JP6347639B2 - Servo motor control system and servo motor control method - Google Patents
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Description
本発明は、工作機械や産業用機械等の機械装置やロボットの駆動源として使用される交流サーボモータの電流制御を行うサーボモータ制御システムおよびサーボモータ制御方法に関するものである。 The present invention relates to a servo motor control system and a servo motor control method for controlling the current of an AC servo motor used as a drive source for machine devices such as machine tools and industrial machines and robots.
交流(AC)サーボモータの制御系においては、位置指令からエンコーダ等で検出される位置フィードバック値を減じて位置偏差を求め、この位置偏差にポジションゲインを乗じて位置ループ制御を行って速度指令を求め、この速度指令から速度フィードバック値を減じて速度偏差を求め、比例・積分制御等の速度ループ処理を行い、トルク指令(電流指令)を求める。
さらに、このトルク指令から電流フィードバック値を減じて電流ループ処理を行い各相(各軸)の電圧指令を求めてPWM制御等を行い、ACサーボモータを制御している。
In an AC (AC) servo motor control system, a position deviation is obtained by subtracting a position feedback value detected by an encoder or the like from a position command, and a position command is performed by multiplying the position deviation by a position gain to obtain a speed command. Then, the speed feedback value is subtracted from the speed command to obtain a speed deviation, speed loop processing such as proportional / integral control is performed, and a torque command (current command) is obtained.
Further, the current feedback value is subtracted from the torque command, current loop processing is performed to obtain a voltage command for each phase (each axis), PWM control is performed, and the AC servo motor is controlled.
このような制御系において、3相ACサーボモータでは3相電流(U,V,W)を別々に制御する交流電流制御方式が知られている。
この交流電流制御方式では、速度ループ処理で求められたトルク指令(電流指令)にエンコーダ等で検出されたサーボモータのロータ位置よりU,V,W相に対して電気角でそれぞれ2π/3ずれた各相の電流指令を求め、この電流指令に応じて電流制御を行っている。
In such a control system, an AC current control method is known in which a three-phase AC servomotor separately controls a three-phase current (U, V, W).
In this AC current control method, the torque command (current command) obtained by the speed loop process is shifted by 2π / 3 in electrical angle with respect to the U, V, and W phases from the rotor position of the servo motor detected by the encoder or the like. The current command for each phase is obtained, and current control is performed in accordance with the current command.
ただし、交流電流制御方式では、モータの回転速度が上昇すると電流指令の周波数も上昇し、電流位相が徐々に遅れるため電流の無効成分が多くなり、トルクを効率よく発生することができなくなるという欠点がある。 However, in the AC current control method, when the motor rotation speed increases, the frequency of the current command also increases, and the current phase gradually delays. As a result, there are many ineffective components of the current, making it impossible to generate torque efficiently. There is.
このような交流電流制御方式の課題を改善する方式として、DQ制御方式が知られている。
DQ制御方式は、3相電流をDQ変換(ロータ基準座標へ変換)してd相、q相の2相のd軸電流、q軸電流という直流成分で制御する方式である。
DQ制御方式において、電流指令のq軸成分はトルク成分、d軸成分は交流電流制御における無効電流に相当するものであり、d軸電流指令を0(ゼロ)にすることで、無効電流を抑えることができる。
A DQ control method is known as a method for improving the problem of such an alternating current control method.
The DQ control method is a method in which a three-phase current is subjected to DQ conversion (converted to rotor reference coordinates) and controlled by a DC component of d-phase and q-phase two-phase d-axis current and q-axis current.
In the DQ control method, the q-axis component of the current command corresponds to the torque component, and the d-axis component corresponds to the reactive current in the alternating current control, and the reactive current is suppressed by setting the d-axis current command to 0 (zero). be able to.
しかしながら、この無効電流を抑える電流制御方法では、逆起電力によって電流制御系が不安定となり制御性能が低下するという課題がある。
この制御性能の低下は、回転数に比例した逆起電力により、モータ駆動に使える電圧が下がることによるものであり、高速域まで安定した回転を行うことができなくなり、結果として一定の回転数以上の速度(回転数)で回せなくなる。
However, in the current control method for suppressing the reactive current, there is a problem that the current control system becomes unstable due to the counter electromotive force and the control performance is deteriorated.
This decrease in control performance is due to the fact that the voltage that can be used to drive the motor decreases due to the back electromotive force proportional to the rotation speed, and it becomes impossible to perform stable rotation up to a high speed range. It cannot be rotated at the speed (number of rotations).
この課題の改善策として、モータ速度に比例した電流をd軸成分に流すことで電流位相をd軸方向にずらすという方法が知られている。この方法による制御は、弱め界磁制御と呼ばれている。
しかし、d軸成分の電流は無効電流であり、その分モータが発熱しやすいという課題がある。
As a measure for solving this problem, a method is known in which a current phase is shifted in the d-axis direction by flowing a current proportional to the motor speed to the d-axis component. Control by this method is called field weakening control.
However, the d-axis component current is a reactive current, and there is a problem that the motor easily generates heat.
そこで、高速域まで安定した回転を行うことを可能とするサーボモータの電流制御方法が提案されている(特許文献1参照)。 Therefore, a current control method for a servo motor that enables stable rotation up to a high speed range has been proposed (see Patent Document 1).
この方法では、サーボモータのDQ変換による電流制御において、高速回転時のみd相に無効電流を流すことによりモータの端子電圧を下げる。
無効電流の供給は、電圧飽和が発生する速度の近傍から開始し、速度に応じて一次の増加関数によって増加し、設定した速度以上で一定値に固定する。
これにより、高速回転時における逆起電力による電流制御系の不安定さを解消し、かつ、電圧飽和の発生しない領域では無効電流を少なくして発熱を抑制する。
In this method, in the current control by DQ conversion of the servo motor, the terminal voltage of the motor is lowered by flowing an invalid current to the d phase only during high speed rotation.
The supply of reactive current starts from the vicinity of the speed at which voltage saturation occurs, increases by a linear increase function in accordance with the speed, and is fixed to a constant value at or above the set speed.
This eliminates the instability of the current control system due to the counter electromotive force during high-speed rotation, and suppresses heat generation by reducing the reactive current in a region where voltage saturation does not occur.
しかしながら、上述した無効電流の供給を、速度に応じて一次の増加関数によって直線的に増加させる方法では、無効電流による発熱を抑制することはできるが、所望の回転数域において得られる最大トルクには限界がある。その結果、回転数制御領域を広げることに限界があり、弱め界磁制御による効果を十分に発現させることは困難であるという不利益がある。 However, the above-described method of linearly increasing the reactive current supply according to the linear increase function according to the speed can suppress the heat generation due to the reactive current, but the maximum torque obtained in the desired rotational speed range. There are limits. As a result, there is a limit in expanding the rotation speed control region, and there is a disadvantage that it is difficult to sufficiently exhibit the effect of field weakening control.
本発明の目的は、電圧飽和が発生しない領域では無効電流を少なくして無効電流による発熱を抑制し、かつ所望の回転状態域において得られる最大トルクを大きくすることが可能で、回転状態の制御領域を広げることができ、高速域まで安定した回転を行うことが可能なサーボモータ制御システムおよびサーボモータ制御方法を提供することにある。 It is an object of the present invention to reduce the reactive current in a region where voltage saturation does not occur, to suppress heat generation due to the reactive current, and to increase the maximum torque obtained in a desired rotational state region. It is an object of the present invention to provide a servo motor control system and a servo motor control method capable of expanding the area and performing stable rotation up to a high speed range.
