JP6305870B2 - 電源切替回路 - Google Patents

Description

本発明は、電圧の高い第１の電源と電圧の低い第２の電源を選択的に切り替えるための電源切替回路に関する。

図６は従来例の電源切替回路の回路図を示す。図６において、３１は電圧の高い第１の電源（メインの電源）、３２はバッテリ（蓄電池）Ｅ３１などの電圧の低い第２の電源（サブの電源）である。第１の電源３１としては例えば交流系統電源（商用電源）を電力変換した直流電源が考えられる。第１の電源３１は、トランスＴ３１の二次巻線Ｎ３２の両端間に接続されたダイオードＤ３１と平滑コンデンサ（電解コンデンサ）Ｃ３１の直列回路からなる整流平滑回路で構成されている。第１の電源３１と第２の電源３２を選択的に切り替える電源切替回路４０として、２つのダイオードＤ４１，Ｄ４２が用いられている。高電圧供給側のダイオードＤ４１は、そのアノードが第１の電源３１からの入力端子４１に接続されている。低電圧供給側のダイオードＤ４２は、そのアノードが第２の電源３２からの入力端子４２に接続されている。４３はグランドラインにおける入力端子である。高電圧供給側のダイオードＤ４１のカソードと低電圧供給側のダイオードＤ４２のカソードが並列的に接続され、その接続点がハイサイドの出力端子４４に接続されている。４５はグランドラインの出力端子であり、両出力端子４４，４５間に負荷回路３３が接続されている。

メインの電源である第１の電源３１が停止状態にあるとき、サブの電源である第２の電源３２から負荷回路３３に対して給電が行われる。このとき、低電圧供給側のダイオードＤ４２は導通状態にあり、高電圧供給側のダイオードＤ４１は非導通状態となっている。

第１の電源３１が起動されると、平滑コンデンサＣ３１に対する充電が開始され、第１の電源３１の電圧Ｖ３１が次第に上昇していく。この第１の電源３１の電圧Ｖ３１が第２の電源３２の電圧Ｖ３２を上回ると、低電圧供給側のダイオードＤ４２の導通遮断と高電圧供給側のダイオードＤ４１の導通開始とが同時に起きる。つまり、電圧の低い第２の電源３２からの給電が停止し、それに代わって電圧の高い第１の電源３１からの給電が開始される（給電電源の自動的切り替え）。

再び第１の電源３１が停止すると、高電圧供給側のダイオードＤ４１の導通遮断と低電圧供給側のダイオードＤ４２の導通開始とが同時に起きる。つまり、電圧の高い第１の電源３１からの給電が停止し、それに代わって電圧の低い第２の電源３２からの給電が開始される（給電電源の自動的切り替え）。

なお、図６に示す従来例に類似するものとして、特許文献１，２に開示の技術がある。

特開２０１２−１５１９４２号公報 特開２０１２−１７７６２１号公報

上記で説明した従来例の電源切替回路４０において、第２の電源３２からの給電状態にあっては低電圧供給側のダイオードＤ４２に電流が流れることによる電力消費があり、また、第１の電源３１からの給電状態にあっても高電圧供給側のダイオードＤ４１に電流が流れることによる電力消費がある。ダイオードＤ４２，Ｄ４１の順方向電圧をそれぞれＶｆとすると、いずれの場合も〔出力電流×Ｖｆ〕の損失が生じ、トータルで大きな損失を招く事態になっている。

特に電圧の低いサブの第２の電源３２がバッテリＥ３１であるときは、次のような問題がある。バッテリは電圧精度が相対的に低く、場合によっては、電圧の高いメインの第１の電源３１の電圧Ｖ３１よりも高い電圧出力状態になることがある。しかし、負荷回路３３に対して第１の電源３１から電源供給を行う必要があって第１の電源３１を起動した場合に、もしも不測に第１の電源３１よりも第２の電源３２の方が電圧が高くなっているとすれば、第１の電源３１からの給電が行えない事態が発生する。それは、２つのダイオードＤ４１，Ｄ４２を出力端子４４に対して並列に接続しているためである。第２の電源３２の電圧Ｖ３２が不測に第１の電源３１の電圧Ｖ３１より高くなっているとき、ダイオードＤ４２は遮断状態に切り替わらず、ダイオードＤ４１は導通することができないからである。これは、例えば、負荷回路３３がＤＣ−ＤＣコンバータであって、バッテリである第２の電源３２からではなく、第１の電源３１から給電を行う必要がある場合に支障となる。

そして、この問題に対処するために、サブの電源である第２の電源に降圧回路を追加することが考えられるが、効果の割に装備が大掛かりで、小型化する面でもコストの面でも課題が残る。

本発明はこのような事情に鑑みて創作したものであり、電圧の高い第１の電源と電圧の低い第２の電源を選択的に切り替える電源切替回路に関して、損失の低減を図る。特に、サブの電源である第２の電源が相対的に電圧精度の悪いバッテリであって、メインの電源である第１の電源よりも高い電圧を出力する事態が発生するとしても、大掛かりな降圧回路を用いることなく対応し得るようにすることを目的としている。

