JP6231703B2 - 無線通信システムにおける３次元ｍｉｍｏのためのフィードバック情報算出方法及びそのための装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システムに関し、特に、無線通信システムにおける３次元ＭＩＭＯのためのフィードバック情報算出方法及びそのための装置に関する。

本発明を適用できる無線通信システムの一例として、３ＧＰＰ ＬＴＥ（３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ；以下、「ＬＴＥ」という。）通信システムについて概略的に説明する。

図１は、無線通信システムの一例としてＥ−ＵＭＴＳネットワーク構造を概略的に示す図である。Ｅ−ＵＭＴＳ（Ｅｖｏｌｖｅｄ Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｙｓｔｅｍ）は、既存のＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｙｓｔｅｍ）から進展したシステムであり、現在３ＧＰＰで基礎的な標準化作業が進行中である。一般に、Ｅ−ＵＭＴＳをＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）システムと呼ぶこともできる。ＵＭＴＳ及びＥ−ＵＭＴＳの技術規格（ｔｅｃｈｎｉｃａｌ ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ）の詳細な内容はそれぞれ、「３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ；Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ Ｇｒｏｕｐ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋ」のＲｅｌｅａｓｅ ７及びＲｅｌｅａｓｅ ８を参照することができる。

図１を参照すると、Ｅ−ＵＭＴＳは、端末（Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ；ＵＥ）、基地局（ｅＮｏｄｅＢ；ｅＮＢ）、及びネットワーク（Ｅ−ＵＴＲＡＮ）の終端に位置して外部ネットワークに接続するアクセスゲートウェイ（Ａｃｃｅｓｓ Ｇａｔｅｗａｙ；ＡＧ）を含んでいる。基地局は、ブロードキャストサービス、マルチキャストサービス及び／又はユニキャストサービスのために多重データストリームを同時に送信することができる。

一つの基地局には一つ以上のセルが存在する。セルは、１．２５、２．５、５、１０、１５、２０ＭＨｚなどの帯域幅のいずれか一つに設定され、複数の端末に下り又は上り送信サービスを提供する。異なるセルは、異なる帯域幅を提供するように設定することができる。基地局は、複数の端末に関するデータ送受信を制御する。下りリンク（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ；ＤＬ）データについて、基地局は下りリンクスケジューリング情報を送信し、該当の端末にデータが送信される時間／周波数領域、符号化、データサイズ、ＨＡＲＱ（Ｈｙｂｒｉｄ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｒｅｐｅａｔ ａｎｄ ｒｅＱｕｅｓｔ）関連情報などを知らせる。また、上りリンク（Ｕｐｌｉｎｋ；ＵＬ）データについて、基地局は上りリンクスケジューリング情報を該当の端末に送信し、該当の端末が使用可能な時間／周波数領域、符号化、データサイズ、ＨＡＲＱ関連情報などを知らせる。基地局同士の間には、ユーザトラフィック又は制御トラフィックの送信のためのインターフェースを用いることができる。コアネットワーク（Ｃｏｒｅ Ｎｅｔｗｏｒｋ；ＣＮ）は、ＡＧ、及び端末のユーザ登録などのためのネットワークノードなどで構成することができる。ＡＧは、複数のセルで構成されるＴＡ（Ｔｒａｃｋｉｎｇ Ａｒｅａ）単位で端末の移動性を管理する。

無線通信技術は、ＷＣＤＭＡに基づいてＬＴＥにまで開発されてきたが、ユーザと事業者の要求と期待は増す一方である。その上、他の無線接続技術の開発が続いており、将来、競争力を持つためには新しい技術進化が要求される。ビット当たりのコストの削減、サービス利用可能性の増大、柔軟な周波数バンドの使用、単純構造と開放型インターフェース、端末の適度な電力消費などが要求される。

上述したような議論に基づき、以下では無線通信システムにおいて３次元ＭＩＭＯのためのフィードバック情報算出方法及びそのための装置を提案する。

本発明の目的は、無線通信システムにおいてＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）ベースビームフォーミングのために端末がチャネル状態情報を生成する方法であって、基地局から第１パイロットパターン及び第２パイロットパターンを受信するステップと、前記第１パイロットパターン及び前記第２パイロットパターンのそれぞれに対するプリコーディング行列インデックス（ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ））及びランク指示子（ＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ））を選択するステップと、前記第２パイロットパターンに対するＲＩより大きな前記第１パイロットパターンに対するＲＩを、３次元チャネルに対するＲＩとして設定するステップと、前記第２パイロットパターンのＲＩは前記３次元チャネルに対するＲＩと等しく、前記第１パイロットパターンのＰＭＩは予め選択されたＰＭＩと等しいとの仮定の下に、前記第２パイロットパターンのＰＭＩを再選択するステップと、を含む方法を提供することによって達成することが可能である。

前記第１パイロットパターン及び前記第２パイロットパターンはそれぞれ、垂直方向チャネル及び水平方向チャネルに対応してもよい。ＱＣＬ（ｑｕａｓｉ ｃｏ−ｌｏｃａｔｅｄ）仮定は、前記第１パイロットパターンと前記第２パイロットパターンとの間で可能であってもよい。前記第１パイロットパターン及び前記第２パイロットパターンは、広範囲特性（Ｌａｒｇｅ ｓｃａｌｅ ｐｒｏｐｅｒｔｙ）が同一であると見なされてもよく、前記広範囲特性は、ドップラー拡散（Ｄｏｐｐｌｅｒ ｓｐｒｅａｄ）、ドップラーシフト（Ｄｏｐｐｌｅｒ ｓｈｉｆｔ）、平均遅延（ａｖｅｒａｇｅ ｄｅｌａｙ）及び遅延拡散（ｄｅｌａｙ ｓｐｒｅａｄ）の少なくとも一つを含んでもよい。

前記方法は、前記予め選択されたＰＭＩは前記３次元チャネルに対するＲＩ及び前記第１パイロットパターンに適用され、前記再選択されたＰＭＩは前記第２パイロットパターンに適用されるという仮定の下に、チャネル品質指示子を算出するステップと、前記３次元チャネルに対するＲＩ及び前記第１パイロットパターンに適用された前記予め選択されたＰＭＩと、前記第２パイロットパターンに適用された前記再選択されたＰＭＩと、前記チャネル品質指示子と、を含むフィードバック情報を前記基地局に報告するステップと、をさらに含んでもよい。

本発明の他の態様において、無線通信システムにおける端末装置であって、基地局から第１パイロットパターン及び第２パイロットパターンを受信するよう構成される無線通信モジュールと、前記第１パイロットパターン及び前記第２パイロットパターンのそれぞれに対するプリコーディング行列インデックス（ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ））及びランク指示子（ＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ））を選択し、前記第２パイロットパターンに対するＲＩより大きな前記第１パイロットパターンに対するＲＩを、３次元チャネルに対するＲＩとして設定し、前記第２パイロットパターンのＲＩが前記３次元チャネルに対するＲＩと等しく、前記より大きなＲＩを有する前記第１パイロットパターンのＰＭＩは予め選択されたＰＭＩと等しいとの仮定の下に、前記第２パイロットパターンのＰＭＩを再選択するよう構成されるプロセッサと、を備える端末装置がここに提供される。

前記プロセッサは、前記予め選択されたＰＭＩは前記３次元チャネルに対するＲＩ及び前記第１パイロットパターンに適用され、前記再選択されたＰＭＩは前記第２パイロットパターン適用されるという仮定の下に、チャネル品質指示子を算出してもよく、前記３次元チャネルに対するＲＩ及び前記第１パイロットパターンに適用された前記予め選択されたＰＭＩと、前記第２パイロットパターンに適用された前記再選択されたＰＭＩと、前記チャネル品質指示子と、を含むフィードバック情報を前記基地局に送信するように前記無線通信モジュールを制御してもよい。

本発明の他の態様において、無線通信システムにおいてＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）ベースビームフォーミングのために端末がチャネル状態情報を生成する方法であって、基地局から第１パイロットパターン及び第２パイロットパターンを受信するステップと、前記第１パイロットパターン及び前記第２パイロットパターンのそれぞれに対するプリコーディング行列インデックス（ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ））及びランク指示子（ＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ））を選択するステップと、前記第２パイロットパターンに対するＲＩより小さな前記第１パイロットパターンに対するＲＩを、３次元チャネルに対するＲＩとして設定するステップと、前記第２パイロットパターンのＲＩは前記３次元チャネルに対するＲＩと等しく、前記第１パイロットパターンのＰＭＩは予め選択されたＰＭＩと等しいとの仮定の下に、前記第２パイロットパターンのＰＭＩを再選択するステップと、を含む方法がここに提供される。

本発明の他の態様において、無線通信システムにおける端末装置であって、基地局から第１パイロットパターン及び第２パイロットパターンを受信するよう構成される無線通信モジュールと、前記第１パイロットパターン及び前記第２パイロットパターンのそれぞれに対するプリコーディング行列インデックス（ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ））及びランク指示子（ＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ））を選択し、前記第２パイロットパターンに対するＲＩより小さな前記第１パイロットパターンに対するＲＩを、３次元チャネルに対するＲＩとして設定し、前記第２パイロットパターンのＲＩが前記３次元チャネルに対するＲＩと等しく、前記第１パイロットパターンのＰＭＩは予め選択されたＰＭＩと等しいとの仮定の下に、前記第２パイロットパターンに対するＰＭＩを再選択するよう構成されるプロセッサと、を備える端末装置がここに提供される。

本発明の実施例によれば、無線通信システムにおいて３次元ＭＩＭＯのためのフィードバック情報を効率的に算出することができる。

本発明で得られる効果は、以上に言及した効果に制限されず、言及していない別の効果は、以下の記載から、本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者には明確に理解されるであろう。

無線通信システムの一例としてＥ−ＵＭＴＳネットワーク構造を概略的に示す図である。 ３ＧＰＰ無線アクセスネットワーク規格に基づく端末とＥ−ＵＴＲＡＮ間の無線インターフェースプロトコル（Ｒａｄｉｏ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）のコントロールプレーン（Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｐｌａｎｅ）及びユーザプレーン（Ｕｓｅｒ Ｐｌａｎｅ）構造を示す図である。 ３ＧＰＰシステムに用いられる物理チャネル及びこれらのチャネルを用いた一般的な信号送信方法を説明するための図である。 ＬＴＥシステムで用いられる無線フレームの構造を例示する図である。 ＬＴＥシステムで用いられる下りリンク無線フレームの構造を例示する図である。 ＬＴＥシステムで用いられる上りリンクサブフレームの構造を示す図である。 一般的な多重アンテナ（ＭＩＭＯ）通信システムを示す構成図である。 ４個のアンテナを用いた下りリンク送信をサポートするＬＴＥシステムにおける下りリンク参照信号の構造を示す図である。 ４個のアンテナを用いた下りリンク送信をサポートするＬＴＥシステムにおける下りリンク参照信号の構造を示す図である。 現在３ＧＰＰ標準文書で定義している下りリンクＤＭ−ＲＳ割り当て例を示す図である。 現在３ＧＰＰ標準文書で定義している下りリンクＣＳＩ−ＲＳ設定のうち、一般ＣＰの場合におけるＣＳＩ−ＲＳ設定＃０を例示する図である。 アンテナティルティング方式を説明するための図である。 既存のアンテナシステムとアクティブアンテナシステム（能動アンテナシステム）とを比較する図である。 アクティブアンテナシステムに基づいて、端末特定ビームを形成した例を示す図である。 アクティブアンテナシステムベースの２次元ビーム送信シナリオを示す図である。 均一線形アレイにおいて整合（Ａｌｉｇｎｅｄ）分割プリコーディングを適用する例を説明するための図である。 平板アレイ（ｓｑｕａｒｅ ａｒｒａｙ）において列（ｃｏｌｕｍｎ）ベース整合分割プリコーディングを適用する例を説明するための図である。 平板アレイにおいて行（ｒｏｗ）ベース整合分割プリコーディングを適用する例を説明するための図である。 平板アレイにおいて行グループベース整合分割プリコーディングを適用する例を説明するための図である。 パイロットパターン割り当て方法を例示する図である。 パイロットパターン割り当て方法を例示する図である。 パイロットパターン割り当て方法を例示する図である。 端末がＨ−ＰＭＩとＶ−ＰＭＩをフィードバックする場合、レイヤ間マッチングに不一致が発生する例を示す図である。 ３次元受信レイクラスタ（ｒａｙ ｃｌｕｓｔｅｒ）環境の例を示す図である。 本発明の一実施例に係る通信装置のブロック構成図である。

以下に添付の図面を参照して説明された本発明の実施例から、本発明の構成、作用及び他の特徴が容易に理解されるであろう。以下に説明される実施例は、本発明の技術的特徴が３ＧＰＰシステムに適用された例である。

本明細書ではＬＴＥシステム及びＬＴＥ−Ａシステムを用いて本発明の実施例を説明するが、これは例示に過ぎず、本発明の実施例は、上述した定義に該当するいかなる通信システムにも適用可能である。また、本明細書は、ＦＤＤ方式を基準にして本発明の実施例について説明するが、これは例示に過ぎず、本発明の実施例は、Ｈ−ＦＤＤ方式又はＴＤＤ方式にも容易に変形して適用されてもよい。

また、本明細書では、基地局をＲＲＨ（ｒｅｍｏｔｅ ｒａｄｉｏ ｈｅａｄ）、ｅＮＢ、ＴＰ（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｐｏｉｎｔ）、ＲＰ（ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ ｐｏｉｎｔ）、中継機（ｒｅｌａｙ）などを含む包括的な名称で使うことができる。

図２は、３ＧＰＰ無線アクセスネットワーク規格に基づく端末とＥ−ＵＴＲＡＮとの間の無線インターフェースプロトコル（Ｒａｄｉｏ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）のコントロールプレーン及びユーザプレーンの構造を示す図である。コントロールプレーンとは、端末（ＵＥ）とネットワークとが呼を管理するために用いる制御メッセージが送信される通路のことを意味する。ユーザプレーンとは、アプリケーション層で生成されたデータ、例えば、音声データ又はインターネットパケットデータなどが送信される通路のことを意味する。

第１層である物理層は、物理チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）で上位層に情報送信サービス（Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｓｅｒｖｉｃｅ）を提供する。物理層は、上位の媒体アクセス制御（Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ、媒体接続制御）層とは伝送チャネル（Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）を介して接続されている。該伝送チャネルを介して媒体アクセス制御層と物理層との間にデータが移動する。送信側の物理層と受信側の物理層との間には物理チャネルを介してデータが移動する。該物理チャネルは、時間及び周波数を無線リソースとして活用する。具体的に、物理チャネルは、下りリンクにおいてＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式で変調され、上りリンクにおいてＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式で変調される。

第２層の媒体アクセス制御（Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＭＡＣ）層は、論理チャネル（Ｌｏｇｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）を介して、上位層である無線リンク制御（Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＲＬＣ）層にサービスを提供する。第２層のＲＬＣ層は、信頼できるデータ送信をサポートする。ＲＬＣ層の機能をＭＡＣ内部の機能ブロックとして実装してもよい。第２層のＰＤＣＰ（Ｐａｃｋｅｔ Ｄａｔａ Ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）層は、帯域幅の狭い無線インターフェースでＩＰｖ４やＩＰｖ６のようなＩＰパケットを効率的に送信するために、余分の制御情報を減らすヘッダー圧縮（Ｈｅａｄｅｒ Ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎ）機能を持つ。

第３層の最下部に位置する無線リソース制御（Ｒａｄｉｏ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＲＲＣ）層は、コントロールプレーンにのみ定義される。ＲＲＣ層は、無線ベアラー（Ｒａｄｉｏ Ｂｅａｒｅｒ）の設定（Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）、再設定（Ｒｅ−ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）及び解除（Ｒｅｌｅａｓｅ）に関連して、論理チャネル、伝送チャネル及び物理チャネルの制御を担当する。無線ベアラー（ＲＢ）とは、端末とネットワーク間のデータ伝達のために第２層によって提供されるサービスのことを意味する。そのために、端末のＲＲＣ層とネットワークのＲＲＣ層とはＲＲＣメッセージを互いに交換する。端末のＲＲＣ層とネットワークのＲＲＣ層との間にＲＲＣ接続（ＲＲＣ Ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ）がある場合に、端末はＲＲＣ接続状態（Ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ Ｍｏｄｅ）にあり、そうでない場合は、ＲＲＣ休止状態（Ｉｄｌｅ Ｍｏｄｅ）にある。ＲＲＣ層の上位にあるＮＡＳ（Ｎｏｎ−Ａｃｃｅｓｓ Ｓｔｒａｔｕｍ）層は、セッション管理（Ｓｅｓｓｉｏｎ Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ）と移動性管理（Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ）などの機能を果たす。

