JP6386022B2 - リラクタンスモータの駆動回路、及びリラクタンスモータシステム - Google Patents

Description

本発明は、永久磁石およびブラシを使用しないリラクタンスモータの駆動回路、及びリラクタンスモータシステムに関する。

近年、マグネット原料の希土類の価格が上昇傾向にある中、永久磁石を使用しないＳＲ（Switched Reluctance）モータへの注目度が増している。ＳＲモータは永久磁石を使用せず、リラクタンストルク（即ち、電磁石の引き付け力）のみで駆動するモータである。ＳＲモータは現在、掃除機、油圧ポンプ、電動ハツリ等で実用化されている。

ＳＲモータは、より広く普及しているマグネットモータと比較して、永久磁石を使用しないことによるコスト削減のメリットがある。また永久磁石を用いないため堅牢性および耐熱性が高い。また無励磁での連れ回り損失及びコギングが発生しないメリットもある。ただしＳＲモータは、マグネットモータよりトルク密度が低いという課題がある。

ＳＲモータは、マグネットモータと比較して一般的に高インダクタンスである。従ってＳＲモータでは、コイルへの通電を遮断して消磁を開始してから、電磁誘導により発生する誘導電流がゼロになるまでの収束時間が長くかかり、また通電を開始してからの立ち上がりにも時間がかかる。即ち電流追従性が低い。

従って負トルク領域に突入しないように、電流収束時間を考慮した早いタイミングでコイルへの通電を停止させる制御が一般に行われている。しかしながら、通電を早いタイミングで停止させると、モータの潜在トルクを十分に引き出すことができなくなる。

また電流収束時間を早めるために、コイルの消磁時に印加する逆電圧を昇圧回路で昇圧する手法も提案されている（特許文献１参照）。しかしながら駆動回路の回路規模およびコストが増大する。

特開２００４−２０８４４１号公報

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、リラクタンスモータの出力特性を、回路規模の増大を抑制しつつ改善する技術を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある態様のリラクタンスモータの駆動回路は、複数の突極を有するステータと、複数の突極を有するロータを備えるリラクタンスモータの駆動回路であって、ステータ又はロータの突極に巻かれたコイルの少なくとも一部に励磁用の電流を流すための第１の経路と、コイルの少なくとも一部と一致しない異なる一部に消磁用の電流を流すための第２の経路と、を備える。巻線はステータの突極に備えられる構成であっても、ロータの突極に備えられる構成であってもよい。励磁用の電流はコイルの全部に流してもよい。

この態様によると、コイルの消磁時に少ない巻数で誘導電流を放出させることができ、電流が収束するまでの期間を短縮できる。従って励磁時間を長く確保でき出力特性を改善できる。

コイルの第１端と、電源の正極側に接続されるハイサイド基準線との間に設けられる第１スイッチング素子と、コイルの第２端と、ハイサイド基準線との間に設けられ、コイルからハイサイド基準線へ電流を流すための電流制御素子と、コイルの途中の接続点と、電源の負極側に接続されるローサイド基準線との間に設けられる第２スイッチング素子と、を備えてもよい。これによれば、３つの素子で上記の作用を奏する駆動回路を実現できる。

コイルを励磁する際、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子がオンするモードと、第１スイッチング素子がオンで第２スイッチング素子が交互にオン／オフを繰り返すモードと、を有してもよい。これによれば、オン／オフのデューティー比を変更して出力特性を可変できる駆動回路を実現できる。

コイルの第１端と、電源の正極側に接続されるハイサイド基準線との間に設けられる第１スイッチング素子と、コイルの第２端と、電源の負極側に接続されるローサイド基準線との間に設けられる第２スイッチング素子と、ローサイド基準線からコイルの途中の第１の接続点へ電流を流すための第１電流制御素子と、コイルの第１の接続点よりも前記第２端寄りに位置する第２の接続点からハイサイド基準線へ電流を流すための第２電流制御素子と、を備えてもよい。これによれば、４つの素子で上記の作用を奏する駆動回路を実現できる。

第１電流制御素子は、ローサイド基準線にアノード端子が接続され、コイルの接続点にカソード端子が接続される第１ダイオードであってもよい。第２電流制御素子は、コイルの接続点にアノード端子が接続され、ハイサイド基準線にカソード端子が接続される第２ダイオードであってもよい。ダイオードを使用することにより、能動素子を使用する場合と比較してコストを抑えることができる。

第１電流制御素子は、ダイオードが並列に形成または接続された第３スイッチング素子であってもよい。第２電流制御素子は、コイルの接続点にアノード端子が接続され、ハイサイド基準線にカソード端子が接続される第２ダイオードであってもよい。第１電流制御素子に第３スイッチング素子を使用することにより、コイルの一部に励磁用の電流を流すことが可能になる。

コイルを励磁する際に使用する巻数が異なる２つのモードを有してもよい。励磁する際に第３スイッチング素子をオンすることにより、電流の立ち上がりが早いモードを選択できる。

第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第１電流制御素子および第２電流制御素子は、ステータの相ごとに設けられてもよい。コイルの励磁期間が非重複の複数の相の第１スイッチング素子または第２スイッチング素子が共有されてもよい。これによれば、スイッチング素子の数を削減できる。

本発明の別の態様もまたリラクタンスモータの駆動回路である。この駆動回路は、複数の突極を有するステータと、複数の突極を有するロータを備えるリラクタンスモータの駆動回路であって、ステータ又はロータの突極に巻かれたコイルに、電源の正極側に接続されるハイサイド基準線から、コイルの少なくとも一部を経由して、電源の負極側に接続されるローサイド基準線に向かう電流を流す第１の経路と、ローサイド基準線から、コイルの少なくとも一部と一致しない異なる一部を経由して、ハイサイド基準線に向かう電流を流す第２の経路と、第１の経路と第２の経路の接続を切り替える切替え手段を備える。第２の経路のインダクタンスは第１の経路のインダクタンス以下であり、第１の経路と第２の経路において、コイル内を流れる電流の向きは同一である。

この態様によると、消磁経路のインダクタンスを小さくすることができ、電流が収束するまでの時間を短縮できる。従って励磁時間を長く確保でき出力特性を改善できる。

本発明の別の態様のリラクタンスモータシステムは、複数の突極を有するステータと、複数の突極を有するロータを備えるリラクタンスモータと、リラクタンスモータを駆動する上記の駆動回路と、を備える。

この態様によれば、駆動回路の規模の増大を抑制しつつ出力特性が改善されたリラクタンスモータシステムを構築できる。

なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を回路、装置、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、リラクタンスモータの出力特性を、回路規模の増大を抑制しつつ改善できる。

図１（ａ）、図１（ｂ）は、比較例に係るＳＲモータの構成を示す図である。 図１（ａ）、図１（ｂ）のＳＲモータを駆動する、比較例１に係る駆動回路の回路構成を示す図である。 図２の駆動回路の動作タイミングを示す図である。 図１（ａ）、図１（ｂ）のＳＲモータを駆動する、比較例２に係る駆動回路の回路構成を示す図である。 図４の駆動回路の動作タイミングを示す図である。 図６（ａ）、図６（ｂ）は、本発明の実施の形態に係るＳＲモータの構成を示す図である。 図６（ａ）、図６（ｂ）のＳＲモータを駆動する、実施例１に係る駆動回路の回路構成を示す図である。 図７の駆動回路の動作タイミングを示す図である。 図６（ａ）、図６（ｂ）のＳＲモータを駆動する、実施例２に係る駆動回路の回路構成を示す図である。 図９の駆動回路の動作タイミングを示す図である。 図６（ａ）、図６（ｂ）のＳＲモータを駆動する、実施例３に係る駆動回路の回路構成を示す図である。 図１１の駆動回路の動作タイミングを示す図である。 図１３（ａ）、図１３（ｂ）は、比較例に係るコイル電流と本実施の形態に係るコイル電流の挙動を比較した図である。 図７に示した駆動回路の変形例１を示す図である。 図７に示した駆動回路の変形例２を示す図である。 図１（ａ）、図１（ｂ）のＳＲモータを駆動する、比較例３に係る駆動回路の回路構成を示す図である。 図１６の駆動回路の動作タイミングを示す図である。 図１６の駆動回路の課題を説明するための図である。 図１（ａ）、図１（ｂ）のＳＲモータを駆動する、実施例４に係る駆動回路の回路構成を示す図である。 図１９の駆動回路の動作タイミングを示す図である。 図６（ａ）、図６（ｂ）のＳＲモータを駆動する、実施例５に係る駆動回路の回路構成を示す図である。 図２１の駆動回路の動作タイミングを示す図である。 図６（ａ）、図６（ｂ）のＳＲモータを駆動する、実施例６に係る駆動回路の回路構成を示す図である。 図２３の駆動回路の動作タイミングを示す図である。 図１（ａ）、図１（ｂ）のＳＲモータを駆動する、実施例７に係る駆動回路の回路構成を示す図である。 図２５の駆動回路の動作タイミングを示す図である。 図６（ａ）、図６（ｂ）のＳＲモータを駆動する、実施例８に係る駆動回路の回路構成を示す図である。 図２７の駆動回路の動作タイミングを示す図である。 変形例２の変形例に係る駆動回路の回路構成を示す図である。 図３０（ａ）−（ｃ）は、図２、図１５、図２９に示した駆動回路の出力特性を比較した図である。