本発明は、次の手段を講じることにより上記の課題を解決する。

本発明による電源切替回路は、
電圧の高い第１の電源と電圧の低い第２の電源を選択的に切り替えて出力端子から選択された電圧を出力させる電源切替回路であって、
前記各電源からの入力端子を前記出力端子に対して接続切り替えするスイッチ手段と、
前記第１の電源側の入力端子に接続されて、前記第１の電源の電圧を検出し、規定値を超えたときに前記スイッチ手段のスイッチ切り替えを指示する電圧判定回路と、
前記電圧判定回路からの前記スイッチ切り替えの指示によって前記スイッチ手段を前記第２の電源の側から前記第１の電源の側に切り替えるスイッチ駆動手段とを備え、
さらに、前記第２の電源側の入力端子と前記出力端子との間で前記スイッチ手段をバイパス接続するシリーズレギュレータを備えたことを特徴とするものである。

上記のように構成された本発明の電源切替回路においては、電圧の高い第１の電源が停止状態にあるとき、電圧判定回路はスイッチ切り替えを指示せず、スイッチ手段が不動作であるので、スイッチ手段は電圧の低い第２の電源を出力端子につなぐ状態になっている。すなわち、負荷回路に対しては電圧の低い第２の電源から給電が行われる。

次に、第１の電源が起動されると、第１の電源の電圧が次第に上昇する。電圧判定回路は第１の電源の電圧の上昇過程を監視し、規定値を超えるに至ったときにスイッチ切り替えを指示する。その結果、スイッチ駆動手段が活性化してスイッチ手段が動作し、それまで第２の電源の側に繋がっていたスイッチ手段を第１の電源の側に切り替える動作を行う。

このスイッチ手段の切り替えの動作については、電圧判定回路における判定動作で、第１の電源の電圧が規定値を超えるに至ったと判定しさえすれば、その切り替えが確実に実行される。第２の電源がバッテリであるなどの理由から電圧精度が悪いために、不測に第２の電源の電圧が第１の電源よりも高くなっているとしても、そのことには関係なく、スイッチ手段の切り替えが行われる。つまり、２つのダイオードのカソードを出力端子に対して並列接続した従来例とは異なり、第２の電源の電圧状態の如何にかかわりなく、第２の電源の給電状態から第１の電源の給電状態へと確実に切り替えることが可能である。

以上において、第１の電源あるいは第２の電源と出力端子とを結ぶ線路に挿入されるのはスイッチ手段であり、これは従来例の場合のダイオードと比べると抵抗値が実質的にゼロかきわめて小さいから、電源切替回路での電力損失は大幅に低減される。加えて、給電主体を第２の電源から第１の電源に切り替える条件として、電圧判定回路による第１の電源の電圧が規定値を超えることとしているので、第２の電源の電圧状態からは影響を受けない。すなわち、第２の電源が相対的に電圧精度の悪いバッテリであって、不測に第１の電源よりも高い電圧を出力してしまうような事態が発生するとしても、第２の電源から第１の電源への確実な切り替えのために大掛かりで面積面、コスト面で不利な降圧回路を用いることなく対応することが可能である。
シリーズレギュレータは、電源と出力端子（負荷回路）を結ぶ線路にトランジスタなどの電圧制御素子が直列に接続された、降圧のみ可能な連続電流の定電圧直流電源回路である。高過ぎる電圧の分だけシリーズレギュレータにおいて電力を消費して電圧降下を起こさせることで、負荷回路に一定の電圧がかかるよう調整する機能を有している。
スイッチ手段の第２の電源側から第１の電源側への切り替えの途中であるニュートラル状態においては、短時間のことではあるが、スイッチ手段は一時的に第１および第２のいずれの電源とも繋がっていないために給電中断が発生する可能性があるという新たな問題が生起する。しかし、シリーズレギュレータは電圧の低い第２の電源の電圧をさらに下げた一定電圧状態で、出力端子に出力する。つまり、ニュートラル状態が生じるが、電圧が急降下して給電停止ないし給電劣化が発生するといったことは避けられ、電圧レベルの少しの低下は見られるものの、出力端子に対する給電の状態は継続されることになる。
一方、再び第１の電源を停止させると、第１の電源の電圧が次第に降下し、規定値を下回るようになって、電圧判定回路がリレー駆動の指示（スイッチ切り替えの指示）を停止する。すると、反転動作して、それまで第１の電源の側に繋がっていたスイッチ手段を第２の電源の側に切り替える動作を行う。この切り替え動作中においても上記同様のニュートラル状態が生じるが、シリーズレギュレータの働きにより、電圧レベルの少しの低下は見られるものの、出力端子に対する給電の状態は継続されることになる。

