JP6363979B2 - デジタルコヒーレント受信機 - Google Patents

Description

本発明は、光通信に用いるデジタルコヒーレント受信機に関する。

光ファイバ通信では、多値変調技術や波長多重伝送技術を用いて、超高速かつ大容量な光伝送システムを実現してきた。近年の光伝送システムでは、コヒーレント光通信技術とデジタル信号処理技術を組み合わせたデジタルコヒーレント技術が用いられており、ＤＰ−ＱＰＳＫ（Dual Polarization-Quadrature Phase Shift Keying）変調方式により１チャネルあたり１００Ｇｂｉｔ／ｓの光信号を生成し、それを波長多重伝送技術により８０波多重することにより、１本の光ファイバで総伝送容量８Ｔｂｉｔ／ｓの大容量化が実現されている（例えば、非特許文献１参照）。

また、近年では、ＤＰ−１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の多値変調技術を用いることにより、光伝送システムの総伝送容量を数十Ｔｂｉｔ／ｓへ拡大するための実用化開発が進められている。デジタルコヒーレント技術によって伝送容量の大容量化が進められている一方で、光ファイバに入力できるパワーの限界に起因して、伝送容量拡大の限界を迎えようとしている。従来の光ファイバ通信で一般的に用いられているシングルモードファイバでは、光パワーの限界により伝送可能な容量は１００Ｔｂｉｔ／ｓ程度と言われており、光伝送システムの伝送容量も限界を迎えようとしている。

近年では、シングルモードファイバ伝送における総伝送容量の限界を超えるために、マルチモードファイバを用いたモード多重伝送方式の研究が行われている（例えば、非特許文献２参照）。マルチモードファイバは、シングルモードファイバと比較して大きなコア断面積を有するため、コア中に複数の伝搬モードが存在し、シングルモードファイバよりも多くの光パワーを入力することが可能であり、１本のファイバ当たりの伝送容量を大幅に拡大することができる。

堀口真，島崎大作，笹倉芳明，井波政朗，山本秀人，"100Gパケットトランスポートシステム（100G-PTS）の実用化"，NTT技術ジャーナル，vol. 26，no. 10，2014． S. Randel, R. Ryf, A. Sierra, P. J. Winzer, A. H. Gnauck, C. A. Bolle, R.-J. Essiambre, D. W. Peckham, A. McCurdy, and R. Lingle, Jr., "6×56-Gb/s mode-division multiplexed transmission over 33-km few-mode fiber enabled by 6×6 MIMO equalization," Optics Express, vol. 19, no. 17, pp. 16697-16707, 2011.

図９は、従来技術によるモード多重伝送方式における一般的なデジタルコヒーレント受信機の構成を示すブロック図である。図９に示すデジタルコヒーレント受信機２は、マルチモードファイバ伝送路１を伝送したＮ（Ｎは２以上の自然数）個のモードの光信号を多重したモード多重信号を受信する。デジタルコヒーレント受信機２は、モード分離器４００と、Ｎ個のコヒーレント受信機５０１〜５０Ｎと、Ｎ個の局発光源６０１〜６０Ｎと、Ｎ個のＡＤＣ（Analog-to-Digital Converter；ＡＤ変換器）７０１〜７０Ｎと、デジタル信号処理装置８００とで構成されている。

モード分離器４００は、マルチモード光カプラ４０１と、Ｎ個のモード変換器４１１〜４１Ｎとで構成されている。マルチモード光カプラ４０１は入力されたモード多重信号をＮ分岐して出力する。モード変換器４１１〜４１Ｎは、モード多重信号の各モード１〜Ｎを、それぞれモード毎に分離してモード１に変換して出力する。

コヒーレント受信機５０１〜５０Ｎは、それぞれ従来のデジタルコヒーレント技術で用いられている基本伝搬モードのみを伝搬可能なコヒーレント受信機である。コヒーレント受信機５０１〜５０Ｎは、モード分離器４００から出力されるモード多重信号を構成するモード１〜Ｎに対応するモード１に変換された光信号と、局発光源６０１〜６Ｎから出力されるモード１の局発光とをそれぞれ入力し、コヒーレント検波して電気信号を出力する。

ＡＤＣ７０１〜７０Ｎは、コヒーレント受信機５０１〜５０Ｎそれぞれから出力される電気信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号処理装置８００に対して出力する。デジタル信号処理装置８００は、モード多重信号間に生じるクロストークの補償及び波形等化して復調する。

このように、マルチモードファイバを用いたモード多重伝送方式では、受信側においてモード多重された光信号をモード数に応じて分離して受信する必要がある。このため、従来のシングルモードファイバ伝送と比較して、光伝送システムのデジタルコヒーレント受信機の構成規模が大きくなってしまうという問題がある。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、マルチモードファイバを用いた光通信に使用されるデジタルコヒーレント受信機の内部構成規模を小さくすることができるデジタルコヒーレント受信機を提供することを目的とする。

本発明の一態様は、モード数Ｎ（Ｎは２以上の自然数）のモード多重信号を一括受信するコヒーレント受信機と、前記コヒーレント受信機に対して、モード数Ｎでそれぞれ異なる中心周波数の局発光からなるモード多重局発光を出力するモード多重局発光源と、前記コヒーレント受信機から出力されるモード多重信号とモード多重局発光とを干渉させた信号から得られる電気信号をデジタル信号へ変換するＡＤ変換器と、前記デジタル信号を波形等化して復調するデジタル信号処理装置とを備えるデジタルコヒーレント受信機である。

本発明の一態様は、前記デジタルコヒーレント受信機であって、前記モード多重局発光源は、それぞれ異なる周波数の局発光を出力するＮ個の局発光源と、前記局発光に対してそれぞれ異なるモードの励振を行うＮ個のモード励振器と、励振された前記局発光を合波するマルチモードカプラとを備える。

本発明の一態様は、前記デジタルコヒーレント受信機であって、前記コヒーレント受信機は、ヘテロダイン受信機、偏波ダイバーシティヘテロダイン受信機、ホモダイン受信機、偏波ダイバーシティホモダイン受信機のいずれかである。