ネットワークから端末にデータを送信する下り伝送チャネルとしては、システム情報を送信するＢＣＨ（Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ページングメッセージを送信するＰＣＨ（Ｐａｇｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ユーザトラフィックや制御メッセージを送信する下りＳＣＨ（Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）などがある。下りマルチキャスト又は放送サービスのトラフィック又は制御メッセージは、下りＳＣＨで送信されてもよく、別の下りＭＣＨ（Ｍｕｌｔｉｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）で送信されてもよい。一方、端末からネットワークにデータを送信する上り伝送チャネルとしては、初期制御メッセージを送信するＲＡＣＨ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ユーザトラフィックや制御メッセージを送信する上りＳＣＨ（Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）がある。伝送チャネルの上位に存在し、伝送チャネルにマップされる論理チャネル（Ｌｏｇｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）としては、ＢＣＣＨ（Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＰＣＣＨ（Ｐａｇｉｎｇ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＣＣＣＨ（Ｃｏｍｍｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＭＣＣＨ（Ｍｕｌｔｉｃａｓｔ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＭＴＣＨ（Ｍｕｌｔｉｃａｓｔ Ｔｒａｆｆｉｃ Ｃｈａｎｎｅｌ）などがある。

図３は、３ＧＰＰシステムに用いられる物理チャネル及びこれらのチャネルを用いた一般の信号送信方法を説明するための図である。

端末は、電源が入ったり、新しくセルに進入したりした場合に、基地局と同期を取る等の初期セル探索（Ｉｎｉｔｉａｌ ｃｅｌｌ ｓｅａｒｃｈ）作業を行う（Ｓ３０１）。そのために、端末は、基地局からプライマリ同期チャネル（Ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ；Ｐ−ＳＣＨ）及びセカンダリ同期チャネル（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ；Ｓ−ＳＣＨ）を受信して基地局と同期を取り、セルＩＤなどの情報を取得することができる。その後、端末は、基地局から物理放送チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）を受信し、セル内放送情報を取得することができる。一方、端末は、初期セル探索段階で、下りリンク参照信号（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ；ＤＬ ＲＳ）を受信し、下りリンクチャネル状態を確認することができる。

初期セル探索を終えた端末は、物理下りリンク制御チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＤＣＣＨ）、及び該ＰＤＣＣＨに含まれた情報に基づいて物理下りリンク共有チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＤＳＣＨ）を受信することによって、より具体的なシステム情報を取得することができる（Ｓ３０２）。

一方、基地局に最初に接続したり信号送信のための無線リソースがない場合には、端末は、基地局にランダムアクセス手順（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ；ＲＡＣＨ）を行うことができる（Ｓ３０３乃至Ｓ３０６）。そのために、端末は、物理ランダムアクセスチャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＲＡＣＨ）で特定シーケンスをプリアンブルとして送信し（Ｓ３０３及びＳ３０５）、ＰＤＣＣＨ及び対応するＰＤＳＣＨを介して、プリアンブルに対する応答メッセージを受信することができる（Ｓ３０４及びＳ３０６）。競合ベースのＲＡＣＨについては、競合解決手順（Ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ Ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ）をさらに行うことができる。

上述の手順を行った端末は、その後、一般的な上りリンク／下りリンク信号送信手順として、ＰＤＣＣＨ／ＰＤＳＣＨ受信（Ｓ３０７）、及び物理上りリンク共有チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＵＳＣＨ）／物理上りリンク制御チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＵＣＣＨ）送信（Ｓ３０８）を行うことができる。特に、端末はＰＤＣＣＨで下りリンク制御情報（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ＤＣＩ）を受信する。ここで、ＤＣＩは、端末に対するリソース割り当て情報のような制御情報を含んでおり、その使用目的によってフォーマットが異なる。

一方、端末が上りリンクで基地局に送信する又は端末が基地局から受信する制御情報としては、下りリンク／上りリンクＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号、ＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ）、ＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）などを含む。３ＧＰＰ ＬＴＥシステムでは、端末は、これらのＣＱＩ／ＰＭＩ／ＲＩなどの制御情報をＰＵＳＣＨ及び／又はＰＵＣＣＨで送信することができる。

図４は、ＬＴＥシステムで用いられる無線フレームの構造を例示する図である。

図４を参照すると、無線フレーム（ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）は１０ｍｓ（３２７２００×Ｔ_s）の長さを有し、１０個の均等なサイズのサブフレーム（ｓｕｂｆｒａｍｅ）で構成されている。それぞれのサブフレームは１ｍｓの長さを有し、２個のスロット（ｓｌｏｔ）で構成されている。それぞれのスロットは０．５ｍｓ（１５３６０×Ｔ_s）の長さを有する。ここで、Ｔ_sはサンプリング時間を表し、Ｔ_s＝１／（１５ｋＨｚ×２０４８）＝３．２５５２×１０^-8（約３３ｎｓ）で表示される。スロットは時間領域において複数のＯＦＤＭシンボルを含み、周波数領域において複数のリソースブロック（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ；ＲＢ）を含む。ＬＴＥシステムにおいて一つのリソースブロックは１２個の副搬送波×７（６）個のＯＦＤＭシンボルを含む。データの送信される単位時間であるＴＴＩ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｔｉｍｅ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）は、一つ以上のサブフレーム単位と定めることができる。上述した無線フレームの構造は例示に過ぎず、無線フレームに含まれるサブフレームの数、サブフレームに含まれるスロットの数、又はスロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は様々に変更されてもよい。

図５は、下りリンク無線フレームにおいて一つのサブフレームの制御領域に含まれる制御チャネルを例示する図である。

図５を参照すると、サブフレームは１４個のＯＦＤＭシンボルで構成されている。サブフレーム設定によって先頭における１乃至３個のＯＦＤＭシンボルは制御領域として用いられ、残り１３〜１１個のＯＦＤＭシンボルはデータ領域として用いられる。同図で、Ｒ１乃至Ｒ４は、アンテナ０乃至３に対する基準信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ（ＲＳ）又はＰｉｌｏｔ Ｓｉｇｎａｌ）を表す。ＲＳは、制御領域及びデータ領域を問わず、サブフレーム内に一定のパターンで固定される。制御チャネルは、制御領域においてＲＳの割り当てられていないリソースに割り当てられ、トラフィックチャネルもデータ領域においてＲＳの割り当てられていないリソースに割り当てられる。制御領域に割り当てられる制御チャネルには、ＰＣＦＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｏｒｍａｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ ＣＨａｎｎｅｌ）、ＰＨＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｈｙｂｒｉｄ−ＡＲＱ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ ＣＨａｎｎｅｌ）、ＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ ＣＨａｎｎｅｌ）などがある。

ＰＣＦＩＣＨは物理制御フォーマット指示子チャネルであり、サブフレームごとにＰＤＣＣＨに用いられるＯＦＤＭシンボルの個数を端末に知らせる。ＰＣＦＩＣＨは、最初のＯＦＤＭシンボルに位置し、ＰＨＩＣＨ及びＰＤＣＣＨに優先して設定される。ＰＣＦＩＣＨは４個のＲＥＧ（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｅｌｅｍｅｎｔ Ｇｒｏｕｐ）で構成され、それぞれのＲＥＧはセルＩＤ（Ｃｅｌｌ ＩＤｅｎｔｉｔｙ）に基づいて制御領域内に分散される。１個のＲＥＧは４個のＲＥ（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｅｌｅｍｅｎｔ）で構成される。ＲＥは、１副搬送波×１ ＯＦＤＭシンボルと定義される最小物理リソースを表す。ＰＣＦＩＣＨ値は帯域幅によって１〜３又は２〜４の値を示し、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）で変調される。

ＰＨＩＣＨは、物理ＨＡＲＱ（Ｈｙｂｒｉｄ−Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｒｅｐｅａｔ ａｎｄ ｒｅｑｕｅｓｔ）指示子チャネルであり、上りリンク送信に対するＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫを搬送するために用いられる。すなわち、ＰＨＩＣＨは、ＵＬ ＨＡＲＱのためのＤＬ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報が送信されるチャネルを表す。ＰＨＩＣＨは、１個のＲＥＧで構成され、セル固有（ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）にスクランブル（ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）される。ＡＣＫ／ＮＡＣＫは１ビットで示され、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）で変調される。変調されたＡＣＫ／ＮＡＣＫは拡散率（Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ Ｆａｃｔｏｒ；ＳＦ、拡散因子）＝２又は４で拡散される。同一のリソースにマップされる複数のＰＨＩＣＨは、ＰＨＩＣＨグループを構成する。ＰＨＩＣＨグループに多重化されるＰＨＩＣＨの個数は、拡散コードの個数によって決定される。ＰＨＩＣＨ（グループ）は周波数領域及び／又は時間領域においてダイバーシチ利得を得るために３回反復（ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ）される。

ＰＤＣＣＨは物理下りリンク制御チャネルであり、サブフレームにおける先頭のｎ個のＯＦＤＭシンボルに割り当てられる。ここで、ｎは１以上の整数であり、ＰＣＦＩＣＨで示される。ＰＤＣＣＨは一つ以上のＣＣＥで構成される。ＰＤＣＣＨは、伝送チャネルであるＰＣＨ（Ｐａｇｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌ）及びＤＬ−ＳＣＨ（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ−ｓｈａｒｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ）のリソース割り当てに関する情報、上りリンクスケジューリンググラント（Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ Ｇｒａｎｔ）、ＨＡＲＱ情報などを各端末又は端末グループに知らせる。ＰＣＨ（Ｐａｇｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌ）及びＤＬ−ＳＣＨ（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ−ｓｈａｒｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ）はＰＤＳＣＨで送信される。したがって、基地局と端末は一般に、特定の制御情報又は特定のサービスデータ以外は、ＰＤＳＣＨでデータをそれぞれ送信及び受信する。

ＰＤＳＣＨのデータがいずれの端末（一つ又は複数の端末）に送信されるものか、これら端末がどのようにＰＤＳＣＨデータを受信してデコードすべきかに関する情報などは、ＰＤＣＣＨに含まれて送信される。例えば、特定ＰＤＣＣＨが「Ａ」というＲＮＴＩ（Ｒａｄｉｏ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｔｅｍｐｏｒａｒｙ Ｉｄｅｎｔｉｔｙ）でＣＲＣマスクされており、「Ｂ」という無線リソース（例、周波数位置）及び「Ｃ」というＤＣＩフォーマット、すなわち、伝送形式情報（例、伝送ブロックサイズ、変調方式、コーディング情報など）を用いて送信されるデータに関する情報が、特定サブフレームで送信されると仮定する。この場合、セル内の端末は、自身が持っているＲＮＴＩ情報を用いて検索領域でＰＤＣＣＨをモニター、すなわち、ブラインドデコードし、「Ａ」のＲＮＴＩを持っている一つ以上の端末があると、これらの端末はＰＤＣＣＨを受信し、受信したＰＤＣＣＨの情報に基づいて「Ｂ」と「Ｃ」で示されるＰＤＳＣＨを受信する。

図６は、ＬＴＥシステムで用いられる上りリンクサブフレームの構造を示す図である。

図６を参照すると、上りリンクサブフレームは、制御情報を搬送するＰＵＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ ＣＨａｎｎｅｌ）が割り当てられる領域と、ユーザデータを搬送するＰＵＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ ＣＨａｎｎｅｌ）が割り当てられる領域とに区別される。サブフレームにおいて中間部分がＰＵＳＣＨに割り当てられ、周波数領域においてデータ領域の両側部分がＰＵＣＣＨに割り当てられる。ＰＵＣＣＨ上で送信される制御情報は、ＨＡＲＱに用いられるＡＣＫ／ＮＡＣＫ、下りリンクチャネル状態を示すＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＭＩＭＯのためのＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、上りリンクリソース割り当て要求であるＳＲ（Ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ Ｒｅｑｕｅｓｔ）などがある。一つの端末に対するＰＵＣＣＨは、サブフレーム内の各スロットで別個の周波数を占める一つのリソースブロックを用いる。すなわち、ＰＵＣＣＨに割り当てられる２個のリソースブロックはスロット境界で周波数ホッピング（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｈｏｐｐｉｎｇ）する。特に、図６は、ｍ＝０のＰＵＣＣＨ、ｍ＝１のＰＵＣＣＨ、ｍ＝２のＰＵＣＣＨ、ｍ＝３のＰＵＣＣＨがサブフレームに割り当てられるとしている。

以下、ＭＩＭＯシステムについて説明する。ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）は、複数個の送信アンテナと複数個の受信アンテナを用いる方法であり、この方法によってデータの送受信効率を向上させることができる。すなわち、無線通信システムの送信端あるいは受信端で複数個のアンテナを用いることによって容量を増大させ、性能を向上させることができる。以下、本文献ではＭＩＭＯを「多重アンテナ」と呼ぶこともできる。

多重アンテナ技術では、一つの全体メッセージを受信するために単一のアンテナ経路に依存せず、複数のアンテナに受信されたデータ断片（ｆｒａｇｍｅｎｔ）をまとめて併合することによってデータを完成する。多重アンテナ技術を用いると、特定のサイズのセル領域内でデータ伝送速度を向上させたり、又は特定のデータ伝送速度を保証しながらシステムカバレッジ（ｃｏｖｅｒａｇｅ）を増加させることができる。また、この技術は、移動通信端末と中継機などに幅広く用いることができる。多重アンテナ技術によれば、単一のアンテナを用いた従来技術による移動通信における伝送量の限界を克服することができる。

一般的な多重アンテナ（ＭＩＭＯ）通信システムの構成図が、図７に示されている。送信端では送信アンテナがＮ_T個設けられており、受信端では受信アンテナがＮ_R個設けられている。このように送信端及び受信端の両方とも複数個のアンテナを用いる場合は、送信端又は受信端のいずれか一方のみ複数個のアンテナを用いる場合に比べて、理論的なチャネル伝送容量がより一層増加する。チャネル伝送容量はアンテナの数に比例して増加する。これによって、伝送レートが向上し、周波数効率が向上する。１個のアンテナを用いる場合の最大伝送レートをＲ_oとすれば、多重アンテナを用いる場合の伝送レートは、理論的に、下記の数式１のように、最大伝送レートＲ_oにレート増加率Ｒ_iを掛けた分だけ増加することができる。ここで、Ｒ_iは、Ｎ_TとＮ_Rのうちの小さい値を表す。

例えば、４個の送信アンテナと４個の受信アンテナを用いるＭＩＭＯ通信システムでは、単一アンテナシステムに比べて理論上、４倍の伝送レートを得ることができる。このような多重アンテナシステムの理論的容量増加が９０年代半ばに証明されて以来、これを実質的なデータ伝送率の向上へと導くための種々の技術が現在まで活発に研究されている。それらのいくつかの技術は既に第３世代移動通信と次世代無線ＬＡＮなどの様々な無線通信の標準に反映されている。

現在までの多重アンテナ関連研究動向をみると、様々なチャネル環境及び多重接続環境における多重アンテナ通信容量計算などと関連した情報理論側面の研究、多重アンテナシステムの無線チャネル測定及びモデル導出の研究、及び伝送信頼度の向上及び伝送率の向上のための時空間信号処理技術の研究などを含め、様々な観点で活発に研究が進行されている。

多重アンテナシステムにおける通信方法をより具体的な方法で説明するべく、それを数学的にモデリングすると、次のように示すことができる。図７に示すように、Ｎ_T個の送信アンテナとＮ_R個の受信アンテナが存在するとする。まず、送信信号について説明すると、Ｎ_T個の送信アンテナがある場合に、送信可能な最大情報はＮ_T個であるから、送信情報を下記の数式２のようなベクトルで表現することができる。

また、

を送信電力の対角行列Ｐを用いて示すと、下記の数式４のとおりである。

一般に、チャネル行列のランクの物理的な意味は、与えられたチャネルで異なる情報を送信できる最大数を意味する。したがって、チャネル行列のランク（ｒａｎｋ）は、互いに独立した（ｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔ）行（ｒｏｗ）又は列（ｃｏｌｕｍｎ）の個数のうち、最小の個数と定義され、よって、行列のランクは、行（ｒｏｗ）又は列（ｃｏｌｕｍｎ）の個数より大きくなることがない。数式的に例を挙げると、チャネル行列Ｈのランク（ｒａｎｋ(Ｈ)）は、数式６のように制限される。

また、多重アンテナ技術を用いて送信する異なる情報のそれぞれを「送信ストリーム（Ｓｔｒｅａｍ）」、又は簡単に「ストリーム」と定義するものとする。このような「ストリーム」は、「レイヤ（Ｌａｙｅｒ）」と呼ぶこともできる。そのため、送信ストリームの個数は当然ながら、異なる情報を送信できる最大数であるチャネルのランクより大きくなることがない。したがって、チャネル行列Ｈは、下記の数式７のように表すことができる。

ここで、「＃ ｏｆ ｓｔｒｅａｍｓ」は、ストリームの数を表す。一方、ここで、１個のストリームは１個以上のアンテナから送信可能であるということに留意されたい。

１個以上のストリームを複数のアンテナに対応させる様々な方法が存在する。この方法を、多重アンテナ技術の種類によって次のように説明することができる。１個のストリームが複数のアンテナから送信される場合は空間ダイバーシチ方式といえ、複数のストリームが複数のアンテナから送信される場合は空間マルチプレクシング方式といえる。勿論、これらの中間方式である、空間ダイバーシチと空間マルチプレクシングとの混合（Ｈｙｂｒｉｄ）した形態も可能である。