以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。なお図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を適宜省略する。また以下に述べる構成は例示であり、本発明の範囲を何ら限定するものではない。

図１（ａ）、図１（ｂ）は、比較例に係るＳＲモータ１００の構成を示す図である。ＳＲモータ１００は、等間隔に複数の突極を有するステータ１０と、等間隔に複数の突極を有するロータ２０の組み合わせで構成される。図１（ａ）、図１（ｂ）には８極のステータ１０と６極のロータ２０で構成されるＳＲモータ１００の例を示している。ステータ１０の各突極（例えば、鉄芯で形成される）にはコイルが巻き付けられる。この例では、対向する１８０度ずれた２つの突極に１つのコイルが巻き付けられており４相駆動される。図１（ｂ）はＱ相コイルＬｑ、Ｒ相コイルＬｒ、Ｓ相コイルＬｓ及びＴ相コイルＬｔの巻き方の一例を示しており、図１（ａ）は各突極に巻き付けられたＱ相コイルＬｑ、Ｒ相コイルＬｒ、Ｓ相コイルＬｓ及びＴ相コイルＬｔの断面を示している。

なおＳＲモータ１００は、８極のステータ１０と６極のロータ２０で４相駆動されるタイプに限られず、６極のステータ１０と４極のロータ２０で３相駆動されるタイプや、４極のステータ１０と２極のロータ２０で２相駆動されるタイプなど、様々なタイプがある。また、ロータの突極にコイルを備える構成であってもよい。その場合はコイルに給電するためのブラシやスリップリングなどを備える必要がある。

ロータ２０は、電磁鋼板などの軟磁性の素材で構成される。通常、ロータ２０の極数がステータ１０の極数と一致しないように設計される。これにより、全ての極が一致することによる無回転力状態を回避できる。ＳＲモータ１００では、ステータ１０の突極に巻き付けられたコイルに通電することにより発生するリラクタンストルクによって、ロータ２０の突極が吸引されてロータ２０が回転する。

図２は、図１（ａ）、図１（ｂ）のＳＲモータ１００を駆動する、比較例１に係る駆動回路２００の回路構成を示す図である。ＳＲモータ１００の駆動回路２００は、ブリッジ回路部２１０及びゲート制御回路２２０を備える。なお本明細書では、ＳＲモータ１００と駆動回路２００の組み合わせをモータシステムという。

ブリッジ回路部２１０にて、直流電源Ｅ１の正極側に接続されたハイサイド基準線ＨＬ（電源電位線）と、直流電源Ｅ１の負極側に接続されたローサイド基準線ＬＬ（グラウンド線）との間に、ＳＲモータ１００のＱ相コイルＬｑ、Ｒ相コイルＬｒ、Ｓ相コイルＬｓ及びＴ相コイルＬｔが配置される。

Ｑ相コイルＬｑの第１端（上端）とハイサイド基準線ＨＬとの間に、Ｑ相第１スイッチング素子Ｍｑ１が設けられる。Ｑ相コイルＬｑの第２端（下端）とローサイド基準線ＬＬとの間に、Ｑ相第２スイッチング素子Ｍｑ２が設けられる。比較例１ではＱ相第１スイッチング素子Ｍｑ１及びＱ相第２スイッチング素子Ｍｑ２として、ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴを使用している。ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴではソース−ドレイン間に、ソースからドレイン方向を順方向とする寄生ダイオードＤｐが形成される。

なおスイッチング素子としてＩＧＢＴを使用してもよい。ＩＧＢＴでは寄生ダイオードが形成されないため前述の寄生ダイオードの効果を要する場合にはエミッタ−コレクタ間に、エミッタからコレクタ方向を順方向とするダイオードを並列に接続する。またスイッチング素子としてリレーを使用する場合も、ダイオードを並列に接続する。

Ｑ相コイルＬｑの上端とローサイド基準線ＬＬとの間に、ローサイド基準線ＬＬからＱ相コイルＬｑの上端の方向に電流を流すためのＱ相第１電流制御素子Ｄｑ１が設けられる。Ｑ相コイルＬｑの下端とハイサイド基準線ＨＬとの間に、Ｑ相コイルＬｑの下端からハイサイド基準線ＨＬの方向に電流を流すためのＱ相第２電流制御素子Ｄｑ２が設けられる。

比較例１ではＱ相第１電流制御素子Ｄｑ１及びＱ相第２電流制御素子Ｄｑ２として、それぞれダイオードを使用している。Ｑ相第１電流制御素子Ｄｑ１としてのＱ相第１ダイオードのアノード端子がローサイド基準線ＬＬに接続され、Ｑ相第１ダイオードのカソード端子がＱ相コイルＬｑの上端に接続される。Ｑ相第２電流制御素子Ｄｑ２としてのＱ相第２ダイオードのアノード端子がＱ相コイルＬｑの下端に接続され、Ｑ相第２ダイオードのカソード端子がハイサイド基準線ＨＬに接続される。

このようにＱ相コイルＬｑ、Ｑ相第１スイッチング素子Ｍｑ１、Ｑ相第２スイッチング素子Ｍｑ２、Ｑ相第１電流制御素子Ｄｑ１及びＱ相第２電流制御素子Ｄｑ２は、Ｑ相の非対称ブリッジ回路を構成している。

Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相もＱ相と同様の構成である。即ちＲ相コイルＬｒ、Ｒ相第１スイッチング素子Ｍｒ１、Ｒ相第２スイッチング素子Ｍｒ２、Ｒ相第１電流制御素子Ｄｒ１及びＲ相第２電流制御素子Ｄｒ２によりＲ相の非対称ブリッジ回路を構成している。同様にＳ相コイルＬｓ、Ｓ相第１スイッチング素子Ｍｓ１、Ｓ相第２スイッチング素子Ｍｓ２、Ｓ相第１電流制御素子Ｄｓ１及びＳ相第２電流制御素子Ｄｓ２によりＳ相の非対称ブリッジ回路を構成している。同様にＴ相コイルＬｔ、Ｔ相第１スイッチング素子Ｍｔ１、Ｔ相第２スイッチング素子Ｍｔ２、Ｔ相第１電流制御素子Ｄｔ１及びＴ相第２電流制御素子Ｄｔ２によりＴ相の非対称ブリッジ回路を構成している。これら４つの非対称ブリッジ回路で、図１のＳＲモータ１００は駆動される。

ハイサイド基準線ＨＬとローサイド基準線ＬＬの間には、平滑用の容量Ｃ１が接続される。ゲート制御回路２２０は、Ｑ相第１スイッチング素子Ｍｑ１、Ｑ相第２スイッチング素子Ｍｑ２、Ｒ相第１スイッチング素子Ｍｒ１、Ｒ相第２スイッチング素子Ｍｒ２、Ｓ相第１スイッチング素子Ｍｓ１、Ｓ相第２スイッチング素子Ｍｓ２、Ｔ相第１スイッチング素子Ｍｔ１及びＴ相第２スイッチング素子Ｍｔ２のオン／オフを制御する。比較例１では各ＭＯＳＦＥＴのゲート端子に、ゲート駆動電圧（以下、ゲート信号という）を供給して各ＭＯＳＦＥＴのオン／オフを制御する。なおスイッチング素子にバイポーラトランジスタを使用する場合は、ベース電流を供給してバイポーラトランジスタのオン／オフを制御する。

図３は、図２の駆動回路２００の動作タイミングを示す図である。Ｑ相第１スイッチング素子Ｍｑ１及びＱ相第２スイッチング素子Ｍｑ２のゲート端子にゲート制御回路２２０からハイレベルのゲート信号が供給されると、Ｑ相第１スイッチング素子Ｍｑ１及びＱ相第２スイッチング素子Ｍｑ２がオン状態となる。この状態では直流電源Ｅ１からＱ相コイルＬｑに電流が流れ、その電流に比例した磁束が発生する。

一方、Ｑ相第１スイッチング素子Ｍｑ１及びＱ相第２スイッチング素子Ｍｑ２のゲート端子にゲート制御回路２２０からローレベルのゲート信号が供給されると、Ｑ相第１スイッチング素子Ｍｑ１及びＱ相第２スイッチング素子Ｍｑ２がオフ状態となる。この状態ではＱ相コイルＬｑに流れ込む電流が遮断され、Ｑ相コイルＬｑの磁束変化に応じた誘起電圧が発生する。この誘起電圧により誘導電流が発生し、当該誘導電流がＱ相コイルＬｑ、Ｑ相第１電流制御素子Ｄｑ１、直流電源Ｅ１及びＱ相第２電流制御素子Ｄｑ２で形成される閉ループを通じて直流電源Ｅ１、及び容量Ｃ１に帰還する。

なお、Ｑ相第１電流制御素子Ｄｑ１及びＱ相第２電流制御素子Ｄｑ２を設けずに、消磁する際にＱ相コイルＬｑを単純にグラウンド線に導通させる構成では、スイッチング素子をオフした瞬間に大きな磁束変化が発生しサージ電圧が発生する。また消磁する際にＱ相コイルＬｑと、その両端を導通させるダイオードのみで閉ループを形成させる構成では、当該ダイオードの順方向降下電圧（Ｖｆ）を超える誘起電圧があれば電流が流れるため、磁束変化が緩やかになる。この場合、誘導電流がゼロになるまでの収束時間が長くなる。

