JP3908431B2

JP3908431B2 - Rotation control method for permanent magnet synchronous motor

Info

Publication number: JP3908431B2
Application number: JP2000038080A
Authority: JP
Inventors: 昭武正; 弘崔; 欣治宇野; 勲高橋
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2000-02-09
Filing date: 2000-02-09
Publication date: 2007-04-25
Anticipated expiration: 2020-02-09
Also published as: JP2001224194A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般家庭用電気冷蔵庫、エアコン、洗濯機等に使用される永久磁石同期モータの回転制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
永久磁石同期モータは回転子を永久磁石で構成し、その周囲に固定子コイルを配設し、これに転流回路を設けて固定子側コイルの電流切り換えを行って回転磁界を作っている。しかし、モータを一定方向に回転させるためには回転子の磁極の位置に対応してコイルを励磁する必要がある。そのため、永久磁石同期モータでは永久磁石の回転子の位置検出が必要となる。
【０００３】
従来、家庭用電気冷蔵庫、エアコン、洗濯機等に使用される永久磁石同期モータでは、その回転制御方法として主に１２０度通電方式が広く用いられている。１２０度通電方式では通常、永久磁石同期モータの回転子の位置を検出するためセンサーを設け、このセンサーの信号によって通電を切り換えて回転を制御している。しかし、例えばコンプレッサの場合には高温高圧中に封止してあり、位置センサーを取り付けるのが困難なため、モータの回転中に通電しない期間を設け、この間に非通電コイルと回転子磁石の位置関係により生じる誘起電圧を検出し、これを位置信号として用いて制御している。図１は１２０度通電方式の駆動波形を示した図である。
【０００４】
図１において、ＤＣ電源からインバータによってパルス状の出力（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を生成し、それぞれ駆動コイルＬu 、Ｌv 、Ｌw に電流を流して励磁する。各相には（ｕ）、（ｖ）、（ｗ）に示すような波形の出力が供給され、各相は電圧が印加される期間▲１▼、電圧が印加されないＯＦＦ期間▲２▼、及び他の相から電流が流れ込む期間▲３▼をそれぞれ有する。矢印は電圧が印加される相から他の相に電流が流れ込むことを表している。また、期間▲１▼に印加される電圧波形は、図１の（ｃ）に示されているように複数のパルス状波形から構成されており、デューティ比を調整することにより、所望の電圧値を得ることができる。そして、電圧が印加されていない期間▲２▼、即ち、非通電コイルとなるときに回転子の永久磁石との位置関係によりコイルに誘起電圧が生じるため、これを検出し位置信号として用いる。
【０００５】
図２は位置信号を検出して永久磁石同期モータを制御する従来の制御装置の構成の概要を示した図である。交流電源１はコンバータ２によって直流に変換され、さらにインバータ３により図１に示すパルス状波形に変換されて永久磁石同期モータ４に供給される。回転位置検出器５は各相の非通電コイルに生じる前記誘起電圧を検出して位置検出信号をＰＷＭ信号発生器６に供給し、ＰＷＭ信号発生器６はこの信号に基づいてインバータ３を制御する。Ｕ、Ｖ、Ｗ各相で生じる誘起電圧はそれぞれ１２０度の位相差を持っている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
従来の１２０度通電方式では、図１（ｂ）に示すようにモータ電流の不連続性によってトルクリップルが生じ、これによる騒音及び振動が発生し、また、矩形波電流のエッジに含まれている高調波成分によってモータの鉄損が増加し、モータの効率を低下させるという問題を有する。さらに、尖った形状の電流が流れるのでピーク電流値が増加し、インバータ容量が増加するという問題を有している。また、モータの回転速度は負荷によって変動するが、負荷によってモータの回転速度が変動しないことが求められる。
【０００７】
従って本発明の目的は、モータ電流の連続性を確保し、また、負荷が変動した場合も回転速度の変動を抑制できる方法を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明方法によれば、永久磁石同期モータはインバータによって供給され常時通電する三相交流電源で駆動され、該モータの回転子の永久磁石の磁束が固定子のコイルと鎖交する磁束を求め、該磁束の周波数と前記モータに供給される前記三相交流電源の周波数を比較し、比較結果に応じて前記インバータにより供給される三相交流電源の電圧を増減させ、永久磁石同期モータの回転数が負荷の軽重に係わらず変動しないようにしたものである。
【０００９】
また、本発明方法によれば、前記磁束の位相に所定の進み角を加え、該進み角を加えた位相となるよう前記インバータを制御し、前記三相交流電源の出力を前記磁束の位相から所定の角度進んだ位相とすることによって、永久磁石同期モータの回転数が負荷の軽重に係わらず変動しないようにしたものである。
