JP6310709B2 - 周期信号発生装置 - Google Patents

Description

本発明は、周期信号発生装置に係り、特にシンクロトロンの制御に用いる周期信号発生装置に関する。

昨今のがん治療では、先進医療として粒子線を用いた治療が行われている。粒子線治療は、円形のシンクロトロンで加速した粒子を患部に照射する。粒子を加速する加速装置には、高周波加速制御装置が使用され、シンクロトロン内の高周波加速空洞に対して高周波信号を印加することで粒子の加速制御を実現している。

高周波加速空洞に印加する高周波信号は、粒子線のシンクロトロンにおける周回周期と同期させる必要があるため、高周波信号の元となる正弦波信号の周波数は、数１００ｋＨｚから、数１０ＭＨｚまでの広帯域にわたり、かつ、粒子線の周回周期の変化に精度良く追従する必要がある。

特許文献１に、高周波制御装置において、ディジタルダイレクトシンセサイザより出力されるディジタル位相信号にディジタル加算器を用いて位相制御量を加算することにより、高周波信号の位相を制御することが開示されている。

特開２０１１−１４６４００号公報

高周波信号の元の正弦波信号は、シンクロトロン内を周回する粒子線の位置情報の検出回路、および高周波加速空洞に印加される電圧情報の検出回路にも入力されるため、正弦波信号の精度は、これらの情報の検出精度に影響する。検出回路に入力される正弦波信号の振幅が、要求される振幅より小さい場合は、粒子線の位置情報、および高周波加速空洞への印加電圧情報を充分な精度で検出できなくなるため、正弦波信号の振幅は、前述の広帯域にわたり一定であることが要求される。

さらに、正弦波信号に高周波のノイズ成分が含まれると、正弦波信号の波形がひずみ、高周波加速空洞への印加電圧波形として所望の波形が得られないため、粒子線を効率よく加速できなくなる。この高周波のノイズ成分を除去するために、低域通過フィルタが用いられるが、低域通過フィルタの振幅特性は、周波数が高くなるほど、出力信号の振幅が減衰する。

一般的に、低域通過フィルタの減衰傾度（周波数の増加量に対する、振幅の減衰量の割合）は、低次フィルタでは小さく、高次フィルタでは大きくなる。低次フィルタでは、高周波ノイズとなる周波数領域の入力に対応する出力信号の振幅を、ノイズ許容レベル以下に抑制しようとすると、シンクロトロン内の粒子線の周回周波数を示す周波数情報（以下、周期信号周波数情報）の入力に対して、低域通過フィルタの出力信号の振幅が減衰許容レベル以下に減衰する。

一方、高次フィルタでは、低次フィルタと比較して減衰傾度が大きいために、高周波ノイズとなる周波数領域の入力に対応する出力信号の振幅を、ノイズ許容レベル以下に抑制し、かつ、周期信号周波数情報の入力に対して、低域通過フィルタの出力信号として減衰許容レベル以上の振幅を確保することができる。

そこで、低域通過フィルタの振幅特性による振幅の減衰を補正する、広帯域にわたり周波数が変化する周期信号を出力する周期信号発生装置が必要とされている。

開示する周期信号発生装置は、信号周波数情報を入力とし、信号周波数情報に対応した周期信号を、フィルタ回路を介して出力する周期信号発生装置であって、フィルタ回路の振幅特性による振幅の減衰を補正する比率値を出力する振幅補正部、周期信号に振幅補正部の出力を乗算する乗算器を備える。