これに対してＱ相コイルＬｑ、Ｑ相第１電流制御素子Ｄｑ１、直流電源Ｅ１及びＱ相第２電流制御素子Ｄｑ２で閉ループを形成させる構成では、直流電源Ｅ１の電圧を超える誘起電圧が必要となる。上述したＱ相コイルＬｑとダイオードで閉ループを形成させる構成より大きな磁束変化が起き、当該構成より電流収束時間を短縮できる。しかしながらＳＲモータ１００は高インダクタンスであるため、それだけでは電流収束時間の短縮が不十分である。なお以上の説明は、Ｑ相以外の他の相にも同様にあてはまる。

ＳＲモータ１００に潜在しているトルクを最大限に引き出すには、１相あたり１８０度の通電角で励磁するのが理想である。即ち、ステータ１０の突極に巻き付けられたコイルに通電してロータ２０の突極を吸引し、ステータ１０の突極とロータ２０の突極が完全に対向した時点で電流を遮断するのが理想である。しかしながら通電を遮断してからコイルに発生する誘導電流が収束するまでに時間がかかる。この誘導電流が流れている期間、ステータ１０の突極を通り過ぎたロータ２０の突極に対して、ステータ１０の突極が負のトルクを加えていることになる。これを回避するには、電流収束時間を考慮してコイルへの通電を遮断するタイミングを早めることが考えられる。この場合、ＳＲモータ１００の潜在トルクを最大限に引き出せなくなる。

図３にて、細線で描かれているパルス波形は、各スイッチング素子のゲート端子に供給されるゲート信号を示している。太線で描かれている波形は、当該スイッチング素子により通電／非通電が制御されるコイル電流を示している。点線で描いている特性は、当該コイルのインダクタンスを示している。なおインダクタンスは、実際はリニアに変化するものではないが便宜的に直線で描いている。インダクタンスはステータ１０の突極とロータ２０の突極の位置関係で変化する。ステータ１０の突極とロータ２０の突極が対向する位置で最大となり、ステータ１０の突極とロータ２０の凹位置（突極同士の間）が対向する側に移るにつれて低下する。

図３に示すように４相のコイルに電気角で９０度ずらして通電している。図３のグラフの縦線の１マスは電気角の９０度に対応している。図３に示すタイミングチャートは、４相のコイルを１５０度通電で制御する例を示している。即ち３０度、手前で各スイッチング素子をオフしている。しかしながら１８０度のタイミングで電流が抜け切れておらず、負のトルクが発生している。

図４は、図１（ａ）、図１（ｂ）のＳＲモータ１００を駆動する、比較例２に係る駆動回路２００の回路構成を示す図である。比較例２に係る駆動回路２００は、図２に示した比較例１に係る駆動回路２００における、コイルの励磁期間が非重複の２つの相の第１スイッチング素子（ハイサイドスイッチング素子）を共有した構成である。またコイルの励磁期間が非重複の２つの相の第２電流制御素子を共有した構成である。

図３を参照するとＱ相とＳ相の通電期間が重複しておらず、Ｒ相とＴ相の通電期間も重複していない。従ってＱ相第１スイッチング素子Ｍｑ１とＳ相第１スイッチング素子Ｍｑ１を共通化してＱＳ相共通スイッチング素子Ｍｑｓを設けている。またＱ相第２電流制御素子Ｄｑ２とＳ相第２電流制御素子Ｄｓ２を共通化してＱＳ相共通電流制御素子Ｄｑｓを設けている。同様にＲ相第１スイッチング素子Ｍｒ１とＴ相第１スイッチング素子Ｍｔ１を共通化してＲＴ相共通スイッチング素子Ｍｒｔを設けている。またＲ相第２電流制御素子Ｄｒ２とＴ相第２電流制御素子Ｄｔ２を共通化してＲＴ相共通電流制御素子Ｄｒｔを設けている。この回路構成によれば、図２に示した回路構成と比較して部品点数を減らすことができコストを低減できる。

なお、１相あたり９０度以下の通電角で励磁を行うように変更した場合には、４相の通電期間は互いに重複しないため、スイッチング素子、電流制御素子の一部を４相共通とする構成が可能である。ただし、通電期間が短くなるため、出力は小さくなる。

図５は、図４の駆動回路２００の動作タイミングを示す図である。このタイミングチャートは、４相のコイルを１２０度通電で制御する例を示している。即ち６０度、手前で各スイッチング素子をオフしている。スイッチング素子を共通化した場合、一方の相のコイルの電流を０にした後でなければ、他方の相のコイルへの通電が出来ないため通電時間を短く設定したものである。このため図３に示した１５０度通電と比較して通電期間が短くなる。従って正のコイル電流に比例する正のトルクがさらに小さくなり、潜在トルクの利用効率がさらに低下する。

なお図４、図５ではハイサイドスイッチング素子を共有する構成を示したが、ローサイドスイッチング素子、及び第１電流制御素子を共有する構成も可能である。

ここまで説明してきたように負のトルクが発生したり、潜在トルクの利用効率が低くなる要因は、コイルへの通電を停止してから電流が収束するまでの期間が長いことに起因する。以下、電流の立ち下がりを急峻にする方法を説明する。

図６（ａ）、図６（ｂ）は、本発明の実施の形態に係るＳＲモータ１００の構成を示す図である。図６（ａ）、図６（ｂ）に示す実施の形態に係るＳＲモータ１００では、図１（ａ）、図１（ｂ）に示した比較例に係るＳＲモータ１００と比較して、Ｑ相コイルＬｑ、Ｒ相コイルＬｒ、Ｓ相コイルＬｓ及びＴ相コイルＬｔにそれぞれ中継点が設けられている。

具体的にはＱ相コイルＬｑが中継点を境に第１Ｑ相コイル部Ｌｑ１、第２Ｑ相コイル部Ｌｑ２に分離される。同様にＲ相コイルＬｒが中継点を境に第１Ｒ相コイル部Ｌｒ１、第２Ｒ相コイル部Ｌｒ２に分離され、Ｓ相コイルＬｓが中継点を境に第１Ｓ相コイル部Ｌｓ１、第２Ｓ相コイル部Ｌｓ２に分離され、Ｔ相コイルＬｔが中継点を境に第１Ｔ相コイル部Ｌｔ１、第２Ｔ相コイル部Ｌｔ２に分離される。

以下、説明を単純化するため中継点は、各コイルのトータルの巻数（ターン数）の半分の位置に設けられるとする。また第１コイル部の巻数と第２コイル部の巻数の合計は、分離前のコイルの巻数に等しいとする。

図６（ｂ）では１８０度ずれた位置にある２つの突極に、第１Ｑ相コイル部Ｌｑ１及び第２Ｑ相コイル部Ｌｑ２がパラレルに巻き付けられている。他の相も同様の構成である。

図７は、図６（ａ）、図６（ｂ）のＳＲモータ１００を駆動する、実施例１に係る駆動回路２００の回路構成を示す図である。以下、図２に示した比較例１に係る駆動回路２００の回路構成との相違点を説明する。

比較例１ではＱ相第１電流制御素子Ｄｑ１は、Ｑ相コイルＬｑの上端とローサイド基準線ＬＬとの間に設けられたが、実施例１ではＱ相第１電流制御素子Ｄｑ１は、Ｑ相コイルＬｑの中継点（第２ノードＮ２）とローサイド基準線ＬＬとの間に設けられる。Ｑ相コイルＬｑの中継点は、第１Ｑ相コイル部Ｌｑ１と第２Ｑ相コイル部Ｌｑ２の接続点でもある。

図６（ｂ）及び図７に示すように第１Ｑ相コイル部Ｌｑ１の上端が接続される第１ノードＮ１にはＱ相第１スイッチング素子Ｍｑ１のソース端子が接続され、第１Ｑ相コイル部Ｌｑ１の下端が接続される第２ノードＮ２には、Ｑ相第１電流制御素子Ｄｑ１のカソード端子と第２Ｑ相コイル部Ｌｑ２の上端が接続される。第２Ｑ相コイル部Ｌｑ２の下端が接続される第３ノードＮ３にはＱ相第２電流制御素子Ｄｑ２のアノード端子とＱ相第２スイッチング素子Ｍｑ２のドレイン端子が接続される。Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相もＱ相と同様の構成である。

この回路構成では、Ｑ相コイルＬｑへの通電が遮断された後、Ｑ相コイルＬｑの両端ではなく第２Ｑ相コイル部Ｌｑ２の両端から誘導電流が放出される。第２Ｑ相コイル部Ｌｑ２の巻数はＱ相コイルＬｑの巻数より少ない。実施例１では半分の巻数である。従ってインダクタンスが半分になり、通電終了後の電流収束時間を約半分にできる。

