CN106464319A - 在无线通信系统中针对3d mimo计算反馈信息的方法和设备 - Google Patents

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Abstract

本文公开了一种在无线通信系统中在用户设备(UE)处针对基于多输入多输出(MIMO)的波束成形生成信道状态信息的方法。该方法包括以下步骤：从基站接收第一导频图案和第二导频图案；针对第一导频图案和第二导频图案中的每一个选择预编码矩阵索引(PMI)和秩指示符(RI)；将第一导频图案的RI配置为三维(3D)信道的RI，其中，第一导频图案的RI大于第二导频图案的RI；以及在第二导频图案的RI等于3D信道的RI并且第一导频图案的PMI等于预选PMI的假设下，重选第二导频图案的PMI。

Description

在无线通信系统中针对3D MIMO计算反馈信息的方法和设备
技术领域
本发明涉及无线通信系统，更具体地讲，涉及一种在无线通信系统中针对三维(3D)多输入多输出(MIMO)计算反馈信息的方法和设备。
背景技术
作为本发明适用于的移动通信系统的示例，简要描述第3代合作伙伴计划长期演进(以下称作LTE)通信系统。
图1是示意性地示出作为示例性无线电通信系统的E-UMTS的网络结构的示图。演进通用移动电信系统(E-UMTS)是传统通用移动电信系统(UMTS)的高级版本，目前3GPP中正在进行其基本标准化。E-UMTS通常可被称作LTE系统。对于UMTS和E-UMTS的技术规范的细节，可参照“3rd Generation Partnership Project；Technical Specification GroupRadio Access Network”的版本7和版本8。
参照图1，E-UMTS包括用户设备(UE)、演进节点B(eNode B或eNB)以及位于演进UMTS地面无线电接入网络(E-UTRAN)的端部并且连接到外部网络的接入网关(AG)。eNB可同时发送多个数据流以用于广播服务、多播服务和/或单播服务。
每个eNB存在一个或更多个小区。小区被配置为使用1.25MHz、2.5MHz、5MHz、10MHz、15MHz和20MHz带宽中的一个来向多个UE提供下行链路或上行链路传输服务。不同的小区可被配置为提供不同的带宽。eNB控制向多个UE的数据发送以及从多个UE的数据接收。关于下行链路(DL)数据，eNB发送DL调度信息以通过向UE发送DL调度信息来通知对应UE要发送数据的时域/频域、编码、数据大小和混合自动重传请求(HARQ)相关信息。另外，关于上行链路(UL)数据，eNB向对应UE发送UL调度信息以告知UE可用时域/频域、编码、数据大小和HARQ相关信息。可使用在eNB之间发送用户业务或控制业务的接口。核心网络(CN)可包括AG以及用于UE的用户注册的网络节点。AG基于跟踪区域(TA)来管理UE的移动性，各个TA包括多个小区。
尽管无线电通信技术已发展至基于宽带码分多址(WCDMA)的LTE，但用户和供应商的需求和期望仍在继续增加。另外，由于仍在继续开发其它无线电接入技术，需要新的技术进步以确保未来的竞争力。例如，需要降低每比特成本、增加服务可用性、灵活使用频带、简化结构、开放接口、UE的合适的功耗等。
发明内容
技术问题
为解决上述问题而设计出的本发明的目的在于一种在无线通信系统中针对三维(3D)多输入多输出(MIMO)计算反馈信息的方法和设备。
技术方案
本发明的目的可通过提供一种在无线通信系统中针对基于多输入多输出(MIMO)的波束成形在用户设备(UE)处生成信道状态信息的方法来实现，该方法包括以下步骤：从基站接收第一导频图案和第二导频图案；针对第一导频图案和第二导频图案中的每一个选择预编码矩阵索引(PMI)和秩指示符(RI)；将第一导频图案的RI配置为三维(3D)信道的RI，其中，第一导频图案的RI大于第二导频图案的RI；以及在第二导频图案的RI等于3D信道的RI并且第一导频图案的PMI等于预选PMI的假设下重选第二导频图案的PMI。
第一导频图案和第二导频图案可分别对应于垂直方向信道和水平方向信道。在第一导频图案和第二导频图案之间可存在准协同定位(QCL)假设。第一导频图案和第二导频图案在大规模性质方面可被视为相等，所述大规模性质可包括多普勒扩展、多普勒频移、平均延迟和延迟扩展中的至少一种。
该方法还包括以下步骤：在预选PMI被应用于3D信道和第一导频图案的RI并且重选PMI被应用于第二导频图案的假设下计算信道质量指示符；以及向基站报告包括应用于3D信道和第一导频图案的RI的预选PMI、应用于第二导频图案的重选PMI以及信道质量指示符在内的反馈信息。
在本发明的另一方面中，本文中提供了一种无线通信系统中的用户设备(UE)设备，该UE设备包括：无线通信模块，其被配置为从基站接收第一导频图案和第二导频图案；以及处理器，其被配置为针对第一导频图案和第二导频图案中的每一个选择预编码矩阵索引(PMI)和秩指示符(RI)，将第一导频图案的RI配置为三维(3D)信道的RI，其中，第一导频图案的RI大于第二导频图案的RI，并且在第二导频图案的RI等于3D信道的RI并且具有较大的RI的第一导频图案的PMI等于预选PMI的假设下重选第二导频图案的PMI。
所述处理器可在预选PMI被应用于3D信道和第一导频图案的RI并且重选PMI被应用于第二导频图案的假设下计算信道质量指示符，并且控制所述无线通信模块向基站发送包括应用于3D信道和第一导频图案的RI的预选PMI、应用于第二导频图案的重选PMI以及信道质量指示符在内的反馈信息。
在本发明的另一方面中，本文中提供了一种在无线通信系统中针对基于多输入多输出(MIMO)的波束成形在用户设备(UE)处生成信道状态信息的方法，该方法包括以下步骤：从基站接收第一导频图案和第二导频图案；针对第一导频图案和第二导频图案中的每一个选择预编码矩阵索引(PMI)和秩指示符(RI)；将第一导频图案的RI设定为三维(3D)信道的RI，其中，第一导频图案的RI小于第二导频图案的RI；以及在第二导频图案的RI等于3D信道的RI并且第一导频图案的PMI等于预选PMI的假设下重选第二导频图案的PMI。
在本发明的另一方面中，本文中提供了一种无线通信系统中的用户设备(UE)设备，该UE设备包括：无线通信模块，其被配置为从基站接收第一导频图案和第二导频图案；以及处理器，其被配置为针对第一导频图案和第二导频图案中的每一个选择预编码矩阵索引(PMI)和秩指示符(RI)，将第一导频图案的RI设定为三维(3D)信道的RI，其中，第一导频图案的RI小于第二导频图案的RI，并且在第二导频图案的RI等于3D信道的RI并且第一导频图案的PMI等于预选PMI的假设下重选第二导频图案的PMI。
有益效果
根据本发明的实施方式，可在无线通信系统中有效地为三维(3D)多输入多输出(MIMO)计算反馈信息。
本领域技术人员将理解，可通过本发明实现的效果不限于上文具体描述的那些效果，将从以下详细描述更清楚地理解本发明的其它优点。
附图说明
图1是示意性地示出作为示例性无线电通信系统的E-UMTS的网络结构的示图。
图2是示出基于3GPP无线电接入网络规范的UE与E-UTRAN之间的无线电接口协议的控制平面和用户平面的结构的示图。
图3是示出3GPP系统中所使用的物理信道以及使用所述物理信道的一般信号传输方法的示图。
图4是示出LTE系统中所使用的无线电帧的结构的示图。
图5是示出LTE系统中所使用的DL无线电帧的结构的示图。
图6是示出LTE系统中的UL子帧的结构的示图。
图7是示出一般MIMO通信系统的配置的示图。
图8和图9是示出通过四个天线支持DL传输的LTE系统中的DL RS配置的示图。
图10示出当前3GPP标准规范中所定义的示例性DL DM-RS分配。
图11示出当前3GPP标准中所定义的DL CSI-RS配置中的CSI-RS配置#0。
图12是示出天线倾斜方案的示图。
图13是将传统天线系统与主动天线系统(AAS)进行比较的示图。
图14示出基于AAS的示例性UE特定波束成形。
图15示出基于AAS的3D波束传输场景。
图16示出将对齐的部分预编码应用于均匀线性阵列的示例。
图17示出将按列对齐的部分预编码应用于方阵列的示例。
图18示出将按行对齐的部分预编码应用于方阵列的示例。
图19示出将按行组对齐的部分预编码应用于方阵列的示例。
图20、图21和图22示出分配导频图案的方法。
图23是示出如果用户设备(UE)反馈H-PMI和V-PMI，则发生层之间的失配的示例的示图。
图24是三维(3D)接收射线集群的示例的示图。
图25是根据本发明的实施方式的通信设备的框图。
具体实施方式
以下，将从本发明的实施方式容易地理解本发明的结构、操作和其它特征，其示例示出于附图中。下面将描述的实施方式是本发明的技术特征应用于3GPP系统的示例。
尽管将基于LTE系统和高级LTE(LTE-A)系统描述本发明的实施方式，但LTE系统和LTE-A系统仅是示例性的，本发明的实施方式可应用于与上述定义对应的任何通信系统。另外，尽管将基于频分双工(FDD)来描述本发明的实施方式，但FDD模式仅是示例性的，本发明的实施方式可通过一些修改容易地应用于半FDD(H-FDD)或时分双工(TDD)。
在本公开中，基站(eNB)可用作包括远程无线电头端(RRH)、eNB、发送点(TP)、接收点(RP)、中继器等的广泛意义。
图2是示出基于3GPP无线电接入网络规范的UE与E-UTRAN之间的无线电接口协议的控制平面和用户平面的结构的示图。控制平面是指用于传输UE和网络管理呼叫所使用的控制消息的路径。用户平面是指发送应用层中所生成的数据(例如，语音数据或互联网分组数据)的路径。
第一层的物理层利用物理信道向上层提供信息传递服务。物理层经由传输信道连接到上层的介质访问控制(MAC)层。在MAC层与物理层之间经由传输信道来传输数据。还在发送机的物理层与接收机的物理层之间经由物理信道来传输数据。物理信道使用时间和频率作为无线电资源。具体地讲，物理信道在DL中利用正交频分多址(OFDMA)方案来调制，在UL中利用单载波频分多址(SC-FDMA)方案来调制。
第二层的MAC层经由逻辑信道向上层的无线电链路控制(RLC)层提供服务。第二层的RLC层支持可靠的数据传输。RLC层的功能可通过MAC层内的功能块来实现。为了在具有相对窄的带宽的无线电接口中有效地传输诸如IPv4或IPv6分组的互联网协议(IP)分组，第二层的分组数据会聚协议(PDCP)层执行头压缩功能以减少不必要的控制信息。
