JP6389527B2

JP6389527B2 - アナログ−情報変換器

Info

Publication number: JP6389527B2
Application number: JP2016547251A
Authority: JP
Inventors: ロマン・ラビノビッチ; オクランダー，ボリス; ツヴィラン，アサフ
Original assignee: イーアイエム・ディストリビューション・リミテッド; ロマン・ラビノビッチ
Priority date: 2013-10-08
Filing date: 2014-10-07
Publication date: 2018-09-12
Anticipated expiration: 2034-10-07
Also published as: CN105745550A; EP3055704A4; US20160252552A1; WO2015052713A1; BR112016007794A2; EP3055704B1; IL228776A0; EP3055704A1; ZA201602497B; JP2016540232A; CN105745550B

Description

本発明は、信号処理に関し、更に特定すれば、超広周波数帯域幅におけるＲＦ信号の信号特徴を測定する方法に関する。

従来技術

スペクトル検知は、コグニティブ無線、リアル・タイム・スペクトル・アナライザ、電子支援対策（ＥＳＭ）、またはレーダ警報受信機（ＲＷＲ）の用途というような、多くの民生および軍需用途にとって、時節柄興味深い問題である。これらの分野における主要な課題は、広周波数帯域幅において複合ＲＦ信号を傍受し、調査し、その特徴を導き出す能力である。殆どの技術的現状のシステムは、その後段にアナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）によるサンプリング、ならびに時間およびスペクトル・ドメインにおけるディジタル処理が続くダウン・コンバージョンを利用する。主な制約は、ＡＤＣの帯域幅およびビット深度から生ずる。ＡＤＣは、サンプリング速度に限界があり、したがって分析帯域幅に限界がある。これらの制約は、ナイキスト−シャノンのサンプリング理論によって最初に説明された。実際には、前述の問題は、多数のサブシステムを組み合わせることによって解決することができる。各サブシステムは、ダウン−コンバージョン、ＡＤＣによるサンプリング、および分割された周波数帯域の分析を行う。この設計の明らかな欠点は、高い重量次元(weight-dimension)およびコスト特性である。加えて、メモリ格納の問題が生じ、ナイキスト−シャノンのサンプリング理論の制限下でスペクトル全体をサンプリングすると、膨大な量のディジタル・データを格納し処理することになる。しかしながらこの状況では、信号の情報レベルは実際の帯域幅よりもかなり低いことが多く、アナログ−情報(analog-to-information)のような一層効率的なサンプリング方式の開発が促される。技術的現状のアナログ−情報の方法は、元の信号の特徴を復元するために、アンダー・サンプリング（ナイキスト周波数よりも低い周波数におけるサンプリング）を、高度信号処理および発見的問題解決法と共に利用するが、これらのアンダー・サンプリング方法は、本質的にノイズが多く、信号の特徴を常に高精度には推定し得ない。

要約すると、既知の技術は、対象であるスペクトル帯域全体の同時サンプリングの能力に限界がある。つまり、広周波数帯域内において連続およびパルスＲＦ信号を素早く認識することができるアナログ−情報変換器を提供する必要性が長い間感じられていたが、満たされていなかった。また、時間的に重複するが異なる周波数で送信する送信機間におけるフィルタ処理および判別の能力も求められている。

したがって、本発明の１つの目的は、超広帯域幅におけるＲＦ信号のスペクトル識別および特徴抽出の方法を開示することである。前述の方法は、（ａ）分析すべき前記ＲＦ信号を得るステップと、（ｂ）得られた信号をハイ・パス・フィルタ処理するステップと、（ｃ）圧縮信号をディジタル化するステップと、（ｄ）ディジタル化した信号を分析するステップとを含む。

本発明の中核となる目的は、スペクトル圧縮（ＳＣ）のステップを更に含む前述の方法を提供することであり、このステップは更に、前記ハイ・パス・フィルタ処理した信号を２つのチャネルに分割するステップと、前記チャネルの１つ内において前記信号を位相真時間遅延変調（シフト）し(phase true-time delay modulating)、元の信号および変調信号を混合するステップとを含む。