本発明によれば、フィルタの振幅特性による振幅の減衰を補正した、広帯域にわたり周波数が変化する周期信号を出力する周期信号発生装置を提供できる。

周期信号発生装置の構成を示す図である。 周期信号発生装置の構成例を示す図である。 位相アキュムレータの出力を示す図である。 波形値メモリの参照アドレスと格納データとの関係を示す図である。 低域通過フィルタの入力周波数に対する位相特性を示す図である。 位相補正値メモリの位相補正値と周期信号周波数との関係を示す図である。 波形値メモリの出力を、直接Ｄ／Ａコンバータに接続した場合の、Ｄ／Ａコンバータの出力信号波形を示す図である。 波形値メモリの出力を直接Ｄ／Ａコンバータに接続した場合の、低域通過フィルタの出力信号波形を示す図である。 振幅補正値メモリの振幅補正値と周期信号周波数との関係を示す図である。 波形値メモリの出力信号と、振幅補正後の信号と、低域通過フィルタ通過後の信号との信号波形を示す図である。 周期信号発生装置の他の構成例を示す図である。 周期信号周波数と、振幅補正値との関係を示す図である。 粒子線加速システムの構成例を示す図である。

図１は、実施形態の周期信号発生装置の構成を示す図である。周期信号発生装置は、クロック信号１０２を出力する発振器１０１、周期信号発生部１０３、位相補正部１０４、および振幅補正部１０５を備え、これらの各部は、クロック信号１０２、及び粒子線の周回周期の逆数を示す周期信号周波数情報１００を入力し、さらに周期信号発生部１０３は、位相補正部１０４および振幅補正部１０５からの出力信号を入力して、周期信号発生装置としての周期信号１０６を出力とする。

以下、本実施形態を、実施例1〜３として説明する。

図２は、本実施例の周期信号発生装置の構成例を示す図である。本構成例では、クロック信号１０２の入力を省略して図示している。周期信号発生装置は、演算回路２００、位相アキュムレータ２０２、位相補正値メモリ２０３、加算器２０４、波形値メモリ２０５、振幅補正値メモリ２０７、乗算器２０８、Ｄ／Ａコンバータ２０９、及び、低域通過フィルタ２１１を備えている。位相補正部１０４は位相補正値メモリ２０３および加算器２０４により構成され、振幅補正部１０５は振幅補正値メモリ２０７および乗算器２０８により構成される。

周期信号周波数情報１００は、演算回路２００に入力される。演算回路２００は、以下の式で表されるＳｔｅｐ値２０１を算出し、位相アキュムレータ２０２に出力する。
Ｓｔｅｐ値２０１＝波形値メモリ２０５の格納データ数÷（クロック信号１０２の周波数÷周期信号周波数情報１００）・・・（1）
式（１）を説明する。クロック信号１０２の周波数と、周期信号周波数情報１００が示す周波数との比は、所定の位相毎に対応する振幅値を格納している波形値メモリ２０５の格納データ数の内、周期信号の1周期に要する時間で読出されるデータ数に等しい。したがって、波形値メモリ２０５の格納データ数を、この比で割ることにより求められるＳｔｅｐ値２０１は、波形値メモリ２０５の格納データに対する、参照アドレスの１クロックあたりの増分を意味する。

図３は、位相アキュムレータ２０２の出力を示す図である。図３は、正弦波信号の周波数は、数１００ｋＨｚから数１０ＭＨｚまでの広帯域であるので、その帯域の中で低周波と高周波の場合の例を示す。グラフの横軸は時間、縦軸は位相アキュムレータ２０２の出力値を示している。位相アキュムレータ２０２は、加算器２０２ａと、遅延要素２０２ｂで構成される。遅延要素２０２ｂの出力値と、Ｓｔｅｐ値２０１を、加算器２０２ａにより加算することにより、位相アキュムレータ２０２の出力値（遅延要素２０２ｂの出力値）は、１クロックごとにＳｔｅｐ値２０１ずつ累積加算される。位相アキュムレータ２０２の出力値は、周期信号１０６の位相に相当する、波形値メモリ２０５の参照アドレスである。

周期信号周波数が低い場合、Ｓｔｅｐ値２０１が小さくなるため、位相アキュムレータ２０２の出力値が１周期分に達する時間（周期信号の１周期）が長くなる。周期信号周波数が高い場合は、周期信号の１周期は短くなる。このように、位相アキュムレータ２０２が、Ｓｔｅｐ値２０１の変化に対応して周期信号の位相を出力することで、周期信号の周波数を高精度に制御する。位相アキュムレータ２０２の出力値は、加算器２０４で位相補正値が加算されたのち、波形値メモリ２０５の参照アドレスとして波形値メモリ２０５に入力される。