仅在控制平面中定义位于第三层的最下部的无线电资源控制(RRC)层。RRC层控制与无线电承载的配置、重新配置和释放有关的逻辑信道、传输信道和物理信道。无线电承载是指为在UE与网络之间发送数据而通过第二层提供的服务。为此，UE的RRC层和网络的RRC层交换RRC消息。如果在无线电网络的RRC层与UE的RRC层之间建立了RRC连接，则UE处于RRC连接模式。否则，UE处于RRC空闲模式。位于RRC层的上层的非接入层面(NAS)层执行诸如会话管理和移动性管理的功能。
用于从网络至UE的数据传输的DL传输信道包括发送系统信息的广播信道(BCH)、发送寻呼消息的寻呼信道(PCH)以及发送用户业务或控制消息的DL共享信道(SCH)。DL多播或广播服务的业务或控制消息可通过DL SCH来发送，或者可通过附加的DL多播信道(MCH)来发送。此外，用于从UE至网络的数据传输的UL传输信道包括发送初始控制消息的随机接入信道(RACH)以及发送用户业务或控制消息的UL SCH。位于传输信道的上层并被映射到传输信道的逻辑信道包括广播控制信道(BCCH)、寻呼控制信道(PCCH)、公共控制信道(CCCH)、多播控制信道(MCCH)和多播业务信道(MTCH)。
图3是示出3GPP系统中所使用的物理信道以及使用该物理信道的一般信号传输方法的示图。
当电源被打开或者UE进入新小区时，UE执行诸如获取与eNB的同步的初始小区搜索过程(S301)。为此，UE可通过从eNB接收主同步信道(P-SCH)和辅同步信道(S-SCH)来调节与eNB的同步，并获取诸如小区标识(ID)的信息。此后，UE可通过从eNB接收物理广播信道来获取小区内的广播信息。在初始小区搜索过程中，UE可通过接收下行链路参考信号(DL RS)来监测DL信道状态。
在完成初始小区搜索过程时，UE可通过接收物理下行链路控制信道(PDCCH)并且基于PDCCH上所承载的信息接收物理下行链路共享信道(PDSCH)来获取更详细的系统信息(S302)。
此外，如果UE初始接入eNB或者如果不存在用于向eNB的信号传输的无线电资源，则UE可与eNB执行随机接入过程(S303至S306)。为此，UE可通过物理随机接入信道(PRACH)发送特定序列作为前导码(S303和S305)，并且通过PDCCH以及与PDCCH关联的PDSCH来接收对该前导码的响应消息(S304和S306)。在基于竞争的随机接入过程的情况下，UE可另外执行竞争解决过程。
在执行上述过程之后，UE可作为一般UL/DL信号传输过程，接收PDCCH/PDSCH(S307)并且发送物理上行链路共享信道(PUSCH)/物理上行链路控制信道(PUCCH)(S308)。特别是，UE通过PDCCH接收下行链路控制信息(DCI)。该DCI包括诸如UE的资源分配信息的控制信息并且根据其使用目的而具有不同的格式。
此外，UE在UL上发送给eNB或者在DL上从eNB接收的控制信息包括DL/UL确认/否定确认(ACK/NACK)信号、信道质量指示符(CQI)、预编码矩阵索引(PMI)、秩指示符(RI)等。在3GPP LTE系统中，UE可通过PUSCH和/或PUCCH发送诸如CQI/PMI/RI的控制信息。
图4是示出LTE系统中所使用的无线电帧的结构的示图。
参照图4，无线电帧具有10ms(327200×Ts)的长度，并且包括10个相等大小的子帧。各个子帧具有1ms的长度，并且包括两个时隙。各个时隙具有0.5ms(15360Ts)的长度。在这种情况下，Ts表示采样时间，由Ts＝1/(15kHz×2048)＝3.2552×l0-8(约33ns)表示。各个时隙在时域中包括多个OFDM符号，在频域中包括多个资源块(RB)。在LTE系统中，一个RB包括12个子载波×7(或6)个OFDM符号。作为用于数据传输的单位时间，传输时间间隔(TTI)可以按照一个或更多个子帧为单位来确定。无线电帧的上述结构完全是示例性的，可对包括在无线电帧中的子帧的数量、包括在子帧中的时隙的数量或者包括在时隙中的OFDM符号的数量进行各种修改。
图5是示出DL无线电帧中的一个子帧的控制区域中所包含的控制信道的示图。
参照图5，一个子帧包括14个OFDM符号。根据子帧配置，这14个OFDM符号中的第一至第三个可用作控制区域，剩余11至13个OFDM符号可用作数据区域。在图5中，Rl至R4分别表示天线0至3的参考信号(RS)或导频信号。RS被固定为子帧内的预定图案，而不管控制区域和数据区域。控制信道被分配给控制区域中的未用于RS的资源。业务信道被分配给数据区域中的未用于RS的资源。分配给控制区域的控制信道包括物理控制格式指示符信道(PCFICH)、物理混合ARQ指示符信道(PHICH)、物理下行链路控制信道(PDCCH)等。
PCFICH(物理控制格式指示符信道)向UE通知每一个子帧中用于PDCCH的OFDM符号的数量。PCFICH位于第一个OFDM符号中，并且优先于PHICH和PDCCH来配置。PCFICH由4个资源元素组(REG)组成，各个REG基于小区ID分布于控制区域上。一个REG包括4个资源元素(RE)。RE指示最小物理资源，被定义为一个子载波×一个OFDM符号。PCFICH值根据带宽指示值1至3或值2至4，并利用正交相移键控(QPSK)来调制。
PHICH(物理混合ARQ指示符信道)用于承载针对UL传输的HARQ ACK/NACK信号。即，PHICH指示用来发送针对UL HARQ的DL ACK/NACK信息的信道。PHICH 包括一个REG，并以小区特定方式加扰。ACK/NACK信号由1比特来指示，并利用二相相移键控(BPSK)来调制。调制的ACK/NACK信号利用扩频因子(SF)2或4来扩频。映射到相同资源的多个PHICH构成PHICH组。根据扩频码的数量来确定复用到PHICH组的PHICH的数量。PHICH(组)被重复三次，以在频域和/或时域中获得分集增益。
PDCCH被分配给子帧的前n个OFDM符号。在这种情况下，n是等于或大于1的整数，由PCFICH指示。PDCCH由一个或更多个控制信道元素(CCE)组成。PDCCH向各个UE或UE组告知与传输信道(即，寻呼信道(PCH)和下行链路共享信道(DL-SCH))的资源分配、UL调度许可、HARQ信息等关联的信息。PCH和DL-SCH通过PDSCH发送。因此，除了特定控制信息或服务数据以外，eNB和UE通过PDSCH来发送和接收数据。
在PDCCH上发送指示PDSCH数据要被发送给哪一UE或哪些UE的信息以及指示UE应该如何接收并解码PDSCH数据的信息。例如，假设特定PDCCH的循环冗余校验(CRC)通过无线电网络临时标识(RNTI)“A”进行掩码处理，并且在特定子帧中发送关于利用无线电资源“B”(例如，频率位置)并且利用DCI格式“C”(即，传输格式信息)(例如，传输块大小、调制方案、编码信息等)发送的数据的信息，位于小区中的UE在搜索空间中利用其RNTI信息监测PDCCH(即，对PDCCH进行盲解码)。如果存在具有RNTI“A”的一个或更多个UE，则UE接收PDCCH并且基于所接收到的PDCCH信息接收由“B”和“C”指示的PDSCH。
图6是示出LTE系统中的UL子帧的结构的示图。
参照图6，上行链路子帧被分成分配有PUCCH以发送控制信息的区域以及分配有PUSCH以发送用户数据的区域。在频域中，PUSCH被分配给子帧的中间，而PUCCH被分配给数据区域的两端。在PUCCH上发送的控制信息包括ACK/NACK、表示下行链路信道状态的信道质量指示符(CQI)、用于多输入多输出(MIMO)的RI、指示分配UL资源的请求的调度请求(SR)等。UE的PUCCH在子帧的各个时隙中使用占据不同频率的一个RB。即，分配给PUCCH的两个RB在时隙边界上跳频。具体地讲，在图6中，m＝0、m＝l、m＝2和m＝3的PUCCH被分配给子帧。
以下，将描述MIMO系统。MIMO是指使用多个发送天线和多个接收天线以改进数据发送/接收效率的方法。即，在无线通信系统的发送机或接收机处使用多个天线，以使得容量可增加并且性能可改进。在本公开中，MIMO还可称作多天线。
MIMO技术不依赖于单个天线路径以便接收整个消息。相反，MIMO技术通过将经由多个天线接收的数据片段组合来完成数据。MIMO技术的使用可增加特定大小的小区区域内的数据传输速率或者以特定数据传输速率延伸系统覆盖范围。MIMO技术可广泛用在移动通信终端和中继节点中。MIMO技术可克服移动通信中的传统单天线技术所遇到的有限传输容量。
图7示出典型的MIMO通信系统的配置。发送机具有NT个发送(Tx)天线，接收机具有NR个接收(Rx)天线。与仅在发送机和接收机中的一个处使用多个天线相比，在发送机和接收机二者处使用多个天线增加了理论信道传输容量。信道传输容量与天线的数量成比例地增加。因此，增加了传输速率和频率效率。假定利用单个天线可实现的最大传输速率为Ro，则在多个天线的情况下，理论上传输速率可增加至Ro与传输速率增长率Ri的乘积，如式1所示。Ri是NT和NR中的较小者。
[式1]
Ri＝min(NT,NR)
例如，具有四个Tx天线和四个Rx天线的MIMO通信系统理论上可实现单天线系统的传输速率四倍的传输速率。自从在20世纪90年代中期证实了MIMO无线通信系统的理论容量增加，已积极开发了许多技术以在实际实现中增加数据传输速率。这些技术中的一些已经被反映在包括用于第3代(3G)移动通信、下一代无线局域网等的标准的各种无线通信标准中。
迄今为止与MIMO技术有关的积极研究集中于多个不同的方面，包括对与各种信道环境下以及多址环境下的MIMO通信容量计算有关的信息理论的研究、对MIMO系统的无线信道测量和模型推导的研究以及对用于改进传输可靠性和传输速率的空间-时间信号处理技术的研究。
将通过数学建模详细描述MIMO系统中的通信。如图7所示，假设存在NT个Tx天线和NR个Rx天线。关于传输信号，可通过NT个Tx天线发送最多NT条信息，表示为下面的向量。
[式2]
各条传输信息可具有不同的传输功率。如果各个传输功率分别由表示，则传输功率受控的传输信息可被给出为
[式3]
传输功率受控的传输信息向量可利用传输功率的对角矩阵P表示如下。
[式4]
