JP6239391B2 - Power converter - Google Patents
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Description
本発明は、モータを駆動する電力変換装置に関し、特に、デッドタイムに起因する電流歪みの抑制方法に好適である。 The present invention relates to a power conversion device that drives a motor, and is particularly suitable for a method for suppressing current distortion caused by dead time.
電力変換器のスイッチング方式において、上下アームのスイッチング素子の短絡を防止するために設定されるデッドタイムにより、インバータの出力電圧が変化する。このため、相電流のゼロクロス点及びその近傍で出力電圧が不連続になり、これによって相電流も不連続になり、電流波形に歪みを生じる場合がある。その結果、相電流のゼロクロス点近傍において、モータのトルクが脈動したり、騒音が大きくなったりする原因となっている。 In the switching system of the power converter, the output voltage of the inverter changes due to a dead time set to prevent a short circuit between the switching elements of the upper and lower arms. For this reason, the output voltage becomes discontinuous at and near the zero-crossing point of the phase current, which also causes the phase current to become discontinuous, which may cause distortion in the current waveform. As a result, near the zero cross point of the phase current, the torque of the motor pulsates and noise increases.
インバータの出力電流の大きさによらず波形歪みが生じるのを抑制するため、インバータのオンデレイに伴う出力電圧降下を出力電流の大きさに応じて補償することが知られ、例えば、特許文献１に記載されている。 In order to suppress the occurrence of waveform distortion regardless of the magnitude of the output current of the inverter, it is known to compensate for the output voltage drop accompanying the on-delay of the inverter according to the magnitude of the output current. Have been described.
上記特許文献１に記載のものでは、インバータ出力電流の指令信号の大きさと極性に応じて各相のデッドタイム補償電圧を求め、インバータ出力電圧の指令信号に補償電圧を加算し、デッドタイム補償を行うので、デッドタイム補償は、モータ電流のゼロクロスが発生するタイミングを精度良く判定して、デッドタイム補償電圧とモータ電流との極性を一致させる必要がある。つまり、特許文献１の方式では、相電流指令値の大きさと極性によりデッドタイム補償電圧を決定しているため、インバータ出力電流を検出する電流検出器の出力に誤検出防止のためにノイズ除去の機能を備えたノイズフィルタを設けた場合、特に高周波数においては、相電流指令値と実際の相電流の間に位相差が生じ、適切な補償をすることができない恐れがある。 In the above-mentioned patent document 1, the dead time compensation voltage of each phase is obtained according to the magnitude and polarity of the command signal of the inverter output current, the compensation voltage is added to the command signal of the inverter output voltage, and dead time compensation is performed. Since dead time compensation is performed, it is necessary to accurately determine the timing at which the zero crossing of the motor current occurs and to match the polarities of the dead time compensation voltage and the motor current. That is, in the method of Patent Document 1, since the dead time compensation voltage is determined based on the magnitude and polarity of the phase current command value, the output of the current detector that detects the inverter output current is noise-removed to prevent erroneous detection. When a noise filter having a function is provided, particularly at a high frequency, there is a possibility that a phase difference occurs between the phase current command value and the actual phase current, and appropriate compensation cannot be performed.
本発明の目的は、上記従来技術の課題を解決し、モータの回転速度が高く、高周波数のインバータであっても簡単な構成で、デッドタイムに起因する電流歪みを抑制し、モータのトルク脈動及び、騒音を低減することにある。 The object of the present invention is to solve the above-mentioned problems of the prior art, to suppress the current distortion caused by the dead time, and to reduce the torque pulsation of the motor with a simple configuration even with a high-speed inverter having a high motor rotation speed. And it is to reduce noise.
