JP6382739B2 - DCDC converter - Google Patents
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Description
一次側ブリッジ回路におけるスイッチング素子の開閉状態の切り替えと二次側ブリッジ回路におけるスイッチング素子の開閉状態の切り替えとの位相差により、トランスの一次側から二次側に電力を伝達するＤＣＤＣコンバータに関する。 The present invention relates to a DCDC converter that transmits power from a primary side to a secondary side of a transformer by a phase difference between switching of an open / close state of a switching element in a primary side bridge circuit and switching of an open / close state of a switching element in a secondary side bridge circuit.
絶縁型ＤＣＤＣコンバータとして、デュアルアクティブブリッジ方式（DAB: Dual Active Bridge）のＤＣＤＣコンバータが知られている。ＤＡＢ方式のＤＣＤＣコンバータは、トランスの一次コイルに接続されている一次側ブリッジ回路におけるスイッチング素子の開閉状態の切り替えと、トランスの二次コイルに接続されている二次側ブリッジ回路におけるスイッチング素子の開閉状態の切り替えとの位相差により、トランスの一次側から二次側に電力を送電する。 As an isolated DCDC converter, a dual active bridge (DAB) DCDC converter is known. The DAB type DCDC converter switches the switching state of the switching element in the primary side bridge circuit connected to the primary coil of the transformer, and opens and closes the switching element in the secondary side bridge circuit connected to the secondary coil of the transformer. Power is transmitted from the primary side of the transformer to the secondary side due to the phase difference from the state switching.
ＤＡＢ方式のＤＣＤＣコンバータは、入力電圧と出力電圧との比が、トランスの巻線比から乖離すると、ソフトスイッチングが実施できなくなり、電力変換効率が大きく低下する。そこで、ブリッジ回路を追加し、そのブリッジ回路に対して電力を一時的に貯めることで、ソフトスイッチングが可能な電圧範囲を拡張する構成が提案されている（例えば、特許文献１）。 In the DAB type DCDC converter, when the ratio between the input voltage and the output voltage deviates from the winding ratio of the transformer, soft switching cannot be performed, and the power conversion efficiency is greatly reduced. Therefore, a configuration has been proposed in which a voltage range capable of soft switching is extended by adding a bridge circuit and temporarily storing power in the bridge circuit (for example, Patent Document 1).
特許文献１に記載の構成では、ＤＣＤＣコンバータに対し、ブリッジ回路を新たに追加するため、装置の体格の増大やコストの増加などの問題が生じる。さらに、追加したブリッジ回路において、電力損失が生じることも懸念される。 In the configuration described in Patent Document 1, since a bridge circuit is newly added to the DCDC converter, problems such as an increase in the size of the apparatus and an increase in cost occur. Furthermore, there is a concern that power loss may occur in the added bridge circuit.
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、デュアルアクティブブリッジ方式のＤＣＤＣコンバータにおいて、回路の追加を抑制しつつ、ソフトスイッチングが可能な電圧範囲を拡張することを主たる目的とする。 The present invention has been made in view of the above problems, and a main object of the dual active bridge type DCDC converter is to expand a voltage range in which soft switching is possible while suppressing the addition of circuits.
本発明は、トランス（１１）と、直流電源（２０）と前記トランスの一次コイル（１５）との間に接続され、半導体スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）及び還流ダイオード（Ｄ１〜Ｄ４）によってフルブリッジを構成し、前記直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換する一次側ブリッジ回路（１２）と、前記トランスの二次コイル（１６）に接続され、半導体スイッチング素子（Ｑ５〜Ｑ８）及び還流ダイオード（Ｄ５〜Ｄ８）によってフルブリッジを構成し、前記二次コイルから入力される交流電力を直流電力に変換する二次側ブリッジ回路（１３）と、を備え、前記一次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えと前記二次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えとの位相差により、前記トランスの一次側から二次側に電力を伝達するＤＣＤＣコンバータ（１０）において、前記二次側ブリッジ回路の出力電流を検出する二次側電流検出手段（３２）を備え、前記二次側電流検出手段の検出値に基づいて、前記一次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えと、前記二次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えとの位相差を制御する制御部（３０，３０Ａ，３０Ｂ）を備えることを特徴とする。 The present invention is connected between a transformer (11), a DC power source (20), and a primary coil (15) of the transformer, and is a full bridge by semiconductor switching elements (Q1 to Q4) and freewheeling diodes (D1 to D4). Are connected to a primary side bridge circuit (12) for converting DC power input from the DC power source into AC power, and a secondary coil (16) of the transformer, and semiconductor switching elements (Q5 to Q8) and A full bridge is formed by freewheeling diodes (D5 to D8), and a secondary bridge circuit (13) that converts AC power input from the secondary coil into DC power, and the primary bridge circuit in the primary bridge circuit Switching of the switching state of the semiconductor switching element and switching of the switching state of the semiconductor switching element in the secondary bridge circuit In the DCDC converter (10) for transmitting power from the primary side to the secondary side of the transformer due to the phase difference of the top, a secondary side current detecting means (32) for detecting the output current of the secondary side bridge circuit is provided. Switching of the switching state of the semiconductor switching element in the primary side bridge circuit and switching of the switching state of the semiconductor switching element in the secondary side bridge circuit based on the detection value of the secondary side current detection means A control unit (30, 30A, 30B) for controlling the phase difference is provided.
ＤＡＢ方式のＤＣＤＣコンバータにおいて、還流ダイオードに電流が流れている状態でブリッジ回路の状態が変更されることによってハードリカバリ（貫通電流）が生じる。このハードリカバリによって、電力効率は悪化する。ここで、ＤＣＤＣコンバータの制御状態によって、二次側ブリッジ回路の出力電流は正方向と負方向とに変化する。そこで、二次側ブリッジ回路の出力電流の検出値に基づいて、二次側ブリッジ回路における半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えタイミングを制御する構成とした。このような構成にすることで、ＤＣＤＣコンバータの入力電圧及び出力電圧に依らず、二次側ブリッジにおけるハードリカバリを抑制することができる。つまり、回路の追加を抑制しつつ、ソフトスイッチングが可能な電圧範囲を拡張することができる。 In the DAB type DCDC converter, hard recovery (through current) is generated by changing the state of the bridge circuit while the current is flowing through the freewheeling diode. This hard recovery degrades power efficiency. Here, the output current of the secondary side bridge circuit changes in the positive direction and the negative direction depending on the control state of the DCDC converter. Therefore, the switching timing of the open / close state of the semiconductor switching element in the secondary bridge circuit is controlled based on the detected value of the output current of the secondary bridge circuit. By adopting such a configuration, hard recovery in the secondary bridge can be suppressed regardless of the input voltage and output voltage of the DCDC converter. That is, the voltage range in which soft switching can be performed can be expanded while suppressing the addition of circuits.
（第１実施形態）
図１に本実施形態におけるＤＣＤＣコンバータの回路図を示す。本実施形態のＤＣＤＣコンバータ１０は、トランス１１を備える絶縁型ＤＣＤＣコンバータである。ＤＣＤＣコンバータ１０は、直流電源２０（電圧源）から供給される電力を変換し、二次電池２１に出力する。また、ＤＣＤＣコンバータ１０は、双方向電力変換が可能であり、二次電池２１から供給される電力を、直流電源２０に対して伝達可能である。
(First embodiment)
FIG. 1 shows a circuit diagram of a DCDC converter in the present embodiment. The DCDC converter 10 of this embodiment is an insulated DCDC converter including a transformer 11. The DCDC converter 10 converts the power supplied from the DC power supply 20 (voltage source) and outputs it to the secondary battery 21. The DCDC converter 10 can perform bidirectional power conversion, and can transmit the power supplied from the secondary battery 21 to the DC power supply 20.
ＤＣＤＣコンバータ１０は、トランス１１の一次側に一次側ブリッジ回路１２を備えているとともに、トランス１１の二次側に二次側ブリッジ回路１３を備えている。一次側ブリッジ回路１２は、半導体スイッチング素子であるスイッチＱ１〜Ｑ４によってフルブリッジ回路が構成されている。同様に、二次側ブリッジ回路１３は、半導体スイッチング素子であるスイッチＱ５〜Ｑ８によってフルブリッジ回路が構成されている。スイッチＱ１〜Ｑ８は、それぞれＭＯＳ−ＦＥＴであり、還流ダイオードＤ１〜Ｄ８が設けられている。 The DCDC converter 10 includes a primary side bridge circuit 12 on the primary side of the transformer 11 and a secondary side bridge circuit 13 on the secondary side of the transformer 11. In the primary side bridge circuit 12, a full bridge circuit is configured by switches Q1 to Q4 which are semiconductor switching elements. Similarly, in the secondary side bridge circuit 13, a full bridge circuit is configured by switches Q5 to Q8 which are semiconductor switching elements. The switches Q1 to Q8 are MOS-FETs, respectively, and freewheeling diodes D1 to D8 are provided.
一次側ブリッジ回路１２の入力側には、平滑コンデンサ１４が設けられており、一次側ブリッジ回路１２の出力側は、トランス１１の一次コイル１５に接続されている。二次側ブリッジ回路１３の入力側は、トランス１１の二次コイル１６に接続されており、二次側ブリッジ回路１３の出力側には平滑コンデンサ１７が設けられている。一次側ブリッジ回路１２は、直流電源２０から入力される直流電力を交流電力に変換する。二次側ブリッジ回路１３は、二次コイル１６から入力される交流電力を直流電力に変換する。 A smoothing capacitor 14 is provided on the input side of the primary side bridge circuit 12, and the output side of the primary side bridge circuit 12 is connected to the primary coil 15 of the transformer 11. The input side of the secondary side bridge circuit 13 is connected to the secondary coil 16 of the transformer 11, and a smoothing capacitor 17 is provided on the output side of the secondary side bridge circuit 13. The primary side bridge circuit 12 converts DC power input from the DC power supply 20 into AC power. The secondary side bridge circuit 13 converts AC power input from the secondary coil 16 into DC power.