此外，实际要发送的NT个传输信号可通过将传输功率受控的信息向量乘以权重矩阵W来配置。权重矩阵W用于根据传输信道状态等将传输信息适当地分配到各个天线。传输信号被表示为可通过式5确定的向量X。这里，Wij表示第i Tx天线与第j条信息的权重。W被称作权重矩阵或预编码矩阵。
[式5]
通常，信道矩阵的秩的物理含义是给定信道上可发送的不同信息的最大数量。因此，信道矩阵的秩被定义为信道矩阵中的独立行的数量和独立列的数量中的较小者。因此，信道矩阵的秩不大于信道矩阵的行或列的数量。信道矩阵H的秩(rank(H))如下限制。
[式6]
rank(H)≤min(NT,NR)
MIMO中发送的不同信息被称作传输流或流。流也可被称为层。因此得出结论，传输流的数量不大于信道的秩(即，不同的可发送信息的最大数量)。因此，信道矩阵H通过下式确定：
[式7]
#of streams≤rank(H)≤min(NT,NR)
“#of streams”表示流的数量。应该注意的是，一个流可通过一个或更多个天线来发送。
一个或更多个流可按照许多方式被映射至多个天线。该方法可根据MIMO方案描述如下。如果通过多个天线发送一个流，则这可被视为空间分集。当通过多个天线发送多个流时，这可以是空间复用。可以想到空间分集和空间复用的混合方案。
预期下一代移动通信标准LTE-A将支持协调多点(CoMP)传输以便与传统LTE标准相比增加数据传输速率。CoMP是指通过两个或更多个eNB或小区之间的协作来向UE传输数据，以便增加位于阴影区域中的UE与eNB(小区或扇区)之间的通信性能。
CoMP传输方案可分为特征在于数据共享的CoMP-联合处理(CoMP-JP)(称为协作MIMO)以及CoMP协调调度/波束成形(CoMP-CS/CB)。
在DL CoMP-JP中，UE可即时地从执行CoMP传输的eNB同时接收数据，并且可将所接收到的信号组合，从而增加接收性能(联合发送(JT))。另外，参与CoMP传输的eNB之一可在特定时间点向UE发送数据(动态点选择(DPS))。
相比之下，在下行链路CoMP-CS/CB中，UE可通过波束成形即时地从一个eNB(即，服务eNB)接收数据。
在UL CoMP-JP中，eNB可同时从UE接收PUSCH信号(联合接收(JR))。相比之下，在ULCoMP-CS/CB中，仅一个eNB从UE接收PUSCH。这里，协作小区(或eNB)可针对是否使用CoMP-CS/CB做出决策。
以下，将给出信道状态信息(CSI)报告的描述。在目前的LTE标准中，MIMO传输方案被分为在没有CSI的情况下操作的开环MIMO以及基于CSI操作的闭环MIMO。特别是，根据闭环MIMO系统，eNB和UE中的每一个能够基于CSI执行波束成形以便获得MIMO天线的复用增益。为了从UE获取CSI，eNB向UE发送RS并且命令UE通过PUCCH或PUSCH反馈基于RS测量的CSI。
CSI被分成三种类型的信息：RI、PMI和CQI。首先，RI是如上所述关于信道秩的信息，并指示可经由相同的时间-频率资源接收的流的数量。由于RI由信道的长期衰落决定，所以它通常可按照比PMI或CQI长的循环来反馈。
其次，PMI是反映信道的空间特性的值，并基于信号与干扰加噪声比(SINR)的度量来指示UE优选的eNB的预编码矩阵索引。最后，CQI是指示信道的强度的信息，并指示当eNB使用PMI时可获得的接收SINR。
诸如LTE-A系统的高级系统考虑通过多用户MIMO(MU-MIMO)的附加多用户分集。由于MU-MIMO中在天线域中复用的UE之间的干扰，CSI的精度可显著影响与其它复用的UE以及报告CSI的UE的干扰。因此，在MU-MIMO中应该报告比单用户MIMO(SU-MIMO)中更精确的CSI。
在此背景下，LTE-A标准确定将最终PMI单独地设计为长期和/或宽带PMI Wl和短期和/或子带PMI W2。
例如，如式8所示的信道的长期协方差矩阵可用于利用W1和W2配置一个最终PMI的分层码本变换。
[式8]
W＝norm(W1W2)
在式8中，W2是短期PMI，它是反映短期信道信息的码本的码字，W是最终码本的码字，norm(A)是通过将矩阵A的各列归一化为1而获得的矩阵。
传统上，码字W1和W2如式9给出。
[式9]
其中Xi是Nt/2×M矩阵。
(如果秩＝r)，其中1≤k，l，m≤M并且k、l、m为整数。
在式9中，码字被设计为反映在交叉极化天线密集地布置(例如，相邻天线之间的距离等于或小于信号波长的一半)的情况下所建立的信道之间的相关特性。交叉极化天线可被分为水平天线组和垂直天线组，两个天线组协同定位(co-located)，各自具有均匀线性阵列(ULA)天线的特性。
因此，各个组中的天线之间的相关具有相同的线性相位增量特性，而天线组之间的相关具有相位旋转的特性。由于码本是信道的量化值，所以有必要设计反映信道特性的码本。为了方便描述，按照上述方式设计的秩1码字可如式10给出。
[式10]
在式10中，码字被表示为NT×1向量(其中NT是Tx天线的数量)，并且码字由分别表示水平天线组和垂直天线组的相关特性的上向量Xi(k)和下向量αjXi(k)组成。Xi(k)被表示为反映各个天线组中的天线之间的相关特性的具有线性相位增量特性的向量。例如，离散傅里叶变换(DFT)矩阵可用于Xi(k)。
诸如LTE-A系统的高级系统考虑通过使用MU-MIMO来实现附加多用户分集。由于MU-MIMO中在天线域中复用的UE之间的干扰信道的存在，CSI的精度可显著影响与其它复用的UE以及报告CSI的UE的干扰。因此，在MU-MIMO中应该报告比SU-MIMO中更精确的CSI。
在CoMP JT中，由于多个eNB通过协作向特定UE发送相同的数据，所以eNB可在理论上被视为形成具有地理上分布的天线的MIMO系统。即，即使在JT中实现MU-MIMO时，如单小区MU-MIMO操作中一样，也需要高度精确的CSI以避免CoMP调度的UE之间的干扰。这同样适用于CoMP CB。即，为了避免由邻居小区导致的与服务小区的干扰，需要精确的CSI。通常，UE需要报告附加CSI反馈以便增加CSI反馈的精度。在PUCCH或PUSCH上将CSI反馈发送给eNB。
Now a detailed description of an RS will be given.
现在将给出RS的详细描述。
通常，发送机将发送机和接收机二者已知的RS连同数据一起发送给接收机，以使得接收机可在RS中执行信道测量。RS用于通过指示调制方案来执行解调以及用于信道测量。RS被分类为用于特定UE的专用RS(DRS)以及用于小区内的所有UE的公共RS(或者小区特定RS(CRS))。CRS包括UE测量要报告给eNB的CQI/PMI/RI所使用的RS。该RS被称作信道状态信息RS(CSI-RS)。
图8和图9示出了通过四个天线支持DL传输的LTE系统中的RS配置。具体地讲，图8示出了在正常CP的情况下的RS配置，图9示出了在扩展CP的情况下的RS配置。
参照图8和图9，栅格中所指示的标号0至3表示用于信道测量和数据调制的通过天线端口0至天线端口3发送的小区特定RS(CRS)。可在整个控制信息区域以及数据信息区域上将CRS发送给UE。
栅格中所指示的标号D表示UE特定RS(即，DM-RS)。DM-RS在支持单天线端口传输的数据区域中(即，在PDSCH上)发送。是否存在UE特定RS(DM-RS)通过高层信令来指示给UE。在图8和图9中，通过天线端口5发送DM-RS。3GPP TS 36.211定义了用于总共八个天线端口(天线端口7至天线端口14)的DM-RS。
图10示出了在当前3GPP标准规范中定义的示例性DL DM-RS分配。
参照图10，使用DM-RS组1中的各个天线端口的序列映射天线端口7、8、11和13的DM-RS，而使用DM-RS组2中的各个天线端口的序列映射天线端口9、10、12和14的DM-RS。
与CRS相比，针对PDSCH的信道测量提出了CSI-RS，并且多达32个不同的资源配置可用于CSI-RS以降低多小区环境中的小区间干扰(ICI)。
如果可能，根据天线端口的数量使用不同的CSI-RS(资源)配置并且相邻小区根据不同的(资源)配置发送CSI-RS。与CRS不同，CSI-RS支持多达8个天线端口，并且在3GPP标准中从天线端口15到天线端口22的总共8个天线端口被分配给CSI-RS。表2和表3列出了在3GPP标准中定义的CSI-RS配置。具体地讲，表2列出了正常CP的情况下的CSI-RS配置，表2列出了扩展CP的情况下的CSI-RS配置。
[表1]
[表2]
在表1和表2中，(k',l')表示RE索引，其中k'是子载波索引，l'是OFDM符号索引。图11示出了当前3GPP标准中定义的DL CSI-RS配置的CSI-RS配置#0。
另外，CSI-RS子帧配置可由子帧中的周期性TCSI-RS以及子帧偏移ΔCSI-RS定义。表4列出了3GPP标准中定义的CSI-RS子帧配置。
[表3]
此外，通过RRC层信令配置表4所示的关于零功率(ZP)CSI-RS的信息。具体地讲，ZPCSI-RS资源配置包括zeroTxPowerSubframeConfig和16位位图zeroTxPowerResourceConfigList。zeroTxPowerSubframeConfig通过表3中所示的ICSI-RS指示ZP CSI-RS的CS-RS传输周期性和子帧偏移。zeroTxPowerResourceConfigList指示ZP CSI-RS配置。该位图的元素指示表1或表2中的四个CSI-RS天线端口的列中所包括的各个配置。ZP CSI-RS以外的正常CSI-RS被称作非零功率(NZP)CSI-RS。
[表4]
当前3GPP标准如表5所示针对各个CQI索引定义了调制阶数和编码速率。
[表5]
基于如下的干扰测量计算了CQI。
为了CQI计算，UE需要测量信号与干扰和噪声比(SINR)。在这种情况下，UE可以测量诸如非零功率(NZP)CSI-RS的RS中的期望信号的接收功率(S测量)。对于干扰功率测量(I测量或干扰测量(IM))，UE测量通过从所接收到的信号消除期望信号而得到的干扰信号的功率。
可以通过高层信令配置CSI测量子帧集CCSI,0和CCSI,1，并且各个子帧集的子帧不同于其它子帧集的子帧。在这种情况下，UE可以在诸如CSI-RS的RS中执行S测量，而没有任何特定子帧约束。然而，UE应该通过CSI测量子帧集CCSI,0和CCSI,1中的单独的I测量针对CSI测量子帧集CCSI,0和CCSI,1分别计算CQI。