本発明は上記目的を達成するために、モータを駆動するインバータと、前記モータの回転速度と磁極位置を検出するロータリーエンコーダと、前記インバータの出力電流を検出する電流検出器と、インバータ出力電流を検出する電流検出器の出力からノイズを除去するノイズフィルタと、前記モータの磁極位置の位相に対応してトルク軸の電流指令値及び磁束軸の電流指令を演算し、前記トルク軸の電流指令と磁束軸の電流指令から３相の電流指令値を演算する制御演算部と、を備えた電力変換装置において、前記制御演算部で演算した３相の電流指令値に基づいて補償値を演算するデットタイム補償部を有し、トルク軸の電流指令と磁束軸の電流指令に基づき前記ノイズフィルタの出力に応じた３相電圧指令値を前記デットタイム補償部の出力で補正して前記インバータを制御し、前記３相の電流指令値と前記インバータの実際の出力電流との位相差を、前記モータの回転速度と、前記電流検出器及び前記ノイズフィルタにより生じる遅れ時間とを乗算することで求め、前記制御演算部は、前記モータの磁極位置の位相に前記求めた位相差を加算した位相に基づいて、前記３相の電流指令値を演算するものである。
In order to achieve the above object, the present invention provides an inverter that drives a motor, a rotary encoder that detects the rotational speed and magnetic pole position of the motor, a current detector that detects an output current of the inverter, and an inverter output current. A noise filter for removing noise from the output of the current detector to be detected, a current command value for the torque axis and a current command for the magnetic flux axis corresponding to the phase of the magnetic pole position of the motor, And a control calculation unit that calculates a three-phase current command value from a current command of the magnetic flux axis, and a power calculation device that calculates a compensation value based on the three-phase current command value calculated by the control calculation unit A time compensation unit, and a three-phase voltage command value corresponding to the output of the noise filter based on the torque axis current command and the magnetic flux axis current command. Is corrected by the force controlling the inverter, the phase difference between the actual output current of the inverter and the current command value of the 3-phase, the rotational speed of the motor, caused by the current detector and said noise filter delay The control calculation unit calculates the three-phase current command value based on a phase obtained by adding the calculated phase difference to the phase of the magnetic pole position of the motor .
本発明によれば、３相の電流指令値とインバータの実際の出力電流との位相差を、モータの回転速度と、電流検出器及びノイズフィルタにより生じる遅れ時間と、から演算し、位相差をモータの磁極位置の位相に加算して３相の電流指令値を演算するので、デッドタイム補償電圧の位相が適切に設定され、モータの回転速度が高い場合でも、簡単な構成で、デッドタイムに起因する電流歪みの抑制し、モータのトルクが脈動、騒音を低減することができる。 According to the present invention, the phase difference between the three-phase current command value and the actual output current of the inverter is calculated from the rotational speed of the motor and the delay time generated by the current detector and the noise filter, and the phase difference is calculated. Since the three-phase current command value is calculated by adding to the phase of the magnetic pole position of the motor, even when the dead time compensation voltage phase is set appropriately and the motor rotation speed is high, the dead time can be reduced with a simple configuration. The resulting current distortion can be suppressed, and the motor torque can reduce pulsation and noise.
以下、本発明の実施の形態を説明するにあたって、違いを明らかにするため、従来技術の詳細を説明する。
図４は従来の制御方式のブロック図であり、電源１，電源１の商用交流電源を直流電圧に変換する整流器２，整流器２で直流に変換された電圧を任意の周波数の交流電圧に変換するインバータ３，インバータ３により駆動されるモータ４，モータ４の回転速度および磁極位置を検出するロータリーエンコーダ５により電力変換装置の主回路部分は構成される。インバータ３は、モータのベクトル制御に基づいて回転座標系の磁束軸成分とトルク軸成分を制御することにより駆動する。磁束軸では、磁束軸電流指令Ｉｄ＊に対して、電流検出器６の出力信号が入力されたノイズフィルタ７から出力されたインバータ３の出力電流ＩｕＦＢ，ＩｖＦＢ，ＩｗＦＢ（以降、相電流検出値）を３相−２相変換（８）することにより得られる磁束軸電流ＩｄＦＢとの差分を磁束軸電流制御系ブロック１１に入力することにより磁束軸成分の電圧指令値Ｖｄ＊を演算する。
Hereinafter, in order to clarify the difference in the description of the embodiments of the present invention, details of the prior art will be described.