本発明の第1の観点のサーボモータ制御システムは、多相交流サーボモータと、直流のd軸指令電圧およびq軸指令電圧を多相の交流電力に変換して、前記サーボモータに多相の交流電力を供給する電力供給部と、前記サーボモータの各相の電流を、前記サーボモータの回転位相に基づいてdq変換し、d軸電流およびq軸電流を生成するDQ変換部と、前記サーボモータの回転状態に応じた指令および前記DQ変換部で生成されたd軸電流指令およびトルク指令としてのq軸電流指令を生成する指令生成部と、前記d軸電流前記d軸電流に応じて直流のd軸指令電圧を生成し、前記電力供給部に供給するd軸コントローラと、前記q軸電流指令および前記DQ変換部で生成された前記q軸電流に応じて直流のq軸指令電圧を生成し、前記電力供給部に供給するq軸コントローラと、を有し、前記d軸電流指令で指令されるd軸電流は、第1の回転状態まではゼロとし、第1の回転状態を超えて第2の回転状態まで徐々に増加するように流れ、d軸電流の増加形態は、回転数ゼロから前記第2の回転状態までの一次関数に漸近するように増加し、第1の回転状態から電流流し始め近傍領域では、前記漸近対象の一次関数側に向かって弧を形成しつつ曲線状に増加する。
A servo motor control system according to a first aspect of the present invention includes a multi-phase AC servo motor, a DC d-axis command voltage and a q-axis command voltage converted into multi-phase AC power, and the servo motor A power supply unit that supplies AC power; a DQ conversion unit that generates a d-axis current and a q-axis current by performing dq conversion on the current of each phase of the servo motor based on a rotation phase of the servo motor; and the servo A command generation unit that generates a command according to the rotation state of the motor, a d-axis current command generated by the DQ conversion unit, and a q-axis current command as a torque command, and a direct current according to the d-axis current and the d-axis current A d-axis command voltage is generated and supplied to the power supply unit, and a q-axis command voltage is generated in accordance with the q-axis current command and the q-axis current generated by the DQ conversion unit. And A d-axis current commanded by the d-axis current command is set to zero until the first rotation state, and exceeds the first rotation state to the second rotation. The d-axis current increases in such a manner as to gradually approach a linear function from the rotation speed of zero to the second rotation state, and starts flowing current from the first rotation state. In the region, the arc increases toward the linear function side of the asymptotic target while increasing in a curved shape.
これにより、逆起電力の発生する高速領域で、d軸電流により逆起電力を抑制することができることから、高速領域まで安定した回転を行うことができる。
また、d軸電流を第1の回転状態より低い回転状態からの一次関数に漸近するように増加させることで、直線的に増加させるよりも、所定回転状態におけるトルクを大きくすることができようになり、その結果、回転状態、たとえば回転数や回転速度の制御可能領域を広げることができる。
Accordingly, since the back electromotive force can be suppressed by the d-axis current in a high speed region where the back electromotive force is generated, stable rotation can be performed up to the high speed region.
Further, by increasing the d-axis current asymptotically to a linear function from a lower rotational state than the first rotational state, the torque in the predetermined rotational state can be increased rather than increasing linearly. As a result, the controllable region of the rotation state, for example, the rotation speed and the rotation speed can be expanded.
好適には、前記d軸電流は、第1の回転状態から第2の回転状態まで増加するように流し、当該第2の回転状態以上の回転状態では一定値に固定する。
これにより、第2の回転状態以上では、d軸電流を固定するので、d軸電流(無効電流)による発熱の増大を抑制することができる。
Preferably, the d-axis current is supplied so as to increase from the first rotation state to the second rotation state, and is fixed to a constant value in the rotation state equal to or higher than the second rotation state.
Accordingly, since the d-axis current is fixed in the second rotation state or more, an increase in heat generation due to the d-axis current (reactive current) can be suppressed.
好適には、第1の回転状態は、定格回転数と異なる回転数である。
定格回転数からd軸電流を流し始めると、定格回転数未満と定格回転数以上の状態で、たとえば回転数対トルク特性(N−T特性)上のリニアリティが失われるので、定格回転数を挟んでトルクの変化が発生する。
これに対して、定格回転数と異なる回転数からd軸電流を流し始めることで少なくとも使用範囲とされる定格回転数の近傍でリニアリティが失われることを防ぐことができる。
Preferably, the first rotational state is a rotational speed different from the rated rotational speed.
When the d-axis current starts to flow from the rated speed, the linearity on the speed vs. torque characteristics (NT characteristics) is lost, for example, in a state below the rated speed and above the rated speed. A torque change occurs.
On the other hand, it is possible to prevent the loss of linearity at least in the vicinity of the rated rotational speed that is in the use range by starting to flow the d-axis current from the rotational speed different from the rated rotational speed.
好適には、第1の回転状態は、トルクリミットがかかり、回転数によらずトルクが一定になっている回転数である。
これにより、トルクリミットがかかる回転数よりd軸電流を流し始めるので、たとえば回転数対トルク特性(N−T特性)上でリニアリティが失われることがない。すなわち、トルクリミットがかかる領域では既にリニアリティがない領域であるので、トルクリミット領域外でのリニアリティは確保することができる。
Preferably, the first rotational state is a rotational speed at which a torque limit is applied and the torque is constant regardless of the rotational speed.
As a result, since the d-axis current starts to flow from the rotational speed at which the torque limit is applied, the linearity is not lost on, for example, the rotational speed versus torque characteristic (NT characteristic). That is, since there is no linearity already in the region where the torque limit is applied, linearity outside the torque limit region can be ensured.
好適には、d軸電流の増加形態は、回転数ゼロから前記第2の回転状態までの一次関数に漸近するように増加する。
このように、d軸電流を回転数ゼロからの一次関数に漸近するように増加させることで、直線的に増加させるよりも、所定回転状態におけるトルクを大きくすることができようになり、その結果、回転状態、たとえば回転数や回転速度の制御可能領域を広げることができる。
Preferably, the increasing form of the d-axis current increases so as to be asymptotic to a linear function from the rotational speed of zero to the second rotational state.
Thus, by increasing the d-axis current asymptotically from a rotational speed of zero, the torque in a predetermined rotational state can be increased rather than increasing linearly, and as a result Thus, the controllable region of the rotation state, for example, the rotation speed and the rotation speed can be expanded.
本発明の第2の観点のサーボモータ制御方法は、サーボモータの回転状態に応じたd軸電流指令およびトルク指令としてのq軸電流指令を生成する指令生成ステップと、直流のd軸指令電圧およびq軸指令電圧を多相の交流電力に変換して、前記サーボモータに多相の交流電力を供給する電力供給ステップと、前記サーボモータに供給される各相の電流を、前記サーボモータの回転位相に基づいてdq変換し、d軸電流およびq軸電流を生成するDQ変換ステップと、前記d軸電流指令および前記DQ変換ステップで生成された前記d軸電流に応じて前記直流のd軸指令電圧を生成し、前記電力供給ステップに供給するd軸コントロールステップと、前記q軸電流指令および前記DQ変換ステップで生成された前記q軸電流に応じて前記直流のq軸指令電圧を生成し、前記電力供給ステップに供給するq軸コントロールステップと、を有し、前記d軸電流指令で指令されるd軸電流は、第1の回転状態まではゼロとし、第1の回転状態を超えて第2の回転数まで徐々に増加するように流れ、d軸電流の増加形態は、回転数ゼロから前記第2の回転状態までの一次関数に漸近するように増加し、第1の回転状態から電流流し始め近傍領域では、前記漸近対象の一次関数側に向かって弧を形成しつつ曲線状に増加する。 A servo motor control method according to a second aspect of the present invention includes a command generation step for generating a d-axis current command and a q-axis current command as a torque command according to the rotation state of the servo motor, a direct current d-axis command voltage, A q-axis command voltage is converted into multi-phase AC power, and a power supply step of supplying multi-phase AC power to the servo motor, and currents of respective phases supplied to the servo motor are rotated by the servo motor. A DQ conversion step of performing dq conversion based on the phase to generate a d-axis current and a q-axis current, and the DC d-axis command according to the d-axis current command and the d-axis current generated in the DQ conversion step A d-axis control step for generating a voltage and supplying the voltage to the power supply step; and the direct current according to the q-axis current command and the q-axis current generated in the DQ conversion step. a q-axis control step for generating a q-axis command voltage and supplying the q-axis command voltage to the power supply step, wherein the d-axis current commanded by the d-axis current command is zero until the first rotation state, The d-axis current increases in such a manner as to gradually approach a linear function from zero to the second rotation state. In the vicinity region where current starts to flow from the first rotation state, the arc increases toward the linear function side of the asymptotic target and increases in a curved line.