一方、次世代移動通信システムの標準であるＬＴＥ−Ａシステムでは、データ伝送率の向上のために、既存の標準ではサポートしていないＣｏＭＰ（Ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅｄ Ｍｕｌｔｉ Ｐｏｉｎｔ）送信方式をサポートすることが予想される。ここで、ＣｏＭＰ送信方式とは、シャドウイング（陰影）地域にある端末及び基地局（セル又はセクター）間の通信性能を向上させるために２個以上の基地局或いはセルが互いに協調して端末と通信する送信方式のことをいう。

ＣｏＭＰ送信方式は、データ共有を用いた協調的ＭＩＭＯ形態のジョイントプロセシング（ＣｏＭＰ−Ｊｏｉｎｔ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、ＣｏＭＰ−ＪＰ）及び協調スケジューリング／ビームフォーミング（ＣｏＭＰ−Ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅｄ Ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ／ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ、ＣｏＭＰ−ＣＳ／ＣＢ）方式に区別することができる。

下りリンクの場合、ジョイントプロセシング（ＣｏＭＰ−ＪＰ）方式において、端末は、ＣｏＭＰ送信方式を行う各基地局からデータを瞬間的に同時に受信することができ、各基地局から受信した信号を結合して受信性能を向上させることができる（Ｊｏｉｎｔ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ；ＪＴ）。また、ＣｏＭＰ送信方式を行う基地局のいずれか一つが特定時点に端末にデータを送信する方法も考慮することができる（ＤＰＳ；Ｄｙｎａｍｉｃ Ｐｏｉｎｔ Ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ）。

これと違い、協調スケジューリング／ビームフォーミング方式（ＣｏＭＰ−ＣＳ／ＣＢ）では、端末はビームフォーミングによってデータを瞬間的に一つの基地局、すなわち、サービング基地局から受信することができる。

上りリンクの場合、ジョイントプロセシング（ＣｏＭＰ−ＪＰ）方式において、各基地局は端末からＰＵＳＣＨ信号を同時に受信することができる（Ｊｏｉｎｔ Ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ；ＪＲ）。これと違い、協調スケジューリング／ビームフォーミング方式（ＣｏＭＰ−ＣＳ／ＣＢ）では一つの基地局だけがＰＵＳＣＨを受信するが、このとき、協調スケジューリング／ビームフォーミング方式を用いるとの決定は、協調セル（或いは、基地局）で行われる。

以下では、チャネル状態情報（ｃｈａｎｎｅｌ ｓｔａｔｅ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ＣＳＩ）報告について説明する。現在、ＬＴＥ標準では、チャネル情報無しで運用される開ループ（ｏｐｅｎ−ｌｏｏｐ）ＭＩＭＯとチャネル情報に基づいて運用される閉ループ（ｃｌｏｓｅｄ−ｌｏｏｐ）ＭＩＭＯという２種類の送信方式がある。特に、閉ループＭＩＭＯでは、ＭＩＭＯアンテナの多重化利得（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ｇａｉｎ）を得るために、基地局及び端末のそれぞれはチャネル状態情報に基づいてビームフォーミングを行うことができる。基地局は、チャネル状態情報を端末から得るために、端末に参照信号を送信し、これに基づいて測定したチャネル状態情報をＰＵＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ ＣＨａｎｎｅｌ）又はＰＵＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ ＣＨａｎｎｅｌ）を介してフィードバックするように命令する。

ＣＳＩは、ＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ）、ＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）の３つの情報に大別される。まず、ＲＩは、上述したように、チャネルのランク情報を示し、端末が同一の周波数−時間リソースを用いて受信できるストリームの個数を意味する。また、ＲＩは、チャネルのロングタームフェージング（ｌｏｎｇ ｔｅｒｍ ｆａｄｉｎｇ）によって決定されるため、一般に、ＰＭＩ、ＣＱＩ値に比べてより長い周期で基地局にフィードバックされる。

次に、ＰＭＩは、チャネルの空間特性を反映した値であり、ＳＩＮＲなどのメトリック（ｍｅｔｒｉｃ）を基準に、端末が好む基地局のプリコーディング行列インデックスを示す。最後に、ＣＱＩは、チャネルの強度を示す値であり、通常、基地局がＰＭＩを用いた時に得られる受信ＳＩＮＲを意味する。

ＬＴＥ−Ａ標準のような一層進展した通信システムでは、ＭＵ−ＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉ−ｕｓｅｒ ＭＩＭＯ）を用いた追加のマルチユーザダイバーシチ（ｍｕｌｔｉ−ｕｓｅｒ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ、多重ユーザダイバーシチ）を得ることが追加されている。ＭＵ−ＭＩＭＯでは、アンテナドメインで多重化される端末間の干渉が存在するため、ＣＳＩの正確性は、ＣＳＩを報告した端末だけでなく、多重化される他の端末の干渉にも大きな影響を及ぼしうる。このため、ＭＵ−ＭＩＭＯではＳＵ−ＭＩＭＯに比べてより正確なＣＳＩ報告が要求される。

そこで、ＬＴＥ−Ａ標準では、最終のＰＭＩを、ロングターム（ｌｏｎｇ ｔｅｒｍ）及び／又は広帯域（ｗｉｄｅｂａｎｄ）ＰＭＩであるＷ１と、ショートターム（ｓｈｏｒｔ ｔｅｒｍ）及び／又はサブバンド（ｓｕｂ−ｂａｎｄ）ＰＭＩであるＷ２といった２種類に分けて設計するように決定された。

上記のＷ１及びＷ２情報から一つの最終ＰＭＩを構成する階層的コードブック変換（ｈｉｅｒａｒｃｈｉｃａｌ ｃｏｄｅｂｏｏｋ ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）方式の例として、下記の数式８のように、チャネルのロングターム共分散行列（ｌｏｎｇ−ｔｅｒｍ ｃｏｖａｒｉａｎｃｅ ｍａｔｒｉｘ）を用いることができる。

上記の数式８で、Ｗ２は、ショートタームＰＭＩであり、ショートタームチャネル情報を反映するために構成されたコードブックのコードワードを意味し、Ｗは、最終コードブックのコードワードを意味し、ｎｏｒｍ（Ａ）は、行列Ａの各列のノーム（ｎｏｒｍ）が１に正規化（ｎｏｒｍａｌｉｚａｔｉｏｎ）された行列を意味する。

既存のＷ１とＷ２の具体的な構造は、次の数式９のとおりである。

数式９で、コードワードの構造は、交差偏波アンテナ（ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚｅｄ ａｎｔｅｎｎａ）を利用し、アンテナ間の間隔がちゅう密な場合、例えば、通常、隣接アンテナ間の距離が信号波長の半分以下である場合、発生するチャネルの相関（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）特性を反映して設計した構造である。交差偏波アンテナの場合、アンテナを水平アンテナグループ（ｈｏｒｉｚｏｎｔａｌ ａｎｔｅｎｎａ ｇｒｏｕｐ）と垂直アンテナグループ（ｖｅｒｔｉｃａｌ ａｎｔｅｎｎａ ｇｒｏｕｐ）とに区分できるが、各アンテナグループはＵＬＡ（ｕｎｉｆｏｒｍ ｌｉｎｅａｒ ａｒｒａｙ）アンテナの特性を有し、両アンテナグループは共存（ｃｏ−ｌｏｃａｔｅｄ）する。

このため、各グループのアンテナ間の相関関係は同一の線形位相増加（ｌｉｎｅａｒ ｐｈａｓｅ ｉｎｃｒｅｍｅｎｔ）特性を有し、アンテナグループ間の相関関係は、位相回転（ｐｈａｓｅ ｒｏｔａｔｉｏｎ）された特性を有する。結局、コードブックはチャネルを量子化（ｑｕａｎｔｉｚａｔｉｏｎ）した値であるから、チャネルの特性をそのまま反映してコードブックを設計することが必要である。説明の便宜のために、上述した構造としたランク１コードワードを、下記の数式１０のように例示することができる。

上記の数式１０で、コードワードは、送信アンテナの個数Ｎ_Ｔ×１のベクトルで表現され、上位ベクトルＸ_ｉ（ｋ）と下位ベクトルα_ｊＸ_ｉ（ｋ）で構造化されており、それぞれは、水平アンテナグループと垂直アンテナグループの相関関係特性を示す。Ｘ_ｉ（ｋ）は、各アンテナグループのアンテナ間相関関係特性を反映して線形位相増加特性を有するベクトルで表現することが有利であり、代表の例としてＤＦＴ行列を用いることができる。

ＬＴＥ−Ａ標準のような一層進展した通信システムでは、ＭＵ−ＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉ−ｕｓｅｒ ＭＩＭＯ）を用いた追加のマルチユーザダイバーシチ（ｍｕｌｔｉ−ｕｓｅｒ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）を得ることが追加されている。ＭＵ−ＭＩＭＯでは、アンテナドメインで多重化される端末間の干渉が存在するため、ＣＳＩの正確性は、ＣＳＩを報告した端末だけでなく、多重化される他の端末の干渉にも大きな影響を及ぼしうる。このため、ＭＵ−ＭＩＭＯではＳＵ−ＭＩＭＯに比べてより正確なＣＳＩ報告が要求される。

また、ＣｏＭＰ ＪＴの場合、複数の基地局が特定端末に同一のデータを協調送信することから、理論的に、アンテナが地理的に分散されているＭＩＭＯシステムと見なすことができる。すなわち、ＪＴでＭＵ−ＭＩＭＯをする場合にも、単一セルＭＵ−ＭＩＭＯと同様に、協調スケジューリングされる端末間の干渉を避けるために、高い正確性のチャネル状態情報が要求される。ＣｏＭＰ ＣＢの場合にも同様、隣接セルがサービングセルに与える干渉を回避するには、正確なチャネル状態情報が要求される。一般に、チャネル状態情報フィードバックの正確度を上げるためには、端末の追加的なチャネル状態情報フィードバック報告が必要であり、これはＰＵＣＣＨ又はＰＵＳＣＨで基地局に送信される。

以下では、参照信号についてより詳しく説明する。

一般に、チャネル測定のためにデータと共に送信側と受信側の両方で既に知っている参照信号が送信側から受信側に送信される。このような参照信号は、チャネル測定に加え、変調方式を知らせて復調過程が行われるようにする役割を果たす。参照信号は、基地局と特定端末のための専用参照信号（ｄｅｄｉｃａｔｅｄ ＲＳ；ＤＲＳ）、すなわち、端末固有参照信号と、セル内の全端末のためのセル固有参照信号である共通参照信号（ｃｏｍｍｏｎ ＲＳ又はＣｅｌｌ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ＲＳ；ＣＲＳ）とに区別される。また、セル固有参照信号は、端末でＣＱＩ／ＰＭＩ／ＲＩを測定して基地局に報告するための参照信号を含み、これをＣＳＩ−ＲＳ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ−ＲＳ）と称する。

図８及び図９は、４個のアンテナを用いた下りリンク送信をサポートするＬＴＥシステムにおける参照信号の構造を示す図である。特に、図８は一般（ｎｏｒｍａｌ）ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）の場合を示し、図９は拡張（ｅｘｔｅｎｄｅｄ）ＣＰの場合を示す。

図８及び図９を参照すると、格子に記載された０乃至３は、アンテナポート０乃至３のそれぞれに対応してチャネル測定とデータ復調のために送信されるセル固有参照信号であるＣＲＳ（Ｃｏｍｍｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）を意味し、セル固有参照信号のＣＲＳは、データ情報領域の他、制御情報領域全般にわたっても端末に送信されている。

また、格子に記載された「Ｄ」は、端末固有ＲＳである下りリンクＤＭ−ＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ−ＲＳ）を意味し、ＤＭ−ＲＳは、データ領域、すなわち、ＰＤＳＣＨを介して単一アンテナポート送信をサポートする。端末固有ＲＳであるＤＭ−ＲＳの有無は上位層で端末にシグナルされる。図８及び図９は、アンテナポート５に対応するＤＭ−ＲＳを例示しており、３ＧＰＰ標準文書３６．２１１ではアンテナポート７乃至１４、すなわち、計８個のアンテナポートに対するＤＭ−ＲＳも定義している。

図１０は、現在３ＧＰＰ標準文書で定義している下りリンクＤＭ−ＲＳ割り当て例を示す図である。

図１０を参照すると、ＤＭ−ＲＳグループ１にはアンテナポート｛７，８，１１，１３｝に該当するＤＭ−ＲＳがアンテナポート別シーケンスを用いてマップされ、ＤＭ−ＲＳグループ２にはアンテナポート｛９，１０，１２，１４｝に該当するＤＭ−ＲＳが同様に、アンテナポート別シーケンスを用いてマップされる。

一方、上述したＣＳＩ−ＲＳは、ＣＲＳとは別にＰＤＳＣＨに対するチャネル測定を目的に提案されており、ＣＲＳとは違い、ＣＳＩ−ＲＳは、多重セル環境でセル間干渉（ｉｎｔｅｒ−ｃｅｌｌ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ；ＩＣＩ）を減らすために、最大３２個の個別のリソース設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）が定義されてもよい。

ＣＳＩ−ＲＳ（リソース）設定は、アンテナポートの個数によってそれぞれ異なり、隣接セル間には、できるだけ異なった（リソース）設定と定義されたＣＳＩ−ＲＳが送信されるように構成される。ＣＳＩ−ＲＳは、ＣＲＳとは違い、最大８個のアンテナポートまでサポートし、３ＧＰＰ標準文書では、アンテナポート１５乃至２２までの計８個のアンテナポートをＣＳＩ−ＲＳのためのアンテナポートとして割り当てる。下記の表１及び表２は、３ＧＰＰ標準文書で定義しているＣＳＩ−ＲＳ設定を示すものであり、特に、表１は、一般ＣＰ（Ｎｏｒｍａｌ ＣＰ）である場合を、表２は、拡張ＣＰ（Ｅｘｔｅｎｄｅｄ ＣＰ）である場合を示している。

表１及び表２で、（ｋ’，ｌ’）は、ＲＥインデックスを表し、ｋ’は、副搬送波インデックスを、ｌ’は、ＯＦＤＭシンボルインデックスを表す。図１１は、現在３ＧＰＰ標準文書で定義されたＣＳＩ−ＲＳ設定のうち、一般ＣＰの場合におけるＣＳＩ−ＲＳ設定＃０を例示する。

また、ＣＳＩ−ＲＳサブフレーム設定を定義することができ、これは、サブフレーム単位で表現される周期（Ｔ_{ＣＳＩ−ＲＳ}）とサブフレームオフセット（Δ_{ＣＳＩ−ＲＳ}）で構成される。下記の表３は、３ＧＰＰ標準文書で定義しているＣＳＩ−ＲＳサブフレーム設定を示すものである。

現在、ＺＰ（ｚｅｒｏ−ｐｏｗｅｒ）ＣＳＩ−ＲＳに関する情報は、下記の表４のような形態でＲＲＣ層信号を介してＣＳＩ−ＲＳ−Ｃｏｎｆｉｇ−ｒ１０メッセージに含まれて送信される。特に、ＺＰ ＣＳＩ−ＲＳリソース設定は、ｚｅｒｏＴｘＰｏｗｅｒＳｕｂｆｒａｍｅＣｏｎｆｉｇ−ｒ１０と、１６ビットサイズのビットマップであるｚｅｒｏＴｘＰｏｗｅｒＲｅｓｏｕｒｃｅＣｏｎｆｉｇＬｉｓｔ−ｒ１０とで構成される。このうち、ｚｅｒｏＴｘＰｏｗｅｒＳｕｂｆｒａｍｅＣｏｎｆｉｇ−ｒ１０は、表３に該当するＩ_{ＣＳＩ−ＲＳ}値を用いて、当該ＺＰ ＣＳＩ−ＲＳが送信される周期及びサブフレームオフセットを知らせる。また、ｚｅｒｏＴｘＰｏｗｅｒＲｅｓｏｕｒｃｅＣｏｎｆｉｇＬｉｓｔ−ｒ１０は、ＺＰ ＣＳＩ−ＲＳ設定を知らせる情報であって、上記ビットマップのそれぞれの要素は、上記の表１又は表２でＣＳＩ−ＲＳのためのアンテナポートが４個である列（Ｃｏｌｕｍｎ）に含まれた設定を示す。すなわち、現在の３ＧＰＰ標準文書によれば、ＺＰ ＣＳＩ−ＲＳは、ＣＳＩ−ＲＳのためのアンテナポートが４個である場合のみと定義される。