図４は、波形値メモリ２０５の参照アドレスと、格納データとの関係を示す図である。波形値メモリ２０５の参照アドレスと格納データは、それぞれ周期信号１０６の位相と、Ｄ／Ａコンバータ２０９に出力する電圧値に対応する。波形値メモリ２０５には、周期信号の各位相に対応した振幅データが予め格納されている。

図５は、低域通過フィルタ２１１の入力周波数に対する位相特性を示す図である。低次フィルタでは、減衰傾度が小さいため、高周波のノイズ成分を遮断するために遮断周波数を低く設定しなければならない。そのため、周期信号１０６で発生させる周波数領域においても、低域通過フィルタ２１１による位相遅れが生じるため、この位相遅れを補正する必要がある。一方、高次フィルタでは、前記遮断周波数を高く設定できる反面、最大位相遅れ量は低次フィルタに比べて大きくなるため、高次フィルタにおいても、低域通過フィルタ２１１による位相遅れを補正する必要がある。

図６は、位相補正値メモリ２０３に格納される、位相補正値と、周期信号周波数との関係を示す図である。位相補正値メモリ２０３は、周期信号周波数情報１００を参照アドレスとして入力され、格納データである位相補正値を出力する。位相補正値は、低域通過フィルタ２１１の位相特性に対応して、予め設定される値である。低域通過フィルタ２１１の特性は、当該フィルタを構成するアナログ素子の特性値のばらつきにより、個々のフィルタごとにばらつきが生じるが、位相補正値メモリ２０３の格納データは、それぞれの周波数に対して独立した値を設定できるため、個々のフィルタの特性にあわせて格納データを設定することで、補正後の位相特性を最適化することができる。

図７は、波形値メモリ２０５の出力信号２０６を、直接Ｄ／Ａコンバータ２０９に接続した場合の、Ｄ／Ａコンバータ２０９の出力信号２１０の波形を示す図である。図７は、正弦波信号の周波数は、数１００ｋＨｚから数１０ＭＨｚまでの広帯域であるので、その帯域の中で低周波と高周波の場合の例を示す。この波形２１０は周期信号周波数に対応した正弦波となるが、Ｄ／Ａコンバータ２０９による階段状の出力信号であるため、この波形２１０には高周波成分が含まれる。この高周波成分を、低域通過フィルタ２１１によって除去する。

図８は、波形値メモリ２０５の出力信号２０６を、直接Ｄ／Ａコンバータ２０９に接続した場合の、低域通過フィルタ２１１の出力信号１０６（周期信号発生装置の出力としての周期信号１０６）の波形を示す図である。図８は、正弦波信号の周波数は、数１００ｋＨｚから数１０ＭＨｚまでの広帯域であるので、その帯域の中で低周波と高周波の場合の例を示す。低域通過フィルタ２１１の振幅特性により、低域通過フィルタ２１１の出力信号１０６の振幅は、入力信号の振幅に比べて減衰する。この減衰の割合は、周期信号周波数が高いほど大きくなる。低域通過フィルタ２１１による振幅の減衰を補正するために、周期信号周波数１００を、振幅補正値メモリ２０７に参照アドレスとして入力し、振幅補正値メモリ２０７に格納される、参照アドレスに対応する振幅補正値を乗算器２０８に入力することで、波形値メモリ２０５の出力に振幅補正値を掛け合わせる。

図９は、振幅補正値メモリ２０７に格納される、振幅補正値と、周期信号周波数との関係を示す図である。振幅補正値メモリ２０７は、周期信号周波数情報１００を参照アドレスとして入力され、格納データである振幅補正値を出力する。振幅補正値は、低域通過フィルタ２１１の振幅特性に対応して、振幅の減衰量を補正（補償）する比率値であり、予め設定される値である。個々の低域通過フィルタ２１１の特性にあわせて、図示するように、補正後の振幅特性を最適化（平坦化）するような比率の格納データ（比率値）を設定する。