これにより、逆起電力の発生する高速領域で、d軸電流により逆起電力を抑制することができることから、高速領域まで安定した回転を行うことができる。
また、d軸電流を第1の回転状態より低い回転状態からの一次関数に漸近するように増加させることで、直線的に増加させるよりも、所定回転状態におけるトルクを大きくすることができようになり、その結果、回転状態、たとえば回転数や回転速度の制御可能領域を広げることができる。
Accordingly, since the back electromotive force can be suppressed by the d-axis current in a high speed region where the back electromotive force is generated, stable rotation can be performed up to the high speed region.
Further, by increasing the d-axis current asymptotically to a linear function from a lower rotational state than the first rotational state, the torque in the predetermined rotational state can be increased rather than increasing linearly. As a result, the controllable region of the rotation state, for example, the rotation speed and the rotation speed can be expanded.
本発明によれば、電圧飽和が発生しない領域では無効電流を少なくして無効電流による発熱を抑制し、かつ所望の回転状態域において得られる最大トルクを大きくすることが可能で、回転状態の制御領域を広げることができ、高速域まで安定した回転を行うことが可能となる。 According to the present invention, it is possible to reduce the reactive current in a region where voltage saturation does not occur, suppress the heat generation due to the reactive current, and increase the maximum torque obtained in a desired rotational state region. The area can be expanded, and stable rotation can be performed up to the high speed range.
以下、本発明の実施形態を図面に関連付けて説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
本実施形態においては、基本的に、DQ変換によって電流を制御するサーボモータ制御システムにおいて、高速回転時にのみd軸に無効電流を流し、無効電流(d軸電流)によってサーボモータの端子電圧を下げる。
この場合、本実施形態において、d軸電流は、後で詳述するように、加速中の第1の回転数[A]まではゼロとし、高速領域である第1の回転数[A]を超えて第2の回転数[B]まで徐々に増加するように流れる。
d軸電流の増加形態は、第2の回転数まで一次関数に漸近するように増加し、第1の回転数[A]から電流流し始め近傍では、漸近対象の一次関数側に向かって弧を形成しつつ曲線状に増加するように構成される。
なお、本実施形態では、回転状態を表すパラメータとしてサーボモータ20の回転数を採用している。
In this embodiment, basically, in a servo motor control system that controls current by DQ conversion, a reactive current is supplied to the d-axis only during high-speed rotation, and the terminal voltage of the servo motor is lowered by the reactive current (d-axis current). .
In this case, in this embodiment, as will be described in detail later, the d-axis current is zero until the first rotational speed [A] during acceleration, and the first rotational speed [A], which is a high speed region, is set. It flows so as to gradually increase to the second rotation speed [B].
The increasing form of the d-axis current increases so as to be asymptotic to a linear function up to the second rotational speed, and in the vicinity of starting the current flow from the first rotational speed [A], an arc is formed toward the asymptotic target primary function side. It is configured to increase in a curved shape while forming.
In the present embodiment, the rotation speed of the
以下、本実施形態に係るサーボモータ制御システムの全体構成および機能ついて説明し後、d軸電流の特徴的な流し方およびその効果等について具体的に説明する。 Hereinafter, after describing the overall configuration and functions of the servo motor control system according to the present embodiment, the characteristic flow of the d-axis current and the effects thereof will be specifically described.
[サーボモータ制御システムの要部全体の構成]
図1は、本発明の実施形態に係るサーボモータ制御システムの構成例を示すブロック図である。
[Configuration of main part of servo motor control system]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of a servo motor control system according to an embodiment of the present invention.
本サーボモータ制御システム10は、多相(本実施形態では3相)サーボモータ20、電力供給部30、電流検出部40、位相検出部50、DQ変換部60、回転状態検出部としての回転数検出部70、指令生成部80、並びに、d軸コントローラ90dおよびq軸コントローラ90qを含んで構成されている。
The servo
電力供給部30は、d軸コントローラ90dおよびq軸コントローラ90qにより供給される2相直流のd軸指令電圧Vdおよびq軸指令電圧Vqを3相の交流電力に変換して、この3相の交流電力をサーボモータ20に供給する。
The
図1の電力供給部30は、電圧変換部31および電力増幅器32を有する。
電圧変換部31は、d軸コントローラ90dおよびq軸コントローラ90qにより供給される2相直流のd軸指令電圧Vdおよびq軸指令電圧Vqを3相(U,V,W相)の交流電圧Vu,Vv,Vwに変換し、変換した電圧を指令電圧Vu,Vv,Vwとして電力増幅器32に供給する。
The
The
電力増幅器32は、電圧変換部31による指令電圧Vu,Vv,Vwを受けて、インバータ等でサーボモータ20の各相に対して電流Iu,Iv,Iwを流し、サーボモータ20への電力供給を行う。
The
電流検出部40は、電力供給部30からサーボモータ20に供給される各相の電流Iu,Iv,Iwを検出する。
電流検出部40は、検出した電流Iu,Iv,IwをDQ変換部60に供給する。
The
The
位相検出部50は、サーボモータ20の回転位相θ(回転位置)を検出し、検出した回転位相θをDQ変換部60に供給する。
位相検出部50は、回転位相θを、たとえば図示しないエンコーダからの回転検出信号に基づいて算出する。
The
The
DQ変換部60は、電流検出部40の検出した各相の電流Iu,Iv,Iwを、位相検出部50の検出した回転位相θに基づいてdq変換し、d軸電流Idおよびq軸電流Iqを生成する。
DQ変換部60は、dq変換で生成したd軸電流Idfをd軸コントローラ90dに供給し、dq変換で生成したq軸電流Iqfをq軸コントローラ90qに供給する。
The
The
回転数検出部70は、サーボモータ20の実際の回転数(実回転数)を検出し、検出した回転数を指令生成部80に供給する。
The
指令生成部80は、サーボモータ20の回転数Nに応じたd軸電流指令CIdおよびトルク指令としてのq軸電流指令CIqを生成する。
指令生成部80は、生成したd軸電流指令CIdをd軸コントローラ90dに供給する。一方、指令生成部80は、生成したトルク指令としてのq軸電流指令CIqをq軸コントローラ90qに供給する。
The
The
指令生成部80は、図示しない速度制御ブロックにおける速度ループにおいてトルク指令を計算し、図示しない電流制御ブロックにおける電流ループにおいてトルク指令をq軸電流指令CIqとする。
このq軸電流指令CIqによって指令されるq軸電流Iqは、サーボモータの駆動制御の間、回転数によってゼロとなったり、高速回転期間に流したり、ある一定の回転数に達すると固定値となるようなd軸電流のような制御は行われず、そのq軸電流指令CIqに応じた電流としてモータ駆動期間の全体にわたって流される。
The
The q-axis current Iq commanded by the q-axis current command CIq becomes zero depending on the rotation speed during servo motor drive control, flows during a high-speed rotation period, or reaches a fixed value when reaching a certain rotation speed. Such control as the d-axis current is not performed, and a current corresponding to the q-axis current command CIq is supplied throughout the motor driving period.
一方、指令生成部80は、d軸電流Idは、回転数によってゼロとなったり、高速回転期間に流したり、ある一定の回転数に達すると固定値となるように、d軸電流指令CIdによって指令を行う。
具体的には、本実施形態の指令生成部80は、d軸電流Idが、図2に示すように流れるように、d軸電流指令CIdによる指令を行う。
On the other hand, the
Specifically, the
図2は、本実施形態の指令生成部のd軸電流指令によるd軸電流の制御形態を説明するための図である。
図2において、横軸がサーボモータ20の回転数Nを、縦軸がd軸電流Idをそれぞれ示している。また、図2中、実線SLで示す曲線がd軸電流の値の変化を示し、破線DLで示す直線がある期間においてd軸電流を漸近させる仮想の一次関数直線を示している。
FIG. 2 is a diagram for explaining a control mode of the d-axis current by the d-axis current command of the command generation unit of the present embodiment.
