２の一端で第２アナログ電圧信号（進角信号）ＶＬＡに変換され、Ａ／Ｄコンバータ５４に入力される。抵抗Ｒ１，Ｒ２の他端はともに接地電位ＧＮＤに接続されている。第２アナログ電圧信号ＶＬＡはＡ／Ｄコンバータ５４でアナログ／デジタル変換され、第２デジタル信号ｋ−Ｄを出力する。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との抵抗比に基づき第１アナログ電圧信号Ｖｃと進角信号となる第２アナログ電圧信号ＶＬＡ（進角信号）の関係比が決定されている。
特許文献１に開示された進角制御はモータ５１の回転数に基づいて生成される周期信号の入力を受け、周期ごとにあらかじめ定めた期間内部クロック信号のパルス数を計数し、その計数値に基づき進角制御信号（第２デジタル信号ｋ−Ｄ）を生成するものである。すなわち、特許文献１はモータの回転数を検出して進角制御を行う方式を示唆する。
The advance angle control disclosed in
本発明のモータ制御回路は、上記特許文献に示唆された技術思想に鑑み特に相電流検出用の抵抗を用いることなく、進角制御の精度を高め、さらに電源電圧変動や負荷変動時の進角制御の精度を高めることを目的とする。 In view of the technical idea suggested in the above-mentioned patent document, the motor control circuit of the present invention improves the accuracy of advance control without using a phase current detection resistor, and further advances the advance at the time of power supply voltage fluctuation or load fluctuation. The purpose is to increase the accuracy of control.
本発明のモータ制御回路は、モータの駆動巻線に流れる駆動電流と駆動巻線に発生する誘起電圧との位相関係を設定する進角制御を備える。進角制御は、目標周波数とモータの回転速度に同期したフィードバック周波数とを周波数比較回路に入力し、周波数比較回路から取り出した周波数差に基づきモータの進角制御を行う。周波数比較回路にはＦＬＬ（Frequency Locked Loop）回路を用いる。 The motor control circuit of the present invention includes advance angle control for setting a phase relationship between a drive current flowing in the drive winding of the motor and an induced voltage generated in the drive winding. In the advance angle control, a target frequency and a feedback frequency synchronized with the rotation speed of the motor are input to the frequency comparison circuit, and the advance angle control of the motor is performed based on the frequency difference extracted from the frequency comparison circuit. An FLL (Frequency Locked Loop) circuit is used as the frequency comparison circuit.
また、本発明のモータ制御回路は、モータの駆動巻線に流れる駆動電流と駆動巻線に発生する誘起電圧との位相関係を設定する進角制御を備える。進角制御は、目標位相とモータの回転速度に同期したフィードバック位相とを位相比較回路に入力し、位相比較回路から取り出した周波数差に基づきモータの進角制御を行う。位相比較回路にはＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路を用いる。 In addition, the motor control circuit of the present invention includes advance angle control that sets a phase relationship between a drive current flowing in the drive winding of the motor and an induced voltage generated in the drive winding. In the advance angle control, the target phase and the feedback phase synchronized with the rotation speed of the motor are input to the phase comparison circuit, and the advance angle control of the motor is performed based on the frequency difference extracted from the phase comparison circuit. A PLL (Phase Locked Loop) circuit is used as the phase comparison circuit.
また、本発明のモータ制御回路は、ＰＬＬ回路の前段または後段にＦＬＬ回路を直列に結合し、周波数差および位相差の少なくとも一方に基づき進角制御を行う。 In the motor control circuit of the present invention, the FLL circuit is connected in series with the preceding stage or the subsequent stage of the PLL circuit, and the advance angle control is performed based on at least one of the frequency difference and the phase difference.
本発明のモータ制御回路は、相電流検出用の相抵抗を用いることなく、目標周波数または目標位相と、モータからフィードバックされるデジタル信号の周波数または位相とを比較し、その周波数差または位相差に基づき進角制御を行うので、スイッチングノイズの影響を抑止することができる。 The motor control circuit of the present invention compares the target frequency or target phase with the frequency or phase of the digital signal fed back from the motor without using the phase resistance for phase current detection, and determines the frequency difference or phase difference. Since the advance angle control is performed based on this, the influence of switching noise can be suppressed.
（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態にかかり特にモータ制御回路の概念図を示す。モータ制御回路１００は、ＦＬＬ回路１５０、駆動波形生成回路１６０、進角制御回路１７０、ドライバ１８０ａ、モータ１８２、ＦＧ出力回路１８８を備える。なおモータ１８２はブラシレスＤＣモータであり、図示しない可動子（回転子）および駆動巻線を有する。
(First embodiment)
FIG. 1 shows a conceptual diagram of a motor control circuit according to the first embodiment of the present invention. The
ＦＬＬ(Frequency Locked Loop)回路１５０は、一般的によく知られた周波数同期回路と称されるもので、モータ１８２側からフィードバックされたモータ回転数を周波数に変換した信号と目標周波数とを比較し、その周波数差に基づきモータの回転数を制御する。ＦＬＬ回路１５０には、第１信号入力端子１５２、第２信号入力端子１５４が設けられていて、第１信号入力端子１５２にはモータ１８２の回転数を制御するにあたり目標周波数を有するデジタル信号が入力される。デジタル信号はたとえば電圧制御型発振器で生成される。電圧制御型発振器としては、たとえば水晶発振子、セラミック共振子、可変容量キャパシタを用いたものを採用することができる。第２信号入力端子１５４にはモータ１８２の回転速度に応じた電圧がＦＧ出力回路１８８で所定の周波数に変換されたＦＧ信号（デジタル信号）が入力される。本発明では、ＦＧ出力回路１８８で生成されるデジタル信号の周波数および位相をそれぞれフィードバック周波数およびフィードバック位相と称する。ＦＧ出力回路１８８は当業者にはよく知られた、たとえばホール素子、エンコーダ、リゾルバなどを用いて構成することができる。ＦＬＬ回路１５０は、第１入力端子１５２、第２入力端子１５４の他に周波数比較回路１５６、ループフィルタ１５８を有する。ループフィルタ１５８は低域の周波数を通過させ高域の周波数を阻止するローパスフィルタで構成される。ループフィルタ１５８はモータの回転速度が急激に変化した場合や、モータ１８２で駆動される負荷の大きさが急激に変化した場合に対する応答性を決定する。
The FLL (Frequency Locked Loop)
駆動波形生成回路１６０には、ＦＬＬ回路１５０のループフィルタ１５８から出力された積分信号が入力される。駆動波形生成回路１６０は、後段のドライバ１８０ａにドライブ信号を供給する。ドライブ信号はたとえば、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式を採用した場合には、パルスの幅が時間の経過とともに変化する信号である。駆動波形生成回路１６０はたとえば、ＰＷＭ信号を生成するために、三角波生成回路１６２、正弦波生成回路１６４、およびコンパレータ１６６を有する。三角波信号はたとえば、抵抗とキャパシタを用いてミラー積分回路を構成して生成するか、またはキャパシタを定電流で充放電して生成することができる。正弦波信号はホールコンパレータ１８６の切り替わりのエッジを検出して、所定のビット数の離散的なパルス信号を生成し、その離散的なパルス信号を元に擬似的な正弦波信号を生成する。三角波生成回路１６２で生成される三角波信号Ｖtriはコンパレータ１６６のたとえば、反転端子（−）に、正弦波生成回路１６４で生成される正弦波信号Ｖsineはその非反転端子（＋）にそれぞれ入力される。このとき、両者の振幅同士がコンパレータ１６６で比較され、両者の振幅の差に応じてＰＷＭ信号Ｖｐｍｗがコンパレータ１６６の出力から取り出される。ループフィルタ１５８から取り出された積分信号（直流電圧）は、正弦波生成回路１６４で生成される正弦波信号Ｖsineの振幅を調整する。正弦波信号はホールコンパレータ１８６の切り替わりのエッジを検出して、所定のビット数の離散的なパルス信号を生成し、その離散的なパルス信号を元に擬似的な正弦波信号を生成する。また、正弦波信号の振幅値を調整するにはＶ−Ｉ変換回路を設け、Ｖ−Ｉ変換回路で一端、電流に変換し変換した電流を抵抗値が異なる複数の抵抗で電圧に変換するとよい。正弦波信号Ｖsineは、三角波信号Ｖtriの振幅とはコンパレータ１６６で比較され、その比較結果によってデューティ比が調整されたＰＷＭ信号Ｖｐｍｗとして出力される。ＰＷＭ信号Ｖｐｍｗのデューティ比が調整されると、モータ１８２を駆動する駆動電流が制御され進角制御が行われる。なお、ＰＷＭ信号Ｖｐｍｗが進角制御回路１７０によって進角の制御を受けると、進角量０度のときはＰＷＭ信号Ｖｐｍｗ０、進角量３０度のときはＰＷＭ信号Ｖｐｍｗ３０で示すように両者の位相は変わってくる。駆動波形生成回路１６０のおもな働きはドライバ１８０ａを駆動することであるが、後述の進角制御回路１７０と同様に進角制御の機能も有している。
The integrated signal output from the
コンパレータ１６６から出力されるたとえばＰＷＭ信号Ｖｐｍｗはドライバ１８０ａに供給される。ドライバ１８０ａはたとえば、三相ドライバからなり、モータ１８２を駆動する。ドライバ１８０ａの詳細については後述する。
For example, the PWM signal Vpmw output from the
モータ１８２の回転数、回転速度はＦＧ（Frequency Generator）出力回路１８８で所定の周波数を有するデジタル信号（ＦＧ信号）に変換され、ＦＬＬ回路１５０の第２信号入力端子１５４を介して周波数比較回路１５６にフィードバックされる。
The rotation speed and rotation speed of the
なお、図１にはＦＬＬ回路１５０を示し、周波数比較回路１５６で第１信号入力端子１５２に入力される目標周波数と第２信号入力端子に入力されるフィードバック周波数とを比較するようにした。しかし、ＦＬＬ回路１５０に替えてＰＬＬ回路を採用するか、またはＦＬＬ回路１５０とＰＬＬ回路１９０（図２，３参照）を直列または並列に結合してモータ制御回路１００を構成することもできる。ＦＬＬ回路１５０に替えてＰＬＬ回路１９０を採用した場合には、第１信号入力端子１５２と第２信号入力端子１５４は、それぞれ目標位相とフィードバック位相を比較するデジタル信号を受け入れる端子となる。
1 shows the
進角制御回路１７０にはＦＬＬ回路１５０のループフィルタ１５８から出力された積分信号すなわち直流電圧が印加されている。進角制御回路１７０は、駆動波形生成回路１６０とは別の進角制御の働きを有する。進角制御回路１７０は、ドライバ１８０ａに供給するＰＷＭ信号Ｖｐｍｗの位相を進めたり遅らせたりするために用意される。すなわち、本発明の進角制御回路１７０は正弦波生成回路１６４で生成された正弦波信号Ｖsineの信号の位相を制御する役目を担っている。正弦波信号Ｖsineの位相を制御するにはたとえば、ホールコンパレータ１８６から出力したデジタル信号の位相を調整する。
The advance
（第２の実施形態）
図２は、本発明の第２の実施形態にかかり、特に図１に示した本発明にかかるモータ制御回路の具体例を示す。
(Second Embodiment)
FIG. 2 shows a specific example of the motor control circuit according to the second embodiment of the present invention, particularly the motor control circuit according to the present invention shown in FIG.