なお第１Ｑ相コイル部Ｌｑ１と第２Ｑ相コイル部Ｌｑ２が磁気結合しているため、第１Ｑ相コイル部Ｌｑ１に蓄えられた磁気エネルギーに基づく誘導電流は、第２Ｑ相コイル部Ｌｑ２から放出される。第１Ｑ相コイル部Ｌｑ１と第２Ｑ相コイル部Ｌｑ２の磁気エネルギーの総量は、Ｑ相コイルＬｑの磁気エネルギーの総量と変わらないため、電流収束時間が約半分になる分、放出電流のピーク値が約２倍になる。第１Ｑ相コイル部Ｌｑ１の磁気エネルギーの一部により小さなサージ電圧が生じることがあるので、第１Ｑ相コイル部Ｌｑ１と並列にサージ吸収素子を設けてもよい。

図８は、図７の駆動回路２００の動作タイミングを示す図である。図８に示すタイミングチャートも、図３に示したタイミングチャートのように４相のコイルを１５０度通電で制御している。各相のコイルは第１コイル部と第２コイル部に分離されている。各コイル部のインダクタンスは、図３のタイミングチャートに示した各コイルのインダクタンスの約半分になっている。また第１コイル部は磁気エネルギーの放出に使用されないため、通電が遮断されると同時に電流が流れなくなる。第２コイル部は、通電が遮断されると瞬間的に電流が増加し、その後に急峻に低下していく。図８に示すタイミングチャートでは、図３に示したタイミングチャートと同様に１５０度通電で制御しても、１８０度のタイミングで電流がゼロに収束している。従って負のトルクが発生しない。

図９は、図６（ａ）、図６（ｂ）のＳＲモータ１００を駆動する、実施例２に係る駆動回路２００の回路構成を示す図である。以下、図４に示した比較例２に係る駆動回路２００の回路構成との相違点を説明する。

比較例２ではＱ相第２電流制御素子Ｄｑ２は、Ｑ相コイルＬｑの下端とハイサイド基準線ＨＬとの間に設けられたが、実施例２ではＱ相第２電流制御素子Ｄｑ２は、Ｑ相コイルＬｑの中継点とハイサイド基準線ＨＬとの間に設けられる。Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相もＱ相と同様の構成である。

この回路構成では、Ｑ相コイルＬｑへの通電が遮断された後、Ｑ相コイルＬｑの両端ではなく第１Ｑ相コイル部Ｌｑ１の両端から誘導電流が放出される。第１Ｑ相コイル部Ｌｑ１の巻数はＱ相コイルＬｑの巻数より少ない。実施例２では半分の巻数である。従ってインダクタンスが半分になり、通電終了後の電流収束時間を約半分にできる。

図１０は、図９の駆動回路２００の動作タイミングを示す図である。図１０に示すタイミングチャートも、図８に示したタイミングチャートのように４相のコイルを１５０度通電で制御している。実施例２では第１コイル部を使用して磁気エネルギーを放出しているため、第１コイル部の電流波形と第２コイル部の電流波形が、図８に示したタイミングチャートと逆になる。その他、第１スイッチング素子が共有されている以外、図１０に示すタイミングチャートと図８に示すタイミングチャートは同様の特性である。

図１１は、図６（ａ）、図６（ｂ）のＳＲモータ１００を駆動する、実施例３に係る駆動回路２００の回路構成を示す図である。以下、図８に示した実施例２に係る駆動回路２００の回路構成との相違点を説明する。

実施例２ではＱ相第２電流制御素子Ｄｑ２にダイオードを用いたが、実施例３ではダイオードではなくＱ相第３スイッチング素子Ｍｑ３を用いる。なお当該スイッチング素子には、第１Ｑ相コイル部Ｌｑ１と第２Ｑ相コイル部Ｌｑ２の中継点からハイサイド基準線ＨＬの方向を順方向とするダイオードが並列に接続または形成されている必要がある。図１１ではｎチャンネルのＭＯＳＦＥＴが使用されている。ｎチャンネルのＭＯＳＦＥＴには当該中継点からハイサイド基準線ＨＬの方向を順方向とする寄生ダイオードＤｐが形成されている。Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相もＱ相と同様に、Ｒ相第２電流制御素子Ｄｒ２、Ｓ相第２電流制御素子Ｄｓ２、Ｔ相第２電流制御素子Ｄｔ２の代わりにＲ相第３スイッチング素子Ｍｒ３、Ｓ相第３スイッチング素子Ｍｓ３、Ｔ相第３スイッチング素子Ｍｔ３がそれぞれ使用される。

第１Ｑ相コイル部Ｌｑ１と第１Ｓ相コイル部Ｌｓ１との接続点と、ＱＳ相共通スイッチング素子Ｍｑｓとの間に逆流防止用のダイオードＤｂが挿入される。同様に第１Ｒ相コイル部Ｌｒ１と第１Ｔ相コイル部Ｌｔ１との接続点と、ＲＴ相共通スイッチング素子Ｍｒｔとの間に逆流防止用のダイオードＤｂが挿入される。

Ｑ相第３スイッチング素子Ｍｑ３、Ｒ相第３スイッチング素子Ｍｒ３、Ｓ相第３スイッチング素子Ｍｓ３、Ｔ相第３スイッチング素子Ｍｔ３を常時オフで使用すれば、図９に示した実施例２の動作タイミングと同様である。

実施例３ではコイルを励磁する際の電流立ち上がり時間も短縮できる。実施例２では例えばＱ相コイルＬｑを励磁する際、ＱＳ相共通スイッチング素子ＭｑｓとＱ相第２スイッチング素子Ｍｑ２をターンオンした。実施例３ではＱＳ相共通スイッチング素子Ｍｑｓをオフ状態に維持しつつＱ相第３スイッチング素子Ｍｑ３及びＱ相第２スイッチング素子Ｍｑ２をターンオンして、第２Ｑ相コイル部Ｌｑ２の両端に電流を流す。

実施例３では、Ｑ相コイルＬｑの両端ではなく第２Ｑ相コイル部Ｌｑ２の両端に励磁用の電流を流す。第２Ｑ相コイル部Ｌｑ２の巻数はＱ相コイルＬｑの巻数より少ない。実施例３では半分の巻数である。従ってインダクタンスが半分になり、通電開始後の電流立ち上がり時間を約半分にできる。第１Ｑ相コイル部Ｌｑ１と第２Ｑ相コイル部Ｌｑ２は磁気結合している。

図１２は、図１１の駆動回路２００の動作タイミングを示す図である。図１２に示すタイミングチャートも、図８及び図１０に示したタイミングチャートのように４相のコイルを１５０度通電で制御している。図１２に示すタイミングチャートでは、ＱＳ相共通スイッチング素子Ｍｑｓ及びＲＴ相共通スイッチング素子Ｍｒｔが常時オフに制御される。実施例３では第２コイル部に励磁用の電流が流れ、第１コイル部には励磁用の電流が流れない。ただしコイル全体に励磁用の電流を流す場合と比較して磁気エネルギーの総量は変わらないため、第２コイル部に流れる電流が大きくなる。

一方、消磁する際はＱ相第３スイッチング素子Ｍｑ３をターンオフ、Ｑ相第２スイッチング素子Ｍｑ２をオフし、第１コイル部を使用して磁気エネルギーを放出している。第２コイル部は磁気エネルギーの放出に使用されないため、通電が遮断されると同時に電流が流れなくなる。第１コイル部は、通電が遮断されると瞬間的に電流が増加し、その後に急峻に低下していく。

実施例３ではコイルを励磁する際の電流立ち上がり時間を早めることができるためＳＲモータ１００を高速回転させることができる。

図１１に示した回路構成では通常回転モードと高速回転モードを切り替えて使用できる。即ち通常回転モードでは図１０に示した動作タイミングでＳＲモータ１００を駆動し、高速回転モードでは図１２に示した動作タイミングで駆動する。

以上説明したように本実施の形態によれば、コイルを消磁する際の誘導電流の放出に使用する巻数を減らすことにより電流収束時間を短縮でき、ＳＲモータ１００の出力特性を改善できる。

図１３（ａ）、図１３（ｂ）は、比較例に係るコイル電流と本実施の形態に係るコイル電流の挙動を比較した図である。なお図１３（ａ）、図１３（ｂ）では便宜的にＱ相とＲ相のコイル電流を描いている。図１３（ａ）は比較例に係るコイル電流を示し、図１３（ｂ）は本実施の形態に係るコイル電流を示している。図１３（ａ）と図１３（ｂ）を比較すると、後者の実施の形態に係る電流収束時間ｔ２、前者の比較例に係る電流収束時間ｔ１より短くなっている。これは、実施の形態では誘導電流の放出に使用する巻数を減らしているためである。電流収束時間ｔ２の短縮分が励磁時間の増加時間ｔ３になり、実施の形態に係る駆動方式では比較例に係る駆動方式より励磁時間を長くできる。従って潜在トルクのロスが減り、ＳＲモータ１００の出力特性を向上させることができる。

誘導電流の放出に使用する巻数を減らすほど電流収束時間を短縮できる。しかしながら放出する磁気エネルギーは変わらないため放出時間が短縮する分、誘起電圧および誘導電流のピークが増大する。この場合、高耐圧のスイッチング素子およびダイオードを使用する必要があり、回路面積およびコストが増大する。設計者は、許容できる回路規模およびコストの範囲で、誘導電流の放出に使用する巻数を決定すればよい。

なお電流収束時間の短縮は、消磁時にコイルに印加する逆電圧を高くすることによっても実現できる。しかしながらこの場合、昇圧回路が別途に必要になり駆動回路の回路規模およびコストが増大する。本実施の形態では駆動回路の回路規模およびコストを増大させずに、電流収束時間を短縮している。