本実施形態のＤＣＤＣコンバータ１０は、一次側ブリッジ回路１２と二次側ブリッジ回路１３との位相差によって、一次側から二次側に送電を行うデュアルアクティブブリッジ方式（DAB: Dual Active Bridge）のＤＣＤＣコンバータである。ＤＡＢ方式のＤＣＤＣコンバータ１０では、２つのブリッジ回路１２，１３の間にリアクトルＬが設けられている。ここで、リアクトルＬは、トランス１１の漏れインダクタンスである。なお、トランス１１の漏れインダクタンスは、トランス１１の一次側と二次側との双方に存在するが、図面の簡略化のために一次側のみに図示している。 The DCDC converter 10 of the present embodiment is a dual active bridge (DAB) DCDC that transmits power from the primary side to the secondary side based on the phase difference between the primary side bridge circuit 12 and the secondary side bridge circuit 13. It is a converter. In the DAB type DCDC converter 10, a reactor L is provided between the two bridge circuits 12 and 13. Here, the reactor L is a leakage inductance of the transformer 11. Note that the leakage inductance of the transformer 11 exists on both the primary side and the secondary side of the transformer 11, but is illustrated only on the primary side for simplification of the drawing.
制御部３０は、電流センサ３１（一次側電流検出手段）からＤＣＤＣコンバータ１０の入力電流Ｉ１の検出値、電流センサ３２（二次側電流検出手段）からＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉ２の検出値、電圧センサ３３からＤＣＤＣコンバータ１０の入力電圧Ｖｉｎの検出値、電圧センサ３４からＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔの検出値をそれぞれ取得する。そして、入力電流Ｉ１、出力電流Ｉ２、入力電圧Ｖｉｎ、及び、出力電圧Ｖｏｕｔの検出値に基づいて、両ブリッジ回路１２，１３における位相制御を実施する。 The control unit 30 detects a detected value of the input current I1 of the DCDC converter 10 from the current sensor 31 (primary side current detecting means), a detected value of the output current I2 of the DCDC converter 10 from the current sensor 32 (secondary side current detecting means), The detection value of the input voltage Vin of the DCDC converter 10 is acquired from the voltage sensor 33, and the detection value of the output voltage Vout of the DCDC converter 10 is acquired from the voltage sensor 34. Then, based on the detected values of the input current I1, the output current I2, the input voltage Vin, and the output voltage Vout, the phase control in both the bridge circuits 12 and 13 is performed.
ＤＡＢ方式のＤＣＤＣコンバータ１０の動作について、図２，３を用いて説明を行う。ここで、入力電流Ｉ１の方向について、直流電源２０（平滑コンデンサ１４）から一次側ブリッジ回路１２に流れる方向を正方向として扱う。また、リアクトル電流ＩＬの方向について、リアクトルＬから一次コイル１５に流れる方向を正方向として扱う。また、出力電流Ｉ２の方向について、二次電池２１（平滑コンデンサ１７）から二次側ブリッジ回路１３に流れる方向を正方向として扱う。図２，３では、電力の供給対象である二次電池２１を電気負荷として表している。二次電池２１の端子間電圧が、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔに相当する。 The operation of the DAB DCDC converter 10 will be described with reference to FIGS. Here, regarding the direction of the input current I1, the direction flowing from the DC power supply 20 (smoothing capacitor 14) to the primary side bridge circuit 12 is treated as a positive direction. Further, regarding the direction of the reactor current IL, the direction flowing from the reactor L to the primary coil 15 is treated as a positive direction. Further, regarding the direction of the output current I2, the direction flowing from the secondary battery 21 (smoothing capacitor 17) to the secondary side bridge circuit 13 is treated as a positive direction. 2 and 3, the secondary battery 21 to be supplied with power is represented as an electric load. The voltage between the terminals of the secondary battery 21 corresponds to the output voltage Vout of the DCDC converter 10.
図２（ａ）には、一次側ブリッジ回路１２のスイッチＱ１がターンオン、スイッチＱ２がターンオフされた直後の電流の流れを示している。スイッチＱ１，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ７がオン状態とされ、スイッチＱ２，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ８がオフ状態とされている。一次側において、一次側ブリッジ回路１２のスイッチＱ１がターンオン、スイッチＱ２がターンオフされる前において、一次コイル１５からリアクトルＬに対して電流が流れていたため、リアクトルＬから同方向にリアクトル電流ＩＬが流れ続ける。 FIG. 2A shows the flow of current immediately after the switch Q1 of the primary side bridge circuit 12 is turned on and the switch Q2 is turned off. Switches Q1, Q4, Q6, and Q7 are turned on, and switches Q2, Q3, Q5, and Q8 are turned off. On the primary side, since the current flows from the primary coil 15 to the reactor L before the switch Q1 of the primary side bridge circuit 12 is turned on and the switch Q2 is turned off, the reactor current IL flows from the reactor L in the same direction. to continue.
図２（ａ）に示す状態の後、リアクトルＬに対して、直流電源２０からリアクトル電流ＩＬと逆方向に電圧が印加されるため、リアクトル電流ＩＬの大きさが減少していく。そして、図２（ｂ）に示すように、リアクトル電流ＩＬの向きが反転する。図２（ａ），（ｂ）に示す状態では、リアクトルＬが励磁される。 After the state shown in FIG. 2A, a voltage is applied to the reactor L from the DC power source 20 in the direction opposite to the reactor current IL, so that the magnitude of the reactor current IL decreases. Then, as shown in FIG. 2B, the direction of the reactor current IL is reversed. In the state shown in FIGS. 2A and 2B, the reactor L is excited.
図２（ｂ）に示す状態の後、二次側ブリッジ回路１３において、スイッチＱ６，Ｑ７がターンオフされ、スイッチＱ５，Ｑ８がターンオンされる。つまり、二次側ブリッジ回路１３のスイッチ状態が反転され、図２（ｃ）に示す状態となる。図２（ｃ）に示す状態では、直流電源２０から二次電池２１に対して電力が伝達される。 After the state shown in FIG. 2B, in the secondary side bridge circuit 13, the switches Q6 and Q7 are turned off and the switches Q5 and Q8 are turned on. That is, the switch state of the secondary side bridge circuit 13 is inverted, and the state shown in FIG. In the state shown in FIG. 2C, power is transmitted from the DC power supply 20 to the secondary battery 21.
図２（ｃ）に示す状態の後、一次側ブリッジ回路１２において、スイッチＱ３がターンオンされ、スイッチＱ４がターンオフされ、図２（ｄ）に示す状態となる。図２（ｄ）に示す状態では、トランス１１の一次側において、一次コイル１５、スイッチＱ３、スイッチＱ１、リアクトルＬの順に電流が流れる還流回路が形成されている。 After the state shown in FIG. 2C, in the primary side bridge circuit 12, the switch Q3 is turned on and the switch Q4 is turned off, resulting in the state shown in FIG. In the state shown in FIG. 2D, a reflux circuit is formed on the primary side of the transformer 11 in which a current flows in the order of the primary coil 15, the switch Q3, the switch Q1, and the reactor L.
図２（ｄ）に示す状態の後、一次側ブリッジ回路１２において、スイッチＱ１がターンオフされ、スイッチＱ２がターンオンされ、図３（ａ）に示す状態となる。図２（ｄ）に示す状態において、リアクトルＬから一次コイル１５に対して電流が流れていたため、図３（ａ）に示す状態において、リアクトルＬから同方向にリアクトル電流ＩＬが流れる。 After the state shown in FIG. 2D, in the primary side bridge circuit 12, the switch Q1 is turned off and the switch Q2 is turned on, resulting in the state shown in FIG. In the state shown in FIG. 2D, since a current flows from the reactor L to the primary coil 15, the reactor current IL flows in the same direction from the reactor L in the state shown in FIG.
図３（ａ）に示す状態の後、リアクトルＬに対して、直流電源２０からリアクトル電流ＩＬと逆方向に電圧が印加されるため、リアクトル電流ＩＬの大きさが減少していく。そして、図３（ｂ）に示すように、リアクトル電流ＩＬの向きが反転する。図３（ａ），（ｂ）に示す状態では、リアクトルＬが励磁される。 After the state shown in FIG. 3A, a voltage is applied to the reactor L from the DC power source 20 in the direction opposite to the reactor current IL, so that the magnitude of the reactor current IL decreases. Then, as shown in FIG. 3B, the direction of the reactor current IL is reversed. In the state shown in FIGS. 3A and 3B, the reactor L is excited.
図３（ｂ）に示す状態の後、二次側ブリッジ回路１３において、スイッチＱ６，Ｑ７がターンオンされ、スイッチＱ５，Ｑ８がターンオフされる。つまり、二次側ブリッジ回路１３のスイッチ状態が反転され、図３（ｃ）に示す状態となる。図３（ｃ）に示す状態では、直流電源２０から二次電池２１に対して電力が伝達される。 After the state shown in FIG. 3B, in the secondary side bridge circuit 13, the switches Q6 and Q7 are turned on and the switches Q5 and Q8 are turned off. That is, the switch state of the secondary side bridge circuit 13 is inverted, and the state shown in FIG. In the state shown in FIG. 3C, power is transmitted from the DC power source 20 to the secondary battery 21.