现在将描述天线端口之间的QCL。
如果一个天线端口与另一个天线端口准协同定位，这意味着UE可以假设从一个天线端口(或对应于该天线端口的无线电信道)接收的信号的大规模性能完全地或部分地与从另一天线端口(或对应于天线端口的无线电信道)接收的信号的那些性能相同。大规模性能可包括与频率偏移关联的多普勒扩展和多普勒偏移、与定时偏移关联的平均延迟和延迟扩展、以及平均增益。
根据QCL的定义，UE不会将彼此不准协同定位的天线端口假设为具有相同的大规模性能。因此，UE应该独立地执行跟踪过程以便获得各个天线端口的频率偏移和定时偏移。
此外，UE可以执行有关准协同定位的天线端口的以下操作。
1)UE可将与特定天线端口对应的无线电信道的功率-延迟分布、延迟扩展、多普勒频谱和多普勒扩展的估计结果相同地应用于与另一个天线端口对应的无线电信道的信道估计中所使用的维纳滤波器参数。
2)UE可获取特定天线端口的时间同步和频率同步并且将相同的同步应用于另一天线端口。
3)最后，UE可计算准协同定位的天线端口的参考信号接收功率(RSRP)测量的平均值作为平均增益。
例如，假设在通过PDCCH(或增强PDCCH(E-PDCCH))接收到基于DM-RS的DL数据信道的调度信息(例如，DCI格式2C)时，UE使用该调度信息所指示的DM-RS序列来对PDSCH执行信道估计，然后对数据进行解调。
在这种情况下，如果用于DL数据信道解调的DM-RS天线端口与服务小区的CRS天线端口准协同定位，则UE可将从其CRS天线端口估计的无线电信道的大规模性能应用于通过DM-RS天线端口的信道估计，从而改进基于DM-RS的DL数据信道的接收性能。
类似地，如果用于DL数据信道解调的DM-RS天线端口与服务小区的CSI-RS天线端口准协同定位，则UE可将从服务小区的CSI-RS天线端口估计的无线电信道的大规模性能应用于通过DM-RS天线端口的信道估计，从而改进基于DM-RS的DL数据信道的接收性能。
此外，在LTE中，规定了当以模式10(CoMP传输模式)发送DL信号时，eNB为UE配置QCL类型A和QCL类型B中的一个。
QCL类型A基于以下前提：CRS天线端口、DM-RS天线端口和CSI-RS天线端口关于除了平均增益以外的大规模性能是准协同定位的。这意味着在相同的点发送物理信道和信号。另一方面，QCL类型B被定义为使得通过高层消息为各个UE配置多达四个QCL模式，以使得能够进行CoMP传输(例如，DPS或JT)，并且使用哪一QCL模式来接收DL信号通过DCI来动态地配置。
现在将更详细地描述在QCL类型B的情况下的DPS传输。
假设具有N1个天线端口的节点#1发送CSI-RS资源#1，并且具有N2个天线端口的节点#2发送CSI-RS资源#2。在这种情况下，CSI-RS资源#1被包括在QCL模式参数集#1中，并且CSI-RS资源#2被包括在QCL模式参数集#2中。此外，eNB通过高层信号为位于节点#1和节点#2的公共覆盖范围内的UE配置QCL模式参数集#1和CSI-RS资源#2。
然后，eNB可通过利用DCI在通过节点#1将数据(即，PDSCH)发送给UE期间为UE配置QCL模式参数集#1，在通过节点#2将数据发送给UE期间为UE配置QCL模式参数集#2来执行DPS。如果通过DCI为UE配置了QCL模式参数集#1，则UE可假设CSI-RS资源#1是与DM-RS准协同定位的，并且如果为UE配置了QCL模式参数集#2，则UE可假设CSI-RS资源#2是与DM-RS准协同定位的。
将在下面描述有源天线系统(AAS)和三维波束成形。
在传统的蜂窝系统中，eNB通过机械倾斜或电倾斜(将在下面更详细地描述)来减小ICI并且增加小区内的UE的吞吐量(例如，SINR)。
图12是示出天线倾斜方案的示图。具体地讲，图12(a)示出了未应用天线倾斜的天线结构，图12(b)示出了应用机械倾斜的天线结构，图12(c)示出了应用机械倾斜和电倾斜两者的天线结构。
在与图12(a)比较时，图12(b)的机械倾斜导致波束方向被固定在初始天线安装处。由于小区固定的倾斜，图12(c)的电倾斜仅允许非常有限的垂直波束成形，尽管有通过内部相移模块改变倾斜角度的优点。
图13是将传统的天线系统与AAS进行比较的示图。具体地讲，图13(a)示出了现有技术的天线系统，并且图13(b)示出了AAS。
参照图13，与传统的天线系统相比，AAS包括多个天线模块，各个天线模块包括诸如功率放大器(PA)的射频(RF)模块(即，有源装置)，以使得AAS可控制各个天线模块的功率和相位。
通常，诸如ULA的线性阵列天线(即，一维阵列天线)被认为是MIMO天线结构。在一维阵列结构中，可通过波束成形形成的波束存在于二维(2D)平面上。同样的情况适用于传统eNB的基于无源天线系统(PAS)的MIMO结构。尽管基于PAS的eNB具有垂直天线和水平天线，但是垂直天线在垂直方向上可不形成波束，并且可仅允许上述机械倾斜，因为垂直天线在一个RF模块中。
然而，随着eNB的天线结构演进到AAS，即使在垂直天线中也独立地配置RF模块。因此，垂直波束成形以及水平波束成形是可能的。这被称为垂直波束成形或仰角波束成形。
垂直波束成形也可被称为三维(3D)波束成形，因为可在3D空间中沿着垂直方向和水平方向形成可根据垂直波束成形生成的波束。即，一维阵列天线结构到2D阵列天线结构的演进实现了3D波束成形。当天线阵列是平面时，没有必要形成3D波束成形。相反，即使在环形3D阵列结构中，也可形成3D波束成形。鉴于现有一维天线结构以外的各种天线布局，3D波束成形的特征在于，MIMO处理在3D空间上实现。
图14示出了基于AAS的示例性UE特定波束成形。参照图14，即使UE相对于eNB向前或向后移动以及向eNB的左和右移动，可通过3D波束成形朝着UE形成波束。因此，给予UE特定波束成形较高的自由度。
另外，作为使用基于AAS的2D阵列天线结构的传输环境，可不仅考虑室外eNB将信号发送到室外UE的室外到室外环境，而且考虑室外eNB将信号发送到室内UE的室外到室内(O2I)环境以及室内eNB将信号发送到室内UE的室内热点。
图15示出了基于AAS的3D波束传输场景。
参照图15，在小区中存在多个建筑物的真实小区环境中，eNB需要考虑基于相对于建筑物高度的各种UE高度的垂直波束定向以及UE特定水平波束定向。考虑该小区环境，需要反映与现有的无线信道环境显著不同的信道特性(例如，阴影/路径损耗根据不同的高度而变化、衰落特性变化等)。
换言之，3D波束成形是基于现有的线性一维天线阵列结构的仅水平方向上的波束成形的演进。3D波束成形是指通过基于多维阵列天线结构(例如，平面阵列)或大规模天线阵列将水平波束成形扩展至仰角波束成形或垂直波束成形或者将水平波束成形与仰角波束成形或垂直波束成形组合来执行的MIMO处理方案。
现在将使用线性预编码给出MIMO系统的描述。在假设在窄带系统或宽带系统中经历向频率侧的平坦衰落的频率单元(例如，子载波单元)中，可如下式11所示对下行链路MIMO系统进行建模。
[式11]
y＝Hx+z
如果UE处的Rx天线端口的数量是Nr，并且eNB处的Tx天线端口的数量是Nt，则在式11中，y是在UE的Nr个Rx天线处接收的Nr×1信号向量，H是大小为Nr×Nt的MIMO信道矩阵，x是Nt×1传输信号，z是Nr×1接收噪声和干扰向量。
上述系统模型适用于多用户MIMO场景以及单用户MIMO场景。尽管在单用户MIMO场景中Nr是单个UE处的Rx天线的数量，在多用户MIMO场景中Nr可被解释为多个UE处的Rx天线的总数。
上述系统模型适用于UL传输场景以及DL传输场景。然后，Nt可以表示UE处的Tx天线的数量，并且Nr可以表示eNB处的Rx天线的数量。
在线性MIMO预编码器的情况下，MIMO预编码器通常可被表示为大小为Nt×Ns的矩阵U，其中Ns为传输秩或传输层的数量。因此，传输信号向量x可如式12建模。
[式12]
其中，PT是传输信号能量，并且s是表示在Ns个传输层中发送的信号的Ns×1传输信号向量。即，E{sHUHUs}＝Ns。对应于Ns个传输层的Nt×1预编码向量由u1,…,uNs表示。然后，U＝[u1…uNs]。在这种情况下，[式12]可被表示为式13。
[式13]
其中，si是向量s的第i个元素。通常，可假设在不同层中发送的信号是不相关的并且各个信号的平均大小是相同的。如果假设各个信号的平均能量是1则为了便于描述，层预编码向量的能量的总和是如式14所给出的Ns。
[式14]
如果要在各个层中以相同的功率发送信号，则从式14注意到
随着未来多天线系统(例如，大规模MIMO或大规模MIMO)的演进，天线的数量将逐渐地增加。事实上，考虑3D MIMO环境，在LTE标准中针对eNB考虑使用多达64个Tx天线。
然而，随着天线数量的增加，导频开销和反馈开销也增加。结果，解码复杂度可增加。由于MIMO信道矩阵H的大小随着eNB处的天线的数量而增加，所以eNB应该向UE发送更多的测量导频，使得UE可以估计MIMO信道。如果UE将关于所测量的MIMO信道的显式或隐式信息反馈给eNB，则反馈信息的量将随着信道矩阵变得更大而增加。具体地讲，当如LTE系统中一样发送基于码本的PMI反馈时，天线数量的增加导致PMI码本的大小成指数增加。因此，增加了eNB和UE的计算复杂度。
在该环境中，可通过对总的Tx天线进行分区并且因此基于子阵列发送导频信号或反馈来降低系统复杂度和开销。特别是从LTE标准的角度来看，可通过重用大部分传统的导频信号、MIMO预编码方案和/或支持多达8个Tx天线的反馈方案来支持大规模MIMO系统。
由此看来，如果上面MIMO系统模型的各个层预编码向量被分成M个子预编码向量，并且由ui,1,…,ui,M表示第i层的预编码向量的子预编码向量，则第i层的预编码向量可被表示为
各个子预编码向量作为有效信道经历了包括与子预编码向量对应的分区中的Tx天线的通过按行划分Nr×NtMIMO信道矩阵H而获得的子信道矩阵。MIMO信道矩阵H使用子信道矩阵表示如下。
[式15]
H＝[H1…HM]
如果UE基于PMI码本确定各个优选的子预编码向量，则需要用于将各个子预编码向量归一化的操作。归一化指的是处理预编码向量的值、大小和/或相位或者预编码向量的特定元素，以使得可以针对相同数量的Tx天线从PMI码本选择相同大小的子预编码向量的总体操作。