以上、本発明を上述の実施の形態を参照して説明したが、本発明は上述の実施の形態に限定されるものではなく、実施の形態の構成を適宜組み合わせたものや置換したものについても本発明に含まれるものである。また、当業者の知識に基づいて各実施の形態における組合せや処理の順番を適宜組み替えることや各種の設計変更等の変形を実施の形態に対して加えることも可能であり、そのような変形が加えられた実施の形態も本発明の範囲に含まれうる。

上述のように本実施の形態に係るＳＲモータ１００では、誘導電流の放出に使用する巻数を減らす構成があればよい。上述のようにコイルの総巻数の半分の位置に中継点を設ける構成に限るものではない。また中継点を１つではなく２つ設けてもよい。

即ち、ローサイド基準線ＬＬに接続された第１電流制御素子が接続されるコイルのノード（以下、ノードＡという）と、ハイサイド基準線ＨＬに接続された第２電流制御素子が接続されるコイルのノード（以下、ノードＢという）との間に、以下の関係が成立していればよい。ノードＡはノードＢよりコイルの上端側に設けられる。ノードＡとノードＢ間の巻数がコイルの上端と下端間の巻数より少ない。この２つの条件を満たしていれば、ノードＡおよびノードＢの位置を任意に設計できる。例えば図７に示した回路構成では、ノードＡをコイルの中点に設定し、ノードＢをコイルの下端に設定している。

図１４は、図７に示した駆動回路２００の変形例１を示す図である。変形例１ではノードＡをコイルの上端に設定し、ノードＢをコイルの中点に設定している。

図１５は、図７に示した駆動回路２００の変形例２を示す図である。変形例２では図７に示した回路構成と同様にノードＡをコイルの中点に設定し、ノードＢをコイルの下端に設定している。図７に示した駆動回路２００ではＱ相第１電流制御素子Ｄｑ１にダイオードを用いたが、変形例２ではダイオードではなくＱ相第４スイッチング素子Ｍｑ４を用いる。なお当該スイッチング素子には、ローサイド基準線ＬＬから第１Ｑ相コイル部Ｌｑ１と第２Ｑ相コイル部Ｌｑ２の中継点の方向を順方向とするダイオードが並列に接続または形成されている必要がある。図１５ではｎチャンネルのＭＯＳＦＥＴが使用されている。ｎチャンネルのＭＯＳＦＥＴにはローサイド基準線ＬＬから当該中継点の方向を順方向とする寄生ダイオードＤｐが形成されている。Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相もＱ相と同様に、Ｒ相第１電流制御素子Ｄｒ１、Ｓ相第１電流制御素子Ｄｓ１、Ｔ相第１電流制御素子Ｄｔ１の代わりにＲ相第４スイッチング素子Ｍｒ４、Ｓ相第４スイッチング素子Ｍｓ４、Ｔ相第４スイッチング素子Ｍｔ４がそれぞれ使用される。

第２Ｑ相コイル部Ｌｑ２とＱ相第２スイッチング素子Ｍｑ２との間に逆流防止用のダイオードＤｂが挿入される。同様に、第２Ｒ相コイル部Ｌｒ２とＲ相第２スイッチング素子Ｍｒ２との間、第２Ｓ相コイル部Ｌｓ２とＳ相第２スイッチング素子Ｍｓ２との間、及び第２Ｔ相コイル部Ｌｔ２とＴ相第２スイッチング素子Ｍｔ２との間にもそれぞれ、逆流防止用のダイオードＤｂが挿入される。

変形例２も実施例３と同様にコイルを励磁する際の電流立ち上がり時間を短縮できる。変形例２では例えばＱ相コイルＬｑを励磁する際、Ｑ相第２スイッチング素子Ｍｑ２をオフ状態に維持しつつＱ相第１スイッチング素子Ｍｑ１及びＱ相第４スイッチング素子Ｍｑ４をターンオンして、第１Ｑ相コイル部Ｌｑ１の両端に電流を流す。変形例２でも実施例３と同様に通常回転モードと高速回転モードを切り替え可能な構成である。

上述の図２に示した比較例１に係る駆動回路２００ではＭＯＳＦＥＴを８個、ダイオードを８個使用する例を説明した。また上述の図４に示した比較例２に係る駆動回路２００では回路の一部を共通化することでＭＯＳＦＥＴとダイオードの数を削減する例を説明した。比較例２では比較例１に対してＭＯＳＦＥＴが２個、ダイオードが２個削減されている。以下、素子数をさらに削減する方法を説明する。

図１６は、図１（ａ）、図１（ｂ）のＳＲモータ１００を駆動する、比較例３に係る駆動回路２００の回路構成を示す図である。比較例３に係るブリッジ回路部２１０にて、直流電源Ｅ１の正極側に接続されたハイサイド基準線ＨＬと、直流電源Ｅ１の負極側に接続されたローサイド基準線ＬＬとの間に、直列接続されたＱ相コイルＬｑ及びＲ相コイルＬｒと、直列接続されたＳ相コイルＬｓ及びＴ相コイルＬｔが並列に配置される。Ｑ相コイルＬｑとＲ相コイルＬｒ間のノードと、Ｓ相コイルＬｓとＴ相コイルＬｔ間のノード間が接続されており、４つのコイルの一方端がすべて一つに結線されている。

Ｑ相コイルＬｑの上端とハイサイド基準線ＨＬとの間に、Ｑ相スイッチング素子Ｍｑが設けられる。Ｑ相コイルＬｑの下端とＲ相コイルＬｒの上端が接続されている。Ｒ相コイルＬｒの下端とローサイド基準線ＬＬとの間に、Ｒ相スイッチング素子Ｍｒが設けられる。比較例３でもＱ相スイッチング素子Ｍｒ及びＲ相スイッチング素子Ｍｒとして、ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴを使用している。

Ｑ相コイルＬｑの上端とローサイド基準線ＬＬとの間に、ローサイド基準線ＬＬからＱ相コイルＬｑの上端の方向に電流を流すためのＱ相電流制御素子Ｄｑが設けられる。Ｒ相コイルＬｒの下端とハイサイド基準線ＨＬとの間に、Ｒ相コイルＬｒの下端からハイサイド基準線ＨＬの方向に電流を流すためのＲ相電流制御素子Ｄｒが設けられる。比較例３でもＱ相電流制御素子Ｄｑ及びＲ相電流制御素子Ｄｒとして、それぞれダイオードを使用している。

同様に、Ｓ相コイルＬｓの上端とハイサイド基準線ＨＬとの間に、Ｓ相スイッチング素子Ｍｓが設けられる。Ｓ相コイルＬｓの下端とＴ相コイルＬｔの上端が接続されている。Ｔ相コイルＬｔの下端とローサイド基準線ＬＬとの間に、Ｔ相スイッチング素子Ｍｔが設けられる。比較例３でもＳ相スイッチング素子Ｍｓ及びＴ相スイッチング素子Ｍｔとして、ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴを使用している。

Ｓ相コイルＬｓの上端とローサイド基準線ＬＬとの間に、ローサイド基準線ＬＬからＳ相コイルＬｓの上端の方向に電流を流すためのＳ相電流制御素子Ｄｓが設けられる。Ｔ相コイルＬｔの下端とハイサイド基準線ＨＬとの間に、Ｔ相コイルＬｔの下端からハイサイド基準線ＨＬの方向に電流を流すためのＴ相電流制御素子Ｄｔが設けられる。比較例３でもＳ相電流制御素子Ｄｓ及びＴ相電流制御素子Ｄｔとして、それぞれダイオードを使用している。

ハイサイド基準線ＨＬとローサイド基準線ＬＬの間には、平滑用の容量Ｃ１が接続される。ゲート制御回路２２０は、Ｑ相スイッチング素子Ｍｑ、Ｒ相スイッチング素子Ｍｒ、Ｓ相スイッチング素子Ｍｓ及びＴ相スイッチング素子Ｍｔのオン／オフを制御する。

図１７は、図１６の駆動回路２００の動作タイミングを示す図である。Ｑ相スイッチング素子Ｍｑ、Ｒ相スイッチング素子Ｍｒ、Ｓ相スイッチング素子Ｍｓ及びＴ相スイッチング素子Ｍｔはそれぞれ１８０度通電で制御されている。

またＱ相スイッチング素子Ｍｑ、Ｒ相スイッチング素子Ｍｒ、Ｓ相スイッチング素子Ｍｓ及びＴ相スイッチング素子Ｍｔはそれぞれ位相が９０度ずれて駆動される。具体的にはＱ相スイッチング素子Ｍｑのオン期間はＲ相スイッチング素子Ｍｒのオン期間に対して９０度遅れており、Ｒ相スイッチング素子Ｍｒのオン期間はＳ相スイッチング素子Ｍｓのオン期間に対して９０度遅れており、Ｓ相スイッチング素子Ｍｓのオン期間はＴ相スイッチング素子Ｍｔのオン期間に対して９０度遅れており、Ｔ相スイッチング素子Ｍｔのオン期間はＱ相スイッチング素子Ｍｑのオン期間に対して９０度遅れている。従って４相のコイルはＴ相コイルＬｔ、Ｓ相コイルＬｓ、Ｒ相コイルＬｒ、Ｑ相コイルＬｑの順番で、電気角で９０度ずれて励磁される。