参考として、現在の３ＧＰＰ標準文書によれば、ＣＱＩインデックスとそれに対応する変調次数、コーディングレートなどは、下記の表５のとおりである。

一方、干渉測定に基づくＣＱＩ計算のための動作は、下記のとおりである。

端末は、ＣＱＩ計算の際に必要な因子としてＳＩＮＲを算出する必要があり、この場合、所望の（Ｄｅｓｉｒｅｄ）信号の受信電力測定（Ｓ−ｍｅａｓｕｒｅ）をＮＺＰ ＣＳＩ−ＲＳなどのＲＳを用いて行うことができ、干渉電力測定（Ｉ−ｍｅａｓｕｒｅ或いはＩＭ（Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ））のために、上記の受信した信号から所望の信号を除去した干渉信号の電力を測定する。

ＣＳＩ測定のためのサブフレームセットＣ_{ＣＳＩ，０}及びＣ_{ＣＳＩ，１}を上位層シグナリングで設定することができる。このとき、それぞれのサブフレームセットに対応するサブフレームは互いに重なることなく一つのセットのみに含まれる。この場合、ＵＥは、Ｓ−ｍｅａｓｕｒｅは、特別なサブフレーム制約無しでＣＳＩ−ＲＳなどのＲＳを用いて行うことができるが、Ｉ−ｍｅａｓｕｒｅの場合、Ｃ_{ＣＳＩ，０}及びＣ_{ＣＳＩ，１}別にＩ−ｍｅａｓｕｒｅを個別に行って、Ｃ_{ＣＳＩ，０}及びＣ_{ＣＳＩ，１}のそれぞれに対する２つの異なるＣＱＩ計算を行わなければならない。

以下、アンテナポート間ＱＣＬ（Ｑｕａｓｉ Ｃｏ−Ｌｏｃａｔｉｏｎ）について説明する。

アンテナポート間ＱＣＬされているということは、端末が一つのアンテナポートから受信する信号（或いは、当該アンテナポートに対応する無線チャネル）の広範囲特性（ｌａｒｇｅ−ｓｃａｌｅ ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ）が、他のアンテナポートから受信する信号（或いは、当該アンテナポートに対応する無線チャネル）の広範囲特性と全て又は一部が同一だと仮定し得るということを意味する。ここで、広範囲特性は、周波数オフセットに関連したドップラー拡散（Ｄｏｐｐｌｅｒ ｓｐｒｅａｄ）、ドップラーシフト（Ｄｏｐｐｌｅｒ ｓｈｉｆｔ）、タイミングオフセットに関連した平均遅延（ａｖｅｒａｇｅ ｄｅｌａｙ）、遅延拡散（ｄｅｌａｙ ｓｐｒｅａｄ）などを含み、さらに平均利得（ａｖｅｒａｇｅ ｇａｉｎ）も含むことができる。

上の定義によれば、端末はＱＣＬされていないアンテナポート、すなわち、ＮＱＣＬ（Ｎｏｎ Ｑｕａｓｉ ｃｏ−Ｌｏｃａｔｅｄ）されたアンテナポート間には広範囲特性が同一であると仮定することができない。この場合、端末はアンテナポート別に周波数オフセット及びタイミングオフセットなどを取得するためのトラッキング（ｔｒａｃｋｉｎｇ）手順を独立して行わなければならない。

一方、ＱＣＬされているアンテナポート間については端末が次のような動作を行うことができるという利点がある。

１）端末が特定アンテナポートに対応する無線チャネルに対する電力遅延プロファイル（ｐｏｗｅｒ−ｄｅｌａｙ ｐｒｏｆｉｌｅ）、遅延拡散、ドップラースペクトル（Ｄｏｐｐｌｅｒ ｓｐｅｃｔｒｕｍ）及びドップラー拡散推定の結果を、他のアンテナポートに対応する無線チャネルに対するチャネル推定時に用いられるウィナーフィルター（Ｗｉｅｎｅｒ ｆｉｌｔｅｒ）パラメータなどに同一に適用することができる。

２）また、端末は、特定アンテナポートに対する時間同期及び周波数同期を取った後、同一の同期を他のアンテナポートに対しても適用することができる。

３）最後に、平均利得に関しても、端末は、ＱＣＬされているアンテナポートのそれぞれに対するＲＳＲＰ（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｒｅｃｅｉｖｅｄ Ｐｏｗｅｒ）測定値を平均値として計算することができる。

例えば、端末がＰＤＣＣＨ（或いは、Ｅ−ＰＤＣＣＨ）を介してＤＭ−ＲＳベース下りリンクデータチャネルスケジューリング情報、例えば、ＤＣＩフォーマット２Ｃを受信すると、端末は、当該スケジューリング情報で示すＤＭ−ＲＳシーケンスを用いてＰＤＳＣＨに対するチャネル推定を行った後、データ復調を行う場合であると仮定する。

この場合、端末が下りリンクデータチャネル復調をするためのＤＭ−ＲＳアンテナポートがサービングセルのＣＲＳアンテナポートとＱＣＬされていると、端末は、当該ＤＭ−ＲＳアンテナポートを用いたチャネル推定時に、自身のＣＲＳアンテナポートから推定した無線チャネルの広範囲特性（ｌａｒｇｅ−ｓｃａｌｅ ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ）をそのまま適用し、ＤＭ−ＲＳベース下りリンクデータチャネル受信性能を向上させることができる。

同様に、端末が下りリンクデータチャネル復調をするためのＤＭ−ＲＳアンテナポートがサービングセルのＣＳＩ−ＲＳアンテナポートとＱＣＬされていると、端末は、当該ＤＭ−ＲＳアンテナポートを用いたチャネル推定時に、サービングセルのＣＳＩ−ＲＳアンテナポートから推定した無線チャネルの広範囲特性をそのまま適用し、ＤＭ−ＲＳベース下りリンクデータチャネル受信性能を向上させることができる。

一方、ＬＴＥシステムでは、ＣｏＭＰモードである送信モード１０で下りリンク信号を送信する際、基地局が上位層信号を用いてＱＣＬタイプＡ及びＱＣＬタイプＢのうちの一つを端末に設定するように定義している。

ここで、ＱＣＬタイプＡは、ＣＲＳ、ＤＭ−ＲＳ及びＣＳＩ−ＲＳのアンテナポートが、平均利得以外の広範囲特性がＱＣＬされていると仮定するものであり、同一のノード（ｐｏｉｎｔ）で物理チャネル及び信号が送信されているということを意味する。一方、ＱＣＬタイプＢは、ＤＰＳ、ＪＴなどのＣｏＭＰ送信が可能なように、端末当たり最大４個までのＱＣＬモードを上位層メッセージを用いて設定し、それらのうちどのＱＣＬモードで下りリンク信号を受信すべきかを動的にＤＣＩ（ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｃｏｎｔｒｏｌ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を用いて設定するように定義されている。

ＱＣＬタイプＢが設定された場合のＤＰＳ送信に関して、より具体的に説明する。

まず、Ｎ₁個のアンテナポートで構成されたノード＃１は、ＣＳＩ−ＲＳリソース（ｒｅｓｏｕｒｃｅ）＃１を送信し、Ｎ₂個のアンテナポートで構成されたノード＃２は、ＣＳＩ−ＲＳリソース（ｒｅｓｏｕｒｃｅ）＃２を送信すると仮定する。この場合、ＣＳＩ−ＲＳリソース＃１をＱＣＬモードパラメータセット＃１に含め、ＣＳＩ−ＲＳリソース＃２をＱＣＬモードパラメータセット＃２に含める。さらに、基地局はノード＃１及びノード＃２の共通カバレッジ内に存在する端末に、上位層信号でパラメータセット＃１及びパラメータセット＃２を設定する。

その後、基地局が当該端末にノード＃１を介してデータ（すなわち、ＰＤＳＣＨ）送信時にＤＣＩを用いてパラメータセット＃１を設定し、ノード＃２を介してデータ送信時にパラメータセット＃２を設定する方式でＤＰＳを行うことができる。端末にとっては、ＤＣＩによってパラメータセット＃１が設定されると、ＣＳＩ−ＲＳリソース＃１とＤＭ−ＲＳがＱＣＬされていると仮定し、パラメータセット＃２が設定されると、ＣＳＩ−ＲＳリソース＃２とＤＭ−ＲＳがＱＣＬされていると仮定することができる。

以下、アクティブアンテナシステム（Ａｃｔｉｖｅ Ａｎｔｅｎｎａ Ｓｙｓｔｅｍ；ＡＡＳ）及び３次元ビームフォーミングについて説明する。

既存のセルラーシステムにおいて、基地局は、機械的ティルティング（ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ ｔｉｌｔｉｎｇ）或いは電気的ティルティング（ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ｔｉｌｔｉｎｇ）を用いてセル間干渉を減らし、セル内端末のスループット、例えば、ＳＩＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｐｌｕｓ Ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ）を増加させる。図面を参照してより詳しく説明する。

図１２は、アンテナティルティング方式を説明するための図である。特に、図１２の（ａ）には、アンテナティルティングが適用されていないアンテナ構造を示し、図１２の（ｂ）には、機械的ティルティングが適用されたアンテナ構造を示し、図１２の（ｃ）には、機械的ティルティングと電気的ティルティングの両方が適用されたアンテナ構造を示す。

図１２の（ａ）と図１２の（ｂ）とを比較すると、機械的ティルティングの場合、図１２の（ｂ）のように、初期設置時にビーム方向が固定されてしまうという短所がある。さらに、電気的ティルティングの場合、図１２の（ｃ）のように、内部位相遷移（ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ）モジュールを用いてティルティング角（ｔｉｌｔｉｎｇ ａｎｇｌｅ）を変更することができるが、事実上、セル固定的ティルティングの点から、非常に制約的な垂直ビームフォーミングしかできないという短所がある。

図１３は、従来のアンテナシステムとアクティブアンテナシステム（Ａｃｔｉｖｅ Ａｎｔｅｎｎａ Ｓｙｓｔｅｍ；ＡＡＳ）とを比較する図である。特に、図１３の（ａ）には従来のアンテナシステムを示し、図１３の（ｂ）にはアクティブアンテナシステムを示す。

図１３を参照すると、アクティブアンテナシステムは、従来のアンテナシステムと違い、複数のアンテナモジュールのそれぞれが電力増幅器をはじめとしてＲＦモジュール、すなわち、アクティブ（ａｃｔｉｖｅ）素子を備えており、アンテナモジュールのそれぞれに対して電力及び位相を調節できるという特徴を有する。

一般的に考慮してきたＭＩＭＯアンテナ構造は、ＵＬＡ（ｕｎｉｆｏｒｍ ｌｉｎｅａｒ ａｒｒａｙ）のように、線形的な、すなわち、１次元アレイのアンテナを考慮した。このような１次元アレイ構造では、ビームフォーミングで生成可能なビームが２次元平面内に存在する。これは、既存の基地局の受動アンテナシステム（Ｐａｓｓｉｖｅ Ａｎｔｅｎｎａ Ｓｙｓｔｅｍ；ＰＡＳ）ベースのＭＩＭＯ構造にも適用される。ＰＡＳベースの基地局にも垂直アンテナ及び水平アンテナが存在するが、垂直アンテナは一つのＲＦモジュールに拘束されているため、垂直方向にビームフォーミングが不可能であり、上述した機械的ティルティングしか適用することができない。

しかし、基地局のアンテナ構造がアクティブアンテナシステムへと進化しながら、垂直方向のアンテナにも独立したＲＦモジュールが実装されることとなり、これによって、水平方向だけでなく垂直方向にもビームフォーミングが可能になった。これをエレベーションビームフォーミング（ｅｌｅｖａｔｉｏｎ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）と呼ぶ。

エレベーションビームフォーミングによれば、生成可能なビームを、垂直及び水平方向へと３次元空間に表現することができ、これを３次元ビームフォーミングと呼ぶこともできる。すなわち、３次元ビームフォーミングは、１次元アレイのアンテナ構造から平面形態の２次元アレイのアンテナ構造に進化することから可能になったものである。ここで、３次元ビームフォーミングは、アンテナアレイが必ずしも平面（ｐｌａｎａｒ）形状である必要はなく、リング（ｒｉｎｇ）形状の３次元形態のアレイ構造でも可能である。３次元ビームフォーミングの特徴は、既存の１次元アレイのアンテナ構造ではなく様々な形態のアンテナ配置によってＭＩＭＯプロセスが３次元空間上でなされるということにある。

図１４は、アクティブアンテナシステムに基づいて端末特定ビームを形成した例を示す図である。図１４を参照すると、３次元ビームフォーミングによって、端末が基地局の左右に動く場合だけでなく、前後に動く場合にもビームフォーミングが可能であり、端末特定ビーム形成に、より高い自由度が提供されることがわかる。

なお、アクティブアンテナベースの２次元アレイのアンテナ構造を用いた送信環境としては、室外基地局から室外端末に送信する環境だけでなく、室外基地局が室内端末に送信する環境（Ｏ２Ｉ、Ｏｕｔｄｏｏｒ ｔｏ Ｉｎｄｏｏｒ）、及び室内基地局が室内端末に送信する環境（Ｉｎｄｏｏｒ ｈｏｔｓｐｏｔ）などを考慮することもできる。

図１５は、アクティブアンテナシステムベースの２次元ビーム送信シナリオを示す図である。

図１５を参照すると、セル内に様々な複数の建物が存在する実際のセル環境を仮定すると、基地局は、端末特定水平ビームステアリング（操向）だけでなく、建物の高さによる様々な端末の高さを考慮した垂直ビームステアリング能力まで考慮しなければならない。このようなセル環境を考慮する場合、既存の無線チャネル環境とは大きく異なるチャネル特性、例えば、高さの差によるシャドウイング／経路損失変化、フェージング特性変化などを反映する必要がある。

言い換えると、３次元ビームフォーミングは、既存の線形的な１次元アレイのアンテナ構造に基づいて水平方向にのみ行われた水平ビームフォーミングが進化したものであり、平面配列（ｐｌａｎａｒ ａｒｒａｙ）などの多次元アレイのアンテナ構造に基づいてエレベーションビームフォーミング或いは垂直ビームフォーミングまで拡張及び結合された形態のＭＩＭＯプロセシング方式を意味する。

以下、線形プリコーディング（ｌｉｎｅａｒ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）を用いたＭＩＭＯシステムについて説明する。狭帯域システム（Ｎａｒｒｏｗ ｂａｎｄ ｓｙｓｔｅｍ）或いは広帯域システム（Ｗｉｄｅｂａｎｄ ｓｙｓｔｅｍ）で周波数側にフラットフェージング（ｆｌａｔ ｆａｄｉｎｇ、平面フェージング）を経ると仮定し得る周波数単位（例えば、副搬送波単位）において、下りリンクＭＩＭＯシステムは、次の数式１１のようにモデリングすることができる。

端末の受信アンテナポートの個数がＮ_ｒであり、基地局の送信アンテナポートの個数がＮ_ｔだと仮定すれば、上記の数式１１で、ｙは、端末のＮ_ｒ個の受信アンテナで受信するＮ_ｒ×１の受信信号ベクトル、Ｈは、Ｎ_ｒ×Ｎ_ｔサイズのＭＩＭＯチャネル行列、ｘは、Ｎ_ｔ×１サイズの送信信号、ｚは、Ｎ_ｒ×１サイズの受信雑音及び干渉ベクトルである。

上記のシステムモデルは、シングルユーザＭＩＭＯ（ｓｉｎｇｌｅ ｕｓｅｒ ＭＩＭＯ）シナリオだけでなく、マルチユーザＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉ−ｕｓｅｒ ＭＩＭＯ）シナリオにも適用可能である。前者の場合、Ｎ_ｒは単一端末の受信アンテナ数であるが、後者の場合、Ｎ_ｒを、複数端末の受信アンテナの総数として解釈することができる。

上記のシステムモデルは、下りリンク送信シナリオだけでなく、上りリンク送信シナリオにも適用可能である。このとき、Ｎ_ｔは端末の送信アンテナ数を表すことができ、Ｎ_ｒは基地局の受信アンテナ数を表すことができる。

線形的ＭＩＭＯプリコーダを考慮すると、ＭＩＭＯプリコーダは、一般に、Ｎ_ｔ×Ｎ_ｓサイズの行列Ｕと表現することができる。ここで、Ｎ_ｓは、送信ランク或いは送信レイヤ数に該当する。したがって、送信信号ベクトルｘは、次の数式１２のようにモデリングすることができる。

上記の数式１４で、各レイヤにて信号を同一電力で送信する場合、

が成立することがわかる。

一方、上述したマッシブＭＩＭＯ（Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ）のように、将来の多重アンテナシステムは進化を重ねながらアンテナ数が益々増加する可能性があり、実際にＬＴＥ標準では３Ｄ ＭＩＭＯ環境を考慮して最大６４個の基地局送信アンテナを考慮している。