図３（ｃ）に示す状態の後、一次側ブリッジ回路１２において、スイッチＱ４がターンオンされ、スイッチＱ３がターンオフされ、図３（ｄ）に示す状態となる。図３（ｄ）に示す状態では、トランス１１の一次側において、一次コイル１５、リアクトルＬ、スイッチＱ２、スイッチＱ４の順に電流が流れる還流回路が形成されている。図３（ｄ）に示す状態の後、一次側ブリッジ回路１２のスイッチＱ１がターンオン、スイッチＱ２がターンオフされ、図２（ａ）に示す状態となる。 After the state shown in FIG. 3C, in the primary side bridge circuit 12, the switch Q4 is turned on and the switch Q3 is turned off, resulting in the state shown in FIG. In the state shown in FIG. 3D, on the primary side of the transformer 11, a reflux circuit in which a current flows in the order of the primary coil 15, the reactor L, the switch Q2, and the switch Q4 is formed. After the state shown in FIG. 3D, the switch Q1 of the primary side bridge circuit 12 is turned on and the switch Q2 is turned off, resulting in the state shown in FIG.
図２（ａ），（ｂ）及び図３（ａ），（ｂ）に示す状態を、リアクトルＬを励磁する励磁モードと呼ぶ。図２（ｃ）及び図３（ｃ）に示す状態を、伝達モードと呼ぶ。図２（ｄ）及び図３（ｄ）に示す状態を、還流モードと呼ぶ。 The states shown in FIGS. 2A and 2B and FIGS. 3A and 3B are referred to as an excitation mode in which the reactor L is excited. The state shown in FIG. 2C and FIG. 3C is referred to as a transmission mode. The state shown in FIG. 2D and FIG. 3D is called a reflux mode.
図４にスイッチＱ１〜Ｑ８の状態、及び、リアクトル電流ＩＬの時間変化を示す。時刻Ｔ１において、スイッチＱ１がターンオン、スイッチＱ２がターンオフされることで、ＤＣＤＣコンバータ１０は、図３（ｄ）に示す還流モード（Ａ）から、図２（ａ）に示す励磁モード（Ｂ）にされる。 FIG. 4 shows the state of the switches Q1 to Q8 and the time change of the reactor current IL. At time T1, the switch Q1 is turned on and the switch Q2 is turned off, so that the DCDC converter 10 changes from the reflux mode (A) shown in FIG. 3 (d) to the excitation mode (B) shown in FIG. 2 (a). Is done.
時刻Ｔ１以降の励磁モードにおいて、リアクトルＬに対し、直流電源２０及び二次電池２１の電圧が印加される。このため、リアクトル電流ＩＬは増加する。その後、リアクトル電流ＩＬの向きが反転する（図２（ｂ）に示す状態）。時刻Ｔ２において、二次側ブリッジ回路１３のスイッチＱ５〜Ｑ８のオフオン状態（開閉状態）が反転され、ＤＣＤＣコンバータ１０は、図２（ｃ）に示す伝達モードにされる。 In the excitation mode after time T1, the voltages of the DC power supply 20 and the secondary battery 21 are applied to the reactor L. For this reason, the reactor current IL increases. Thereafter, the direction of the reactor current IL is reversed (the state shown in FIG. 2B). At time T2, the off-on state (open / closed state) of the switches Q5 to Q8 of the secondary side bridge circuit 13 is inverted, and the DCDC converter 10 is set to the transmission mode shown in FIG.
ここで、従来制御における励磁モードから伝達モードへの切り替えは、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔの検出値と、目標値Ｖｏｕｔ＊との偏差に基づいて実施される。励磁モードから伝達モードへの切り替え時に、二次側ブリッジ回路１３において貫通電流が生じることが懸念される。以下、この貫通電流について説明を行う。 Here, switching from the excitation mode to the transmission mode in the conventional control is performed based on the deviation between the detected value of the output voltage Vout of the DCDC converter 10 and the target value Vout *. When switching from the excitation mode to the transmission mode, there is a concern that a through current may be generated in the secondary side bridge circuit 13. Hereinafter, this through current will be described.
図５に貫通電流が生じる状況における、スイッチＱ１〜Ｑ８の状態、及び、リアクトル電流ＩＬの時間変化を示す。時刻Ｔ１１において、図２（ａ）に示す励磁モード（Ａ）にされる。その後、時刻Ｔ１２において、リアクトル電流ＩＬが反転する前に、二次側ブリッジ回路１３のスイッチＱ５〜Ｑ８のオフオン状態が反転される。これにより、ＤＣＤＣコンバータ１０は、図２（ｃ）に示す伝達モード（Ｂ）にされる。 FIG. 5 shows the state of the switches Q1 to Q8 and the change over time of the reactor current IL in a situation where a through current is generated. At time T11, the excitation mode (A) shown in FIG. Thereafter, at time T12, before the reactor current IL is inverted, the off-on states of the switches Q5 to Q8 of the secondary side bridge circuit 13 are inverted. Thereby, the DCDC converter 10 is set to the transmission mode (B) shown in FIG.
図２（ａ）に示す状態では、スイッチＱ６，Ｑ７の還流ダイオードＤ６，Ｄ７の順方向に電流が流れている。この状態で、スイッチＱ６，Ｑ７をターンオフとすると同時にスイッチＱ５，Ｑ８をターンオンすると、スイッチＱ６，Ｑ７の還流ダイオードＤ６，Ｄ７の逆方向にリカバリー電流が流れる。図６に示すように、スイッチＱ６，Ｑ７の還流ダイオードＤ６，Ｄ７に発生するリカバリー電流によって、二次側ブリッジ回路１３の両レグに対して、貫通電流（二点鎖線）が生じる。 In the state shown in FIG. 2A, a current flows in the forward direction of the free wheel diodes D6 and D7 of the switches Q6 and Q7. In this state, when the switches Q6 and Q7 are turned off and the switches Q5 and Q8 are turned on at the same time, a recovery current flows in the reverse direction of the free wheel diodes D6 and D7 of the switches Q6 and Q7. As shown in FIG. 6, a through current (two-dot chain line) is generated for both legs of the secondary bridge circuit 13 due to the recovery current generated in the freewheeling diodes D6 and D7 of the switches Q6 and Q7.
二次側ブリッジ回路１３における貫通電流は、入力電圧Ｖｉｎに対して出力電圧Ｖｏｕｔが小さく、励磁モードの時間が短く設定された場合に発生する。また、入力電圧Ｖｉｎに対して出力電圧Ｖｏｕｔが大きく、還流モードの時間が長く設定された場合に、一次側ブリッジ回路１２において貫通電流が発生する可能性がある。 The through current in the secondary side bridge circuit 13 is generated when the output voltage Vout is smaller than the input voltage Vin and the excitation mode time is set short. Further, when the output voltage Vout is larger than the input voltage Vin and the return mode time is set to be long, a through current may occur in the primary side bridge circuit 12.
そこで、本実施形態の制御部３０は、貫通電流を抑制するために、入力電流Ｉ１及び出力電流Ｉ２に基づく制御を行う。図７に制御部３０の機能ブロック図を示す。 Therefore, the control unit 30 of the present embodiment performs control based on the input current I1 and the output current I2 in order to suppress the through current. FIG. 7 shows a functional block diagram of the control unit 30.
偏差算出部４１は、出力電圧Ｖｏｕｔの目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔの検出値との偏差ΔＶｏｕｔを算出する。ＰＩ演算部４２は、その偏差ΔＶｏｕｔに比例積分演算（ＰＩ演算）を実施する。つまり、偏差算出部４１及びＰＩ演算部４２は、出力電圧Ｖｏｕｔについてフィートバック演算を実施する。基準値算出部４３は、ＰＩ演算部４２の出力値に基づいて、入力電流Ｉ１の閾値Ｉ１ｔｈ（一次側電流閾値）、及び、出力電流Ｉ２の閾値Ｉ２ｔｈ（二次側電流閾値）を算出する。基準値算出部４３は、ＰＩ演算部４２の出力値に加え、入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉ１、及び、出力電流Ｉ２の検出値と、リアクトルＬのインダクタンス値とを用いて、閾値Ｉ１ｔｈ，Ｉ２ｔｈを算出する。これにより、入力電力と出力電力とのアンバランスを好適に解消することが可能になる。 The deviation calculating unit 41 calculates a deviation ΔVout between the target value Vout * of the output voltage Vout and the detected value of the output voltage Vout. The PI calculation unit 42 performs a proportional integration calculation (PI calculation) on the deviation ΔVout. That is, the deviation calculation unit 41 and the PI calculation unit 42 perform a footback calculation on the output voltage Vout. The reference value calculation unit 43 calculates a threshold I1th (primary side current threshold) of the input current I1 and a threshold I2th (secondary side current threshold) of the output current I2 based on the output value of the PI calculation unit 42. The reference value calculation unit 43 uses the detected values of the input voltage Vin, the input current I1, and the output current I2 and the inductance value of the reactor L in addition to the output value of the PI calculation unit 42 to set the thresholds I1th and I2th. calculate. Thereby, it becomes possible to suitably eliminate the imbalance between the input power and the output power.
コンパレータ４５には、入力電流Ｉ１の検出値と、閾値Ｉ１ｔｈとが入力され、入力電流Ｉ１の検出値が閾値Ｉ１ｔｈを超えると、ハイレベルの信号を出力する。コンパレータ４６には、出力電流Ｉ２の検出値と、閾値Ｉ２ｔｈとが入力され、出力電流Ｉ２の検出値が閾値Ｉ２ｔｈを超えると、ハイレベルの信号を出力する。 The comparator 45 receives the detection value of the input current I1 and the threshold value I1th, and outputs a high level signal when the detection value of the input current I1 exceeds the threshold value I1th. The comparator 46 receives the detection value of the output current I2 and the threshold value I2th, and outputs a high level signal when the detection value of the output current I2 exceeds the threshold value I2th.