本発明によれば、従来のデジタルコヒーレント受信機と比較して、コヒーレント受信機とＡＤ変換器の数を削減することができるため、デジタルコヒーレント受信機の構成規模を小さくすることができるという効果が得られる。

本発明の第１実施形態によるデジタルコヒーレント受信機の構成を示すブロック図である。 図１に示すデジタル信号処理装置８ａの構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態によるデジタルコヒーレント受信機の構成を示すブロック図である。 図３に示すデジタル信号処理装置８ｂの構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態によるデジタルコヒーレント受信機の構成を示すブロック図である。 図５に示すデジタル信号処理装置８ｃの構成を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態によるデジタルコヒーレント受信機の構成を示すブロック図である。 図７に示すデジタル信号処理装置８ｄの構成を示すブロック図である。 従来技術によるモード多重伝送方式における一般的なデジタルコヒーレント受信機の構成を示すブロック図である。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態によるデジタルコヒーレント受信機を説明する。本実施形態によるデジタルコヒーレント受信機は、局発光として異なる周波数でモード多重されたモード多重局発光を用いて、モード多重光信号を、光電変換後において周波数多重信号に変換することで、モード多重信号の一括受信を実現するものである。ここで、モード多重信号の一括受信を実現する原理について説明する。コヒーレント受信機は、信号光と局発光を干渉させてフォトダイオード等の光電変換器に入力する。光電変換器の受光面における電場Ｅ_ｏｅは、
Ｅ_ｏｅ＝Ｅ_ｓｉｇ＋Ｅ_ＬＯ ・・・（１）
である。

光電変換器の受光面における信号光Ｅ_ｓｉｇ及び局発光Ｅ_ＬＯの電場は、
Ｅ_ｓｉｇ≒Ａ_ｉＤ（ｔ）ｅｘｐ（−ｊ２πｆ_ｓｉｇｔ） ・・・（２）
Ｅ_ＬＯ≒Ａ_ｊｅｘｐ（−ｊ２πｆ_ＬＯｔ） ・・・（３）
である。ここで、Ａ_ｉ及びＡ_ｊはマルチモードファイバ中を伝搬する信号光及び局発光の横モードであり、光の伝搬方向（ｚ方向）に直交する面の座標（ｘ，ｙ）に対する２変数関数である。通常、マルチモードファイバ中の横モードは２つの添え字で特徴づけられるが、簡単のため、一つの添え字としている。Ｄ（ｔ）は変調信号の複素振幅、ｆ_ｓｉｇ及びｆ_ＬＯは信号光及び局発光の中心周波数、ｊは虚数単位を示す。

マルチモードファイバ中を伝搬する光の横モードのセット｛Ａ_ｉ｝は、正規直交系を構成する（参考文献１：「岡本勝就，“光導波路の基礎”，コロナ社，ISBN4-339-00602-5．」）。そのため、次の性質が成り立つ。

ここで、δ（ｉ，ｊ）はクロネッカーのδ関数である。

コヒーレント受信機における光電変換器は光強度を電流に変換する装置であり、光強度は光電場の絶対値二乗に対応する。したがって、信号光と局発光の干渉光を入力した光電変換器の出力電流Ｉは、
Ｉ＝｜Ｅ_ｓｉｇ＋Ｅ_ＬＯ｜^２ ・・・（５）
で示される。（５）式を展開すると、
Ｉ＝｜Ｅ_ｓｉｇ｜^２＋｜Ｅ_ＬＯ｜^２＋２Ｅ_ｓｉｇＥ_ＬＯ ・・・（６）
となる。

（６）式において、第２項｜Ｅ_ＬＯ｜^２は局発光の強度であり、局発光は一定強度の単色光を用いるため、時間に依存せず一定である。また、通常、局発光は信号光と比較して強度が大きいため、第１項の信号光強度｜Ｅ_ｓｉｇ｜^２は第３項２Ｅ_ｓｉｇＥ_ＬＯと比べて小さいため無視できる。したがって、光電変換器の出力電流Ｉの交流成分は、
Ｉ_ＡＣ＝２Ｅ_ｓｉｇＥ_ＬＯ ・・・（７）
となる。なお、バランス受信方式を用いることで、直流成分の除去や近似を用いずとも、（７）式の結果を直接得ることができる。

コヒーレント受信機における光電変換器の出力は、（７）式のとおり、信号光電場と局発光電場の積で与えられるため、（４）式の性質から、信号光と局発光の横モードが一致したときのみに、光電変換器から信号が出力される。すなわち、光電変換器の出力は（７）式に（２）式及び（３）式を代入して
Ｉ_ＡＣ≒Ａ_ｉＡ_ｊＤ（ｔ）ｅｘｐ（−ｊ２π（ｆ_ｓｉｇ−ｆ_ＬＯ）ｔ） ・・・（８）
となり、さらに（４）式の性質から、

となる。

なお、（８）式には本来、和周波の項ｅｘｐ（−ｊ２π（ｆ_ｓｉｇ＋ｆ_ＬＯ）ｔ）の項が存在するが、この項は通常用いる光電変換器の周波数帯域よりはるかに大きな周波数（光周波数の２倍付近）で高速に振動しているため、実際には光伝流出力として得られないので式から省略している。

この式変形はすべて線形な演算であるため、信号光が複数のモードの線形和である場合、すなわちモード多重された信号の場合でも有効である。モード多重された信号は、
Ｅ_{ｍ，ｓｉｇ}≒Σ_ｋＡ_ｋＤ_ｋ（ｔ）ｅｘｐ（−ｊ２πｆ_ｓｉｇｔ） ・・・（１０）
であり、これに対して、横モードＡ_ｌの局発光を干渉させて光電変換器に入射して得られる光伝流出力の交流成分Ｉ_ｍｌは、
Ｉ_ｍｌ≒Ｄ_ｌ（ｔ）ｅｘｐ（−ｊ２π（ｆ_ｓｉｇ−ｆ_ＬＯ）ｔ） ・・・（１１）
となる。すなわち、モード多重信号から、局発光のモードと一致するモードの信号のみを選択的に電気信号に変換することができる。