図１８は、図１６の駆動回路２００の課題を説明するための図である。駆動回路２００の各相コイルに流れる相電流のタイミングを示す図１７を合わせて参照されたい。図１８は、Ｑ相スイッチング素子Ｍｑがオフ、Ｒ相スイッチング素子Ｍｒがオン、Ｓ相スイッチング素子Ｍｓがオン、及びＴ相スイッチング素子Ｍｔがオフの状態において（図１７の点線枠参照）、Ｔ相コイルＬｔの誘起電圧により発生する誘導電流の還流経路を示している。なお図示しないが電源電流はＳ相スイッチング素子Ｍｓ、Ｓ相コイルＬｓ、Ｒ相コイルＬｒ、Ｒ相スイッチング素子Ｍｒの経路で流れ、Ｓ相コイルＬｓ及びＲ相コイルＬｒを励磁させている。

Ｔ相コイルＬｔの誘起電圧により発生する誘導電流は、Ｔ相電流制御素子Ｄｔ、Ｓ相スイッチング素子Ｍｓ、Ｓ相コイルＬｓ、Ｔ相コイルＬｔの第１還流経路Ｉｇを通って還流する。また当該誘導電流は、Ｔ相電流制御素子Ｄｔ、容量Ｃ１、Ｒ相電流制御素子Ｄｒ、Ｑ相コイルＬｑ、Ｔ相コイルＬｔの第２還流経路Ｉｂを通っても還流する。この内、第１還流経路Ｉｇは他相の励磁に悪影響を与えない還流経路である（以下本明細書では、正トルク還流経路という）。第２還流経路Ｉｂは他相の励磁に悪影響を与える還流経路である（以下本明細書では、負トルク還流経路という）。

第２還流経路Ｉｂにより、励磁前のＱ相コイルＬｑの負トルク（発電）領域に前ステップの還流電流が流れ込み、それが誘起電力となりロスとなる。図１７に示すように各相のコイルの通電期間の前で、前ステップの還流電流による誘起電力ロスが発生している。以下、この誘起電力ロスを抑制する方法について説明する。

図１９は、図１（ａ）、図１（ｂ）のＳＲモータ１００を駆動する、実施例４に係る駆動回路２００の回路構成を示す図である。以下、図１６に示した比較例３に係る駆動回路２００の回路構成との相違点を説明する。

実施例４では、Ｑ相電流制御素子Ｄｑのアノード端子及びＳ相電流制御素子Ｄｓのアノード端子と、ローサイド基準線ＬＬの間にローサイドスイッチング素子Ｍｌが挿入される。同様に、Ｒ相電流制御素子Ｄｒのカソード端子及びＴ相電流制御素子Ｄｔのカソード端子と、ハイサイド基準線ＨＬの間にハイサイドスイッチング素子Ｍｈが挿入される。

図１９では、ハイサイドスイッチング素子Ｍｈ及びローサイドスイッチング素子Ｍｌとしてｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴを使用している。ハイサイドスイッチング素子Ｍｈのオフ状態で寄生ダイオードＤｐが導通しないように、ハイサイドスイッチング素子Ｍｈのソース端子がハイサイド基準線ＨＬに接続され、ドレイン端子がＲ相電流制御素子Ｄｒのカソード端子及びＴ相電流制御素子Ｄｔのカソード端子に接続される。同様にローサイドスイッチング素子Ｍｌのオフ状態で寄生ダイオードＤｐが導通しないように、ローサイドスイッチング素子Ｍｌのドレイン端子がローサイド基準線ＬＬに接続され、ソース端子がＱ相電流制御素子Ｄｑのアノード端子及びＳ相電流制御素子Ｄｓのアノード端子に接続される。ゲート制御回路２２０は、Ｑ相スイッチング素子Ｍｑ、Ｒ相スイッチング素子Ｍｒ、Ｓ相スイッチング素子Ｍｓ、Ｔ相スイッチング素子Ｍｔ、ハイサイドスイッチング素子Ｍｈ及びローサイドスイッチング素子Ｍｌのオン／オフを制御する。

図２０は、図１９の駆動回路２００の動作タイミングを示す図である。Ｑ相スイッチング素子Ｍｑ、Ｒ相スイッチング素子Ｍｒ、Ｓ相スイッチング素子Ｍｓ及びＴ相スイッチング素子Ｍｔの駆動タイミングは、図１７に示した駆動タイミングと同じである。

Ｑ相スイッチング素子Ｍｑがターンオフした後のＱ相コイルＬｑの誘起電圧にもとづく電流放出期間に、Ｒ相コイルＬｒ及びＲ相電流制御素子Ｄｒを含む負トルク還流経路を遮断するためにハイサイドスイッチング素子Ｍｈがターンオフされる。Ｒ相コイルＬｒの通電期間が開始されるとハイサイドスイッチング素子Ｍｈがターンオンされる。

Ｒ相スイッチング素子Ｍｒがターンオフした後のＲ相コイルＬｒの誘起電圧にもとづく電流放出期間に、Ｓ相電流制御素子Ｄｓ及びＳ相コイルＬｓを含む負トルク還流経路を遮断するためにローサイドスイッチング素子Ｍｌがターンオフされる。Ｓ相コイルＬｓの通電期間が開始されるとローサイドスイッチング素子Ｍｈがターンオンされる。

Ｓ相スイッチング素子Ｍｓがターンオフした後のＳ相コイルＬｓの誘起電圧にもとづく電流放出期間に、Ｔ相コイルＬｔ及びＴ相電流制御素子Ｄｔを含む負トルク還流経路を遮断するためにハイサイドスイッチング素子Ｍｈがターンオフされる。Ｔ相コイルＬｔの通電期間が開始されるとハイサイドスイッチング素子Ｍｈがターンオンされる。

Ｔ相スイッチング素子Ｍｔがターンオフした後のＴ相コイルＬｔの誘起電圧にもとづく電流放出期間に、Ｑ相電流制御素子Ｄｑ及びＱ相コイルＬｑを含む負トルク還流経路を遮断するためにローサイドスイッチング素子Ｍｌがターンオフされる。Ｑ相コイルＬｑの通電期間が開始されるとローサイドスイッチング素子Ｍｈがターンオンされる。

以上のように４相駆動方式におけるハイサイドスイッチング素子Ｍｈ及びローサイドスイッチング素子Ｍｌは、Ｑ相スイッチング素子Ｍｑ、Ｒ相スイッチング素子Ｍｒ、Ｓ相スイッチング素子Ｍｓ及びＴ相スイッチング素子Ｍｔの２倍の周波数で、相補的にオン／オフされる。

以上説明したように実施例４によれば、負トルク還流経路をスイッチング素子でタイミング良く遮断することで誘起電力の発生を抑制できる。従ってモータ効率の低下を抑制できる。また４相式の場合、ＭＯＳＦＥＴが６個、ダイオードが４個、ワイヤーハーネスが４本でＳＲモータ１００を効率良く駆動できる。なお実施例４に係る回路構成は４相以上の偶数相の回路構成全般に適用可能である。６相以上であっても４相の場合と同様に、上側の１相のコイルと下側の１相のコイルの２相のコイルを、組み合わせを変えながら励磁する制御になる。

図２１は、図６（ａ）、図６（ｂ）のＳＲモータ１００を駆動する、実施例５に係る駆動回路２００の回路構成を示す図である。実施例５に係る駆動回路２００は、図１６に示した比較例３に係る駆動回路２００の要部と図７に示した実施例１に係る駆動回路２００の要部を組み合わせた回路である。

比較例３ではＱ相電流制御素子Ｄｑは、Ｑ相コイルＬｑの上端とローサイド基準線ＬＬとの間に設けられたが、実施例５ではＱ相電流制御素子Ｄｑは、Ｑ相コイルＬｑの中継点とローサイド基準線ＬＬとの間に設けられる。同様にＲ相電流制御素子Ｄｒは、Ｒ相コイルＬｒの中継点とハイサイド基準線ＨＬとの間に設けられる。同様にＳ相電流制御素子Ｄｓは、Ｓ相コイルＬｓの中継点とローサイドド基準線ＬＬとの間に設けられる。同様にＴ相電流制御素子Ｄｔは、Ｔ相コイルＬｔの中継点とハイサイド基準線ＨＬとの間に設けられる。

図２２は、図２１の駆動回路２００の動作タイミングを示す図である。図２２に示す動作タイミングは、図８に示した動作タイミングと図１７に示した動作タイミングの両方の特徴を合わせ持つタイミングになる。また、実施例５に係る駆動回路２００による効果も、比較例３に係る駆動回路２００による効果と実施例１に係る駆動回路２００による効果を合わせ持つものになる。

図２３は、図６（ａ）、図６（ｂ）のＳＲモータ１００を駆動する、実施例６に係る駆動回路２００の回路構成を示す図である。実施例６に係る駆動回路２００は、図１９に示した実施例４に係る駆動回路２００の要部と図２１に示した実施例５に係る駆動回路２００の要部を組み合わせた回路である。

