JP6194961B2 - 光空間分割多重送信システム及び送信方法 - Google Patents

Description

本発明は、光通信技術全般に係り、特に、ファイバー内において空間多重されたパラレルチャンネル間のデータ送信を行う光通信技術に係る。

光ファイバーリンクへの投資を最適化するためには、これらリンクの容量を増やすことが望ましい。これは、リンク上で送信される信号のスペクトル効率（ＳＥ）を上げることによって達成することができる。これを達成する一般的な方法として、送信情報に、より効率の高い変調方式を使用する。これは、波長分割多重（ＷＤＭ）と併せて使用することができる。４０Ｇｂ／ｓ又は１００Ｇｂ／ｓの範囲のライン速度を有する、より容量の大きいシステムでは、情報を４つの位相レベルで符号化する四位相変調（ＱＰＳＫ）に基づく変調方式を利用する。従って、送信符号毎に２つのバイナリビットを符号化することができる。このように、スペクトル効率に関して、情報送信に要する光スペクトルの必要な帯域幅がより効率的に使用され、固定の帯域幅でより多くの情報を送信することができるようになる。例えば、偏波多重ＱＰＳＫ（ＰＭ−ＱＰＳＫ）方式を使用する１００Ｇｂ／ｓの信号は、従来のスペクトラム帯（Ｃバンド）で５０ＧＨｚ間隔の約９０チャンネルを使用して送信することができる。このようなシステムは、単一のファイバーで約９Ｔｂ／ｓの送信を行うことができる。より複雑な変調方式を用いることにより、より大きな容量を得ることができる。例えば、非特許文献１によると、四相振幅変調方式を使用することにより、１０１．７Ｔｂ／ｓの送信を行うことができる。しかしながら、システムの送信容量が増加すると、１６５ｋｍに限定される伝送距離であっても、送信機及び受信機が高度に複雑化せざるを得ない。すなわちこれは、１０００ｋｍを越える送信が必要となる長距離伝送への適用には不十分なのである。

長距離に及ぶ送信を可能としつつ、１つのファイバーによる送信容量を増加させるために、新たなファイバーが研究されている。非特許文献２によると、同一のファイバー内で光信号を伝送するいくつかのコアからなるマルチコアファイバー（ＭＣＦ）と、ＭＣＦをファイバー増幅器として備えるマルチコア（ＭＣ）エルビウムドープファイバー増幅器（ＥＤＦＡ）を使用して、７コアＭＣＦの６１６０ｋｍに亘って１２８Ｇｂ／ｓのＰＭ−ＱＰＳＫ信号の４０波長を送信する。このシステムが実証するところによると、容量を距離との引き換えにすることなく、システム容量をＮ倍にできることがハイライトされており、ＮはＭＣＦのコア数であって、非特許文献２ではＮ＝７である。ＭＣＦを使用することにより、各コアにおけるＷＤＭに加え、信号の空間多重に多数のコアを使用することができ、伝送距離を犠牲にすることなくファイバーの送信容量を増すことができる。

さらに、ＭＣＦの使用によってシステム容量を劇的に増加することができるので、送信システムにおいて使用される送信機又は受信機を簡略化し、あるいはそれらのコストを低減するために、ＳＤＭを利用するいくつかのアプローチがある。例えば、非特許文献３によると、ＳＤＭの１つのコアにおいて自己ホモダイン（ＳＨ）法を適用する。この場合、信号のコヒーレント受信に使用される局所発振器（ＬＯ）が信号と同一のレーザーから生成され、１つのコアを通じて送信され、受信機側で使用される。この方法により、使用するレーザーの数を低減し、受信機のデジタル信号処理（ＤＳＰ）を簡略化することができる。これらの効果は、システム容量全体の１／Ｎのコストで得られ、ＮはＭＣＦのコア数であるが、コア数が増える場合に限定される。

非特許文献４によると、共有キャリア受信（ＳＣＲ）法を用いる他のアプローチが存在する。この方法では、１つのコアが非変調光波キャリアの送信専用であり、これは連続波（ＣＷ）光とも称することができ、光信号の生成に使用された。ＣＷ光は、専用受信機及びＤＳＰで受信され、処理される。信号処理に使用されるＣＷ光のＤＳＰ結果によると、復調を改善することができ、例えば、信号の位相ノイズの補償に加え、信号とＬＯとの間の周波数オフセットの補償を拡大することができる。これにより、結果として、より多様なレーザー光源を使用することができるようになり、システムコストを低減することができる。またＳＣＲ法により、システム内のレーザー数を低減することもでき、コストを下げることができる。さらに非特許文献４によると、この利点は、システム容量全体の１／Ｎのコストで得られ、ＮはＭＣＦのコア数であるが、コア数が増える場合に限定される。

日本国特開２００４−１９３８１７号公報 国際特許公開番号ＷＯ２０１２／１１７５６５

Ｄ．Ｑｉａｎらによる「パイロットベース位相ノイズ低減を使用した３×５５−ｋｍＳＳＭＦの１０１．７−Ｔｂ／ｓ（３７０×２９４−Ｇｂ／ｓ）ＰＤＭ−１２８ＱＡＭ−ＯＦＤＭ送信」、ＯＦＣ／ＮＦＯＥＣ２０１１（ＰＤＰＢ５） Ｈ．Ｔａｋａｈａｓｈｉらによる「各コアにつき４０×１２８−Ｇｂｉｔ／ｓのＰＤＭ−ＱＰＳＫ信号の６１６０ｋｍ−７コアＭＣＦを用いたＭＣ−ＥＤＦＡ反復ＳＤＭ送信に係る初回実証」、ＥＣＯＣ２０１２（Ｔｈ．３．Ｃ．３） Ｂｅｎｊａｍｉｎ Ｊ．Ｐｕｔｔｎａｍらによる「１９コア空間分割多重送信リンクにおける自己ホモダインコヒーレント検出の研究」、ＥＣＯＣ２０１２（Ｔｕ．３．Ｃ．３） Ｅｍｍａｎｕｅｌ Ｌｅ Ｔａｉｌｌａｎｄｉｅｒ ｄｅ Ｇａｂｏｒｙらによる「マルチコアファイバーを通じた空間分割多重信号の周波数オフセット及び位相ノイズの補償を行うための共有キャリア受信及び処理方式」、ＯＦＣ２０１３、（ＯＭ２Ｃ．２）

それでもなお、ＭＣＦ及び増幅器にはコア間にスキューが存在し、結果として並列ＳＤＭ経路間にタイミング差が生じる。例えば非特許文献４は、増幅器を含むＭＣＦにおいて、たったの２９４ｋｍで生じる２０ｎｓオーダーの経路差に関するものである。さらに温度等の環境変化が、異なる空間位置のコアに異なる影響を与えることがある。例えば非特許文献３は、実験室の室温が４度変化すると、たったの１０ｋｍの長さのＭＣＦについて４０ｐｓの変化が生じることに関するものである。非特許文献３の報告によると、１０００ｋｍオーダーの距離と屋外で予期されるより広範な温度変化とを考慮すると、コア間のスキューの変化は、数倍オーダーで増加し得る。従ってＭＣＦを使用したとしても、ＳＤＭ経路間のスキューは存在し、距離に応じて増加すると予期される。さらに、ＳＤＭ経路間のスキューは、条件や時間に応じて変化する。

非特許文献４によると、ＳＣＲの場合、位相ノイズ補償（ＰＮＣ）を通じて受信信号の品質を向上するのに要する信号とＣＷ光との間のタイミングは、０．８ｎｓ未満であると報告されている。従ってＰＮＣを通じて信号品質を向上するためには、ＭＣＦを通じたＳＤＭ経路間のスキューが調整される必要があり、且つ、その変化が追跡される必要がある。

非特許文献３は、ＳＨ方法に関して、ＳＤＭ経路間のスキューを調整する方法を提案している。このような方法は、ＳＣＲ法の場合にも適用することができる。非特許文献３の方法によると、異なるＳＤＭ経路を通じて送信され、異なるＳＤＭ経路で受信されたＮＲＺ信号間のスキューを低減するため、経路の長さが調整される。この方法は、増幅を伴うことなく、１０ｋｍ長のＭＣＦに適用されている。伝送距離が長くなると、波長分散（ＣＤ）に影響されないよう、ＮＲＺレートをより低くする必要があり、結果として、スキュー調整の精度が低くなる。さらにこの方法は、調整用のＮＲＺ信号がデータと同一の経路で送信されるため、システムによってデータ送信が行われる前のみに適用することができる。従ってこの方法は、経路間スキューの変化を補償する動作中には適用することができない。

さらに特許文献１は、並列経路間のスキューを調整する方法に関連するものである。この方法は、並列レーンの各々への符号挿入と、これらの符号間のスキュー検出とに依存している。しかしながらこの方法は、ＳＣＲと同様、ＳＣＲ法とともに使用することができず、多重経路の１つは非変調であるため、ＣＷ光にデータ又はトレーニングを挿入することができない。

さらに特許文献２は、ＳＤＭの場合を含む、平行光間のスキューを検出する方法に関する。特許文献２の方法では、スキューを検出するため、異なる並列信号において規則的な時間間隔で、パルスカーブを行うか、又はパルスカーブを停止することを要する。しかしながら特許文献２の方法では、ＣＷ光を刻むカーバーを含む追加のハードウェアを要する。スキュー補償方法には、コスト及びサイズの面で改善の余地が有る。

従って、ＳＤＭ信号の送信特性については、ＳＤＭチャンネル間のスキュー変化等のスキューを補償するための改善の必要があり、ＳＤＭ経路のためのスキュー検出システムの精度、コスト、及びサイズの面で改善の必要がある。

本発明の一例としての目的は、空間分割多重チャンネルを使用する光送信システムを提供することにあり、チャンネルのうちの１つから回収した情報を他のチャンネルの信号処理に使用し、チャンネル間で精密なスキュー補償を行う。

一実施形態によると、送信システムであって、少なくとも第１チャンネルと第２チャンネルを含む複数の空間分割多重チャンネルを通じて光波を送信する送信部と、前記チャンネルから信号を受信する受信部とを備え、前記受信部は、前記チャンネルのうちの１つである第１チャンネルから受信した第１信号を処理し、デジタル領域において前記第１信号をフィルタリングするフィルタリング部と前記第１信号から情報を抽出する抽出部とを有する第１処理部と、前記チャンネルのうちの１つであり、前記第１チャンネルとは異なる第２チャンネルから受信した第２信号を処理する第２処理部と、前記第１信号から抽出した前記情報を第２処理部に提供する第３処理部とを備え、前記第３処理部は、前記第１処理部と前記第２処理部とを接続する情報レーンを使用して、前記第２処理部で使用される前記第１処理部からの前記情報を前記第２処理部に提供し、前記第２処理部はデジタルバッファーを有し、前記デジタルバッファーは、前記第２信号のシンボルレートより低いクロックレートを有し、なおかつ前記第３処理部と同一のレートで駆動され、前記受信部はさらに、前記第２信号の品質に応じてモニター信号を生成するモニタリング部と、前記モニター信号の値と、前記第１処理部と前記第２処理部との間の前記情報レーン上における前記デジタルバッファーとを使用して、前記第１処理部の前記フィルタリング部の帯域幅において、前記第１信号と前記第２信号との間のスキューを制御する制御部とを備え、前記第１チャンネルの光波は、前記第２チャンネルの光波キャリアに使用するのと同一の光波ソースから生成された連続波光であり、前記連続波光及び前記第２チャンネルの前記光波は、同一の局所発振器を使用してコヒーレントに受信され、前記第１信号から抽出された前記情報は、前記第１チャンネルの前記連続波光の周波数と、前記第１チャンネルの前記連続波光の位相とに関する情報を含む、送信システムを提供する。