本実施形態では、このモード選択的コヒーレント光電変換をさらに発展させ、特定モードのみの局発光を用いるのではなく、周波数の異なる複数の局発光をモード多重多してモード多重局発光とすることによって、モード多重光信号を周波数多重した電気信号に変換し、一括受信することを実現する。

本実施形態において、モード多重信号Ｅ_{ｍ，ｓｉｇ}及びモード周波数多重局発光Ｅ_{ｍ，ｓｉｇ}は、
Ｅ_{ｍ，ｓｉｇ}≒Σ_ｋＡ_ｋＤ_ｋｅｘｐ（−ｊ２πｆ_ｓｉｇｔ） ・・・（１２）
Ｅ_ｍ，ＬＯ≒Σ_ｌＡ_ｌｅｘｐ（−ｊ２πｆ_ＬＯ，ｌｔ） ・・・（１３）
と書くことができ、これらの干渉光を入力された光電変換器の出力Ｉ_ｍｍは、（７）式に（１２）式及び（１３）式を代入して、
Ｉ_ｍｍ≒Σ_ｋΣ_ｌＡ_ｋＡ_ｌＤ_ｋｅｘｐ（−ｊ２π（ｆ_ｓｉｇ−ｆ_ＬＯ，ｌ）ｔ）
＝Σ_ｉＤ_ｉｅｘｐ（−ｊ２π（ｆ_ｓｉｇ−ｆ_ＬＯ，ｉ）ｔ） ・・・（１４）
となり、周波数多重された電気信号が得られることがわかる。ｆ_ｓｉｇ−ｆ_ＬＯ，ｉの値は光電変換器や、それに続く増幅器等の電子回路の周波数帯域内に収まるようにする。

＜第１実施形態＞
次に、前述した原理を適用した第１実施形態によるデジタルコヒーレント受信機について説明する。図１は第１実施形態によるデジタルコヒーレント受信機の構成を示すブロック図である。デジタルコヒーレント受信機２は、モード多重局発光源３と、コヒーレント受信を行うヘテロダイン受信機６と、ＡＤＣ（Analog-to-Digital Convertor：ＡＤ変換器）７と、デジタル信号処理装置８ａとで構成されている。

ヘテロダイン受信機６は、マルチモードファイバ伝送路１を伝送したモード多重単一偏波信号を一括受信するため、Ｎ（Ｎは２以上の自然数）個のモードの伝搬が可能な光学用品で構成されており、その構造は、例えば参考文献２：「M. Nakazawa, K. Kikuchi, and T. Miyazaki, “High Spectral Density Optical Communication Technologies,” Optical and Fiber Communications Reports, vol. 6, pp. 11-49, 2010.」に示すような、従来の基本伝搬モードのみの受信が可能なヘテロダイン受信機と同等である。モード多重単一偏波信号はモード数Ｎであり、各モードの光信号の中心周波数はｆ_１で、任意の方式でそれぞれ変調されている。本明細書では、モード１をマルチモードファイバにおける基本伝搬モード（ＬＰ_０１モード）と定義することとする。

ヘテロダイン受信機６は、マルチモードファイバ伝送路１を伝送したモード多重単一偏波信号と、モード多重局発光源３から出力されるモード多重局発光を入力する。ヘテロダイン受信機６は、モード多重単一偏波信号とモード多重局発光間の同一モード間の干渉信号を電気信号として出力する。

モード多重局発光源３は、それぞれ周波数がｆ_ＬＯ１＝ｆ_１＋Δｆ_１、ｆ_ＬＯ２＝ｆ_１＋Δｆ_２、…、ｆ_ＬＯＮ＝ｆ_１＋Δｆ_Ｎの局発光を出力するＮ台の局発光源３１〜３Ｎと、モード多重器４とで構成されている。本実施形態では各局発光源３１〜３Ｎの周波数を上記としたが、ｆ_ＬＯ１≠ｆ_ＬＯ２≠…≠ｆ_ＬＯＮであれば、任意の周波数としてよい。モード多重局発光源におけるモード多重器４は、局発光源３１〜３Ｎからそれぞれ出力される局発光を、モード多重単一偏波信号を構成するモード１〜Ｎの光信号に対応したモードへ、それぞれモード励振するモード励振器４１〜４Ｎと、それぞれモード励振された局発光を合波するマルチモードカプラ５とで構成されている。これは、モード多重局発光源３の構成の一例を説明したものであり、この構成に限定されるものではない。

上記の受信構成により、モード１〜Ｎの光信号からなるモード多重単一偏波信号は、モード１〜Ｎの局発光からなるモード多重局発光源３との干渉により、（１４）式に示すとおり、各同一モード間の干渉信号の中心周波数をΔｆ_１、Δｆ_２、…、Δｆ_Ｎとして周波数多重した電気信号として、ヘテロダイン受信機６から出力される。

ＡＤＣ７は、ヘテロダイン受信機６から出力される電気信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号処理装置に対して出力する。デジタル信号処理装置８ａは、入力したデジタル信号を波形等化して復調する。

次に、図２を参照して、図１に示すデジタル信号処理装置８ａの構成を説明する。図２は、図１に示すデジタル信号処理装置８ａの構成を示すブロック図である。デジタル信号処理装置８ａは、デジタル信号分配器８１と、Ｎ個の周波数変換回路８２１〜８２Ｎと、Ｎ個の帯域通過フィルタ８３１〜８３Ｎと、Ｎ個の波長分散補償回路８４１〜８４Ｎと、適応等化回路８５と、Ｎ個のキャリア位相補償回路８６１〜８６Ｎと、Ｎ個の復調回路８７１〜８７Ｎとで構成されている。

デジタル信号分配器は、ＡＤＣ７から入力したデジタル信号をＮ分岐して出力する。周波数変換回路８２１〜８２Ｎは、Ｎ分岐されたデジタル信号それぞれにおいて、モード１〜Ｎに対応するデジタル信号をそれぞれベースバンドへ周波数変換し、同相（Ｉ）成分と直交（Ｑ）成分からなる複素デジタル信号をそれぞれ出力する。例えば、周波数変換回路８２１では、Δｆ_１をベースバンドへ周波数変換する処理を施す。周波数変換回路８２２〜８２ＮはΔｆ_２〜Δｆ_Ｎに対して同様の処理を施す。