本発明によれば、電圧の高い第１の電源と電圧の低い第２の電源を選択的に切り替える電源切替回路に関して、電力損失の低減を図ることができる。さらに、第２の電源が相対的に電圧精度の悪いバッテリであるために不測に第１の電源よりも高い電圧を出力する事態が起こるとしても、大掛かりで小型化、コスト面で不利な降圧回路を用いることなく、第２の電源から第１の電源への確実な切り替えを実現できる。
さらに、次の効果が発揮される。すなわち、損失低減のために、本発明にあっては、従来例の並列接続した２つのダイオードに代えて、切り替え駆動されるスイッチ手段を採用する。しかし、スイッチ手段の２つの端子間での切り替え途中のニュートラル状態のために給電中断が発生する可能性があるという新たな問題が生起する。そこで、シリーズレギュレータを追加して給電を継続するようにしたので、ニュートラル状態での給電中断の問題は生じないことになる。

本発明の実施例の電源切替回路の構成を示す回路図 本発明の実施例の電源切替回路の動作を示すタイミングチャート 本発明の別の実施例の電源切替回路の構成を示す回路図 本発明の別の実施例におけるフォトＭＯＳリレーの回路構成図（消灯状態） 本発明の別の実施例におけるフォトＭＯＳリレーの回路構成図（点灯状態） 従来例の電源切替回路の構成を示す回路図

上記構成の本発明の電源切替回路には、次のようないくつかの好ましい態様がある。

前記のスイッチ手段については、各電源からの入力端子を出力端子に対して接続切り替えするトランスファ接点と、電圧判定回路からのスイッチ切り替えの指示によってトランスファ接点を第２の電源の側から第１の電源の側に切り替える駆動コイルとを備えた機械式リレーを備えている構成である。

ここで、トランスファ接点とは、ａ接点（常開接点）とｂ接点（常閉接点）の２接点を有するスイッチ手段で、その動作態様は、常時はａ接点がオフでｂ接点がオンであり、リレー駆動の指示（スイッチ切り替えの指示）によりｂ接点がターンオフし、ａ接点がターンオンするものである。この場合に、接点の切り替えのタイミングで、２つの接点がともに非導通となるニュートラルの状態が生じるが、そのニュートラルの期間を経て接続状態が切り替わるようになっている。

損失低減のために、本発明にあっては、従来例の並列接続した２つのダイオードに代えて、切り替え駆動されるスイッチ手段を採用する。しかし、トランスファ接点の２つの接点間での切り替え途中のニュートラル状態のために給電中断が発生する可能性があるという新たな問題が生起する。そこで、シリーズレギュレータを追加して給電を継続するようにしたので、ニュートラル状態での給電中断の問題は生じないことになる。

前記のスイッチ手段としては、機械式リレーのほか、無接点型の半導体リレーとしてもよい。無接点型の半導体リレーの場合は、機械式リレーに比べて、より信頼性が高く、切り換えの高速動作が期待できる。

前記の電圧判定回路については、定電圧素子とバイアス用の抵抗素子とリレー駆動用のスイッチング素子から次のように構成したものが好ましい。すなわち、定電圧素子（ツェナーダイオード）を第１の電源側の入力端子とグランドラインとの間でバイアス用の抵抗素子を介して接続する。リレー駆動用のスイッチング素子（トランジスタ）は、その制御端子を定電圧素子（ツェナーダイオード）とバイアス用の抵抗素子との接続点に接続し、ハイサイド端子をリレーの駆動コイルに接続し、ローサイド端子をグランドラインに接続する。

また、前記のシリーズレギュレータについては、降圧用のスイッチング素子とバイアス用の抵抗素子と定電圧素子から次のように構成したものが好ましい。すなわち、降圧用のスイッチング素子（トランジスタ）のハイサイド端子とローサイド端子を第２の電源側の入力端子と出力端子との間にバイパス的に接続し、バイアス用の抵抗素子を降圧用のスイッチング素子（トランジスタ）のハイサイド端子と制御端子との間に接続し、定電圧素子（ツェナーダイオード）を降圧用のスイッチング素子（トランジスタ）の制御端子とグランドラインとの間に接続する。

以下、上記構成の本発明の電源切替回路につき、その実施の形態を具体的な実施例のレベルで詳しく説明する。図１は本発明の実施例の電源切替回路の構成を示す回路図、図２は本発明の実施例の電源切替回路の動作を示すタイミングチャートである。

図１において、Ａは電源切替回路、１１は電圧が高いメインの第１の電源、１２は電圧が低いサブの第２の電源、１３は負荷回路、１４は電圧判定回路、１５は機械式リレー、１６はシリーズレギュレータである。２１はハイサイドの電源供給ラインＬＨにおける電源切替回路Ａの入力端子であり、これに第１の電源１１の出力端子（平滑コンデンサＣ１１の正極端子）が接続されている。２２はローサイドの電源供給ラインＬＬにおける入力端子であり、これに第２の電源１２の出力端子が接続されている。２３はグランドライン（コモンライン）ＬＧにおける入力端子、２４はハイサイドの出力端子、２５はグランドラインの出力端子である。