In FIG. 2, the horizontal axis indicates the rotational speed N of the
d軸電流指令CIdで指令されるd軸電流Idは、図2に示すように、回転数Nが回転数ゼロから第1の回転数[A]までの第1期間(加速領域)T1ではゼロとし、第1の回転数[A]を超えて第2の回転数[B]までの第2期間(高速領域)T2では徐々に増加するように制御される。
d軸電流Idの増加形態は、第1の回転数[A]から第2の回転数[B]までの期間T2において、第1の回転数[A]より低い回転数(第1の回転数を含まない第1期間T1の回転数)から第2の回転数[B]までの一次関数直線DLに漸近するように増加する。
本実施形態においては、d軸電流Idの増加形態は、第1の回転数[A]から第2の回転数[B]までの期間T2において、図2に示すように、回転数ゼロから第2の回転数[B]までの一次関数直線DLに漸近するように増加する。
そして、d軸電流Idの増加形態は、第1の回転数[A]から電流流し始め近傍領域である電流流し始め期間T21では、漸近対象の一次関数直線DL側に向かって弧ARCを形成しつつ曲線状に増加するように構成される。
As shown in FIG. 2, the d-axis current Id commanded by the d-axis current command CId is zero in the first period (acceleration region) T1 where the rotational speed N is from zero to the first rotational speed [A]. In the second period (high-speed region) T2 from the first rotation speed [A] to the second rotation speed [B], control is performed so as to gradually increase.
The increase mode of the d-axis current Id is a rotational speed (first rotational speed) lower than the first rotational speed [A] in the period T2 from the first rotational speed [A] to the second rotational speed [B]. (The number of rotations in the first period T1 that does not include) and the second number of rotations [B] so as to approach the linear function line DL asymptotically.
In the present embodiment, the d-axis current Id is increased in the period T2 from the first rotation speed [A] to the second rotation speed [B], as shown in FIG. It increases so as to be asymptotic to a linear function line DL up to a rotational speed [B] of 2.
The d-axis current Id increases in the form of an arc ARC toward the asymptotic target linear function line DL in the current flow start period T21 that is a neighboring region, starting from the first rotational speed [A]. However, it is configured to increase in a curved line.
これにより、逆起電力の発生する高速領域で、d軸電流により逆起電力を抑制することができることから、高速領域まで安定した回転を行うことができる。
また、d軸電流を第1の回転数[A]より低い回転数、図2の例では回転数ゼロからの一次関数に漸近するように増加させることで、直線的に増加させるよりも、所定回転数におけるトルクを大きくすることができようになり、その結果、回転数制御可能領域を広げることができる。
Accordingly, since the back electromotive force can be suppressed by the d-axis current in a high speed region where the back electromotive force is generated, stable rotation can be performed up to the high speed region.
Further, by increasing the d-axis current to a rotational speed lower than the first rotational speed [A], in the example of FIG. The torque at the rotational speed can be increased, and as a result, the rotational speed controllable region can be expanded.
電流流し始め期間T21において、漸近対象の一次関数直線DL側に向かって弧を形成しつつ曲線状に増加するとは、たとえば、放物線の頂部から徐々に増加する曲線部分の一部や、楕円の一部の弧状の曲線や、SQRT(SQUARE ROOT)関数の頂部から徐々に増加する曲線部分の一部が採用される。
本実施形態では、電流流し始め期間T21において、立ち上がりから一次関数直線DSLに徐々に漸近していくような曲線をもって期間T22の開始位置である漸近開始位置まで、2次関数的に増加するように指令が生成される。
In the current flow start period T21, increasing in a curved line while forming an arc toward the asymptotic target linear function line DL side means, for example, a part of a curved line part that gradually increases from the top of the parabola, An arc-shaped curve of the part or a part of a curve part that gradually increases from the top of the SQRT (SQUARE ROOT) function is adopted.
In the present embodiment, in the current flow start period T21, the curve gradually increases asymptotically from the rising to the linear function line DSL so as to increase in a quadratic function to the asymptotic start position that is the start position of the period T22. A directive is generated.
図3は、漸近対象の一次関数直線DL側に向かって弧を形成しつつ曲線状に増加する増加形態をSQRT関数により形成した一例を示す図である。
漸近対象の一次関数直線DL側に向かって弧を形成しつつ曲線状に増加する増加形態をSQRT関数により形成した場合、図3に示すように、電流流し始め期間T21において、電流値を急激な変化をさせることなく漸近状態にスムースな形態で連続性を維持しながら移行させることが可能となる。
FIG. 3 is a diagram illustrating an example in which an increasing form that increases in a curved shape while forming an arc toward the asymptotic target linear function line DL is formed by the SQRT function.
When an increasing form that increases in a curved shape while forming an arc toward the asymptotic target linear function line DL side is formed by the SQRT function, as shown in FIG. It is possible to shift to an asymptotic state while maintaining continuity without changing.
また、本実施形態においては、d軸電流指令CIdで指令されるd軸電流Idは、図2に示すように、第1の回転数[A]から第2の回転数[B]まで流し、この第2の回転数[B]以上の回転数の期間T3では、一次関数直線DLへの漸近状態を停止して一定値CVに固定する(クランプする)。
このように、第2の回転数[B]以上では、d軸電流Idを固定するので、d軸電流(無効電流)による発熱の増大を抑制できる。
In the present embodiment, the d-axis current Id commanded by the d-axis current command CId flows from the first rotation speed [A] to the second rotation speed [B] as shown in FIG. In the period T3 of the rotational speed equal to or higher than the second rotational speed [B], the asymptotic state to the linear function line DL is stopped and fixed (clamped) to a constant value CV.
As described above, since the d-axis current Id is fixed at the second rotation speed [B] or more, an increase in heat generation due to the d-axis current (reactive current) can be suppressed.
なお、d軸電流を流し始める第1の回転数[A]は、定格回転数と異なる回転数に設定してもよい。
定格回転数からd軸電流を流し始めると、定格回転数未満と定格回転数以上の状態でN−T特性上のリニアリティが失われるので、定格回転数を挟んでトルクの変化が発生する。
これに対して、定格回転数と異なる回転数からd軸電流を流し始めることで少なくとも使用範囲とされる定格回転数の近傍でリニアリティが失われることを防ぐことができる。
The first rotational speed [A] at which the d-axis current starts to flow may be set to a rotational speed different from the rated rotational speed.
When the d-axis current starts to flow from the rated rotational speed, the linearity on the NT characteristic is lost in a state below the rated rotational speed and above the rated rotational speed, so that a torque change occurs across the rated rotational speed.
On the other hand, it is possible to prevent the loss of linearity at least in the vicinity of the rated rotational speed that is in the use range by starting to flow the d-axis current from the rotational speed different from the rated rotational speed.
あるいは、第1の回転数[A]は、トルクリミットがかかり、回転数によらずトルクが一定になっている回転数としてもよい。
この場合、トルクリミットがかかる回転数よりd軸電流を流し始めるので、N−T特性上でリニアリティが失われることがない。すなわち、トルクリミットがかかる領域では既にリニアリティがない領域であるので、トルクリミット領域外でのリニアリティは確保できる。
Alternatively, the first rotational speed [A] may be a rotational speed at which a torque limit is applied and the torque is constant regardless of the rotational speed.