他の実施形態によると、少なくとも第１チャンネルと第２チャンネルを含む複数の空間分割多重チャンネルを通じて光波の信号を受信する受信部であって、前記チャンネルから信号を受信する受信部を備え、前記受信部は、前記チャンネルのうちの１つである第１チャンネルから受信した第１信号を処理し、デジタル領域において前記第１信号をフィルタリングするフィルタリング部と前記第１信号から情報を抽出する抽出部とを有する第１処理部と、前記チャンネルのうちの１つであり、前記第１チャンネルとは異なる第２チャンネルから受信した第２信号を処理する第２処理部と、前記第１信号から抽出した前記情報を第２処理部に提供する第３処理部とを備え、前記第３処理部は、前記第１処理部と前記第２処理部とを接続する情報レーンを使用して、前記第２処理部で使用される前記第１処理部からの前記情報を前記第２処理部に提供し、前記第２処理部はデジタルバッファーを有し、前記デジタルバッファーは、前記第２信号のシンボルレートより低いクロックレートを有し、なおかつ前記第３処理部と同一のレートで駆動され、前記受信部はさらに、前記第２信号の品質に応じてモニター信号を生成するモニタリング部と、前記モニター信号の値と、前記第１処理部と前記第２処理部との間の前記情報レーン上における前記デジタルバッファーとを使用して、前記第１処理部の前記フィルタリング部の帯域幅において、前記第１信号と前記第２信号との間のスキューを制御する制御部とを備え、前記第１チャンネルの光波は、前記第２チャンネルの光波キャリアに使用するのと同一の光波ソースから生成された連続波光であり、前記連続波光及び前記第２チャンネルの前記光波は、同一の局所発振器を使用してコヒーレントに受信され、前記第１信号から抽出された前記情報は、前記第１チャンネルの前記連続波光の周波数と、前記第１チャンネルの前記連続波光の位相とに関する情報を含む、受信部を提供する。

本発明の以上の効果及び特徴、並びに他の効果及び特徴は、添付の図面とともに示す以下の説明によってより明らかとなるであろう。

図１は、本発明の一例としての第１実施形態に係る、空間分割多重を使用して光信号を送受信する光学システムの概略図である。 図２は、本発明の実装に係る、空間分割多重を使用した光学受信システムの概略図である。 図３Ａは、本発明の実装に係る、１４ＧＨｚのクロックの種々のバッファー設定のためのモニター信号である。 図３Ｂは、本発明の実装に係る、４ＧＨｚのクロックの種々のバッファー設定のためのモニター信号である。 図３Ｃは、本発明の実装に係る、２ＧＨｚのクロックの種々のバッファー設定のためのモニター信号である。 図３Ｄは、本発明の実装に係る、１ＧＨｚのクロックの種々のバッファー設定のためのモニター信号である。 図３Ｅは、本発明の実装に係る、５００ＭＨｚのクロックの種々のバッファー設定のためのモニター信号である。 図３Ｆは、本発明の実装に係る、２００ＭＨｚのクロックの種々のバッファー設定のためのモニター信号である。 図３Ｇは、本発明の実装に係る、５０ＭＨｚのクロックの種々のバッファー設定のためのモニター信号である。 図４は、本発明の実装に係る、空間分割多重を使用した光学システムによって使用されるシーケンスの概略図である。 図５は、本発明の一例としての第２実施形態に係る、空間分割多重を使用して光信号を送受信する光学システムの概略図である。 図６は、本発明の一例としての第３実施形態に係る、空間分割多重を使用して光信号を送受信する光学システムの概略図である。 図７は、本発明の実装に係る、空間分割多重を使用した光学受信システムの概略図である。 図８は、本発明の実装に係る、２ＭＨｚのクロックの種々のバッファー設定のためのモニター信号である。 図９は、本発明の一例としての第４実施形態に係る、空間分割多重を使用して光信号を送受信する光学システムの概略図である。 図１０は、本発明の一例としての第５実施形態に係る、空間分割多重を使用して光信号を送受信する光学システムの概略図である。

（第１実施形態）
図１は、ＳＤＭを使用する光送信機１０１と、ＳＤＭを使用する光受信機１０２と、ＭＣＦを使用する送信回線１０３とを備える光学システムの概略図である。送信機１０１及び受信機１０２は、７コアを有し、各スパンでマルチコア増幅を行うＮスパンのマルチコアファイバーからなる回線１０３を通じて通信を行っている。ＭＣＦ１５０、増幅器１５１、送信機１０１、及び受信機１０２がコア数に応じて設けられれば、使用されるコアの数は、より多くても少なくてもよい。

送信機１０１には、参照符号１１１、１１２、１１３、１１４、１１５、及び１１６で示される６つのバイナリデータレーンが与えられ、これらは変調ステージ１４２、送信機１３２、１３３、１３４、１３５、及び１３６で６つの各光波信号を変調するのに使用される。６つの光波信号は、マルチプレクサ１４４で空間多重され、マルチコアファイバーのうちの１つのコアを除く全てのコアを使用して、ＭＣＦの６コアで送り出される。変調ステージ１４２は、回路１４３から提供されるトリビュタリ信号に応じて光波信号を変調する光変調器に接続されたドライバ増幅器を備え、これがビットストリーム１１１から符号化と、直列化又は非直列化を行う順方向誤り補正（ＦＥＣ）を実施する。ステージ１４２で変調された光は、レーザー１４０によって提供され、この出力が、参照符号１４１で示される偏波保持１×２カプラーで分割される。カプラー１４１の他の出力は変調されず、空間マルチプレクサ１４４で多重化されて、ＭＣＦ１５０の１つのコア内に送り出される。例えば、カプラー１４１の非変調出力は、後にソースチャンネルとして使用されるコアＣ０１内に送り出すことができ、ステージ１４２の出力を後に宛先チャンネルとして使用されるコアＣ０２内に送り出すことができ、各送信機１３２、１３３、１３４、１３５、及び１３６の出力をＭＣＦ１５０の各コアＣ０３、Ｃ０４、Ｃ０５、Ｃ０６、及びＣ０７内に送り出すことができる。参照符号１３２、１３３、１３４、１３５、及び１３６で示される送信機は各々、レーザー光源と、１４２に相当する変調ステージと、ＦＥＣ符号化、直列化、及び非直列化を行う回路とを備える。

受信機１０２は、空間デマルチプレクサ１６４を備え、ＭＣＦ１５０の出力を７つの光波信号に逆多重化する。ソースチャンネルとして使用され、カプラー１４１からの非変調光を搬送するコアＣ０１の出力は、コヒーレントフロントエンド１６２に供給される。フロントエンド１６２は、コヒーレント受信に使用される偏波ダイバーシティ９０ｏハイブリッドと、４つのバランスドフォトダイオードと、それらの出力に設けられたトランスインピーダンス増幅器とを備える。宛先チャンネルとして使用され、ステージ１４２で変調された光波信号を搬送するコアＣ０２の出力は、フロントエンド１６２と同一であり得るコヒーレントフロントエンド１６３に供給される。各コアＣ０３、Ｃ０４、Ｃ０５、及びＣ０６の出力は、各受信機１８３、１８４、１８５、１８６、及び１８７に供給され、ここでその各光波信号を復調し、それに応じて各バイナリデータストリーム１９２、１９３、１９４、１９５、及び１９６を生成する。フロントエンド１６２及び１６３のＬＯは、同一のレーザー１６０から生成され、この出力がカプラー１４１と同一であり得るカプラー１６１で分割される。フロントエンド１６２の４つの電気出力は、連続デジタル信号処理部１７１、１７２、及び１７３からなる回路１７０で処理される。処理部１７１は、アナログ−デジタル変換（ＡＤＣ）、受信不良の補正処理、及び処理済みの信号偏波ＣＷ光から信号を出力する偏波追尾とからなる。処理部１７２はデジタルフィルタであり、そのバンドパス帯域幅は、制御部１７９で設定される。フィルタ１７２の出力は、処理部１７３で処理され、ここでＬＯ１６０と受信ＣＷ光との間の周波数オフセット及び位相差に関する情報を再試行する。周波数及び位相に関する情報は、各々１７４及び１７５で示される低速の２つのサブレーンを通じて出力される。さらにフロントエンド１６３の４つの電気出力が回路１８０で処理され、ここで受信信号を復調し、それに応じてバイナリデータストリーム１９１を生成する。回路１８０は、アナログ−デジタル変換、信号処理、及び復調を行う処理部１８１を備える。連続部１８２は、決定、ＦＥＣ復号化と誤り補正、及び直列化又は非直列化を実施する。連続部１８２のＦＥＣで補正された誤りの数に応じて生成されたモニター信号が、制御部１７９に提供される。制御部１７９は、タイミング制御のために各レーン１７４及び１７５に配置された可変デジタルバッファー部１７６及び１７７の設定も制御する。制御部１７９は、デジタルバッファー部１７６及び１７７とデータレーン１７４及び１７５とによって使用される低周波数クロック生成器１７８も制御する。受信機部１８３、１８４、１８５、１８６、及び１８７は、局所発振器と、コヒーレントフロントエンドと、各光波入力の受信を行うためのデータ処理回路とを備える。

図２は、ＭＣＦ１５０のコアＣ０１及びＣ０２からの情報を受信及び処理するために使用される、図１の受信機の概略図である。参照符号１６０〜１６３、１７０〜１８２及び１９１で示された要素は、図１に描かれている。処理部１７１は、連続ＡＤＣ２１０と、受信機の不良を補償するデジタル処理部２１１と、入力されたＣＷ信号の偏波を追尾するため、定包絡アルゴリズム（ＣＭＡ）に基づいて更新されるバタフライフィルタを備えたデジタル信号処理２１２とからなる。処理部２１２の出力は、ＣＭＡに基づく処理による退化解である。フィルタリング部１７２は、サブユニット２１３、２１４、及び２１５からなる。バタフライフィルタ２１２の出力は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部２１３により、周波数領域で処理される。ＦＦＴ部２１３の出力は、２つのサブユニット２１４及び２１５に供給される。サブユニット２１４は、ＦＦＴ部２１３のスペクトル出力におけるドミナントピークを探し、スペクトル値の最大値を探して、この情報を処理部２１５及び２１６に転送する。処理部２１５のバンドパスフィルタは、サブユニット２１４によって検索されたこのピークに中心を有する。フィルタ２１５の帯域幅は、制御部１７９によって設定される。フィルタ２１５は周波数領域でフィルタリングを実施し、フィルタリングされた出力は処理部２１７に供給される。フィルタ２１５は、例えば、矩形であり得る。しかしながら他の形状も適用可能である。処理部２１６は、サブユニット２１４によって検索された周波数に応じたスカラー値からなる信号を生成する。処理部２１６によって生成された信号は、回路１７０及び１８０を連結する低速レートレーン１７４で送信される。処理部２１７は、フィルタ２１５でフィルタリングされた位相情報を解析する。処理部２１７は、その入力信号の複素数の偏角により、位相値を算出することができる。さらに処理部２１７は、処理部２１６より提供された周波数値で生成された複素数情報を取り除くことにより、処理部２１６で抽出された値から周波数オフセットによる回転を取り除く。この操作により、処理部２１７によって抽出された位相信号は、スカラーとして、フィルタ２１５の帯域幅より狭く、ベースバンドで表現可能な帯域幅を有する。処理部２１７によって抽出された位相信号は、回路１７０及び１８０を連結する低速レートレーン１７５で送信される。