また、本発明方法によれば、前記磁束の周期と前記モータに供給される前記三相交流電源の周期を比較し、その結果に応じて該周期から２つ後の周期に対応する前記インバータにより供給される三相交流電源の電圧を増減させ、永久磁石同期モータの回転数が回転角の負荷の軽重に係わらず変動しないようにしたものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図３は本発明が適用される常時通電している三相交流波形、例えば１８０度通電方式による永久磁石同期モータの駆動電圧波形を示した図である。ＤＣ電源からインバータによって三相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）交流出力を生成し、それぞれ駆動コイルＬu 、Ｌv 、Ｌw に電流を流して励磁する。Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の出力波形は、図３（ｂ）の(u) 、(v) 、(w) に示す正弦波となり、モータ電流の不連続性はなくなり常時通電状態となる。なお、上記三相交流出力はインバータにより生成されたパルス状波形よりなる出力、いわゆる疑似三相交流出力である。
【００１１】
図４は図３に示した１８０度通電方式による駆動波形を用いた、本発明の方法が適用される永久磁石同期モータの制御装置の構成の概要を示すブロック図で、１は交流電源、２はコンバータ、３はインバータ、４は永久磁石同期モータ、５は回転位置検出器、７は回転制御部で、正弦波ＰＷＭ発生器７１、周波数比較器７２、位相調整器７３を有している。なお。７の回転数制御部はマイコンで構成することができる。
【００１２】
次に図４を参照して本発明の方法による永久磁石同期モータの回転制御の動作を説明する。交流電源１はコンバータ２によって直流に変換され、インバータ３により図３に示す三相交流波形に変換されて永久磁石同期モータ４に供給される。そして、三相交流波形のうちの１相（図ではＵ相）の電圧Ｖ、電流Ｉが回転位置検出器５に導かれ、回転位置が検出される。
【００１３】
図の制御装置において、ある回転数で永久磁石同期モータ４を駆動したい場合、その回転数に対応した上記三相交流出力の周波数を指令周波数として設定すると、この設定値に基づく周波数の出力がインバータから出力される（図示なし）。
本発明では、図４のインバータ３、永久磁石同期モータ４、回転位置検出器５、及び回転制御部７で閉ループを構成し、ここにＰＬＬ（位相同期ループ）の方法を適用して回転制御を行う。上記三相交流出力で永久磁石同期モータを駆動する場合、指令周波数ｆ₀とモータの回転数ｎとの関係はモータの極数によって異なってくる。モータの極数が２の場合、ｆ₀：ｎ＝１：１であるが、極数が４の場合ｆ₀：ｎ＝２：１となる。この指令周波数は周波数比較器７２にも入力し、該比較器７２から所定の出力電圧が正弦波ＰＷＭ発生器７１に出力され、この出力を受けて正弦波ＰＷＭ発生器７１はインバータ３を制御する。インバータ３は正弦波ＰＷＭ発生器７１からの信号を受けて所定の振幅及び指令周波数を有する出力電圧を永久磁石同期モータ４に供給する。一方、回転位置検出器５は永久磁石同期モータ４の回転位置、即ち、永久磁石の回転子が回転して固定子に対して特定の相対位置に来たときのタイミングを検出する。後述するように、このタイミングは回転子の永久磁石の磁束が固定子のコイルと鎖交する磁束φを用いて検出する。この磁束φは正弦波であり、その周波数ｆφと回転子の回転数ｎの関係はモータの極数によって異なってくる。例えばモータの極数が２の場合、ｆφ：ｎ＝１：１であるが、極数が４の場合ｆφ：ｎ＝２：１となる。従って、正弦波の磁束φが、例えば零クロス点を通過したタイミングを位置信号として検出すると、モータの極数が２の場合はモータが１回転する間に出力される位置信号は２となり、モータの極数が４の場合はモータが１回転する間に出力される位置信号は４となる。そのため、この位置信号をパルスで発生させると、パルスの間隔から磁束φの周期と位相、及びモータの回転周期が得られ、さらに磁束φの周波数ｆφ及びモータの回転数ｎを求めることができる。
【００１４】
一方、磁束φの周波数ｆφは通常は上記指令周波数ｆ₀と等しくなるので、周波数ｆφを周波数比較器６２に出力して指令周波数ｆ₀と比較する。例えば永久磁石同期モータの負荷が重い場合、周波数ｆφはわずかに減少して指定周波数ｆ₀より小さくなり、比較結果はマイナス（−）となる。その場合には周波数比較器６２は比較結果に対応した所定の値だけ出力電圧を上昇させ、出力を高めて指定周波数ｆ₀に近づけるようにする。そして、上記動作を繰り返し、負荷に対応した出力電圧を出力して指定周波数ｆ₀に対応した回転数で回転子を回転させるようにする。また、永久磁石同期モータの負荷が軽い場合、周波数ｆφはわずかに増加して指定周波ｆ₀より大きくなるので比較結果はプラス（＋）となる。その場合には周波数比較器７２は比較結果に対応した所定の値だけ出力電圧を減少させ、出力を低めて指定周波数ｆ₀に近づけるようにする。そして、先に述べたと同様に上記動作を繰り返し、負荷に対応した出力電圧を出力して指定周波数ｆ₀に対応した回転数で回転子を回転させるようにする。なお、上記説明では周波数ｆφが指令周波数ｆ₀と等しい場合について説明したが、モータの極数や磁極の配置によってｆφとｆ₀が等しくなくても、一定の関係にあればよい。