本発明の他の目的は、ドップラー周波数シフト

を生ずる、サブ波長刻みでの線形変調を含む位相真時間遅延変調ステップを開示することであり、ここで、ｖは、ディジタル的に制御されるスイッチング回路によって定義される線形範囲変調（linear range modulation）の速度であり、ｃは光速であり、ｆ_ｄはドップラー・シフトであり、Ｆｃはキャリア周波数である。

本発明の更に他の目的は、低周波数スペクトル帯域内において線形的に高周波数スペクトルをマッピングすることを含むＳＣのステップを開示することである。

本発明の更に他の目的は、高速フーリエ変換を含む、ディジタル化信号を分析するステップを開示することである。

本発明の更に他の目的は、ＲＦ信号のアナログ−情報変換器を開示することである。前述の変換器は、（ａ）スペクトル圧縮ユニットと（ｂ）得られた圧縮信号のディジタイザと、（ｃ）ディジタル信号処理ユニットとを含む。

本発明の中核となる目的は、前述のスペクトル圧縮ユニットを提供することであり、このユニットは更に、ハイ・パス・フィルタ処理された信号を２つのチャネルに分割するように構成されたスプリッタと、前記チャネルの内１つに配置された位相真時間遅延線と、前記チャネルの下流側の信号を混合するように構成されたミキシング・ユニットと、混合信号をフィルタ処理するように構成されたロー・パス・フィルタとを含む。

本発明の付加的な目的は、線形スペクトル圧縮（ＬＳＣ）の実装を利用して、アナログ−情報変換器のために最適化された実施態様を提示することである。線形アナログ−情報の実施態様は、更に、ハイ・パス・フィルタ処理された信号を２つのチャネルに分割するように構成されたスプリッタと、前記チャネルの１つに配置された位相真時間遅延と、各ＲＦチャネルを別個にサンプリングする２つのディジタイザ（アナログ／ディジタル変換器）とを含む。

本発明の更に他の目的は、ディジタル信号処理ユニットを開示することである。このディジタル信号処理ユニットは、別個のディジタル化チャネル毎の高速フーリエ変換と、元の周波数および変調周波数の相互検出(cross-detection)、ならびに高精度のスペクトルおよび時間信号の特徴抽出のためのアルゴリズム処理を含む。

本発明の付加的な目的は、ディジタル・スペクトル圧縮（ＤＳＣ）を利用して、完全にディジタル的な設計によるスペクトル圧縮を導き出す方法を提示することである。ディジタル・アナログ−情報(digital analog-to-information)の実施態様は、更に、ハイ・パス・フィルタ処理された信号を２チャネルに分割するように構成されたスプリッタと、その後段にある、ＲＦチャネル毎に別個にサンプリングする２つのディジタイザ（アナログ／ディジタル変換器）と、特定のディジタル・ドップラー処理ユニットとを含む。

本発明の更に他の目的は、完全にディジタル的な制御方法で、高精度のドップラー・シフトを生成するディジタル処理信号ユニットを開示することである。このディジタル・ドップラー生成器（ＤＤＧ）の処理は、所定のサンプリング・レート、デシメーション手順、高速フーリエ変換、および周波数スペクトルの所定の正規化を特徴とする。

本発明の更に他の目的は、以下の一群から選択された少なくとも１つの用途のために構成された変換器を開示することである。（ａ）超広帯域幅リアル・タイム・スペクトル、（ｂ）スペクトル検知およびコグニティブ無線の管理、（ｃ）エミッタ識別およびＥＳＭシステムに対するマッピング、ならびに（ｄ）超広帯域幅ＲＷＲシステム。

本発明を理解し、実際にどのように実現できるか確認するために、これより、添付図面を参照しながら、単なる非限定的な例として構成した複数の実施形態について説明する。
図１は、スペクトルを識別しスペクトル特徴を抽出する方法のフローチャートである。図２は、最適化された線形スペクトル圧縮方法のフローチャートである。図３は、線形アナログ−情報変換器の模式図である。図４は、ディジタル・アナログ−情報変換器の模式図である。