パルス生成部４４は、所定周期で５０％デューティのパルス信号を生成し、スイッチＱ１，Ｑ２を駆動する駆動回路３５に出力する。また、パルス生成部４４から出力されるパルス信号は、タイミング調整部４７，４８に入力される。 The pulse generator 44 generates a 50% duty pulse signal at a predetermined cycle and outputs the pulse signal to the drive circuit 35 that drives the switches Q1 and Q2. The pulse signal output from the pulse generator 44 is input to the timing adjusters 47 and 48.
タイミング調整部４７は、ＡＮＤ回路４９，５０、ＮＯＴ回路５１、及び、ＳＲラッチ５２を備えている。ＡＮＤ回路４９には、パルス生成部４４から出力されるパルス信号と、コンパレータ４５の出力が入力される。ＡＮＤ回路５０には、パルス生成部４４から出力されるパルス信号がＮＯＴ回路５１によって反転された信号と、コンパレータ４５の出力が入力される。ＳＲラッチ５２のＳ端子には、ＡＮＤ回路４９の出力が入力される。また、ＳＲラッチ５２のＲ端子には、ＡＮＤ回路５０の出力が入力される。ＳＲラッチ５２のＱ端子は、スイッチＱ３，Ｑ４を駆動する駆動回路３５に信号を出力する。 The timing adjustment unit 47 includes AND circuits 49 and 50, a NOT circuit 51, and an SR latch 52. The AND circuit 49 receives the pulse signal output from the pulse generator 44 and the output of the comparator 45. The AND circuit 50 receives a signal obtained by inverting the pulse signal output from the pulse generator 44 by the NOT circuit 51 and the output of the comparator 45. The output of the AND circuit 49 is input to the S terminal of the SR latch 52. The output of the AND circuit 50 is input to the R terminal of the SR latch 52. The Q terminal of the SR latch 52 outputs a signal to the drive circuit 35 that drives the switches Q3 and Q4.
パルス生成部４４からハイレベルのパルス信号が出力されている状態で、入力電流Ｉ１の検出値が閾値Ｉ１ｔｈを超えると、ＳＲラッチ５２のＳ端子にハイレベルの信号が入力される。これにより、タイミング調整部４７から、スイッチＱ３をターンオンし、スイッチＱ４をターンオフする信号が出力される。パルス生成部４４からローレベルのパルス信号が出力されている状態で、入力電流Ｉ１の検出値が閾値Ｉ１ｔｈを超えると、ＳＲラッチ５２のＲ端子にハイレベルの信号が入力される。これにより、タイミング調整部４７から、スイッチＱ３をターンオフし、スイッチＱ４をターンオンする信号が出力される。 If the detection value of the input current I1 exceeds the threshold value I1th in a state where a high level pulse signal is output from the pulse generation unit 44, a high level signal is input to the S terminal of the SR latch 52. As a result, the timing adjustment unit 47 outputs a signal for turning on the switch Q3 and turning off the switch Q4. If the detected value of the input current I1 exceeds the threshold value I1th in a state where a low level pulse signal is output from the pulse generator 44, a high level signal is input to the R terminal of the SR latch 52. As a result, the timing adjusting unit 47 outputs a signal for turning off the switch Q3 and turning on the switch Q4.
タイミング調整部４８は、ＡＮＤ回路５３，５４、ＮＯＴ回路５５、及び、ＳＲラッチ５６を備えている。ＡＮＤ回路５３には、パルス生成部４４から出力されるパルス信号と、コンパレータ４６の出力とが入力される。ＡＮＤ回路５４には、パルス生成部４４から出力されるパルス信号がＮＯＴ回路５５によって反転された信号と、コンパレータ４６の出力とが入力される。ＳＲラッチ５６のＳ端子には、ＡＮＤ回路５３の出力が入力される。また、ＳＲラッチ５６のＲ端子には、ＡＮＤ回路５４の出力が入力される。ＳＲラッチ５６のＱ端子は、スイッチＱ５〜Ｑ８を駆動する駆動回路３６に信号を出力する。 The timing adjustment unit 48 includes AND circuits 53 and 54, a NOT circuit 55, and an SR latch 56. The AND circuit 53 receives the pulse signal output from the pulse generation unit 44 and the output of the comparator 46. A signal obtained by inverting the pulse signal output from the pulse generation unit 44 by the NOT circuit 55 and the output of the comparator 46 are input to the AND circuit 54. The output of the AND circuit 53 is input to the S terminal of the SR latch 56. The output of the AND circuit 54 is input to the R terminal of the SR latch 56. The Q terminal of the SR latch 56 outputs a signal to the drive circuit 36 that drives the switches Q5 to Q8.
パルス生成部４４からハイレベルのパルス信号が出力されている状態で、出力電流Ｉ２の検出値が閾値Ｉ２ｔｈを超えると、ＳＲラッチ５６のＳ端子にハイレベルの信号が入力される。これにより、タイミング調整部４８から、スイッチＱ５，Ｑ８をターンオンし、スイッチＱ６，Ｑ７をターンオフする信号が出力される。パルス生成部４４からローレベルのパルス信号が出力されている状態で、出力電流Ｉ２の検出値が閾値Ｉ２ｔｈを超えると、ＳＲラッチ５６のＲ端子にハイレベルの信号が入力される。これにより、タイミング調整部４８から、スイッチＱ５，Ｑ８をターンオフし、スイッチＱ６，Ｑ７をターンオンする信号が出力される。 If the detection value of the output current I2 exceeds the threshold value I2th in a state where a high level pulse signal is output from the pulse generation unit 44, a high level signal is input to the S terminal of the SR latch 56. As a result, the timing adjustment unit 48 outputs a signal for turning on the switches Q5 and Q8 and turning off the switches Q6 and Q7. When a low level pulse signal is output from the pulse generator 44 and the detected value of the output current I2 exceeds the threshold value I2th, a high level signal is input to the R terminal of the SR latch 56. As a result, the timing adjustment unit 48 outputs a signal for turning off the switches Q5 and Q8 and turning on the switches Q6 and Q7.
図８に、制御部３０によるスイッチング制御を実施した場合の電流ＩＬ，Ｉ１，Ｉ２の変化及びスイッチＱ１〜Ｑ８のオフオン状態の変化を表すタイミングチャートを示す。 FIG. 8 is a timing chart showing changes in the currents IL, I1, and I2 and changes in the off / on states of the switches Q1 to Q8 when the switching control by the control unit 30 is performed.
時刻Ｔ２１において、スイッチＱ１がターンオン、スイッチＱ２がターンオフされ、ＤＣＤＣコンバータ１０が励磁モードとなる。励磁モードでは、リアクトルＬに入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔが印加されるため、リアクトル電流ＩＬが増加する。そして、リアクトル電流ＩＬが０を超え、リアクトル電流ＩＬの向きが反転する。 At time T21, the switch Q1 is turned on, the switch Q2 is turned off, and the DCDC converter 10 enters the excitation mode. In the excitation mode, since the input voltage Vin and the output voltage Vout are applied to the reactor L, the reactor current IL increases. Then, reactor current IL exceeds 0, and the direction of reactor current IL is reversed.
時刻Ｔ２２において、出力電流Ｉ２が０より大きな閾値Ｉ２ｔｈに達するため、二次側ブリッジ回路１３のスイッチＱ５〜Ｑ８の状態が反転される。これにより、ＤＣＤＣコンバータ１０が伝達モードとなる。伝達モードでは、リアクトルＬに対して直流電源２０から電圧が印加されるため、リアクトル電流ＩＬが増加する。 At time T22, since the output current I2 reaches the threshold value I2th that is greater than 0, the states of the switches Q5 to Q8 of the secondary side bridge circuit 13 are inverted. As a result, the DCDC converter 10 enters the transmission mode. In the transmission mode, a voltage is applied from the DC power supply 20 to the reactor L, and thus the reactor current IL increases.
時刻Ｔ２３において、入力電流Ｉ１が閾値Ｉ１ｔｈに達するため、スイッチＱ３がターンオン、スイッチＱ４がターンオフされる。これにより、ＤＣＤＣコンバータ１０が還流モードになる。時刻Ｔ２４において、時刻Ｔ２１から所定のスイッチング周期が経過したことで、スイッチＱ１がターンオフ、スイッチＱ２がターンオンされる。これにより、ＤＣＤＣコンバータ１０が励磁モードとなる。 At time T23, since the input current I1 reaches the threshold value I1th, the switch Q3 is turned on and the switch Q4 is turned off. As a result, the DCDC converter 10 enters the reflux mode. At time T24, when a predetermined switching period has elapsed from time T21, the switch Q1 is turned off and the switch Q2 is turned on. As a result, the DCDC converter 10 enters the excitation mode.
ここで、閾値Ｉ１ｔｈは、時刻Ｔ２４において、リアクトル電流ＩＬが正の値となるように設定される。これにより、時刻Ｔ２４におけるスイッチＱ１のターンオフ、及び、スイッチＱ２のターンオンにおいて、スイッチＱ１，Ｑ２に貫通電流が流れることを抑制できる。 Here, threshold value I1th is set such that reactor current IL has a positive value at time T24. Accordingly, it is possible to suppress a through current from flowing through the switches Q1 and Q2 when the switch Q1 is turned off and the switch Q2 is turned on at time T24.
図９に、入力電圧Ｖｉｎが出力電圧Ｖｏｕｔより小さい状態において、制御部３０によるスイッチング制御を実施した場合の電流ＩＬ，Ｉ１，Ｉ２の変化及びスイッチＱ１〜Ｑ８のオフオン状態の変化を表すタイミングチャートを示す。 FIG. 9 is a timing chart showing changes in the currents IL, I1, and I2 and changes in the off / on states of the switches Q1 to Q8 when the switching control by the control unit 30 is performed in a state where the input voltage Vin is smaller than the output voltage Vout. Show.