モータ制御回路１００Ａは、ＭＰＵ１１０、入力端子１１２、シュミットインバータ１１４、平滑回路１２０、基準クロック生成回路１３０、ソフトスタート回路１４０、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路１９０、ＦＬＬ回路(Frequency Locked Loop)１５０、積分アンプ１５９、駆動波形生成回路１６０、進角制御回路１７０、ドライバ１８０ａ、プリドライバ１８０ｂ、モータ１８２．ホール素子１８４、ホールコンパレータ１８６．ＦＧ（Frequency Generator）出力回路１８８を具備している。図１と同じ箇所には同じ符号を用いている。
The
図２において、ＭＰＵ１１０は本発明にかかるモータ制御回路１００Ａを駆動するための基準となる入力信号を出力する。入力信号は、たとえばパルスの振幅値を調整するパルス振幅変調（ＰＡＭ：Pulse Amplitude Modulation）方式、パルスの幅を調整するパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）またはこれらを組み合わせた方式で生成することができる。ＰＡＭ方式では入力信号の振幅値を調整してモータ１８２の回転数を設定する。また、ＰＷＭ方式では、入力信号のデユーティ比を調整してモータ１８２を所定の回転数で運転することができる。また、両者を組み合わせるならばモータ１８２の回転速度に応じて使い分けることができる。たとえば、比較的低速度の場合にはＰＡＭ方式を、比較的高速度の場合にはＰＷＭ方式をそれぞれ採用することができる。いずれにしてもＭＰＵ１１０は、モータ１８２の回転数を制御する入力信号を生成するために用意されている。なお、本書においてＭＰＵ１１０はマイコンと称し、ＭＰＵ（マイクロプロセッサユニット）の他にＤＳＰ、ＣＰＵはもちろんのこと、マイコンの中にはモータの回転速度が設定できる信号発生器も含まれる。
In FIG. 2, the
入力端子１１２は、ＭＰＵ１１０より供給されるたとえばＰＷＭ入力信号を受け入れるために用意されている。入力端子１１２は、モータ制御回路１００Ａが、たとえばＭＰＵ１１０、ホール素子１８４、モータ１８２、ホールコンパレータ１８６、ＦＧ出力回路１８８を除いた回路素子が半導体集積回路装置に内蔵されるときに、その半導体集積回路装置に設けた外部端子の１つである。
The
シュミットインバータ１１４は、入力端子１１２に入力されるたとえばＰＷＭ入力信号の状態が不安定になるという、いわゆるチャタリング（Chattering）を抑止するために用いる。チャタリングとは、ＰＷＭ入力信号が本来のレベルから逸脱し、オン・オフが細かく繰り返される事象を指す。こうした不具合状態を排除するために、ヒステリシス特性をもったシュミットインバータ１１４を採用し、後段の回路部が誤動作しないようにしている。なお、シュミットインバータ１１４には電源電圧ＶＲＥＧが印加されるが、電源電圧ＶＲＥＧは、たとえば電圧が５Ｖに制御された電源電圧であり、後述のプリドライバ、ドライバを除いては電源電圧５Ｖが供給されている。
The
平滑回路１２０は、シュミットインバータ１１４から出力されたたとえばＰＷＭ信号を平滑し、ほぼレベルが一定な直流電圧に変換するために用意されている。平滑回路１２０を構成するには、たとえば抵抗Ｒ１０とキャパシタＣ１０を１段または数段直列に接続すればよい。平滑回路１２０は、単に抵抗Ｒ１０、キャパシタＣ１０で構成せずにオペアンプを用いて構成してもよい。また、平滑する前のＰＷＭ信号を増幅した後に平滑回路１２０で直流電圧に変換してもよいし、入力端子１１２に印加されたＰＷＭ信号をたとえば図示しないオペアンプで増幅し、増幅した後に平滑回路１２０で直流電圧に変換するようにしてもよい。
The smoothing
基準クロック生成回路１３０は本発明のモータ制御回路１００Ａにおいて、目標周波数や目標位相を設定するための基準クロック信号を生成するために用意され、平滑回路１２０で生成される直流電圧に応動して設定される。すなわち、ＭＰＵ１１０で指定された入力信号に応動する。基準クロック生成回路１３０は、いわば印加される直流電圧によって、その発振周波数が制御される電圧制御型発振器（ＶＣＯ）で構成されている。ＶＣＯとしては、たとえば、水晶振動子やセラミック発振子を用いたものや、可変容量ダイオードなどを用いたものを採用することができ、その周波数器はたとえば２００Ｈｚ〜１ＫＨｚに選ばれる。
The reference
ソフトスタート回路１４０は、基準クロック生成回路１３０の動作スタート点を制御するために用意されている。すなわち、ソフトスタート回路１４０は、モータ制御回路１００Ａを緩やかに作動させるために用意されている。たとえば車載モータの回転を急に上昇させると、モータ制御回路１００Ａにラッシュ電流が流れノイズが発生する。また、モータ１８２を急加速、急ブレーキすると異常音を発生したりする。こうした不具合を防止するために、ソフトスタート回路１４０によってスタート基準クロック生成回路１３０を緩やかに作動させるようにしている。
The
ＰＬＬ回路１９０は、位相比較回路１９２、ループフィルタ１９４、ＶＣＯ１９６（電圧制御発振回路）及び分周器１９８で構成される。ＰＬＬ回路１９０は本発明では必ずしも必須の構成要件ではない。ＦＬＬ回路１５０を単独で構成してもかまわない。ＰＬＬ回路１９０はＦＬＬ回路１５０の代わりに用いることができる。この場合にはＰＬＬ回路１９０が単独でモータ制御回路１００Ａを構成する。図２にはＰＬＬ回路１９０の後段にＦＬＬ回路１５０を結合したものを示した。こうしたＰＬＬとＦＬＬの組み合わせは、構成はやや複雑なりコスト高につながるが、それぞれを単独で構成する場合に比べてモータの制御精度を高めることにつながる。図２には、ＰＬＬ回路１９０の後段にＦＬＬ回路１５０を結合したが、これらの順序は逆でもよく、ＦＬＬ回路１５０の後段にＰＬＬ回路１９０を結合してもよい。また、ＦＬＬ回路１５０とＰＬＬ回路１９０を直列ではなく並列に結合してモータ制御回路１００Ａを構成することもできる。この場合には、ＦＬＬ回路１５０から出力される周波数差に応じた出力信号とＰＬＬ回路１９０から出力される位相差に応じた出力信号とを加算した合成信号に基づき進角制御を行う。
The
ＰＬＬ回路１９０の一部を構成する位相比較回路１９２は、分周器１９８から入力される分周信号の位相と基準クロック生成回路１３０で生成された基準クロック信号の位相とを比較する。両者の位相差に応じた誤差信号がループフィルタ１９４で平滑され、平滑された直流電圧はＶＣＯ１９６に入力され、ＶＣＯ１９６の発振周波数を制御する。ＶＣＯ１９６は電圧制御型発振器であり、たとえば水晶発振子を用いて構成される。
The
ループフィルタ１９４は、ローパスフィルタ（低域通過フィルタ）である。ループフィルタ１９４は、たとえば２次特性を有するようにたとえば抵抗、キャパシタの時定数が設定される。
The
分周器１９８は、ＶＣＯ１９６で発振された発振信号を所定の分周比Ｎで分周し、分周された分周信号は基準クロック生成回路１３０で生成された基準クロック信号と位相比較回路１９２で比較され、ＶＣＯ１９６で発振された発振信号は基準クロック信号の位相に同期される。なお、ＰＬＬ１９０を採用することで回路構成が少し複雑になり、コスト高になることは免れない。しかし、ＶＣＯ１９６は後段のＦＬＬ回路１５０の目標周波数を定める入力信号を出力し、ＶＣＯ１９６に水晶発振子を用いた場合にはＦＬＬ回路１５０を周波数の変動差が極めて小さな発振信号で制御することができる。
The
ＦＬＬ回路１５０は、第１信号入力端子１５２、第２信号入力端子１５４を備える。第１信号入力端子１５２、第２信号入力端子１５４は、図１にも示している。第１信号入力端子１５２にはＶＣＯ１９６で生成された発振信号が入力される。第２信号入力端子１５４にはＦＧ出力回路１８８から取り出されたＦＧ信号が入力される。ＦＧ信号はモータ１８２の極数、回転数、回転速度に対応したデジタル信号で所定の周波数に設定される。
The