【００１５】
図４において、回転位置検出器５は磁束φの位相も検出し、これを位相調整器７３に出力する。磁束φの位相は負荷の状況に応じて少しずれている。そこで、位相調整器７３にｎ度、例えば３０度の進み角指令を入力しておき、検出された磁束φの位相を入力し、ｎ度進めた位相となるように正弦波ＰＷＭ発生器７１に信号を出力し、正弦波ＰＷＭ発生器７１は磁束φの位相をｎ度進めた位相の三相交流出力をモータ４に供給するようインバータ３を制御する。上記進み角ｎは適宜変更することができるように構成されている。以下に、進み角操作をどのようにするかを説明する。
【００１６】
まず、従来の１２０度通電方式の駆動波形の場合の進み角制御について説明する。図５は図１に示した１２０度通電方式の駆動波形の場合の進み角制御を説明するための図である。図において、（ａ）は回転位置検出器で検出された位置信号であり、（ｂ）は進み角が０度の場合にコイルに印加される電圧の波形であり、（ｃ）は進み角がｎ度の場合にコイルに印加される電圧の波形である。（ｂ）において期間▲１▼の電圧は「Ｈ」であり、期間▲２▼及び▲３▼の電圧は「Ｌ」である。この場合、（ａ）の位置信号のパルスが出力された直後の期間の出力電圧波形をｎ度進ませる。この様に制御することによって負荷の変動に対して出力を対応させ、回転数を所定の値に保つことができる。
【００１７】
図６は本発明が適用される図３に示した１８０度通電方式の駆動波形の場合の進み角制御を説明するための図である。図において、（ａ）は回転位置検出器で検出された位置信号であり、（ｂ）は進み角が０度の場合にコイルに印加される電圧の波形であり、（ｃ）は進み角がｎ度の場合にコイルに印加される電圧の波形である。１８０度通電方式の場合には転流そのものがないため、位置信号を検出するとその時点で出力電圧の位相を進み角制御分ずらした位相に変更する。例えば、ｎ度の進み角を設定した場合、位置信号が入力した時点で正弦波の電圧出力を強制的にｎ度の位相にずらす操作を行う。このため一時的に正弦波の形状が連続しない形となるが、その後は連続した正弦波に戻る。
【００１８】
なお、上記進み角制御は、図４の周波数比較器７２による制御と併用することもできる。
図７は図４に示す回転位置検出器５の構成を詳細に示した図である。回転位置検出器５は積分器５１、５４、比例器５２、５３、加算器５５、及び周波数、位相検出器５６を有している。
【００１９】
図７の回転位置検出器５の動作を以下に説明する。交流電源１はコンバータ２によって直流に変換され、インバータ３により図３に示す三相交流波形に変換されて永久磁石同期モータ４に供給される。そして、三相交流波形のうちの１相（図ではＵ相）の電圧Ｖ、電流Ｉが回転位置検出器５に導かれる。このうち電圧Ｖは積分器５１を介して加算器５５に入力する。一方、電流Ｉは比例器５２を介して、及び比例器５３、積分器５４を介して加算器５５に入力する。加算器５５の出力は後で述べるように回転子の永久磁石の磁束が固定子のコイルと鎖交する磁束φを表している。磁束φは正弦波形であるので、磁束φが特定の値となるタイミング、例えば零クロスするタイミングを位置信号として検出すれば、図４の説明で述べたように磁束φの周期と周波数ｆφ、及び位相を求めることができる。周波数・位相検出器５６は磁束φを入力し、磁束φの周期と周波数ｆφ、及び位相を出力する。そして、周波数ｆφは図４の比較器７２に、位相は位相調整器７３にそれぞれ入力する。
【００２０】
次に、どのように磁束φを求めるかについて説明する。鎖交磁束φは永久磁石同期モータ４の無負荷誘起電圧（以下、「Ｅ₀」と記す）より９０度進んでいるため、Ｅ₀を求めて積分することによって磁束φを得ることができる。
図８は永久磁石同期モータ４の１相の等価回路を示した図である。図８において、無負荷時に電圧Ｖが印加されると電流Ｉが永久磁石同期モータ４のコイル抵抗分Ｒ_a、コイルのインダクタンス分Ｘ_sを流れ、無負荷誘起電圧Ｅ₀が発生する。この回路のベクトルを描くと図９のようになる。このベクトル図からＥ₀を求めると、以下のようになる。
【００２１】
Ｅ₀＝Ｖ−Ｒ_a・Ｉ−ｊＸ_s・Ｉ（１）
これを積分すると回転子の永久磁石の磁束が固定子のコイルと鎖交する磁束φが求められる。即ち、
∫Ｅ₀dt ＝∫Ｖdt−Ｒ_a・∫Ｉdt−Ｘ_s・Ｉ＝φ （２）
となる。そのため、上記三相交流電源の１相の電圧Ｖ、電流Ｉから式（２）の各要素を演算して求め、これを加算すれば∫Ｅ₀dt 、即ち、鎖交磁束φを求めることができる。
【００２２】
まず、上記式（２）の「∫Ｖdt」は電圧Ｖを積分器５１で積分することにより求めることができる。「Ｘ_s・Ｉ」は電流Ｉに比例器５２でＸ_sを掛けることにより求めることができる。「Ｒ_a・∫Ｉdt」は電流Ｉに比例器５３でＲ_aを掛け、次に積分器５４でＩを積分することにより求めることができる。次に、これら演算して求めた結果を加算器５５で加算することにより∫Ｅ₀dt 、即ち、鎖交磁束φを求めることができる。
【００２３】
次に、永久磁石同期モータの負荷の増減に対して該モータの回転を安定させるための飛び越し制御について図１０を参照して説明する。図１０において、（ａ）は飛び越し制御しない場合を示した図であり、（ｂ）は飛び越し制御する場合を示した図である。