In this case, since the d-axis current starts to flow from the rotational speed at which the torque limit is applied, the linearity is not lost on the NT characteristic. That is, since there is already no linearity in the region where the torque limit is applied, linearity outside the torque limit region can be secured.
d軸コントローラ90dは、d軸電流指令CIdおよびDQ変換部60で生成されたd軸電流Idfに応じて直流のd軸指令電圧Vdを生成する。
d軸コントローラ90dは、生成したd軸指令電圧Vdを電力供給部30に供給する。
The d-
The d-
d軸コントローラ90dは、減算器91dおよび電流制御器92dを含んで構成される。
d軸コントローラ90dは、d軸電流指令CIdからDQ変換部60で得られたd軸電流Idfを減算器91dで減じて電流偏差を求め、電流制御器92dでこの電流偏差を、比例積分制御等を行って、d軸指令電圧Vdを求める。
The d-
The d-
q軸コントローラ90qは、q軸電流指令CIqおよびDQ変換部60で生成されたq軸電流Iqfに応じて直流のq軸指令電圧Vqを生成する。
q軸コントローラ90qは、生成したq軸指令電圧Vqを電力供給部30に供給する。
The q-
The q-
q軸コントローラ90qは、減算器91qおよび電流制御器92qを含んで構成される。
q軸コントローラ90qは、q軸電流指令CIqからDQ変換部60で得られたq軸電流Iqfを減算器91qで減じて電流偏差を求め、電流制御器92qでこの電流偏差を、比例積分制御等を行って、q軸指令電圧Vqを求める。
The q-
The q-
図4は、本実施形態に係るd軸コントローラ、q軸コントローラ、モータ側の機能構成例を示すブロック図である。
図4において、d軸コントローラ90dおよびq軸コントローラ90qは、電流制御器92d,92qが積分項101,102(K1は積分ゲイン)と比例項103,104(K2は比例ゲイン)を備える制御系として構成されている。
サーボモータ側は抵抗分Rとインダクタンス分Lとを備えている。また、各d軸(d相),q軸(q相)は、互いに他の相からの干渉項105,106を備える。
FIG. 4 is a block diagram illustrating a functional configuration example on the d-axis controller, the q-axis controller, and the motor side according to the present embodiment.
In FIG. 4, a d-
The servo motor side has a resistance component R and an inductance component L. Each d-axis (d-phase) and q-axis (q-phase) have
本実施形態では、前述したように、指令生成部80が、d軸コントローラ90dに対してサーボモータ20の回転数Nに応じたd軸電流指令CIdを供給し、q軸コントローラ90qに対してトルク指令であるq軸電流指令CIqを供給する。
本実施形態では、サーボモータ20の回転数(回転状態)Nに応じたd軸電流指令CIdとして、図2および図4中の上部に示す特性のd軸電流指令を用いることができる。
In the present embodiment, as described above, the
In the present embodiment, as the d-axis current command CId corresponding to the rotation speed (rotation state) N of the
[d軸電流指令CIdおよびq軸電流指令CIqに応じたd軸およびq軸の電圧状態]
ここで、本実施形態におけるd軸電流指令CIdおよびq軸電流指令CIqに応じたd軸およびq軸の電圧状態について考察する。
[Voltage state of d-axis and q-axis according to d-axis current command CId and q-axis current command CIq]
Here, the voltage states of the d-axis and the q-axis according to the d-axis current command CId and the q-axis current command CIq in the present embodiment will be considered.
[加速中]
前述したように、d軸電流指令CIdは、d軸電流Idを、サーボモータ20の回転数が0から第1の回転数[A]までの期間(加速領域)T1ではゼロとする。
[Accelerating]
As described above, the d-axis current command CId sets the d-axis current Id to zero in the period (acceleration region) T1 from the rotation speed of the
図5は、本実施形態を説明するための図であって、d軸電流指令CIdをゼロとした場合の加速中のd軸およびq軸の電圧状態を示す図である。
図5において、符号CRLで示す円はDCリンク電圧であり、R・Iqで示されるq軸電圧がモータを制御する有効電圧であり、ωe・L・Iqで示されるq軸電圧がモータ駆動に寄与しない無効電圧であり、Eは逆起電力を示し、端子電圧は逆起電力Eと有効電圧(q軸電圧)R・Iqの和となる。
サーボモータ制御は、端子電圧がDCリンク電圧以下の場合可能であり、端子電圧がDCリンク電圧を超えると制御が困難となる。
端子電圧がDCリンク電圧以下の場合には、DCリンク電圧から逆起電力Eを差し引いた電圧分によって、モータを制御する電流を生成することができる。
FIG. 5 is a diagram for explaining the present embodiment, and is a diagram illustrating voltage states of the d-axis and the q-axis during acceleration when the d-axis current command CId is zero.
In FIG. 5, a circle indicated by a symbol CRL is a DC link voltage, a q-axis voltage indicated by R · Iq is an effective voltage for controlling the motor, and a q-axis voltage indicated by ωe · L · Iq is used for motor driving. It is a non-contributing reactive voltage, E represents a counter electromotive force, and a terminal voltage is the sum of the counter electromotive force E and an effective voltage (q-axis voltage) R · Iq.
Servo motor control is possible when the terminal voltage is equal to or lower than the DC link voltage. When the terminal voltage exceeds the DC link voltage, control becomes difficult.
When the terminal voltage is equal to or lower than the DC link voltage, a current for controlling the motor can be generated based on a voltage obtained by subtracting the back electromotive force E from the DC link voltage.
[比較例:d軸電流Idをゼロとした場合の高速回転]
図6は、d軸電流指令CIdをゼロとした場合であって逆起電力とDCリンク電圧が一致した場合のd相およびq相の電圧状態を、比較例として示す図である。
高速まで加速を行うと、増加する逆起電力Eによって加速電流を生成するための電圧が減少し、加速電流が減少して最終的に逆起電力とDCリンク電圧が一致し、加速が終了することになる。
この状態から減速を行う場合には、減速電流を流すに要する電圧が不足して電流制御が困難となり、異常電流が流れる場合がある。
[Comparative example: High-speed rotation when d-axis current Id is zero]
FIG. 6 is a diagram showing, as a comparative example, voltage states of the d phase and the q phase when the d-axis current command CId is zero and the counter electromotive force and the DC link voltage match.
When acceleration is performed to a high speed, the voltage for generating the acceleration current decreases due to the increased counter electromotive force E, the acceleration current decreases, and finally the counter electromotive force and the DC link voltage coincide with each other, and the acceleration is finished. It will be.
When decelerating from this state, the voltage required to flow the deceleration current is insufficient, current control becomes difficult, and abnormal current may flow.
そこで、本実施形態では、高速域でのモータの端子電圧を下げるために、電流位相を高速域の大電流時においてd軸方向にずらす方法が採用されている。 Therefore, in the present embodiment, a method of shifting the current phase in the d-axis direction at the time of a large current in the high speed region is employed in order to reduce the motor terminal voltage in the high speed region.
[d軸電流Idを流しながらの高速回転]
次に、サーボモータ20の回転数が増大して第1の回転数[A]を超えると、逆起電力Eが増大してDCリンク電圧に接近し、電圧飽和が始まる。このとき、d軸コントローラに対してd軸電流指令CIdの入力を始める。
本実施形態では、サーボモータ20の回転数が増大して第1の回転数[A]に達すると、第1の回転数[A]から第2の回転数[B]までの期間T2において回転数ゼロから第2の回転数[B]までの一次関数直線DLに漸近するように増加させる。
そして、d軸電流Idの増加形態は、第1の回転数[A]から電流流し始め近傍領域である電流流し始め期間T21では、漸近対象の一次関数直線DL側に向かって弧ARCを形成しつつ曲線状に増加させる。
[High-speed rotation while flowing d-axis current Id]
Next, when the rotation speed of the
In the present embodiment, when the rotation speed of the
The d-axis current Id increases in the form of an arc ARC toward the asymptotic target linear function line DL in the current flow start period T21 that is a neighboring region, starting from the first rotational speed [A]. While increasing the curve.
図7は、本実施形態を説明するための図であって、高速領域においてd軸電流指令CIdおよびq軸電流指令CIqを入力した場合のd軸およびq軸の電圧状態を示す図である。
図7において、d軸電流指令CIdによってd軸巻線にd軸電流Idが流れると、d軸巻線の抵抗分Rによって無効電圧分R・Idが発生し、d軸巻線のインダクタンス分Lによって有効電圧分ω・L・Idが発生する(図7中の破線)。
この有効電圧分ωe・L・Idの方向は逆起電力Eと逆方向であるため、逆起電力は減少して図中の一点鎖線で示される補償逆起電力E’となる。
したがって、q軸方向の電圧について見ると、補償逆起電力E’はDCリンク電圧内に収まり、制御電流を流すために十分な電圧が生成される。
図4中の電圧eはd軸巻線のインダクタンス分Lによる有効電圧分ω・L・Idであり、d軸への電流の供給は逆起電力E(=ωe・Φ)と逆方向の電圧eをq軸コントローラ90qに入力することと実質的に一致し、これによって、端子電圧における逆起電力Eを減少させる。
FIG. 7 is a diagram for explaining the present embodiment, and is a diagram illustrating voltage states of the d-axis and the q-axis when the d-axis current command CId and the q-axis current command CIq are input in the high speed region.