時刻Ｔ３１において、スイッチＱ１，Ｑ２のオフオン状態が切り替えられる時点で、リアクトル電流ＩＬが負の値となっている。また、時刻Ｔ３３において、スイッチＱ１，Ｑ２のオフオン状態が切り替えられる時点で、リアクトル電流ＩＬが正の値となっている。このように、スイッチＱ１，Ｑ２において貫通電流が抑制されている。 At time T31, the reactor current IL has a negative value when the switches Q1, Q2 are switched off and on. At time T33, reactor current IL has a positive value when the switches Q1 and Q2 are switched off and on. Thus, the through current is suppressed in the switches Q1 and Q2.
また、時刻Ｔ３２，Ｔ３４において、二次側ブリッジ回路１３のスイッチＱ５〜Ｑ８のオフオン状態が切り替えられる時点で、出力電流Ｉ２が正の値となっている。このように、スイッチＱ５〜Ｑ８において貫通電流が抑制されている。 At times T32 and T34, the output current I2 has a positive value when the switches Q5 to Q8 of the secondary side bridge circuit 13 are switched off and on. Thus, the through current is suppressed in the switches Q5 to Q8.
図１０に、入力電圧Ｖｉｎが出力電圧Ｖｏｕｔより大きい状態において、制御部３０によるスイッチング制御を実施した場合の電流ＩＬ，Ｉ１，Ｉ２の変化、及び、スイッチＱ１〜Ｑ８のオフオン状態の変化を表すタイミングチャートを示す。 FIG. 10 shows timings representing changes in the currents IL, I1, and I2 and changes in the off / on states of the switches Q1 to Q8 when the switching control is performed by the control unit 30 in a state where the input voltage Vin is larger than the output voltage Vout. A chart is shown.
時刻Ｔ４２，Ｔ４４において、二次側ブリッジ回路１３のスイッチＱ５〜Ｑ８のオフオン状態が切り替えられる時点で、出力電流Ｉ２が正の値となっている。このように、スイッチＱ５〜Ｑ８において貫通電流が抑制されている。 At times T42 and T44, the output current I2 has a positive value when the switches Q5 to Q8 of the secondary side bridge circuit 13 are switched off and on. Thus, the through current is suppressed in the switches Q5 to Q8.
また、時刻Ｔ４１において、スイッチＱ１，Ｑ２のオフオン状態が切り替えられるとき、リアクトル電流ＩＬが負の値となっている。また、時刻Ｔ４３において、スイッチＱ１，Ｑ２のオフオン状態が切り替えられる時点で、リアクトル電流ＩＬが正の値となっている。このように、スイッチＱ１，Ｑ２において貫通電流が抑制されている。 At time T41, when the switches Q1 and Q2 are switched off and on, reactor current IL has a negative value. At time T43, reactor current IL has a positive value when the switches Q1 and Q2 are switched off and on. Thus, the through current is suppressed in the switches Q1 and Q2.
図９，１０に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値（入力電圧Ｖｉｎと、トランス１１の巻線比との積）から乖離している状況においても、ハードリカバリを抑制することが可能になっている。 As shown in FIGS. 9 and 10, hard recovery can be suppressed even in a situation where the output voltage Vout deviates from the target value (the product of the input voltage Vin and the winding ratio of the transformer 11). ing.
以下、本実施形態における効果を述べる。 Hereinafter, effects in the present embodiment will be described.
ＤＡＢ方式のＤＣＤＣコンバータ１０において、還流ダイオードＤ１〜Ｄ８に電流が流れている状態でブリッジ回路１２，１３の状態が変更されることによって、ハードリカバリ（貫通電流）が生じる。このハードリカバリによって、電力効率は悪化する。ここで、ＤＣＤＣコンバータ１０の制御状態によって、二次側ブリッジ回路１３の出力電流Ｉ２は正方向と負方向とに変化する。そこで、二次側ブリッジ回路１３の出力電流Ｉ２の検出値に基づいて、二次側ブリッジ回路１３におけるスイッチＱ５〜Ｑ８の切り替えタイミングを制御する構成とした。このような構成にすることで、ＤＣＤＣコンバータ１０の入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔに依らず、二次側ブリッジ回路１３におけるハードリカバリを抑制することができる。つまり、回路の追加を抑制しつつ、ソフトスイッチングが可能な電圧範囲を拡張することができる。 In the DAB type DCDC converter 10, hard recovery (through current) is generated by changing the state of the bridge circuits 12 and 13 while the current flows through the freewheeling diodes D1 to D8. This hard recovery degrades power efficiency. Here, depending on the control state of the DCDC converter 10, the output current I2 of the secondary side bridge circuit 13 changes in a positive direction and a negative direction. Therefore, the switching timing of the switches Q5 to Q8 in the secondary bridge circuit 13 is controlled based on the detected value of the output current I2 of the secondary bridge circuit 13. With such a configuration, hard recovery in the secondary side bridge circuit 13 can be suppressed regardless of the input voltage Vin and the output voltage Vout of the DCDC converter 10. That is, the voltage range in which soft switching can be performed can be expanded while suppressing the addition of circuits.
二次側から一次側に流れる電流の向きを正方向とすると、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉ２が０より大きくなったときに、二次側から一次側への逆流が生じていると言える。逆流が生じている場合、二次側ブリッジ回路１３の還流ダイオードＤ５〜Ｄ８に電流は流れていない。そこで、出力電流Ｉ２の検出値が０より大きい所定の閾値Ｉ２ｔｈより大きくなった場合に、二次側ブリッジ回路１３の状態を変更することで、ハードリカバリを抑制することが可能となる。 If the direction of the current flowing from the secondary side to the primary side is a positive direction, it can be said that when the output current I2 of the DCDC converter 10 becomes larger than 0, a backflow from the secondary side to the primary side occurs. When backflow occurs, no current flows through the free wheel diodes D5 to D8 of the secondary side bridge circuit 13. Therefore, hard recovery can be suppressed by changing the state of the secondary side bridge circuit 13 when the detected value of the output current I2 becomes larger than a predetermined threshold value I2th larger than 0.
電流センサ３２は、二次側から一次側に流れる電流の向き（逆流）を正方向として、出力電流Ｉ２を検出する。この構成により、制御やコンパレータの回路構成の簡素化が可能となる。 The current sensor 32 detects the output current I2 with the direction of the current flowing from the secondary side to the primary side (reverse flow) as the forward direction. With this configuration, the control and the circuit configuration of the comparator can be simplified.
本実施形態のＤＣＤＣコンバータ１０は、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔ（二次側ブリッジ回路１３の出力電圧）が所定の目標値Ｖｏｕｔ＊となるように、定電圧制御を実施する。ここで、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、閾値Ｉ２ｔｈを設定することで、ハードリカバリを抑制しつつ、出力電圧Ｖｏｕｔを目標値Ｖｏｕｔ＊に近づける制御が可能になる。 The DCDC converter 10 of this embodiment performs constant voltage control so that the output voltage Vout of the DCDC converter 10 (output voltage of the secondary side bridge circuit 13) becomes a predetermined target value Vout *. Here, by setting the threshold value I2th based on the output voltage Vout of the DCDC converter 10, it is possible to control the output voltage Vout closer to the target value Vout * while suppressing hard recovery.
一次側ブリッジ回路１２において、一次側ブリッジ回路１２の入力電流Ｉ１の検出値に基づいて、一次側ブリッジ回路１２の２つのレグ間での位相差（２つのレグの一方のオフオン状態の切り替えと、他方のオフオン状態の切り替えとの位相差）を制御する構成とした。このような構成にすることで、一次側ブリッジ回路１２におけるハードリカバリを抑制することが可能になる。 In the primary side bridge circuit 12, based on the detected value of the input current I1 of the primary side bridge circuit 12, the phase difference between the two legs of the primary side bridge circuit 12 (switching of one of the two legs off and on, The phase difference with respect to switching of the other off-on state is controlled. With this configuration, hard recovery in the primary side bridge circuit 12 can be suppressed.
具体的には、還流モードから励磁モードへの変更の際、一次側ブリッジ回路１２から直流電源２０に向かって電流が流れる（逆流が生じる）と、一次側ブリッジ回路１２においてハードリカバリが発生する。そこで、還流モードから励磁モードへの変更の際に逆流が生じないように、入力電流Ｉ１と所定の閾値Ｉ１ｔｈとの比較を行い、伝達モードから還流モードへの変更を実施する構成とした。 Specifically, when the current mode flows from the primary side bridge circuit 12 toward the DC power source 20 (backflow occurs) when changing from the reflux mode to the excitation mode, hard recovery occurs in the primary side bridge circuit 12. Therefore, in order to prevent backflow when changing from the reflux mode to the excitation mode, the input current I1 is compared with a predetermined threshold value I1th, and the change from the transmission mode to the reflux mode is performed.
ここで、双方向の電流入出力が可能なＤＣＤＣコンバータ１０では、二次側から一次側への送電が可能である。二次側から一次側への送電時において、電流センサ３１は、出力側電流センサとして動作し、電流センサ３２は、入力側電流センサとして動作する。そこで、二次側から一次側の送電時において、電流センサ３１の検出値に基づいて、二次側ブリッジ回路１３に対する一次側ブリッジ回路１２の位相差を制御するとともに、電流センサ３２の検出値に基づいて、二次側ブリッジ回路１３の２つのレグ間での位相差を制御する。このような制御を行うことで、二次側から一次側の送電時において、ハードリカバリを抑制することが可能になる。 Here, in the DCDC converter 10 capable of bidirectional current input / output, power can be transmitted from the secondary side to the primary side. During power transmission from the secondary side to the primary side, the current sensor 31 operates as an output-side current sensor, and the current sensor 32 operates as an input-side current sensor. Therefore, during power transmission from the secondary side to the primary side, the phase difference of the primary side bridge circuit 12 with respect to the secondary side bridge circuit 13 is controlled based on the detection value of the current sensor 31, and the detection value of the current sensor 32 is set. Based on this, the phase difference between the two legs of the secondary side bridge circuit 13 is controlled. By performing such control, hard recovery can be suppressed during power transmission from the secondary side to the primary side.