図２４は、図２３の駆動回路２００の動作タイミングを示す図である。図２４に示す動作タイミングは、図２０に示した動作タイミングと図２２に示した動作タイミングの両方の特徴を合わせ持つタイミングになる。また、実施例６に係る駆動回路２００による効果も、実施例４に係る駆動回路２００による効果と実施例５に係る駆動回路２００による効果を合わせ持つものになる。

図２５は、図１（ａ）、図１（ｂ）のＳＲモータ１００を駆動する、実施例７に係る駆動回路２００の回路構成を示す図である。実施例７に係る駆動回路２００は、図１９に示した実施例４に係る駆動回路２００のＱ相電流制御素子Ｄｑ、Ｒ相電流制御素子Ｄｒ、Ｓ相電流制御素子Ｄｓ及びＴ相電流制御素子Ｄｔをダイオードでなくサイリスタで構成した回路である。ゲート制御回路２２０は、Ｑ相サイリスタＴｑ、Ｒ相サイリスタＴｒ、Ｓ相サイリスタＴｓ及びＴ相サイリスタＴｔのそれぞれのゲート端子にゲート信号を供給することにより、各サイリスタの導通／非導通を制御する。

図２６は、図２５の駆動回路２００の動作タイミングを示す図である。図２６に示す動作タイミングは、図２０に示した動作タイミングを、ハイサイドスイッチング素子Ｍｈ及びローサイドスイッチング素子ＭｌではなくＱ相サイリスタＴｑ、Ｒ相サイリスタＴｒ、Ｓ相サイリスタＴｓ及びＴ相サイリスタＴｔで実現したものである。

実施例７によっても実施例４と同様に、負トルク還流経路をサイリスタでタイミング良く遮断することで誘起電力の発生を抑制できる。なお実施例７のほうが実施例４よりＭＯＳＦＥＴの数を減らすことができるが、実施例４のほうがゲートドライバの消費電力が小さくなる。

図２７は、図６（ａ）、図６（ｂ）のＳＲモータ１００を駆動する、実施例８に係る駆動回路２００の回路構成を示す図である。実施例８に係る駆動回路２００は、図２５に示した比較例７に係る駆動回路２００の要部と図７に示した実施例１に係る駆動回路２００の要部を組み合わせた回路である。

図２８は、図２７の駆動回路２００の動作タイミングを示す図である。図２８に示す動作タイミングは、図８に示した動作タイミングと図２６に示した動作タイミングの両方の特徴を合わせ持つタイミングになる。また、実施例８に係る駆動回路２００による効果も、実施例７に係る駆動回路２００による効果と実施例１に係る駆動回路２００による効果を合わせ持つものになる。

上述の図１５に示した変形例２に係る駆動回路２００では、図７に示した実施例１に係る駆動回路２００の各相の第１電流制御素子Ｄ１（ダイオード）をそれぞれ第４スイッチング素子Ｍ４（ｎチャンネルのＭＯＳＦＥＴ）に変更する例を説明した。図１５に示す駆動回路２００では、励磁する際に第４スイッチング素子Ｍ４をターンオンして、励磁用の電流を流すコイルの巻数を半分にすることにより電流立ち上がり時間を短縮する高速回転モードを有する。また、励磁する際に第４スイッチング素子Ｍ４をターンオンせずに、励磁用の電流をコイル全体に流す通常回転モードも有する。

高速回転モードは励磁用の電流を流すコイルの巻数と、消磁用の電流を流すコイルの巻数の両方を半分にするモードであり、電流の立ち上がりと立ち下がりの両方が急峻になる（図１２参照）。一方、通常回転モードでは励磁用の電流はコイル全体に流し、消磁用の電流はコイルの半分に流すモードであり、電流の立ち下がりのみが急峻になる（図８参照）。図７に示した実施例１に係る駆動回路２００は通常回転モードのみである。図１５に示した変形例２係る駆動回路２００では、各相の第１電流制御素子Ｄ１（ダイオード）をそれぞれ第４スイッチング素子Ｍ４（ｎチャンネルのＭＯＳＦＥＴ）に変更したことにより、２種類の出力特性を実現できる。以下、２種類の出力特性を実現可能な別の回路構成を説明する。

図２９は、変形例２の変形例に係る駆動回路２００の回路構成を示す図である。図２９には４相式の回路構成を描いているが、他の相数にも適用可能である。図２９に示した駆動回路２００の構成は、図１５に示した駆動回路２００の第２スイッチング素子Ｍ２を除去した構成である。従って図２９に示した駆動回路２００の構成は、図１５に示した駆動回路２００と比較してＭＯＳＦＥＴの数を減らすことができる。また図２に示した比較例１に係る駆動回路２００と比較してもダイオードの数を減らすことができる。従って回路規模およびコストを低減できる

図２９に示した駆動回路２００も２種類の出力特性を実現できる。１つは高速回転モードであり、図１５に示した駆動回路２００の高速回転モードと同等である。具体的には、励磁時に各相の第１スイッチング素子Ｍ１及び第２スイッチング素子Ｍ２をターンオンして第１コイル部Ｌ１に励磁用の電流を流し、消磁時に各相の第１スイッチング素子Ｍ１をターンオフ及び第２スイッチング素子Ｍ２をターンオンして第２コイル部Ｌ２に消磁用の電流を流す。

もう１つは２コイル環流チョッピングモードである。このモードでは励磁時に各相の第１スイッチング素子Ｍ１がオンの状態で、各相の第２スイッチング素子Ｍ２のターンオン／ターンオフを交互に繰り返す（チョッピング）。第１スイッチング素子Ｍ１がオン及び第２スイッチング素子Ｍ２がオフの状態では、第１スイッチング素子Ｍ１→第１コイル部Ｌ１→第２コイル部Ｌ２→第１電流制御素子Ｄ１→第１スイッチング素子Ｍ１と電流が２つのコイルを流れるように還流する。

このように２コイル環流チョッピングモードでは、第１スイッチング素子Ｍ１及び第２スイッチング素子Ｍ２がオンの励磁状態と、第１スイッチング素子Ｍ１がオン及び第２スイッチング素子Ｍ２がオフの還流状態を交互に繰り返す。励磁状態と還流状態で磁束エネルギーは変わらずに、還流状態では電流が流れるコイルの巻数が倍になる。従って還流状態では第１コイル部Ｌ１及び第２コイル部Ｌ２に流れる電流が半分になる。励磁状態で流れる電流と還流状態で流れる電流を平均化した電流も、高速回転モードの励磁時に流れる電流より低くなる。消磁時には高速回転モードと同様に第１スイッチング素子Ｍ１をターンオフ及び第２スイッチング素子Ｍ２をターンオンして第２コイル部Ｌ２に消磁用の電流を流す。チョッピングモードにおいては、オン／オフのデューティー比を変更することで出力特性を変えることが出来る。

図３０（ａ）−（ｃ）は、図２、図１５、図２９に示した駆動回路２００の出力特性を比較した図である。なお、図３０（ｃ）は図２９の駆動回路をデューティー比５０％で動作させたものである。横軸はトルクを示し、縦軸は回転数／電流を示す。図３０（ａ）に示す図２に示した駆動回路２００ではモードが１つである。図３０（ｂ）に示す図１５に示した駆動回路２００では通常回転モードと高速回転モードの２つを備える。図３０（ｃ）に示す図２９に示した駆動回路２００では高速回転モードと２コイル環流チョッピングモードの２つを備える。

図３０（ａ）に示す出力特性と、図３０（ｂ）に示す通常回転モードの出力特性を比較すると後者が前者に対して、出力が数パーセント向上している。即ち、電流収束時間が短くでき、励磁時間を長くできる結果、後者の方が回転数が数パーセント上がる。図３０（ａ）に示す出力特性と、図３０（ｂ）に示す高速回転モードの出力特性を比較すると後者が前者に対して、回転数が約２倍になる。

図３０（ｂ）の高速回転モードの出力特性と、図３０（ｃ）に示す高速回転モードの出力特性はほぼ同じである。図３０（ａ）の出力特性と、図３０（ｃ）に示す２コイル環流チョッピングモードの出力特性はほぼ同じである。

このように図２９に示した駆動回路２００では、高速回転モードを含む２種類の出力特性を備える駆動回路２００を低コストで実現できる。また２コイル環流チョッピングモードでは、第２スイッチング素子のオン、オフのみで高速回転モードと２コイル環流チョッピングモードを変えることができるため、ゲート制御装置の構成が簡易にできる。

以下の態様のリラクタンスモータの駆動回路が構成されてもよい。
本発明のある態様のリラクタンスモータの駆動回路は、複数の突極を有するステータと、複数の突極を有するロータを備えるリラクタンスモータの駆動回路であって、ステータ又はロータの突極に巻かれたコイルの第１端と、電源の正極側に接続されるハイサイド基準線との間に設けられる第１スイッチング素子と、コイルの第２端と、電源の負極側に接続されるローサイド基準線との間に設けられる第２スイッチング素子と、ローサイド基準線からコイルの第１接続点へ電流を流すための第１電流制御素子と、コイルの第２接続点からハイサイド基準線へ電流を流すための第２電流制御素子と、を備える。コイルの第１接続点は、第２接続点より第１端側に設けられ、コイルの第１接続点と第２接続点との間の巻数は、第１端と第２端との間の巻数より少ない。巻線はステータの突極に備えられる構成であっても、ロータの突極に備えられる構成であってもよい。