中間ＤＳＰ部２７０は、制御部１７９と、クロックソース１７８と、デジタルバッファー１７６及び１７７とを備える。中間ＤＳＰ部２７０は、回路１７０及び１８０と情報を交換する。中間ＤＳＰ部２７０はまた、クロックソース１７８でレーン１７４及び１７５のレートを制御し、バッファー１７６及び１７７でそれらのタイミングを制御する。

処理部１８１は、連続部２２０、２２１、２２２、２８２、及び２２６を備える。ＡＤＣ２２０は、フロントエンド１６３のアナログ出力をデジタル化する。連続部２２１は、デジタル領域において、受信の不良を補償する。連続部２２２は、ＭＣＦ１５０を通じた送信の波長分散（ＣＤ）を補償する。連続部２２２は、周波数領域等化（ＦＤＥ）により、周波数領域で補償を実施することができる。連続部２２５は、ＤＳＰ１７０によって検索され、低速レートレーン１７４及び１７５を通じてＤＳＰ１８０に提供された周波数及び位相の情報を取り除く。連続部２２５は、サブユニット２２３、２２４、及び２２５を備える。サブユニット２２３は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の機能を有する。サブユニット２２３は、レーン２２３によって提供された周波数情報に応じて、単一の周波数複素信号を生成する。サブユニット２２４は、低速レートレーン１７５によって提供された位相量分、ＶＣＯ２２３によって出力された信号の位相を回転させる。サブユニット２２５は、ＦＤＥユニット２２２によって出力された信号から、２２４によって出力された信号の位相を取り除く。図１のシステムを考慮すると、ＤＳＰ１７０は、受信したＣＷ光の周波数及び位相差に関する情報を検索し、サブユニット２２５は、同一のＣＷ光で生成された信号からこの情報を取り除く。従ってサブユニット２２５は、フロントエンド１６３及びＬＯ１６０に入力された信号間の周波数オフセットを補償する。サブユニット２２５はまた、バンドパスフィルタ２１５の帯域幅内において、レーザー１４０及び１６０の位相ノイズを補償する。サブユニット２２５の出力は、連続部２２６によって処理され、ここで偏波逆多重化や、方向志向型最小二乗平均（ＤＤ−ＬＭＳ）等化によるキャリア位相推定を実施する。復調部１８１の出力は、サブユニット２２７、２２８、及び２２９からなる連続部１８２に提供される。サブユニット２２７は、復号化及び決定を実施し、サブユニット２２８が軟判定ＦＥＣ（ＳＤ−ＦＥＣ）を実施する。補正される誤りの数より生成された情報は、モニタリングのため、サブユニット２２８から中間ＤＳＰ部２７０の制御部１７９へ提供される。バイナリデータストリーム１９１は、ＦＥＣ部２２８の出力から、サブユニット２２９による直列化又は非直列化によって生成される。連続部２８２は、サブユニット２２３、２２４、及び２２５を備える。

図３は、図１のシステムについてのシミュレーション結果を集めたものである。図３のグラフは、ステージ１４２により発信された信号に対する１１２Ｇｂ／ｓのＰＭ−１６ＱＡＭ変調およびＣＷ光波と光波信号の経路間の２２.７ｎｓのスキューを想定している。グラフは、連続部１８２によって制御部１７９に提供されたモニター信号が、制御部１７９に従ったバッファー１７６及び１７７によるビットシフトの数に対してプロットされている。図２によると、モニター信号は、サブユニット２２８の順方向誤り補正により補正された誤りの数に応じて生成される。バッファー１７６及び１７７は、全く同様にシフトされる。各グラフは、制御部１７９によって設定された生成器１７８の異なるクロックレートを示している。いずれの場合も、バンドパスフィルタ１７２の帯域幅は、制御部１７９により、このクロックレートの半分に設定される。図３Ａは、１４ＧＨｚのクロックレートの場合を示している。１４ＧＨｚで３１５シンボルがシフトする際、最小モニター信号に達している。モニター信号が低減する領域は、この最小値を中心とする１００シンボルの狭い幅に限定されている。この領域から離れると、モニター信号は平坦となるため、モニター信号に応じたバッファー１７６及び１７７の制御が困難となる。図３Ｂ及び図３Ｃは各々、４ＧＨｚ及び２ＧＨｚのクロックレートの場合を示している。各最小値は、８８シンボル及び４４シンボルの設定で得られる。図３Ｂ及び図３Ｃの曲線形状は、図３Ａの曲線形状に相当する。図３Ｄは、１ＧＨｚのクロックレートの場合を示しており、ここでは２２シンボルの設定で最小値に達している。図３Ｅは、５００ＭＨｚの場合を示しており、ここでは１１シンボルの設定で最小値に達している。図３Ｆは、２００ＭＨｚの場合を示しており、ここでは４シンボルの設定で最小値に達している。図３Ｇは、５０ＭＨｚのレートの場合を示しており、ここでは１シンボルの設定で最小値に達している。１ＧＨｚ以下のクロックレートでは、モニター信号が天井値から減少する領域が、シフトシンボル数とクロック期間の積である一定時間表現において広くなることは明らかである。

図４は、図１のシステムで使用されるシーケンスの概略図である。シーケンスは、ステップ４００、４０１、４０２、４０３、４０４、４０５、４０６、４０７、４０８、４０９、４１０、４１１、４１２、４１３、４１４、４１５、及び４１６からなる。

では、図１のシステムの動作例を、図４のシーケンスに基づいて示す。まずステップＳ４００において、ＤＳＰ部１８０に対応する受信機が初期化を開始する。そしてステップＳ４０１において、制御部１７９が、ルックアップテーブルに記憶された値のバンクに応じて、生成器１７８のクロックレート及びフィルタ１７２の帯域幅を設定する。例えば、周波数はＦ（０）〜Ｆ（５）と示すが、これらはＦ（０）＝２５ＭＨｚ、Ｆ（１）＝１００ＭＨｚ、Ｆ（２）＝２５０ＭＨｚ、Ｆ（３）＝５００ＭＨｚ、Ｆ（４）＝１ＧＨｚ、及びＦ（５）＝２ＧＨｚである。制御部１７９はまず、クロック１７８のレートを２＊Ｆ（０）に設定し、バンドパスフィルタ１７２の帯域幅をＦ（０）に設定する。これらは、このプロセスの第１ステップの一実施形態として考えられる。特に、クロック１７８のレートは、デジタルフィルタ１７２の帯域幅と比例的に設定される。ステップＳ４０２において、図３Ｇによると、０〜３シンボルのシフトのデジタルバッファー設定を走査することにより、モニター信号の最小値を値１で見出すことができる。これは、このプロセスにおいて連続する第２ステップの一実施形態における最適値として見出されるものと理解することができる。ステップＳ４０３において、最小値と対応するバッファー設定が制御部により記憶される。ステップＳ４０４において、制御部１７９は、クロック１７８のレートを２＊Ｆ（１）に設定し、バンドパスフィルタ１７２の帯域幅をＦ（１）に設定する。特に、クロック１７８のレートは、デジタルフィルタ１７２の帯域幅と比例的に設定される。ステップＳ４０５において、図３Ｆによると、０〜８シンボルのシフトのデジタルバッファー設定を走査することにより、モニター信号の最小値を値４で見出すことができる。ステップＳ４０４及びＳ４０５の連続動作は、このプロセスの第３ステップの一実施形態として理解することができる。ステップＳ４０６において、最小値及び対応するバッファー設定が制御部により記憶される。ステップＳ４０７において、バンドパスフィルタ１７２の設定Ｆ（０）及びＦ（１）の最小値が比較されるが、これはプロセスの第４ステップの一実施形態として理解することができる。Ｆ（１）の最小値がＦ（０）未満であるため、プロセスはステップＳ４０９に続く。対照的なケースでは、制御部１７９が生成器１７８のクロックレートを５０ＭＨｚに設定し、バンドパスフィルタ１７２の帯域幅を２５ＭＨｚに設定し、バッファー１７６及び１７７の設定を１シンボル期間に設定する。ステップＳ４０９において、制御部１７９に記憶された周波数バンクにおけるポインタを、２の指標に設定する。

ステップＳ４１０において、制御部１７９は、フィルタ１７２の帯域幅をＦ（２）に設定し、クロック生成器１７８のレートを２＊Ｆ（２）に設定する。特に、クロック１７８のレートは、デジタルフィルタ１７２の帯域幅と比例的に設定される。ステップＳ４１１において、図３Ｅによると、８〜１４シンボルのシフトのデジタルバッファー設定を走査することにより、モニター信号の最小値を値１１で見出すことができる。ステップＳ４１２において、最小値及び対応するバッファー設定が制御部により記憶される。ステップＳ４１３において、バンドパスフィルタ１７２の設定Ｆ（１）及びＦ（２）の最小値が比較される。Ｆ（２）の場合の最小値は、Ｆ（１）の場合の最小値未満であるため、プロセスはステップＳ４１４に続き、ここで周波数バンクの指標が３へと繰り返され、ステップＳ４１０に戻る。

ステップＳ４１０において、制御部１７９は、フィルタ１７２の帯域幅をＦ（３）に設定し、クロック生成器１７８のレートを２＊Ｆ（３）に設定する。特に、クロック１７８のレートは、デジタルフィルタ１７２の帯域幅と比例的に設定される。ステップＳ４１１において、図３Ｄによると、２０〜２４シンボルのシフトのデジタルバッファー設定を走査することにより、モニター信号の最小値を値２２で見出すことができる。ステップＳ４１２において、最小値及び対応するバッファー設定が制御部により記憶される。ステップＳ４１３において、バンドパスフィルタ１７２の設定Ｆ（２）及びＦ（３）の最小値を比較する。Ｆ（３）の場合の最小値は、Ｆ（２）の場合の最小値未満であるため、プロセスはステップＳ４１４に続き、ここで周波数バンクの指標が４へと繰り返される。

ステップＳ４１０において、制御部１７９は、フィルタ１７２の帯域幅をＦ（４）に設定し、クロック生成器１７８のレートを２＊Ｆ（４）に設定する。特に、クロック１７８のレートは、デジタルフィルタ１７２の帯域幅と比例的に設定される。ステップＳ４１１において、図３Ｃによると、４２〜４６シンボルのシフトのデジタルバッファー設定を走査することにより、モニター信号の最小値を値４４に見出すことができる。ステップＳ４１２において、最小値及び対応するバッファー設定が制御部により記憶される。ステップＳ４１３において、バンドパスフィルタ１７２の設定Ｆ（３）及びＦ（４）の最小値を比較する。Ｆ（４）の場合の最小値は、Ｆ（３）の場合の最小値未満であるため、プロセスはステップＳ４１４へと続き、ここで周波数バンクの指標が５へと繰り返される。