乗算器２０８の出力信号は、Ｄ／Ａコンバータ２０９により、アナログ信号に変換され、さらに低域通過フィルタ２１１により、高周波成分が除去されて、周期信号１０６となる。

図１０は、波形値メモリ２０５の出力信号２０６と、振幅補正後のＤ／Ａコンバータ２０９の出力信号２１０と、低域通過フィルタ２１１通過後の信号１０６との、信号波形を順に並べた図である。図１０は、正弦波信号の周波数は、数１００ｋＨｚから数１０ＭＨｚまでの広帯域であるので、その帯域の中で低周波と高周波の場合の例を示す。振幅の補正量は、振幅補正メモリ２０７の設定値により決定される量であって、低域通過フィルタ２１１による減衰量が大きい周期信号周波数が高いほど大きくなる。低域通過フィルタ２１１通過後の波形１０６の振幅は、乗算器２０８による振幅の増大と、低域通過フィルタ２１１による振幅の減衰とが相殺されて、所望の振幅を得ることができる。

本実施例によれば、周期信号周波数に対応して算出されるＳｔｅｐ値２０１を、位相アキュムレータ２０２と振幅補正値メモリ２０７に入力することによって、周期信号の周波数の変化に、振幅補正値の変化を連動させることができる。したがって、周期信号周波数の変化に追従して、周期信号の振幅を補正することができる。

周期信号周波数が短時間に大きく変化する場合は、周期信号の振幅も短時間に大きく変動する。このような場合に、仮にフィードバック制御によって振幅補正しようとすると、振幅の大きな変動に対して高速に追従することが難しいため、フィードバック制御は振幅補正に適さない。一方、振幅補正値メモリ２０７および位相補正値メモリ２０３に格納データを予め設定する本発明の方法は、初期調整に手間がかかる反面、振幅の変動に対する高速追従性が良いため、周期信号周波数が短時間に大きく変化する場合でも、周期信号の振幅補正が可能である。

また、振幅補正値メモリ２０７には、Ｓｔｅｐ値２０１に対応して、任意の値を振幅補正値として格納できる。したがって、遮断周波数や減衰傾度といった、個々の低域通過フィルタ２１１の特性に依らずに、そのフィルタに最適な振幅補正値を設定できる。これにより、減衰傾度の小さい、簡素かつ安価なフィルタ回路を使用しても、一定振幅の出力信号の生成が可能となる。

なお、本実施例においては、濾波器として低域通過フィルタ２１１を用いたが、振幅補正値メモリ２０７の出力値を適切に設定することにより、高域通過フィルタや、帯域通過フィルタ等、他の種類の濾波器による出力信号の振幅減衰の補正に関しても有効である。また、本実施例の構成には、位相補正部と、振幅補正部の両方が含まれているが、いずれか一方のみが含まれる構成としても良い。

また、本実施例においては、波形値メモリの形態として、０°から３６０°までの位相に対応する、参照アドレスおよび格納データをもつ波形値メモリを用いたが、０°から１８０°までの位相に対応する、参照アドレスおよび格納データをもつ波形値メモリと、演算回路を用いて、０°から１８０°までの位相に対応する格納データを、例えば正負反転演算することによって、１８０°から３６０°までの位相に対応する正弦波波形を生成してもよい。同様に、０°から９０°までの位相に対応する、参照アドレスおよび格納データをもつ波形値メモリと、演算回路を用いて、９０°から３６０°までの位相に対応する正弦波波形を生成してもよい。

なお、本実施例において示した振幅補正値と、位相補正値は理論値であり、振幅補正値メモリ２０７と、位相補正値メモリ２０３に実際に格納されるデータ値は離散値であるため、この離散値と理論値との誤差（理論値を量子化したときの量子化誤差）が生じるが、格納データのｂｉｔ数を大きく設定することにより、この誤差を、システムとして許容可能なレベルにまで小さくすることができる。