FIG. 4 is a block diagram of a conventional control system, in which the voltage converted to DC by the rectifier 2 and rectifier 2 for converting the commercial AC power source of the power source 1 and the power source 1 into an AC voltage of an arbitrary frequency is converted. The inverter 3, the motor 4 driven by the inverter 3, and the rotary encoder 5 that detects the rotational speed and magnetic pole position of the motor 4 constitute the main circuit portion of the power converter. The inverter 3 is driven by controlling the magnetic flux axis component and the torque axis component of the rotating coordinate system based on the motor vector control. In the magnetic flux axis, output currents IuFB, IvFB, and IwFB (hereinafter referred to as phase current detection values) of the inverter 3 output from the noise filter 7 to which the output signal of the current detector 6 is input in response to the magnetic flux axis current command Id *. The voltage command value Vd * of the magnetic flux axis component is calculated by inputting the difference from the magnetic flux axis current IdFB obtained by three-phase to two-phase conversion (8) to the magnetic flux axis current control system block 11.
トルク軸においてはモータ４の速度指令ωｒｅ＊に対してロータリーエンコーダ５から得られる回転速度ωｒｅＦＢとの差分を速度制御系ブロック１２に入力することによりトルク指令τ＊を得る。さらにトルク−電流変換ゲインブロック（ＫT）１３に入力することによりトルク軸電流指令Ｉｑ＊が得られる。トルク軸電流指令Ｉｑ＊と、相電流検出値を３相−２相変換（８）することにより得られるトルク軸電流ＩｑＦＢとの差分をトルク軸電流制御系ブロック１４に入力することによりトルク軸成分の電圧指令Ｖｑ＊を得る。 On the torque axis, the torque command τ * is obtained by inputting the difference between the speed command ωre * of the motor 4 and the rotational speed ωreFB obtained from the rotary encoder 5 to the speed control system block 12. Further, a torque shaft current command Iq * is obtained by inputting the torque-current conversion gain block (K T ) 13. The difference between the torque axis current command Iq * and the torque axis current IqFB obtained by three-phase to two-phase conversion (8) of the phase current detection value is input to the torque axis current control system block 14 to thereby generate a torque axis component. Voltage command Vq * is obtained.
一方で、磁束軸電流指令Ｉｄ＊とトルク軸電流指令Ｉｑ＊を２相−３相変換（１５）することにより得られるインバータ３の出力電流の３相電流指令Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊（以降、相電流指令値）の極性により、デッドタイム補償回路１７はデッドタイム補償量の極性を決定してデッドタイム補償電圧を演算する。 On the other hand, the three-phase current commands Iu *, Iv *, Iw * () of the output current of the inverter 3 obtained by performing the two-phase to three-phase conversion (15) between the magnetic flux axis current command Id * and the torque shaft current command Iq *. Thereafter, the dead time compensation circuit 17 determines the polarity of the dead time compensation amount based on the polarity of the phase current command value) and calculates the dead time compensation voltage.
磁束軸成分の電圧指令Ｖｄ＊とトルク軸成分の電圧指令Ｖｑ＊を２相−３相変換（１６）することにより、インバータ３の各相に対する電圧指令を得ることができる。この電圧指令にデッドタイム補償電圧を加算して、３相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊（以降、相電圧指令値）を演算し、相電圧指令値とキャリアの比較によりＰＷＭパルスを生成してインバータ２のスイッチング素子を駆動する。 The voltage command for each phase of the inverter 3 can be obtained by performing the two-phase to three-phase conversion (16) on the voltage command Vd * for the magnetic flux axis component and the voltage command Vq * for the torque axis component. The dead time compensation voltage is added to this voltage command to calculate a three-phase voltage command value Vu *, Vv *, Vw * (hereinafter referred to as phase voltage command value), and a PWM pulse is calculated by comparing the phase voltage command value with the carrier. It generates and drives the switching element of the inverter 2.
この制御方式では、相電流指令値に基づいてデッドタイム補償電圧を演算するため、相電流指令値とインバータ出力の実際の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ（以降、実際の相電流）に位相差の無い場合には、良好なデッドタイム補償動作が得られ、実際の相電流の歪みを抑制できる。 In this control method, since the dead time compensation voltage is calculated based on the phase current command value, there is no phase difference between the phase current command value and the actual currents Iu, Iv, and Iw (hereinafter, actual phase currents) of the inverter output. In this case, a good dead time compensation operation can be obtained, and the distortion of the actual phase current can be suppressed.