第１の電源１１は、トランスＴ１１の二次巻線Ｎ１２の両端間に接続されたダイオードＤ１１と平滑コンデンサ（電解コンデンサ）Ｃ１１の直列回路からなる整流平滑回路で構成されている。トランスＴ１１の一次巻線Ｎ１１の前段には例えば電力変換回路（図示せず）が接続されている。第２の電源１２は、典型的にはバッテリ（蓄電池）Ｅ１１で構成されている。負荷回路１３は、例えばＤＣ／ＤＣコンバータである。電源切替回路Ａは、第１の電源１１と第２の電源１２を選択的に切り替えるものであり、電圧判定回路１４と機械式リレー１５とシリーズレギュレータ１６で構成されている。

機械式リレー１５は、各電源１１，１２からの入力端子２１，２２を出力端子２４に対して接続切り替えするスイッチ手段の一例である。この機械式リレー１５は、駆動コイル１５ａとトランスファ接点１５ｂから構成されている。駆動コイル１５ａはスイッチ駆動手段の一例である。トランスファ接点１５ｂは、平常時にアクティブとなるｂ接点がローサイドの電源供給ラインＬＬに接続され、駆動時にアクティブとなるａ接点がハイサイドの電源供給ラインＬＨに接続され、ｃ接点がハイサイドの出力端子２４に接続されている。機械式リレー１５におけるトランスファ接点１５ｂは、第１の電源１１側の入力端子２１に接続されるａ接点と、第２の電源１２側の入力端子２２に接続されるｂ接点と、ハイサイドの出力端子２４に接続されるｃ接点と、ｃ接点に設けられた切り替え動作の作動子ｄを有している。作動子ｄは常時はｂ接点に接触して、第２の電源１２をハイサイドの出力端子２４に接続する状態を形成し、駆動コイル１５ａが通電励磁されると、ａ接点側に切り替えられて、第１の電源１１をハイサイドの出力端子２４に接続する状態を形成するようになっている。本実施例ではｃ接点数が１つであるが、この形式のトランスファ接点は「１ｃ接点」とも呼ばれる。

電圧判定回路１４は、バイアス用の抵抗素子Ｒ１１，Ｒ１２と定電圧素子としてのツェナーダイオードＺＤ１１とリレー駆動用のスイッチング素子としてのＮＰＮ型のトランジスタＱ１１で構成されている。第１の電源１１側の入力端子２１にバイアス用の抵抗素子Ｒ１１を介してツェナーダイオードＺＤ１１のカソード（ハイサイド端子）が接続されている。ツェナーダイオードＺＤ１１のアノード（ローサイド端子）はバイアス用の抵抗素子Ｒ１２を介してグランドラインＬＧに接続されている。リレー駆動用のトランジスタＱ１１は、そのベース（制御端子）がツェナーダイオードＺＤ１１のアノードとバイアス用の抵抗素子Ｒ１２との接続点に接続され、そのエミッタ（ローサイド端子）がグランドラインＬＧに接続され、そのコレクタ（ハイサイド端子）が機械式リレー１５における駆動コイル１５ａの一端に接続されている。駆動コイル１５ａの他端は第１の電源１１側の入力端子２１に接続されている。

シリーズレギュレータ１６は、降圧用のスイッチング素子としてのＮＰＮ型のトランジスタＱ１２とバイアス用の抵抗素子Ｒ１３と定電圧素子としてのツェナーダイオードＺＤ１２で構成されている。降圧用のトランジスタＱ１２は、そのコレクタ（ハイサイド端子）がローサイドの電源供給ラインＬＬ（ｂ接点）に接続され、そのエミッタ（ローサイド端子）がハイサイドの出力端子２４（ｃ接点）に接続されている。バイアス用の抵抗素子Ｒ１３は、降圧用のトランジスタＱ１２のベース（制御端子）とコレクタ（ハイサイド端子）との間に接続されている。ツェナーダイオードＺＤ１２は、そのカソード（ハイサイド端子）がトランジスタＱ１２のベース（制御端子）に接続され、そのアノード（ローサイド端子）がグランドラインＬＧに接続されている。このシリーズレギュレータ１６においては、降圧用のトランジスタＱ１２がトランスファ接点１５ｂのｂ接点とｃ接点との間にバイパス的に接続されている。

次に、上記のように構成された本発明実施例の電源切替回路Ａの動作を図２のタイミングチャートを用いて説明する。図２（ａ）は第１の電源１１の電圧Ｖ１１の変化を第２の電源１２の電圧Ｖ１２やシリーズレギュレータ１６による一定電圧Ｖ１２′や電圧判定回路４の判定基準の規定値Ｖthと比較して示すタイミングチャート、図２（ｂ）はハイサイドの出力端子２４に現れる出力電圧Ｖout の変化を示すタイミングチャートである。図２（ａ）と図２（ｂ）のタイミングは同期して表示されている。