しかしながら、アンテナ数が増加するほど、パイロット及びフィードバックオーバーヘッドが大きくなり、デコーディング複雑度が増加するなどの問題点が発生しうる。基地局のアンテナ数が増加するほど、ＭＩＭＯチャネルＨのサイズが増加するため、端末がＭＩＭＯチャネルを推定できるように基地局が送信する測定用途のパイロットの個数も増加しなければならない。また、端末が測定したＭＩＭＯチャネルに関する明示的な或いは暗示的な情報を基地局に知らせるようにフィードバックするとすれば、チャネル行列が大きくなるにつれてフィードバック量も増加することになる。特に、ＬＴＥシステムのようにコードブックベースＰＭＩフィードバック送信を行う場合、ＰＭＩコードブックのサイズもアンテナ数の増加につれて幾何級数的に増加し、基地局と端末の計算複雑度を増加させる。

このような環境で、全送信アンテナを区画化（ｐａｒｔｉｔｉｏｎｉｎｇ）してサブアレイ（ｓｕｂ−ａｒｒａｙ）単位にパイロット送信をしたり、サブアレイ単位にフィードバックを行うようにすると、システム複雑度及びオーバーヘッドを軽減させることができる。特に、ＬＴＥ技術標準の観点から、８個の送信アンテナまでサポートする従来のパイロット信号、ＭＩＭＯプリコーディング方式及び／又はフィードバック方式の大部分を再利用して大規模ＭＩＭＯシステムをサポートすることができるという長所がある。

このような観点で、上記のＭＩＭＯシステムモデルにおける各レイヤプリコーディングベクトルをＭ個のサブプリコーディングベクトル（ｓｕｂ−ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ ｖｅｃｔｏｒ）に区画化し、ｉ番目のレイヤに対するプリコーディングベクトルに該当するサブプリコーディングベクトルをｕ_ｉ，ｌ，・・・ｕ_ｉ，Ｍと表現すれば、ｉ番目のレイヤに対するプリコーディングベクトルは

のように表現することができる。

ここで、各サブプリコーディングベクトルは、Ｎ_ｒ×Ｎ_ｔサイズのＭＩＭＯチャネルＨを行方向に各区画の送信アンテナ数だけ分離した各サブチャネル行列（ｓｕｂ−ｃｈａｎｎｅｌ ｍａｔｒｉｘ）を有効チャネルとして経る。ここで、サブチャネル行列で表現したＭＩＭＯチャネルＨは、下記の数式１５のとおりである。

万一、端末が好む各サブプリコーディングベクトルをＰＭＩコードブックベースで決定するとすれば、各サブプリコーディングベクトルを正規化する過程が必要である。ここで、正規化過程は、同一のサイズのサブプリコーディングベクトルは同一の送信アンテナ数に対するＰＭＩコードブックからプリコーダを選択できるように、プリコーディングベクトル又はプリコーディングベクトルの特定要素の値、サイズ及び／又は位相を当該ＰＭＩコードブックから選択するに適するように行う全ての過程を総称する。

例えば、ＰＭＩコードブックの最初の要素が０又は１となっていると、各サブプリコーディングベクトルの位相及びサイズを、そこに合わせて正規化することができる。以下では、ｍ番目の区画に該当するサブプリコーディングベクトルｕ_ｉ，ｍをα_ｉ，ｍ値で正規化したと仮定し、正規化されたサブプリコーディングベクトル（ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄ ｐａｒｔｉｔｉｏｎｅｄ ｐｒｅｃｏｄｅｒ；ＮＰＰ）をｖ_ｉ，ｍ＝ｕ_ｉ，ｍ／α_ｉ，ｍと仮定する。このため、コードブックベースプリコーディングを考慮する時の区画化プリコーディングは、次の数式１６のようにモデリングされる。

上記の数式１６からわかるように、全体プリコーダ観点で、各α_ｉ，ｍはそれぞれのＮＰＰを連結する値と解釈することができる。以下ではこの値を連結係数と呼ぶ。結果として、各区画化されたアンテナポートに対する正規化されたプリコーディング方式と、それぞれの正規化されたプリコーダを連結し得る連結係数を規定すると、全送信アンテナ（ポート）に対するプリコーディング方法を規定することができる。

ｉ番目のレイヤに対するＭ個の連結係数をまとめてベクトル形態のａ_ｉ＝［α_ｉ，１ α_ｉ，２・・・α_ｉ，Ｍ］^Ｔのように定義することができる。以下、ａ_ｉを「連結ベクトル」と呼ぶ。

連結ベクトルは、Ｍ個の値で構成されると表現することもできるが、連結ベクトルの最初の要素で正規化した後、残りＭ−１個の値で表現されるｂ_ｉを連結ベクトルと見なすこともできる。すなわち、最初のＮＰＰを基準に、残りＭ−１個のＮＰＰの相対的な差を連結ベクトルとして下記の数式１７のように定義することもできる。これは、全体プリコーディングベクトルｕ_ｉ観点で、最初の要素は既に正規化されていると仮定する場合が多いためである。

万一、各送信レイヤが同数の区画化を行うとすれば、次の数式１８の連結行列も定義することができる。また、各区画に対する行列形態のＮＰＰも、次の数式１９のように定義することができる。

この場合、全体プリコーディング行列は、拡張された連結行列と合算されたＮＰＰ行列（Ｖ_ｔ）のアダマール積（Ｈａｄａｍａｒｄ ｐｒｏｄｕｃｔ）（又は、要素ごとの積（Ｅｌｅｍｅｎｔ−ｗｉｓｅ ｐｒｏｄｕｃｔ））であって、次の数式２０のように表すことができる。

（拡張された）連結ベクトルと（拡張された）連結行列を総称してリンキング（ｌｉｎｋｉｎｇ）プリコーダという。ここで、プリコーダと命名することは、全体送信アンテナプリコーダを決定する一つの構成要素であるためである。リンキングプリコーダは、上記の数式２０のように一つで構成されてもよいが、これに制限されない。例えば、連結ベクトル

に対して任意の区画化をさらに行って、複数のサブリンキングベクトル（ｓｕｂ−ｌｉｎｋｉｎｇ ｖｅｃｔｏｒ）を構成することができ、これによってサブリンキングプリコーダが定義されてもよい。以下では、説明の便宜上、単一リンキングプリコーダを仮定するが、リンキングプリコーダの区画化シナリオも排除しない。

上記の連結係数の表現時に、同一の区画の異なる送信レイヤに異なる連結係数が適用されるように表現したが、レイヤ別に同一の区画化を適用した場合、連結係数は、送信レイヤに独立して設定されてもよい。すなわち、全てのレイヤに対して同一の連結係数を設定することもできる。この場合、連結ベクトル間には

のような関係が成立する。この場合、リンキングプリコーダは、Ｍ個或いはＭ−１個の連結係数のみで表現することができる。

一方、ＭＩＭＯプリコーディング方式は、閉ループ（ｃｌｏｓｅｄ ｌｏｏｐ）プリコーディング方式と開ループ（ｏｐｅｎ ｌｏｏｐ）プリコーディング方式とに大別することができる。一般に、閉ループプリコーディング方式は、ＭＩＭＯプリコーダ構成時に送受信機間のチャネルを考慮するため、送信機にとってＭＩＭＯチャネルを推定するためには端末のフィードバック信号の送信、パイロット信号の送信のような追加のオーバーヘッドが必要であるが、チャネルが正確に推定されると、開ループプリコーディング方式に比べて優れた性能を有する。したがって、閉ループプリコーディング方式は、チャネルに対する推定正確度が要求され、よって、送信機と受信機間のチャネル変化が大きくない静的な環境（例えば、低いドップラー拡散、低い遅延拡散が存在する環境）で主に用いられる。一方、開ループプリコーディング方式は、送受信機間のチャネル変化とＭＩＭＯプリコーディング方式間の相関関係がないため、送信機と受信機間のチャネル変化が大きい環境で閉ループ方式に比べて優れた性能を示す。

アンテナ数が非常に多いマッシブＭＩＭＯ環境で閉ループプリコーディング方式を適用するためには、それぞれのサブプリコーダ及びリンキングプリコーダの情報が必要である。ここで、コードブックベースのフィードバックが適用されないと、リンキングプリコーダ情報は要求されなくてもよい。区画化方式によって、各サブプリコーダが経る有効チャネル及びリンキングプリコーダが経る有効チャネルの特性は互いに異なってもよい。

例えば、あるサブプリコーダが経るＭＩＭＯチャネルは、相対的に低いドップラー拡散特性を有するが、他のサブプリコーダが経るチャネルは高いドップラー拡散特性を有してもよい。他の例として、全てのサブプリコーダが経る有効チャネルは類似のドップラー特性を有するが、リンキングプリコーダが経る有効チャネルは、異なるドップラー特性を有してもよい。以下では、上記の分割プリコーディング環境で各区画化されたチャネル及びリンキングチャネル（ｌｉｎｋｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌ）の特性に適応的にＭＩＭＯ送信方式を最適化する分割ビームフォーミング（Ｆｒａｃｔｉｏｎａｌ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）方式を説明する。

＜分割ビームフォーミング＞

基地局は、各アンテナポート区画に対するプリコーダと各アンテナポート区画を連結するリンキングプリコーダの一部にのみ閉ループプリコーディングを行い、残りには次のいずれか一つのプリコーディング方式を適用することができる。

１．システムで規定したプリコーディング方式（以下、デフォルト（Ｄｅｆａｕｌｔ）プリコーディング）

２．基地局或いはネットワークであらかじめ指定したプリコーディング方式（以下、参照（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）プリコーディング）

３．基地局が無作為に決めたプリコーディング方式（以下、ランダム（Ｒａｎｄｏｍ）プリコーディング）

以下では、閉ループプリコーディングが適用される区画及び／又は連結係数の集合を制御空間、閉ループプリコーディングが適用されない区画及び／又は連結係数の集合を非制御空間と呼ぶ。

上記のシステムで規定したプリコーディング方式であるデフォルトプリコーディング方式は、非制御空間に対して送信するビームをシステムで規定して用いる方法を意味する。デフォルトプリコーディングは、任意の開ループプリコーディング方式に従うように規定することができる。デフォルトプリコーディングは、システム帯域幅、基地局送信アンテナ数、送信レイヤ数（又は、送信ランク）、基地局送信アンテナ構成（Ｎ_ｔ＿ν、Ｎ_ｔ＿ｈ）、又は非制御方向の送信アンテナ数によって異なるように設定することができる。又は、これらのシステムパラメータによらず、特定ビームに設定することもできる。また、デフォルトプリコーディングは、全周波数帯域と時間にわたって固定されてもよく、特定時間リソース単位及び／又は周波数リソース単位に変化してもよい。

また、基地局或いはネットワークであらかじめ指定したプリコーディング方式である上記の参照プリコーディング方式は、基地局或いはネットワークが、非制御空間に対して適用するプリコーディング方式を端末に指定する方法を意味する。このため、非制御空間に対する参照プリコーディング情報が物理層或いは上位層メッセージで端末に伝達される特徴を有する。上記の参照プリコーディング情報は、非制御空間で適用されるＭＩＭＯプリコーダを明示的、暗示的に知らせ得る情報であればいずれも可能である。例えば、非制御空間送信アンテナ数に該当するＰＭＩコードブックの特定インデックス（ＰＭＩ）、非制御空間のＭＩＭＯプリコーディング行列の各要素の量子化された値、複数のＭＩＭＯプリコーディング方式のインデックスから選ばれた、送信に用いられるインデックスなどを、参照プリコーディング情報としてシグナルすることができる。

また、参照プリコーディングも、特定時間リソース単位或いは周波数リソース単位に変化してもよい。この場合、参照プリコーディングの時間／周波数リソース別変化パターンを複数個規定した後、該当の基地局或いはネットワークで用いる参照プリコーディングパターンインデックスを参照プリコーディング情報としてシグナルすることができる。或いは、時間／周波数リソース別変化パターンを誘導し得るランダム変数生成器のシード（ｓｅｅｄ）値を参照プリコーディング情報として用いることもできる。或いは、様々なプリコーディング方式（例えば、ＳＴＢＣ、遅延ダイバーシチ（ｄｅｌａｙ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）など）のうちいずれの方式を用いるかを、参照プリコーディング情報として用いることもできる。

なお、基地局が無作為に決めたプリコーディング方式であるランダムプリコーディング方式は、非制御空間に対して適用されるプリコーディング方式を、基地局が任意に決定して適用する方式を意味する。このため、デフォルトプリコーディング方式や参照プリコーディング方式とは違い、非制御空間に対して適用されるプリコーダを端末が知らないという特徴がある。一例として、基地局は、非制御空間に対して、特定時間リソース単位（例えば、ＯＦＤＭシンボル）及び／又は周波数リソース単位（例えば、副搬送波）で無作為に変化するビームを送信することができる。

分割ビームフォーミング方式において、送信レイヤ別に独立した区画化及び分割ビームフォーミング方式を適用することができる。又は、全ての送信レイヤに対して同一の区画化及び分割ビームフォーミング方式を適用することもできる。

また、分割ビームフォーミング方式は、送信アンテナの一部のアンテナに対するフィードバック情報或いは連結係数に対するフィードバック情報の信頼性が低下したり、当該フィードバックが不要なチャネル環境の場合に非常に有用である。特に、一部のアンテナに対するフィードバック情報或いは連結係数に対するフィードバック情報の信頼性が低下する場合、フィードバック情報の誤りによる不要なパケット受信誤り及び再送信を防止することができ、フィードバックが不要な場合、フィードバックオーバーヘッドを最小化できるという長所がある。

＜整合（Ａｌｉｇｎｅｄ）分割プリコーディング＞

一部或いは全てのアンテナポート区画が同一のサイズを有し、該当の区画化されたアンテナアレイが類似の有効チャネル特性を有する場合、該当のＮＰＰに同一のプリコーディング方法、すなわち、整合分割プリコーディングを適用することができる。

図１６は、均一線形アレイにおいて整合分割プリコーディングを適用する例を説明する図である。

図１６を参照すると、８個のアンテナで構成された均一線形アレイ（ｕｎｉｆｏｒｍ ｌｉｎｅａｒ ａｒｒａｙ；ＵＬＡ）において、１番目の区画は１，３，５，７番目のアンテナで構成され、２番目の区画は２，４，６，８番目のアンテナで構成されるとしよう。仮に、各アンテナ間の間隔が狭く、周辺にスキャッタ（ｓｃａｔｔｅｒｅｒ）が多くないと、１番目の区画と２番目の区画は、リンキングプリコーダ成分に該当する両区画間の位相差を除けば、類似のＭＩＭＯチャネルを経る確率が高い。このような場合、両区画に同一のプリコーディング方式を適用するように設定する。

図１７は、平板アレイ（ｓｑｕａｒｅ ａｒｒａｙ）において列（ｃｏｌｕｍｎ）ベース整合分割プリコーディングを適用する例を説明する図である。

図１７を参照すると、Ｎ_ｔ＿ν個の行とＮ_ｔ＿ｈ個の列の形態であるＮ_ｔ（＝Ｎ_ｔ＿ν×Ｎ_ｔ＿ｈ）個のアンテナで構成された平板アレイにおいて、各列を一つの区画と設定する。万一、列間の距離が近く、Ｎ_ｔ＿ｈが大きくない環境では、全区画に同一のプリコーディング方式を適用するように設定することができる。ただし、リンキングベクトル（ｌｉｎｋｉｎｇ ｖｅｃｔｏｒ）はサブプリコーダと独立して設定される。

図１８は、平板アレイにおいて行（ｒｏｗ）ベース整合分割プリコーディングを適用する例を説明する図である。

図１８を参照すると、Ｎ_ｔ＿ν個の行とＮ_ｔ＿ｈ個の列の形態であるＮ_ｔ（＝Ｎ_ｔ＿ν×Ｎ_ｔ＿ｈ）個のアンテナで構成された平板アレイにおいて、各行を一つの区画と設定する。万一、行間の距離が近く、Ｎ_ｔ＿νが大きくない環境では、全区画に同一のプリコーディング方式を適用するように設定することができる。ただし、リンキングベクトルはサブプリコーダと独立して設定される。

図１９は、平板アレイにおいて行（ｒｏｗ）グループベース整合分割プリコーディングを適用する例を説明する。

図１９を参照すると、Ｎ_ｔ＿ν個の行とＮ_ｔ＿ｈ個の列の形態であるＮ_ｔ（＝Ｎ_ｔ＿ν×Ｎ_ｔ＿ｈ）個のアンテナで構成された平板アレイにおいて、Ｎ個の行で構成された行グループを一つの区画と設定する。行グループ間の距離が近く、Ｎ_ｔ＿νが大きくない環境では、全区画に同一のプリコーディング方式を適用するように設定するとができる。ただし、リンキングベクトルはサブプリコーダと独立して設定される。

図１６乃至図１９に例示したように、全区画のサイズが同一であり、全区画で同一のプリコーダを適用する（すなわち、

）とすれば、ｉ番目のレイヤに対するプリコーダは、次の数式のように、リンキングプリコーダとサブプリコーダとのクロネッカー積（Ｋｒｏｎｅｃｋｅｒ ｐｒｏｄｕｃｔ）と表現することができる。