ＦＬＬ回路１５０は、さらに周波数比較回路１５６、ループフィルタ１５８を備える。周波数比較回路１５６はＶＣＯ１９６から第１信号入力端子１５２に印加される目標周波数と、ＦＧ出力回路１８８から第２信号入力端子１５４に印加されるフィードバック周波数とを比較する。なお、ＰＬＬ回路１９０を設けずにＦＬＬ回路１５０のみでモータ制御回路１００Ａを構成する場合には、第１信号入力端子１５２には基準クロック生成回路１３０から制御の基準となる目標周波数が印加されることになる。
The
ループフィルタ１５８は、周波数比較回路１５６から出力された周波数差を平滑する。ループフィルタ１５８の時定数はＰＬＬ回路１９０に用いたループフィルタ１９４のそれとは異なるが、ローパスフィルタである点では共通している。
The
積分アンプ１５９は、ループフィルタ１５８から取り出された電圧成分をさらに平滑し、所定のレベルまで増幅する。増幅された直流電圧には、ＦＧ出力回路１８８からフィードバックされたＦＧ信号の信号成分が含まれる。積分アンプ１５９から出力されるフィードバック信号Ｖｆｂは駆動波形生成回路１６０および進角制御回路１７０を制御するために利用するのが本発明の特徴の１つである。
The integrating
駆動波形生成回路１６０は図１に示したものと同じであるので、詳細な説明は省略する。
The drive
進角制御回路１７０は、Ｖ−Ｉ変換回路１７２、ＡＤＣ１７４を備える。Ｖ−Ｉ変換回路１７２には端子１７６,１７８が用意されている。端子１７８はＡＤＣ１７４の入力側すなわちアナログ信号の入力端子の役割を兼ね備えている。端子１７６には抵抗Ｒ２０の一端が、端子１７８には抵抗Ｒ３０の一端がそれぞれ接続されている。抵抗Ｒ２０，Ｒ３０の他端はともに接地電位ＧＮＤに接続されている。
The advance
Ｖ−Ｉ変換回路１７２は、積分アンプ１５９に出力されるフィードバック信号Ｖｆｂを変換電流Ｉｓに変換するために用意されている。変換電流Ｉｓは、端子１７６に出力されるフィードバック変換電圧Ｖ１７６の大きさと抵抗Ｒ２０の大きさによって定められている。ここで、フィードバック変換電圧Ｖ１７６は、フィードバック信号Ｖｆｂに比例した電圧であり、フィードバック変換電圧Ｖ１７６はフィードバック信号Ｖｆｂに係数ｋを乗じた大きさで表すことができる。すなわち、Ｖ１７６＝ｋ・Ｖｆｂである。係数ｋが１に設定されると、フィードバック変換電圧Ｖ１７６とフィードバック信号Ｖｆｂは同じ大きさとなる。いずれにしても係数ｋは設計事項の１つであり、フィードバック信号Ｖｆｂの大きさ、抵抗Ｒ２０の大きさ、Ｖ−Ｉ変換回路１７２のダイナミックレンジ、ＡＤＣ１７４のダイナミックレンジを元にして決定すればよい。端子１７６に電圧Ｖ１７６が発生すると、その電圧に応じたアナログ電流は抵抗Ｒ２０の大きさに反比例した変換電流Ｉｓに変換され端子１７８を介して抵抗Ｒ３０に流れる。端子１７８に発生したアナログ電圧信号（進角信号）は電圧Ｖ１７８に変換されＡＤＣ１７４に入力される。電圧Ｖ１７８はＡＤＣ１７４でアナログ／デジタル変換され、デジタル信号Ｖｓを出力する。抵抗Ｒ２０と抵抗Ｒ３０との抵抗比に基づきフィードバック信号Ｖｆｂと電圧Ｖ１７８の関係比が決定されている。
The
プリドライバ１８０ｂは駆動波形生成回路１６０からＰＷＭ信号を受け、後段のドライバ１８０ａを駆動するために用意される。
The pre-driver 180b is prepared to receive the PWM signal from the drive
ドライバ１８０ａは、プリドライバ１８０ｂからのＰＷＭ駆動信号を受け、モータ１８２を駆動する。ドライバ１８０ａは、三相ドライバ、三相インバータなどとも称される。ドライバ１８０ａは、ハイサイドトランジスタＱＵＨ，ＱＶＨ，ＱＷＨ、およびローサイドトランジスタＱＵＬ，ＱＶＬ，ＱＷＬを備える。なお、ドライバ１８０ａには参考のために相抵抗Ｒ４０を示した。相抵抗Ｒ４０は駆動巻線に流れる相電流を電圧し変換し、変換された電圧に基づき進角制御を行うことが知られている。本発明の一実施形態では相抵抗Ｒ４０は備えていないし、また、進角制御にも利用していない。相抵抗Ｒ４０を採用しないことによって、スイッチングノイズの影響を抑止することができる。なお、ドライバ１８０ａには電源電圧ＶＣＣが供給されている。電源電圧ＶＣＣは、車載用モータ制御回路の場合には１２Ｖまたは２４Ｖが一般的に使用される。
The
モータ１８２には本発明の一実施形態ではブラシレスＤＣモータを採用している。
In the embodiment of the present invention, a brushless DC motor is adopted as the
ホール素子１８４は、モータ１８２がブラシレスＤＣモータである場合に可動子の位置を検出するために用意される。
The
ホールコンパレータ１８６は、ホール素子１８４に発生した電気角１２０度ずつずれたたとえば３つのデジタル信号を比較するために用意される。
The
ＦＧ出力回路１８８は、ホールコンパレータ１８６から出力される信号に基づき所定の周波数を有するデジタル信号をＦＬＬ回路１５０の第２信号入力端子１５４に入力する。ＦＧ出力回路１８８から出力されるＦＧ信号の周波数はモータ１８２の回転数や、モータ１８２の極数によって異なる。多極数になるほどまた、回転数に比例してその周波数は大きくなるが概ねその周波数は１ＫＨｚ以下である。
The
図２に示すモータ制御回路１００Ａに用いる電源電圧ＶＲＥＧは電源電圧ＶＣＣを元にして生成される定電圧源であり、電源電圧ＶＣＣの電源変動や温度の変化に影響を受けずにたとえば５Ｖに固定されている。このため、本発明の第２の実施形態では、電源電圧ＶＲＥＧを元に、シュミットインバータ１１４、基準クロック生成回路１３０、ソフトスタート回路１４０、ＦＬＬ回路１５０、ＰＬＬ回路１９０、積分アンプ１５９、駆動波形生成回路１６０、進角制御回路１７０などが作動されるので、電源電圧変動やモータの負荷変動の影響を受けずにモータの進角制御を行うことができる。
The power supply voltage VREG used in the
（第３の実施形態）
図３は、本発明にかかる第３の実施形態を示す。図３に示すモータ制御回路１００Ｂは、図２に示したモータ制御回路１００Ａの一部を変更したものである。図２との違いは、進角制御回路１７０にＤＡＣ１７９を設け、ＤＡＣ１７９を介してＦＧ出力回路１８８からのＦＧ信号をＶ−Ｉ変換回路１７２に印加するようにしたことである。ＤＡＣ１７９は、ＦＧ出力回路１８８から出力されるデジタル信号（ＦＧ信号）をアナログ信号に変換してＶ−Ｉ変換回路１７２に入力するために用意されている。図３に示す第３の実施形態は、積分アンプ１５９からの出力を進角制御に利用する方式ではない。しかし、積分アンプ１５９の出力は進角制御の機能も併せ有する駆動波形生成回路１６０を制御している。このため、周波数比較回路１５６または位相比較回路１９２から取り出される目標周波数とフィードバック周波数との周波数差、または目標位相とフィードバック位相との位相差に基づき進角制御を行うことになり、図３に示したモータ制御回路１００Ｂは本発明の技術的範囲に属すると解するのが妥当である。
(Third embodiment)
FIG. 3 shows a third embodiment according to the present invention. A
図４は本発明にかかる進角制御を説明するために、インバータ１８０ａに供給する電源電圧ＶＣＣが変化したとき、およびモータ１８２で駆動される負荷（不図示）の大きさが変化したときのモータ１８２の駆動巻線に流れる駆動電流と進角すべき進角量を模式的に示したものである。
FIG. 4 is a diagram illustrating the advance angle control according to the present invention when the power supply voltage VCC supplied to the
図４（ａ１），（ａ２）は、電源電圧ＶＣＣが変化したときを、図４（ｂ１），（ｂ２）は負荷が変化したときをそれぞれ示す。 4 (a1) and (a2) show when the power supply voltage VCC changes, and FIGS. 4 (b1) and (b2) show when the load changes.