いま、タイミング的にｔ０より前の時間帯であって、電圧の高い第１の電源１１が停止状態にあり、電圧Ｖ１１はゼロレベルになっているとする。このとき、電圧判定回路１４は動作せず、機械式リレー１５も不動作である。トランスファ接点１５ｂはｂ接点に接触し、電圧の低い第２の電源１２から負荷回路１３に対して給電が行われている。

次に、タイミングｔ０において第１の電源１１が起動されたとする。このとき、トランスＴ１１において、その一次巻線Ｎ１１から誘起されて二次巻線Ｎ１２に生じた電力はダイオードＤ１１によって半波整流され、平滑コンデンサＣ１１に対して充電が開始される。平滑コンデンサＣ１１の正極端子に現れる電圧Ｖ１１は電圧判定回路１４に印加され、次第に上昇していく（タイミングｔ０〜ｔ３の期間）。この電圧Ｖ１１が規定値Ｖthを上回るに至ったタイミングｔ１において、電圧判定回路１４はリレー駆動信号を機械式リレー１５に対して出力する。すなわち、平滑コンデンサＣ１１に現れる電圧Ｖ１１が次第に増加して、ツェナーダイオードＺＤ１１のカソード印加電圧がツェナー電圧を超えるまでに電圧Ｖ１１が上昇すると、ツェナーダイオードＺＤ１１が導通するに至る。その結果、リレー駆動用のトランジスタＱ１１のベースにバイアス用の抵抗素子Ｒ１２における電圧降下による電圧が印加されてリレー駆動用のトランジスタＱ１１が導通する。そして、リレーの駆動コイル１５ａに電流が流れ、駆動コイル１５ａが励磁され、トランスファ接点１５ｂの切り替わり動作が始まる。すなわち、それまでｂ接点に接触していた作動子ｄがタイミングｔ１においてｂ接点から離れ、次いで微小時間が過ぎたタイミングｔ２においてａ接点に接触する状態へと遷移する。機械式リレー１５の駆動には第１の電源１１の電圧Ｖ１１が用いられる。

この場合に重要なことは、第２の電源１２がバッテリＥ１１であって電圧精度が悪いために電圧Ｖ１２が第１の電源１１の電圧Ｖ１１よりも高くなっているか否かには関係なく、トランスファ接点１５ｂの切り替えが確実に行われるということである。すなわち、第１の電源１１の電圧Ｖ１１を監視し、規定値Ｖthを超えるに至ると、リレー駆動を指示する電圧判定回路１４の機能が働くからである。電圧判定回路１４の動作条件は、もっぱら第１の電源１１の電圧Ｖ１１のレベルであって、第２の電源１２の電圧Ｖ１２の状態には関係しないからである。よって、第１の電源１１を起動して、その電圧Ｖ１１が規定値Ｖthに達し、そのことを電圧判定回路１４が検出しさえすれば、第２の電源１２の給電状態から第１の電源１１の給電状態へと確実に切り替えることができる。つまり、２つのダイオードのカソードを出力端子に対して並列接続した従来例とは異なり、第２の電源１２の電圧Ｖ１２の状態の如何にかかわりなく、第２の電源１２から第１の電源１１への給電切り替えを確実なものにすることができる。

特に、負荷回路１３がＤＣ−ＤＣコンバータである場合には、異常出力状態のバッテリからの過剰に高い電圧（第１の電源１１の電圧Ｖ１１よりも高い電圧）が印加されるような事態は避けなければならない。しかし、本発明実施例によれば、バッテリの過剰高電圧を下げるための大掛かりな降圧回路については、これを必要としないですむ。

このトランスファ接点１５ｂの第２の電源１２側から第１の電源１１側への切り替えの途中（タイミングｔ１〜ｔ２の移行期間Ｔ１）では、短時間のことではあるが、トランスファ接点１５ｂは一時的に第１および第２のいずれの電源１１，１２とも繋がっていないニュートラルな状態となる。すると、シリーズレギュレータ１６が電圧の低い第２の電源１２の電圧Ｖ１２をさらに下げた電圧Ｖ１２′の状態で、出力端子２４に出力する状態が生じる。つまり、ニュートラル状態が生じるとしても、出力電圧Ｖout が急降下して給電停止ないし給電劣化が発生するといったことは避けられ、電圧レベルの少しの低下は見られるものの、負荷回路１３に対する給電の状態は継続されることになる。これがシリーズレギュレータ１６による効果である。

タイミングｔ２において、トランスファ接点１５ｂがｂ接点に接触するに至り、トランスファ接点１５ｂのｃ接点には電圧の高い第１の電源１１の電圧Ｖ１１が印加されるようになり、これよりやや遅れたタイミングｔ３において電圧Ｖ１１は平滑コンデンサＣ１１の満充電時の定格電圧Ｖ１１max で安定化する（タイミングｔ３〜ｔ４の定常期間Ｔ２）。定格電圧Ｖ１１max の大きさは図２（ａ），（ｂ）において上向き矢印で表されている。