また、図１７に示したように、２次元アンテナポートアレイ環境で各列を区画とした場合、上記サブプリコーダＶ_ｉ又はＶは垂直ビームフォーミング（又は、ｅｌｅｖａｔｉｏｎ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）を行い、上記リンキングプリコーダａ_ｉ又はＡは水平ビームフォーミング（又は、Ａｚｉｍｕｔｈ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）を行う。同様に、図１８に示したように、２次元アンテナポートアレイ環境で各行を区画とした場合、上記サブプリコーダＶ_ｉ又はＶは水平ビームフォーミングを行い、上記リンキングプリコーダａ_ｉ又はＡは垂直ビームフォーミングを行う。

すなわち、図１７の例示や図１８の例示のように、２次元アンテナ（ポート）アレイ環境で行又は列方向に完全整合（ｐｅｒｆｅｃｔｌｙ ａｌｉｇｎｅｄ）分割プリコーディングを行う場合、３次元ビームフォーミングを行うプリコーダは、一つのサブプリコーダと一つのリンキングプリコーダで表現することができ、両プリコーダのうち、一つのプリコーダは垂直ビームフォーミングを行い、他のプリコーダは水平ビームフォーミングを行う。

このように完全整合分割プリコーディングが行われる環境で提案する分割ビームフォーミングを適用する場合、全区画に対するプリコーディングが一致した環境で、基地局はサブプリコーダとリンキングプリコーダのいずれか一つに閉ループプリコーディングを行い、残りにはデフォルトプリコーディング、参照プリコーディング及びランダムプリコーディングのいずれか一つを適用する。

図１７及び図１８に示したように２次元アンテナアレイの環境で３Ｄビームフォーミングを行う場合に有用である。３Ｄビームフォーミング、特に、端末特定（ＵＥ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）３Ｄビームフォーミングは、端末の水平的、垂直的位置と、３次元空間上のフェージング（ｆａｄｉｎｇ）環境によって送信性能を最適化できるという長所がある。しかし、端末特定３Ｄビームフォーミングは閉ループプリコーディング方式であり、これを円滑に行うためには、基地局と端末間の正確なチャネル情報（ＣＳＩ）が要求される。

したがって、基地局アンテナ数の増加及びビームフォーミング次数の増加によって、ＭＩＭＯ送信方式による性能最低値と最大値間の差がより大きくなるため、チャネル推定誤り、フィードバック誤り及びチャネルエージング（ａｇｉｎｇ）などの基地局ＣＳＩ推定誤りの要因による性能敏感度がより高くなる。基地局のＣＳＩ推定誤りが大きくない場合には、チャネルコーディングなどの効果によって正常の送信が行われうるが、その誤りが大きい場合にはパケット受信誤りが発生し、パケット再送信が起きるなどの深刻な性能低下が発生しうる。

例えば、基地局に対して水平方向に高速で移動している端末に３Ｄビームフォーミングを行うことは、パケット再送信を招く確率が高い。従来ではこのような端末に開ループプリコーディング方式を用いたが、この端末は垂直方向には静的なチャネルを経ることから、垂直ビームフォーミングを行うことが有利である。逆に、垂直方向に高速で移動している端末、或いは垂直方向にスキャッタリングが激しい環境下の端末には、水平ビームフォーミングを行うことが有利である。また、狭くて高いビルディング内に位置している端末には３Ｄビームフォーミングを行うが、基地局が水平ビームフォーミング方向を特定方向に固定することができる。すなわち、該当の端末には垂直ビームフォーミングのみのためにフィードバック情報を構成するように誘導し、フィードバックオーバーヘッドを減らすことができる。

したがって、分割ビームフォーミングを３Ｄビームフォーミング環境に適用すると、ユーザ環境に応じて２Ｄビームフォーミング（垂直ビームフォーミング又は水平ビームフォーミング）を行うことができる。このような側面から、本方式は、部分次元ビームフォーミング（ｐａｒｔｉａｌ ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）と呼ぶこともできる。例えば、２次元送信アンテナポートを有する基地局は、垂直プリコーダ及び水平プリコーダのいずれか一つに閉ループプリコーディングを行い、残りには、デフォルトプリコーディング、参照プリコーディング及びランダムプリコーディングのいずれか一つのプリコーディング方式を適用することができる。

上述したように、分割プリコーディング方式において各サブプリコーダ及びリンキングプリコーダを基地局のデータ送信観点で定義した。端末観点では、閉ループ方式が適用されるサブプリコーダ及びリンキングプリコーダと関連して、好むプリコーダに関する情報（ＰＰＩ；ｐｒｅｆｅｒｒｅｄ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ ｉｎｄｅｘ）を基地局に送信することができる。代表的なＰＰＩで行列プリコーダをインデックス化した後、好むインデックスをフィードバックするＰＭＩフィードバック方式を挙げることができる。

一部のフィードバック情報が区画及び／又は区画を連結する値で構成された単位に分離されると、基地局が端末に送信するパイロット信号も、特定アンテナポートの集合と関連付けることができる。このようなパイロット信号の集合をパイロットパターンという。代表のパイロットパターンとして、ＬＴＥシステムで用いる測定パイロット（ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ ｐｉｌｏｔ）であるＮＺＰ（ｎｏｎ−ｚｅｒｏ−ｐｏｗｅｒ）ＣＳＩ−ＲＳリソース（又は、プロセス）がある。例えば、次のような区画、ＣＳＩ−ＲＳ、及びＰＭＩフィードバック間のマッピング関係を定義することができる。

Ａ． Ａｌｉｇｎｅｄ ｕｎｉｔ ｏｆ Ｐａｒｔｉｔｉｏｎ ＆ Ｐｉｌｏｔ ｐａｔｔｅｒｎ ＆ ＰＭＩ ｆｅｅｄｂａｃｋ

１．（Ｐａｒｔｉｔｉｏｎ）１６個のアンテナポートで構成されたシステムにおいて、基地局は、１６個のアンテナポートを８個のアンテナポート単位の２つの区画にして、その２つの区画で分割プリコーディングを行う。

２．（Ｐｉｌｏｔ ｐａｔｔｅｒｎ）分割プリコーディングをサポートするために、基地局は、各区画に８ｔｘ ＮＺＰ ＣＳＩ−ＲＳリソースを割り当てて送信する。すなわち、端末に２つのｃｏ−ｌｏｃａｔｅｄ ＮＺＰ ＣＳＩ−ＲＳリソースを設定する。

３．（ＰＭＩ ｆｅｅｄｂａｃｋ）端末は、２つのアンテナポート区画に対するＰＭＩ １、ＰＭＩ ２、及びＰＭＩ １とＰＭＩ ２とを連結する連結係数値（例えば、リンキングプリコーダに対するＰＭＩ ３）をフィードバックする。

すなわち、各アンテナポート区画に対して別のＮＺＰ ＣＳＩ−ＲＳリソースを割り当てる場合、一つの基地局（又は、送信ポイント（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｐｏｉｎｔ））に属した複数のｃｏ−ｌｏｃａｔｅｄ（又は、同期化された）アンテナポート区画に対して、基地局は端末に複数のＮＺＰ ＣＳＩ−ＲＳリソースを設定することができる。このとき、ＣｏＭＰ送信などに用いられるｎｏｎ−ｃｏ−ｌｏｃａｔｅｄアンテナポートパターンと上記ｃｏ−ｌｏｃａｔｅｄアンテナポートパターンとを区別するために、基地局はＮＺＰ ＣＳＩ−ＲＳリソース間のｃｏ−ｌｏｃａｔｉｏｎの有無をさらに知らせることができる。例えば、複数のＮＺＰ ＣＳＩ−ＲＳリソース間のＱＣＬ（ｑｕａｓｉ−ｃｏ−ｌｏｃａｔｉｏｎ）条件を端末に知らせることができる。

パイロット送信単位とアンテナポート区画単位とが、上記の例のように、必ずしも一致するわけではない。例えば、１つの８ｔｘ ＣＳＩ−ＲＳリソースを設定した状態で、端末は２つの４ｔｘ区画に対するフィードバック情報を構成することもできる。また、アンテナポート区画単位とフィードバック単位も必ずしも一致するわけではない。特に、整合分割プリコーディングの場合、同一のプリコーディングを適用する区画に対しては共通のＰＰＩフィードバック情報がフィードバックされてもよいため、複数の区画に対して一つのフィードバック単位が構成されてもよい。

Ｂ． Ｎｏｔ ａｌｉｇｎｅｄ ｕｎｉｔ ｏｆ Ｐａｒｔｉｔｉｏｎ ＆ Ｐｉｌｏｔ ｐａｔｔｅｒｎ ＆ ＰＭＩ ｆｅｅｄｂａｃｋ

１．（Ｐａｒｔｉｔｉｏｎ）アンテナポート区画化は、上記の図１８と同一に構成されると仮定する。

２．（ＰＭＩ ｆｅｅｄｂａｃｋ）フィードバック情報は、完全整合分割プリコーディングの場合を考慮して、全区画に対して共通に適用し得るＰＰＩ（以下、共通ＰＰＩ）と連結係数値で構成する。この場合、区画単位とフィードバック単位は互いに異なると見なすことができる。

３．（Ｐｉｌｏｔ ｐａｔｔｅｒｎ）パイロットパターン割り当て方法には様々なものがある。

図２０乃至図２２は、パイロットパターン割り当て方法を例示する。具体的に、図２０に示すように、各区画別に別個のパイロットリソースを設定することもでき、図２１に示すように、端末が共通ＰＰＩを計算できるように、最初の区画に一つのパイロットパターンを送信し、端末が連結係数値を計算できるように、リンキングプリコーダが適用されるアンテナポートに一つのパイロットパターンを送信することもできる。又は、端末が共通ＰＰＩと連結係数を一度で計算できるように、図２２に示すように、一つのパイロットパターンのみを設定することもできる。

一方、上述したとおり、閉ループＭＩＭＯプリコーディングをサポートするためには、端末がパイロットを送信したりフィードバック情報を送信したりしなければならない。一般に、ＦＤＤ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｄｕｐｌｅｘｉｎｇ）システムでは上りリンクと下りリンクの周波数帯域が異なるため、端末がパイロットを送信し、上りリンクと下りリンク間のチャネル対称性を用いて基地局が下りリンクチャネルを推定する方法は好適でない。このため、端末はフィードバック情報を構成して送信することが好ましい。

フィードバック情報は、明示的（ｅｘｐｌｉｃｉｔ）情報と暗示的（ｉｍｐｌｉｃｉｔ）情報とに区別することができ、フィードバックオーバーヘッドを考慮してＰＰＩ（ｐｒｅｆｅｒｒｅｄ ｐｒｅｃｏｄｅｒ ｉｎｄｅｘ）形態の暗示的情報を主に用いる。暗示的フィードバックで閉ループ区画プリコーディング（Ｃｌｏｓｅｄ ｌｏｏｐ Ｐａｒｔｉｔｉｏｎｅｄ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）をサポートするためには、各区画プリコーダに関するＰＰＩ情報とリンキングプリコーダに関するＰＰＩ情報をフィードバック情報として構成することができる。

全区画のプリコーダが同一に設定される完全整合プリコーディング（ｐｅｒｆｅｃｔｌｙ ａｌｉｇｎｅｄ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）である場合を仮定し、図２０のように、アンテナポート区画ごとに別個のパイロットパターンが送信される場合を考慮すると、端末は次のようにフィードバック情報を構成することができる。

１）ＱＣＬ仮定が可能なパイロットパターンに共通して適用されるＰＰＩ

２）ＱＣＬ仮定が可能なパイロットパターンに対するＰＰＩを連結するための連結係数情報（例えば、リンキングプリコーダに対するＰＰＩ）

３）ＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）

４）上記の１）乃至３）を適用した場合のＣＱＩ

上述したように、パイロットパターンはＬＴＥシステムにおいてＮＺＰ ＣＳＩ−ＲＳリソース或いはＣＳＩプロセスと解釈可能である。すなわち、ＬＴＥシステムにおいて一つのパイロットパターンとは、（１）一つのＮＺＰ ＣＳＩ−ＲＳリソース、（２）一つのＣＳＩプロセス、又は（３）一つのＣＳＩプロセス内に含まれた一つのＮＺＰ ＣＳＩ−ＲＳリソースを意味することができる。特に、（３）の場合、ＬＴＥシステムのようにＣＳＩプロセス内には一つのＮＺＰ ＣＳＩ−ＲＳリソースだけが含まれる場合の他、一つのＣＳＩプロセス内に複数のＮＺＰ ＣＳＩ−ＲＳリソースが含まれるように拡張される場合も考慮したものである。上記ＰＰＩは、プリコーダが行列形態である場合にはＰＭＩと表現してもよい。

上記のフィードバック情報の構成は、端末が同一の送信ポイントで送信されてＱＣＬ仮定が可能なパイロットパターンに対してのみ選択的に適用可能である。端末が複数のパイロットパターン間にＱＣＬ仮定が可能か否かを判断できる方法の例は次のとおりである。

１．パイロットパターン間ＱＣＬ仮定が可能か否かに関して基地局が端末に明示的或いは暗示的に知らせることができる。

例えば、複数のＮＺＰ ＣＳＩ−ＲＳリソース又は複数のＣＳＩプロセスにＱＣＬ仮定が可能か否かを示す指示子を含めることができ、又はＱＣＬ仮定が可能なＮＺＰ ＣＳＩ−ＲＳリソースに関する情報をＲＲＣシグナリングで別途に知らせることもできる。さらに、端末は単一ＣＳＩプロセス内に存在する複数のＮＺＰ ＣＳＩ−ＲＳリソースはいずれもＱＣＬ仮定が可能であると見なすことができ、この場合、基地局は、ＱＣＬ仮定が可能なＮＺＰ ＣＳＩ−ＲＳリソースを単一ＣＳＩプロセス内で設定することが好ましい。

２．又は、端末が独自でパイロットパターン間ＱＣＬ仮定が可能か否かを判断することができる。

例えば、それぞれのパイロットパターンに対して受信タイミングオフセット（ｔｉｍｉｎｇ ｏｆｆｓｅｔ）の差を算出してＱＣＬ仮定が可能か否かを判断することができる。具体的に、受信タイミングオフセットの差が閾値以内である場合に、ＱＣＬ仮定が可能なパイロットパターンだと判断することができる。又は、各パイロットパターンから推定したチャネルの特性によってＱＣＬ仮定が可能か否かを判断することができる。具体的に、推定したチャネルの特性が類似している場合、ＱＣＬ仮定が可能なパイロットパターンと判断することができる。

一方、端末は、上記の情報１）、すなわち、ＱＣＬ仮定が可能なパイロットパターンに共通して適用されるＰＰＩを、次のいずれか一方式によって用いることができる。

Ａ）各パイロットパターンから推定したチャネルに共通に適用される共通ＰＰＩ及び連結係数の候補をすべて適用し、これに基づいて最大の性能となる共通ＰＰＩ及び連結係数集合を同時に選択する。すなわち、上記の情報１）及び上記の情報２）を同時に算出する方式である。

Ｂ）次に、パイロットパターン間の位相差はリンキング係数でまず適用した後、各パイロットパターンから推定したチャネルの平均を取って平均チャネルに対するＰＰＩを算出する方法も考慮することができる。

Ｃ）最後に、各パイロットパターンに対するＰＰＩをまず算出し、最終的な共通ＰＰＩをさらに算出することもできる。ここで、各パイロットパターンに対するＰＰＩから共通ＰＰＩを求める方式として様々なものを用いることができる。例えば、ＰＰＩの平均値に最も近いＰＰＩ又はチャネル推定値に対する信頼度が最も高いＰＰＩを共通ＰＰＩとして算出することができる。

一方、端末は、上記の情報２）を算出する際に、上記のＡ）のように情報２）と同時に算出することもでき、共通ＰＰＩをまず算出した後に共通ＰＰＩの性能を最適化する連結係数を算出することもできる。或いは、上記のＢ）のように各パイロットパターンの最初のパイロットから推定されたチャネルに基づいて優先的に連結係数を算出した後に共通ＰＰＩを算出することもできる。又は、共通ＰＰＩと連結係数が相互関連無しで独立して算出されてもよい。

さらに、上記の情報３）であるＲＩを算出する際には、各ランクによって最適化された情報１）及び２）を算出した後、性能を最適化できるＲＩを選択することが好ましい。もちろん、上記の情報４）は、最終的に選択された情報１）乃至情報３）を適用したＣＱＩ値を意味する。

２Ｄアレイ環境で行又は列方向にそれぞれパイロットパターンが送信される場合、上記の情報１）及び情報２）はそれぞれ、水平ビームフォーミングのためのＰＰＩ及び垂直ビームフォーミングのためのＰＰＩに置き換えられてもよい。もちろん、上記の情報１）及び情報２）はそれぞれ、垂直ビームフォーミングのためのＰＰＩ及び水平ビームフォーミングのためのＰＰＩに適用されてもよい。

同様に、全区画のプリコーダが同一に設定される完全整合プリコーディングである場合を仮定し、図２１のように、アンテナポート区画ごとに別個のパイロットパターンが送信される場合を考慮すると、端末は次のようにフィードバック情報を構成することができる。