以下の説明は、当業者であれば誰でも前記発明を利用することができるようにするために設けられ、本発明者によって想起され本発明を実施する最良の態様を説明する。しかしながら、種々の変更は、当業者には明白であり続けるように構成される。何故なら、本発明の包括的な原理は、ＲＦ信号のスペクトル特性を分析する方法、およびそれの実現のための装置を提供することに特定して定められているからである。

１００ＭＨｚから１８ＧＨｚまでのＲＦスペクトル全体において送信機を同時にマッピングすることは、現在では非常に関連がある課題になっている。この課題の解決は、同時スペクトル・サンプリングの能力によって主に制限される。

本発明によれば、送信機のスペクトル特性および空間レイアウトに手を付けないまま残すように、スペクトル帯域を圧縮する。

本発明は、広い(broad)周波数帯域幅における連続およびバーストＲＦ信号の認識能力を提供する。加えて、本発明のアナログ−情報変換器は、異なるスペクトル特性によって、時間が重複する送信機(time overlapping transmitters)を判別することができる。

これより図１を参照して、送信機を識別しスペクトル特徴を抽出する方法２００のフローチャートを示す。本発明の実施形態例によれば、ステップ２１０において、得られた信号をハイ・パス・フィルタ処理する。次いで、ハイ・パス・フィルタ処理された信号を２つのチャネルに分割する（ステップ２２０）。これらのチャネルの一方には、位相真時間遅延シフタが設けられる。ステップ２３０は、位相真時間遅延を高周波数信号に挿入することを示す。ステップ２４０において、元の信号および変調信号を混合する。その後、得られた混合信号をステップ２５０においてロー・パス・フィルタ処理し、ステップ２６０においてディジタル化する（アナログ／ディジタル変換）。ステップ２７０において、得られたディジタル信号を処理して、送信機を識別しその特徴を抽出する。本発明の一実施形態によれば、得られたディジタル信号を処理するために高速フーリエ変換が使用される。

本スペクトル圧縮（ＳＣ）方法は、以下の式によって特徴付けることができる。積分時間は、次の式によって示される。

ここで、 TTD_bitは、物理遅延の二進選択(binary choice)をデコードするビット数である。位相真時間遅延は、２^TTD_bitの任意の遅延を有する。

Dopp_resは、ドップラー周波数分解能である。

TTD_switching_rateは、異なる遅延値の間における切り替え速度であり、信号に強制される速度を決定する。ドップラー周波数を生み出す時間毎に異なる遅延値の間で行われる切り替え回数を示す速度は、次の式で与えられる。

ここで、TTD_spanは、位相真時間遅延において選択することができる最も大きな距離の遅延(largest range delay)である。

Freq_spanは、ナイキスト・サンプリング周波数にしたがって、本システムによって測定および／または圧縮することができる最大キャリア周波数帯域幅である。

ここで、 Dopp_spanは、ナイキスト・サンプリング周波数にしたがって、本システムによって測定することができる最大ドップラー周波数帯域幅である。

ｃは光速である。

Freq_resは、２つのＲＦ信号間における判別を可能にする、これらの信号間の最小キャリア周波数差、または等価的にキャリア周波数のＦＦＴ表現の分解能である。

ここで、 TTD_resは、位相真時間遅延において選択することができる最も小さい距離の遅延であり、線形遅延変調の間における任意の２つの連続する遅延間の差（各切り替えイベントの遅延の刻み）でもある。

ミキサの非線形性という欠点、およびTTD_spanと測定された周波数分解能との間における制限関係を克服するために、更に、最適化線形スペクトル圧縮（ＬＳＣ）の実施態様を提示する。