永久磁石同期モータを例えばコンプレッサ用モータに用いた場合、そのモータが１回転する間の負荷分布は一様ではない。従って、回転する角度によって負荷が異なり、負荷が重い角度における回転速度は遅くなり、負荷が軽い角度における回転速度は速くなる。そのため、例えば永久磁石同期モータが４極である場合、先に説明した永久磁石が回転することによって固定子の１相のコイルに生じる無負荷誘起電圧から得た磁束φの波形は図１０（ａ）の右側に示され波形のようになる。この場合４極であるので、モータが１回転する間にｔ１、ｔ２で表す２周期分の波形が得られる。そして、次に１回転する間にｔ３、ｔ４で表す２周期分の波形が得られる。磁束φの波形からわかるように、負荷の軽重によって回転角度によって回転速度が変化している。図においてはｔ１とｔ３では負荷が重いため回転速度が遅くなって周期が長くなっており、ｔ２とｔ４では負荷が軽い又は重くないため回転速度は遅くなっていない。これは左側の円形で表わしてあり、負荷が重い角度（０〜π）は円が大きく、軽い角度（π〜２π）は円が小さく表わしてある。
【００２４】
このような場合、回転速度が遅いｔ１の周期を回転位置検出器５で検出し、これに対応して矢印▲１▼に示すように次の周期ｔ２に対応するインバータの出力電圧を高めたとしても、次の周期ｔ２における負荷は軽くなるため出力電圧を高めなくとも回転数は回復する。反対に回転速度が速くなっているｔ２の周期を回転位置検出器５で検出し、これに対応して矢印▲２▼に示すように次の周期ｔ３に対応するインバータの出力電圧を低めると、次の周期ｔ３における負荷は重くなるため回転数はより低下してしまう。
【００２５】
そこで、本発明では以下に説明する飛び越し制御を行う。図１０（ｂ）を参照して飛び越し制御について説明する。図において、回転速度が遅いｔ１の周期を回転位置検出器５で検出し、これに対応して次の周期ｔ２ではなく、矢印▲３▼に示すようにｔ２を飛び越して周期ｔ３に対応するインバータの出力電圧を高める。同様に回転速度が速いｔ２の周期を回転位置検出器５で検出し、これに対応して次の周期ｔ３ではなく、矢印▲４▼に示すようにｔ３を飛び越して周期ｔ４に対応するインバータの出力電圧を低める。このように制御するこによって、負荷に対応した出力を供給し、回転速度を所望の速度にすることができる。
【００２６】
図１１は上記飛び越し制御を行うための構成を示した図である。図４の構成とは回転制御部７の構成が異なるだけで、その他の構成は同じである。回転位置検出器５で検出された磁束φの周期Ｔφは切り換えスイッチＳＷを介して周波数比較器７２ａ、７２ｂに入力される。このとき、磁束φの周期Ｔφの１周期毎にＳＷが切り換えられ、１回転の前半の磁束φの周期Ｔφａは比較器７２ａに入力し、後半の周期Ｔφｂは比較器７２ｂに入力される。そして、これらの周期は指令周波数の周期とそれぞれ比較され、その差に応じて出力電圧の振幅をそれぞれ変化させる。即ち、前半の周期を指令周波数の周期と比較した結果に応じて次の周期に対応するインバータの出力電圧の振幅を変化させており、同様に後半の周期に対する出力電圧の振幅は後半の周期を指令周波数の周期と比較した結果に応じて変化させるため、図１０（ｂ）に示す飛び越し制御とすることができる。
【００２７】
【発明の効果】
本発明によれば、常時通電している三相交流波形により永久磁石同期モータを駆動するようにしたので、騒音や振動の発生を抑え、また高調波成分を抑え効率を向上させることができる。
また、ＰＬＬの方法を適用して回転制御を行うことにより、負荷の軽重に対してモータの回転速度の変動を抑制することができる。その際、飛び越し制御を行うことにより、よりきめの細かい制御を行うことができる。
【００２８】
さらに、進み角制御を行うことにより、負荷の変動に対して回転速度の変動を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】１２０度通電方式の駆動波形を示した図である。
【図２】永久磁石同期モータの従来の制御装置の構成の概要を示した図である。
【図３】本発明が適用される１８０度通電方式の駆動波形を示した図である。
【図４】本発明の方法が適用される永久磁石同期モータの制御装置の構成の概要を示す図である。
【図５】１２０度駆動波形の場合の進み角制御を説明するための図図である。
【図６】１８０度駆動波形の場合の進み角制御を説明するための図図である。
【図７】図４の回転位置検出器の構成を詳細に示した図である。
【図８】永久磁石同期モータの１相の等価回路を示した図である。
【図９】永久磁石同期モータの１相のベクトル図である。
【図１０】飛び越し制御を説明するための図である。
【図１１】飛び越し制御を行うための構成を示した図である。
【符号の説明】
１…交流電源
２…コンバータ
３…インバータ
４…永久磁石同期モータ
５…回転位置検出器
５１、５４…積分器
５２、５３…比例器
５５…加算器
５６…周波数、位相検出器
６…ＰＷＭ信号発生器
７…回転制御部
７１…正弦波ＰＷＭ発生器
７２…周波数比較器
７３…位相調整器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a rotation control method for a permanent magnet synchronous motor used in a general household electric refrigerator, an air conditioner, a washing machine or the like.