図４（ａ１）の横軸には電源電圧ＶＣＣが標準時、減電圧時、過電圧時の３点を示し、その縦軸には駆動巻線に流れる駆動電流の大きさを示す。図４（ａ１）に示すようにモータ１８２の回転数は電源電圧ＶＣＣの変化に関係なく一定になるように制御されている条件下では、電源電圧ＶＣＣが標準時よりも低くなったとき、すなわち減電圧時では駆動電流は増加し、反対に高くなったときには、駆動電流は減少する。
The horizontal axis of FIG. 4 (a1) shows three points when the power supply voltage VCC is standard time, reduced voltage, and overvoltage, and the vertical axis shows the magnitude of the drive current flowing in the drive winding. As shown in FIG. 4 (a1), under the condition that the rotational speed of the
図４（ａ２）の横軸には図４（ａ１）と同じように電源電圧ＶＣＣが標準時、減電圧時、過電圧時の３点を示している。その縦軸には進角量および進角制御すべき方向を示している。モータ１８２の回転数は電源電圧ＶＣＣの変化に関係なく一定になるように制御されている条件下では、電源電圧ＶＣＣが標準時よりも低くなったときには、駆動電流は増加するので進角量は進角方向Ｙ１で示すように標準時よりは進角量を増加させなければならない。もし、進角制御が電源電圧ＶＣＣの変化に対してなんら施されない場合には進角方向Ｙ０で示すように進角制御量は常に０であるので、モータ１８２の出力トルクの効率は低下したままとなる。電源電圧ＶＣＣが標準時よりも高くなったときには減電圧時とは逆のことを施すことになる。すなわち、駆動電流は減少するので、進角量は減電圧時とは反対に減少するように進角方向Ｙ２で示すように標準時よりは進角量を減少させなければならない。もし、進角制御を過電圧時になんら施されない場合には進角方向Ｙ０で示すように進角制御量は常に０であるので、モータ１８２の出力トルクの効率は低下したままとなる。
The horizontal axis of FIG. 4 (a2) shows three points when the power supply voltage VCC is standard time, reduced voltage, and overvoltage as in FIG. 4 (a1). The vertical axis indicates the advance amount and the direction in which the advance control is to be performed. Under the condition that the rotation speed of the
図４（ｂ１）の横軸にはモータ１８２の負荷が標準時、軽負荷時、過負荷時の３点を示し、その縦軸には駆動巻線に流れる駆動電流の大きさを示す。図４（ｂ１）に示すようにモータ１８２の回転数は電源電圧ＶＣＣの変化に関係なく一定になるように制御されている条件下では、負荷が標準時よりも軽くなったとき、すなわち軽負荷時では駆動電流は減少し、反対に過負荷時には駆動電流は増加する。
The horizontal axis of FIG. 4B1 shows three points when the load of the
図４（ｂ２）の横軸には図４（ｂ１）と同じように標準時、軽負荷時、過負荷時の３点を示している。その縦軸には進角量および進角制御すべき方向を示している。モータ１８２の回転数が負荷の軽重に関係なく一定になるように制御されている条件下では、負荷が標準時よりも軽くなったときには、駆動電流は減少するので進角量は進角方向Ｙ３で示すように減少させなければならない。もし進角制御の対策がなんら施されていない場合には進角方向Ｙ０で示すように進角制御量は常に０であるので、モータ１８２の出力トルクの効率は低下したままとなる。負荷が標準時よりも重くなったときには軽負荷とは逆のことを施すことになる。すなわち、駆動電流は増加するので、進角量は進角方向Ｙ４で示すように標準時よりは進角量を減少させなければならない。もし、進角制御を過電圧時になんら施されない場合には進角方向Ｙ０で示すように進角制御量は常に０であるので、モータ１８２の出力トルクの効率は低下したままとなる。
The horizontal axis of FIG. 4 (b2) shows three points at the standard time, light load, and overload as in FIG. 4 (b1). The vertical axis indicates the advance amount and the direction in which the advance control is to be performed. Under the condition that the rotational speed of the
図５は本発明にかかる進角制御フローの一例を示し説明の便宜上、図４に示した減電圧時および過負荷時における進角制御の手順を示す。減電圧時、過負荷時は図４から明らかであるように、駆動電流はいずれも増加する状態であるので、進角制御を施すときには進角制御量は標準時より増加させる方向で両者は共通している。 FIG. 5 shows an example of an advance control flow according to the present invention, and shows the procedure of advance control at the time of reduced voltage and overload shown in FIG. 4 for convenience of explanation. As is clear from FIG. 4 when the voltage is reduced or overloaded, both drive currents are in an increasing state. Therefore, when the advance angle control is performed, both are common in the direction of increasing the advance angle control amount from the standard time. ing.
ステップ５０１は、標準時よりもドライバ１８０ａに供給される電源電圧ＶＣＣが減少した状態であることを示す。ステップ５０２はモータ１８２で駆動される負荷（不図示）が標準時よりも過負荷状態であることを示す。ステップ５０３は、ステップ５０１およびステップ５０２で示す状態ではモータ１８２の回転数は標準時よりも減少することを示す。ステップ５０４は、ステップ５０３でモータ１８２の回転数が減少することによって速度フィードバック信号Ｖｆｂが増加することを示す。ここで、速度フィードバック信号Ｖｆｂは積分アンプ１５９から出力される積分電圧（直流電圧）を指す。ステップ５０５は速度フィードバック信号Ｖｆｂが増加すると出力デューティ比が増加することを示す。ここで、出力デューティ比は、駆動波形生成回路１６０から出力され、プリドライバ１８０ｂを駆動するＰＷＭ信号のハイレベルとローレベルの比を示している。ステップ５０６は、ＰＷＭ信号の出力デューティ比が増加すると、モータ１８２の駆動巻線Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相（後述の図６参照）に流れる駆動電流が増加することを示す。ステップ５０７は、ステップ５０６で駆動電流が増加すると、モータ１８２の駆動巻線に誘起される誘起電圧と、駆動巻線に流れる駆動電流との位相ずれ量を補正するように進角量が増加することを示す。
Step 501 indicates that the power supply voltage VCC supplied to the
進角制御は、図４に示すように減電圧時には進角方向Ｙ１であり、過負荷時には進角方向Ｙ４であり、いずれも標準時に比べて進角量は増加する方向となる。 As shown in FIG. 4, the advance angle control is in the advance angle direction Y1 when the voltage is reduced, and in the advance angle direction Y4 when the load is overloaded. In either case, the advance angle amount increases in comparison with the standard time.
図５には一例として減電圧時および過負荷時のときの進角制御のフローを示した。説明の便宜上過電圧時および軽負荷時での進角制御のフローについては図示しなかったが、端的にいえば図５のものとはすべての状態が逆となる。すなわち、過電圧時および軽負荷時は、ステップ５０３は「回転数増加」、ステップ５０４は「速度フィードバック信号Ｖｆｂ減少」、ステップ５０５は「出力デューティ比減少」、ステップ５０６は「駆動電流減少」、ステップ５０７は「位相ずれ量補正（進角量減少）」となる。
FIG. 5 shows, as an example, a flow of the advance angle control at the time of reduced voltage and overload. For convenience of explanation, the flow of the advance angle control at the time of overvoltage and light load is not shown, but in short, all the states are opposite to those in FIG. That is, at the time of overvoltage and light load,
図６は、ブラシレスＤＣモータの１２０度通電に用いられるインバータ（ドライバ１８０ａ）のスイッチング状態を示す。なお、図６はインバータにおいて従前よく知られたものであるが本発明において後述の１８０度通電と違いを説明するためにあえて説明に供する。
FIG. 6 shows the switching state of the inverter (
図６は図２に示したドライバ１８０ａとそれによって駆動されるモータ１８２の三相巻線（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）を示す。図６はいわゆる三相ブリッジ（Ｕ，Ｖ，Ｗ）と称される３つのブリッジ回路を備える。それぞれのブリッジ回路は電源端子側に結合されるハイサイドトランジスタと接地電位側に結合されるローサイドトランジスタが対を成し１つのブリッジ回路を構成している。
FIG. 6 shows the three-phase winding (U phase, V phase, W phase) of the
図６には、モータ１８２の１回転を３６０度とし、モータ１８２の可動子がある位置にあるときを０度とし、その可動子が６０度ごとに同一方向に３６０度すなわち１回転するときの状態を６段階で示している、図６（１）〜（６）の共通事項であるが、ハイサイドトランジスタＱＵＨとローサイドトランジスタＱＵＬの共通接続点ａは駆動巻線Ｕの一端に接続されている。ハイサイドトランジスタＱＵＨは駆動巻線Ｕに駆動電流を供給するときのスイッチとして、ローサイドトランジスタＱＵＬは駆動巻線Ｕに流れ込んだ駆動電流を引き込むときのスイッチとして作用する。すなわち、共通接続点ａから駆動巻線Ｕ側に向かって駆動電流を供給するときスイッチとしてハイサイドトランジスタＱＵＨをオンさせ、駆動巻線Ｕ側から共通接続点ａに向かって駆動電流を引き込むときはローサイドトランジスタＱＵＬをオンさせる。
In FIG. 6, one rotation of the
図６（１）〜（６）の共通事項であるが、ハイサイドトランジスタＱＶＨとローサイドトランジスタＱＶＬの共通接続点ｂは駆動巻線Ｖの一端に接続されている。ハイサイドトランジスタＱＶＨは駆動巻線Ｖに駆動電流を供給するときのスイッチとして、ローサイドトランジスタＱＶＬは駆動巻線Ｖに流れ込んだ駆動電流を引き込むときのスイッチとして作用する。すなわち、共通接続点ｂから駆動巻線Ｖ側に向かって駆動電流を供給するときスイッチとしてハイサイドトランジスタＱＶＨをオンさせ、駆動巻線Ｖ側から共通接続点ｂに向かって駆動電流を引き込むときはローサイドトランジスタＱＶＬをオンさせる。 6 (1) to 6 (6), the common connection point b of the high side transistor QVH and the low side transistor QVL is connected to one end of the drive winding V. The high side transistor QVH functions as a switch for supplying a drive current to the drive winding V, and the low side transistor QVL functions as a switch for drawing in the drive current flowing into the drive winding V. That is, when the drive current is supplied from the common connection point b toward the drive winding V, the high-side transistor QVH is turned on as a switch, and when the drive current is drawn from the drive winding V side toward the common connection point b. The low side transistor QVL is turned on.
図６（１）〜（６）の共通事項であるが、ハイサイドトランジスタＱＷＨとローサイドトランジスタＱＷＬの共通接続点ｃは駆動巻線Ｗの一端に接続されている。ハイサイドトランジスタＱＷＨは駆動巻線Ｗに駆動電流を供給するときのスイッチとして、ローサイドトランジスタＱＷＬは駆動巻線Ｗに流れ込んだ駆動電流を引き込むときのスイッチとして作用する。すなわち、共通接続点ｃから駆動巻線Ｗ側に向かって駆動電流を供給するときスイッチとしてハイサイドトランジスタＱＷＨをオンさせ、駆動巻線Ｗ側から共通接続点ｃに向かって駆動電流を引き込むときはローサイドトランジスタＱＷＬをオンさせる。 6 (1) to 6 (6), a common connection point c between the high-side transistor QWH and the low-side transistor QWL is connected to one end of the drive winding W. The high side transistor QWH functions as a switch when supplying a drive current to the drive winding W, and the low side transistor QWL functions as a switch when drawing the drive current flowing into the drive winding W. That is, when the drive current is supplied from the common connection point c toward the drive winding W, the high-side transistor QWH is turned on as a switch, and when the drive current is drawn from the drive winding W toward the common connection point c. The low side transistor QWL is turned on.