これより図２を参照して、最適化線形スペクトル圧縮方法３００のフローチャートを示す。本発明の実施形態例によれば、ステップ３１０において、得られた信号をハイ・パス・フィルタ処理する。次いで、ハイ・パス・フィルタ処理された信号を２つのチャネルに分割する（ステップ３２０）。これらのチャネルの一方には、位相真時間遅延シフタが設けられる。ステップ３３０は、位相真時間遅延を高周波数信号に挿入することを示す。ステップ３４０において、元の信号および変調信号を別個にディジタル化する（アナログ／ディジタル変換）。次いで、ステップ３５０において、２つの得られたディジタル信号を処理して、送信機を識別しその特徴を抽出する。本発明の一実施形態によれば、２つの得られたディジタル信号の処理には高速フーリエ変換が使用され、その後段において、元の周波数および変調周波数の相互検出(cross-detection)および連携(association)、ならびに高精度なスペクトルおよび時間信号特徴の抽出のためのアルゴリズム処理が行われる。尚、提示した実施態様では、２つの周波数情報源を設け(supply)、これらの周波数情報は精度高く曖昧さがない周波数測定値の計算のために、一緒に融合する(fuse)ことができる。第１の周波数情報源は、変調周波数および元の周波数間のドップラー・シフトであり、（Freq_resの式によれば）Ｍｈｚ単位(scale)の分解能で曖昧さのない周波数測定値の計算を可能にする。第２の周波数情報源は、元の周波数のアンダー・サンプリングした測定値であり、これをドップラー・シフトと組み合わせることによって、Ｋｈｚ単位の分解能で曖昧さのない周波数測定値の計算を可能にする。

これより図３を参照し、アナログ−情報変換器１００の模式図を示す。このアナログ−情報変換器１００は、ハイ・パス・フィルタ１０、位相真時間遅延ユニット２０、２つのアナログ／ディジタル変換器３０および４０、ならびにディジタル信号処理ユニット５０を含む。

ソース（アンテナまたはその他）からの信号は、ハイ・パス・フィルタ１０においてハイ・パス・フィルタ処理される。次いで、フィルタ処理された信号は２つのチャネルに分割される。これらのチャネルの一方には、位相真時間遅延ユニット２０が設けられる。位相真時間遅延ユニット２０は、以下の式で定められる、線形遅延変調（ドップラー・シフトとして解釈される）を挿入することができる。

ここで、ｖは線形範囲変調の速度であり、ｃは光速であり、ｆ_ｄはドップラー・シフトであり、Ｆ_Ｃはキャリア周波数である。

変数ｖは、物理遅延の異なる値の間における切り替え速度(switching rate)にしたがってコンピュータ制御される。前述の遅延は、ＲＦまたは光遅延線間で動的に制御されるスイッチによって実施される。挿入される遅延シフトは、切り替えイベント毎に約数ｍｍである。

このように、キャリア周波数（Ｆ_Ｃ）から低ドップラー周波数（ｆ_ｄ）への線形マッピングが実施される。パラメータＫは、明示的に、元のスペクトル（ＧＨｚ）と、位相真時間遅延変調によって得られた圧縮スペクトル（ＭＨｚ）との間における圧縮率を表す。尚、前述した変換は、送信機間のスペクトル距離、送信機波形の全体的および内部構造を保持することは、強調してしかるべきであろう。

次いで、２つのチャネルからの信号Ｆ_ＣおよびＦ_Ｃ＋ｆ_ｄは、アナログ／ディジタル変換器３０および４０において別個にディジタル化され、２つのディジタル化された信号は、ディジタル信号処理ユニット５０において分析される。

あるいは、線形スペクトル圧縮（ＬＳＣ）は、完全にディジタル的な設計で実施することもでき、この場合、位相真時間遅延ユニット（ユニット２０）が不要になる。この目的のために、更に、ディジタル・スペクトル圧縮（ＤＳＣ）の実施態様を提示する。

これより図４を参照して、ディジタルのアナログ−情報変換器４００の模式図を示す。このアナログ−情報変換器４００は、ハイ・パス・フィルタ４１０、２つのアナログ／ディジタル変換器４２０および４３０、ならびにディジタル信号処理ユニット４４０を含む。