例如，如果PMI码本的第一元素是0或1，则各个子预编码向量的相位和大小可针对0或1来归一化。在下文中，假设第m分区的子预编码向量ui,m针对αi,m的值来归一化，并且归一化的子预编码向量或归一化分区预编码器(NPP)为vi,m＝ui,m/αi,m。因此，考虑到基于码本的预编码，分区预编码如式16建模。
[式16]
从式16注意到，αi,m的值可以被解释为从整个预编码器的角度将NPP彼此链接的值。在下文中，这些值将被称为链接系数。因此，可以通过定义天线端口的分区的NPP以及将NPP彼此链接的链接系数来定义用于总的Tx天线(天线端口)的预编码方法。
第i层的M个链接系数可以被定义为向量ai＝[αi,1αi,2…αi,M]T。这里，ai将被称为“链接向量”。
虽然可以说链接向量由M个值组成，针对链接向量的第一个元素归一化的其它(M-1)个值bi可被视为链接向量。即，其它(M-1)个NPP与第一NPP的相对差可以被定义为如式17中所表达的链接向量。这是因为在许多情况下假设已经从整个预编码向量ui的角度将第一个元素归一化。
[式17]
如果各个传输层被分为相同数量的分区，则也可以定义如式18表示的链接矩阵。矩阵形式的各个分区的NPP可以如式19定义。
[式18]
A＝[a1…aNs]
[式19]
Vm＝[v1,m…vNs,m],m＝1,…,M
通过将M×1链接向量的各个元素重复如各个分区的大小那么多次而获得的向量被表示为扩展链接向量例如，如果对于第i层，M＝2并且第一分区和第二分区的大小分别是3和4，则可以通过堆叠扩展链接向量来定义扩展链接矩阵
在这种情况下，在式20中，整个预编码矩阵可以被表示为扩展链接矩阵与NPP矩阵Vt之间的哈达玛(Hadamard)积(或按元素乘积)。
[式20]
在式20中，并且矩阵运算符ο表示哈达玛积。
(扩展)链接向量和(扩展)链接矩阵被统称为链接预编码器。本文使用术语预编码器是因为(扩展)链接向量和(扩展)链接矩阵是确定Tx天线预编码器的元素。从[式20]注意到，可配置一个链接预编码器，其不应被解释为限制本发明。例如，可以通过链接向量ai的额外分区来配置多个子链接向量，并且可以相应地定义子链接预编码器。虽然在单个链接预编码器的背景下给出下面的描述，但不排除链接预编码器分区情况。
虽然链接系数被表示为使得在相同的分区中不同的链接系数适用于不同的传输层，但是如果以相同的方式对各个层进行分区，则可以独立于传输层来配置链接系数。即，可以针对各个层配置相同的链接系数。在这种情况下，在链接向量之间建立了关系然后，仅用M个或(M-1)个链接系数来表示链接预编码器。
MIMO预编码方案可以大体被分成闭环预编码和开环预编码。当配置MIMO预编码器时，在闭环预编码方案中考虑发送器和接收器之间的信道。因此，需要额外开销(例如，来自UE的反馈信号的传输或者导频信号的传输)，使得发送机可以估计MIMO信道。如果信道被精确地估计，则闭环预编码方案优于开环预编码方案。因此，闭环预编码方案主要用在发送机和接收机之间经历很少信道变化的静态环境(例如，具有低多普勒扩展和低延迟扩展的环境)中，因为闭环预编码方案需要信道估计精度。另一方面，在发送机和接收机之间经历大的信道变化的环境下，开环预编码方案优于闭环预编码方案，因为发送机和接收机之间的信道变化与MIMO预编码方案之间没有相关性。
为了将闭环预编码应用于具有大量天线的大规模MIMO环境，需要关于各个子预编码器的信息以及关于链接预编码器的信息。在没有基于码本的反馈的情况下，可能不需要链接预编码器信息。根据分区方法，各个子预编码器所经历的有效信道可具有与链接预编码器所经历的有效信道不同的特性。
例如，一个子预编码器可经历具有相对低的多普勒扩展的MIMO信道，而另一子预编码器可经历具有相对高的多普勒扩展的MIMO信道。在另一示例中，尽管所有子预编码器可经历具有相似多普勒特性的有效信道，链接预编码器可经历具有不同多普勒特性的有效信道。因此，将详细描述在分区预编码环境下根据各个分区信道和链接信道的特性自适应地优化MIMO传输的部分波束成形方案。
<部分波束成形>
eNB可仅将闭环预编码应用于天线端口的分区的一部分预编码器以及将天线端口分区彼此链接的链接预编码器，并且可将下列预编码方案之一应用于剩余部分的预编码器和链接预编码器。
1.系统设定预编码(以下称作默认预编码)；
2.由eNB或网络预设的预编码(以下称作参考预编码)；以及
3.由eNB随机选择的预编码(以下称作随机预编码)。
应用闭环预编码的分区和/或链接系数的集合被称作受控空间，没有应用闭环预编码的分区和/或链接系数的集合被称作不受控空间。
在默认预编码中，系统在不受控空间中定义用于传输的波。可规定默认预编码遵循开环预编码。可根据系统带宽、eNB处的Tx天线的数量、传输层(或传输秩)的数量、eNB的Tx天线配置(Nt_v,Nt_h)或者指向不受控方向的Tx天线的数量来设定不同的默认预编码方案。或者，在默认预编码方案中可设定特定波束，而不管系统参数如何。另外，默认预编码方案可在总频带或总时间区域上固定，或者可基于预定时间资源单元和/或预定频率资源单元而改变。
在参考预编码中，eNB或网络为UE配置要应用于不受控空间的预编码方案。因此，通过物理层消息或高层消息将不受控空间的参考预编码信息发送给UE。参考预编码信息是隐含地或明确地指示要应用于不受控空间的MIMO预编码器的任何信息。例如，参考预编码信息可包括与不受控空间Tx天线的数量、不受控空间的MIMO预编码矩阵的各个元素的量化值以及从多个MIMO预编码方案的索引当中选择的用于传输的索引对应的PMI码本的特定索引(PMI)。
参考预编码也可基于预定时间资源单元和/或预定频率资源单元而改变。在这种情况下，定义在时间/频率资源中改变的多个参考预编码图案，然后可用信号通知由eNB或网络使用的参考预编码图案的索引作为参考预编码信息。或者，可导出在时间/频率资源中改变的参考预编码图案的随机变量生成器的种子值可用作参考预编码信息。或者，参考预编码信息可被配置为指示从各种预编码方案(例如，空时块编码(STBC)、延迟分集等)当中选择的使用的预编码方案。
在随机预编码中，eNB随机地选择用于不受控空间的预编码方案。因此，与默认预编码或参考预编码相比，UE不知道要应用于不受控空间的预编码器。例如，eNB可基于预定时间资源(例如，基于OFDM符号)和/或预定频率资源单元(例如，基于子载波)发送在不受控空间中随机地改变的波束。
根据部分波束成形，独立分区和部分波束成形可被应用于各个传输层。或者，相同的分区和波束成形方案可被应用于所有传输层。
当关于一部分Tx天线的反馈信息的可靠性或者关于链接系数的反馈信息的可靠性较低时或者在不需要这种反馈的信道环境中，部分波束成形方法非常有用。特别是当关于一部分Tx天线的反馈信息的可靠性或者关于链接系数的反馈信息的可靠性较低时，部分波束成形方法的优点在于可防止由反馈信息误差导致的分组接收误差和不必要的分组重传。另外，当不需要反馈时，部分波束成形方法可使反馈开销最小化。
<对齐的部分预编码>
如果天线端口分区的一部分或全部具有相同的尺寸，并且对应分区天线阵列具有类似的有效信道特性，则相同的预编码方案(即，对齐部分预编码)可以应用于对应的NPP。
图16示出将对齐的部分预编码应用于均匀线性阵列(ULA)的示例。
参照图16，在具有8个天线的ULA中，第一分区(分区1)包括第1、第3、第5和第7天线，并且第二分区(分区2)包括第2、第4、第6和第8天线。如果天线之间的间隙是狭窄的并且在ULA周围没有许多散射体，则与链接预编码器组件对应，除了两个分区之间的相位差以外，分区1和分区2很可能经历类似的MIMO信道。在这种情况下，为两个分区配置相同的预编码方案。
图17示出将按列对齐的部分预编码应用于方阵列的示例。
参照图17，在Nt(＝Nt_v×Nt_h)个天线按照Nt_v行和Nt_h列排列的方阵列中各个列被设定为一个分区。如果列之间的间隙是窄的并且Nt_h不大，则可为所有分区配置相同的预编码方案。然而，链接向量独立于子预编码器来设定。
图18示出将按行对齐的部分预编码应用于方阵列的示例。
参照图18，在Nt(＝Nt_v×Nt_h)个天线按照Nt_v行和Nt_h列排列的方阵列中各个行被设定为一个分区。如果行之间的间隙是窄的并且Nt_v不大，则可为所有分区配置相同的预编码方案。然而，链接向量独立于子预编码器来设定。
图19示出了根据本发明的另一个实施方式的将按行组对齐的部分预编码应用于方阵列的示例。
参照图19，在Nt(＝Nt_v×Nt_h)个天线按照Nt_v行和Nt_h列排列的方阵列中，包括N行的各个行组被设定为一个分区。如果行组之间的间隙是窄的并且Nt_v不大，则可为所有分区设定相同的预编码方案。然而，链接向量独立于子预编码器来设定。
如图16至图19所示，如果所有分区具有相同的尺寸，并且相同的预编码器被应用于分区(即，)，则第i层的预编码器可以被表示为链接预编码器和子预编码器之间的克罗内克积(Kronecker product)，如式21给出的。
[式21]
如果以相同的方式对所有传输层进行分区，则全部层的MIMO预编码器可以被表示为M×Ns链接矩阵A与子预编码矩阵之间的Khatri-Rao积(按列的克罗内克积)，如式22给出的。
[式22]
如果如图17所示在二维(2D)天线端口阵列环境中各个列被设定为一个分区，则使用子预编码器vi或V执行垂直波束成形(或仰角波束成形)，并且使用链接预编码器ai或A执行水平波束成形(或方位波束成形)。如果如图18所示在2D天线端口阵列环境中各个行被设定为一个分区，则使用子预编码器vi或V执行水平波束成形(或方位波束成形)，并且使用链接预编码器ai或A执行垂直波束成形(或仰角波束成形)。
在如图17或图18所示的2D天线(端口)阵列环境中在行或列方向上完全对齐的部分预编码的情况下，执行3D波束成形的预编码器可以被表示为一个子预编码器和一个链接预编码器。使用子预编码器和链接预编码器中的一个执行垂直波束成形，并且使用另一个预编码器执行水平波束成形。
在相同的预编码被用于所有分区的环境中，如果使用了用于完全对齐的部分预编码的环境的部分波束成形，则eNB将闭环预编码应用于子预编码器和链接预编码器中的一个，并且将默认预编码、参考预编码和随机预编码中的一个应用于另一预编码器。