帯域通過フィルタ８３１〜８３Ｎは、それぞれモード１〜Ｎに対応するデジタル信号帯域のみを通過させるフィルタ処理を施す。なお、周波数変換回路８２１〜８２Ｎと帯域通過フィルタ８３１〜８３Ｎの順番を入れ替えてデジタル信号処理を実施する構成としてもよい。波長分散補償回路８４１〜８４Ｎは、マルチモードファイバ伝送路１で生じた波長分散による波形歪を等化する。

適応等化回路８５は、波長分散補償回路８４１〜８４Ｎからそれぞれ出力されるデジタル信号を入力し、モード多重信号間に生じるクロストークを補償しモード分離する。適応等化回路８５は、例えば非特許文献２に記載の一般的なＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタであり、Ｎ×Ｎのバタフライ構成である。ここで、モード多重信号間に生じるクロストークが十分小さい場合、もしくはクロストークによる信号特性劣化を許容する場合、波長分散補償回路８４１〜８４Ｎからそれぞれ出力されるデジタル信号を、Ｎ個の適応等化回路へ入力する構成としてもよい。この場合、Ｎ個の適応等化回路は一般的なＦＩＲフィルタで構成する。

キャリア位相補償回路８６１〜８６Ｎは、適応等化回路８５から出力するデジタル信号のキャリア位相をそれぞれ補償する。復調回路８７１〜８７Ｎは、キャリア位相補償回路８６１〜８６Ｎの出力をそれぞれ復調する。

＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態よるデジタルコヒーレント受信機について説明する。図３は、第２の実施形態によるデジタルコヒーレント受信機の構成を示すブロック図である。第２の実施形態によるデジタルコヒーレント受信機２は、モード多重局発光源３と、コヒーレント受信を行う偏波ダイバーシティヘテロダイン受信機６１と、ＡＤＣ７１及びＡＤＣ７２と、デジタル信号処理装置８ｂとで構成されている。

偏波ダイバーシティヘテロダイン受信機６１は、マルチモードファイバ伝送路１を伝送したモード多重偏波多重信号を一括受信するため、Ｎ個のモードの伝搬が可能な光学用品で構成されており、その構造は、例えば参考文献２に示すような、従来の基本伝搬モードのみの受信が可能な偏波ダイバーシティヘテロダイン受信機と同等である。モード多重偏波多重信号はモード数Ｎであり、各モードの光信号の中心周波数はｆ_１で、任意の方式でそれぞれ変調されている。

偏波ダイバーシティヘテロダイン受信機６１は、マルチモードファイバ伝送路１を伝送したモード多重偏波多重信号と、モード多重局発光源３から出力されるモード多重局発光を入力する。偏波ダイバーシティヘテロダイン受信機６１は、モード多重偏波多重信号とモード多重局発光間の同一モード間の干渉信号を電気信号として出力する。モード多重局発光源３は、第１実施形態と同様の構成である。

この構成により、モード１〜Ｎの光信号からなるモード多重偏波多重信号は、モード１〜Ｎの局発光からなるモード多重局発光源との干渉により、（１４）式に示すとおり、各同一モード間の干渉信号の中心周波数をΔｆ_１、Δｆ_２、…、Δｆ_Ｎとして周波数多重した信号が、偏波ダイバーシティヘテロダイン受信機６１からＸ偏波及びＹ偏波のモード多重信号にそれぞれ対応した電気信号Ｅ_Ｘ及びＥ_Ｙとして出力される。

ＡＤＣ７１及びＡＤＣ７２は、偏波ダイバーシティヘテロダイン受信機６１から出力される電気信号Ｅ_Ｘ及びＥ_Ｙをデジタル信号Ｓ_Ｘ及びＳ_Ｙに変換し、デジタル信号処理装置８ｂに対して出力する。

次に、図４を参照して、図３に示すデジタル信号処理装置８ｂの構成を説明する。図４は、図３に示すデジタル信号処理装置８ｂの構成を示すブロック図である。図４に示すデジタル信号処理装置は、図２に示すデジタル信号処理装置８ａを偏波多重信号へ拡張した構成である。

デジタル信号分配器９１及び９５は、入力したデジタル信号Ｓ_Ｘ及びＳ_ＹをそれぞれＮ分岐して出力する。周波数変換回路Ｘ９２１〜９２Ｎ及び周波数変換回路Ｙ９６１〜９６Ｎは、それぞれＮ分岐されたデジタル信号Ｓ_ＸまたはＳ_Ｙにおいて、モード１〜Ｎに対応するデジタル信号をそれぞれベースバンドへ周波数変換し、同相（Ｉ）成分と直交（Ｑ）成分からなる複素デジタル信号をそれぞれ出力する。例えば、周波数変換回路Ｘ９２１、９６１では、Δｆ_１をベースバンドへ周波数変換する処理を施す。周波数変換回路Ｘ９２２（図示せず）〜周波数変換回路Ｘ９２Ｎ及び周波数変換回路Ｙ９６２（図示せず）〜周波数変換回路Ｙ９６ＮはΔｆ_２〜Δｆ_Ｎに対して同様の処理を施す。

帯域通過フィルタＸ９３１〜９３Ｎ及び帯域通過フィルタＹ９７１〜９７Ｎは、それぞれモード１〜Ｎに対応するデジタル信号帯域のみを通過させるフィルタ処理を施す。なお、周波数変換回路Ｘ、周波数変換回路Ｙと、帯域通過フィルタＸ及び帯域通過フィルタＹの順番を入れ替えてデジタル信号処理を実施する構成としてもよい。波長分散補償回路Ｘ９４１〜９４Ｎ及び波長分散補償回路Ｙ９８１〜９８Ｎは、マルチモードファイバ伝送路１で生じた波長分散による波形歪を等化する。