ステップＳ４１０において、制御部１７９は、フィルタ１７２の帯域幅をＦ（５）に設定し、クロック生成器１７８のレートを２＊Ｆ（５）に設定する。特に、クロック１７８のレートはデジタルフィルタ１７２の帯域幅と比例的に設定される。ステップＳ４１１において、図３Ｂによると、８６〜９０シンボルのシフトのデジタルバッファー設定を走査することにより、モニター信号の最小値を値８８に見出すことができる。ステップＳ４１２において、最小値及び対応するバッファー設定が制御部により記憶される。ステップＳ４１３において、バンドパスフィルタ１７２の設定Ｆ（４）及びＦ（５）の最小値を比較する。Ｆ（５）の場合の最小値は、Ｆ（４）の場合の最小値以上であるため、プロセスはステップＳ４１５に続く。ステップＳ４１０〜Ｓ４１４の動作の繰り返しは、このプロセスの第５ステップの一実施形態として理解することができる。ステップＳ４１５において、制御部１７９は、フィルタ１７２の帯域幅を１ＧＨｚに設定し、クロック生成器１７８のレートを２ＧＨｚに設定する。制御部は、バッファー１７６及び１７７を４４シンボル期間シフトに設定する。ステップＳ４１５の終了後、システムの初期化を終了する。ＤＳＰ１７０と１８０との間のタイミングが最適に設定され、ＤＳＰ１８０で受信したデータをＤＳＰ１７０によって検索した情報を利用して変調することができる。

図１のシステムで使用される共有キャリア受信法によると、ＤＳＰ１８０で受信される信号の特性が、位相ノイズの補償のおかげで改善される。ＭＣＦ１５０のコアＣ０１とＣ０２のスキューから独立して、バンドパスフィルタの値は最適であり、ＤＳＰ１７０及び１８０の間のタイミングは最適である。ＤＳＰ１７０及び１８０の間の通信は、最適なクロックレートで実施される。図４のプロセスによって得られたクロックレートは、共有キャリア受信による位相ノイズの効率的な補償を可能とし、シンボルレートより低い。図３Ａに示すような、シンボルレートと等しいクロックレート等、より高いクロックレートは必要とされない。さらに、調整に要する最大バッファーがクロックレートの低下のおかげで低減される。またこれにより、受信機１０２の動力消費を低減し、実装を簡略化する。さらに、たったの２９のステップで最適な設定を見出すことができる一方で、ブラインド走査には６００シンボル期間の範囲の深度バッファーの予約による高精度走査が必要となる。本発明による利益は、Ｃ０１とＣ０２との間のスキューとともに増し、これはまた伝送距離とともに増すことを意味している。

本発明の他の実装によると、図４のステップＳ４１６まで到達した後、フィルタ１７２の帯域幅を、プロセスの極値に関する試験の結果に応じて、ステップＳ４１５で設定された値又はステップＳ４０８で設定された値に固定する。初期化プロセスが終わると、このプロセスの第５ステップの完了に応じて、プロセスの第６ステップの一実施形態により、制御部１７９は引き続き、ＤＳＰ１８０のサブ要素によって制御部１７９に提供されたモニターが最適となるようにバッファー１７６及び１７７を設定する。このプロセスは、バッファー１７６及び１７７の量をディザリングすることによって実施することができる。このプロセスの第７ステップの一実施形態によると、フィルタ１７２の帯域幅は、ステップＳ４１５で設定された値に一定に保持される。これにより、動作中に発生し易い、ＭＦＣ１５０のコアＣ０１及びＣ０２を通じて進行する光波のタイミング変化を補償することができる。

図１のシステムで使用される共有キャリア受信法によると、ＤＳＰ１８０で受信された信号の特性が、位相ノイズの補償のおかげで改善される。ＭＣＦ１５０のコアＣ０１とＣ０２との間のスキューから独立して、ＤＳＰ１７０及び１８０の間のタイミングは最適であり、システムの動作中は最適値に保持される。

本発明の他の実装によると、デジタルバッファー１７６及び１７７のリソースは、３２クロック期間に限定される。図１のシステムは、図４に描かれるような手順により、初期化される。図３においてシミュレートしたデータに図４のプロセスを適用することにより、発生器１７８のクロックレートが２＊Ｆ（３）＝１ＧＨｚに設定され、最適バッファー設定が２２クロック期間のバッファー設定で見出される。Ｆ（３）及びＦ（２）におけるモニターの最小値を比較すると、モニターはＦ（３）でより小さくなるため、手順はバンク内の次の周波数であるＦ（４）に続く。しかしながら、Ｆ（４）への処理では、生成器１７８のクロックレートを２で割るため、バッファー走査範囲の中央が４４クロック期間となるであろう。しかしながらこの値はバッファーリソース外であるため、システムの初期化プロセスは、２＊Ｆ（３）のクロックレートと２２クロック期間の最適バッファー設定で停止する。

図１のシステムで使用される共有キャリア受信法によると、ＤＳＰ１８０で受信される信号の特性が、位相ノイズの補償のおかげで改善される。ＤＳＰ１７０と１８０との間のタイミングが最適され、受信信号特性の改善が、受信機１０２のバッファーリソースの範囲内で最適となる。

本発明の他の実装によると、コアＣ０２を通じて送信される個別の光波信号を発信する図１の送信機と、この光波信号を受信する受信機とは、再構成可能である。図４の初期化プロセスは、回路１４３と、変調ステージ１４２と、１１２Ｇｂ／ｓのＰＭ−１６ＱＡＭを送受信するように構成されたＤＳＰ１８０とによって実施される。送信が開始されると、システム性能を改善するようにシステムが再構成され、回路１４３、ステージ１４２、及びＤＳＰ１８０は、ネットワーク制御層からの設定に応じて１１２Ｇｂ／ｓのＰＭ−８ＱＡＭ信号の送受信を行う動作中、再構成される。これは、図２のＤＳＰ部２２６及び２２７が、新たな変調方式に合わせて再構成されることを意味する。これはまた、ＤＳＰ１８０のシンボルレートとひいてはクロックレートとが再構成されることも意味する。

本発明によると、ＤＳＰ１８０は再構成されるものの、ＤＳＰ１７０よりＤＳＰ１８０に提供された情報と調整済みのタイミングとは、再構成又は再初期化される必要がない。これは、受信信号が再構成されれば、位相ノイズ補償又は周波数オフセット補償によって達成された信号品質の改善が維持可能であること、ＤＳＰ１８０でＤＳＰ１７０の情報を使用することで、再構成ステージがより長くはならないことを意味する。

（第２実施形態）
図５は、ＳＤＭを使用する光送信機５０１と、ＳＤＭを使用する光受信機５０２と、ＭＣＦを使用する送信回線１０３とを備えた光学システムの概略図である。参照符号１０３、１１１〜１１６、１４０、１４４、１６０、１６２、１６４、１７０〜１７３、及び１９１〜１９６で示した要素は、図１に描いたものである。送信機５０１及び送信機５０２は、７コアを有し、各スパンにマルチコア増幅５５１を備えたＮスパンのマルチコアファイバー５５０からなる回線１０３を通じて通信を行っている。ファイバー５５０、増幅器５５１、送信機５０１、及び受信機５０２がコア数に応じて設けられれば、使用されるコアの数は、より多くても少なくてもよい。

送信機５０１には、参照符号１１１〜１１６で示される６つのバイナリデータレーンが設けられ、これらは各送信機５３１、５３２、５３３、５３４、５３５、及び５３６で６つの光波信号を変調するのに使用される。６つの光波信号は、マルチプレクサ１４４で空間多重され、ＭＣＦの６つのコア内に送り出される。送信機５３１〜５３６は同一であり、回路１４３と同一の集積回路と、ステージ１４２と同一の変調ステージとからなる。送信機５３１〜５３６で変調される光はレーザー１４０によって提供され、その出力は５４１で示される偏波保持１×８カプラーで分割される。カプラー５１４の出力のうちの１つは使用されずに終端処理される。カプラー５４１の他の１つの出力は変調されずに、空間マルチプレクサ１４４で多重化されてＭＣＦ５５０の１つのコア内に送り出される。

受信機５０２は、ＭＣＦ５５０の出力を７つの光波信号に逆多重化する空間デマルチプレクサ１６４を備える。デマルチプレクサ１６４で逆多重化した後、カプラー５４１の１つの出力から提供された非変調光波がコヒーレントフロントエンド１６２に供給される。同様に、送信機５３１から提供された光波が、変調後、光遅延を調整することのできる要素５６１に供給される。同じように、各送信機５３２、５３３、５３４、５３５、及び５３６から提供された各光波は、復調後、光遅延を調整することのできる各要素５６２、５６３、５６４、５６５、及び５６５に供給される。要素５６１〜５６６は、可変光遅延回線で実現することができる。あるいは、要素５６１〜５６６は、異なる長さの光路間の光スイッチングで実現することができる。各遅延要素５６１、５６２、５６３、５６４、５６５、及び５６６の各光出力は、各受信機５８１、５８２、５８３、５８４、５８５、及び５８６に供給され、ここで各入力信号を復調し、それに対応して各バイナリ出力ストリーム１９１、１９２、１９３、１９４、１９５、及び１９６を生成する。受信機５８１〜５８６は、１６３と同一のコヒーレントフロントエンドと、１８０と同一で、入力信号を復調し、復調した信号の品質を向上するためにＤＳＰ１７０から提供された情報を使用するＤＳＰとからなり、復調した信号の品質を反映したモニター信号を生成する。フロントエンド１６２及び受信機５８１〜５８６のフロントエンドは、出力が１×８ＰＭカプラー５４２によって分割される同一のレーザー１６０から提供されたＬＯを使用する。カプラー５４２の出力の１つは使用されずに終端処理される。連続デジタル信号処理部１７１、１７２、及び１７３から成るＤＳＰ１７０は、ＬＯ１６０と受信したＣＷ光との間の周波数オフセット及び位相差に関する情報を再試行する。周波数及び位相に関する情報は、レーン１７４及び１７５の各々と同一の２つのサブレーンからなり、５７０で示される低速データレーンを通じて出力される。レーン５７０は、分割器５２０により、５７１、５７２、５７３、５７４、５７５、及び５７６で示される同一の６つの低速データレーンに分割される。５７０と同じように、レーン５７１〜５７６は各々、レーン１７４及び１７５の各々と同一の２つのサブレーンからなり、処理部１７３によって抽出される周波数及び位相に関する情報を有する。各データレーン５７１、５７２、５７３、５７３、５７４、５７５、及び５７６は、各中間ＤＳＰ回路５２１、５２２、５２３、５２４、５２５、及び５２６を通過する。中間ＤＳＰ回路５２１〜５２６は、図２に示す回路２７０と同様である。中間ＤＳＰ回路５２１〜５２６は、モニター信号を受信して他の要素を制御する制御部と、データサブレーンのレートを制御する低周波数クロックレートと、低速データサブレーン上のバッファーユニットとを備える。各レーン５７１、５７２、５７３、５７４、５７５、及び５７６のデータサブレーンのレートは、その出力のレートを制御するため、分割要素５２０を使用して、各中間ＤＳＰ部５２１、５２２、５２３、５２４、５２５、及び５２６によって設定することができる。各受信機５８１、５８２、５８３、５８４、５８５、及び５８６は、受信信号の品質に応じて各モニターを生成し、各中間ＤＳＰ部５２１、５２２、５２３、５２４、５２５、及び５２６の制御部に提供する。バンドパスフィルタ１７２の帯域幅は、中間ＤＳＰ部５２１の制御部によって制御される。他の中間ＤＳＰ部５２２〜５２６は、各々の制御部を中間ＤＳＰ部５２１の制御部と通信させることにより、フィルタ１７２の帯域幅を設定してもよい。各中間ＤＳＰ部５２１、５２２、５２３、５２４、５２５、及び５２６の制御部は、各光遅延要素５６１、５６２、５６３、５６４、５６５、及び５６６によって設定される光遅延を制御する。