In FIG. 7, when the d-axis current Id flows through the d-axis winding by the d-axis current command CId, a reactive voltage component R · Id is generated by the resistance component R of the d-axis winding, and the inductance component L of the d-axis winding. As a result, an effective voltage component ω · L · Id is generated (broken line in FIG. 7).
Since the effective voltage component ωe · L · Id is in the opposite direction to the counter electromotive force E, the counter electromotive force is reduced to a compensated counter electromotive force E ′ indicated by a one-dot chain line in the figure.
Therefore, when looking at the voltage in the q-axis direction, the compensated counter electromotive force E ′ falls within the DC link voltage, and a voltage sufficient to flow the control current is generated.
The voltage e in FIG. 4 is an effective voltage component ω · L · Id due to the inductance component L of the d-axis winding, and current supply to the d-axis is a voltage in the direction opposite to the counter electromotive force E (= ωe · Φ). Substantially coincident with inputting e into the q-
サーボモータ20の回転数がさらに増大すると、逆起電力E(=ωe・Φ)は回転数にしたがって増大する。
このとき、d軸コントローラ90dに対するd軸電流指令CIdを回転数に応じて増加させることによって、d軸巻線のインダクタンス分Lに発生する有効電圧分ωe・L・Idを増加して逆起電力Eを打ち消す方向の電圧を増やし、逆起電力Eの増大を抑制する。
When the rotation speed of the
At this time, by increasing the d-axis current command CId to the d-
そして、d軸電流指令CIdにおいて、サーボモータ20の回転数が第2の回転数[B]を超える期間(高速領域)T3では一定値に固定させる。
これは、d軸電流の無制限の増大によって発生する過剰電流や過熱等の障害を防止するためである。
Then, the d-axis current command CId is fixed to a constant value during a period (high speed region) T3 in which the rotation speed of the
This is to prevent troubles such as overcurrent and overheating caused by an unlimited increase in d-axis current.
以上、本実施形態におけるd軸電流指令CIdおよびq軸電流指令CIqに応じたd軸およびq軸の電圧状態について考察した。
次に、本実施形態に係るサーボモータ制御システムの動作を、指令生成部の速度ループおよび電流ループの処理を中心に説明する。
As described above, the voltage states of the d-axis and the q-axis according to the d-axis current command CId and the q-axis current command CIq in the present embodiment have been considered.
Next, the operation of the servo motor control system according to the present embodiment will be described focusing on the speed loop and current loop processing of the command generator.
図8は、本実施形態に係るサーボモータ制御システムの動作を、指令生成部の速度ループおよび電流ループの処理を中心に説明するためのフローチャートである。 FIG. 8 is a flowchart for explaining the operation of the servo motor control system according to the present embodiment, focusing on the speed loop and current loop processing of the command generator.
指令生成部80ではじめに、図示しない速度ループにおいてトルク指令を計算し(ステップST1)、電流ループにおいて求めたトルク指令をq軸電流指令CIqとしてq軸コントローラ90qに出力する(ステップST2)。
First, the
次に、指令生成部80においては、回転数検出部70で検出されたサーボモータ20の実回転数と第1の回転数[A]とを比較し、実回転数が第1の回転数[A]に達したか否かの判定を行う(ステップST3)。
ステップST3において、サーボモータ20の回転数が第1の回転数[A]に達していないと判定した場合には、加速中で期間T1にあるとして、指令生成部80は、d軸電流指令CIdをゼロに設定し、d軸コントローラ90dに出力する(ステップST4)。
なお、このとき、q軸電流指令CIqはステップST2で設定したトルク指令である。
Next, the
If it is determined in step ST3 that the rotation speed of the
At this time, the q-axis current command CIq is the torque command set in step ST2.
一方、ステップSTST3において、サーボモータ20の回転数が、第1の回転数[A]に達したと判定した場合には、回転数検出部70で検出されたサーボモータ20の実回転数と第2の回転数[B]とを比較し、実回転数が第2の回転数[B]に達したか否かの判定を行う(ステップST5)。
ステップST5において、サーボモータ20の回転数が第2の回転数[B]に達していないと判定した場合には、高速域に期間T2にあるものとして、指令生成部80は、d軸電流指令CIdをゼロでなはなく、第1の回転数[A]から第2の回転数[B]までの期間T2において回転数ゼロから第2の回転数[B]までの一次関数直線DLに漸近するように増加させるように設定する。
なお、指令生成部80は、d軸電流指令CIdを、第1の回転数[A]から電流流し始め近傍領域である電流流し始め期間T21では、漸近対象の一次関数直線DL側に向かって弧ARCを形成しつつ曲線状に増加させるように設定する(ステップST6)。
On the other hand, if it is determined in step STST3 that the rotational speed of the
If it is determined in step ST5 that the rotation speed of the
In addition, the
ステップST5において、サーボモータ20の回転数が第2の回転数[B]に達したと判定した場合には、実回転数が第2の回転数[B]を超える期間(高速領域)T3となったものとして、指令生成部80は、d軸電流指令CIdを、一定値に固定させるように設定する(ステップST7)。
なお、このときも、q軸電流指令CIqはステップST2で設定したトルク指令である。
If it is determined in step ST5 that the rotation speed of the
At this time, the q-axis current command CIq is the torque command set in step ST2.
次に、d軸コントローラ90dおよびq軸コントローラ90qが、電流フィードバックによってサーボモータ20のd軸,q軸の電流フィードバックIdfおよびIqfの取込みを行う。
このd相,q相の電流フィードバックIdfおよびIqfの取込みは、サーボモータのu相、v相mおよびw相の実電流Iu,Iv,Iwを取込み、また、位相検出部50の出力からロータの電気角θeを求め、3相交流電流から2相の直流電流を求めるDQ変換により行うことができる(ステップST8)。
Next, the d-
The d-phase and q-phase current feedbacks Idf and Iqf are taken in from the actual currents Iu, Iv, and Iw in the u-phase, v-phase m, and w-phase of the servo motor, and from the output of the
次に、d軸コントローラ90dおよびq軸コントローラ90qにおいて、d軸,q軸の電流Idf,Iqfをd軸電流指令CId、q軸電流指令CIqの各相指令値から減じてd軸,q軸の電流偏差を求める。そして、この電流偏差を電流制御器92d、92qでの電流ループで比例・積分制御を行って、d軸指令電圧Vdおよびq軸指令電圧Vqを求める(ステップST9)。
さらに、2軸電圧から3軸電圧に変換する電圧変換部31において、2軸直流電圧から3相の交流電圧を求めるDQ変換によって、U,V,W相の指令電圧Vu,Vv,Vwを求め(ステップST10)、この指令電圧を電力増幅器32に出力してインバータ等でサーボモータの各相に対して電流Iu,Iv,Iwを流してサーボモータ20の制御を行う。
Next, in the d-
Further, in the
[回転数対トルク特性について]
次に、本実施形態の制御方法を適用した場合の回転数対トルク特性について、弱め界磁制御方式を採用していない一般的なシステムと、特許文献1のように、弱め界磁制御方式を採用し、高速域においてd軸電流を一次の増加関数に従って直線的に増加させるシステムを比較例として採用して考察する。
[Rotation speed vs. torque characteristics]
Next, with respect to the rotational speed vs. torque characteristics when the control method of the present embodiment is applied, a general system that does not employ the field weakening control method and a field weakening control method as in
図9は、本実施形態の制御方法を適用した場合の回転数対トルク特性についての概要を示す図であって、比較例と比較して説明するための図である。
図10は、本実施形態の制御方法を適用した場合の回転数対トルク特性についての実験結果を示す図であって、比較例と比較して説明するための図である。
図9において、概要を示すために模式的に示してある。
図9および図10において、横軸が発生トルク(N・m、kg・cm)を、縦軸が回転数N(r.p.m)を示している。
そして、図9および図10において、Xで示す曲線が本実施形態に係るシステムの特性(N−T特性)を示し、Yで示す曲線が弱め界磁制御方式を採用していない一般的な第1の比較システムの特性(N−T特性)を示し、Zで示す曲線が弱め界磁制御方式を採用し、高速域においてd軸電流を一次の増加関数に従って増加させる第2の比較システムの特性(N−T特性)を示している。
FIG. 9 is a diagram showing an overview of the rotational speed versus torque characteristics when the control method of the present embodiment is applied, and is a diagram for explaining in comparison with a comparative example.