図６（１）は、モータ１８２の可動子が所定の位置に存在したときを０度とし、可動子を０度から６０度まで回転させる場合を示す。この場合にはハイサイドトランジスタＱＵＨおよびローサイドトランジスタＱＶＬをオンさせ、その他のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタはオフとする。これによって、駆動電流は共通接続点ａから駆動巻線Ｕ，Ｖを介してローサイドトランジスタＱＶＬに流れる。このとき、駆動巻線Ｗ相に流れる駆動電流を制御するハイサイドトランジスタＱＷＨおよびローサイドトランジスタＱＷＬから構成された回路ブリッジには駆動電流は流れていない。
FIG. 6 (1) shows a case where the mover of the
図６（２）は、モータ１８２の可動子が図６（１）の位置から同じ方向に６０度回転した状態すなわち、最初の停止状態から６０度〜１２０度回転させる場合を示す。この場合にはハイサイドトランジスタＱＵＨおよびローサイドトランジスタＱＷＬをオンさせ、その他のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタはオフとする。これによって、駆動電流は共通接続点ａから駆動巻線Ｕ，Ｗを介してローサイドトランジスタＱＷＬに流れる。このとき、駆動巻線Ｖ相に流れる駆動電流を制御するハイサイドトランジスタＱＶＨおよびローサイドトランジスタＱＶＬから構成された回路ブリッジには駆動電流は流れない。図６（２）が図６（１）と共通することは、ともにハイサイドトランジスタＱＵＨがオン状態に置かれていることである。
6 (2) shows a state where the mover of the
図６（３）は、モータ１８２の可動子が図６（２）の位置から同じ方向に６０度回転した状態すなわち、最初の停止状態から１２０度〜１８０度回転させる場合を示す。この場合にはハイサイドトランジスタＱＶＨおよびローサイドトランジスタＱＷＬをオンさせ、その他のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタはオフとする。これによって、駆動電流は共通接続点ｂから駆動巻線Ｖ，Ｗを介してローサイドトランジスタＱＷＬに流れる。このとき、駆動巻線Ｕ相に流れる駆動電流を制御するハイサイドトランジスタＱＵＨおよびローサイドトランジスタＱＵＬから構成された回路ブリッジには駆動電流は流れない。図６（３）が図６（２）と共通することは、ともにローサイドトランジスタＱＷＬがオン状態に置かれていることである。
FIG. 6 (3) shows a state in which the mover of the
図６（４）は、モータ１８２の可動子が図６（３）の位置から同じ方向に６０度回転した状態すなわち、最初の停止状態から１８０度〜２４０度回転させる場合を示す。この場合にはハイサイドトランジスタＱＶＨおよびローサイドトランジスタＱＵＬをオンさせ、その他のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタはオフとする。これによって、駆動電流は共通接続点ｂから駆動巻線Ｖ，Ｕを介してローサイドトランジスタＱＵＬに流れる。このとき、駆動巻線Ｗ相に流れる駆動電流を制御するハイサイドトランジスタＱＷＨおよびローサイドトランジスタＱＷＬから構成された回路ブリッジには駆動電流は流れない。図６（４）が図６（３）と共通することは、ともにハイサイドトランジスタＱＶＨがオン状態に置かれていることである。
FIG. 6 (4) shows a case where the mover of the
図６（５）は、モータ１８２の可動子が図６（４）の位置から同じ方向に６０度回転した状態すなわち、最初の停止状態から２４０度〜３００度回転させる場合を示す。この場合にはハイサイドトランジスタＱＷＨおよびローサイドトランジスタＱＵＬをオンさせ、その他のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタはオフとする。これによって、駆動電流は共通接続点ｃから駆動巻線Ｗ，Ｕを介してローサイドトランジスタＱＵＬに流れる。このとき、駆動巻線Ｖ相に流れる駆動電流を制御するハイサイドトランジスタＱＶＨおよびローサイドトランジスタＱＶＬから構成された回路ブリッジには駆動電流は流れない。図６（５）が図６（４）と共通することは、ともにローサイドトランジスタＱＵＬがオン状態に置かれていることである。
FIG. 6 (5) shows a state in which the mover of the
図６（６）は、モータ１８２の可動子が図６（５）の位置から同じ方向に６０度回転した状態すなわち、最初の停止状態から３００度〜３６０度回転させる場合を示す。この場合にはハイサイドトランジスタＱＷＨおよびローサイドトランジスタＱＶＬをオンさせ、その他のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタはオフとする。これによって、駆動電流は共通接続点ｃから駆動巻線Ｗ，Ｖを介してローサイドトランジスタＱＶＬに流れる。このとき、駆動巻線Ｕ相に流れる駆動電流を制御するハイサイドトランジスタＱＵＨおよびローサイドトランジスタＱＵＬから構成された回路ブリッジには駆動電流は流れない。図６（６）が図６（５）と共通することは、ともにハイサイドトランジスタＱＷＨがオン状態に置かれていることである。
FIG. 6 (6) shows a state where the mover of the
図６に１２０度通電時の1回転（３６０度）時の各ハイサイドトランジスタおよび各ローサイドトランジスタのオン、オフ状態を示したように、ハイサイドトランジスタＱＵＨとローサイドトランジスタＱＵＬで構成されたブリッジ回路は、（３）１２０度〜１８０度の間および（６）３００度〜３６０度の間、完全にオフ状態に置かれる。同様に、ハイサイドトランジスタＱＶＨとローサイドトランジスタＱＶＬで構成されたブリッジ回路は、（２）６０度〜１２０度の間および（５）２４０度〜３００度の間、完全にオフ状態に置かれる。さらに、ハイサイドトランジスタＱＷＨとローサイドトランジスタＱＷＬで構成されたブリッジ回路は、（１）０度〜６０度の間および（４）１８０度〜２４０度の間、全にオフ状態に置かれる。 As shown in FIG. 6 in which each high-side transistor and each low-side transistor is turned on and off at one rotation (360 degrees) when energized at 120 degrees, the bridge circuit composed of the high-side transistor QUH and the low-side transistor QUL is , (3) between 120 degrees and 180 degrees and (6) between 300 degrees and 360 degrees, completely off. Similarly, the bridge circuit composed of the high-side transistor QVH and the low-side transistor QVL is completely turned off between (2) 60 degrees to 120 degrees and (5) 240 degrees to 300 degrees. Further, the bridge circuit constituted by the high-side transistor QWH and the low-side transistor QWL is completely turned off between (1) 0 degrees to 60 degrees and (4) 180 degrees to 240 degrees.
図７は、ブラシレスＤＣモータの１８０度通電に用いられるインバータ（ドライバ１８０ａ）のスイッチング状態を示す。なお、図７はインバータにおいて従前よく知られたものであるが本発明において前述の１２０度通電と違いを説明するためにあえて説明に供する。
FIG. 7 shows a switching state of an inverter (
図７は図２に示したドライバ１８０ａとそれによって駆動されるモータ１８２の三相巻線（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）を示す。図７はいわゆる三相ブリッジ（Ｕ，Ｖ，Ｗ）と称される３つのブリッジ回路を備える。それぞれのブリッジ回路は電源端子側に結合されるハイサイドトランジスタと接地電位側に結合されるローサイドトランジスタが対を成し１つのブリッジ回路を構成する。
FIG. 7 shows three-phase windings (U phase, V phase, W phase) of the
図７には、モータ１８２の１回転を３６０度とし、モータ１８２の可動子がある位置にあるときを０度とし、その可動子が６０度ごとに同一方向に３６０度すなわち１回転するときの状態を６段階で示している、図７（１）〜（６）の共通事項であるが、ハイサイドトランジスタＱＵＨとローサイドトランジスタＱＵＬの共通接続点ａは駆動巻線Ｕの一端に接続されている。ハイサイドトランジスタＱＵＨは駆動巻線Ｕに駆動電流を供給するときのスイッチとして、ローサイドトランジスタＱＵＬは駆動巻線Ｕに流れ込んだ駆動電流を引き込むときのスイッチとして作用する。すなわち、共通接続点ａから駆動巻線Ｕ側に向かって駆動電流を供給するときスイッチとしてハイサイドトランジスタＱＵＨをオンさせ、駆動巻線Ｕ側から共通接続点ａに向かって駆動電流を引き込むときはローサイドトランジスタＱＵＬをオンさせる。
In FIG. 7, one rotation of the
図７（１）〜（６）の共通事項であるが、ハイサイドトランジスタＱＶＨとローサイドトランジスタＱＶＬの共通接続点ｂは駆動巻線Ｖの一端に接続されている。ハイサイドトランジスタＱＶＨは駆動巻線Ｖに駆動電流を供給するときのスイッチとして、ローサイドトランジスタＱＶＬは駆動巻線Ｖに流れ込んだ駆動電流を引き込むときのスイッチとして作用する。すなわち、共通接続点ｂから駆動巻線Ｖ側に向かって駆動電流を供給するときスイッチとしてハイサイドトランジスタＱＶＨをオンさせ、駆動巻線Ｖ側から共通接続点ｂに向かって駆動電流を引き込むときはローサイドトランジスタＱＶＬをオンさせる。 7 (1) to (6), the common connection point b of the high side transistor QVH and the low side transistor QVL is connected to one end of the drive winding V. The high side transistor QVH functions as a switch for supplying a drive current to the drive winding V, and the low side transistor QVL functions as a switch for drawing in the drive current flowing into the drive winding V. That is, when the drive current is supplied from the common connection point b toward the drive winding V, the high-side transistor QVH is turned on as a switch, and when the drive current is drawn from the drive winding V side toward the common connection point b. The low side transistor QVL is turned on.