[0002]
[Prior art]
In a permanent magnet synchronous motor, a rotor is composed of a permanent magnet, a stator coil is disposed around the rotor, and a commutation circuit is provided on the rotor coil to switch the current of the stator side coil to create a rotating magnetic field. However, in order to rotate the motor in a certain direction, it is necessary to excite the coil corresponding to the position of the magnetic pole of the rotor. Therefore, the permanent magnet synchronous motor needs to detect the position of the rotor of the permanent magnet.
[0003]
Conventionally, in a permanent magnet synchronous motor used in a home electric refrigerator, an air conditioner, a washing machine or the like, a 120-degree energization method has been widely used as a rotation control method. In the 120-degree energization method, a sensor is usually provided to detect the position of the rotor of the permanent magnet synchronous motor, and the rotation is controlled by switching energization according to the signal of this sensor. However, for example, in the case of a compressor, it is sealed during high temperature and high pressure, and it is difficult to attach a position sensor. An induced voltage generated by the relationship is detected and controlled using this as a position signal. FIG. 1 is a diagram showing a drive waveform of the 120-degree energization method.
[0004]
In FIG. 1, a pulsed output (U, V, W) is generated from a DC power source by an inverter, and excitation is performed by passing currents through drive coils Lu, Lv, Lw, respectively. Each phase is supplied with an output having a waveform as shown in (u), (v), (w), and each phase has a period (1) in which voltage is applied, an OFF period (2) in which no voltage is applied, and Each has a period (3) in which current flows from the other phase. An arrow indicates that a current flows from a phase to which a voltage is applied to another phase. Further, the voltage waveform applied in the period (1) is composed of a plurality of pulse waveforms as shown in FIG. 1C, and a desired voltage value is obtained by adjusting the duty ratio. Can be obtained. An induced voltage is generated in the coil due to the positional relationship with the permanent magnet of the rotor when the voltage is not applied (2), that is, when it becomes a non-energized coil, and this is detected and used as a position signal.
[0005]
FIG. 2 is a diagram showing an outline of the configuration of a conventional control device that detects a position signal and controls a permanent magnet synchronous motor. The AC power source 1 is converted into DC by a converter 2 and further converted into a pulse waveform shown in FIG. 1 by an inverter 3 and supplied to a permanent magnet synchronous motor 4. The rotational position detector 5 detects the induced voltage generated in the non-energized coils of each phase and supplies a position detection signal to the PWM signal generator 6, and the PWM signal generator 6 controls the inverter 3 based on this signal. . The induced voltages generated in the U, V, and W phases each have a phase difference of 120 degrees.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional 120-degree energization method, torque ripple is generated due to the discontinuity of the motor current as shown in FIG. 1B, and noise and vibration are generated by this, and it is included in the edge of the rectangular wave current. There is a problem that the iron loss of the motor is increased by the harmonic component, and the efficiency of the motor is lowered. In addition, since a sharp current flows, the peak current value increases and the inverter capacity increases. Moreover, although the rotational speed of the motor varies depending on the load, it is required that the rotational speed of the motor does not vary depending on the load.
[0007]
Accordingly, an object of the present invention is to provide a method capable of ensuring the continuity of the motor current and suppressing the fluctuation of the rotational speed even when the load fluctuates.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
According to the method of the present invention, the permanent magnet synchronous motor is driven by a three-phase AC power source supplied by an inverter and energized at all times, and the magnetic flux of the permanent magnet of the rotor of the motor is obtained by interlinking with the coil of the stator, The frequency of the magnetic flux is compared with the frequency of the three-phase AC power source supplied to the motor, and the voltage of the three-phase AC power source supplied by the inverter is increased or decreased according to the comparison result. Is designed not to fluctuate regardless of the load.
[0009]
Further, according to the method of the present invention, a predetermined advance angle is added to the phase of the magnetic flux, the inverter is controlled to be a phase obtained by adding the advance angle, and the output of the three-phase AC power supply is determined from the phase of the magnetic flux. By setting the phase advanced by a predetermined angle, the rotational speed of the permanent magnet synchronous motor is prevented from fluctuating regardless of the load.
Further, according to the method of the present invention, the cycle of the magnetic flux is compared with the cycle of the three-phase AC power source supplied to the motor, and according to the result, the inverter corresponding to the cycle two cycles after the cycle is used. The voltage of the supplied three-phase AC power supply is increased or decreased so that the rotation speed of the permanent magnet synchronous motor does not fluctuate regardless of the load of the rotation angle.
[0010]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 3 is a diagram showing a three-phase AC waveform that is always energized to which the present invention is applied, for example, a driving voltage waveform of a permanent magnet synchronous motor using a 180-degree energization method. A three-phase (U, V, W) AC output is generated from a DC power source by an inverter, and excitation is performed by passing current through the drive coils Lu, Lv, and Lw, respectively. The output waveforms of the U, V, and W phases are sine waves shown in (u), (v), and (w) of FIG. 3B, and the motor current is not discontinuous and is always energized. The three-phase AC output is an output composed of a pulse waveform generated by an inverter, that is, a so-called pseudo three-phase AC output.
[0011]
FIG. 4 is a block diagram showing an outline of the configuration of a controller for a permanent magnet synchronous motor to which the method of the present invention is applied, using a drive waveform by the 180-degree energization method shown in FIG. Is a converter, 3 is an inverter, 4 is a permanent magnet synchronous motor, 5 is a rotational position detector, 7 is a rotation control unit, and has a sine wave PWM generator 71, a frequency comparator 72, and a phase adjuster 73. Note that. 7 can be constituted by a microcomputer.