中間ＤＳＰ回路５２１〜５２６のバッファーは、図４のプロセスと同一の方法で同期的に調整される。図５のシステム初期化後、ＤＳＰ間のタイミングは、受信機５８１〜５８６のＤＳＰに対する独立の動作中に調整することができる。さらに、中間ＤＳＰ部５７１〜５７６の制御部は、光遅延５６１〜５６６を設定することにより、中間バッファーの一部を光遅延としてオフロード又は制御することができる。

図５のシステムで使用される共有キャリア受信法によると、受信機５８１、５８２、５８３、５８４、５８５、及び５８６のＤＳＰで受信された信号の特性が、位相ノイズの補償のおかげで改善される。ＭＣＦ５５０のコア間のスキューとは独立して、バンドパスフィルタの値は最適であり、ＤＳＰ１７０及び受信機５８１〜５８６のＤＳＰ間のタイミングは最適である。ＤＳＰ間の通信は、最適なクロックレートで実施される。さらに、調整に要する最大バッファーがクロックレートの低下のおかげで低減される。これにより、受信機５０２の動力消費を低減し、実装を簡略化する。さらに本発明によると、デジタルバッファー及び光遅延を組み合わせることにより、ＤＳＰ間の低速デジタルバッファーを通じた汎用且つ高速のタイミング適応設定を提供し、光領域で遅延を設定してデジタルバッファー遅延の一部を光遅延にオフロードすることにより、動力消費をさらに低減する。

（第３実施形態）
図６は、ＳＤＭを使用する光送信機５０１と、ＳＤＭを使用する光受信機６０２と、ＭＣＦを使用する送信回線１０３とを備えた光学システムの概略図である。参照符号１０３、１６０、１６２、１６４、１７１、及び１９１〜１９６で示した要素は、図１に描いたものである。参照符号５０１、５４２、５６１〜５６６、５７１〜５７６、及び５８１〜５８６で示した要素は、図５に描いたものである。送信機５０１及び受信機６０２は、７コアを有し、各スパンにマルチコア増幅を備えたＮスパンのマルチコアファイバーからなる回線１０３を通じて通信している。ファイバー、増幅器、送信機５０１、及び受信機６０２がコア数に応じて設けられれば、使用されるコアの数は、より多くても少なくてもよい。

送信機５０１には、図１のレーン１１１〜１１６と同様の６つのトリビュタリバイナリデータレーンに存在するバイナリデータストリーム６０８が供給される。送信機５０１の出力は、ビットストリーム６０８のトリビュタリに応じて変調され、非変調光波で空間多重化された６つの光波信号からなる。空間多重化された光波はすべて、同一のレーザーから生成される。空間多重化信号は、マルチコア送信回線１０３内に送り出される。

受信機６０２は、ＭＣＦの出力を７つの光波信号に逆多重化する空間デマルチプレクサ１６４を備える。デマルチプレクサ１６４での逆多重化後、５０１からの非変調光波が、コヒーレントフロントエンド１６２に供給される。その他の６つの変調光波信号は、デマルチプレクサ１６４で逆多重化され、遅延要素５６１〜５６６に供給される。フロントエンド１６２の電気出力は、ＤＳＰ６７０で処理される。ＤＳＰ６７０は、第１処理部１７１を備える。第１処理部１７１の出力は、６つの同一の並列信号に分解され、処理部６１１、６１２、６１３、６１４、６１５、及び６１６に各々供給される、処理部６１１〜６１６は、バンドパスフィルタ処理部であり、処理部１７２と同様である。処理部６１１のフィルタ出力は、処理部１７３と同様で、且つ、レーザー１６０からのＬＯと入力された非変調光波との間の位相及び周波数の差に関する情報を抽出する処理部６３１に供給される。位相及び周波数に関する情報は、処理部６３１から低速データレーン５７１内に出力される。同じように、各フィルタ６１２、６１３、６１４、６１５、及び６１６の出力は、各処理部６３２、６３３、６３４、６３５、及び６３６で処理される。各処理部６３２、６３３、６３４、６３５、及び６３６はまた、処理部１７３と同一であり、入力された非変調光波の位相及び周波数に関する情報を抽出するが、これは各低速データレーン５７２、５７３、５７４、５７５、及び５７６上で出力される。各中間ＤＳＰ部６２１、６２２、６２３、６２４、６２５、及び６２６は、各低速データレーン５７１、５７２、５７３、５７４、５７５、及び５７６上に配置される。中間ＤＳＰ部６２１〜６２６は、図２の中間ＤＳＰ部２７０と同一である。中間ＤＳＰ部６２１〜６２６は、低速データレーンのタイミング及びクロックレートを制御し、各々そこに配置される。各中間ＤＳＰ部６２１、６２２、６２３、６２４、６２５、及び６２６は、各バンドパスフィルタ６１１、６１２、６１３、６１４、６１５、及び６１５の帯域幅を制御し、各受信機５８１、５８２、５８３、５８３、５８４、５８５、及び５８６からの信号品質に基づくモニターを受信する。

中間ＤＳＰ回路６２１〜６２６のバッファーは、図４のプロセスと同一の方法により、独立して調整される。図６に示すシステムの初期化後、ＤＳＰ間のタイミングは、受信機５８１〜５８６のＤＳＰに対して独立して動作が行われる間に調整可能である。さらに、中間ＤＳＰ部６７１〜６７６の制御部は、光遅延５６１〜５６６を設定することにより、その中間バッファーの一部を光遅延としてオフロード又は制御することができる。

図６のシステムで使用する共有キャリア受信法によると、受信機６８１、６８２、６８３、６８４、６８５、及び６８６のＤＳＰで受信した信号の特性が、位相ノイズの補償のおかげで改善される。マルチコア送信回線１０３のコア間のスキューとは独立して、バンドパスフィルタの値は最適であり、ＤＳＰ１７０及び受信機６８１〜６８６のＤＳＰの間のタイミングは最適である。ＤＳＰ間の通信は、最適なクロックレートで実施される。さらに、調整に要する最大バッファーがクロックレートの低下のおかげで低減される。これにより、受信機６０２の動力消費を低減し、実装を簡略化する。さらに本発明によると、デジタルバッファー及び光遅延を組み合わせることにより、ＤＳＰ間の低速デジタルバッファーを通じた汎用且つ高速の適応タイミング設定を提供し、光領域で遅延を設定してデジタルバッファー遅延の一部を光遅延にオフロードすることにより、動力消費をさらに低減する。

本発明の他の実装によると、マルチコア回線１０３のＭＣＦ１５０のコアＣ０１が非変調光波キャリアを搬送し、他のコアＣ０２、Ｃ０３、Ｃ０４、Ｃ０５、Ｃ０６、及びＣ０７がデータストリーム６０８のトリビュタリに応じて変調された光波を搬送する。コアＣ０１の屈折率は、コアＣ０２〜Ｃ０７の屈折率より０．１％高く設定される。回線１０３に１０００ｋｍの長さを考慮すると、非変調光波は、変調光波信号が受信機５８１〜５８６に到達するのに比して、５．２ｍｓの追加遅延を伴ってフロントエンド１６２に到達する。そのような場合、光遅延要素５６１〜５６６及び中間ＤＳＰ部６２１〜６２６内のデジタルバッファーは、非変調光波の遅延を低減するように設定されなければならず、これはバッファーがより少ないシンボル期間遅延を用いなければならず、遅延要素がより長い経路に設定されなければならないことを意味する。このようにすることで、遅延が調整されなければならない方向を判定することができるようになるため、図４の手順に従って図６のシステムを初期化するのに必要なステップ数を半減することができるようになる。

本発明の他の実装によると、マルチコア回線１０３のＭＣＦ１５０のコアＣ０１が非変調光波キャリアを搬送し、他のコアＣ０２、Ｃ０３、Ｃ０４、Ｃ０５、Ｃ０６、及びＣ０７がデータストリーム６０８のトリビュタリに応じて変調された光波を搬送する。コアＣ０１の屈折率は、コアＣ０２〜Ｃ０７の屈折率より０．１％低く設定される。回線１０３に１０００ｋｍの長さを考慮すると、受信機５８１〜５８６に到着する変調光波信号は、非変調光波がフロントエンド１６２に到達するのに比して、５．２ｍｓの追加遅延を伴って到達する。その場合、光遅延要素５６１〜５６６及び中間ＤＳＰ部６２１〜６２６内のデジタルバッファーは、非変調光波の遅延を増補するように設定されなければならず、これはバッファーがより多くのシンボル期間遅延を用いなければならず、遅延要素がより短い経路に設定されなければならないことを意味する。このようにすることで、遅延が調整されなければならない方向を判定することができるようになるため、図４の手順に従って図６のシステムを初期化するのに必要なステップ数を半減することができるようになる。

本発明の他の実装によると、中間ＤＳＰ６２１〜６２６のデジタルバッファーのリソースは、低速サブレーン毎に３２クロック期間に限定されている。図６のシステムにおける受信機５８１及び中間ＤＳＰ６２１は、図４に図示したような手順に従って初期化される。図３においてシミュレートしたデータに適用された図４のプロセスにより、発生器のクロックレートが２＊Ｆ（３）＝１ＧＨｚとなり、最適なバッファー設定が２２クロック期間のバッファー設定で見出される。Ｆ（３）とＦ（２）におけるモニターの最小値の比較により、モニターはＦ（３）でより低くなるため、手順はバンク内の次の周波数Ｆ（４）に続く。しかしながら、Ｆ（４）までの処理により、中間ＤＳＰ部６２１の発生器のクロックレートを２で割るため、バッファー走査範囲の中央が４４クロック期間となるであろう。しかしながら、この値はバッファーリソース外であるため、システムの初期化プロセスは、２＊Ｆ（３）のクロックレートと２２クロック期間の最適バッファー設定で停止する。

図１のシステムで使用される共有キャリア受信法によると、ＤＳＰ５８１で受信された信号の特性は、位相ノイズの補償のおかげで改善される。ＤＳＰ５８１と６７０との間のタイミングは最適であり、受信信号特性の改善は受信機６０２のバッファーリソースの範囲内において最適である。