図７（１）〜（６）の共通事項であるが、ハイサイドトランジスタＱＷＨとローサイドトランジスタＱＷＬの共通接続点ｃは駆動巻線Ｗの一端に接続されている。ハイサイドトランジスタＱＷＨは駆動巻線Ｖに駆動電流を供給するときのスイッチとして、ローサイドトランジスタＱＷＬは駆動巻線Ｗに流れ込んだ駆動電流を引き込むときのスイッチとして作用する。すなわち、共通接続点ｃから駆動巻線Ｗ側に向かって駆動電流を供給するときスイッチとしてハイサイドトランジスタＱＷＨをオンさせ、駆動巻線Ｗ側から共通接続点ｃに向かって駆動電流を引き込むときはローサイドトランジスタＱＷＬをオンさせる。 7 (1) to 7 (6), the common connection point c between the high side transistor QWH and the low side transistor QWL is connected to one end of the drive winding W. The high side transistor QWH functions as a switch when supplying a drive current to the drive winding V, and the low side transistor QWL functions as a switch when drawing the drive current flowing into the drive winding W. That is, when the drive current is supplied from the common connection point c toward the drive winding W, the high-side transistor QWH is turned on as a switch, and when the drive current is drawn from the drive winding W toward the common connection point c. The low side transistor QWL is turned on.
図７（１）は、モータ１８２の可動子が所定の位置に存在したときを０度とし、可動子を０度から６０度まで回転させる場合を示す。この場合にはハイサイドトランジスタＱＵＨ，ＱＷＨおよびローサイドトランジスタＱＶＬをオンさせ、その他のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタはオフとする。これによって、駆動電流は共通接続点ａから駆動巻線Ｕ，Ｖを介して共通接続点ｂすなわちローサイドトランジスタＱＶＬに流れる。また、共通接続点ｃから駆動巻線Ｗ，Ｖ相を介して共通接続点ｂに流れ最終的にはローサイドトランジスタＱＶＬに流れる。このときには、ハイサイドトランジスタ、ローサイドトランジスタの違いはあるものの回路ブリッジＵ，Ｖ，Ｗのすべてに電流が流れていることである。この点は先に説明した１２０度通電とは異なる。
FIG. 7 (1) shows a case where the mover of the
図７（２）は、モータ１８２の可動子が図７（１）の位置から同じ方向に６０度回転した状態すなわち、最初の停止状態から６０度〜１２０度回転させる場合を示す。この場合にはハイサイドトランジスタＱＵＨおよびローサイドトランジスタＱＶＬ，ＱＷＬをオンさせ、その他のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタはオフとする。これによって、駆動電流は共通接続点ａから駆動巻線Ｕ，Ｖを介して共通接続点ｂすなわちローサイドトランジスタＱＶＬに流れる。また、共通接続点ａから駆動巻線Ｕ，Ｗ相を介して共通接続点ｃに流れ最終的にはローサイドトランジスタＱＷＬに流れる。このときにも、図７（１）と同様にハイサイドトランジスタ、ローサイドトランジスタの違いはあるものの回路ブリッジＵ，Ｖ，Ｗのすべてに電流が流れている。図７（２）が図７（１）と共通することは、ハイサイドトランジスタＱＵＨおよびローサイドトランジスタＱＶＬがともにオン状態に置かれていることである。
FIG. 7 (2) shows a state where the mover of the
図７（３）は、モータ１８２の可動子が図７（２）の位置から同じ方向に６０度回転した状態すなわち、最初の停止状態から１２０度〜１８０度回転させる場合を示す。この場合にはハイサイドトランジスタＱＵＨ，ＱＶＨおよびローサイドトランジスタＱＷＬをオンさせ、その他のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタはオフとする。これによって、駆動電流は共通接続点ａから駆動巻線Ｕ，Ｗを介してローサイドトランジスタＱＷＬに流れる。また、共通接続点ｂから駆動巻線Ｖ，Ｗ相を介して共通接続点ｃに流れ最終的にはローサイドトランジスタＱＷＬに流れる。このときにも、図７（１），（２）と同様にハイサイドトランジスタ、ローサイドトランジスタの違いはあるものの回路ブリッジＵ，Ｖ，Ｗのすべてに電流が流れている。図７（３）が図７（２）と共通することは、ハイサイドトランジスタＱＵＨおよびローサイドトランジスタＱＷＬがともにオン状態に置かれていることである。
FIG. 7 (3) shows a state where the mover of the
図７（４）は、モータ１８２の可動子が図７（３）の位置から同じ方向に６０度回転した状態すなわち、最初の停止状態から１８０度〜２４０度回転させる場合を示す。この場合にはハイサイドトランジスタＱＶＨおよびローサイドトランジスタＱＵＬ，ＱＷＬをオンさせ、その他のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタはオフとする。これによって、駆動電流は共通接続点ｂから駆動巻線Ｖ，Ｕを介して共通接続点ａすなわちローサイドトランジスタＱＵＬに流れる。また、共通接続点ｂから駆動巻線Ｖ，Ｗ相を介して共通接続点ｃに流れ最終的にはローサイドトランジスタＱＷＬに流れる。このときにも、図７（１），（２），（３）と同様にハイサイドトランジスタ、ローサイドトランジスタの違いはあるものの回路ブリッジＵ，Ｖ，Ｗのすべてに電流が流れている。図７（４）が図７（３）と共通することは、ハイサイドトランジスタＱＶＨおよびローサイドトランジスタＱＷＬがともにオン状態に置かれていることである。
FIG. 7 (4) shows a state in which the mover of the
図７（５）は、モータ１８２の可動子が図７（４）の位置から同じ方向に６０度回転した状態すなわち、最初の停止状態から２４０度〜３００度回転させる場合を示す。この場合にはハイサイドトランジスタＱＶＨ，ＱＷＨおよびローサイドトランジスタＱＵＬをオンさせ、その他のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタはオフとする。これによって、駆動電流は共通接続点ｂから駆動巻線Ｖ，Ｕを介して共通接続点ａすなわちローサイドトランジスタＱＵＬに流れる。また、共通接続点ｃから駆動巻線Ｗ，Ｕ相を介して共通接続点ａに流れ最終的にはローサイドトランジスタＱＵＬに流れる。このときにも、図７（１），（２），（３），（４）と同様にハイサイドトランジスタ、ローサイドトランジスタの違いはあるものの回路ブリッジＵ，Ｖ，Ｗのすべてに電流が流れている。図７（５）が図７（４）と共通することは、ハイサイドトランジスタＱＶＨおよびローサイドトランジスタＱＵＬがともにオン状態に置かれていることである。
FIG. 7 (5) shows a state where the mover of the
図７（６）は、モータ１８２の可動子が図７（５）の位置から同じ方向に６０度回転した状態すなわち、最初の停止状態から３００度〜３６０度回転させる場合を示す。 図７（６）はモータ１８２が1回転すなわち３６０度回転した状態を示す。この場合にはハイサイドトランジスタＱＷＨおよびローサイドトランジスタＱＵＬ，ＱＶＬをオンさせ、その他のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタはオフとする。これによって、駆動電流は共通接続点ｃから駆動巻線Ｗ，Ｕを介して共通接続点ａすなわちローサイドトランジスタＱＵＬに流れる。また、共通接続点ｃから駆動巻線Ｗ，Ｖ相を介して共通接続点ｂに流れ最終的にはローサイドトランジスタＱＶＬに流れる。このときにも、図７（１），（２），（３），（４），（５）と同様にハイサイドトランジスタ、ローサイドトランジスタの違いはあるものの回路ブリッジＵ，Ｖ，Ｗのすべてに電流が流れている。図７（６）が図７（５）と共通することは、ハイサイドトランジスタＱＷＨおよびローサイドトランジスタＱＵＬがともにオン状態に置かれていることである。
FIG. 7 (6) shows a state where the mover of the
図７に１８０度通電時の１回転（３６０度）時の各ハイサイドトランジスタおよび各ローサイドトランジスタのオン、オフ状態を示したように、ハイサイドトランジスタＱＵＨとローサイドトランジスタＱＵＬで構成されたブリッジ回路は、（１）０度〜６０度、（２）６０度〜１２０度、（３）１２０度〜１８０度の間、ハイサイドトランジスタＱＵＨがオン状態であり、（４）１８０度〜２４０度、（５）２４０度〜３００度、（６）３００度〜３６００度の間はローサイドトランジスタＱＵＬがオン状態であり、ブリッジ回路を構成するどちらかのトランジスタがオン状態に置かれる。このことは他の回路ブリッジでも同じである。たとえば、ハイサイドトランジスタＱＷＨとローサイドトランジスタＱＷＬで構成されたブリッジ回路では、（５）２４０度〜３００度、（６）３００度〜３６０度、（１）０度〜６０度の期間ではハイサイドトランジスタＱＷＨがオン状態であり、（２）６０度〜１２０度、（３）１２０度〜１８０度、（４）１８０度〜２４０度の間はローサイドトランジスタＱＷＬがオン状態であり、ブリッジ回路を構成するどちらかのトランジスタがオン状態に置かれていることが分かる。 As shown in FIG. 7 which shows the on / off state of each high-side transistor and each low-side transistor at one rotation (360 degrees) when energized at 180 degrees, the bridge circuit composed of the high-side transistor QUH and the low-side transistor QUL is (1) 0 degree to 60 degrees, (2) 60 degrees to 120 degrees, (3) The high side transistor QUIH is in the on state between 120 degrees to 180 degrees, and (4) 180 degrees to 240 degrees ( 5) Between 240 degrees and 300 degrees, and (6) 300 degrees to 3600 degrees, the low-side transistor QUL is in an on state, and one of the transistors constituting the bridge circuit is placed in an on state. The same applies to other circuit bridges. For example, in a bridge circuit composed of a high-side transistor QWH and a low-side transistor QWL, (5) 240 degrees to 300 degrees, (6) 300 degrees to 360 degrees, and (1) 0 to 60 degrees QWH is in an on state, (2) 60 to 120 degrees, (3) 120 to 180 degrees, and (4) 180 to 240 degrees, the low-side transistor QWL is in an on state, forming a bridge circuit It can be seen that either transistor is in the on state.