適応等化回路９９は、波長分散補償回路Ｘ９４１〜９４Ｎ及び波長分散補償回路Ｙ９８１〜９８Ｎからそれぞれ出力されるデジタル信号を入力し、モード多重信号間に生じるクロストークを補償してモード分離、及び偏波分離する。適応等化回路９９は、例えば非特許文献２に記載の一般的なＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタであり、２Ｎ×２Ｎのバタフライ構成である。

ここで、モード多重信号間に生じるクロストークが十分小さい場合、もしくはクロストークによる信号特性劣化を許容する場合、波長分散補償回路Ｘ９４１〜９４Ｎ及び波長分散補償回路Ｙ９８１〜９８Ｎからそれぞれ出力されるデジタル信号を、第１〜第Ｎの適応等化回路に対して出力する構成としてもよい。例えば、第１の適応等化回路に、波長分散補償回路Ｘ９４１及び波長分散補償回路Ｙ９８１から出力されるデジタル信号を入力する場合について説明する。このとき、第１の適応等化回路は一般的な２×２バタフライ構成のＦＩＲフィルタであり、入力されたデジタル信号の偏波分離を行い、モード１のＸ偏波信号に対応するデジタル信号をキャリア位相補償回路Ｘ１０１へ、モード１のＹ偏波信号に対応するデジタル信号をキャリア位相補償回路Ｙ１２１へそれぞれ出力する。以下、波長分散補償回路Ｘ９４２（図示せず）〜９４Ｎ及び波長分散補償回路Ｙ９８２（図示せず）〜９８Ｎからそれぞれ出力されるデジタル信号を、第２〜第Ｎの適応等化回路に対してそれぞれ出力し、第１の適応等化回路と同様の処理を実施する。

キャリア位相補償回路Ｘ１０１〜１０Ｎ及びキャリア位相補償回路Ｙ１２１〜１２Ｎは、各デジタル信号のキャリア位相をそれぞれ補償する。復調回路Ｘ１１１〜１１Ｎ及び復調回路Ｙ１３１〜１３Ｎは、キャリア位相補償回路Ｘ１０１〜１０Ｎ及びキャリア位相補償回路Ｙ１２１〜１２Ｎの出力をそれぞれ復調する。

なお、モード多重単一偏波信号をマルチモードファイバ伝送路１を伝送させた場合においても、本実施形態による構成例で受信することが可能である。また、この場合、デジタル信号処理装置において、適応等化回路９９を実施した後の処理において、キャリア位相補償回路Ｘ１０１〜１０Ｎ及び復調回路Ｘ１１１〜１１Ｎのみを実施し、キャリア位相補償回路Ｙ１２１〜１２Ｎ及び復調回路Ｙ１３１〜１３Ｎを省略した構成としてもよい。

＜第３実施形態＞
次に、本発明の第３実施形態よるデジタルコヒーレント受信機について説明する。図５は、第３の実施形態によるデジタルコヒーレント受信機の構成を示すブロック図である。第３の実施形態によるデジタルコヒーレント受信機２は、モード多重局発光源３と、コヒーレント受信を行うホモダイン受信機６２と、ＡＤＣ７３及びＡＤＣ７４と、デジタル信号処理装置８ｃとで構成されている。

ホモダイン受信機６２は、マルチモードファイバ伝送路１を伝送したモード多重単一偏波信号を一括受信するため、Ｎ個のモードの伝搬が可能な光学用品で構成されており、その構造は、例えば参考文献２に示すような、従来の基本伝搬モードのみの受信が可能なホモダイン受信機と同等である。

ホモダイン受信機６２は、マルチモードファイバ伝送路１を伝送したモード多重単一偏波信号と、モード多重局発光源３から出力されるモード多重局発光を入力する。ホモダイン受信機６２は、モード多重単一偏波信号とモード多重局発光間の同一モード間の干渉信号を電気信号として出力する。

モード多重局発光源３は、それぞれ周波数がｆ_ＬＯ１＝ｆ_１＋Δｆ_１（Δｆ_１＝０）、ｆ_ＬＯ２＝ｆ_１＋Δｆ_２、…、ｆ_ＬＯＮ＝ｆ_１＋Δｆ_Ｎの局発光を出力するＮ台の局発光源３１〜３Ｎと、モード多重器４とで構成されている。本実施形態では各局発光源３１〜３Ｎの周波数を上記としたが、ｆ_ＬＯ１≠ｆ_ＬＯ２≠…≠ｆ_ＬＯＮであれば、任意の周波数としてよい。モード多重器４は、局発光源３１〜３Ｎからそれぞれ出力される局発光を、モード多重単一偏波信号を構成するモード１〜Ｎの光信号に対応したモードへ、それぞれモード励振するモード励振器４１〜４Ｎと、それぞれモード励振された局発光を合波するマルチモードカプラ５とで構成されている。

この受信構成により、モード１〜Ｎの光信号からなるモード多重単一偏波信号は、モード１〜Ｎの局発光からなるモード多重局発光源３との干渉により、（１４）式に示すとおり、各同一モード間の干渉信号の中心周波数をｆ_ＬＯ１＝ｆ_１＋Δｆ_１（Δｆ_１＝０）、ｆ_ＬＯ２＝ｆ_１＋Δｆ_２、…、ｆ_ＬＯＮ＝ｆ_１＋Δｆ_Ｎとして周波数多重した信号が、ホモダイン受信機から同相（Ｉ）成分及び直交（Ｑ）成分にそれぞれ対応した電気信号Ｅ_Ｉ及びＥ_Ｑとして出力される。

ＡＤＣ７３及びＡＤＣ７４は、ホモダイン受信機６２から出力される電気信号Ｅ_Ｉ及びＥ_Ｑをデジタル信号Ｓ_Ｉ及びＳ_Ｑに変換し、デジタル信号処理装置８ｃに対して出力する。デジタル信号処理装置８ｃは、デジタル信号を波形等化して復調する。デジタル信号処理装置８ｃにおいて、デジタル信号Ｓ_Ｉ及びＳ_Ｑは複素デジタル信号Ｓとして扱うこととする。