本発明の他の実装によると、中間ＤＳＰ６２１〜６２６のデジタルバッファーのリソースは、低速サブレーン毎に３２クロック期間に限定される。図６のシステムにおける受信機５８１及び中間ＤＳＰ６２１は、図４に図示したような手順に従って初期化される。図３においてシミュレートしたデータに適用された図４のプロセスにより、発生器のクロックレートは２＊Ｆ（３）＝１ＧＨｚに設定され、最適なバッファー設定は２２クロック期間のバッファー設定に見出される。Ｆ（３）及びＦ（２）におけるモニターの最小値を比較すると、モニターはＦ（３）でより低くなるため、手順はバンク内の次の周波数Ｆ（４）へと続く。しかしながらＦ（４）への処理により、中間ＤＳＰ部６２１の発生器のクロックレートを２で割るため、バッファー走査範囲の中央が４４クロック期間となるであろう。しかしながらこの値は、バッファーリソース外であるため、システムの初期化プロセスは、２＊Ｆ（３）のクロックレートと２２クロック期間の最適バッファー設定で停止する。

図６のシステムで使用される共有キャリア受信法によると、ＤＳＰ５８１で受信される信号の特性は、位相ノイズの補償のおかげで改善される。ＤＳＰ５８１及び６７０の間のタイミングは最適であり、受信信号特性の改善は受信機６０２のバッファーリソースの範囲内において最適である。

本発明の他の実装によると、中間ＤＳＰ６２１〜６２６のデジタルバッファーのリソースは、低速サブレーン毎に３２クロック期間に限定される。図６のシステムにおける受信機５８１及び中間ＤＳＰ６２１は、図４に図示されるような手順に従って初期化される。図３においてシミュレートしたデータに適用された図４のプロセスにより、発生器のクロックレートは２＊Ｆ（３）＝１ＧＨｚに設定され、最適なバッファー設定は２２クロック期間のバッファー設定で見出される。Ｆ（３）及びＦ（２）におけるモニターの最小値を比較すると、モニターはＦ（３）でより低くなるため、手順はバンク内の次の周波数Ｆ（４）へと続く。しかしながらＦ（４）への処理により、中間ＤＳＰ部６２１の発生器のクロックレートを２で割るため、バッファー走査範囲の中央が４４クロック期間となるであろう。しかしながらこの値は、バッファーリソース外であるため、発生する遅延が２＊Ｆ（３）のレートで１５低速クロック期間と同程度低減されるように、光遅延要素５６１が設定される。そして中間ＤＳＰ部６２１の低速クロックは２＊Ｆ（４）に設定され、デジタルバッファーの走査範囲の中央が１４に設定される。最適設定は、１４バッファーで見出される。低いクロック周波数を２＊Ｆ（５）に設定することでは、もはやモニターの最小値に改善を見込むことができないため、２＊Ｆ（４）のクロックレートと１４バッファーの最適設定が見出される。

図６のシステムで使用される共有キャリア受信法によると、ＤＳＰ５８１で受信される信号の特性は、位相ノイズの補償のおかげで改善される。ＤＳＰ５８１及び６７０の間のタイミングは最適であり、受信信号特性の改善は受信機６０２内の光バッファーを使用するおかげで最適となる。

図７は、図１、５、又は６において使用可能であり、非変調光波及び光波信号の受信及び処理に使用される受信機の概略図である。参照符号１６０〜１６３、１７０、１７４〜１７９、１８２、及び１９１で示される要素は、図１に描かれたものである。参照符号２２０〜２２２、２７０、及び２８２で示される要素は、図２に描かれたものである。

処理部７８０は、連続部２２０、２２１、２２２、７２６、２８２、及び７２７を備えた７８１、連続部１８２、並びに７２８、７２９、及び７３０からなるモニタリング回路とを備える。連続部７２６は、ＱＡＭ信号の逆多重化偏波が可能なマルチモジュラスアルゴリズムに基づいて偏波逆多重化を実施する。周波数オフセット補償及び位相ノイズ補償は、処理部２８２によって実施される。追加連続部７２７は、コンスタレーションを回転することで、フロントエンド１６２に供給された非変調光波とフロントエンド１６３に供給された光波信号との間に残る位相差を取り除く。連続部７２７は、決定後、ＱＡＭコンスタレーションの４つの外シンボルに関する４乗アルゴリズムに基づき得る。連続部７２７による処理の情報は、モニター部７２８に送信され、ここで連続部７２７によって実施された角度回転を検索する。バンドパスフィルタ７２９は、モニター部７２８によって検索された情報をフィルタリングする。フィルタ７２９の帯域幅は、ＤＳＰ１７０のバンドパスフィルタ１７２の設定値に応じて、制御部１７９により設定される。モニター部７３０は、フィルタ７３０の帯域幅内で信号電力をモニターする。モニター７３０の出力は制御部１７９に提供され、モニター信号として使用される。実際のところ、フィルタ７２９の帯域幅のおける残りの位相ノイズは、図４のプロセス内で信号品質を表すのに使用することができる。特にモニター信号は、宛先チャンネルの信号の位相回転情報のモニターのタップ部分の電力に応じて生成される。さらに位相回転に関する情報は、制御部１７９により、ＣＷ ＤＳＰ部１７０のデジタルフィルタ１７２の帯域幅の値と同一に設定された帯域幅内に存する。

図７のモニター信号によると、ＤＳＰ７８０から制御部２７０に提供されたモニター信号は、ＦＥＣ生成信号より高速に、且つ、より短い待ち時間で更新することができる。従って、図１、図５、及び図６のシステムにおいて、モニタリングと、多重化信号と非変調光波の間のスキュー補正とをより迅速に行うことができる。

図８は、光波信号について１１２Ｇｂ／ｓのＰＭ−１６ＱＡＭ変調を行い、非変調光波と光波信号の間に４．５ｍｓのスキューを有する、図１のシステムの追加シミュレーション結果である。同図は、低速レートレーン１７４及び１７５のクロックレートの周波数が２ＭＨｚ、フィルタ１７２の帯域幅が１ＭＨｚである制御部１７９について、連続部１８２から制御部１７９に提供したモニター信号がバッファー１７６及び１７７によるビットシフト数に対してプロットされた様子を示している。フィルタ１７２の帯域幅を極めて狭く設定することにより、まず、受信信号の復調が可能となるスキュー間隔を分離することができる。極めて狭い帯域幅設定で走査を行った後に図４のプロセスを適用することにより、送信機で使用される光波とＬＯとの間の周波数オフセットがＭＣＦのコア間のスキューと同程度である場合、まず、復調の可能となる間隔を分離することができる。さらに、光遅延要素とデジタルバッファーの組み合わせを使用することにより、デジタルバッファー内の必要なリソースを低減することができる。

（第４の実施形態）
図９は、ＳＤＭを使用する２つの光応答機９０１及び９０２と、ＭＣＦ及びＭＣ−ＥＤＦＡを使用する送信回線９３０及び９３１とを備えた光学システムの概略図である。マルチコア送信回線９３０及び９３１は、回線１０３と同様である。ＳＤＭ応答機９０１は、ＳＤＭを使用する送信機９１１と受信機９１２とからなる。送信機９１１は、送信機１０１又は５０１と同一であり得る。受信機９１２は、受信機１０２、５０２、又は６０２と同一であり得る。応答機９０１は、ＳＤＭ信号を送信し、これが回線９３０を通じたデータビットストリーム９０３のトリビュタリに応じて、ＳＤＭ送信機９１１によって変調される。応答機９０１の受信機９１２は、回線９３１を通じて応答機９０２から発信された光波を受信し、復調データに対応してデータビットストリーム９０４を生成する。回路９１０は、ストリーム９０３及び９０４の直列化、非直列化、符号化、及び復号化を実施する。応答機９０２は、応答機９０１と同一であり、応答機９１１と同一の送信機９２１と、受信機９２２と同一の受信機９２２とを有する。応答機９０２は、マルチコア回線９３１内に光波を発信し、光波はデータビットストリーム９０６のトリビュタリに応じて変調される。応答機９０２は、回線９３０から光波信号を受信し、受信機９２２によって復調されたデータに応じてデータビットストリーム９０５を生成する。回路９２０は、回路９１０と同じように、ストリーム９０５及び９０６の直列化、非直列化、符号化、及び復号化を実施する。

差動コア遅延要素９４０及び９４３は同一である。要素９４０は、応答機９０１と回線９３０との間に挿入される。要素９４３は、応答機９０２と回線９３１との間に挿入される。要素９４０は、空間デマルチプレクサ９４１及び空間マルチプレクサ９４２によって実現される。マルチプレクサ９４１とデマルチプレクサ９４２との間には、参照符号９５１及び９５２〜９５（ｎ）で示される、長さの異なる単一コアファイバーが設けられ、空間多重されて回線９３０のｎ個のコアを有するＭＣＦを通じて送信されたｎ個の光波信号を送信する。

本発明の実装によると、送信機９１１は、（ｎ−１）個の光波信号と、同一のレーザーから生成された１つの非変調光波とを発信する。非変調光波は、回線９３０で使用されるＭＣＦにおいて、参照符号１で示されるコアで送信される。遅延要素９４０の単一コアファイバー９５１は、非変調光波が１０ｍｓ遅延するように、例えば、ｎ−１個の他の単一コアファイバー９５２〜９５（ｎ）より長く設計される。このような場合、図６の要素５６１〜５６６と同一で、受信機９２２内に存する（ｎ−１）個の光遅延要素と、図６の中間ＤＳＰ部６２１〜６２６と同一の中間ＤＳＰ部内で、受信機９２２内に存するデジタルバッファーとが、非変調光波の遅延を低減するように設定されなければならない。これは、バッファーがより少ないシンボル期間遅延を用いなければならず、遅延要素がより長い経路に設定されなければならないことを意味する。このようにすることで、遅延を調整しなければならない方向を決定することができるため、図４の手順に従って図９のシステムを初期化するのに必要なステップ数を半減することができるようになる。特に、非変調光波の経路、すなわちソースチャンネルの長さは、他の空間分割多重化信号の経路に比して厳密に長い。

本発明の他の実装によると、遅延要素９４０の単一コアファイバー９５１は、例えば、（ｎ−１）個の変調光波信号が非変調光波に対して１０ｍｓ遅延するように、ｎ−１個の他の単一コアファイバー９５２〜９５（ｎ）に比して短く設計される。このような場合、図６の要素５６１〜５６６と同一であり、受信機９２２内に存する（ｎ−１）個の光遅延要素と、図６の中間ＤＳＰ部６２１〜６２６と同一の中間ＤＳＰ部内で、受信機９２２内に存するデジタルバッファーとは、非変調光波の遅延を増補するように設定されなければならない。これは、バッファーがより多くのシンボル期間遅延を用いなければならず、遅延要素がより短い経路に設定されなければならないことを意味する。このようにすることで、遅延が調整されなければならない方向を判定することができるため、図４の手順に従って図９のシステムを初期化するのに必要なステップ数を半減することができる。特に、非変調光波の経路、すなわちソースチャンネルの長さは、他の空間分割多重化信号の経路に比して厳密に短い。