上述のとおり１８０度通電による制御は各相がオフ時間なしで作動している。このため１８０度通電ではしばしば、同じ相のハイサイドトランジスタとローサイドトランジスタが同時にオンしてしまうという不具合が生じうる。たとえば、ハイサイドトランジスタＱＵＨとローサイドトランジスタＱＵＬが同時にオンする場合である。こうした不具合が仮に生じると、電源と接地電位とがハイサイドトランジスタＱＵＨおよびローサイドトランジスタＱＵＬを介して短絡してしまい、電源の破損およびトランジスタの劣化、破損につながる恐れがある。こうした不具合を解消するために、ハイサイドトランジスタＱＵＨとローサイドトランジスタＱＵＬが同時にオフするデッドタイムを設けることが一般的である。 As described above, in the control based on the 180-degree energization, each phase operates without an off time. For this reason, the 180-degree conduction often causes a problem that the high-side transistor and the low-side transistor in the same phase are turned on at the same time. For example, this is a case where the high side transistor QUH and the low side transistor QUL are simultaneously turned on. If such a problem occurs, the power supply and the ground potential are short-circuited via the high-side transistor QUIH and the low-side transistor QUL, which may lead to power supply damage, transistor deterioration, and damage. In order to solve such a problem, it is common to provide a dead time during which the high-side transistor QUH and the low-side transistor QUL are simultaneously turned off.
図８は、図６に示した１２０度通電時での電源電圧ＶＣＣと電流波形を示す。図８（ａ）は駆動巻線Ｕ相に印加されるＵ相電圧を、図８（ｂ）は駆動巻線Ｕ相に流れるＵ相駆動電流をそれぞれ示す。図８（ａ）に示すＵ相電圧は図６（１）〜（６）から明らかになる。可動子が０度から１２０度の間は電源電圧ＶＣＣがハイサイドトランジスタＱＵＨを介してＵ相駆動巻線に供給されるがその電源電圧ＶＣＣは他の駆動巻線との直列回路に印加されるので、Ｕ相にはその１／２が生じるのでその大きさはＶＣＣ／２となる。可動子が（３）１２０度〜１８０度および(６)３００度〜３６０度の位置にあるときはＵ相駆動巻線には電源電圧ＶＣＣはまったく印加されないので、０となる。可動子の位置が（４）１８０度〜２４０度および（５）２４０度〜３００度の間にあるときにはＵ相駆動巻線には負の電圧が生じる。 FIG. 8 shows the power supply voltage VCC and the current waveform when the 120-degree energization shown in FIG. FIG. 8A shows the U-phase voltage applied to the drive winding U-phase, and FIG. 8B shows the U-phase drive current flowing through the drive winding U-phase. The U-phase voltage shown in FIG. 8A becomes clear from FIGS. When the mover is between 0 degrees and 120 degrees, the power supply voltage VCC is supplied to the U-phase drive winding via the high side transistor QUIH, but the power supply voltage VCC is applied to a series circuit with other drive windings. Therefore, a half of the U phase is generated, and the magnitude thereof is VCC / 2. When the mover is in the position of (3) 120 degrees to 180 degrees and (6) 300 degrees to 360 degrees, the power supply voltage VCC is not applied to the U-phase drive winding at all, and thus becomes zero. When the position of the mover is between (4) 180 degrees to 240 degrees and (5) 240 degrees to 300 degrees, a negative voltage is generated in the U-phase drive winding.
図８（ｂ）は、図８（ａ）に示したＵ相電圧がＵ相駆動巻線に印加されるときのＵ相駆動電流を示す。Ｕ相駆動電流はＵ相電圧とほぼ同じ波形を示す。図８（ｂ）、符号Ｘで示すようにＵ相駆動電流の立ち上がり時または立下り時は極めて急峻であるため、ノイズ発生源となることが多い。このことは比較的静かな車の中で顕著に感じる。しかし、１２０度通電方式は、図８（ａ）に示すようにＵ相電圧は可動子の回転位置が（２）６０度〜１２０度の間、（５）２４０度〜３６０度の間に無通電期間が存在し、これがメリットとなることも知られている。すなわち、無通電期間が存在することにより、駆動巻線の位置のばらつきや着磁のばらつきが１８０度通電に比べて優れ、また制御が簡易であるため一般的によく採用されている。 FIG. 8B shows a U-phase drive current when the U-phase voltage shown in FIG. 8A is applied to the U-phase drive winding. The U-phase drive current has a waveform that is substantially the same as the U-phase voltage. As shown by the symbol X in FIG. 8B, when the U-phase drive current rises or falls, it is very steep and often becomes a noise generation source. This is noticeable in a relatively quiet car. However, in the 120-degree energization method, as shown in FIG. 8A, the U-phase voltage is not between (2) 60 degrees to 120 degrees and (5) 240 degrees to 360 degrees. It is also known that there is an energization period and this is an advantage. That is, since there is a non-energization period, the variation in the position of the drive winding and the variation in magnetization are superior to 180-degree energization and the control is simple.
図９は、図７に示した１８０度通電時での電圧と電流波形を示す。図９（ａ）は駆動巻線Ｕ相に印加されるＵ相電圧であり、図９（ｂ）は駆動巻線Ｕ相に流れるＵ相駆動電流を示す。図９（ａ）に示すＵ相電圧は図７（１）〜（６）から明らかになる。可動子が（１）０度〜６０度に位置するときは、Ｕ相駆動巻線には電源電圧ＶＣＣの１／３の大きさが生じる。可動子が（２）６０度〜１２０度に位置するときは、Ｕ相駆動巻線には電源電圧ＶＣＣの２／３の大きさが生じる。同様に（３）１２０度〜１８０度の間は、Ｕ相駆動巻線には電源電圧ＶＣＣの１／３の大きさが生じる。（４）１８０度〜２４０度、（５）２４０度〜３００度、および（６）３００度〜３６０度の間は図９に示すように負の電圧が生じる。いずれにしても、０度〜３６０度の間、すなわちモータの可動子の位置に関係なく常時、Ｕ相駆動巻線には正、負の電圧という違いはあるが、必ず電圧が生じていることになる。このことはＵ相駆動巻線に限らずＶ相およびＷ相の駆動巻線についても同じである。 FIG. 9 shows voltage and current waveforms when the 180-degree energization shown in FIG. FIG. 9A shows a U-phase voltage applied to the drive winding U-phase, and FIG. 9B shows a U-phase drive current flowing in the drive winding U-phase. The U-phase voltage shown in FIG. 9A becomes clear from FIGS. When the mover is (1) located between 0 degrees and 60 degrees, the U-phase drive winding has a magnitude of 1/3 of the power supply voltage VCC. When the mover is (2) located between 60 degrees and 120 degrees, the U-phase drive winding has a magnitude of 2/3 of the power supply voltage VCC. Similarly, (3) between 120 degrees and 180 degrees, the U-phase drive winding has a magnitude of 1/3 of the power supply voltage VCC. A negative voltage is generated between (4) 180 degrees to 240 degrees, (5) 240 degrees to 300 degrees, and (6) 300 degrees to 360 degrees as shown in FIG. In any case, there is always a difference between 0 and 360 degrees, that is, regardless of the position of the mover of the motor. become. This is the same not only for the U-phase drive winding but also for the V-phase and W-phase drive windings.
図９（ｂ）は、図８（ａ）に示したＵ相電圧がＵ相駆動巻線に印加されるときのＵ相駆動電流を示す。Ｕ相駆動電流の波形はほぼ正弦波に近似し、電流の変化は緩やかに上昇しまた下降していることが分かる。このことは図８（ｂ）に示した１２０度通電時の電流波形とは異なることが分かる。こうした緩やかな電流波形はノイズ発生を抑止することにつながる。しかし１８０度通電方式は１２０度通電方式とは異なり、無通電期間が存在しないため、駆動巻線の位置のばらつきによって進角制御の精度が低下するおそれがあり、場合によっては制御不能に陥ることもありえる。また、ハイサイドトランジスタとローサイドトランジスタとが同時にオンしない回路構成にしなければならず回路構成、回路制御が難しくなる。 FIG. 9B shows the U-phase drive current when the U-phase voltage shown in FIG. 8A is applied to the U-phase drive winding. It can be seen that the waveform of the U-phase drive current approximates a sine wave, and the change in current gradually rises and falls. It can be seen that this is different from the current waveform at 120 degrees energization shown in FIG. Such a gradual current waveform leads to suppression of noise generation. However, unlike the 120-degree energization method, the 180-degree energization method does not have a non-energization period, so the accuracy of the advance angle control may be reduced due to the variation in the position of the drive winding, and in some cases, the control becomes impossible. There can be. In addition, the circuit configuration and the circuit control are difficult because the circuit configuration in which the high-side transistor and the low-side transistor are not turned on at the same time has to be made.