つまり、電流センサ３１を設け、その検出値に基づく制御を実施することで、トランス１１の一次側から二次側への送電の効率を向上させるとともに、素子を新たに追加することなく、トランス１１の二次側から一次側への送電の効率を向上させることが可能になる。 That is, by providing the current sensor 31 and performing control based on the detected value, the efficiency of power transmission from the primary side to the secondary side of the transformer 11 is improved, and the transformer 11 can be added without newly adding an element. It is possible to improve the efficiency of power transmission from the secondary side to the primary side.
本実施形態のＤＣＤＣコンバータ１０は、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔ（二次側ブリッジ回路１３の出力電圧）が所定の目標値Ｖｏｕｔ＊となるように、定電圧制御を実施する。ここで、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、閾値Ｉ１ｔｈを設定することで、ハードリカバリを抑制しつつ、出力電圧Ｖｏｕｔを目標値Ｖｏｕｔ＊に近づける制御が可能になる。 The DCDC converter 10 of this embodiment performs constant voltage control so that the output voltage Vout of the DCDC converter 10 (output voltage of the secondary side bridge circuit 13) becomes a predetermined target value Vout *. Here, by setting the threshold value I1th based on the output voltage Vout of the DCDC converter 10, it is possible to control the output voltage Vout closer to the target value Vout * while suppressing hard recovery.
（第２実施形態）
図１１に第２実施形態における制御部３０Ａの機能ブロック図を示す。本実施形態における制御部３０Ａの基準値算出部４３Ａは、ＰＩ演算部４２の出力値に基づいて、パルス生成部４４Ａの生成するパルス信号の周期、即ち、制御周波数を算出する。パルス生成部４４Ａは、基準値算出部４３Ａの算出した周期のパルス信号を生成し、そのパルス信号をスイッチＱ１，Ｑ２を駆動する駆動回路３５、及び、タイミング調整部４７，４８に出力する。
(Second Embodiment)
FIG. 11 shows a functional block diagram of the control unit 30A in the second embodiment. The reference value calculation unit 43A of the control unit 30A in this embodiment calculates the cycle of the pulse signal generated by the pulse generation unit 44A, that is, the control frequency, based on the output value of the PI calculation unit 42. The pulse generation unit 44A generates a pulse signal having a cycle calculated by the reference value calculation unit 43A, and outputs the pulse signal to the drive circuit 35 that drives the switches Q1 and Q2 and the timing adjustment units 47 and 48.
出力電圧Ｖｏｕｔが、目標値Ｖｏｕｔ＊から乖離し、偏差ΔＶｏｕｔが大きくなった場合に、基準値算出部４３Ａは、パルス信号の周期を短く設定する。出力電圧Ｖｏｕｔが目標値Ｖｏｕｔ＊に比べて小さい場合、励磁モード及び伝達モードにおいてリアクトル電流ＩＬが急峻に立ち上がり、回路素子の許容電流値に達する。そして、伝達モードから還流モードに移行する。このため、還流モードの時間が長くなる。還流モードは、一次側から二次側への電力の伝達に寄与しない電流が流れるため、還流モードが長いほど電力損失が大きくなる。また、還流モードでは、リアクトル電流ＩＬが減少していくため、還流モード終了時のスイッチＱ１〜Ｑ４の切り替え時にハードリカバリが生じることが懸念される。 When the output voltage Vout deviates from the target value Vout * and the deviation ΔVout increases, the reference value calculation unit 43A sets the cycle of the pulse signal short. When the output voltage Vout is smaller than the target value Vout *, the reactor current IL rises sharply in the excitation mode and the transmission mode, and reaches the allowable current value of the circuit element. And it transfers to recirculation | reflux mode from transmission mode. For this reason, the time of reflux mode becomes long. In the return mode, a current that does not contribute to the transmission of power from the primary side to the secondary side flows. Therefore, the longer the return mode, the greater the power loss. Further, in the reflux mode, the reactor current IL decreases, so there is a concern that hard recovery may occur when the switches Q1 to Q4 are switched at the end of the reflux mode.
そこで、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値Ｖｏｕｔ＊に比べて小さい場合、パルス信号の周期を短く設定することで、還流モードの時間が短くなり、還流モードによる電力損失、及び、ハードリカバリの発生を抑制することが出来る。 Therefore, when the output voltage Vout is smaller than the target value Vout *, by setting the cycle of the pulse signal to be short, the time for the return mode is shortened, and power loss and hard recovery due to the return mode are suppressed. I can do it.
さらに、基準値算出部４３Ａは、ＰＩ演算部４２の出力値に加え、入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉ１、及び、出力電流Ｉ２の検出値と、リアクトルＬのインダクタンス値とを用いて、パルス信号の周期（制御周波数）を設定する。これにより、入力電力と出力電力とのアンバランスを好適に解消することが可能になる。 Further, the reference value calculation unit 43A uses the detected values of the input voltage Vin, the input current I1, and the output current I2 and the inductance value of the reactor L in addition to the output value of the PI calculation unit 42. Set the period (control frequency). Thereby, it becomes possible to suitably eliminate the imbalance between the input power and the output power.
（第３実施形態）
図１２に第３実施形態における制御部３０Ｂの機能ブロック図を示す。本実施形態における制御部３０Ｂの基準値算出部４３Ｂは、ＰＩ演算部４２の出力値に基づいて、二次側ブリッジ回路１３の両レグの位相差を調整する。基準値算出部４３Ｂは、スイッチＱ７，Ｑ８に対するスイッチＱ５，Ｑ６の遅延量を生成し、遅延回路５８に出力する。さらに、基準値算出部４３Ｂは、ＰＩ演算部４２の出力値に加え、入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉ１、及び、出力電流Ｉ２の検出値と、リアクトルＬのインダクタンス値とを用いて、遅延量を生成する。
(Third embodiment)
FIG. 12 shows a functional block diagram of the control unit 30B in the third embodiment. The reference value calculation unit 43B of the control unit 30B in the present embodiment adjusts the phase difference between both legs of the secondary side bridge circuit 13 based on the output value of the PI calculation unit 42. The reference value calculation unit 43B generates a delay amount of the switches Q5 and Q6 with respect to the switches Q7 and Q8 and outputs the delay amount to the delay circuit 58. Furthermore, the reference value calculation unit 43B uses the detected values of the input voltage Vin, the input current I1, and the output current I2 and the inductance value of the reactor L in addition to the output value of the PI calculation unit 42 to set the delay amount. Generate.
遅延回路５８は、基準値算出部４３Ｂにより算出された遅延量に基づいて、スイッチＱ７，Ｑ８のターンオン信号及びターンオフ信号を遅延させて、スイッチＱ５，Ｑ６に出力する。スイッチＱ５，Ｑ６のターンオン及びターンオフを、スイッチＱ７，Ｑ８のターンオン及びターンオフより遅らせることで、二次側ブリッジ回路１３と二次コイル１６で還流回路が形成される。 The delay circuit 58 delays the turn-on signal and the turn-off signal of the switches Q7 and Q8 based on the delay amount calculated by the reference value calculation unit 43B, and outputs the delayed signals to the switches Q5 and Q6. By delaying the turn-on and turn-off of the switches Q5 and Q6 from the turn-on and turn-off of the switches Q7 and Q8, a reflux circuit is formed by the secondary side bridge circuit 13 and the secondary coil 16.
図１３に制御部３０Ｂによる制御を実施した場合の電流ＩＬ，Ｉ１，Ｉ２の変化及びスイッチＱ１〜Ｑ８のオフオン状態の変化を表すタイミングチャートを示す。 FIG. 13 is a timing chart showing changes in the currents IL, I1, and I2 and changes in the off / on states of the switches Q1 to Q8 when the control by the control unit 30B is performed.
時刻Ｔ５１において、スイッチＱ１がターンオン、スイッチＱ２がターンオフされ、ＤＣＤＣコンバータ１０が励磁モードとなる。励磁モードでは、リアクトルＬに入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔが印加されるため、リアクトル電流ＩＬが増加する。そして、リアクトル電流ＩＬが０を超え、リアクトル電流ＩＬの向きが反転する。 At time T51, the switch Q1 is turned on, the switch Q2 is turned off, and the DCDC converter 10 enters the excitation mode. In the excitation mode, since the input voltage Vin and the output voltage Vout are applied to the reactor L, the reactor current IL increases. Then, reactor current IL exceeds 0, and the direction of reactor current IL is reversed.
時刻Ｔ５２において、出力電流Ｉ２が０より大きな閾値Ｉ２ｔｈに達するため、二次側ブリッジ回路１３のスイッチＱ７，Ｑ８の状態が反転される。これにより、ＤＣＤＣコンバータ１０が二次側還流モードとなる。二次側還流モードでは、リアクトルＬに対して直流電源２０から電圧が印加されるため、リアクトル電流ＩＬが増加する。 At time T52, the output current I2 reaches a threshold value I2th greater than 0, so that the states of the switches Q7 and Q8 of the secondary side bridge circuit 13 are inverted. As a result, the DCDC converter 10 enters the secondary-side return mode. In the secondary-side reflux mode, a voltage is applied from the DC power supply 20 to the reactor L, so that the reactor current IL increases.