本発明の他の実装によると、応答機９０１及び９０２、回線９３０及び９３１、遅延要素９４０及び９４３は、１９個の空間多重化チャンネルに基づいている。回線９３０及び９３１のＭＣＦは、１９コアＭＣＦである。応答機９０１及び９０２は、１８個の変調光波信号と、１つの非変調光波キャリアとを送受信する。

（第５の実施形態）
図１０は、ＳＤＭを使用する光送信機５０１と、ＳＤＭを使用する光受信機１００２と、ＭＣＦを使用する送信回線１０３とを備えた光学システムの概略図である。参照符号１０３、１６０、１６２〜１６４、１７０〜１７３、１７６〜１７８、１８０、及び１９１〜１９６で示された要素は、図１に描かれたものである。参照符号５０１、５４２、及び５６１〜５６６で示された要素は、図５に描かれたものである。送信機５０１及び受信機１００２は、回線１０３を通じて通信している。送信機５０１には、バイナリデータストリーム６０８が供給され、回線１０３のＭＣＦ内に送り出されるＳＤＭ信号を生成する。

受信機１００２は、回線１０３のＭＣＦの出力を７つの光波信号に逆多重化する空間デマルチプレクサ１６４からなる。デマルチプレクサ１６４で逆多重化した後、非変調光波がコヒーレントフロントエンド１６２に供給される。６つの変調信号に存する他の６つの光波が、光遅延要素５６１〜５６６内に供給される。処理部１７３によって非変調光波から抽出される周波数情報は、低速レートレーン１０７４に供給される。処理部１７３によって非変調光波から抽出される位相信号は、低速レートレーン１０７５に供給される。分割器１０２０は、各低速レートレーン１０３１、１０３２、１０３３、１０３４、１０３５、及び１０３６上でレーン１０７４を６つの同一の低速信号に分割し、これらが各受信機１０８１、１０８２、１０８３、１０８４、１０８５、及び１０８６に提供される。分割器１０２１は、各低速レートレーン１０４１、１０４２、１０４３、１０４４、１０４５、及び１０４６上でレーン１０７５を６つの同一の低速信号に分割し、これらが各受信機１０８１、１０８２、１０８３、１０８４、１０８５、及び１０８６に提供される。各受信機１０８１、１０８２、１０８３、１０８４、１０８５、及び１０８６は、各遅延要素５６１、５６２、５６３、５６４、５６５、及び５６６を通過する光波信号を受信及び処理し、各バイナリデータストリーム１９１、１９２、１９３、１９４、１９５、及び１９６を生成する。受信機１０８１〜１０８６は、同一である。受信機１０８１は、フロントエンド１６３、ＤＳＰ１８０、及び中間ＤＳＰ部１０７０からなる。あるいは、中間ＤＳＰ部１０７０をＤＳＰ１８０内に一体化することもできる。低速レートレーン１０３１及び１０４１は、中間ＤＳＰ部１０７０を通過し、それらが搬送する情報がＤＳＰ１８０の信号処理に使用されるように、ＤＳＰ部１８０に提供される。中間ＤＳＰ部１０７０は、デジタルバンドパスフィルタ１０７２と、低速レートレーン１０３１上のデジタルバッファー１７６と、デジタルバンドパスフィルタ１０７３と、低速レートレーン１０４１上のデジタルバッファー１７７とからなる。中間ＤＳＰ部１０７０はまた、低速レートレーン１０３１及び１０４１のクロックレートを制御する、デジタルバッファー１７６及び１７７の低速クロック発生器１７８も備える。中間ＤＳＰ部１０７０はまた、生成器１７８のレートと、バッファー１７６及び１７７の設定と、バンドパスフィルタ１０７２及び１０７３の帯域幅とを制御する制御部１０７９も備える。さらに、制御部１０７９は、遅延要素５６１の設定も制御する。

図１０のシステムは、図４に示すものと同様のシーケンスに従って制御することができる。図１０の場合、各レーン１０３１〜１０３６及び１０４１〜１０４６のレートは、各受信機１０８１〜１０８６の中間ＤＳＰ部の制御部によって制御される。同様に、受信機１０８１〜１０８６の各々について、各中間ＤＳＰ部のバンドパスフィルタの帯域幅は、各中間ＤＳＰ部の各制御部によって制御される。フィルタ１７２の帯域幅は、低速レートレーン１０３１〜１０３６及び１０４１〜１０４６に許容された最高レートの半分に固定される。あるいは、フィルタ１７２の帯域幅は、受信機１０８１〜１０８６の中間ＤＳＰ部の制御部によって設定することができる。特に図１０のシステムは、７つの空間分割多重信号を有しており、中でも、１つは非変調光波で生成されたソース信号であり、残りの６つの信号は、変調光波の宛先信号である。このシステムは、ソース信号に対して１つの処理部を有することを特徴とし、これによって宛先信号の各々に情報レーンを提供する。

図１０のシステムで使用される共有キャリア受信法によると、受信機１０８１、１０８２、１０８３、１０８４、１０８５、及び１０８６のＤＳＰで受信された信号の特性が、位相ノイズの補償のおかげで改善される。回線１０３のＭＣＦのコア間のスキューとは独立して、バンドパスフィルタの値は最適であり、ＤＳＰ１７０と受信機１０８１〜１０８６のＤＳＰの間のタイミングは最適である。さらに、調整に要する最大バッファーは、クロックレートの低下のおかげで低減される。これにより受信機１００２の動力消費が低減され、実装が簡略化される。さらに本発明によると、デジタルバッファー及び光遅延を組み合わせることにより、ＤＳＰ間の低速デジタルバッファーを通じた汎用且つ高速のタイミング適応設定を提供し、光領域で遅延を設定してデジタルバッファー遅延の一部を光遅延にオフロードすることにより、動力消費をさらに低減する。

本発明が上述の実施形態に限定されないことは明らかであり、本発明の範囲から逸脱しない限りにおいて、変更及び修正を加えることができる。

本発明は、空間分割多重を利用する光通信システムに適用することができる。

（１）送信システムであって、
いくつかの空間分割多重チャンネルを通じて光波を送信する送信部と、
前記チャンネルから信号を受信する受信部とを備え、
前記受信部は、
前記チャンネルのうちの１つであるソースチャンネルから受信した第１信号を処理し、デジタル領域において前記第１信号をフィルタリングするフィルタリング部と前記第１信号から情報を抽出する抽出部とを有する第１処理部と、
前記チャンネルのうちの１つであり、前記ソースチャンネルとは異なる宛先チャンネルから受信した第２信号を処理する第２処理部と、
前記第１信号から抽出した前記情報を第２信号に提供する第３処理部であって、前記第２信号のシンボルレートより厳密に低いクロックレートを有する、自らと同一のレートで駆動されるデジタルバッファーを各々有した情報レーンを使用して、前記第２処理部で使用される前記第１処理部からの前記情報を前記第２処理部に提供する第３処理部と、
前記第２信号の品質に応じてモニター信号を生成するモニタリング部と、
前記第１処理部の前記フィルタリング部の帯域幅において、前記第１信号と前記第２信号との間のスキューを制御し、前記モニター信号の値と、前記第１処理部と前記第２処理部との間の前記情報レーン上における前記デジタルバッファーとを使用する制御部とを備える送信システム。
（２）前記ソースチャンネルの光波は、前記宛先チャンネルの光波キャリアに使用するのと同一の光波ソースから生成された連続波光であり、
前記連続波光及び前記宛先チャンネルの前記光波信号は、同一の局所発振器を使用してコヒーレントに受信され、
前記第１信号から抽出された前記情報は、前記ソースチャンネルの前記連続波光の周波数と、前記ソースチャンネルの前記連続波光の位相とに関する情報を含み、
前記情報レーンは、２つのサブレーンを含み、前記サブレーンの一方は、前記ソースチャンネルの前記連続波光の前記周波数についての前記情報を搬送し、前記サブレーンの他方は、前記ソースチャンネルの前記連続波光の前記位相についての前記情報を搬送し、
前記第２処理部は、前記ソースチャンネルの前記連続波光の周波数についての前記情報と前記位相についての前記情報とを使用して、前記第２信号の位相及び周波数を処理し、
前記制御部は、以下のステップにより、前記連続波光と前記第２信号との間の前記スキューを制御し、以下のステップとは、
前記連続波光の処理における前記デジタルフィルタリング部の帯域幅を、前記宛先チャンネルの前記シンボルレートの半分未満の値に設定する第１ステップと、
前記宛先チャンネルから生成された前記モニターが最適となるように、前記スキューを制御する第２ステップと、
前記デジタル帯域幅の値を低減し、前記モニターが最適となるように前記スキューを制御する第３ステップと、
前記デジタルフィルタリングの前記帯域幅について最後に設定された２つの値に関して得られた前記モニターの最後の２つの最適値を比較する第４ステップと、
前記最後の２つの最適値が互いに異なる場合、前記第４ステップを繰り返す第５ステップとである（１）に記載の送信システム。
（３）前記制御部は、前記デジタルフィルタリング部の前記値と比例的に、前記情報レーンのクロックレートを設定する（１）又は（２）のいずれか１つに記載のシステム。
（４）前記制御部は、前記システムの光波の光路上に配置された光遅延成分を制御する（１）〜（３）のいずれか１つに記載のシステム。
（５）前記ソースチャンネルが送信される経路は、前記空間分割多重信号の他の経路に比して厳密に長い（１）〜（４）のいずれか１つに記載のシステム。
（６）前記ソースチャンネルが送信される前記経路は、前記空間分割多重信号の他の経路に比して厳密に短い（１）〜（４）のいずれか１つに記載のシステム。
（７）前記モニター信号は、前記宛先チャンネル上の順方向誤り補正によって訂正される誤りの数に応じて生成される（１）〜（６）のいずれか１つに記載のシステム。
（８）前記モニター信号は、前記宛先チャンネルの信号の位相回転情報のモニターにおけるタップ部分の電力に応じて生成され、前記位相回転情報は、前記ソース連続光波における前記フィルタリング手段の帯域幅と同一の帯域幅に含まれる（１）〜（６）のいずれか１つに記載のシステム。
（９）前記ソースチャンネル以外の前記チャンネルは、前記宛先チャンネルであり、
前記第２処理部、前記モニタリング部、及び前記制御部は、前記宛先チャンネルの各々から受信した前記第２信号の各々を処理し、
前記情報レーンは、前記宛先チャンネルの各々に対して設けられる（１）〜（８）のいずれか１つに記載のシステム。
（１０）前記制御部はさらに、前記第５ステップ後、以下の追加ステップにより、前記スキューを制御し、以下の追加ステップとは、
前記モニター信号が最適となるように、前記スキューを制御するステップであり、
前記デジタルフィルタリング部の前記帯域幅は、一定に保たれ、
前記追加ステップは、前記第５ステップの終了後に実施される（２）に記載のシステム。
（１１）いくつかの空間分割多重チャンネルを通じて光波の信号を受信する受信部であって、前記チャンネルから信号を受信する受信部を備え、
前記受信部は、
前記チャンネルのうちの１つであるソースチャンネルから受信した第１信号を処理し、デジタル領域において前記第１信号をフィルタリングするフィルタリング部と前記第１信号から情報を抽出する抽出部とを有する第１処理部と、
前記チャンネルのうちの１つであり、前記ソースチャンネルとは異なる宛先チャンネルから受信した第２信号を処理する第２処理部と、
前記第１信号から抽出した前記情報を第２信号に提供する第３処理部であって、前記第２信号のシンボルレートより厳密に低いクロックレートを有する、自らと同一のレートで駆動されるデジタルバッファーを各々有した情報レーンを使用して、前記第２処理部で使用される前記第１処理部からの前記情報を前記第２処理部に提供する第３処理部と、
前記第２信号の品質に応じてモニター信号を生成するモニタリング部と、
前記第１処理部の前記フィルタリング部の帯域幅において、前記第１信号と前記第２信号との間のスキューを制御し、前記モニター信号の値と、前記第１処理部と前記第２処理部との間の前記情報レーン上における前記デジタルバッファーとを使用する制御部とを備える受信部。
（１２）前記ソースチャンネルの光波は、前記宛先チャンネルの光波キャリアに使用するのと同一の光波ソースから生成された連続波光であり、
前記連続波光及び前記宛先チャンネルの前記光波信号は、同一の局所発振器を使用してコヒーレントに受信され、
前記第１信号から抽出された前記情報は、前記ソースチャンネルの前記連続波光の周波数と、前記ソースチャンネルの前記連続波光の位相とに関する情報を含み、
前記情報レーンは、２つのサブレーンを含み、前記サブレーンの一方は、前記ソースチャンネルの前記連続波光の前記周波数についての前記情報を搬送し、前記サブレーンの他方は、前記ソースチャンネルの前記連続波光の前記位相についての前記情報を搬送し、
前記第２処理部は、前記ソースチャンネルの前記連続波光の周波数についての前記情報と前記位相についての前記情報とを使用して、前記第２信号の位相及び周波数を処理し、
前記制御部は、以下のステップにより、前記連続波光と前記第２信号との間の前記スキューを制御し、以下のステップとは、
前記連続波光の処理における前記デジタルフィルタリング部の帯域幅を、前記宛先チャンネルの前記シンボルレートの半分未満の値に設定する第１ステップと、
前記宛先チャンネルから生成された前記モニターが最適となるように、前記スキューを制御する第２ステップと、
前記デジタル帯域幅の値を低減し、前記モニターが最適となるように前記スキューを制御する第３ステップと、
前記デジタルフィルタリングの前記帯域幅について最後に設定された２つの値に関して得られた前記モニターの最後の２つの最適値を比較する第４ステップと、
前記最後の２つの最適値が互いに異なる場合、前記第４ステップを繰り返す第５ステップとである（１１）に記載の受信部。
（１３）前記制御部は、前記デジタルフィルタリング部の前記値と比例的に、前記情報レーンのクロックレートを設定する（１）又は（２）のいずれか１つに記載の受信部。
（１４）前記制御部は、前記システムの光波の光路上に配置された光遅延成分を制御する（１１）〜（１３）のいずれか１つに記載の受信部。
（１５）前記ソースチャンネルが送信される経路は、前記空間分割多重信号の他の経路に比して厳密に長い（１１）〜（１４）のいずれか１つに記載の受信部。
（１６）前記ソースチャンネルが送信される前記経路は、前記空間分割多重信号の他の経路に比して厳密に短い（１１）〜（１４）のいずれか１つに記載の受信部。
（１７）前記モニター信号は、前記宛先チャンネル上の順方向誤り補正によって訂正される誤りの数に応じて生成される（１１）〜（１６）のいずれか１つに記載の受信部。
（１８）前記モニター信号は、前記宛先チャンネルの信号の位相回転情報のモニターにおけるタップ部分の電力に応じて生成され、前記位相回転情報は、前記ソース連続光波における前記フィルタリング手段の帯域幅と同一の帯域幅に含まれる（１１）〜（１６）のいずれか１つに記載の受信部。
（１９）前記ソースチャンネル以外の前記チャンネルは、前記宛先チャンネルであり、
前記第２処理部、前記モニタリング部、及び前記制御部は、前記宛先チャンネルの各々から受信した前記第２信号の各々を処理し、
前記情報レーンは、前記宛先チャンネルの各々に対して設けられる（１１）〜（１８）のいずれか１つに記載の受信部。
（２０）前記制御部はさらに、前記第５ステップ後、以下の追加ステップにより、前記スキューを制御し、以下の追加ステップとは、
前記モニター信号が最適となるように、前記スキューを制御するステップであり、
前記デジタルフィルタリング部の前記帯域幅は、一定に保たれ、
前記追加ステップは、前記第５ステップの終了後に実施される（１２）に記載の受信部。