この態様によると、コイルの消磁時に少ない巻数で誘導電流を放出させることができ、電流が収束するまでの期間を短縮できる。従って励磁時間を長く確保でき出力特性を改善できる。

第１電流制御素子は、ローサイド基準線にアノード端子が接続され、コイルの第１接続点にカソード端子が接続される第１ダイオードであってもよい。第２電流制御素子は、コイルの第２接続点にアノード端子が接続され、ハイサイド基準線にカソード端子が接続される第２ダイオードであってもよい。これによれば、コイルの消磁時の帰還経路を形成できる。

第１接続点は第１端に設けられ、第２接続点はコイルの中点に設けられてもよい。第１接続点はコイルの中点に設けられ、第２接続点はコイルの第２端に設けられてもよい。これによれば、コイルの中継点を１つにできる。

第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第１電流制御素子および第２電流制御素子は、ステータの相ごとに設けられてもよい。コイルの励磁期間が非重複の複数の相の第１スイッチング素子または第２スイッチング素子が共有されてもよい。これによれば、スイッチング素子の数を削減できる。

第２電流制御素子は、ダイオードが並列に形成または接続された第３スイッチング素子であってもよい。コイルが励磁される少なくとも一部の期間、第２スイッチング素子および第３スイッチング素子がオンし、第１スイッチング素子がオフしてもよい。これによれば、コイルの励磁時の電流立ち上がり時間を短縮できる。

コイルの第２接続点は、第１接続点と第２端の間に設けられてもよい。第１電流制御素子は、ダイオードが並列に形成または接続された第４スイッチング素子であってもよい。コイルが励磁される少なくとも一部の期間、第４スイッチング素子および第１スイッチング素子がオンし、第２スイッチング素子がオフしてもよい。これによれば、コイルの励磁時の電流立ち上がり時間を短縮できる。

また、以下の態様のリラクタンスモータの駆動回路が構成されてもよい。
複数の突極を有するステータと、複数の突極を有するロータを備えるリラクタンスモータの駆動回路であって、
第１ステータ又は第１ロータの突極に巻かれた第１コイルの第１端と、電源の正極側に接続されるハイサイド基準線との間に設けられる第１スイッチング素子と、
第２ステータ又は第２ロータの突極に巻かれた第２コイルの第２端と、電源の負極側に接続されるローサイド基準線との間に設けられる第２スイッチング素子と、
第３ステータ又は第３ロータの突極に巻かれた第３コイルの第１端と、前記ハイサイド基準線との間に設けられる第３スイッチング素子と、
第４ステータ又は第４ロータの突極に巻かれた第４コイルの第２端と、前記ローサイド基準線との間に設けられる第４スイッチング素子と、
前記ローサイド基準線から前記第１コイルの前記第１端へ電流を流すための第１電流制御素子と、
前記第２コイルの前記第２端から前記ハイサイド基準線へ電流を流すための第２電流制御素子と、
前記ローサイド基準線から前記第３コイルの前記第１端へ電流を流すための第３電流制御素子と、
前記第４コイルの前記第２端から前記ハイサイド基準線へ電流を流すための第４電流制御素子と、を備え、
前記第１コイルの第２端、前記第２コイルの第１端、前記第３コイルの第２端、及び前記第４コイルの第１端は電気的に結合されており、
前記第１電流制御素子、前記第２電流制御素子、前記第３電流制御素子、及び前記第１電流制御素子をそれぞれ非導通の状態に制御できる。

また、以下の態様のリラクタンスモータの駆動回路が構成されてもよい。
複数の突極を有するステータと、複数の突極を有するロータを備えるリラクタンスモータの駆動回路であって、
第１ステータ又は第１ロータの突極に巻かれた第１コイルの第１端と、電源の正極側に接続されるハイサイド基準線との間に設けられる第１スイッチング素子と、
第２ステータ又は第２ロータの突極に巻かれた第２コイルの第２端と、電源の負極側に接続されるローサイド基準線との間に設けられる第２スイッチング素子と、
第３ステータ又は第３ロータの突極に巻かれた第３コイルの第１端と、前記ハイサイド基準線との間に設けられる第３スイッチング素子と、
第４ステータ又は第４ロータの突極に巻かれた第４コイルの第２端と、前記ローサイド基準線との間に設けられる第４スイッチング素子と、
前記ローサイド基準線から前記第１コイルの前記第１端へ電流を流すための第１電流制御素子と、
前記第２コイルの前記第２端から前記ハイサイド基準線へ電流を流すための第２電流制御素子と、
前記ローサイド基準線から前記第３コイルの前記第１端へ電流を流すための第３電流制御素子と、
前記第４コイルの前記第２端から前記ハイサイド基準線へ電流を流すための第４電流制御素子と、を備え、
前記第１コイルの第２端、前記第２コイルの第１端、前記第３コイルの第２端、及び前記第４コイルの第１端は電気的に結合されており、
前記第１電流制御端子および前記第３電流制御端子と前記ローサイド基準線との間に設けられる第５スイッチング素子と、
前記第２電流制御端子および前記第４電流制御端子と前記ハイサイド基準線との間に設けられる第６スイッチング素子と、をさらに備える。

１０ ステータ、 Ｌｑ Ｑ相コイル、 Ｌｑ１ 第１Ｑ相コイル部、 Ｌｑ２ 第２Ｑ相コイル部、 Ｌｒ Ｒ相コイル、 Ｌｓ Ｓ相コイル、 Ｌｔ Ｔ相コイル、 Ｍｑ１ Ｑ相第１スイッチング素子、 Ｍｑ２ Ｑ相第２スイッチング素子、 Ｄｑ１ Ｑ相第１電流制御素子、 Ｄｑ２ Ｑ相第２電流制御素子、 Ｃ１ 容量、 Ｅ１ 直流電源、 ２０ ロータ、 １００ ＳＲモータ、 ２００ 駆動回路、 ２１０ ブリッジ回路部、 ２２０ ゲート制御回路、 ＨＬ ハイサイド基準線、 ＬＬ ローサイド基準線。

本発明は、リラクタンスモータに利用可能である。

Claims (6)

1. 複数の突極を有するステータと、複数の突極を有するロータを備えるリラクタンスモータの駆動回路であって、
   前記ステータ又は前記ロータの突極に巻かれたコイルの少なくとも一部に励磁用の電流を流すための第１の経路と、
   前記コイルの前記少なくとも一部と一致しない異なる一部に消磁用の電流を流すための第２の経路と、を備え、
   前記コイルの第１端と、電源の正極側に接続されるハイサイド基準線との間に設けられる第１スイッチング素子と、
   前記コイルの第２端と、前記ハイサイド基準線との間に設けられ、前記コイルから前記ハイサイド基準線方向へのみ電流を流すための電流制御素子と、
   前記コイルの途中の接続点と、前記電源の負極側に接続されるローサイド基準線との間に設けられる第２スイッチング素子と、
   を備える、ことを特徴とするリラクタンスモータの駆動回路。
2. 前記コイルを励磁する際、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子がオンするモードと、前記第１スイッチング素子がオンで前記第２スイッチング素子が交互にオン／オフを繰り返すモードと、を有する、ことを特徴とする請求項１に記載のリラクタンスモータの駆動回路。
3. 複数の突極を有するステータと、複数の突極を有するロータを備えるリラクタンスモータの駆動回路であって、
   前記ステータ又は前記ロータの突極に巻かれたコイルの少なくとも一部に励磁用の電流を流すための第１の経路と、
   前記コイルの前記少なくとも一部と一致しない異なる一部に消磁用の電流を流すための第２の経路と、を備え、
   前記コイルの第１端と、電源の正極側に接続されるハイサイド基準線との間に設けられる第１スイッチング素子と、
   前記コイルの第２端と、前記電源の負極側に接続されるローサイド基準線との間に設けられる第２スイッチング素子と、
   前記ローサイド基準線と前記コイルの途中の第１の接続点との間に電流を流すための第１電流制御素子と、
   前記コイルの前記第１の接続点よりも前記第２端寄りに位置する第２の接続点から前記ハイサイド基準線へ電流を流すための第２電流制御素子と、を備え、
   前記第１電流制御素子は、ダイオードが並列に形成または接続された第３スイッチング素子であり、
   前記第２電流制御素子は、前記コイルの前記接続点にアノード端子が接続され、前記ハイサイド基準線にカソード端子が接続される第２ダイオードである、ことを特徴とするリラクタンスモータの駆動回路。
4. 前記コイルを励磁する際に使用する巻数が異なる２つのモードを有する、ことを特徴とする請求項１又は３に記載のリラクタンスモータの駆動回路。
5. 前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第１電流制御素子および前記第２電流制御素子は、前記ステータの相ごとに設けられ、
   前記コイルの励磁期間が非重複の複数の相の前記第１スイッチング素子または前記第２スイッチング素子が共有される、ことを特徴とする請求項３に記載のリラクタンスモータの駆動回路。
6. 複数の突極を有するステータと、複数の突極を有するロータを備えるリラクタンスモータと、
   前記リラクタンスモータを駆動する請求項１から５のいずれかに記載の駆動回路と、
   を備える、ことを特徴とするリラクタンスモータシステム。

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