次に、タイミングｔ４において、再度、第１の電源１１を停止させると、第１の電源１１の電圧Ｖ１１が次第に降下し、タイミングｔ５において規定値Ｖthを下回るようになって、ツェナーダイオードＺＤ１１が導通状態から非導通状態へと遷移し、バイアス用の抵抗素子Ｒ１２の両端電圧が消失する結果、リレー駆動用のトランジスタＱ１１がターンオフする。すると、駆動コイル１５ａへの通電がなくなり、機械式リレー１５が反転動作して、それまで第１の電源１１側のａ接点に繋がっていたトランスファ接点１５ｂを第２の電源１２側のｂ接点に切り替える動作を開始する。この切り替え動作中においても上記同様のニュートラル状態が生じるが、シリーズレギュレータ１６の働きにより、電圧レベルの少しの低下は見られるものの、出力端子２４に対する給電の状態は継続されることになる（タイミングｔ５〜ｔ６の移行期間Ｔ３）。タイミングｔ６ではトランスファ接点１５ｂがｂ接点に接触し、シリーズレギュレータ１６の電圧Ｖ１２′に代わって、第２の電源１２の電圧Ｖ１２が出力される。

シリーズレギュレータ１６が動作するのは、タイミングｔ１〜ｔ２の移行期間Ｔ１とタイミングｔ５〜ｔ６の移行期間Ｔ３のみである。すなわち、トランスファ接点１５ｂが切り替わり途上のニュートラル状態となっている期間のみである。

以上において、第１の電源１１あるいは第２の電源１２と出力端子２４とを結ぶ線路に挿入されるのはトランスファ接点１５ｂであり、これは従来例の場合のダイオードと比べると抵抗値が実質的にゼロか極めて小さいものであるから、電源切替回路Ａでの電力損失は大幅に低減される。加えて、給電主体を第２の電源１２から第１の電源１１に切り替える条件として、電圧判定回路１４による第１の電源１１の電圧Ｖ１１が規定値Ｖthを超えることであるので、第２の電源１２の電圧Ｖ１２の状態からは影響を受けないで済む。すなわち、第２の電源１２が相対的に電圧精度の悪いバッテリであって、第１の電源１１よりも高い電圧を出力する事態に対しても、第２の電源１２から第１の電源１１への確実な切り替えのために、小型化、コスト面で不利な降圧回路を用いる必要がなく、簡易に対応することが可能である。

さらに、シリーズレギュレータ１６を設けてあるので、スイッチ手段としてニュートラル状態が生じる機械式リレー１５を採用しても、出力電圧Ｖout が急降下して給電停止ないし給電劣化が発生することを防止し、負荷回路１３に対して安定的に給電することができる。

なお、スイッチ手段として機械式リレー１５に代えて可動部分を持たない無接点型の半導体リレーを用いてもよく、機械式リレーよりも高信頼性で高速切り換えが期待できる。その一例として、半導体リレー（フォトＭＯＳリレー）を挙げることができる。

図３はスイッチ手段としてフォトＭＯＳリレーを用いた場合の別の実施例の電源切替回路の構成を示す回路図である。図３において、先の実施例の図１で用いたのと同一符号は同一の構成要素を指すものとし、詳しい説明は省略する。本実施例で特徴ある部分はフォトＭＯＳリレー２６である。このフォトＭＯＳリレー２６は、ノーマリクローズ型のフォトＭＯＳリレー２６ａとノーマリオープン型のフォトＭＯＳリレー２６ｂとで構成されている。ノーマリクローズ型のフォトＭＯＳリレー２６ａは、そのフォトＭＯＳスイッチＱ２１が発光ダイオードＬＥＤ１の消灯状態で導通し、点灯状態で遮断する。ノーマリオープン型のフォトＭＯＳリレー２６ｂは、そのフォトＭＯＳスイッチＱ２２が発光ダイオードＬＥＤ２の消灯状態で遮断し、点灯状態で導通する。２つの発光ダイオードＬＥＤ１，ＬＥＤ２は直列に接続され、発光ダイオードＬＥＤ１のアノードは電圧判定回路１４における抵抗素子Ｒ１１に接続され（ノードＮ１）、発光ダイオードＬＥＤ２のカソードは電圧判定回路１４におけるトランジスタＱ１１のコレクタに接続されている（ノードＮ２）。フォトＭＯＳスイッチＱ２１は、その高電位側端子が第２の電源１２側の入力端子２２に接続され（ノードＮ３）、その低電位側端子がハイサイドの出力端子２４に接続されている（ノードＮ４）。フォトＭＯＳスイッチＱ２２は、その高電位側端子が第１の電源１１側の入力端子２１に接続され（ノードＮ１）、その低電位側端子がハイサイドの出力端子２４に接続されている（ノードＮ４）。フォトＭＯＳスイッチＱ２１の低電位側端子とフォトＭＯＳスイッチＱ２２の低電位側端子とはハイサイドの出力端子２４に対して並列に接続されている。