しかし、相電流指令値と実際の相電流に位相差がある場合は、デッドタイム補償電圧と実際の相電流の極性が一致しない区間が生じるため、デッドタイム補償が適切に行われない。このことにより、デッドタイム補償の効果が小さくなるだけでなく、実際の電流と極性の異なるデッドタイム補償電圧が相電圧指令値に加算されるため、期待した効果とは逆に電流歪みが大きくなる。 However, when there is a phase difference between the phase current command value and the actual phase current, there is a section in which the polarity of the dead time compensation voltage and the actual phase current do not match, so that dead time compensation is not properly performed. This not only reduces the effect of the dead time compensation, but also adds a dead time compensation voltage having a polarity different from that of the actual current to the phase voltage command value, so that the current distortion increases contrary to the expected effect. .
図５は相電流指令値と実際の相電流に位相差Δθｒｅがある場合に演算されるデッドタイム補償電圧の説明図を示す。一般的に、電流検出器６の出力には、誤検出防止のためにノイズ除去の機能を備えたノイズフィルタ７を設ける。電流検出器６及びノイズフィルタ７は遅れ要素を持っているから、相電流検出値は実際の相電流に対して遅れ位相となる。さらに相電流指令値は、相電流検出値に一致するように演算されるから、相電流指令値は実際の相電流に対して遅れ位相となる。 FIG. 5 is an explanatory diagram of a dead time compensation voltage calculated when there is a phase difference Δθre between the phase current command value and the actual phase current. Generally, a noise filter 7 having a noise removing function is provided at the output of the current detector 6 to prevent erroneous detection. Since the current detector 6 and the noise filter 7 have a delay element, the phase current detection value has a delay phase with respect to the actual phase current. Further, since the phase current command value is calculated so as to coincide with the phase current detection value, the phase current command value is delayed from the actual phase current.
相電流指令値と実際の相電流に、遅れ要素による位相差がある場合、実際の相電流のゼロクロス近傍では、実際の相電流が正極性のときにデッドタイム補償電圧が負極性となる区間（左側斜線部）が生じる。一方で実際の相電流が負極性のときにデッドタイム補償電圧が正極性となる区間（右側斜線部）が生じる。これにより、図４の方式ではデッドタイム補償電圧の極性が適切に判定されないため、電流歪みの抑制効果が小さいだけでなく、逆に電流歪みが大きくなる。 When the phase current command value and the actual phase current have a phase difference due to a delay element, in the vicinity of the zero phase of the actual phase current, the interval in which the dead time compensation voltage is negative when the actual phase current is positive ( (Left hatched part) occurs. On the other hand, when the actual phase current is negative, there is a section (right hatched portion) where the dead time compensation voltage is positive. As a result, the polarity of the dead time compensation voltage is not properly determined in the method of FIG. 4, so that not only the current distortion suppression effect is small, but also the current distortion becomes large.
実際の相電流に対する相電流指令値の遅れ時間Δｔｄが、電流検出器６及びノイズフィルタ７に代表される電力変換装置の構成部品の遅れ要素が支配的となり決定される場合、遅れ時間Δｔｄは固定値に近似できる。遅れ位相Δθｒｅ（単位：ｒａｄ）は遅れ要素による遅れ時間Δｔｄ（単位：ｓｅｃ）にモータの電気角速度（単位：ｒａｄ／ｓｅｃ）を乗算した値となる。これは、モータの回転速度が高くなると共に、インバータの出力が高周波数になることで、相電流指令値と実際の相電流の位相差Δθｒｅが大きくなるため、デッドタイム補償電圧と実際の相電流との位相差が大きくなり、デッドタイム補償が困難となった結果、電流歪みが増大し、モータのトルク脈動が大きくなり、騒音が増大することを示している。 When the delay time Δtd of the phase current command value with respect to the actual phase current is determined because the delay elements of the components of the power converter represented by the current detector 6 and the noise filter 7 are dominant, the delay time Δtd is fixed. Can approximate the value. The delay phase Δθre (unit: rad) is a value obtained by multiplying the delay time Δtd (unit: sec) by the delay element by the electrical angular velocity (unit: rad / sec) of the motor. This is because the phase difference Δθre between the phase current command value and the actual phase current is increased by increasing the motor rotation speed and the inverter output at a high frequency. Therefore, the dead time compensation voltage and the actual phase current are increased. As a result, the current distortion increases, the torque pulsation of the motor increases, and the noise increases.