[0012]
Next, the operation of the rotation control of the permanent magnet synchronous motor according to the method of the present invention will be described with reference to FIG. The AC power source 1 is converted into DC by a converter 2, converted into a three-phase AC waveform shown in FIG. 3 by an inverter 3, and supplied to a permanent magnet synchronous motor 4. Then, the voltage V and current I of one phase (U phase in the figure) of the three-phase AC waveform are guided to the rotational position detector 5 to detect the rotational position.
[0013]
In the control device shown in the figure, when it is desired to drive the permanent magnet synchronous motor 4 at a certain rotational speed, if the frequency of the three-phase AC output corresponding to the rotational speed is set as a command frequency, the output of the frequency based on the set value is an inverter. (Not shown).
In the present invention, the inverter 3, the permanent magnet synchronous motor 4, the rotational position detector 5, and the rotation control unit 7 of FIG. 4 form a closed loop, and a PLL (phase locked loop) method is applied thereto to control the rotation. Do. When a permanent magnet synchronous motor is driven with the three-phase AC output, the relationship between the command frequency f ₀ and the motor speed n varies depending on the number of poles of the motor. When the number of poles of the motor is 2, f ₀ : n = 1: 1, but when the number of poles is 4, f ₀ : n = 2: 1. The command frequency is also input to the frequency comparator 72, and a predetermined output voltage is output from the comparator 72 to the sine wave PWM generator 71, and the sine wave PWM generator 71 receives the output to control the inverter 3. . The inverter 3 receives a signal from the sine wave PWM generator 71 and supplies an output voltage having a predetermined amplitude and command frequency to the permanent magnet synchronous motor 4. On the other hand, the rotation position detector 5 detects the rotation position of the permanent magnet synchronous motor 4, that is, the timing when the rotor of the permanent magnet rotates and reaches a specific relative position with respect to the stator. As will be described later, this timing is detected using a magnetic flux φ in which the magnetic flux of the permanent magnet of the rotor is linked to the coil of the stator. This magnetic flux φ is a sine wave, and the relationship between the frequency fφ and the rotational speed n of the rotor varies depending on the number of poles of the motor. For example, when the number of poles of the motor is 2, fφ: n = 1: 1, but when the number of poles is 4, fφ: n = 2: 1. Therefore, if the timing at which the sinusoidal magnetic flux φ passes, for example, the zero cross point is detected as a position signal, if the number of poles of the motor is 2, the position signal output during one rotation of the motor is 2, and the motor When the number of poles is 4, the position signal output while the motor makes one revolution is 4. Therefore, when this position signal is generated in pulses, the period and phase of the magnetic flux φ and the rotation period of the motor can be obtained from the pulse interval, and the frequency fφ of the magnetic flux φ and the motor rotation speed n can be obtained.
[0014]
On the other hand, since the frequency fφ of the magnetic flux φ is normally equal to the command frequency f ₀ , the frequency fφ is output to the frequency comparator 62 and compared with the command frequency f ₀ . For example, when the load of the permanent magnet synchronous motor is heavy, the frequency fφ slightly decreases and becomes smaller than the designated frequency f ₀ , and the comparison result is minus (−). In that case, the frequency comparator 62 increases the output voltage by a predetermined value corresponding to the comparison result, and increases the output so as to approach the designated frequency f ₀ . Then, the above operation is repeated, and an output voltage corresponding to the load is output so that the rotor is rotated at a rotational speed corresponding to the designated frequency f ₀ . Further, when the load of the permanent magnet synchronous motor is light, the frequency fφ slightly increases and becomes higher than the designated frequency f ₀ , so that the comparison result is plus (+). In that case, the frequency comparator 72 decreases the output voltage by a predetermined value corresponding to the comparison result, and lowers the output so as to approach the designated frequency f ₀ . Then, as described above, the above operation is repeated, and an output voltage corresponding to the load is output to rotate the rotor at a rotation speed corresponding to the designated frequency f ₀ . In the above description, the case where the frequency fφ is equal to the command frequency f ₀ has been described. However, even if fφ and f ₀ are not equal depending on the number of poles of the motor and the arrangement of the magnetic poles, they may have a certain relationship.
[0015]
In FIG. 4, the rotational position detector 5 also detects the phase of the magnetic flux φ and outputs it to the phase adjuster 73. The phase of the magnetic flux φ is slightly shifted depending on the load condition. Therefore, an advance angle command of n degrees, for example, 30 degrees is input to the phase adjuster 73, and the phase of the detected magnetic flux φ is input to the sine wave PWM generator 71 so that the phase is advanced by n degrees. The signal is output, and the sine wave PWM generator 71 controls the inverter 3 so as to supply the motor 4 with a three-phase AC output having a phase obtained by advancing the phase of the magnetic flux φ by n degrees. The advance angle n can be changed as appropriate. Hereinafter, how the advance angle operation is performed will be described.
[0016]
First, the advance angle control in the case of a conventional 120-degree energization drive waveform will be described. FIG. 5 is a diagram for explaining the lead angle control in the case of the drive waveform of the 120-degree energization method shown in FIG. In the figure, (a) is the position signal detected by the rotational position detector, (b) is the waveform of the voltage applied to the coil when the advance angle is 0 degree, and (c) is the advance angle. It is a waveform of the voltage applied to a coil in the case of n degree | times. In (b), the voltage in period (1) is “H”, and the voltages in periods (2) and (3) are “L”. In this case, the output voltage waveform in the period immediately after the position signal pulse of (a) is output is advanced by n degrees. By controlling in this way, the output can be made to correspond to the fluctuation of the load, and the rotation speed can be kept at a predetermined value.