時刻Ｔ５２から所定の遅延時間が経過した時刻Ｔ５３において、二次側ブリッジ回路１３のスイッチＱ５，Ｑ６の状態が反転される。これにより、ＤＣＤＣコンバータ１０が伝達モードとなる。伝達モードでは、リアクトルＬに対して直流電源２０から電圧が印加されるため、リアクトル電流ＩＬが増加する。 At time T53 when a predetermined delay time has elapsed from time T52, the states of the switches Q5 and Q6 of the secondary side bridge circuit 13 are inverted. As a result, the DCDC converter 10 enters the transmission mode. In the transmission mode, a voltage is applied from the DC power supply 20 to the reactor L, and thus the reactor current IL increases.
時刻Ｔ５４において、入力電流Ｉ１が閾値Ｉ１ｔｈに達するため、スイッチＱ３がターンオン、スイッチＱ４がターンオフされる。これにより、ＤＣＤＣコンバータ１０が一次側還流モードになる。時刻Ｔ５５において、時刻Ｔ５１から所定のスイッチング周期が経過したことで、スイッチＱ１がターンオフ、スイッチＱ２がターンオフされる。これにより、ＤＣＤＣコンバータ１０が励磁モードとなる。 At time T54, since the input current I1 reaches the threshold value I1th, the switch Q3 is turned on and the switch Q4 is turned off. As a result, the DCDC converter 10 enters the primary-side reflux mode. At time T55, when a predetermined switching period has elapsed since time T51, the switch Q1 is turned off and the switch Q2 is turned off. As a result, the DCDC converter 10 enters the excitation mode.
出力電圧Ｖｏｕｔが、目標値Ｖｏｕｔ＊から乖離し、偏差ΔＶｏｕｔが大きくなった場合に、基準値算出部４３Ｂは、遅延量を長く設定する。出力電圧Ｖｏｕｔが目標値Ｖｏｕｔ＊に比べて小さい場合、励磁モード及び伝達モードにおいてリアクトル電流ＩＬが急峻に立ち上がり、回路素子の許容電流値に達する。そして、伝達モードから一次側還流モードに移行する。そして、一次側還流モードにおいて、リアクトル電流ＩＬが負の値となり、一次側ブリッジ回路１２のスイッチＱ１〜Ｑ４のオフオン状態の切り替え時にハードリカバリが生じることが懸念される。 When the output voltage Vout deviates from the target value Vout * and the deviation ΔVout increases, the reference value calculation unit 43B sets the delay amount to be long. When the output voltage Vout is smaller than the target value Vout *, the reactor current IL rises sharply in the excitation mode and the transmission mode, and reaches the allowable current value of the circuit element. And it transfers to the primary side recirculation | reflux mode from transmission mode. In the primary-side reflux mode, the reactor current IL becomes a negative value, and there is a concern that hard recovery may occur when the switches Q1 to Q4 of the primary-side bridge circuit 12 are switched to the on / off state.
そこで、二次側還流モードを設ける構成とした。二次側還流モードでは、一次側還流モードと異なり、リアクトル電流ＩＬが増加するため、二次側還流モードを設けることで、一次側還流モードの時間を短くすると、一次側ブリッジ回路１２のスイッチＱ１〜Ｑ４のオフオン状態の切り替え時にハードリカバリを抑制することが可能になる。さらに、出力電圧Ｖｏｕｔと目標値Ｖｏｕｔ＊との偏差が大きい場合に、二次側還流モードの時間を長く設けることで、より好適に一次側ブリッジ回路１２のスイッチＱ１〜Ｑ４のオフオン状態の切り替え時にハードリカバリを抑制することが可能になる。 Therefore, the secondary side reflux mode is provided. In the secondary-side return mode, unlike the primary-side return mode, the reactor current IL increases. Therefore, if the secondary-side return mode is shortened by providing the secondary-side return mode, the switch Q1 of the primary-side bridge circuit 12 is shortened. It becomes possible to suppress hard recovery when switching between OFF and ON states of .about.Q4. Furthermore, when the deviation between the output voltage Vout and the target value Vout * is large, the secondary side recirculation mode is set to be long so that the switches Q1 to Q4 of the primary side bridge circuit 12 can be switched off and on. Hard recovery can be suppressed.
（他の実施形態）
・半導体スイッチング素子として、ＭＯＳ−ＦＥＴに代えて、ＩＧＢＴを用いてもよい。
(Other embodiments)
As the semiconductor switching element, an IGBT may be used instead of the MOS-FET.
・上記実施形態では、出力電圧Ｖｏｕｔを目標値Ｖｏｕｔ＊に近づける定電圧制御を実施したが、これを変更し、出力電流Ｉ２を目標値Ｉ２＊に近づける定電流制御を実施してもよい。出力電流Ｉ２を目標値Ｉ２＊に近づける定電流制御を実施している場合には、出力電流Ｉ２の検出値を取得し、その出力電流Ｉ２の検出値に基づいて、閾値Ｉ１ｔｈ，Ｉ２ｔｈを算出する構成とするとよい。 In the above embodiment, the constant voltage control for bringing the output voltage Vout close to the target value Vout * is performed. However, the constant voltage control for changing the output voltage I2 to the target value I2 * may be performed. When constant current control is performed to bring the output current I2 close to the target value I2 *, the detection value of the output current I2 is acquired, and the threshold values I1th and I2th are calculated based on the detection value of the output current I2. It may be configured.
・ＤＣＤＣコンバータは、トランス１１の一次側から二次側に対してのみ電力供給を実施する単方向ＤＡＢ方式のＤＣＤＣコンバータであってもよい。 The DCDC converter may be a unidirectional DAB DCDC converter that supplies power only from the primary side to the secondary side of the transformer 11.
・入力電流Ｉ１に基づく一次側ブリッジ回路１２の制御を省略する構成としてもよい。 The control of the primary side bridge circuit 12 based on the input current I1 may be omitted.
・閾値Ｉ１ｔｈ，Ｉ２ｔｈをそれぞれ固定値とする構成としてもよい。この構成の場合、例えば、出力電圧Ｖｏｕｔの検出値に基づいてスイッチング周期を変更することで、出力電圧Ｖｏｕｔを目標値Ｖｏｕｔ＊に近づける制御を実施するとよい。 The threshold values I1th and I2th may be fixed values. In the case of this configuration, for example, it is preferable to perform control to bring the output voltage Vout closer to the target value Vout * by changing the switching period based on the detected value of the output voltage Vout.
・トランス１１の漏れインダクタンスに代えて、一次側ブリッジ回路１２と二次側ブリッジ回路１３との間にリアクトルを設ける構成としてもよい。 In place of the leakage inductance of the transformer 11, a reactor may be provided between the primary side bridge circuit 12 and the secondary side bridge circuit 13.
・上記実施形態において、コンパレータ４５及びタイミング調整部４７を省略する構成としてもよい。この場合、基準値演算部が、スイッチＱ３，Ｑ４のターンオン指令及びターンオフ指令を生成する構成とするとよい。スイッチＱ３，Ｑ４のターンオン指令及びターンオフ指令は、スイッチＱ１，Ｑ２のターンオン指令及びターンオフ指令から所定の遅延時間後に出力される。この遅延時間は、出力電圧Ｖｏｕｔとその目標値Ｖｏｕｔ＊との偏差に基づき設定されるとよい。 In the above embodiment, the comparator 45 and the timing adjustment unit 47 may be omitted. In this case, the reference value calculation unit may be configured to generate a turn-on command and a turn-off command for the switches Q3 and Q4. The turn-on command and turn-off command for the switches Q3 and Q4 are output after a predetermined delay time from the turn-on command and the turn-off command for the switches Q1 and Q2. This delay time is preferably set based on the deviation between the output voltage Vout and its target value Vout *.
・上記実施形態において、コンパレータ４６及びタイミング調整部４８を省略する構成としてもよい。この場合、基準値演算部が、スイッチＱ５〜Ｑ８のターンオン指令及びターンオフ指令を生成する構成とするとよい。スイッチＱ５〜Ｑ８のターンオン指令及びターンオフ指令は、スイッチＱ１，Ｑ２のターンオン指令及びターンオフ指令から所定の遅延時間後に出力される。この遅延時間は、出力電圧Ｖｏｕｔとその目標値Ｖｏｕｔ＊との偏差に基づき設定されるとよい。 In the above embodiment, the comparator 46 and the timing adjustment unit 48 may be omitted. In this case, the reference value calculation unit may be configured to generate a turn-on command and a turn-off command for the switches Q5 to Q8. The turn-on command and turn-off command for the switches Q5 to Q8 are output after a predetermined delay time from the turn-on command and the turn-off command for the switches Q1 and Q2. This delay time is preferably set based on the deviation between the output voltage Vout and its target value Vout *.
１０…ＤＣＤＣコンバータ、１１…トランス、１２…一次側ブリッジ回路、１３…二次側ブリッジ回路、１５…一次コイル、１６…二次コイル、３０…制御部、３２…電流センサ、Ｄ１〜Ｄ８…還流ダイオード、Ｑ１〜Ｑ８…スイッチ。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... DCDC converter, 11 ... Transformer, 12 ... Primary side bridge circuit, 13 ... Secondary side bridge circuit, 15 ... Primary coil, 16 ... Secondary coil, 30 ... Control part, 32 ... Current sensor, D1-D8 ... Reflux Diode, Q1-Q8 ... switch.