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明の一実施の形態による概略構成を示すブロック図であり、上図が主回路部分、下図が制御回路部分である。
電力変換装置の主回路部分は、電源１，電源１の商用交流電圧を直流電圧に変換する整流器２，整流器２で直流に変換された電圧を任意の周波数の交流電圧に変換するインバータ３，インバータ３により駆動されるモータ４，モータ４の回転速度及び磁極位置を検出するロータリーエンコーダ５により構成される。またモータ４はシーブ２１と接続しており、シーブ２１に巻きかけられるロープ２２により乗りかご２３及びおもり２４が図示しない昇降路内に吊られている。モータ４が電力変換装置によって駆動されてシーブ２１が回転駆動されると、ロープ２２が駆動され、乗りかご２３とおもり２４が昇降路内において互いに反対方向に昇降する。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration according to an embodiment of the present invention. The upper diagram is a main circuit portion, and the lower diagram is a control circuit portion.
The main circuit portion of the power converter is composed of a power source 1, a rectifier 2 that converts a commercial AC voltage of the power source 1 into a DC voltage, an inverter 3 that converts a voltage converted into a DC voltage by the rectifier 2 into an AC voltage of an arbitrary frequency 3 is composed of a motor 4 driven by 3 and a rotary encoder 5 for detecting the rotational speed and magnetic pole position of the motor 4. The motor 4 is connected to the sheave 21, and a car 23 and a weight 24 are suspended in a hoistway (not shown) by a rope 22 wound around the sheave 21. When the motor 4 is driven by the power converter and the sheave 21 is rotationally driven, the rope 22 is driven, and the car 23 and the weight 24 are raised and lowered in opposite directions in the hoistway.
電力変換装置の制御回路部分は、磁束軸においては、磁束軸電流指令Ｉｄ＊と、電流検出器６の出力信号が入力されたノイズフィルタ７から出力された相電流検出値ＩｕＦＢ，ＩｖＦＢ，ＩｗＦＢ（以降、相電流検出値）を３相−２相変換（８）することにより得られる磁束軸電流ＩｄＦＢとの差分を磁束軸電流制御系ブロック１１に入力することによって、磁束軸成分の電圧指令値Ｖｄ＊を演算する。 In the magnetic flux axis, the control circuit portion of the power conversion device includes phase current detection values IuFB, IvFB, IwFB (from the noise filter 7 to which the magnetic flux axis current command Id * and the output signal of the current detector 6 are input. Thereafter, the difference between the phase current detection value) and the magnetic flux axis current IdFB obtained by performing the three-phase to two-phase conversion (8) is input to the magnetic flux axis current control system block 11 to thereby determine the voltage command value of the magnetic flux axis component. Vd * is calculated.
トルク軸においては、モータ４の速度指令ωｒｅ＊に対してモータ４の回転軸に取り付けられたロータリーエンコーダ５から得られる回転速度ωｒｅＦＢとの差分を速度制御系ブロック１２に入力することによりトルク指令τ＊を得る。さらにトルク−電流変換ゲインブロック（ＫT）１３に入力することによりトルク軸電流指令Ｉｑ＊が得られる。トルク軸電流指令Ｉｑ＊と、相電流検出値を３相−２相変換（８）することにより得られるトルク軸電流ＩｑＦＢとの差分をトルク軸電流制御系ブロック１４に入力することによりトルク軸成分の電圧指令Ｖｑ＊を演算する。 In the torque shaft, the difference between the speed command ωre * of the motor 4 and the rotational speed ωreFB obtained from the rotary encoder 5 attached to the rotating shaft of the motor 4 is input to the speed control system block 12 to input the torque command τ Get *. Further, a torque shaft current command Iq * is obtained by inputting the torque-current conversion gain block (K T ) 13. The difference between the torque axis current command Iq * and the torque axis current IqFB obtained by three-phase to two-phase conversion (8) of the phase current detection value is input to the torque axis current control system block 14 to thereby generate a torque axis component. The voltage command Vq * is calculated.