実施例２を説明する。実施例１と同様の箇所については説明を省略する。

図１１は、本実施例の周期信号発生装置の構成例を示す図である。図２に示した構成例との差異は、振幅補正部の構成にある。振幅補正部２１５は、比較器２２０、演算回路２２１、及びセレクタ２２２を備える。

図１２は、周期信号周波数（ｆ）と、振幅補正値との関係を示す図である。低域通過フィルタ２１１の振幅特性を、周波数ｆ０を境界として、２本の直線で近似している。このとき、周期信号周波数ｆ≦ｆ０の範囲では、振幅（ｖ）は一定値ｖ０、ｆ＞ｆ０の範囲では、直線の傾きを−Ｋとすると、振幅はｖ０−Ｋ（ｆ−ｆ０）となる。

振幅補正値は、ｖ０／ｖで表されるので、周期信号周波数ｆ≦ｆ０のとき、振幅補正値は１となり、ｆ＞ｆ０のとき、振幅補正値は、ｖ０／｛ｖ０−Ｋ（ｆ−ｆ０）｝となる。

この振幅補正値を、図１１に示した振幅補正部の構成によって乗算器２０８に出力する。比較器２２０では、周期信号周波数ｆとｆ０の大小関係を判定する。演算回路２２１は、ｆ＞ｆ０の場合の振幅補正値を演算する。セレクタ２２２は、比較器２２０の判定に基づいて、振幅補正値を選択して乗算器２０８に出力する。

本実施例の適用は、低域通過フィルタ２１１の振幅特性を、直線で近似しても差し支えない場合に好適である。

本実施例の利点は、振幅補正値メモリ２０７を使用する実施例１と比較して、より簡易な回路によって実施できる点である。

本実施例は、実施例１または実施例２の周期信号発生装置を、粒子線加速システムにおいて使用する場合である。実施例１または実施例２と同様の箇所については説明を省略する。

図１３は、粒子線加速システムの構成例を示す図である。粒子線加速システムは、入射器３００、シンクロトロン３０１、ビームモニタ３０２、加速空洞３０３、出射器３０４、演算装置３０５、発振器１０１、周期信号発生部１０３、位相補正部１０４、振幅補正部１０５、及び増幅器３０６を備えている。本実施例において、周期信号発生部１０３と、位相補正部１０４と、振幅補正部１０５の構成は、実施例１と、実施例２のいずれの構成で実施しても良い。

粒子線の挙動に関して説明する。入射器３００からシンクロトロン３０１へと入射された粒子線は、シンクロトロン３０１内を周回する。シンクロトロン３０１内を周回する粒子線の速度は、加速空洞３０３内で加速され増大する。粒子線の速度が出射に適した速度に達すると、粒子線はシンクロトロン３０１から出射器３０４へと出射される。
粒子線の加速制御に関して説明する。ビームモニタ３０２で粒子線の位置を観測し、粒子線の速度量（シンクロトロン３０１の周回周期）を示す信号を演算装置３０５へ出力する。演算装置３０５では、粒子線の周回周期に対応して、加速空洞３０３に与えるべき周期信号周波数を算出する。周期信号周波数を示す周期信号周波数情報は、ビームモニタ３０２で観測される粒子線速度の変化に対応して変化する。周期信号発生装置１０３は、周期信号周波数情報１００、発振器１０１からのクロック信号１０２、位相補正部１０４からの位相補正値、および振幅補正部１０５からの振幅補正値を入力とし、位相および振幅が補正された周期信号１０６を出力する。周期信号１０６は、増幅器３０６で増幅された後に、加速空洞３０３へ出力される。

本実施例によれば、シンクロトロン３０１内を周回する粒子線の周回周期の、広帯域にわたる動的な変化に対応して、周回周期に同期した高周波信号を、加速空洞３０３に印加することによって、粒子線を効率良く加速できる。また、広帯域にわたり高周波信号の振幅を一定に保持することで、粒子線の位置情報、および高周波加速空洞に印加される電圧情報を精度良く検出できる。