部分波束成形对于如图17和图18所示的2D天线阵列环境中的3D波束成形是有用的。根据UE的水平位置和垂直位置以及3D空间的散射环境，3D波束成形(特别是UE特定3D波束成形)有利地优化了传输性能。然而，UE特定3D波束成形是闭环预编码方案，因此需要eNB和UE之间的精确CSI。
因此，随着eNB天线的数量和波束成形的维度增加，最小性能值和最大性能值之间的差异根据MIMO传输方案而变宽。因此，性能变得对eNB的CSI估计误差因素(例如，信道估计误差、反馈误差以及信道老化)更敏感。如果eNB的CSI估计误差不显著，则由于信道编码等，可以执行正常传输。另一方面，在eNB中的严重CSI估计误差的情况下，出现分组接收误差并且需要分组重传，从而使性能显著变差。
例如，针对在水平方向上相对于eNB快速移动的UE的3D波束成形增加了分组重传概率。尽管开环预编码通常被用于UE，垂直波束成形对于UE是有利的，因为UE在垂直方向上经历静态信道。另一方面，水平波束成形对于在垂直方向上快速移动的UE或者在垂直方向上散射严重的环境是有利的。对于位于窄、高建筑物中的UE，eNB可在水平波束成形被固定到特定方向的情况下执行3D波束成形。即，UE被指示配置仅用于垂直波束成形的反馈信息，从而减小了反馈开销。
因此，如果根据本发明的第二实施方式的部分波束成形被应用于3D波束成形环境，则根据用户环境可以执行2D波束成形(垂直波束成形或水平波束成形)。在这一方面，部分波束成形方案可被称为部分维度波束成形。例如，具有2D Tx天线端口的eNB可以将闭环预编码应用于垂直预编码器和水平预编码器中的一个，并且将默认预编码、参考预编码和随机预编码应用于另一预编码器。
在部分预编码方案中，从来自eNB的数据传输的角度定义了各个子预编码器和链接预编码器。关于应用闭环预编码的子预编码器和链接预编码器，UE可以向eNB发送优选预编码索引(PPI)。在对矩阵预编码器进行索引之后，优选矩阵预编码器索引可以作为PMI反馈方案中的PPI被反馈。
如果基于包括分区和/或值链接分区的单元分离一些反馈信息，则从eNB发送到UE的导频信号可以与特定天线端口的集合关联。这些导频信号的集合被称为导频图案。主导频图案涉及作为LTE系统中所使用的测量导频的非零功率(NZP)CSI-RS资源(或进程)。例如，可在分区、CSI-RS和PMI反馈之间建立下面的映射关系。
A.分区和导频图案和PMI反馈的对齐单元
1.(分区)：在具有16个天线端口的系统中，eNB将16个天线端口分成两个分区，各个分区具有8个天线端口，并且在这两个分区上执行部分预编码。
2.(导频图案)：eNB为UE将8个Tx NZP CSI-RS资源分配给各个分区，即，为UE配置两个协同定位的NZP CSI-RS资源，以便支持部分预编码。
3.(PMI反馈)：UE反馈用于两个天线端口分区的PMI1和PMI2以及将PMI1链接到PMI2的链接系数(例如，用于链接预编码器的PMI3)。
即，如果NZP CSI-RS资源被分别分配给各个天线端口分区，则针对属于eNB(或传输点)的多个协同定位(或同步)的天线端口分区，eNB可以为UE配置多个NZPCSI-RS资源。为了将用于CoMP传输的非协同定位的天线端口图案与协同定位的天线端口图案相区分，eNB可以另外指示NZP CSI-RS资源之间的协同定位或非协同定位。例如，多个NZP CSI-RS资源之间的准协同定位(QCL)条件可被指示给UE。
导频传输单元和天线端口分区单元并不总是如上述示例中那样相同。例如，当配置一个8Tx CSI-RS资源时，UE可为两个4Tx分区配置反馈信息。另外，天线端口分区单元和反馈单元并不总是相同。特别是在对齐的分区预编码的情况下，可针对应用相同预编码的分区发送公共PPI反馈信息。因此，可为多个分区配置一个反馈单元。
B.分区和导频图案和PMI反馈的不对齐单元
1.(分区)：假设如图18所示对天线端口进行区分。
2.(PMI反馈)：考虑到完全对齐的部分预编码，反馈信息包括被共同应用于所有分区的PPI(称作公共PPI)以及链接系数。在这种情况下，分区单元和反馈单元可不同。
3.(导频图案)：可按照各种方式分配导频图案。
图20、图21和图22示出了示例性导频图案分配方法。具体地讲，如图20所示，可为各个分区分别配置导频资源。如图21所示，可在第一分区中发送一个导频图案以使得UE可计算公共PPI，并且可通过应用了链接预编码器的天线端口发送一个导频图案以使得UE可计算链接系数。或者，如图22所示，可仅配置一个导频图案，以使得UE可一次计算公共PPI和链接系数。
如上所述，为了支持闭环MIMO预编码，UE应该发送导频或反馈信息。通常，在频分复用(FDD)系统中，由于上行链路频带和下行链路频带不同，所以不适合在UE处发送导频并且在eNB处利用上行链路与下行链路之间的信道对称性估计下行链路信道的方法。因此，优选配置并发送反馈信息。
反馈信息可被分成显式信息和隐式信息，考虑到反馈开销主要使用优选预编码器索引(PPI)类型隐式信息。为了通过隐式反馈支持闭环分区预编码，可配置用于分区预编码器的PPI信息和用于链接预编码器的PPI信息作为反馈信息。
在假设所有分区预编码器被相等地配置的完全对齐的预编码的情况下，如图20所示，如果在各个天线端口分区中发送单独的导频图案，则UE可配置如下反馈信息：
1)将被共同应用于可进行QCL假设的导频图案的PPI
2)用于可进行QCL假设的导频图案的链接PPI(例如，用于链接预编码器的PPI)的链接系数信息
3)秩指示符(RI)
4)当应用1)至3)时，CQI。
如上所述，在LTE系统中导频图案可被解释为NZP CSI-RS资源或CSI进程。即，在LTE系统中，一个导频图案可表示(1)一个NZP CSI-RS资源、(2)一个CSI进程或者(3)包括在一个CSI进程中的一个NZP CSI-RS资源。具体地讲，在(3)的情况下，如LTE系统中一样CSI进程中可仅包括一个NZP CSI-RS资源，或者一个CSI进程中可包括多个NZP CSI-RS资源。如果预编码器以矩阵的形式配置，则PPI可被表达为PMI。
反馈信息的上述配置由UE在相同的传输点处发送，并且选择性地适用于可进行QCL假设的导频图案。现在将描述在UE处确定多个导频图案之间是否可进行QCL假设的方法的示例。
1.eNB可明确地或隐含地向UE通知是否可进行导频图案之间的QCL假设。
例如，指示是否可进行QCL假设的指示符可被包括在多个NZP CSI-RS资源或多个CSI进程中，或者关于可进行QCL假设的NZP CSI-RS资源的信息可经由RRC信令来单独地指示。另外，UE可认为包括在单个CSI进程中的多个NZP-RS资源之间可进行QCL假设。在这种情况下，eNB可将可进行QCL假设的NZP CSI-RS资源配置在单个CSI进程中。
2.另选地，UE可自主地确定是否可进行导频图案之间的QCL假设。
例如，可计算导频图案之间的接收定时偏移的差异以确定是否可进行QCL假设。更具体地讲，如果接收定时偏移的差异在阈值内，则可确定可进行导频图案之间的QCL假设。另选地，是否可进行QCL假设可使用利用导频图案估计的信道的性质来确定。更具体地讲，当估计的信道的性质相似时，可确定可进行导频图案之间的QCL假设。
在下列方法之一中，UE可使用上述信息1)，即，将被共同地应用于可进行QCL 假设的导频图案的PPI。
A)将被共同地应用于通过导频图案估计的信道的公共PPI以及链接系数的候选被全部应用，并且具有最大性能的公共PPI以及链接系数集合被同时选择。即，信息1)和信息2)被同时计算。
B)接下来，也可考虑首先将导频图案之间的相位差应用于链接系数，然后对利用导频图案估计的信道取平均以计算平均信道的PPI的方法。
C)最后，可首先计算导频图案的PPI，可进一步计算最终公共PPI。这里，可使用各种方法来从导频图案的PPI获得公共PPI。例如，可计算最接近PPI的平均值的PPI或者具有可靠性最高的信道估计的PPI作为公共PPI。
当UE计算信息2)时，可如A)中一样计算信息1)和信息2)，或者可首先计算公共PPI，然后可计算用于优化公共PPI的性能的链接系数。另选地，如B)中一样，可首先基于利用各个导频图案的第一导频估计的信道计算链接系数，然后可计算公共PPI。另选地，公共PPI和链接系数可被独立地计算。
另外，当计算信息3)，即，RI时，可计算根据各个秩优化的信息1)和2)，然后可选择用于优化性能的RI。当然，信息4)表示应用最终选择的信息1)至3)的CQI值。
当在二维阵列环境中在行或列方向上发送导频图案时，可分别利用用于水平波束成形的PPI和用于垂直波束成形的PPI来代替信息1)和信息2)。当然，信息1)和信息2)可分别用作用于垂直波束成形的PPI和用于水平波束成形的PPI。
类似地，在所有分区解码器被相等的配置的完全对齐的预编码的假设下，如图21所示，如果在各个天线端口分区中发送单独的导频图案，则UE可配置如下反馈信息：
(1)要应用于各个导频图案的PPI
(2)秩指示符(RI)
(3)当应用(1)至(2)时，CQI。
在这种情况下，UE可检测针对各个秩优化的PPI集合，比较PPI的传输性能，并且计算最佳秩，以便计算信息(2)。
如上所述，配置3D MIMO环境中可能的所有预编码器集合并且检测最佳PPI、RI和CQI的方法需要相当高的UE计算复杂度以用于反馈信息配置。如果假设用于垂直PPI(V-PPI)和水平PPI(H-PPI)的各个码本每秩具有N比特的大小，则UE 需要针对与N2Rmax对应的预编码器配置计算并比较发送质量(例如，CQI、SNR、SINR等)的处理。这里，Rmax表示最大发送秩。
图23是示出如果UE反馈H-PMI和V-PMI，则发生层之间的失配的示例的示图。
在设计用于执行3D波束成形的预编码器时，发送机应该将发送能量集中于3D空间中的最佳方向，以将信号能量集中在接收机上。在V-PMI和H-PMI中，如图23所示，可给出各个层(即，期望方向)的3D-PMI。这里，L1和L2指示层索引。
V-PMI和H-PMI取决于UE和eNB的3D无线环境。当UE仅反馈层单元的V-PMI和H-PMI时，可能未表示最佳3D-PMI。另选地，如果UE通过将层单元的V-PMI和H-PMI传送至各个域来获得接收信号，则可从UE的角度获得与最佳3D PMI完全不同的一对V-PMI和H-PMI。结果，用于传输层的V-PMI的L1和L2和H-PMI的L1和L2可失配，eNB可能将能量集中于错误的方向，导致传输误差。