図４と図５はノーマリクローズ型のフォトＭＯＳリレー２６ａとノーマリオープン型のフォトＭＯＳリレー２６ｂの詳しい回路構成と動作態様を示す。図４は消灯状態を表し、図５は点灯状態を表す。ノードＮ１〜Ｎ４は、図３と図４、図５とで対応している。フォトＭＯＳスイッチＱ２１，Ｑ２２のそれぞれは、ゲートどうしが共通接続された２つのＭＯＳ‐ＦＥＴ Ｑ２１ａ,Ｑ２１ｂ（Ｑ２２ａ,Ｑ２２ｂ）と、各ＭＯＳ‐ＦＥＴのソース‐ドレイン間のボディダイオードＤ２１ａ,Ｄ２１ｂ（Ｄ２２ａ,Ｄ２２ｂ）と、光電変換素子としての光電池ＳＣ２１，ＳＣ２２と、放電経路を形成するダイオードＤ２１ｃ，Ｄ２２ｃやサイリスタＴＨ２１，ＴＨ２２などを備えている。

次に、図３の実施例の電源切替回路の動作を説明する。

図２のタイミングｔ０以前で、電圧の高い第１の電源１１が停止状態にあるとき、電圧判定回路１４は動作せず、フォトＭＯＳリレー２６では両発光ダイオードＬＥＤ１，ＬＥＤ２は消灯しており、ノーマリクローズ型のフォトＭＯＳ‐ＦＥＴ Ｑ２１は導通状態にあり、ノーマリオープン型のＭＯＳ‐ＦＥＴ Ｑ２２は非導通状態となっている。したがって、電圧の低い第２の電源１２から負荷回路１３に対して給電が行われている。図４では、光電池ＳＣ２１，ＳＣ２２は不動作で、サイリスタＴＨ２１，ＴＨ２２は導通状態であり、ノーマリクローズ型のＭＯＳ‐ＦＥＴ Ｑ２１のゲートとノーマリオープン型のＭＯＳ‐ＦＥＴ Ｑ２２のゲートはともにバイアスがない状態となっている。

次に、タイミングｔ０において第１の電源１１が起動され、平滑コンデンサＣ１１に現れる電圧Ｖ１１が次第に増加して、ツェナーダイオードＺＤ１１のカソード印加電圧がツェナー電圧を超えるまでに電圧Ｖ１１が上昇すると、ツェナーダイオードＺＤ１１が導通するに至る。その結果、リレー駆動用のトランジスタＱ１１が導通する。そして、図５に示すように、両発光ダイオードＬＥＤ１，ＬＥＤ２が点灯し、ノーマリクローズ型のフォトＭＯＳ‐ＦＥＴ Ｑ２１は非導通状態に反転し、ノーマリオープン型のフォトＭＯＳ‐ＦＥＴ Ｑ２２が導通状態に反転する。図５では、光電池ＳＣ２１，ＳＣ２２が動作し、サイリスタＴＨ２１，ＴＨ２２は転流オフし、ノーマリクローズ型のＭＯＳ‐ＦＥＴ Ｑ２１のゲートは逆バイアスで“Ｌ”レベルとなり、ノーマリオープン型のＭＯＳ‐ＦＥＴ Ｑ２２のゲートは順バイアスで“Ｈ”レベルとなる。

この切り替えの途中（タイミングｔ１〜ｔ２の移行期間Ｔ１）では、短時間のことではあるが、フォトＭＯＳリレー２６における２つのフォトＭＯＳ‐ＦＥＴ Ｑ２１，Ｑ２２は一時的に第１および第２のいずれの電源１１，１２とも繋がっていないニュートラルな状態となる。すると、先の実施例と同様に、シリーズレギュレータ１６が電圧の低い第２の電源１２の電圧Ｖ１２をさらに下げた電圧Ｖ１２′の状態で、出力端子２４に出力する状態が生じる。つまり、ニュートラル状態が生じ、電圧レベルの少しの低下は見られるものの、負荷回路１３に対する給電の状態は継続されることになる。

タイミングｔ２において、ノーマリオープン型のＭＯＳ‐ＦＥＴ Ｑ２２が導通するに至り（図５参照）、出力端子２４には電圧の高い第１の電源１１の電圧Ｖ１１が印加されるようになり、やや遅れたタイミングｔ３において電圧Ｖ１１は平滑コンデンサＣ１１の満充電時の定格電圧Ｖ１１max で安定化する（タイミングｔ３〜ｔ４の定常期間Ｔ２）。