一方で、磁束軸電流指令Ｉｄ＊とトルク軸電流指令Ｉｑ＊を２相−３相変換（１５）することにより得られる相電流指令値Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊（以降、相電流指令値）の極性により、デッドタイム補償回路１７はデッドタイム補償量の極性を決定してデッドタイム補償電圧を演算する。 On the other hand, phase current command values Iu *, Iv *, Iw * (hereinafter referred to as phase current command values) obtained by performing two-phase to three-phase conversion (15) on the magnetic flux axis current command Id * and the torque shaft current command Iq *. The dead time compensation circuit 17 calculates the dead time compensation voltage by determining the polarity of the dead time compensation amount.
磁束軸成分の電圧指令Ｖｄ＊とトルク軸成分の電圧指令Ｖｑ＊を２相−３相変換（１６）することにより、インバータ３の各相に対する電圧指令を得ることができる。この電圧指令にデッドタイム補償電圧を加算して、３相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊（以降、相電圧指令値）を演算し、相電圧指令値とキャリアの比較によりＰＷＭパルスを生成してスイッチング素子を駆動する。 The voltage command for each phase of the inverter 3 can be obtained by performing the two-phase to three-phase conversion (16) on the voltage command Vd * for the magnetic flux axis component and the voltage command Vq * for the torque axis component. The dead time compensation voltage is added to this voltage command to calculate a three-phase voltage command value Vu *, Vv *, Vw * (hereinafter referred to as phase voltage command value), and a PWM pulse is calculated by comparing the phase voltage command value with the carrier. Generate and drive the switching element.
相電流指令値は、磁束軸成分の電流指令Ｉｄ＊とトルク軸成分の電流指令Ｉｑ＊とモータ４の磁極位置に対応した位相θを２相−３相変換ブロック１５に入力することで演算することができる。２相−３相変換の演算式を式（Ａ）に示す。 The phase current command value is calculated by inputting the current command Id * of the magnetic flux axis component, the current command Iq * of the torque shaft component, and the phase θ corresponding to the magnetic pole position of the motor 4 to the two-phase / three-phase conversion block 15. be able to. An arithmetic expression for the two-phase to three-phase conversion is shown in Expression (A).
相電流指令値の位相は、（Ａ）式からθにより決定されるので、相電流指令値の極性に基づいて演算するデッドタイム補償電圧の位相は、θに任意の数値を代入することで、変更することができる。（Ａ）式のθは、ロータリーエンコーダから得られる回転速度ωｒｅＦＢを積分することで得られる、モータ磁極位置に対応した位相θｒｅ及び、相電流指令値と実際の相電流との位相差Δθｒｅにより、（Ｂ）式で表される。 Since the phase of the phase current command value is determined by θ from the equation (A), the phase of the dead time compensation voltage calculated based on the polarity of the phase current command value can be obtained by substituting an arbitrary value for θ. Can be changed. Θ in the formula (A) is obtained by integrating the rotational speed ωreFB obtained from the rotary encoder, the phase θre corresponding to the motor magnetic pole position, and the phase difference Δθre between the phase current command value and the actual phase current. It is represented by the formula (B).
実際の相電流に対する相電流指令値の遅れ時間Δｔｄ（単位：ｓｅｃ）に、ロータリーエンコーダから得られる回転速度ωｒｅＦＢ（単位：ｒａｄ／ｓｅｃ）を乗算することで、Δθｒｅが演算され、モータ磁極位置に対応したΔθｒｅを得ることができる。回転速度ωｒｅＦＢからΔθｒｅを演算するに代えて、回転速度ωｒｅＦＢをモータ４の速度指令ωｒｅ＊に置き換えても良い。また、ここではモータ磁極位置の情報を得るために、ロータリーエンコーダを用いる例を示したが、インバータの電圧及び電流から磁極位置を推定することは可能であり、その情報を用いても良い。 By multiplying the delay time Δtd (unit: sec) of the phase current command value with respect to the actual phase current by the rotational speed ωreFB (unit: rad / sec) obtained from the rotary encoder, Δθre is calculated, and the motor magnetic pole position is calculated. A corresponding Δθre can be obtained. Instead of calculating Δθre from the rotational speed ωreFB, the rotational speed ωreFB may be replaced with a speed command ωre * of the motor 4. In this example, the rotary encoder is used to obtain the information on the motor magnetic pole position. However, the magnetic pole position can be estimated from the voltage and current of the inverter, and the information may be used.