为了解决当UE反馈H-PMI和V-PMI(矩阵型PPI)时可能发生的层之间的失配，层之间的匹配或置换信息可被包括在反馈信息中。在这种情况下，UE应该配置与对应的预编码器并且比较发送质量。这里，在“r！”中，“！”表示阶乘运算。
随着大规模MIMO环境的发展，配置预编码器的情况的数量增加并且天线的数量也增加。因此，用于配置预编码器以获得信道质量的计算量可观地增加。例如，当垂直天线的数量Nv和水平天线的数量Nh各为8时，UE应该针对各个预编码器配置为64个发送天线选择MIMO预编码器并且计算其发送质量。
在上述示例中，如果基于N个发送天线、M个接收天线和r个发送层来选择MIMO预编码器并且计算其发送质量的处理的复杂度为C(N,M,r)，则传统方法的复杂度如式23和式24中所表示。具体地讲，式23示出当不支持层置换时的复杂度，式24示出当支持层置换时的复杂度。
[式23]
[式24]
为了最大化地抑制使复杂度增加的两个因素，即，配置预编码器的情况的增加以及配置预编码器时的计算量的增加，本发明提出了一种简单反馈计算和配置方法。以下，为了描述方便，假设作为矩阵型PPI的PMI。
第一实施方式
在本发明的第一实施方式中，UE根据以下步骤1至3来计算PMI、RI和CQI。
步骤1：独立地选择垂直方向信道和水平方向信道中的每一个的PMI和RI。即，选择{V-PMI,V-RI}和{H-PMI,H-RI}。
步骤2：如下式25所示，3D-RI(r*)被设定为V-RI和H-RI中的较大者。
[式25]
r*＝max(V-RI,H-RI)
步骤3：针对与V-RI和H-RI中的较小者对应的域x，x-RI(即，V-RI和H-RI中的一个)被设定为r*，针对与V-RI和H-RI中的较大者对应的域y，在y-PMI(即，H-PMI和V-PMI中的一个)被固定为步骤1中所获得的值的条件下再次检测x-PMI。
在步骤1中，垂直方向信道和水平方向信道可被重新解释为在图20所示的导频传输时利用可进行QCL假设的导频估计的信道(或信道的平均)，或者可进行QCL假设的导频之间由特定天线端口的组合组成的信道(与链接系数对应)(或者由特定天线端口的组合组成的信道的平均)。在步骤1中，垂直方向信道和水平方向信道可被重新解释为在图21所示的导频传输时利用可进行QCL假设的导频估计的信道。根据上述导频传输方法，UE不区分垂直域和水平域。在这种情况下，代替V-PMI/H-PMI，导频图案#1的PMI和导频图案#2的PMI可按照PMI的形式表示，并且RI可被相似地应用。
在步骤1中，由于针对垂直方向信道和水平方向信道分别检测PMI和RI，所以传统计算方法适用而无需改变。步骤1中所导致的复杂度如图26所示的表示。
[式26]
在步骤2中，将参照图24描述3D-RI由V-RI和H-RI中的较大者组成的原因。
图24示出3D接收射线集群环境的示例。
参照图24，假设UE存在于存在三个优势射线集群的环境中。在图中，集群#2和集群#3位于相同的垂直位置(或垂直方向角度)，但是具有不同的水平位置(或水平方向角度)。因此，在垂直方向信道测量的RI可能为2，在水平方向信道测量的RI可能为3。此时，在3D信道测量的RI将为3。
图24的示例可频繁地发生于真实无线通信环境中。当用户位于非视距(NLOS)环境中的较低建筑物背后时，可存在从建筑物的顶部照射并接收的分量(集群#1)以及从建筑物的左侧和右侧接收的分量(集群#2和集群#3)。尽管在图24中3D-RI是V-RI和H-RI中的较大者，在相同的方向上可存在更多集群。实际上，满足3D-RI≥max(V-RI,H-RI)的关系(例如，位于垂直位置x和水平位置x的集群#4)。然而，为了测量与最大值对应的3D-RI，需要配置所有3D信道的处理。因此，在所提出的方法中，3D-RI值被设定为等于max(V-RI,H-RI)。
在步骤3中，当针对与V-RI和H-RI中的较小者对应的域x，x-RI＝r*(步骤2中设定的值)并且与V-RI和H-RI中的较大者对应的域为y时，配置所有3D信道并且在y-PMI是步骤1中所获得的值的条件下检测x-PMI。此时，当3D-RI为r*(1≤r*≤Rmax)时，所需计算量(即，反馈信息配置复杂度)如下式27所表示。
[式27]
N·C(Nv·Nh,Nr,r*)
当期望支持各种层匹配关系时，获得下式28所示的反馈信息配置复杂度。在这种情况下，关于最佳层置换关系的信息可被包括在反馈信息中。
[式28]
N·r*！·C(Nv·Nh,Nr,r*)
因此，根据上面的式27和式28，本发明具有下面的式29和式30所示的反馈信息配置复杂度。具体地讲，式29示出不支持层置换时的复杂度，式30示出支持层置换时的复杂度。
[式29]
[式30]
式29和式30示出与式23和式24所示的传统方法的复杂度相比显著减小的复杂度。然而，如果支持层置换并且r*较大，则步骤3中的计算量仍可能较大。为了进一步减小步骤3中的计算量，优选应用下列方法中的一个。
(1)要包括在x-PMI中的层(即，预编码矩阵的行或列)仅由在步骤1中获得的x-PMI的层组成。
(2)要包括在x-PMI中的层(预编码矩阵的行或列)包括在步骤1中获得的x-PMI的层。
(3)在步骤1中存储每秩的优选PMI，然后在步骤3中将与r*对应的优选PMI值应用于x-PMI。
(4)包括在x-PMI中的层由在步骤1中获得的x-PMI的层以及与(r*-x-RI)对应的秩所对应的x-PMI的层组成。
方法(1)是由于在具有较小RI值的域中复制优选预编码向量的趋势，如图24所示。如果使用方法(1)并且不支持层置换，则仅确定相加向量或矩阵所对应的层。
例如，如果在步骤1中获得x-PMI＝[a b](a和b为各个层的N×1列向量和预编码向量)并且在步骤2中获得r*3，则可在步骤3中获得的预编码矩阵如下面的式31和式32所表示。式31示出不支持层置换的情况，式32示出支持层置换的情况。
[式31]
[a b a]，[a b b]
[式32]
[a b a]，[a a b]，[b a a]，[a b b]，[b a b]，[b b a]
参照上面的式31和式32，可以看出配置要比较的预编码器的情况的数量显著减少。
当应用方法(1)时，代替与在步骤3中增加的秩对应的新索引(x-PMI)，适用连同在步骤1中获得的x-PMI一起进一步反馈与数量不足的层对应的向量/矩阵的索引的方法。在这种情况下，没有检测并发送与秩3对应的新索引，而是可连同在步骤1中获得的与秩2对应的索引一起反馈在秩3的传输时与相加层对应的索引(即，与秩1对应的PMI索引)。作为相加向量/矩阵的索引的另一示例，还可考虑比特映射并配置x-PMI中要复制的行或列索引的方法。例如，如果在上述示例中增加的向量为a，则可发送[1 0]，如果在上述示例中增加的向量为b，则可发送[0 1]。
与方法(1)不同，当与相加层对应的向量或矩阵的候选范围增大以在进一步增加复杂度的同时增加性能时或者当维持层预编码器之间的正交性以容易地应用于与高秩对应的码本时，适用方法(2)。即使当应用方法(2)时，如上所述，适用进一步反馈与数量不足的层对应的向量/矩阵的索引的方法。
当大小为Nv×Nh的矩阵的发送质量计算处理被完全省略时，可使用方法(3)。即，此方法可最容易实现，但是与其它方法相比性能可能降低。
在方法(4)中，如方法(1)或方法(2)中一样包括在步骤1中获得的x-PMI的层预编码向量，与增加的秩(r*-r-RI)对应的层预编码向量使用与秩对应的优选PMI。参照图24，将被增加到垂直域的层预编码向量可能与垂直域(与图24中的垂直方向y对应)中的秩1的优选PMI匹配。在方法(4)中，复杂度进一步减小。如果使用方法(4)并且不支持层置换，则在步骤3中可完全省略大小为Nv×Nh的矩阵的发送质量计算处理。如果支持层置换，则需要大小为Nv×Nh的矩阵的发送质量计算处理。类似于方法(1)或方法(2)，即使在此方法中，适用连同在步骤1中获得的x-PMI一起进一步反馈与数量不足的层对应的向量/矩阵的索引的方法。
第二实施方式
本发明的第一实施方式涉及一种在真实无线环境中在维持高秩的同时降低计算复杂度的方法。然而，在第一实施方式中，需要相加层的计算处理。在本发明的第二实施方式中，为了以传输效率降低的代价进一步降低复杂度，UE在以下步骤1至3中计算PMI、RI和CQI。
步骤1：独立地选择垂直方向信道和水平方向信道的PMI和RI。即，选择{V-PMI,V-RI}和{H-PMI,H-RI}。
步骤2：如下式33所示，3D-RI被设定为V-RI和H-RI中的较小者。
[式33]
r*＝min(V-RI,H-RI)
步骤3：针对与V-RI和H-RI中的较大者对应的域y，y-RI＝r*，针对与V-RI和H-RI中的较小者对应的域x，在x-PMI被固定为在步骤1中获得的值的条件下再次检测y-PMI。
在步骤1中，垂直方向信道和水平方向信道可被重新解释为在图20所示的导频传输时利用可进行QCL假设的导频估计的信道(或信道的平均)或者由可进行QCL假设的导频之间的特定天线端口的组合组成的信道(与链接系数对应)(或者由特定天线端口的组合组成的信道的平均)。在步骤1中，垂直方向信道和水平方向信道可被重新解释为在图21所示的导频传输时利用可进行QCL假设的导频估计的信道。根据上述导频传输方法，UE不区分垂直域和水平域。在这种情况下，代替V-PMI/H-PMI，导频图案#1的PMI和导频图案#2的PMI可按照PMI的形式表示，RI可相似地应用。
在步骤2和步骤3中第二实施方式不同于第一实施方式。
更具体地讲，在步骤2中，通过在三个集群当中选择两个集群来配置预编码器。即，在秩2利用集群#1和集群#2的组合或者集群#1和集群#3的组合发送数据。在步骤3中，执行将与具有较大RI的域对应的预编码矩阵改变为与具有较小RI的域对应的预编码矩阵的处理。此时，反馈信息配置复杂度如下面的式34和式35所表示。具体地讲，式34示出不支持层置换时的复杂度，式35示出支持层置换时的复杂度。
[式34]
[式35]
参照上面的式34和式35，尽管在第一实施方式中获得r*max(V-RI,H-RI)，在第二实施方式中获得min(V-RI,H-RI)。因此，在步骤3中复杂度较小。即使在这种情况下，在步骤3中为了进一步减小复杂度，适用下列方法中的一个。
(1)要包括在x-PMI中的层(预编码矩阵的行或列)由在步骤1中获得的x-PMI的一些层组成。