次に、図６を参照して、図５に示すデジタル信号処理装置８ｃの構成を説明する。図６は、図５に示すデジタル信号処理装置８ｃの構成を示すブロック図である。デジタル信号処理装置８ｃは、デジタル信号分配器１４と、周波数変換回路１４１〜１４Ｎと、帯域通過フィルタ１５１〜１５Ｎと、波長分散補償回路１６１〜１６Ｎと、適応等化回路１７と、キャリア位相補償回路１８１〜１８Ｎと、復調回路１９１〜１９Ｎとで構成されている。

デジタル信号分配器１４は、入力したデジタル信号をＮ分岐して出力する。周波数変換回路１４１〜１４Ｎは、Ｎ分岐されたデジタル信号において、モード１〜Ｎに対応するデジタル信号をそれぞれベースバンドへ周波数変換する。本実施形態において、周波数変換回路１４１では、図５に示す通り、モード１に相当する信号はベースバンドで受信されているため、周波数変換は行わない。周波数変換回路１４２では、Δｆ_２をベースバンドへ周波数変換する処理を施す。周波数変換回路１４３（図示せず）〜１４ＮはΔｆ_３〜Δｆ_Ｎに対して同様の処理を施す。

帯域通過フィルタ１５１〜１５Ｎは、それぞれモード１〜Ｎに対応するデジタル信号帯域のみを通過させるフィルタ処理を施す。この構成において、周波数変換回路１４１〜１４Ｎと帯域通過フィルタ１５１〜１５Ｎの順番を入れ替えてデジタル信号処理を実施する構成としてもよい。

波長分散補償回路１〜Ｎは、マルチモードファイバ伝送路１で生じた波長分散による波形歪を等化する。適応等化回路１７は、波長分散補償回路１６１〜１６Ｎからそれぞれ出力されるデジタル信号を入力し、モード多重信号間に生じるクロストークを補償しモード分離する。適応等化回路１７は、例えば非特許文献２に記載の一般的なＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタであり、Ｎ×Ｎのバタフライ構成である。ここで、モード多重信号間に生じるクロストークが十分小さい場合、もしくはクロストークによる信号特性劣化を許容する場合、波長分散補償回路１６１〜１６Ｎからそれぞれ出力されるデジタル信号を、Ｎ個の適応等化回路へ入力する構成としてもよい。この場合、Ｎ個の適応等化回路は一般的なＦＩＲフィルタで構成する。

キャリア位相補償回路１８１〜１８Ｎは、適応等化回路１７からそれぞれ出力されるデジタル信号のキャリア位相を補償する。復調回路１９１〜１９Ｎは、キャリア位相補償回路１８１〜１８Ｎからの出力をそれぞれ復調する。

＜第４実施形態＞
次に、本発明の第４実施形態よるデジタルコヒーレント受信機について説明する。図７は、第４の実施形態によるデジタルコヒーレント受信機の構成を示すブロック図である。第４の実施形態によるデジタルコヒーレント受信機２は、モード多重局発光源３と、コヒーレント受信を行う偏波ダイバーシティホモダイン受信機６３と、ＡＤＣ７５〜ＡＤＣ７８と、デジタル信号処理装置８ｄとで構成されている。

偏波ダイバーシティホモダイン受信機６３は、マルチモードファイバ伝送路１を伝送したモード多重偏波多重信号を一括受信するため、Ｎ個のモードの伝搬が可能な光学用品で構成されており、その構造は、例えば参考文献１に示すような、従来の基本伝搬モードのみの受信が可能な偏波ダイバーシティホモダイン受信機と同等である。モード多重偏波多重信号はモード数Ｎであり、各モードの光信号の中心周波数はｆ_１で、任意の方式でそれぞれ変調されている。

偏波ダイバーシティホモダイン受信機６３は、マルチモードファイバ伝送路１を伝送したモード多重偏波多重信号と、モード多重局発光源から出力されるモード多重局発光を入力する。偏波ダイバーシティホモダイン受信機６３は、モード多重偏波多重信号とモード多重局発光間の同一モード間の干渉信号を電気信号として出力する。モード多重局発光源３は、第３実施形態と同様の構成である。

この受信構成により、モード１〜Ｎの光信号からなるモード多重偏波多重信号は、モード１〜Ｎの局発光からなるモード多重局発光源３との干渉により、（１４）式に示すとおり、各同一モード間の干渉信号の中心周波数をｆ_ＬＯ１＝ｆ_１＋Δｆ_１（Δｆ_１＝０）、ｆ_ＬＯ２＝ｆ_１＋Δｆ_２、…、ｆ_ＬＯＮ＝ｆ_１＋Δｆ_Ｎとして周波数多重した信号が、偏波ダイバーシティホモダイン受信機からＸ偏波及びＹ偏波の同相（Ｉ）成分及び直交（Ｑ）成分にそれぞれ対応した電気信号Ｅ_ＸＩとＥ_ＸＱ及びＥ_ＹＩとＥ_ＹＱとして出力される。

ＡＤＣ７５〜ＡＤＣ７８は、偏波ダイバーシティホモダイン受信機６３から出力される電気信号Ｅ_ＸＩとＥ_ＸＱ及びＥ_ＹＩとＥ_ＹＱを、デジタル信号Ｓ_ＸＩとＳ_ＸＱ及びＳ_ＹＩとＳ_ＹＱへ変換し、デジタル信号処理装置８ｄに対して出力する。

デジタル信号処理装置８ｄは、デジタル信号を波形等化して復調する。デジタル信号処理装置において、デジタル信号Ｓ_ＸＩとＳ_ＸＱ及びＳ_ＹＩとＳ_ＹＱは、複素デジタル信号Ｓ_Ｘ及びＳ_Ｙとして扱うこととする。

次に、図８を参照して、図７に示すデジタル信号処理装置８ｄの構成を説明する。図８は、図７に示すデジタル信号処理装置８ｄの構成を示すブロック図である。
デジタル信号処理装置８ｄは、第３実施形態の構成を偏波多重信号へ拡張した構成であり、第３実施形態と同様の機能を有する。