（１）各パイロットパターンに適用されるＰＰＩ

（２）ＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）

（３）上記（１）及び（２）を適用した場合のＣＱＩ

この場合、端末は情報（２）を算出するために、各ランクに最適化されたＰＰＩセットを探した後、各場合の送信性能を比較して最適のランクを算出することができる。

上述したとおり、３Ｄ ＭＩＭＯ環境で可能な全てのプリコーダ集合を構成して最適のＰＰＩ、ＲＩ、ＣＱＩを探す方法は、フィードバック情報構成のために非常に高いレベルの端末計算複雑度を要求するという短所がある。例えば、Ｖ−ＰＰＩ（Ｖｅｒｔｉｃａｌ ＰＰＩ）とＨ−ＰＰＩ（Ｈｏｒｉｚｏｎｔａｌ ＰＰＩ）に対するコードブックがランク別にそれぞれＮビットサイズで構成されていると仮定すれば、端末にとってはＮ²Ｒ_maxだけのプリコーダ構成に対する送信品質（例えば、ＣＱＩ、ＳＮＲ、ＳＩＮＲなど）の計算及び比較過程が必要である。ここで、Ｒ_maxは最大送信ランクを意味する。

図２３は、端末がＨ−ＰＭＩ及びＶ−ＰＭＩをフィードバックする場合、レイヤ間マッチングに不一致が発生する例を示している。

３Ｄビームフォーミングを行うプリコーダ設計時に、送信機が３次元空間で最適の方向に送信エネルギーを集中して、信号のエネルギーが受信機に集中するようにしなければならない。これをＶ−ＰＭＩとＨ−ＰＭＩとに分けて説明すると、図２３に示すように、各レイヤが送信されるべき３Ｄ−ＰＭＩ、すなわち、意図方向（ｄｅｓｉｒｅｄ ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ）が与えられてもよい。ここで、Ｌ１及びＬ２はレイヤインデックスを表す。

Ｖ−ＰＭＩ及びＨ−ＰＭＩは、端末及び基地局周辺の３次元無線環境に従属的である。このため、端末がレイヤ単位のＶ−ＰＭＩとＨ−ＰＭＩだけをフィードバックする場合には、最適の３Ｄ−ＰＭＩを表現することができない。又は、端末がレイヤ単位のＶ−ＰＭＩとＨ−ＰＭＩをそれぞれのドメインに転送して受信信号を得る場合には、端末の立場で最適の３Ｄ−ＰＭＩと全く異なる方向のＶ−ＰＭＩ及びＨ−ＰＭＩ対が求められうる。結局、各送信レイヤに対するＶ−ＰＭＩのＬ１及びＬ２とＨ−ＰＭＩのＬ１及びＬ２間のマッチング関係に不一致が発生することがあり、基地局は間違った方向にエネルギーを集中させて送信誤りを引き起こしうる。

このように、端末が行列形態のＨ−ＰＭＩ及びＶ−ＰＭＩをフィードバックする場合に発生しうるレイヤ間マッチング不一致の問題を解決するために、レイヤ間マッチング或いはパーミュテーション情報をフィードバック情報に含めることができ、この場合、端末は

だけのプリコーダを構成して送信品質を比較しなければならない。ここで、‘ｒ！’における‘！’は、階乗演算（ｆａｃｔｏｒｉａｌ）を意味する。

マッシブ（ｍａｓｓｉｖｅ）ＭＩＭＯ環境が発展するにつれて、プリコーダを構成する場合の数が増加し、アンテナ数も増える。このため、プリコーダ自体を構成してチャネル品質を求める計算量自体も大きく増加する。例えば、垂直アンテナの数（Ｎ_v）及び水平アンテナの数（Ｎ_h）をそれぞれ８とした時、端末は各プリコーダ構成に対して６４個の送信アンテナに対するＭＩＭＯプリコーダを選択し、それに対する送信品質を算出しなければならない。

Ｎ個の送信アンテナ、Ｍ個の受信アンテナ及びｒ個の送信レイヤの個数に基づいてＭＩＭＯプリコーダを選択し、それに対する送信品質を算出する過程の複雑度をＣ（Ｎ，Ｍ，ｒ）とすれば、上の例示で既存方式の複雑度は次の数式２３及び数式２４のとおりである。特に、数式２３はレイヤパーミュテーションをサポートしない場合の複雑度であり、数式２４はレイヤパーミュテーションをサポートする場合の複雑度である。

上述した２つの複雑度増加の要因、すなわち、プリコーダを構成する場合の数自体の増加及び各プリコーダ構成時に対する演算量増加、を最小限に抑えるために、本発明では簡略なフィードバック計算及び構成方式を提案する。以下、説明の便宜のために行列形態のＰＰＩであるＰＭＩを仮定して記述する。

＜第１実施例＞

本発明の第１実施例では、端末が下記の段階１乃至段階３によってＰＭＩ、ＲＩ及びＣＱＩを計算することを提案する。

段階１：垂直方向チャネル及び水平方向チャネルに対するＰＭＩとＲＩを独立して選択する。すなわち、｛Ｖ−ＰＭＩ，Ｖ−ＲＩ｝及び｛Ｈ−ＰＭＩ，Ｈ−ＲＩ｝を選択する。

段階２：次の数式２５のように、３Ｄ−ＲＩ（ｒ＊）としてＶ−ＲＩ及びＨ−ＲＩのうち大きい値を決定する。

段階３：Ｖ−ＲＩ及びＨ−ＲＩのうち小さい値に該当するドメインｘに対してｘ−ＲＩ（すなわち、Ｖ−ＲＩ及びＨ−ＲＩのいずれか一つ）をｒ＊と設定し、大きい値に該当するドメインｙに対してｙ−ＰＭＩ（すなわち、Ｈ−ＰＭＩ及びＶ−ＰＭＩのいずれか一つ）は段階１で求めた値と固定された条件下で、ｘ−ＰＭＩを再び探す。

段階１で垂直方向チャネル及び水平方向チャネルは、図２０のような形態のパイロット送信時に、ＱＣＬ仮定が可能なパイロットで推定されたチャネル（又はチャネルの平均値）、及びＱＣＬ仮定が可能なパイロットの間に特定アンテナポートの組み合わせで構成された（連結係数に該当する）チャネル（又は、特定アンテナポートの組み合わせで構成されたチャネルの平均値）と再解釈することができる。段階１で垂直方向チャネル及び水平方向チャネルは、図２１のような形態のパイロット送信時に、ＱＣＬ仮定が可能な各パイロットで推定されたチャネルと再解釈することができる。上記パイロット送信方式によれば、垂直ドメインと水平ドメインは端末によって区分されなくてもよい。この場合、Ｖ−ＰＭＩ／Ｈ−ＰＭＩに代えて、パイロットパターン＃１のためのＰＭＩ及びパイロットパターン＃２のためのＰＭＩの形態で表現してもよく、ＲＩも同様に適用することができる。

段階１で垂直方向チャネル及び水平方向チャネルに対してＰＭＩ、ＲＩをそれぞれ探すので、既存演算方式をそのまま適用することができる。段階１で要求される複雑度は次の数式２６のとおりである。

段階２で、３Ｄ−ＲＩをＶ−ＲＩ及びＨ−ＲＩの最大値とする理由を、図２４を参照して説明する。

図２４は、３次元受信レイクラスタ（ｒａｙ ｃｌｕｓｔｅｒ）環境の例を図示する。

図２４を参照すると、３個のドミナント（ｄｏｍｉｎａｎｔ）なレイクラスタが存在する環境に端末が存在すると仮定してみよう。同図で、クラスタ＃２とクラスタ＃３は同じ垂直方向位置（又は垂直方向角度）に位置するが、互いに異なる水平方向位置（又は水平方向角度）を有する。このため、垂直方向チャネルで測定したＲＩは２である確率が高く、水平方向チャネルで測定したＲＩは３である確率が高い。この時、３次元チャネルで測定したＲＩは３であろう。

図２４の例示は、実際に無線通信環境でしばしば発生しうる。ＮＬＯＳ（Ｎｏｎ−Ｌｉｎｅ Ｏｆ Ｓｉｇｈｔ）環境で低い建物の後にユーザが存在する場合、建物の上から屈折して入る成分（クラスタ＃１）と、建物の左右を回って入る成分（クラスタ＃２、クラスタ＃３）が存在しうる。図２４では、３Ｄ−ＲＩがＶ−ＲＩ及びＨ−ＲＩのうち大きい値と一致する例を挙げているが、同じ方向に一層多いクラスタが存在することもあるため、実際には３Ｄ−ＲＩ≧ｍａｘ（Ｖ−ＲＩ，Ｈ−ＲＩ）の関係が成立する（例えば、垂直方向位置ｘ及び水平方向位置ｚに存在するクラスタ＃４）。しかし、最大値に該当する３Ｄ−ＲＩを測定するためには３Ｄチャネルをすべて構成する過程が必要であるため、提案方式では３Ｄ−ＲＩ値をｍａｘ（Ｖ−ＲＩ，Ｈ−ＲＩ）と同一に設定する。

段階３では、Ｖ−ＲＩ及びＨ−ＲＩのうち小さい値に該当するドメインｘに対してｘ−ＲＩ＝ｒ＊（段階２で決定した値）であり、Ｖ−ＲＩ及びＨ−ＲＩのうち大きい値に該当するドメインをｙとすれば、ｙ−ＰＭＩは段階１で探した値を使用する条件下で全３Ｄチャネルを構成してｘ−ＰＭＩを探す。この時に必要な演算量、すなわち、フィードバック情報構成複雑度は、３Ｄ−ＲＩをｒ＊（１≦ｒ＊≦Ｒｍａｘ）とするとき、次の数式２７のとおりである。

ただし、様々なレイヤマッチング関係をサポートする際には、次の数式２８のようなフィードバック情報構成複雑度を有する。この場合、最適のレイヤパーミュテーション関係に関する情報がフィードバック情報に含まれてもよい。

したがって、上記の数式２７乃至数式２８によれば、本発明は、次の数式２９及び数式３０のようなフィードバック情報構成複雑度を有する。特に、数式２９はレイヤパーミュテーションをサポートしない場合の複雑度であり、数式３０はレイヤパーミュテーションをサポートする場合の複雑度である。

上記の数式２９及び数式３０をそれぞれ既存方式の複雑度である数式２３及び数式２４と比較すれば、顕著な複雑度減少効果があることが分かる。ただし、レイヤパーミュテーションをサポートし且つｒ＊が大きい場合、段階３で要求される演算量は依然として大きいだろう。したがって、段階３で演算量をさらに減少させるために、次の方法のいずれかを適用することが好ましい。

（１）ｘ−ＰＭＩに含まれるレイヤ（すなわち、プリコーディング行列の列又は行）は、段階１で求めたｘ−ＰＭＩのレイヤだけで構成する。

（２）ｘ−ＰＭＩに含まれるレイヤ（プリコーディング行列の列又は行）には、段階１で求めたｘ−ＰＭＩのレイヤを含める。

（３）段階１で各ランク別推奨（ｐｒｅｆｅｒｒｅｄ，選好）ＰＭＩを保存した後、段階３でｘ−ＰＭＩにはｒ＊に該当する推奨ＰＭＩ値を適用する。

（４）ｘ−ＰＭＩに含まれるレイヤは、段階１で求めたｘ−ＰＭＩのレイヤと（ｒ＊− ｘ−ＲＩ）に該当するランクに該当するｘ−ＰＭＩのレイヤで構成する。

上記の方法（１）は、図２４のように、ＲＩ値が相対的に小さいドメインにおける推奨プリコーディングベクトルは重複して用いられる傾向があることに起因する。この方法（１）を用いると、レイヤパーミュテーションをサポートしない場合、いずれのレイヤに該当するベクトル又は行列を追加するかだけを決定すればいい。

例えば、段階１で求めたｘ−ＰＭＩ＝［ａ ｂ］（ａ及びｂは、Ｎ×１列ベクトルであって、各レイヤに対するプリコーディングベクトルである。）であり、段階２で求めたｒ＊＝３である場合、段階３で可能なプリコーディング行列は、次の数式３１及び数式３２のとおりである。数式３１はレイヤパーミュテーションをサポートしない場合であり、数式３２はレイヤパーミュテーションをサポートする場合である。

数式３１及び数式３２を説明すると、比較対象であるプリコーダの場合の数が非常に減ったことが分かる。

また、上述した方法（１）の適用時に、段階３で増加したランクに該当する新しいインデックス（ｘ−ＰＭＩ）の代わりに、段階１で求めたｘ−ＰＭＩと共に、足りないレイヤ数に該当する分のベクトル／行列に対するインデックスをさらにフィードバックする方式を適用することができる。この場合、ランク３に該当する新しいインデックスを探して送るのではなく、段階１で求めたランク２に該当するインデックスと共に、ランク３送信時に追加されるレイヤに該当するインデックス、すなわち、ランク１に該当するＰＭＩインデックスをフィードバックすることができる。追加されるベクトル／行列に対するインデックスの他の例として、ｘ−ＰＭＩにおける重複して用いられる行又は列インデックスをビットマップ化して構成する方法も考慮することができる。一例として、上記の例で追加されるベクトルがａであれば［１０］、ｂであれば［０１］を送信することができる。

方法（２）は方法（１）と違い、追加されるレイヤに該当するベクトル又は行列の候補範囲をさらに広めて、方法（１）に比べて複雑度は多少上昇するものの、性能を高めようとしたり、又はレイヤプリコーダ間直交性を維持して、高いランクに該当するコードブックへの適用を容易にするために適用可能な方法である。方法（２）の適用時にも、上述と同様に、足りないレイヤ数に該当する分のベクトル／行列に対するインデックスをさらにフィードバックする方式を適用することができる。

方法（３）は、段階３でＮ_v×Ｎ_hサイズの行列に対する送信品質計算過程を完全に省略する際に用いることができる。すなわち、最も容易な実装を可能にするが、他の方式に比べて性能は劣る方法である。

方法（４）は、方法（１）や方法（２）のように、段階１で求めたｘ−ＰＭＩのレイヤプリコーディングベクトルを含み、増加したランク（ｒ＊−ｘ−ＲＩ）に該当するレイヤプリコーディングベクトルは、段階１で当該ランクに該当する推奨ＰＭＩを使用する方法である。図２４を参照すると、垂直ドメインに対して追加されるレイヤプリコーディングベクトルは垂直ドメインにおいてランク１における推奨ＰＭＩと一致する確率が高い（図２４で垂直方向位置ｙに該当）。方法（４）は、これに着目して複雑度をより一層減らした方法である。方法（４）を用いると、レイヤパーミュテーションをサポートしない場合、段階３でＮ_v×Ｎ_hサイズの行列に対する送信品質計算過程を完全に省略することができる。ただし、レイヤパーミュテーションをサポートする際には、Ｎ_v×Ｎ_hサイズの行列に対する送信品質計算過程が必要である。この方法も方法（１）や方法（２）と同様に、足りないレイヤ数に該当する分のベクトル／行列に対するインデックスをさらにフィードバックする方式を適用することができる。

＜第２実施例＞

本発明の第１実施例は、実際の無線環境に最適化して、高いランクを維持するとともに計算複雑度を減らすための方法である。しかし、第１実施例には、追加されたレイヤに対する計算過程が必要であるという限界が存在する。本発明の第２実施例では、送信効率の減少があっても複雑度をより一層減らすために、端末が次の段階１乃至段階３のようにＰＭＩ、ＲＩ及びＣＱＩを計算することを提案する。

段階１：垂直方向チャネル及び水平方向チャネルに対するＰＭＩ及びＲＩを独立して選択する。すなわち、｛Ｖ−ＰＭＩ，Ｖ−ＲＩ｝及び｛Ｈ−ＰＭＩ，Ｈ−ＲＩ｝を選択する。

段階２：次の数式３３のように、３Ｄ−ＲＩをＶ−ＲＩ及びＨ−ＲＩのうち小さい値と決定する。

段階３：Ｖ−ＲＩ及びＨ−ＲＩのうち大きい値に該当するドメインｙに対してｙ−ＲＩ＝ｒ＊であり、小さい値に該当するドメインｘに対してｘ−ＰＭＩは段階１で求めた値と固定された条件下で、ｙ−ＰＭＩを再び探す。

段階１で垂直方向チャネル及び水平方向チャネルは、図２０のような形態のパイロット送信時に、ＱＣＬ仮定が可能なパイロットで推定されたチャネル（又はチャネルの平均値）、及びＱＣＬ仮定が可能なパイロット間に特定アンテナポートの組み合わせで構成された（連結係数に該当する）チャネル（又は、特定アンテナポートの組み合わせで構成されたチャネルの平均値）と再解釈することができる。段階１で垂直方向チャネル及び水平方向チャネルは、図２１のような形態のパイロット送信時にＱＣＬ仮定が可能な各パイロットで推定されたチャネルと再解釈することができる。上記パイロット送信方式によれば、垂直ドメイン及び水平ドメインは端末によって区分されなくてもよい。この場合、Ｖ−ＰＭＩ／Ｈ−ＰＭＩに代えて、パイロットパターン＃１のためのＰＭＩ及びパイロットパターン＃２のためのＰＭＩの形態で表現してもよく、ＲＩも同様に適用することができる。