(2)在步骤1中存储每秩的优选PMI，然后在步骤3中将与r*对应的优选PMI值应用于x-PMI。
在方法(1)中，仅利用在步骤1中获得的一些层预编码向量来配置预编码矩阵。这是由于在图24中观察到的结果。在这种情况下，没有反馈与减小的秩对应的PMI，相反可反馈与相减层对应的向量或矩阵的索引。
类似于第一实施方式的方法(3)，当大小为Nv×Nh的矩阵发送质量计算处理被完全省略时，使用方法(2)。
第三实施方式
现在将描述当应用第一实施方式或第二实施方式并且反馈相加或相减层的索引时UE的反馈配置的示例。
(a)V-PMI/V-RI(步骤1中计算的结果)
(b)H-PMI/H-RI(步骤1中计算的结果)
(c)相加或相减PMI
(d)3D-RI或者相加或相减RI
(e)CQI(在执行步骤3之后计算)
上述信息可被定义或设计为根据不同的性质(例如，周期性/非周期性、反馈周期、传输时间偏移)经由不同的上行链路信道或资源来反馈。另外，信息(d)可由eNB从信息(a)和信息(b)推断，因此可被省略。另选地，信息(d)可被编索引并且连同信息(c)一起以PMI/RI对的形式配置。
另外，UE可首先使用与传统方法相同的方法和相同的计算量来计算信息(a)和信息(b)以反馈信息(a)和信息(b)，并且反馈通过同时配置具有大量天线的3D信道并且独立于信息(a)和信息(b)执行相关计算而推导的信息(c)和信息(d)。因此，如果步骤3中所需的计算量较大，则可首先计算并反馈信息(a)和信息(b)，然后依次反馈信息(c)和信息(d)。
在真实无线通信系统中，适用第一实施方式和第二实施方式中的一者或二者。即，UE可根据第一实施方式中所提出的方法基于V-RI和H-RI中的较大者来获得最终CQI，根据第二实施方式中所提出的方法基于V-RI和H-RI中的较小者来获得最终CQI，并且获得通过比较设定的最终PMI、RI或CQI。另选地，UE可利用这两种方法执行反馈，并且eNB可选择传输秩和预编码器。
可在由eNB或UE选择的总频带单元或子频带单元中计算PMI/RI/CQI。可每码字独立地计算CQI。
当在多个小区或传输点协作的通信环境下或者在载波聚合环境下每小区、传输点或载波计算CQI/PMI/RI时适用所提出的方法。
图25是根据本发明的实施方式的通信设备的框图。
参照图25，通信设备2500包括处理器2510、存储器2520、RF模块2530、显示模块2540以及用户接口(UI)模块2550。
为方便描述，通信设备2500被示出为具有图25所示的配置。可以向通信设备2500添加一些模块或者从通信设备2500省略一些模块。此外，通信设备2500的模块可被分成更多模块。处理器2510被配置成执行之前参照附图描述的根据本发明的实施方式的操作。具体地讲，对于处理器2510的详细操作，可以参照图1至图24的描述。
存储器2520连接到处理器2510，并且存储操作系统(OS)、应用、程序代码、数据等。连接到处理器2510的RF模块2530将基带信号上变频为RF信号或者将RF信号下变频为基带信号。为此，RF模块2530执行数模转换、放大、滤波以及上变频，或者反向地执行这些处理。显示模块2540连接到处理器2510，并且显示各种类型的信息。显示模块2540可以被配置为(但不限于)诸如液晶显示器(LCD)、发光二极管(LED)显示器和有机发光二极管(OLED)显示器的已知组件。UI模块2550连接到处理器2510，并且可利用已知的用户接口(例如，键区、触摸屏等)的组合来配置。
上述的本发明的实施方式是本发明的元件和特征的组合。除非另外说明，这些元件或特征可被认为是选择性的。各个元件或特征可以被实现而不需要与其它元件或特征组合。此外，可以通过将部分元件和/或特征组合来构造本发明的实施方式。可以重新布置本发明的实施方式中描述的操作顺序。任一个实施方式的一些构造可被包括在另一实施方式中，并且可以用另一实施方式的对应构造来代替。对于本领域技术人员来说显而易见的是，在所附权利要求书中彼此未明确引用的权利要求可以作为本发明的实施方式组合地呈现或者通过在提交申请之后的后续修改作为新的权利要求而被包括。
被描述为由BS执行的特定操作可以由BS的上级节点执行。即，显而易见的是，在由包括BS的多个网络节点组成的网络中，可以由BS或者BS以外的网络节点执行为了与UE通信而执行的各种操作。术语“BS”可以替换为术语“固定站”、“节点B”、“演进节点B(eNode B或eNB)”、“接入点(AP)”等。
可以通过各种方式(例如，硬件、固件、软件或它们的组合)实现本发明的实施方式。在硬件配置中，根据本发明的示例性实施方式的方法可以通过一个或更多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等来实现。
在固件或软件配置中，可按照模块、过程、函数等的形式实现本发明的实施方式。软件代码可以存储在存储器单元中，并且由处理器执行。存储器单元位于处理器的内部或外部，并且可以经由各种已知的手段向处理器发送数据以及从处理器接收数据。
本领域技术人员将理解，在不脱离本发明的精神和基本特性的情况下，本发明可按照这里阐述的特定方式以外的其它特定方式来执行。上述实施方式因此在所有方面都应理解为说明性的而不是限制性的。应该通过所附权利要求和它们的法定等同物而不是通过上述描述来确定本发明的范围，并且在所附权利要求的含义和等同范围内的所有变化旨在被包括于其中。
工业实用性
尽管描述了在无线通信系统中针对3D波束成形报告信道状态信息的方法和设备被应用于3GPP LTE系统的示例，除了3GPP LTE系统以外，本发明适用于各种无线通信系统。

Claims (14)

1.一种在无线通信系统中在用户设备UE处针对基于多输入多输出MIMO的波束成形生成信道状态信息的方法，该方法包括以下步骤：
从基站接收第一导频图案和第二导频图案；
针对所述第一导频图案和所述第二导频图案中的每一个选择预编码矩阵索引PMI和秩指示符RI；
将所述第一导频图案的RI配置为三维3D信道的RI，其中，所述第一导频图案的RI大于所述第二导频图案的RI；以及
在所述第二导频图案的RI等于所述3D信道的RI并且所述第一导频图案的PMI等于预选PMI的假设下，重选所述第二导频图案的PMI。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一导频图案和所述第二导频图案分别对应于垂直方向信道和水平方向信道。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，在所述第一导频图案和所述第二导频图案之间能够存在准协同定位QCL假设。
4.根据权利要求3所述的方法，其中，
所述第一导频图案和所述第二导频图案在大规模性质方面被视为相等，并且
所述大规模性质包括多普勒扩展、多普勒频移、平均延迟和延迟扩展中的至少一种。
5.根据权利要求1所述的方法，该方法还包括以下步骤：
在所述预选PMI被应用于所述3D信道和所述第一导频图案的RI并且重选PMI被应用于所述第二导频图案的假设下，计算信道质量指示符；以及
向所述基站报告包括应用于所述3D信道和所述第一导频图案的RI的所述预选PMI、应用于所述第二导频图案的所述重选PMI以及所述信道质量指示符在内的反馈信息。
6.一种在无线通信系统中在用户设备UE处针对基于多输入多输出MIMO的波束成形生成信道状态信息的方法，该方法包括以下步骤：
从基站接收第一导频图案和第二导频图案；
针对所述第一导频图案和所述第二导频图案中的每一个选择预编码矩阵索引PMI和秩指示符RI；
将所述第一导频图案的RI设定为三维3D信道的RI，其中，所述第一导频图案的RI小于所述第二导频图案的RI；以及
在所述第二导频图案的RI等于所述3D信道的RI并且所述第一导频图案的PMI等于预选PMI的假设下，重选所述第二导频图案的PMI。
7.根据权利要求6所述的方法，其中，所述第一导频图案和所述第二导频图案分别对应于垂直方向信道和水平方向信道。
8.一种无线通信系统中的用户设备UE设备，该UE包括：
无线通信模块，该无线通信模块被配置为从基站接收第一导频图案和第二导频图案；以及
处理器，该处理器被配置为针对所述第一导频图案和所述第二导频图案中的每一个选择预编码矩阵索引PMI和秩指示符RI，将所述第一导频图案的RI配置为三维3D信道的RI，其中，所述第一导频图案的RI大于所述第二导频图案的RI，并且在所述第二导频图案的RI等于所述3D信道的RI并且具有较大的RI的所述第一导频图案的PMI等于预选PMI的假设下，重选所述第二导频图案的PMI。
9.根据权利要求8所述的UE设备，其中，所述第一导频图案和所述第二导频图案分别对应于垂直方向信道和水平方向信道。
10.根据权利要求8所述的UE设备，其中，在所述第一导频图案和所述第二导频图案之间能够存在准协同定位QCL假设。
11.根据权利要求10所述的UE设备，其中，
所述第一导频图案和所述第二导频图案在大规模性质方面被视为相等，并且
所述大规模性质包括多普勒扩展、多普勒频移、平均延迟和延迟扩展中的至少一种。
12.根据权利要求8所述的UE设备，其中，所述处理器：
在所述预选PMI被应用于所述3D信道和所述第一导频图案的RI并且重选PMI被应用于所述第二导频图案的假设下，计算信道质量指示符；并且
控制所述无线通信模块向所述基站发送包括应用于所述3D信道和所述第一导频图案的RI的所述预选PMI、应用于所述第二导频图案的所述重选PMI以及所述信道质量指示符在内的反馈信息。
13.一种无线通信系统中的用户设备UE设备，该UE包括：
无线通信模块，该无线通信模块被配置为从基站接收第一导频图案和第二导频图案；以及
处理器，该处理器被配置为针对所述第一导频图案和所述第二导频图案中的每一个选择预编码矩阵索引PMI和秩指示符RI，将所述第一导频图案的RI设定为三维3D信道的RI，其中，所述第一导频图案的RI小于所述第二导频图案的RI，并且在所述第二导频图案的RI等于所述3D信道的RI并且所述第一导频图案的PMI等于预选PMI的假设下，重选所述第二导频图案的PMI。
14.根据权利要求13所述的UE设备，其中，所述第一导频图案和所述第二导频图案分别对应于垂直方向信道和水平方向信道。
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