ソース（アンテナまたはその他）からの信号は、ハイ・パス・フィルタ４１０においてハイ・パス・フィルタ処理される。次いで、フィルタ処理された信号は２つのチャネルに分割され、これら２つのチャネルはアナログ／ディジタル変換器４２０および４３０において別個にディジタル化される。ユニット４２０および４３０におけるサンプリング・レートは、それぞれ、ｆ_１およびｆ_２として定義される。２つのアナログ／ディジタル変換器におけるサンプリング・レート間の関係は、次のように定義される。

ここで、ｖは所望のドップラー速度であり、ｃは光速であり、Ｋは圧縮率であり、ｆ_１、ｆ_２はそれぞれユニット４２０および４３０におけるサンプリング・レートである。

ユニット４２０および４３０において生成された２つのディジタル化信号を、それぞれ、Ｙ_１およびＹ_２と定義する。次いで、これらのディジタル信号はディジタル信号処理ユニット４４０において分析される。

本発明の更に他の目的は、Ｙ_１をＹ_２に等しい長さにするデシメーションと、別個のディジタル化チャネル（Ｆ（Ｙ_１）およびＦ（Ｙ_２））毎の高速フーリエ変換、およびＹ_２の周波数スペクトルの正規化が、以下の式にしたがって行われるように構成されたユニット４４０におけるディジタル信号処理を開示することである。

ここで、提案するディジタル・スペクトル圧縮（ＤＳＣ）の実施態様は、線形スペクトル圧縮（ＬＳＣ）で特徴付けられるアナログ・ドップラー・シフト方法と同等であることを主張する。この主張に対する根拠は、以下の関係の数学的等価性を拠り所とする。

アナログ位相真時間遅延ユニット２０およびアナログ／ディジタル変換器４０から生成されたディジタル化信号をＷ_１と定義すると、

ここで、Ｆは入力信号周波数、Ｋは圧縮率、ｎはディジタル・サンプル・インデックス、ｆ_２は、ＬＳＣシステムの実施態様におけるサンプリング・レート、そしてｆ_２＝ｆ_１×（１＋Ｋ）^−１は、ＤＳＣ実装のユニット４３０において要求されるサンプリング・レートである。このサンプリング・レートに対して、Ｙ_２に対する高速フーリエ変換によって生成され、アンダー・サンプリング（エリアス）された信号の周波数は、次の式で表すことができる。

ここで、Ｎはｆ_２のＦに対して最も近い複製であり、Ｎ＝arg min_Ｎ（Ｆ−N×ｆ_２）を意味する。したがって、Ｆ（Ｙ_２）*（１＋Ｋ）による周波数スペクトルの正規化の後、次の式が得られる。

これは、アナログ位相真時間遅延ユニット２０およびアナログ／ディジタル変換器４０によって生成されＦ（Ｗ_１）と定義されるスペクトル・マッピング、およびユニット４３０においてレートｆ_２でサンプリングされ、Ｙ_２に対して提案したディジタル処理を実行することによって生成されるスペクトル・マッピングの間に等価性があることを意味する。

超広帯域幅リアル・タイム・スペクトル、コグニティブ無線のためのスペクトル検知および管理、ＥＳＭシステムに対するエミッタ識別およびマッピング、超広帯域幅ＲＷＲシステムというような種々の用途は、本発明の範囲内に入るものとする。

Claims

超広帯域幅においてＲＦ信号のスペクトルを識別しその特徴を抽出する方法であって、
ａ．分析する前記ＲＦ信号を得るステップと、
ｂ．前記得られた信号をハイ・パス・フィルタ処理するステップと、
ｃ．前記ハイ・フィルタ処理した信号をディジタル化するステップと、
ｄ．前記ディジタル化信号を分析するステップと、
を含み、
前記方法が、更に、スペクトル圧縮（SC)のステップを含み、当該スペクトル圧縮（ＳＣ）のステップが、更に、
前記ハイ・パス・フィルタ処理した信号を２つのチャネルに分割するステップと、
前記チャネルの１つにおいて、前記信号を位相真時間遅延変調（シフト）するステップと、
を含む、方法。
請求項１に記載の方法において、前記ハイ・フィルタ処理した信号をディジタル化する前記ステップが、元のハイ・フィルタ処理した信号、圧縮信号、および／または変調信号をディジタル化するステップを含む、方法。
請求項１に記載の方法であって、前記元の信号および変調信号を混合するステップを含む、方法。
請求項１に記載の方法において、前記位相真時間遅延変調するステップが、サブ波長刻みでの線形変調によりドップラー周波数シフト