[0017]
FIG. 6 is a diagram for explaining the lead angle control in the case of the drive waveform of the 180-degree energization method shown in FIG. 3 to which the present invention is applied. In the figure, (a) is the position signal detected by the rotational position detector, (b) is the waveform of the voltage applied to the coil when the advance angle is 0 degree, and (c) is the advance angle. It is a waveform of the voltage applied to a coil in the case of n degree | times. Since there is no commutation itself in the case of the 180-degree energization method, when the position signal is detected, the phase of the output voltage is changed to a phase shifted by the advance angle control at that time. For example, when an advance angle of n degrees is set, an operation of forcibly shifting the voltage output of the sine wave to the phase of n degrees when the position signal is input is performed. For this reason, the shape of the sine wave is temporarily not continuous, but after that, it returns to a continuous sine wave.
[0018]
The advance angle control can be used together with the control by the frequency comparator 72 of FIG.
FIG. 7 is a diagram showing in detail the configuration of the rotational position detector 5 shown in FIG. The rotational position detector 5 includes integrators 51 and 54, proportional devices 52 and 53, an adder 55, and a frequency and phase detector 56.
[0019]
The operation of the rotational position detector 5 in FIG. 7 will be described below. The AC power source 1 is converted into DC by a converter 2, converted into a three-phase AC waveform shown in FIG. 3 by an inverter 3, and supplied to a permanent magnet synchronous motor 4. Then, the voltage V and current I of one phase (U phase in the figure) of the three-phase AC waveform are guided to the rotational position detector 5. Among these, the voltage V is input to the adder 55 via the integrator 51. On the other hand, the current I is input to the adder 55 via the proportional unit 52 and via the proportional unit 53 and the integrator 54. As will be described later, the output of the adder 55 represents a magnetic flux φ in which the magnetic flux of the permanent magnet of the rotor is linked to the coil of the stator. Since the magnetic flux φ has a sinusoidal waveform, if the timing at which the magnetic flux φ takes a specific value, for example, the timing at which zero crossing is detected as the position signal, the period of the magnetic flux φ and the frequency fφ, as described in the explanation of FIG. The phase can be determined. The frequency / phase detector 56 receives the magnetic flux φ and outputs the period, the frequency fφ, and the phase of the magnetic flux φ. The frequency fφ is input to the comparator 72 in FIG. 4 and the phase is input to the phase adjuster 73.
[0020]
Next, how to obtain the magnetic flux φ will be described. Since the linkage flux φ is 90 degrees ahead of the no-load induced voltage (hereinafter referred to as “E ₀ ”) of the permanent magnet synchronous motor 4, the flux φ can be obtained by obtaining and integrating E ₀ .
FIG. 8 is a diagram showing an equivalent circuit of one phase of the permanent magnet synchronous motor 4. In FIG. 8, when the voltage V is applied at no load, the current I flows through the coil resistance component R _a and the coil inductance component X _s of the permanent magnet synchronous motor 4, and the no-load induced voltage E ₀ is generated. The vector of this circuit is drawn as shown in FIG. When E ₀ is obtained from this vector diagram, it is as follows.
[0021]
E ₀ = V−R _a · I−jX _s · I (1)
When this is integrated, a magnetic flux φ in which the magnetic flux of the permanent magnet of the rotor is linked to the coil of the stator is obtained. That is,
∫E ₀ dt = ∫Vdt−R _a · ∫Idt−X _s · I = φ (2)
It becomes. Therefore, by calculating each element of the formula (2) from the one-phase voltage V and current I of the three-phase AC power source and adding them, ∫E ₀ dt, that is, the linkage flux φ can be obtained. it can.
[0022]
First, “∫Vdt” in the above equation (2) can be obtained by integrating the voltage V by the integrator 51. “X _s · I” can be obtained by multiplying the current I by X _s with the proportional device 52. “R _a ∫Idt” can be obtained by multiplying the current I by R _a by the proportional unit 53 and then integrating I by the integrator 54. Next, by adding the results obtained by these calculations by the adder 55, ∫E ₀ dt, that is, the flux linkage φ can be obtained.
[0023]
Next, the jump control for stabilizing the rotation of the permanent magnet synchronous motor with respect to increase and decrease of the load will be described with reference to FIG. In FIG. 10, (a) is a diagram showing a case where no jump control is performed, and (b) is a diagram showing a case where jump control is performed.
When a permanent magnet synchronous motor is used for a compressor motor, for example, the load distribution during one rotation of the motor is not uniform. Accordingly, the load varies depending on the rotation angle, the rotation speed at a heavy load angle is reduced, and the rotation speed at a light load angle is increased. Therefore, for example, when the permanent magnet synchronous motor has four poles, the waveform of the magnetic flux φ obtained from the no-load induced voltage generated in the one-phase coil of the stator due to the rotation of the permanent magnet described above is shown in FIG. ) Is shown on the right side of the waveform. In this case, since there are four poles, a waveform corresponding to two cycles represented by t1 and t2 is obtained while the motor makes one revolution. Then, during one rotation, a waveform for two periods represented by t3 and t4 is obtained. As can be seen from the waveform of the magnetic flux φ, the rotation speed varies depending on the rotation angle due to the load weight. In the figure, since the load is heavy at t1 and t3, the rotation speed is slow and the period is long, and at t2 and t4, the load is light or not heavy, so the rotation speed is not slow. This is represented by the left circle, where the heavy load angle (0 to π) is large, and the light angle (π to 2π) is small.