次に、タイミングｔ４において、再度、第１の電源１１を停止させると、第１の電源１１の電圧Ｖ１１が次第に降下し、タイミングｔ５において規定値Ｖthを下回るようになって、ツェナーダイオードＺＤ１１が導通状態から非導通状態へと遷移し、リレー駆動用のトランジスタＱ１１がターンオフする。すると、両発光ダイオードＬＥＤ１，ＬＥＤ２への通電がなくなり、ノーマリクローズ型のＭＯＳ‐ＦＥＴ Ｑ２１は導通状態に反転し、ノーマリオープン型のＭＯＳ‐ＦＥＴ Ｑ２２が非導通状態に反転する（図４参照）。この切り替え動作中においても上記同様のニュートラル状態が生じるが、シリーズレギュレータ１６の働きにより、電圧レベルの少しの低下は見られるものの、出力端子２４に対する給電の状態は継続されることになる（タイミングｔ５〜ｔ６の移行期間Ｔ３）。タイミングｔ６ではノーマリクローズ型のＭＯＳ‐ＦＥＴ Ｑ２１のターンオンが完了し、シリーズレギュレータ１６の電圧Ｖ１２′に代わって、第２の電源１２の電圧Ｖ１２が出力される。

以上のように、半導体リレー（フォトＭＯＳリレー）の場合にあっても、ノーマリクローズ型のＭＯＳ‐ＦＥＴ Ｑ２１とノーマリオープン型のＭＯＳ‐ＦＥＴ Ｑ２２とがともにオープンとなるニュートラル状態が生じ得るので、シリーズレギュレータ１６の存在は有意義なものとなる。

本発明は、電圧の高い第１の電源と電圧の低い第２の電源を選択的に切り替えるための電源切替回路において、電力損失の低減を図るとともに、電圧精度が悪化した第２の電源の電圧が不測に第１の電源の電圧よりも高くなってしまったとしても、小型化、コスト面で不利な降圧回路を用いることなく、第２の電源から第１の電源への切り替えを確実に実現する技術として有用である。

１１ 第１の電源
１２ 第２の電源
１４ 電圧判定回路
１５ 機械式リレー（スイッチ手段）
１５ａ 駆動コイル（スイッチ駆動手段）
１５ｂ トランスファ接点
１６ シリーズレギュレータ
２１ 第１の電源からの入力端子
２２ 第２の電源からの入力端子
２４ 出力端子
Ａ 電源切替回路
ＬＨ ハイサイドライン
ＬＬ ローサイドライン
ＬＧ グランドライン
Ｑ１１ リレー駆動用のスイッチング素子（トランジスタ）
Ｑ１２ 降圧用のスイッチング素子（トランジスタ）
Ｒ１２ 電圧判定回路におけるバイアス用の抵抗素子
Ｒ１３ シリーズレギュレータにおけるバイアス用の抵抗素子
ＺＤ１１ 電圧判定回路における定電圧素子（ツェナーダイオード）
ＺＤ１２ シリーズレギュレータにおける定電圧素子（ツェナーダイオード）

Claims (5)

1. 電圧の高い第１の電源と電圧の低い第２の電源を選択的に切り替えて出力端子から選択された電圧を出力させる電源切替回路であって、
   前記各電源からの入力端子を前記出力端子に対して接続切り替えするスイッチ手段と、
   前記第１の電源側の入力端子に接続されて、前記第１の電源の電圧を検出し、規定値を超えたときに前記スイッチ手段のスイッチ切り替えを指示する電圧判定回路と、
   前記電圧判定回路からの前記スイッチ切り替えの指示によって前記スイッチ手段を前記第２の電源の側から前記第１の電源の側に切り替えるスイッチ駆動手段とを備え、
   さらに、前記第２の電源側の入力端子と前記出力端子との間で前記スイッチ手段をバイパス接続するシリーズレギュレータを備えたことを特徴とする電源切替回路。
2. 前記スイッチ手段は、前記各電源からの入力端子を前記出力端子に対して接続切り替えするトランスファ接点と、前記電圧判定回路からの前記スイッチ切り替えの指示によって前記トランスファ接点を前記第２の電源の側から前記第１の電源の側に切り替える駆動コイルとを備えた機械式リレーである請求項１に記載の電源切替回路。
3. 前記スイッチ手段は、無接点型の半導体リレーである請求項１に記載の電源切替回路。
4. 前記電圧判定回路は、
   前記第１の電源側の入力端子とグランドラインとの間にバイアス用の抵抗素子を介して接続された定電圧素子と、
   前記定電圧素子と前記バイアス用の抵抗素子との接続点に制御端子が接続され、ハイサイド端子が前記スイッチ手段の駆動側に接続され、ローサイド端子が前記グランドラインに接続されたリレー駆動用のスイッチング素子とを備えて構成されている請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載の電源切替回路。
5. 前記シリーズレギュレータは、
   前記第２の電源側の入力端子と出力端子との間にハイサイド端子とローサイド端子がバイパス的に接続された降圧用のスイッチング素子と、
   前記降圧用のスイッチング素子のハイサイド端子と制御端子との間に接続されたバイアス用の抵抗素子と、
   前記降圧用のスイッチング素子の制御端子とグランドラインとの間に接続された定電圧素子とを備えて構成されている請求項１に記載の電源切替回路。

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