FIG. 10 is a diagram illustrating an experimental result of the rotational speed versus torque characteristic when the control method of the present embodiment is applied, and is a diagram for explaining in comparison with a comparative example.
FIG. 9 schematically shows the outline.
9 and 10, the horizontal axis represents the generated torque (N · m, kg · cm), and the vertical axis represents the rotational speed N (rpm).
9 and 10, the curve indicated by X indicates the characteristic (NT characteristic) of the system according to the present embodiment, and the curve indicated by Y is a general first that does not employ the field weakening control method. The characteristic of the comparison system (N-T characteristic) is shown, the curve indicated by Z adopts the field-weakening control method, and the characteristic of the second comparison system (N-T) increases the d-axis current according to a linear increase function in the high speed range. Characteristic).
図からわかるように、本システムは、第1の比較システムおよび第2の比較システムと比較して、逆起電力の発生する高速領域で、d軸電流により逆起電力を確度高く抑制することができることから、高速領域まで安定した回転を行うことができる。
また、本システムは、d軸電流を回転数ゼロからの一次関数に漸近するように増加させることで、第2の比較システムのように直線的に増加させるよりも、所定回転数におけるトルクを大きくすることができる。
As can be seen from the figure, this system can suppress the back electromotive force with high accuracy by the d-axis current in the high speed region where the back electromotive force is generated, as compared with the first comparison system and the second comparison system. Therefore, stable rotation can be performed up to a high speed region.
In addition, this system increases the torque at a predetermined rotational speed by increasing the d-axis current asymptotically from a rotational speed of zero to a linear function as compared with the second comparative system. can do.
図10のN−T特性グラフに関連付けてトルクを上げる効果についてさらに詳述する。
所定回転数とは、図10のN−T特性グラフ上で、たとえば3000rpmとすると、直線的に増加させた第2の比較システムの場合は3000arpmでの最大トルクが3.52Nmであるのに対して、本システムでは、一次関数に漸近するように増加させた場合での最大トルクが3.76Nmとトルクを上げることができるようになり、3000rpmでの回転数制御可能領域を広げることができる。
The effect of increasing the torque in association with the NT characteristic graph of FIG. 10 will be further described in detail.
The predetermined rotational speed is, for example, 3000 rpm on the NT characteristic graph of FIG. 10, whereas in the case of the second comparative system increased linearly, the maximum torque at 3000 arpm is 3.52 Nm. Thus, in this system, the maximum torque can be increased to 3.76 Nm when increasing asymptotically to a linear function, and the speed controllable region at 3000 rpm can be expanded.
[実施形態の効果]
上述したように、本実施形態においては、以下の効果を得ることができる。
本実施形態においては、基本的に、d軸電流指令CIdで指令されるd軸電流Idは、回転数Nが回転数ゼロから第1の回転数[A]までの第1期間(加速領域)T1ではゼロとし、第1の回転数[A]を超えて第2の回転数[B]までの第2期間(高速領域)T2では徐々に増加するように流れるように制御される。
d軸電流Idの増加形態は、第1の回転数[A]から第2の回転数[B]までの期間T2において第1の回転数[A]より低い回転数、本実施形態では回転数ゼロから第2の回転数[B]までの一次関数直線DLに漸近するように増加する。
そして、d軸電流Idの増加形態は、第1の回転数[A]から電流流し始め近傍領域である電流流し始め期間T21では、漸近対象の一次関数直線DL側に向かって弧ARCを形成しつつ曲線状に増加するように構成される。
[Effect of the embodiment]
As described above, the following effects can be obtained in the present embodiment.
In the present embodiment, basically, the d-axis current Id commanded by the d-axis current command CId has a first period (acceleration region) in which the rotational speed N is from zero to the first rotational speed [A]. It is controlled to be zero at T1, and to gradually increase in the second period (high speed region) T2 exceeding the first rotation speed [A] and reaching the second rotation speed [B].
The increasing form of the d-axis current Id is a rotational speed lower than the first rotational speed [A] in the period T2 from the first rotational speed [A] to the second rotational speed [B], in the present embodiment, the rotational speed. It increases so as to be asymptotic to a linear function line DL from zero to the second rotational speed [B].
The d-axis current Id increases in the form of an arc ARC toward the asymptotic target linear function line DL in the current flow start period T21 that is a neighboring region, starting from the first rotational speed [A]. However, it is configured to increase in a curved line.
これにより、逆起電力の発生する高速領域で、d軸電流により逆起電力を抑制することができることから、高速領域まで安定した回転を行うことができる。
また、d軸電流を第1の回転数[A]より低い回転数、たとえば回転数ゼロからの一次関数に漸近するように増加させることで、直線的に増加させるよりも、所定回転数におけるトルクを大きくすることができようになり、その結果、回転数制御可能領域を広げることができる。
Accordingly, since the back electromotive force can be suppressed by the d-axis current in a high speed region where the back electromotive force is generated, stable rotation can be performed up to the high speed region.
Further, by increasing the d-axis current asymptotically to a linear function from a rotational speed lower than the first rotational speed [A], for example, from the rotational speed of zero, the torque at a predetermined rotational speed is increased rather than increasing linearly. Can be increased, and as a result, the rotation speed controllable region can be expanded.
また、本実施形態においては、d軸電流指令CIdで指令されるd軸電流Idは、第1の回転数[A]から第2の回転数[B]まで流し、この第2の回転数[B]以上の回転数の期間T3では、一次関数直線DLへの漸近状態を停止して一定値CVに固定する(クランプする)。
このように、第2の回転数[B]以上では、d軸電流Idを固定するので、d軸電流(無効電流)による発熱の増大を抑制できる。
In the present embodiment, the d-axis current Id commanded by the d-axis current command CId flows from the first rotation speed [A] to the second rotation speed [B], and this second rotation speed [ B] In the period T3 of the above rotation speed, the asymptotic state to the linear function line DL is stopped and fixed (clamped) to a constant value CV.
As described above, since the d-axis current Id is fixed at the second rotation speed [B] or more, an increase in heat generation due to the d-axis current (reactive current) can be suppressed.
なお、d軸電流を流し始める第1の回転数[A]は、定格回転数と異なる回転数に設定してもよい。
定格回転数からd軸電流を流し始めると、定格回転数未満と定格回転数以上の状態でN−T特性上のリニアリティが失われるので、定格回転数を挟んでトルクの変化が発生する。
これに対して、定格回転数と異なる回転数からd軸電流を流し始めることで少なくとも使用範囲とされる定格回転数の近傍でリニアリティが失われることを防ぐことができる。
The first rotational speed [A] at which the d-axis current starts to flow may be set to a rotational speed different from the rated rotational speed.
When the d-axis current starts to flow from the rated rotational speed, the linearity on the NT characteristic is lost in a state below the rated rotational speed and above the rated rotational speed, so that a torque change occurs across the rated rotational speed.
On the other hand, it is possible to prevent the loss of linearity at least in the vicinity of the rated rotational speed that is in the use range by starting to flow the d-axis current from the rotational speed different from the rated rotational speed.
あるいは、第1の回転数[A]は、トルクリミットがかかり、回転数によらずトルクが一定になっている回転数としてもよい。
この場合、トルクリミットがかかる回転数よりd軸電流を流し始めるので、N−T特性上でリニアリティが失われることがない。すなわち、トルクリミットがかかる領域では既にリニアリティがない領域であるので、トルクリミット領域外でのリニアリティは確保できる。
Alternatively, the first rotational speed [A] may be a rotational speed at which a torque limit is applied and the torque is constant regardless of the rotational speed.