以上説明した実施形態によれば、低域通過フィルタとして低次フィルタを使用する場合でも、高周波ノイズの抑制と、周期信号の振幅確保を両立できる。

さらに、振幅補正部は、周期信号の位相補正にも応用可能である。ここで、周期信号の位相補正の必要性について説明する。高周波信号は、粒子線を効率よく加速するために、正弦波信号と、正弦波信号の整数倍の周波数をもつ高調波信号を重畳した、合成信号である。正弦波信号の周波数と、高調波信号の周波数は異なるため、低域通過フィルタの位相特性により、これらの信号間に位相のずれが生じる。信号間の位相がずれることによって、高周波信号が所望の波形にならないため、この位相のずれを補正する必要がある。粒子線加速システムにおいては、高周波加速制御装置の後段の装置に設けた補正回路により、位相のずれを補正しているが、周期信号の生成段階においても位相を補正できることは、後段の装置の負担を軽減できるため望ましい。

また、従来は、より高次のフィルタを使用することで、低域通過フィルタの振幅特性を改善し、出力信号の振幅の減衰を抑制していたが、高次フィルタ回路を使用することによる、低次のフィルタ回路と比較して、回路規模および部品コストが増大する、また、受動素子の定数設計、プリント基板への実装設計などの開発負担・コストが増大するなどの設計課題を本実施形態により解決できる。

１００：周期信号周波数情報、１０１：発振器、１０２：クロック信号、１０３：周期信号発生部、１０４：位相補正部、１０５：振幅補正部、１０６：周期信号、２００：演算回路、２０１：Ｓｔｅｐ値、２０２：位相アキュムレータ、２０２ａ：位相アキュムレータ内部の加算器、２０２ｂ：位相アキュムレータ内部のフリップフロップ、２０３：位相補正値メモリ、２０４：加算器、２０５：波形値メモリ、２０６：波形値メモリの出力信号、２０７：振幅補正値メモリ、２０８：乗算器、２０９：Ｄ／Ａコンバータ、２１０：Ｄ／Ａコンバータの出力信号、２１１：低域通過フィルタ、２２０：比較器、２２１：演算回路、２２２：セレクタ、３００：入射器、３０１：シンクロトロン、３０２：ビームモニタ、３０３：加速空洞、３０４：出射器、３０５：演算装置、３０６：増幅器。

Claims (3)

1. 信号周波数情報を入力とし、前記信号周波数情報に対応した周期信号を、フィルタ回路を介して出力する周期信号発生装置であって、
   前記フィルタ回路の振幅特性による振幅の減衰を補正する比率値を出力する振幅補正部と、前記周期信号に前記振幅補正部の出力を乗算する乗算器と、
   前記乗算器の出力をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、を有し、前記Ｄ／Ａコンバータの出力を前記フィルタ回路に与え、
   前記信号周波数情報が示す信号周波数が変化する場合に、前記振幅補正部は、前記信号周波数の変化に連動して、前記比率値を変化させることを特徴とする周期信号発生装置。
2. 請求項１に記載の周期信号発生装置であって、前記比率値は前記フィルタ回路の振幅特性に応じて予め設定されたものであり、
   前記振幅補正部は、前記比率値に対応する振幅補正値と、前記信号周波数情報との関係を格納する振幅補正値メモリを有し、前記信号周波数情報を参照アドレスとして、対応する前記振幅補正値を出力する、
   ことを特徴とする周期信号発生装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載の周期信号発生装置であって、
   前記フィルタ回路の位相特性による位相遅れ補正する補正値を出力する位相補正部と、
   前記位相補正部の出力である前記補正値により前記周期信号を補正する加算器を備え、
   前記乗算器は、前記加算器の出力である前記周期信号に前記振幅補正部の出力を乗算する
   ことを特徴とする周期信号発生装置。

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