デジタル信号分配器２０、２４は、入力したデジタル信号Ｓ_Ｘ及びＳ_ＹをそれぞれＮ分岐して出力する。周波数変換回路Ｘ２１１〜２１Ｎ及び周波数変換回路Ｙ２５１〜２５Ｎは、それぞれＮ分岐されたデジタル信号Ｓ_Ｘ及びＳ_Ｙにおいて、モード１〜Ｎに対応するデジタル信号をそれぞれベースバンドへ周波数変換する。本実施形態において、周波数変換回路Ｘ２１１及び周波数変換回路Ｙ２５１では、モード１に相当する信号はベースバンドで受信されているため、周波数変換は行わない。周波数変換回路Ｘ２１２（図示せず）及び周波数変換回路Ｙ２５２（図示せず）では、Δｆ_２をベースバンドへ周波数変換する処理を施す。周波数変換回路Ｘ２１３（図示せず）〜２１Ｎ及び周波数変換回路Ｙ２５３（図示せず）〜２５ＮはΔｆ_３〜Δｆ_Ｎに対して同様の処理を施す。

帯域通過フィルタＸ２２１〜２２Ｎ及び帯域通過フィルタＹ２６１〜２６Ｎは、それぞれモード１〜Ｎに対応するデジタル信号帯域のみを通過させるフィルタ処理を施す。この構成において、周波数変換回路Ｘ２１１〜２１Ｎ及び周波数変換回路Ｙ２５１〜２５Ｎと帯域通過フィルタＸ２２１〜２２Ｎ及び帯域通過フィルタＹ２６１〜２６Ｎの順番を入れ替えてデジタル信号処理を実施する構成としてもよい。

波長分散補償回路Ｘ２３１〜２３Ｎ及び波長分散補償回路Ｙ２７１〜２７Ｎは、マルチモードファイバ伝送路１で生じた波長分散による波形歪を等化する。適応等化回路２８は、波長分散補償回路Ｘ２３１〜２３Ｎ及び波長分散補償回路Ｙ２７１〜２７Ｎからそれぞれ出力されるデジタル信号を入力し、モード多重信号間に生じるクロストークを補償してモード分離、及び偏波分離する。適応等化回路２８は、例えば非特許文献２に記載の一般的なＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタであり、２Ｎ×２Ｎのバタフライ構成である。

ここで、モード多重信号間に生じるクロストークが十分小さい場合、もしくはクロストークによる信号特性劣化を許容する場合、波長分散補償回路Ｘ２３１〜２３Ｎ及び波長分散補償回路Ｙ２７１〜２７Ｎからそれぞれ出力されるデジタル信号を、第１〜第Ｎの適応等化回路へ入力する構成としてもよい。例えば、第１の適応等化回路に波長分散補償回路Ｘ２３１及び波長分散補償回路Ｙ２７１から出力されるデジタル信号を入力する場合について説明する。このとき、第１の適応等化回路は一般的な２×２バタフライ構成のＦＩＲフィルタであり、入力されたデジタル信号の偏波分離を行い、モード１のＸ偏波信号に対応するデジタル信号をキャリア位相補償回路Ｘ２９１へ、モード１のＹ偏波信号に対応するデジタル信号をキャリア位相補償回路Ｙ３１１に対して出力する。以下、波長分散補償回路Ｘ２３２（図示せず）〜２３Ｎ及び波長分散補償回路Ｙ２７２〜２７Ｎからそれぞれ出力されるデジタル信号を、第２〜第Ｎの適応等化回路へそれぞれ入力し、第１の適応等化回路と同様の処理を実施する。

キャリア位相補償回路Ｘ２９１〜２９Ｎ及びキャリア位相補償回路Ｙ３１１〜３１Ｎは、各デジタル信号のキャリア位相をそれぞれ補償する。復調回路Ｘ３０１〜３０Ｎ及び復調回路Ｙ３２１〜３２Ｎは、キャリア位相補償回路Ｘ２９１〜２９Ｎ及びキャリア位相補償回路Ｙ３１１〜３１Ｎの出力をそれぞれ復調する。

なお、モード多重単一偏波信号をマルチモードファイバ伝送路１を伝送させた場合においても、本実施形態の構成で受信することが可能である。また、この場合、デジタル信号処理装置８ｄにおいて、適応等化回路２８を実施した後の処理において、キャリア位相補償回路Ｘ２９１〜２９Ｎ及び復調回路Ｘ３０１〜３０Ｎのみを実施し、キャリア位相補償回路Ｙ３１１〜３１Ｎ及び復調回路Ｙ３２１〜３２Ｎを省略した構成としてもよい。

また、全ての実施形態において、モード多重信号は、その信号を構成する各モードの光信号の中心周波数をｆ_１とした単一波長信号であったが、異なる中心周波数からなるモード多重信号を波長多重した波長多重モード多重信号についても適用可能である。この場合、コヒーレント受信機へ波長多重モード多重信号を入力する前段に、光帯域通過フィルタを設置し、被測定信号として任意の中心周波数からなるモード多重信号のみをコヒーレント受信機へ入力する構成とすればよい。

また、全ての実施形態において、デジタル信号領域において、デジタル信号の分配、周波数変換、及び帯域通過フィルタ処理を施したが、同様の処理を電気回路で行ってもよい。また、全ての実施形態のデジタル信号処理装置の構成は前述したものに限定されるものではなく、例えば、マルチモードファイバ伝送路で生じた波長分散を推定する波長分散推定回路や、ＡＤＣにおけるサンプリングタイミングを補正するタイミング補償回路、マルチモードファイバ伝送路で生じた非線形光学効果による波形歪を等化する非線形補償回路等の回路を新たに追加するようにしてもよい。

また、全ての実施形態におけるデジタル信号処理装置において、デジタル信号の同相（Ｉ）成分及び直交（Ｑ）成分を複素デジタル信号として扱ったが、ＩＱ信号成分をそれぞれ独立した信号として扱い、複素数演算に相当する計算処理を行う構成としてもよい。なお、ＦＰＧＡ（field-programmable gate array）やＡＳＩＣ（application specific integrated circuit）化されたデジタル信号処理装置においては、通常上記のとおり、ＩＱ信号成分をそれぞれ独立した信号として扱う。