電流検出器６及びノイズフィルタ７に代表される電力変換装置の構成部品の遅れ要素が支配的となる場合、遅れ時間Δｔｄは固定値に近似できる。そのため、遅れ要素を含む部品に変更が無い限り、遅れ時間Δｔｄは電力変換装置を製作して最初の型式試験で測定するのみで、一意に決定することができる。 When the delay elements of the components of the power converter represented by the current detector 6 and the noise filter 7 are dominant, the delay time Δtd can be approximated to a fixed value. Therefore, as long as there is no change in the components including the delay element, the delay time Δtd can be uniquely determined only by manufacturing the power converter and measuring it in the first type test.
図２は、従来の制御方式により、位相差Δθｒｅが補正されない場合の電流波形を示し、図３は、一実施の形態により、位相差Δθｒｅが補正された場合の実際の相電流波形を示す。デッドタイムに起因する歪みは、基本波の６倍の周波数成分が電流波形に重畳される。補償前と比較して、一実施形態による歪みの抑制効果を確認できる。 FIG. 2 shows a current waveform when the phase difference Δθre is not corrected by the conventional control method, and FIG. 3 shows an actual phase current waveform when the phase difference Δθre is corrected according to one embodiment. As for the distortion caused by the dead time, a frequency component that is six times the fundamental wave is superimposed on the current waveform. Compared with before compensation, the distortion suppression effect according to the embodiment can be confirmed.
１ 電源
２ 整流器
３ インバータ
４ モータ
５ ロータリーエンコーダ
６ 電流検出器
７ ノイズフィルタ
８ ３相−２相変換ブロック
１１ 磁束軸電流制御系ブロック
１２ 速度制御系ブロック
１３ トルク−電流変換ゲインブロック
１４ トルク軸電流制御系ブロック
１５ ２相−３相変換ブロック
１６ ２相−３相変換ブロック
１７ デッドタイム補償回路
２１ シーブ
２２ ロープ
２３ 乗りかご
２４ おもり
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Power supply 2 Rectifier 3 Inverter 4 Motor 5 Rotary encoder 6 Current detector 7 Noise filter 8 3 phase-2 phase conversion block 11 Magnetic flux axis current control system block 12 Speed control system block 13 Torque-current conversion gain block 14 Torque axis current control System block 15 2-phase-3 phase conversion block 16 2-phase-3 phase conversion block 17 Dead time compensation circuit 21 Sheave 22 Rope 23 Car 24 Weight
Claims (4)
前記制御演算部で演算した３相の電流指令値に基づいて補償値を演算するデットタイム補償部を有し、トルク軸の電流指令と磁束軸の電流指令に基づき前記ノイズフィルタの出力に応じた３相電圧指令値を前記デットタイム補償部の出力で補正して前記インバータを制御し、前記３相の電流指令値と前記インバータの実際の出力電流との位相差を、前記モータの回転速度と、前記電流検出器及び前記ノイズフィルタにより生じる遅れ時間とを乗算することで求め、前記制御演算部は、前記モータの磁極位置の位相に前記求めた位相差を加算した位相に基づいて、前記３相の電流指令値を演算することを特徴とする電力変換装置。 Removes noise from the output of the inverter that drives the motor, the rotary encoder that detects the rotation speed and magnetic pole position of the motor, the current detector that detects the output current of the inverter, and the current detector that detects the inverter output current A torque filter current command value and a magnetic flux axis current command corresponding to the phase of the magnetic pole position of the motor, and a three-phase current command from the torque shaft current command and the magnetic flux axis current command. In a power conversion device including a control calculation unit that calculates a value,
A dead time compensator that calculates a compensation value based on the three-phase current command value calculated by the control calculation unit, and that corresponds to the output of the noise filter based on the torque axis current command and the magnetic flux axis current command; The inverter is controlled by correcting the three-phase voltage command value with the output of the dead time compensation unit, and the phase difference between the three-phase current command value and the actual output current of the inverter is calculated as the rotational speed of the motor. , By multiplying the delay time generated by the current detector and the noise filter , the control calculation unit is based on the phase obtained by adding the obtained phase difference to the phase of the magnetic pole position of the motor. A power conversion device characterized by calculating a current command value of a phase .
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