In this case, since the d-axis current starts to flow from the rotational speed at which the torque limit is applied, the linearity is not lost on the NT characteristic. That is, since there is already no linearity in the region where the torque limit is applied, linearity outside the torque limit region can be secured.
以上説明したように、本実施形態によれば、電圧飽和が発生しない領域では無効電流を少なくして無効電流による発熱を抑制し、かつ所望の回転数域において得られる最大トルクを大きくすることが可能で、回転数制御領域を広げることができ、高速域まで安定した回転を行うことが可能となる。 As described above, according to the present embodiment, the reactive current is reduced in the region where voltage saturation does not occur, the heat generation due to the reactive current is suppressed, and the maximum torque obtained in the desired rotational speed range can be increased. It is possible to expand the rotation speed control region, and it is possible to perform stable rotation up to a high speed region.
[他の実施形態]
以上、本発明者によってなされた発明の実施形態を具体的に説明したが、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変形可能であることはいうまでもない。
[Other Embodiments]
As mentioned above, although the embodiment of the invention made by the present inventor has been specifically described, the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications can be made without departing from the scope of the invention. Not too long.
たとえば、上述した実施形態では、回転数をd軸電流の制御パラメータとして用いているが、本発明はこれに限らず、サーボモータの回転状態を示す回転速度を用いても上述した効果と同様の効果を得ることができる。 For example, in the above-described embodiment, the rotation speed is used as the control parameter for the d-axis current. However, the present invention is not limited to this, and the same effect as described above can be obtained even when the rotation speed indicating the rotation state of the servo motor is used. An effect can be obtained.
10・・・サーボモータ制御システム、20・・・サーボモータ、30・・・電力供給部、31・・・電圧変換部、32・・・電力増幅器、40・・・電流検出部、50・・・位相検出部、60・・・DQ変換部、70・・・回転数検出部(回転状態検出部)、80・・・指令生成部、90d・・・d軸コントローラ、90q・・・q軸コントローラ。
DESCRIPTION OF
Claims (8)
直流のd軸指令電圧およびq軸指令電圧を多相の交流電力に変換して、前記サーボモータに多相の交流電力を供給する電力供給部と、
前記サーボモータの各相の電流を、前記サーボモータの回転位相に基づいてdq変換し、d軸電流およびq軸電流を生成するDQ変換部と、
前記サーボモータの回転状態に応じたd軸電流指令およびトルク指令としてのq軸電流指令を生成する指令生成部と、
前記d軸電流指令および前記DQ変換部で生成された前記d軸電流に応じて直流のd軸指令電圧を生成し、前記電力供給部に供給するd軸コントローラと、
前記q軸電流指令および前記DQ変換部で生成された前記q軸電流に応じて直流のq軸指令電圧を生成し、前記電力供給部に供給するq軸コントローラと、を有し、
前記d軸電流指令で指令されるd軸電流は、
第1の回転状態まではゼロとし、第1の回転状態を超えて第2の回転状態まで徐々に増加するように流れ、
d軸電流の増加形態は、回転数ゼロから前記第2の回転状態までの一次関数に漸近するように増加し、
第1の回転状態から電流流し始め近傍領域では、前記漸近対象の一次関数側に向かって弧を形成しつつ曲線状に増加する
サーボモータ制御システム。 A multi-phase AC servo motor,
A power supply unit that converts a DC d-axis command voltage and a q-axis command voltage into multiphase AC power and supplies the servomotor with multiphase AC power;
A DQ conversion unit that dq-converts the current of each phase of the servomotor based on the rotation phase of the servomotor and generates a d-axis current and a q-axis current;
A command generator for generating a d-axis current command and a q-axis current command as a torque command according to the rotation state of the servo motor;
A d-axis controller that generates a DC d-axis command voltage in accordance with the d-axis current command and the d-axis current generated by the DQ converter, and supplies the d-axis command voltage to the power supply unit;
A q-axis controller that generates a direct q-axis command voltage according to the q-axis current command and the q-axis current generated by the DQ conversion unit, and supplies the q-axis command voltage to the power supply unit,
The d-axis current commanded by the d-axis current command is
It is zero until the first rotation state, and flows so as to gradually increase to the second rotation state beyond the first rotation state,
The increase form of the d-axis current increases asymptotically to a linear function from the rotation speed zero to the second rotation state,
A servo motor control system that increases in a curved line while forming an arc toward a linear function side of the asymptotic object in a vicinity region where current starts to flow from the first rotation state.
第1の回転状態から第2の回転状態まで増加するように流し、当該第2の回転状態以上の回転状態では一定値に固定する
請求項1記載のサーボモータ制御システム。 The d-axis current is
2. The servo motor control system according to claim 1, wherein the flow is increased from the first rotation state to the second rotation state, and is fixed to a constant value in a rotation state equal to or higher than the second rotation state.
請求項1または2記載のサーボモータ制御システム。 The servo motor control system according to claim 1, wherein the first rotational state is a rotational speed different from the rated rotational speed.
請求項1または2記載のサーボモータ制御システム。 The servo motor control system according to claim 1 or 2, wherein the first rotational state is a rotational speed at which a torque limit is applied and the torque is constant regardless of the rotational speed.
直流のd軸指令電圧およびq軸指令電圧を多相の交流電力に変換して、前記サーボモータに多相の交流電力を供給する電力供給ステップと、
前記サーボモータに供給される各相の電流を、前記サーボモータの回転位相に基づいてdq変換し、d軸電流およびq軸電流を生成するDQ変換ステップと、
前記d軸電流指令および前記DQ変換ステップで生成された前記d軸電流に応じて前記直流のd軸指令電圧を生成し、前記電力供給ステップに供給するd軸コントロールステップと、
前記q軸電流指令および前記DQ変換ステップで生成された前記q軸電流に応じて前記直流のq軸指令電圧を生成し、前記電力供給ステップに供給するq軸コントロールステップと、を有し、
前記d軸電流指令で指令されるd軸電流は、
第1の回転状態まではゼロとし、第1の回転状態を超えて第2の回転数まで徐々に増加するように流れ、
d軸電流の増加形態は、回転数ゼロから前記第2の回転状態までの一次関数に漸近するように増加し、
第1の回転状態から電流流し始め近傍領域では、前記漸近対象の一次関数側に向かって弧を形成しつつ曲線状に増加する
サーボモータ制御方法。 A command generation step for generating a d-axis current command and a q-axis current command as a torque command according to the rotation state of the servo motor;
A power supply step of converting a DC d-axis command voltage and a q-axis command voltage into multi-phase AC power and supplying multi-phase AC power to the servo motor;
A DQ conversion step of generating a d-axis current and a q-axis current by dq-converting the current of each phase supplied to the servo motor based on the rotation phase of the servo motor;
A d-axis control step that generates the DC d-axis command voltage according to the d-axis current command and the d-axis current generated in the DQ conversion step, and supplies the DC d-axis command voltage to the power supply step;
A q-axis control step that generates the DC q-axis command voltage according to the q-axis current command and the q-axis current generated in the DQ conversion step, and supplies the DC q-axis command voltage to the power supply step.
The d-axis current commanded by the d-axis current command is
It is zero until the first rotation state, and flows so as to gradually increase to the second rotation speed beyond the first rotation state,
The increase form of the d-axis current increases asymptotically to a linear function from the rotation speed zero to the second rotation state,
A servo motor control method that increases in a curved line while forming an arc toward a linear function side of the asymptotic object in a region near the beginning of current flow from the first rotation state.
第1の回転状態から第2の回転状態まで増加するように流し、当該第2の回転数以上の回転数では一定値に固定する
請求項5記載のサーボモータ制御方法。 The d-axis current is
The servo motor control method according to claim 5 , wherein the flow is increased from the first rotation state to the second rotation state, and the rotation number equal to or higher than the second rotation number is fixed to a constant value.
請求項5または6記載のサーボモータ制御方法。 The servo motor control method according to claim 5 or 6 , wherein the first rotational state is a rotational speed different from the rated rotational speed.
請求項5または6記載のサーボモータ制御方法。 The servo motor control method according to claim 5 or 6 , wherein the first rotational state is a rotational speed at which a torque limit is applied and the torque is constant regardless of the rotational speed.
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