[0024]
In such a case, it is assumed that the period of t1 where the rotational speed is slow is detected by the rotational position detector 5, and the output voltage of the inverter corresponding to the next period t2 is increased correspondingly as indicated by the arrow (1). However, since the load in the next period t2 becomes light, the rotational speed is recovered without increasing the output voltage. On the contrary, when the period of t2 where the rotational speed is high is detected by the rotational position detector 5 and the output voltage of the inverter corresponding to the next period t3 is lowered as shown by the arrow (2), Since the load in the next period t3 becomes heavier, the rotational speed is further reduced.
[0025]
Therefore, in the present invention, the jump control described below is performed. The jump control will be described with reference to FIG. In the figure, the rotation position detector 5 detects the cycle of t1 where the rotation speed is slow, and in response to this, instead of the next cycle t2, the inverter jumps t2 as shown by the arrow (3) and corresponds to the cycle t3. Increase the output voltage. Similarly, the rotational position detector 5 detects the period of t2 where the rotational speed is high, and in response to this, instead of the next period t3, as shown by the arrow (4), the period of the inverter corresponding to the period t4 is skipped. Reduce the output voltage. By controlling in this way, an output corresponding to the load can be supplied and the rotation speed can be set to a desired speed.
[0026]
FIG. 11 is a diagram showing a configuration for performing the jump control. Only the configuration of the rotation control unit 7 is different from the configuration of FIG. 4, and the other configurations are the same. The period Tφ of the magnetic flux φ detected by the rotational position detector 5 is input to the frequency comparators 72a and 72b via the changeover switch SW. At this time, SW is switched every cycle of the period Tφ of the magnetic flux φ, and the period Tφa of the magnetic flux φ in the first half of one rotation is input to the comparator 72a, and the latter period Tφb is input to the comparator 72b. These periods are respectively compared with the period of the command frequency, and the amplitude of the output voltage is changed according to the difference. That is, the amplitude of the output voltage of the inverter corresponding to the next cycle is changed according to the result of comparing the first half cycle with the command frequency cycle. Similarly, the output voltage amplitude for the second half cycle is the second half cycle. Since it is changed according to the result of comparison with the cycle of the command frequency, the jump control shown in FIG.
[0027]
【The invention's effect】
According to the present invention, since the permanent magnet synchronous motor is driven by the three-phase AC waveform that is always energized, the generation of noise and vibration can be suppressed, the harmonic component can be suppressed, and the efficiency can be improved.
Further, by performing the rotation control by applying the PLL method, it is possible to suppress fluctuations in the rotation speed of the motor with respect to the load weight. At that time, by performing the jump control, finer control can be performed.
[0028]
Further, by performing the advance angle control, it is possible to suppress the fluctuation of the rotational speed with respect to the fluctuation of the load.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a drive waveform of a 120-degree energization method.
FIG. 2 is a diagram showing an outline of a configuration of a conventional control device of a permanent magnet synchronous motor.
FIG. 3 is a diagram showing a driving waveform of a 180-degree energization method to which the present invention is applied.
FIG. 4 is a diagram showing an outline of a configuration of a controller for a permanent magnet synchronous motor to which the method of the present invention is applied.
FIG. 5 is a diagram for explaining advance angle control in the case of a 120-degree drive waveform.
FIG. 6 is a diagram for explaining advance angle control in the case of a 180-degree drive waveform.
7 is a diagram showing in detail the configuration of the rotational position detector of FIG. 4;
FIG. 8 is a diagram showing an equivalent circuit of one phase of a permanent magnet synchronous motor.
FIG. 9 is a one-phase vector diagram of a permanent magnet synchronous motor.
FIG. 10 is a diagram for explaining jump control;
FIG. 11 is a diagram showing a configuration for performing interlaced control.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... AC power supply 2 ... Converter 3 ... Inverter 4 ... Permanent magnet synchronous motor 5 ... Rotation position detector 51, 54 ... Integrator 52, 53 ... Proportional device 55 ... Adder 56 ... Frequency and phase detector 6 ... PWM signal generation 7 ... Rotation controller 71 ... Sine wave PWM generator 72 ... Frequency comparator 73 ... Phase adjuster

Claims

In a permanent magnet synchronous motor driven by a three-phase AC power source that is supplied by an inverter and is always energized, the magnetic flux of the permanent magnet of the rotor of the motor is obtained by interlinking with the stator coil, and the period of the magnetic flux The period of the three-phase AC power supplied to the motor is compared, and according to the result, the voltage of the three-phase AC power supplied by the inverter corresponding to the period after the compared period of the magnetic flux is increased or decreased. Here, two comparators for comparing the cycle of the magnetic flux and the cycle of the three-phase AC power supplied to the motor are provided, and every other cycle of the magnetic flux is input to one comparator, The other every other period of the magnetic flux is input to the other comparator, and compared with the period of the three-phase AC power supplied to the motor, respectively, and the period of the magnetic flux next compared according to each result is compared. Corresponding to the period Increasing or decreasing the three-phase AC power supply voltage supplied by the inverter, the rotation control method of a permanent magnet synchronous motor.