Claims (10)

1. 送信システムであって、
   少なくとも第１チャンネルと第２チャンネルを含む複数の空間分割多重チャンネルを通じて光波を送信する送信部と、
   前記チャンネルから信号を受信する受信部とを備え、
   前記送信部によって送信される前記光波はレーザー光であり、
   前記受信部は、
   前記第１チャンネルから受信した第１信号を処理し、デジタル領域において前記第１信号をフィルタリングするフィルタリング部と前記第１信号から情報を抽出する抽出部とを有する第１処理部と、
   前記第２チャンネルから受信した第２信号を処理する第２処理部と、
   前記第１信号から抽出した前記情報を第２処理部に提供する第３処理部とを備え、
   前記第３処理部は、前記第１処理部と前記第２処理部とを接続する情報レーンを使用して、前記第２処理部で使用される前記第１処理部からの前記情報を前記第２処理部に提供し、
   前記第２処理部はデジタルバッファーを有し、
   前記デジタルバッファーは、前記第２信号のシンボルレートより低いクロックレートを有し、なおかつ前記第３処理部と同一のレートで駆動され、
   前記受信部はさらに、
   前記第２信号の品質に応じてモニター信号を生成するモニタリング部と、
   前記モニター信号の値と、前記第１処理部と前記第２処理部との間の前記情報レーン上における前記デジタルバッファーとを使用して、前記第１処理部の前記フィルタリング部の帯域幅において、前記第１信号と前記第２信号との間のスキューを制御する制御部とを備え、
   前記第１チャンネルの光波は、前記第２チャンネルの光波キャリアに使用するのと同一の光波ソースから生成された連続波光であり、
   前記連続波光及び前記第２チャンネルの前記光波は、同一の局所発振器を使用してコヒーレントに受信され、
   前記第１信号から抽出された前記情報は、前記第１チャンネルの前記連続波光の周波数と、前記第１チャンネルの前記連続波光の位相とに関する情報を含む、送信システム。
2. 前記情報レーンは、２つのサブレーンを含み、前記サブレーンの一方は、前記第１チャンネルの前記連続波光の前記周波数についての前記情報を搬送し、前記サブレーンの他方は、前記第１チャンネルの前記連続波光の前記位相についての前記情報を搬送し、
   前記第２処理部は、前記第１チャンネルの前記連続波光の周波数についての前記情報と前記位相についての前記情報とを使用して、前記第２信号の位相及び周波数を処理し、
   前記制御部は、以下のステップにより、前記連続波光と前記第２信号との間の前記スキューを制御し、以下のステップとは、
   前記連続波光の処理における前記フィルタリング部の帯域幅を、前記第２チャンネルの前記シンボルレートの半分未満の値に設定する第１ステップと、
   前記第２チャンネルから生成された前記モニターが最適となるように、前記スキューを制御する第２ステップと、
   前記デジタル帯域幅の値を低減し、前記モニターが最適となるように前記スキューを制御する第３ステップと、
   前記フィルタリングの前記帯域幅について最後に設定された２つの値に関して得られた前記モニターの最後の２つの最適値を比較する第４ステップと、
   前記最後の２つの最適値が互いに異なる場合、前記第４ステップを繰り返す第５ステップとである請求項１に記載の送信システム。
3. 前記制御部は、前記フィルタリング部の前記帯域幅の値と比例的に、前記情報レーンのクロックレートを設定する請求項１又は２に記載の送信システム。
4. 前記制御部は、前記システムの光波の光路上に配置された光遅延成分を制御する請求項１〜３のいずれか一項に記載の送信システム。
5. 前記第１チャンネルが送信される経路は、前記空間分割多重された信号の他の経路に比して長い請求項１〜４のいずれか一項に記載の送信システム。
6. 前記第１チャンネルが送信される経路は、前記空間分割多重された信号の他の経路に比して短い請求項１〜４のいずれか一項に記載の送信システム。
7. 前記モニター信号は、前記第２チャンネル上の順方向誤り補正によって訂正される誤りの数に応じて生成される請求項１〜６のいずれか一項に記載の送信システム。
8. 前記システムの前記空間分割多重チャンネルの数は、２以上の整数であり、
   前記チャンネルの１つは前記第１処理部に対する前記第１チャンネルであり、他のチャンネルは前記第２チャンネルであり、前記第２処理部は前記第２チャンネルの各々に対して設けられ、
   前記情報レーンは、前記第２チャンネルの各々に対して設けられ、
   前記第２処理部、前記モニタリング部、及び前記制御部は、前記第２チャンネルの各々から受信した前記第２信号の各々を処理し、
   前記情報レーンは、前記第２チャンネルの各々に対して設けられる請求項１〜７のいずれか一項に記載の送信システム。
9. 前記制御部はさらに、前記第５ステップの終了後に実施される以下の追加ステップにより、前記スキューを制御し、以下の追加ステップとは、
   前記モニター信号が最適となるように、前記スキューを制御する第６ステップと、
   前記フィルタリング部の前記帯域幅を一定に保つ第７ステップとである請求項２に記載の送信システム。
10. 少なくとも第１チャンネルと第２チャンネルを含む複数の空間分割多重チャンネルを通じて光波の信号を受信する受信部であって、
    前記光波はレーザー光であり、
    前記受信部は、
    前記第１チャンネルから受信した第１信号を処理し、デジタル領域において前記第１信号をフィルタリングするフィルタリング部と前記第１信号から情報を抽出する抽出部とを有する第１処理部と、
    前記第２チャンネルから受信した第２信号を処理する第２処理部と、
    前記第１信号から抽出した前記情報を第２処理部に提供する第３処理部とを備え、
    前記第３処理部は、前記第１処理部と前記第２処理部とを接続する情報レーンを使用して、前記第２処理部で使用される前記第１処理部からの前記情報を前記第２処理部に提供し、
    前記第２処理部はデジタルバッファーを有し、
    前記デジタルバッファーは、前記第２信号のシンボルレートより低いクロックレートを有し、なおかつ前記第３処理部と同一のレートで駆動され、
    前記受信部はさらに、
    前記第２信号の品質に応じてモニター信号を生成するモニタリング部と、
    前記モニター信号の値と、前記第１処理部と前記第２処理部との間の前記情報レーン上における前記デジタルバッファーとを使用して、前記第１処理部の前記フィルタリング部の帯域幅において、前記第１信号と前記第２信号との間のスキューを制御する制御部とを備え、
    前記第１チャンネルの光波は、前記第２チャンネルの光波キャリアに使用するのと同一の光波ソースから生成された連続波光であり、
    前記連続波光及び前記第２チャンネルの前記光波は、同一の局所発振器を使用してコヒーレントに受信され、
    前記第１信号から抽出された前記情報は、前記第１チャンネルの前記連続波光の周波数と、前記第１チャンネルの前記連続波光の位相とに関する情報を含む、受信部。

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