前述した実施形態におけるＮ個のモードの光信号を多重したモード多重信号を一括受信するデジタルコヒーレント受信機において、これを構成するモード励振器、局発光源、ＡＤＣ等の部品、及びデジタル信号処理装置における各回路ブロックはそれぞれＮ個からなっているが、構成部品の個数はＫ個（１≦Ｋ＜Ｎ）として、Ｎモード多重信号に対して、Ｋ個のモードの信号を一括受信する構成とするようにしてもよい。

前述した説明において、マルチモードファイバ伝送路を伝送するモード多重信号を対象とした実施形態を説明したが、一般的な５０ミクロン（μｍ）もしくは６０ミクロンのグレーデッドインデクス型マルチモードファイバやステップインデックス型マルチモードファイバ、数モードのみ伝送可能なフューモードファイバ等に限定されるものではない。例えば、一般的な通信波長帯においてシングルモードファイバとして定義される光ファイバの場合、カットオフ波長以下の波長領域においては、モード多重されたマルチモード信号を伝送させることが可能であり、このような伝送領域においても本発明は同様に適用することが可能である。

また、前述した説明においては、異なる周波数の局発光をモード多重した局発光を用いて、コヒーレント検波時において、モード多重信号を周波数多重した電気信号に変換することによって、モード多重信号の一括受信を可能としているが、モード多重したパルス局発光を用いることにより、モード多重信号を時間多重した電気信号として一括受信することも可能である。

以上説明したように、本実施形態によるデジタルコヒーレント受信機において、マルチモードファイバを用いて複数のモードが多重されて送信される信号を、１台のコヒーレント受信機で一括受信するようにした。この構成によれば、従来のデジタルコヒーレント受信機と比較して、コヒーレント受信機とＡＤ変換器の数を削減することができるため、デジタルコヒーレント受信機の構成規模を小さくすることができる。

前述した実施形態におけるデジタルコヒーレント受信機の一部をコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＰＬＤ（Programmable Logic Device）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のハードウェアを用いて実現されるものであってもよい。

以上、図面を参照して本発明の実施の形態を説明してきたが、上記実施の形態は本発明の例示に過ぎず、本発明が上記実施の形態に限定されるものではないことは明らかである。したがって、本発明の技術思想及び範囲を逸脱しない範囲で構成要素の追加、省略、置換、その他の変更を行ってもよい。

マルチモードファイバを用いた光通信に使用するデジタルコヒーレント受信機の内部構成規模を小さくすることが不可欠な用途に適用できる。

１・・・マルチモードファイバ伝送路、２・・・デジタルコヒーレント受信機、３・・・モード多重局発光源、３１〜３Ｎ・・・局発光源、４・・・モード多重器、４１〜４Ｎ・・・モード励振器、５・・・マルチモードカプラ、６・・・ヘテロダイン受信機、６１・・・偏波ダイバーシティヘテロダイン受信機、６２・・・ホモダイン受信機、６３・・・偏波ダイバーシティホモダイン受信機、７、７１、７２、７３、７４、７５、７６、７７、７８・・・ＡＤＣ、８ａ、８ｂ、８ｃ、８ｄ・・・デジタル信号処理装置、８１、９１、９５、１４、２０、２４・・・デジタル信号分配器、８２１〜８２Ｎ、１４１〜１４Ｎ・・・周波数変換回路、８３１〜８３Ｎ、１５１〜１５Ｎ・・・帯域通過フィルタ、８４１〜８４Ｎ、１６１〜１６Ｎ・・・波長分散補償回路、８５、９９、１７、２８・・・適応等化回路、８６１〜８６Ｎ、１８１〜１８Ｎ・・・キャリア位相補償回路、８７１〜８７Ｎ、１９１〜１９Ｎ・・・復調回路、９２１〜９２Ｎ、２１１〜２１Ｎ・・・周波数変換回路Ｘ、９３１〜９３Ｎ、２２１〜２２Ｎ・・・帯域通過フィルタＸ、９４１〜９４Ｎ、２３１〜２３Ｎ・・・波長分散補償回路Ｘ、９６１〜９６Ｎ、２５１〜２５Ｎ・・・周波数変換回路Ｙ、９７１〜９７Ｎ、２６１〜２６Ｎ・・・帯域通過フィルタＹ、９８１〜９８Ｎ、２７１〜２７Ｎ・・・波長分散補償回路Ｙ、１０１〜１０Ｎ、２９１〜２９Ｎ・・・キャリア位相補償回路Ｘ、１１１〜１１Ｎ、３０１〜３０Ｎ・・・復調回路Ｘ、１２１〜１２Ｎ、３１１〜３１Ｎ・・・キャリア位相補償回路Ｙ、１３１〜１３Ｎ、３２１〜３２Ｎ・・・復調回路Ｙ

Claims (3)

1. モード数Ｎ（Ｎは２以上の自然数）のモード多重信号を一括受信するコヒーレント受信機と、
   前記コヒーレント受信機に対して、モード数Ｎでそれぞれ異なる中心周波数の局発光からなるモード多重局発光を出力するモード多重局発光源と、
   前記コヒーレント受信機から出力されるモード多重信号とモード多重局発光とを干渉させた信号から得られる電気信号をデジタル信号へ変換するＡＤ変換器と、
   前記デジタル信号を波形等化して復調するデジタル信号処理装置と
   を備えるデジタルコヒーレント受信機。
2. 前記モード多重局発光源は、それぞれ異なる周波数の局発光を出力するＮ個の局発光源と、前記局発光に対してそれぞれ異なるモードの励振を行うＮ個のモード励振器と、励振された前記局発光を合波するマルチモードカプラとを備える請求項１に記載のデジタルコヒーレント受信機。
3. 前記コヒーレント受信機は、ヘテロダイン受信機、偏波ダイバーシティヘテロダイン受信機、ホモダイン受信機、偏波ダイバーシティホモダイン受信機のいずれかである請求項１または２に記載のデジタルコヒーレント受信機。

Images