Claims (11)
直流電源（２０）と前記トランスの一次コイル（１５）との間に接続され、半導体スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）及び還流ダイオード（Ｄ１〜Ｄ４）によってフルブリッジを構成し、前記直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換する一次側ブリッジ回路（１２）と、
前記トランスの二次コイル（１６）に接続され、半導体スイッチング素子（Ｑ５〜Ｑ８）及び還流ダイオード（Ｄ５〜Ｄ８）によってフルブリッジを構成し、前記二次コイルから入力される交流電力を直流電力に変換する二次側ブリッジ回路（１３）と、を備え、
前記一次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えと前記二次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えとの位相差により、前記トランスの一次側から二次側に電力を伝達するＤＣＤＣコンバータ（１０）において、
前記二次側ブリッジ回路の出力電流を検出する二次側電流検出手段（３２）を備え、
前記二次側電流検出手段の検出値に基づいて、前記一次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えと、前記二次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えとの位相差を制御する制御部（３０，３０Ａ，３０Ｂ）を備え、
前記制御部は、前記二次側ブリッジ回路から前記一次側ブリッジ回路に流れる電流の向きを正方向とし、前記二次側電流検出手段の検出値が、０より大きい所定の二次側電流閾値より大きくなった場合に、前記二次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態を切り替えることで、前記一次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えと前記二次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えとの位相差を制御することを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。 A transformer (11),
Connected between the DC power source (20) and the primary coil (15) of the transformer, a semiconductor switching element (Q1 to Q4) and a free wheel diode (D1 to D4) constitute a full bridge, and input from the DC power source. A primary side bridge circuit (12) for converting DC power into AC power;
Connected to the secondary coil (16) of the transformer, the semiconductor switching elements (Q5 to Q8) and the freewheeling diodes (D5 to D8) constitute a full bridge, and AC power input from the secondary coil is converted to DC power. A secondary bridge circuit (13) for conversion,
Due to the phase difference between switching of the switching state of the semiconductor switching element in the primary side bridge circuit and switching of the switching state of the semiconductor switching element in the secondary side bridge circuit, power is transferred from the primary side to the secondary side of the transformer. In the DCDC converter (10) for transmission,
Secondary side current detection means (32) for detecting the output current of the secondary side bridge circuit,
Switching between switching states of the semiconductor switching elements in the primary side bridge circuit and switching of switching states of the semiconductor switching elements in the secondary side bridge circuit based on the detection value of the secondary side current detection means A control unit (30, 30A, 30B) for controlling the phase difference;
The control unit sets the direction of current flowing from the secondary side bridge circuit to the primary side bridge circuit as a positive direction, and a detection value of the secondary side current detection means is greater than a predetermined secondary current threshold value greater than zero. When it becomes larger, switching the open / close state of the semiconductor switching element in the secondary side bridge circuit and switching the open / close state of the semiconductor switching element in the primary side bridge circuit and the semiconductor in the secondary side bridge circuit D CDC converter you and controlling the phase difference between the switching of the switching state of the switching device.
前記制御部は、前記一次側電流検出手段の検出値に基づいて、前記一次側ブリッジ回路が備える２つのレグの一方の開閉状態の切り替えと他方の開閉状態の切り替えとの位相差を制御することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。 Primary side current detection means (31) for detecting an input current of the primary side bridge circuit;
The control unit controls a phase difference between switching of one open / close state of two legs included in the primary side bridge circuit and switching of the other open / close state based on a detection value of the primary side current detection unit. The DCDC converter according to any one of claims 1 to 3 .
直流電源（２０）と前記トランスの一次コイル（１５）との間に接続され、半導体スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）及び還流ダイオード（Ｄ１〜Ｄ４）によってフルブリッジを構成し、前記直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換する一次側ブリッジ回路（１２）と、Connected between the DC power source (20) and the primary coil (15) of the transformer, a semiconductor switching element (Q1 to Q4) and a free wheel diode (D1 to D4) constitute a full bridge, and input from the DC power source. A primary side bridge circuit (12) for converting DC power into AC power;
前記トランスの二次コイル（１６）に接続され、半導体スイッチング素子（Ｑ５〜Ｑ８）及び還流ダイオード（Ｄ５〜Ｄ８）によってフルブリッジを構成し、前記二次コイルから入力される交流電力を直流電力に変換する二次側ブリッジ回路（１３）と、を備え、Connected to the secondary coil (16) of the transformer, the semiconductor switching elements (Q5 to Q8) and the freewheeling diodes (D5 to D8) constitute a full bridge, and AC power input from the secondary coil is converted to DC power. A secondary bridge circuit (13) for conversion,
前記一次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えと前記二次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えとの位相差により、前記トランスの一次側から二次側に電力を伝達するＤＣＤＣコンバータ（１０）において、Due to the phase difference between switching of the switching state of the semiconductor switching element in the primary side bridge circuit and switching of the switching state of the semiconductor switching element in the secondary side bridge circuit, power is transferred from the primary side to the secondary side of the transformer. In the DCDC converter (10) for transmission,
前記二次側ブリッジ回路の出力電流を検出する二次側電流検出手段（３２）を備え、Secondary side current detection means (32) for detecting the output current of the secondary side bridge circuit,
前記二次側電流検出手段の検出値に基づいて、前記一次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えと、前記二次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えとの位相差を制御する制御部（３０，３０Ａ，３０Ｂ）を備え、Switching between switching states of the semiconductor switching elements in the primary side bridge circuit and switching of switching states of the semiconductor switching elements in the secondary side bridge circuit based on the detection value of the secondary side current detection means A control unit (30, 30A, 30B) for controlling the phase difference;
前記一次側ブリッジ回路の入力電流を検出する一次側電流検出手段（３１）を備え、Primary side current detection means (31) for detecting an input current of the primary side bridge circuit;
前記制御部は、前記一次側電流検出手段の検出値に基づいて、前記一次側ブリッジ回路が備える２つのレグの一方の開閉状態の切り替えと他方の開閉状態の切り替えとの位相差を制御することを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。The control unit controls a phase difference between switching of one open / close state of two legs included in the primary side bridge circuit and switching of the other open / close state based on a detection value of the primary side current detection unit. DCDC converter characterized by the above.
前記制御部は、前記トランスの二次側から一次側への送電時において、前記一次側電流検出手段の検出値に基づいて、前記一次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えタイミングを制御するとともに、前記二次側電流検出手段の検出値に基づいて、前記二次側ブリッジ回路が備える２つのレグの一方の開閉状態の切り替えと他方の開閉状態の切り替えとの位相差を制御することを特徴とする請求項４又は５に記載のＤＣＤＣコンバータ。 The DCDC converter is a bidirectional DCDC converter capable of transmitting power from the secondary side to the primary side of the transformer,
The control unit determines a switching timing of the open / close state of the semiconductor switching element in the primary side bridge circuit based on a detection value of the primary side current detection means during power transmission from the secondary side to the primary side of the transformer. And controlling the phase difference between switching of one open / close state of the two legs of the secondary bridge circuit and switching of the other open / close state based on the detection value of the secondary current detection means. The DCDC converter according to claim 4 or 5, characterized in that
前記制御部は、前記二次側ブリッジ回路の出力電流又は出力電圧の検出値に基づいて、前記一次側電流閾値を設定することを特徴とする請求項７に記載のＤＣＤＣコンバータ。 The control unit controls the primary side bridge circuit and the secondary side bridge circuit so that an output current or an output voltage of the secondary side bridge circuit becomes a predetermined target value,
The DCDC converter according to claim 7, wherein the control unit sets the primary current threshold value based on a detected value of an output current or an output voltage of the secondary side bridge circuit.
直流電源（２０）と前記トランスの一次コイル（１５）との間に接続され、半導体スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）及び還流ダイオード（Ｄ１〜Ｄ４）によってフルブリッジを構成し、前記直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換する一次側ブリッジ回路（１２）と、Connected between the DC power source (20) and the primary coil (15) of the transformer, a semiconductor switching element (Q1 to Q4) and a free wheel diode (D1 to D4) constitute a full bridge, and input from the DC power source. A primary side bridge circuit (12) for converting DC power into AC power;
前記トランスの二次コイル（１６）に接続され、半導体スイッチング素子（Ｑ５〜Ｑ８）及び還流ダイオード（Ｄ５〜Ｄ８）によってフルブリッジを構成し、前記二次コイルから入力される交流電力を直流電力に変換する二次側ブリッジ回路（１３）と、を備え、Connected to the secondary coil (16) of the transformer, the semiconductor switching elements (Q5 to Q8) and the freewheeling diodes (D5 to D8) constitute a full bridge, and AC power input from the secondary coil is converted to DC power. A secondary bridge circuit (13) for conversion,
前記一次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えと前記二次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えとの位相差により、前記トランスの一次側から二次側に電力を伝達するＤＣＤＣコンバータ（１０）において、Due to the phase difference between switching of the switching state of the semiconductor switching element in the primary side bridge circuit and switching of the switching state of the semiconductor switching element in the secondary side bridge circuit, power is transferred from the primary side to the secondary side of the transformer. In the DCDC converter (10) for transmission,
前記二次側ブリッジ回路の出力電流を検出する二次側電流検出手段（３２）を備え、Secondary side current detection means (32) for detecting the output current of the secondary side bridge circuit,
前記二次側電流検出手段の検出値に基づいて、前記一次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えと、前記二次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えとの位相差を制御する制御部（３０，３０Ａ，３０Ｂ）を備え、Switching between switching states of the semiconductor switching elements in the primary side bridge circuit and switching of switching states of the semiconductor switching elements in the secondary side bridge circuit based on the detection value of the secondary side current detection means A control unit (30, 30A, 30B) for controlling the phase difference;
前記制御部（３０Ａ）は、前記二次側ブリッジ回路の出力電流又は出力電圧が所定の目標値となるように前記一次側ブリッジ回路及び前記二次側ブリッジ回路を制御するものであって、前記二次側ブリッジ回路の出力電流又は出力電圧の検出値に基づいて、前記一次側ブリッジ回路及び前記二次側ブリッジ回路の制御周波数を設定することを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。The control unit (30A) controls the primary side bridge circuit and the secondary side bridge circuit so that an output current or an output voltage of the secondary side bridge circuit becomes a predetermined target value, A DCDC converter, wherein control frequencies of the primary side bridge circuit and the secondary side bridge circuit are set based on a detected value of an output current or an output voltage of the secondary side bridge circuit.
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