図１０は、本発明にかかる駆動波形生成回路１６０で生成される三角波信号と正弦波信号とによってＰＷＭ信号が生成される状態を進角０度と進角制御で３０度進めた状態を模式的に示す。
FIG. 10 schematically shows a state in which the PWM signal is generated by the triangular wave signal and the sine wave signal generated by the drive
図１０（ａ）は、図１に示した駆動波形生成回路１６０で生成される三角波信号Ｖｔｒｉと正弦波信号Ｖｓｉｎｅを示し、正弦波信号Ｖｓｉｎｅは進角量０度（実線）と進角量を３０度進めた場合（破線）を模式的に示す。三角波信号Ｖｔｒｉの位相および振幅は、本発明の一実施形態では固定するものとして示している。
FIG. 10A shows a triangular wave signal Vtri and a sine wave signal Vsine generated by the drive
図１０（ｂ）は、図１０（ａ）に示す正弦波信号Ｖｓｉｎｅの進角量が０度のときに、駆動波形生成回路１６０から出力されるＰＷＭ信号Ｖｐｍｗを示す。ＰＷＭ信号Ｖｐｍｗは、図１０（ａ）に示した三角波信号と正弦波信号（実線）とが比較されて両者の振幅の大小に応じてパルス幅が変化した信号である。
FIG. 10B shows the PWM signal Vpmw output from the drive
図１０（ｃ）は、図１０（ａ）に示す正弦波信号の進角量が３０度のときに、駆動波形生成回路１６０から出力されるＰＷＭ信号Ｖｐｍｗを示す。ＰＷＭ信号Ｖｐｍｗは、図１０（ａ）に示した三角波信号と正弦波信号（破線）とが比較されて両者の振幅の大小に応じてパルス幅が変化した信号を示している。
FIG. 10C shows the PWM signal Vpmw output from the drive
図１１は、本発明にかかる進角制御回路１７０の特性を示す。図１１を説明する前に図２に戻り進角制御回路１７０の回路動作を説明する。図２において、積分アンプ１５９から出力されるフィードバック信号Ｖｆｂと端子電圧Ｖ１７６との間に係数ｋが存在するようにＶ−Ｉ変換回路１７２の回路構成が成されているとき、Ｖ１７６＝ｋ・Ｖｆｂで表すことができる。係数ｋ＝１のときＶ１７６＝Ｖｆｂとなる。端子１７６に発生する電圧Ｖ１７６は抵抗Ｒ２０の大きさと相俟って、Ｖ−Ｉ変換回路１７２の出力となる変換電流Ｉｓの大きさを決定する。変換電流Ｉｓは抵抗Ｒ２０の抵抗値をｒ２０とすると、Ｉｓ＝Ｖ１７６／ｒ２０となる。変換電流Ｉｓは抵抗Ｒ３０と相俟って端子１７８に発生する電圧Ｖ１７８を決定する。端子１７８の電圧をＶ１７８、抵抗Ｒ３０の抵抗値をｒ３０とすると、Ｖ１７８＝Ｉｓ・ｒ３０となる。
FIG. 11 shows the characteristics of the advance
ここで端子１７８に取り出されるアナログ進角制御電圧Ｖ１７８を上述に基づき整理すると、Ｖ１７８＝（ｒ３０／ｒ２０）・ｋ・Ｖｆｂとなることがわかる。すなわち、アナログ進角制御電圧Ｖ１７８の大きさには、フィードバック信号Ｖｆｂと抵抗Ｒ２０と抵抗Ｒ３０との抵抗比が関わっている。してみれば、抵抗Ｒ２０と抵抗Ｒ２０との抵抗比を決めることによって、フィードバック信号Ｖｆｂに対するアナログ進角制御電圧Ｖ１７８の変化する勾配を決めることができる。このことはフィードバック信号Ｖｆｂに対する進角量の変化量を制御することにほかならない。 Here, when the analog advance angle control voltage V178 extracted to the terminal 178 is arranged based on the above, it can be seen that V178 = (r30 / r20) · k · Vfb. That is, the resistance ratio of the feedback signal Vfb, the resistor R20, and the resistor R30 is related to the magnitude of the analog advance control voltage V178. Thus, by determining the resistance ratio between the resistor R20 and the resistor R20, it is possible to determine the changing gradient of the analog advance control voltage V178 with respect to the feedback signal Vfb. This is nothing but controlling the amount of change in the advance angle with respect to the feedback signal Vfb.
上述に基づき再度図１１に戻りその特性を説明する。図１１（ａ）は、フィードバック信号ＶｆｂまたはＶ−Ｉ変換回路１７２に設けた端子１７６に取り出される進角制御電圧Ｖ１７６と進角量との関係を模式的に示している。図１１（ａ）の横軸にはＶ−Ｉ変換回路１７２に入力されるフィードバック信号Ｖｆｂ、または端子１７６のアナログ進角制御電圧Ｖ１７６を示し、その縦軸には進角量を示す。特性ｐ１はフィードバック信号Ｖｆｂまたは進角制御電圧Ｖ１７６がたとえば１Ｖから進角制御が始まる状態を示し、特性ｐ２は２Ｖから進角制御が始まる状態を示している。ここで、進角制御の開始点の電圧を決めるにあたっては、たとえば変換電流Ｉｓがフィードバック信号Ｖｆｂ、または端子１７６のアナログ進角制御電圧Ｖ１７６がたとえば１Ｖに達したときに流れるようにＶ−Ｉ変換回路１７２の回路構成を決めてもよい。すなわち、変換電流Ｉｓが流れるための閾値電圧を設け、フィードバック信号Ｖｆｂまたは端子１７６のアナログ進角制御電圧Ｖ１７６がその閾値電圧を超えたときに変換電流Ｉｓが流れるようにして進角制御を開始することができる。また、Ｖ−Ｉ変換回路１７２側には閾値電圧を設けずに、端子１７８に発生する電圧が所定の大きさを超えたときにＡＤＣ１７４を作動するようにしてもよい。
Based on the above description, the characteristics will be described again with reference to FIG. FIG. 11A schematically shows the relationship between the advance angle control voltage V176 extracted to the feedback signal Vfb or the terminal 176 provided in the
図１１（ｂ）には進角制御の傾きが調整される状態を示している。進角制御の傾き、すなわち、フィードバック信号Ｖｆｂに対する進角量の変化率は、前に述べたように抵抗Ｒ２０と抵抗Ｒ３０との抵抗比を選ぶことで所定の制御の傾きに設定することができる。特性ｐ３は抵抗２０の抵抗値ｒ２０に対して抵抗３０の抵抗値ｒ３０が比較的小さいとき、すなわち、進角制御勾配α１（＝ｒ３０／ｒ２０）が比較的小さく選ばれたときを示す。進角制御勾配α２（＝ｒ３０／ｒ２０）は進角制御勾配α１に比べて大きく選ばれたときを模式的に示す。
FIG. 11B shows a state in which the inclination of the advance angle control is adjusted. The inclination of the advance control, that is, the rate of change of the advance amount with respect to the feedback signal Vfb can be set to a predetermined control inclination by selecting the resistance ratio between the resistor R20 and the resistor R30 as described above. . The characteristic p3 indicates when the resistance value r30 of the
図１１に示すように本発明の進角制御回路１７０は、進角制御の開始点のフィードバック信号Ｖｆｂの大きさを設定できるとともに進角制御の勾配も設定できることが特徴の１つである。
As shown in FIG. 11, the advance
端子１７８で生成される進角制御のアナログ電圧信号は、ＡＤＣ１７４で所定のビット数のデジタル信号に変換され駆動波形生成回路１６０を制御するように働く。駆動波形生成回路１６０には前に述べたように正弦波生成回路１６４が内蔵されていて、ＡＤＣ１７４から出力されるデジタル信号は正弦波信号の位相を制御するための離散的デジタル信号となる。
The advance angle control analog voltage signal generated at the terminal 178 is converted into a digital signal of a predetermined number of bits by the
図１２は、図１、図２においての主なノードの信号波形を示す。図１２（ａ）は、三角波生成回路１６２で生成される三角波信号Ｖｔｒｉである。三角波信号Ｖｔｒｉは進角量０度、進角量３０度に関係なく本発明の一実施形態では一定に設定されている。もちろん三角波信号Ｖｔｒｉの振幅値、位相を制御してＰＷＭ信号Ｖｐｍｗのデューティ比を制御することもできる。その場合は正弦波信号Ｖｓｉｎｅの振幅値および位相は固定されることになる。
FIG. 12 shows signal waveforms of main nodes in FIGS. FIG. 12A shows a triangular wave signal Vtri generated by the triangular
図１２（ｂ）は、正弦波生成回路１６４で生成される正弦波信号Ｖｓｉｎｅの進角量が０度と３０度進めた場合を模式的に示している。なお、本発明の一実施形態では正弦波信号Ｖｓｉｎｅの振幅値も制御され図示したものよりも大きい振幅のものや小さい振幅のものが存在するが図面が煩雑になるので図示していない。
FIG. 12B schematically shows a case where the advance amount of the sine wave signal Vsine generated by the sine
図１２（ｃ）は、積分アンプ１５９に出力されるフィードバック信号Ｖｆｂが進角量０度と進角量を３０度進めた場合を模式的示している。フィードバック信号Ｖｆｂは進角量０度よりも進角量を３０度進めたときには大きくなるように回路構成が成されている。なお、進角制御量とフィードバック信号Ｖｆｂとの関係は設計事項であり、フィードバック信号Ｖｆｂと進角量は互いに反比例になるようにしてもよい。
FIG. 12C schematically shows a case where the feedback signal Vfb output to the integrating
本発明のモータ制御回路は電源電圧変動および負荷変動に対応できる進角制御を備えたモータの進角制御に好適であり、特に相抵抗を用いずに進角制御が行えるので特に耐ノイズ特性が要求される１８０度通電方式の進角制御に有用であるので、その産業上の利用可能性は極めて高い。 The motor control circuit of the present invention is suitable for the advance angle control of a motor having an advance angle control that can cope with power supply voltage fluctuations and load fluctuations. Particularly, since the advance angle control can be performed without using a phase resistance, noise resistance characteristics are particularly good. Since it is useful for the advance angle control of the required 180 degree energization method, its industrial applicability is extremely high.
１００，１００Ａ，１００Ｂ モータ制御回路
１１０ ＭＰＵ（マイクロプロセッサユニット）
１２０ 平滑回路
１３０ 基準クロック生成回路
１４０ ソフトスタート回路
１５０ ＦＬＬ回路
１５２ 周波数比較回路
１５９ 積分アンプ
１６０ 駆動波形生成回路
１６２ 三角波生成回路
１６４ 正弦波生成回路
１６６ コンパレータ
１７０ 進角制御回路
１７２ Ｖ−Ｉ変換回路
１７４ ＡＤＣ
１７９ ＤＡＣ
１８０ａ ドライバ
１８０ｂ プリドライバ
１８２ モータ
１８４ ホール素子
１８６ ホールコンパレータ
１８８ ＦＧ出力回路
１９０ ＰＬＬ回路
１９２ 位相比較回路
１９６ ＶＣＯ
Ｖｆｂ フィードバック信号
100, 100A, 100B
120
179 DAC
Vfb feedback signal
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