を生ずるステップを含み、ここで、ｖはディジタル的に制御される切り替え回路によって定義される線形範囲変調の速度であり、ｃは光速であり、ｆ_ｄはドップラー・シフトであり、Ｆ_Ｃはキャリア周波数である、方法。
請求項１に記載の方法において、前記ＳＣのステップが、低周波数スペクトル内において高周波数スペクトルを線形マッピングするステップを含む、方法。
請求項５に記載の変換器において、
ａ．超広帯域幅リアル・タイム・スペクトル、
ｂ．コグニティブ無線のためのスペクトル検知および管理、
ｃ．ＥＳＭシステムのためのエミッタ識別およびマッピング、ならびに
ｄ．超広帯域幅ＲＷＲシステム、
から成る一群から選択される少なくとも１つの用途のために構成される、変換器。
請求項１に記載の方法において、前記ディジタル信号処理のステップが、前記元の周波数のアンダー・サンプリング測定から得られるスペクトル情報と、元の周波数と変調周波数との間のドップラー・シフトとを融合するステップを含み、Ｋｈｚ単位の周波数分解能での曖昧さがない周波数測定値の計算を可能にする、方法。
ＲＦ信号の線形アナログ−情報変換器であって、
ａ．線形スペクトル圧縮（ＬＳＣ）ユニットと、
ｂ．得られた元の信号および変調信号をサンプリングするように構成された２つのディジタイザと、
ｃ．ディジタル信号処理ユニットと、
を含み、前記ＬＳＣユニットが、更に、ハイ・パス・フィルタ処理した信号を２つのチャネルに分割するように構成されたスプリッタと、前記チャネルの一方に配置された位相真時間遅延線とを含む、変換器。
請求項５に記載の変換器において、前記ディジタル信号処理ユニットが、前記ディジタル信号を処理する高速フーリエ変換と、その後段における、元の周波数および変調周波数の相互検出および連携、ならびに高精度スペクトルおよび時間信号特徴の抽出のためのアルゴリズム処理とを含む、変換器。
ＲＦ信号のディジタル・アナログ−情報変換器であって、
ａ．２つの特定的に調整された(tuned)サンプリング・レートにおいて、得られた信号をサンプリングするように構成された２つのディジタイザと、
ｂ．ディジタル信号処理ユニットと、
を含み、
前記ディジタル処理ユニットが、所定のサンプリング・レート、デシメーション手順、高速フーリエ変換、および前記周波数スペクトルの所定の正規化によって特徴付けられるディジタル・ドップラー生成処理のために構成される、ディジタル・アナログ−情報変換器。
請求項１０に記載のディジタル・アナログ−情報変換器において、前記ディジタイザにおけるサンプリング・レート間の関係が、

によって与えられ、
ここで、ｖは所望のドップラー速度であり、ｃは光速であり、Ｋは圧縮率であり、ｆ_１およびｆ_２はサンプリング・レートである、ディジタル・アナログ−情報変換器。
請求項１０に記載のディジタル・アナログ−情報変換器において、前記ディジタル処理ユニットが、Ｙ_１をＹ_２と等しい長さにするデシメーション、別個のディジタル化チャネル（Ｆ（Ｙ_１））およびＦ（Ｙ_２））毎の高速フーリエ変換、ならびに次の関係 F(Y₂)*(1+K)による周波数スペクトルの正規化のために構成される、ディジタル・アナログ−情報変換器。
請求項１０に記載の変換器であって、
ｅ．超広帯域幅リアル・タイム・スペクトル、
ｆ．コグニティブ無線のためのスペクトル検知および管理、
ｇ．ＥＳＭシステムのためのエミッタ識別およびマッピング、ならびに
ｈ．超広帯域幅ＲＷＲシステム、
から成る一群から選択される少なくとも１つの用途のために構成される、変換器。