ただし、第２実施例では、上述した第１実施例における段階２及び段階３の過程が変更されたことが分かる。

具体的に、段階２では、図２４の３つのクラスタの中から２つだけを選択する形態でプリコーダを構成する。すなわち、クラスタ＃１及びクラスタ＃２、或いはクラスタ＃１及びクラスタ＃３の形態の組み合わせだけを用いてデータをランク２送信する。段階３では、ＲＩが相対的に大きかったドメインに該当するプリコーディング行列を、小さいＲＩを有するドメインに該当するプリコーディング行列に変更する過程を行う。この時、フィードバック情報構成複雑度は次の数式３４及び数式３５のとおりである。特に、数式３４はレイヤパーミュテーションをサポートしない場合の複雑度であり、数式３５はレイヤパーミュテーションをサポートする場合の複雑度である。

上記の数式３４及び数式３５を説明すると、第１実施例ではｒ＊＝ｍａｘ（Ｖ−ＲＩ，Ｈ−ＲＩ）だったのに対し、第２実施例ではｍｉｎ（Ｖ−ＲＩ，Ｈ−ＲＩ）であるから、段階３で複雑度が低くなるという長所がある。この場合にも同様に、段階３の更なる複雑度の減少のために、次の方法のいずれかを適用することができる。

（１）ｙ−ＰＭＩに含まれるレイヤ（プリコーディング行列の列又は行）は、段階１で求めたｙ−ＰＭＩのレイヤの一部で構成する

（２）段階１で各ランク別推奨ＰＭＩを保存した後、段階３でｙ−ＰＭＩにはｒ＊に該当する推奨ＰＭＩ値を適用する

上記の方法（１）は、段階１で求めたレイヤプリコーディングベクトルの一部だけを用いてプリコーディング行列を構成する方法である。これは、図２４で観察された結果に起因する。この場合、減ったランクに該当するＰＭＩをフィードバックする代わりに、削除されるレイヤに該当するベクトル或いは行列のインデックスをフィードバックすることができる。

上記の方法（２）は、第１実施例の方法（３）と同様に、Ｎ_v×Ｎ_hサイズの行列に対する送信品質計算過程を完全に省略する際に用いることができる。

＜第３実施例＞

一方、上記第１実施例又は上記第２実施例を適用し、追加或いは削除されるレイヤに対するインデックスフィードバックを行う場合、端末のフィードバック構成の例は次のとおりである。

（ａ）Ｖ−ＰＭＩ／Ｖ−ＲＩ（段階１の計算結果）

（ｂ）Ｈ−ＰＭＩ／Ｈ−ＲＩ（段階１の計算結果）

（ｃ）追加される（Ａｄｄｉｔｉｖｅ）又は除去される（Ｓｕｂｔｒａｃｔｉｖｅ）ＰＭＩ

（ｄ）３Ｄ−ＲＩ又は追加／除去されるＲＩ

（ｅ）ＣＱＩ（段階３後に計算）

これらの情報は、別個の上りリンクチャネル或いはリソースで別個の特性（例えば、周期的／非周期的、フィードバック周期、送信時点オフセット）によってフィードバックされるように規定或いは設計することができる。また、情報（ｄ）は、情報（ａ）及び情報（ｂ）から基地局が類推できるため、省略可能である。或いは情報（ｄ）は情報（ｃ）と共にＰＭＩ／ＲＩ対（ｐａｉｒ）の形態でインデクシング（ｉｎｄｅｘｉｎｇ）して共に構成することができる。

また、端末が情報（ａ）及び情報（ｂ）を既存の方法と同じ方式及び計算量で計算してまずフィードバックできるようにし、同時にアンテナ数の多い３Ｄチャネルを構成し、関連した計算を行って導出された情報である情報（ｃ）及び情報（ｄ）を、情報（ａ）及び情報（ｂ）と独立してフィードバックできるようにする。したがって、段階３で要求される計算量が大きい場合、情報（ａ）及び情報（ｂ）をまず計算及びフィードバックし、連続して情報（ｃ）と情報（ｄ）をフィードバックするようにしてもよい。

実際に無線通信システムにおいて第１実施例及び第２実施例のいずれかを選択的に適用してもよいが、両方を用いてもよい。すなわち、端末は、第１実施例で提案した方式によってＶ−ＲＩ及びＨ−ＲＩのうちの高い値に基づいて最終的なＣＱＩを求め、第２実施例で提案した方式によってＶ−ＲＩ及びＨ−ＲＩのうちの低い値に基づいて最終的なＣＱＩを求めた後、両者を比較して最終的なＰＭＩ、ＲＩ、ＣＱＩ集合を求めることができる。又は、端末は両方法をすべて適用しフィードバックを行って、基地局が選択的に送信ランク及びプリコーダを選択するようにしてもよい。

上記のＰＭＩ／ＲＩ／ＣＱＩの計算は、全周波数バンド、或いは基地局が選択したり又は端末が選択したサブバンド単位で行うことができる。また、ＣＱＩは、コードワードごとに独立して計算及び適用することができる。

上記の提案方法は、複数のセル或いは送信ポイント協調通信環境或いはキャリアアグリゲーション（搬送波集成）環境で、セル或いは送信ポイント別或いは搬送波別ＣＱＩ／ＰＭＩ／ＲＩを計算する際に適用可能である。

図２５は、本発明の一実施例に係る通信装置のブロック構成図である。

図２５を参照すると、通信装置２５００は、プロセッサ２５１０、メモリ２５２０、ＲＦモジュール２５３０、ディスプレイモジュール２５４０、及びユーザインターフェースモジュール２５５０を備えている。

通信装置２５００は説明の便宜のために示されたものであり、一部のモジュールは省略されてもよい。また、通信装置２５００は必要なモジュールをさらに備えてもよい。また、通信装置２５００において一部のモジュールはより細分化したモジュールに区分されてもよい。プロセッサ２５１０は、図面を参照して例示した本発明の実施例に係る動作を実行するように構成される。具体的に、プロセッサ２５１０の詳細な動作は、図１乃至図２４に記載された内容を参照することができる。

メモリ２５２０は、プロセッサ２５１０に接続し、オペレーティングシステム、アプリケーション、プログラムコード、データなどを格納する。ＲＦモジュール２５３０は、プロセッサ２５１０に接続し、基底帯域信号を無線信号に変換したり、無線信号を基底帯域信号に変換する機能を果たす。そのために、ＲＦモジュール２５３０は、アナログ変換、増幅、フィルタリング及び周波数アップコンバート（変換）又はこれらの逆過程を行う。ディスプレイモジュール２５４０は、プロセッサ２５１０に接続し、様々な情報をディスプレイする。ディスプレイモジュール２５４０は、特に制限されるものではなく、ＬＣＤ（Ｌｉｑｕｉｄ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｄｉｓｐｌａｙ）、ＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）、ＯＬＥＤ（Ｏｒｇａｎｉｃ Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）のような周知の要素を用いることができる。ユーザインターフェースモジュール２５５０は、プロセッサ２５１０に接続し、キーパッド、タッチスクリーンなどのような周知のユーザインターフェースの組み合わせで構成可能である。

以上説明してきた実施例は、本発明の構成要素及び特徴を所定形態に結合したものである。各構成要素又は特徴は、別の明示的な言及がない限り、選択的なものとして考慮しなければならない。各構成要素又は特徴は、他の構成要素や特徴と結合しない形態で実施することもでき、一部の構成要素及び／又は特徴を結合して本発明の実施例を構成することもできる。本発明の実施例で説明される動作の順序は変更されてもよい。ある実施例の一部構成や特徴は、他の実施例に含まれてもよく、他の実施例の対応する構成又は特徴に取り替わってもよい。特許請求の範囲において明示的な引用関係にない請求項を結合して実施例を構成したり、出願後の補正により新しい請求項として含めたりできるということは明らかである。

本文書で基地局によって行われるとした特定動作は、場合によってはその上位ノード（ｕｐｐｅｒ ｎｏｄｅ）によって行われることもある。すなわち、基地局を含む複数のネットワークノード（ｎｅｔｗｏｒｋ ｎｏｄｅｓ）からなるネットワークにおいて端末との通信のために行われる様々な動作は、基地局又は基地局以外の他のネットワークノードによって行われ得ることは明らかである。基地局は、固定局（ｆｉｘｅｄ ｓｔａｔｉｏｎ）、ＮｏｄｅＢ、ｅＮｏｄｅＢ（ｅＮＢ）、アクセスポイント（ａｃｃｅｓｓ ｐｏｉｎｔ）などの用語にしてもよい。

本発明に係る実施例は、様々な手段、例えば、ハードウェア、ファームウェア（ｆｉｒｍｗａｒｅ）、ソフトウェア又はそれらの結合などによって実装することができる。ハードウェアによる実装では、本発明の一実施例は、一つ又はそれ以上のＡＳＩＣｓ（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔｓ）、ＤＳＰｓ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒｓ）、ＤＳＰＤｓ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｄｅｖｉｃｅｓ）、ＰＬＤｓ（ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｌｏｇｉｃ ｄｅｖｉｃｅｓ）、ＦＰＧＡｓ（ｆｉｅｌｄ ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙｓ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサなどによって実装することができる。

ファームウェアやソフトウェアによる実装では、本発明の一実施例は、以上で説明された機能又は動作を実行するモジュール、手順、関数などの形態で実装されてもよい。ソフトウェアコードは、メモリユニットに記憶され、プロセッサによって駆動可能である。メモリユニットは、プロセッサの内部又は外部に設けられ、公知の様々な手段によってプロセッサとデータを交換することができる。

本発明は、本発明の特徴から逸脱しない範囲で別の特定の形態に具体化できるということが当業者にとっては自明である。したがって、上記の詳細な説明は、いずれの面においても制限的に解釈してはならず、例示的なものとして考慮しなければならない。本発明の範囲は、添付の請求項の合理的な解釈によって決定すべきであり、本発明の等価的範囲内における変更はいずれも本発明の範囲に含まれる。

以上、無線通信システムにおける３次元ビームフォーミングのためのチャネル状態情報報告方法及びそのための装置は、３ＧＰＰ ＬＴＥシステムに適用される例を中心に説明されたが、３ＧＰＰ ＬＴＥシステムの他、様々な無線通信システムにも適用可能である。

Claims (14)

1. 無線通信システムにおいてＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）ベースビームフォーミングのために端末がチャネル状態情報を生成する方法であって、
   基地局から第１パイロットパターン及び第２パイロットパターンを受信するステップと、
   前記第１パイロットパターン及び前記第２パイロットパターンのそれぞれに対するプリコーディング行列インデックス（ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ））及びランク指示子（ＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ））を選択するステップと、
   前記第２パイロットパターンに対するＲＩより大きな前記第１パイロットパターンに対するＲＩを、３次元チャネルに対するＲＩとして設定するステップと、
   前記第２パイロットパターンのＲＩは前記３次元チャネルに対するＲＩと等しく、前記第１パイロットパターンのＰＭＩは予め選択されたＰＭＩと等しいとの仮定の下に、前記第２パイロットパターンのＰＭＩを再選択するステップと、
   を含む、チャネル状態情報生成方法。
2. 前記第１パイロットパターン及び前記第２パイロットパターンはそれぞれ、垂直方向チャネル及び水平方向チャネルに対応する、請求項１に記載のチャネル状態情報生成方法。
3. ＱＣＬ（ｑｕａｓｉ ｃｏ−ｌｏｃａｔｅｄ）仮定は、前記第１パイロットパターンと前記第２パイロットパターンとの間で可能である、請求項１に記載のチャネル状態情報生成方法。
4. 前記第１パイロットパターン及び前記第２パイロットパターンは、広範囲特性が同一であると見なされ、
   前記広範囲特性は、ドップラー拡散、ドップラーシフト、平均遅延及び遅延拡散の少なくとも一つを含む、請求項３に記載のチャネル状態情報生成方法。
5. 前記予め選択されたＰＭＩは前記３次元チャネルに対するＲＩ及び前記第１パイロットパターンに適用され、前記再選択されたＰＭＩは前記第２パイロットパターンに適用されるという仮定の下に、チャネル品質指示子を算出するステップと、
   前記３次元チャネルに対するＲＩ及び前記第１パイロットパターンに適用された前記予め選択されたＰＭＩと、前記第２パイロットパターンに適用された前記再選択されたＰＭＩと、前記チャネル品質指示子と、を含むフィードバック情報を前記基地局に報告するステップと、をさらに含む、請求項１に記載のチャネル状態情報生成方法。
6. 無線通信システムにおいてＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）ベースビームフォーミングのために端末がチャネル状態情報を生成する方法であって、
   基地局から第１パイロットパターン及び第２パイロットパターンを受信するステップと、
   前記第１パイロットパターン及び前記第２パイロットパターンのそれぞれに対するプリコーディング行列インデックス（ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ））及びランク指示子（ＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ））を選択するステップと、
   前記第２パイロットパターンに対するＲＩより小さな前記第１パイロットパターンに対するＲＩを、３次元チャネルに対するＲＩとして設定するステップと、
   前記第２パイロットパターンのＲＩは前記３次元チャネルに対するＲＩと等しく、前記第１パイロットパターンのＰＭＩは予め選択されたＰＭＩと等しいとの仮定の下に、前記第２パイロットパターンのＰＭＩを再選択するステップと、
   を含む、チャネル状態情報生成方法。
7. 前記第１パイロットパターン及び前記第２パイロットパターンはそれぞれ、垂直方向チャネル及び水平方向チャネルに対応する、請求項６に記載のチャネル状態情報生成方法。
8. 無線通信システムにおける端末装置であって、
   基地局から第１パイロットパターン及び第２パイロットパターンを受信するよう構成される無線通信モジュールと、
   前記第１パイロットパターン及び前記第２パイロットパターンのそれぞれに対するプリコーディング行列インデックス（ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ））及びランク指示子（ＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ））を選択し、前記第２パイロットパターンに対するＲＩより大きな前記第１パイロットパターンに対するＲＩを、３次元チャネルに対するＲＩとして設定し、前記第２パイロットパターンのＲＩが前記３次元チャネルに対するＲＩと等しく、前記より大きなＲＩを有する前記第１パイロットパターンのＰＭＩは予め選択されたＰＭＩと等しいとの仮定の下に、前記第２パイロットパターンのＰＭＩを再選択するよう構成されるプロセッサと、
   を備える、端末装置。
9. 前記第１パイロットパターン及び前記第２パイロットパターンはそれぞれ、垂直方向チャネル及び水平方向チャネルに対応する、請求項８に記載の端末装置。
10. ＱＣＬ（ｑｕａｓｉ ｃｏ−ｌｏｃａｔｅｄ）仮定は、前記第１パイロットパターンと前記第２パイロットパターンとの間で可能である、請求項８に記載の端末装置。
11. 前記第１パイロットパターン及び前記第２パイロットパターンは、広範囲特性が同一であると見なされ、
    前記広範囲特性は、ドップラー拡散、ドップラーシフト、平均遅延及び遅延拡散の少なくとも一つを含む、請求項１０に記載の端末装置。
12. 前記プロセッサは、
    前記予め選択されたＰＭＩは前記３次元チャネルに対するＲＩ及び前記第１パイロットパターンに適用され、前記再選択されたＰＭＩは前記第２パイロットパターンに適用されるという仮定の下に、チャネル品質指示子を算出し、
    前記３次元チャネルに対するＲＩ及び前記第１パイロットパターンに適用された前記予め選択されたＰＭＩと、前記第２パイロットパターンに適用された前記再選択されたＰＭＩと、前記チャネル品質指示子と、を含むフィードバック情報を前記基地局に送信するように前記無線通信モジュールを制御する、請求項８に記載の端末装置。
13. 無線通信システムにおける端末装置であって、
    基地局から第１パイロットパターン及び第２パイロットパターンを受信するよう構成される無線通信モジュールと、
    前記第１パイロットパターン及び前記第２パイロットパターンのそれぞれに対するプリコーディング行列インデックス（ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ））及びランク指示子（ＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ））を選択し、前記第２パイロットパターンに対するＲＩより小さな前記第１パイロットパターンに対するＲＩを、３次元チャネルに対するＲＩとして設定し、前記第２パイロットパターンのＲＩが前記３次元チャネルに対するＲＩと等しく、前記第１パイロットパターンのＰＭＩは予め選択されたＰＭＩと等しいとの仮定の下に、前記第２パイロットパターンに対するＰＭＩを再選択するよう構成されるプロセッサと、
    を備える、端末装置。
14. 前記第１パイロットパターン及び前記第２パイロットパターンはそれぞれ、垂直方向チャネル及び水平方向チャネルに対応する、請求項１３に記載の端末装置。

Images