JP6189075B2 - 静電容量推定回路、タッチパネルシステム、及び電子機器 - Google Patents
静電容量推定回路、タッチパネルシステム、及び電子機器 Download PDFInfo
- Publication number
- JP6189075B2 JP6189075B2 JP2013086112A JP2013086112A JP6189075B2 JP 6189075 B2 JP6189075 B2 JP 6189075B2 JP 2013086112 A JP2013086112 A JP 2013086112A JP 2013086112 A JP2013086112 A JP 2013086112A JP 6189075 B2 JP6189075 B2 JP 6189075B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- capacitance
- signal
- drive
- inverted
- inversion
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Description
本発明は、センスラインに交差する１本以上のドライブラインに一端が接続され、他端がセンスラインに接続された１個以上の静電容量の容量値を推定するためのデータを取得する静電容量推定回路、並びにこれを備えたタッチパネルシステム及び電子機器に関する。
マトリックス状に分布した静電容量値を検出する装置、例えば、Ｍ本のドライブラインとＬ本のセンスラインとの間に形成される静電容量行列の静電容量値の分布を検出する容量検出装置が、特許文献１に開示されている。この容量検出装置は、指やペンでタッチパネルに触れると、触れられた静電容量の容量値が変化するので、容量値変化を検出して、指やペンのタッチを検出する。
（従来の静電容量検出回路９１の構成）
図１６は、従来の静電容量検出回路９１の構成を示す回路図である。静電容量検出回路９１は、センスラインＳＬに交差するドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４にそれぞれ一端が接続され、他端がセンスラインＳＬに接続された静電容量Ｃ１〜Ｃ４の容量値を推定するためのデータを取得する。
図１６は、従来の静電容量検出回路９１の構成を示す回路図である。静電容量検出回路９１は、センスラインＳＬに交差するドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４にそれぞれ一端が接続され、他端がセンスラインＳＬに接続された静電容量Ｃ１〜Ｃ４の容量値を推定するためのデータを取得する。
静電容量検出回路９１は、駆動回路８を備えている。駆動回路８は、ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４に電圧Ｖｉｎ１〜Ｖｉｎ４を印加する。センスラインＳＬには、センスライン寄生容量Ｃｐが存在する。センスライン寄生容量Ｃｐには、外部からノイズＮＺが印加される。静電容量検出回路９１には、センスアンプ２が設けられている。センスアンプ２は、電圧Ｖｉｎ１〜Ｖｉｎ４の印加により静電容量Ｃ１〜Ｃ４に蓄積された電荷を、センスラインＳＬを通して読み出す。
センスアンプ２は、オペアンプ１０を有している。オペアンプ１０の反転入力端子はセンスラインＳＬに接続されており、非反転入力端子は基準電圧Ｖｒに接続されている。センスアンプ２には、オペアンプ１０の反転入力端子とオペアンプ１０の出力とに接続された積分容量Ｃｆ及びスイッチＳＷＲが互いに並列に設けられている。
（従来の静電容量検出回路９１の動作）
例えば、液晶ディスプレイ上に形成されたタッチパネルの場合、液晶ディスプレイの表面上に検出対象容量が形成されるため、センスラインＳＬは液晶の画素を駆動する配線との間にセンスライン寄生容量Ｃｐが形成され、液晶の画素を駆動する電圧が該寄生容量に印加されセンスアンプの出力Ｖｏｕｔにノイズとして重畳される。
例えば、液晶ディスプレイ上に形成されたタッチパネルの場合、液晶ディスプレイの表面上に検出対象容量が形成されるため、センスラインＳＬは液晶の画素を駆動する配線との間にセンスライン寄生容量Ｃｐが形成され、液晶の画素を駆動する電圧が該寄生容量に印加されセンスアンプの出力Ｖｏｕｔにノイズとして重畳される。
今、図１６の静電容量検出回路９１が、駆動電圧Ｖｉｎ１＝Ｖｉｎ２＝Ｖｉｎ３＝Ｖｉｎ４＝０とした状態でリセット用スイッチＳＷＲを閉じて、時刻ｔ０においてスイッチＳＷＲを開いたとする。その後ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４が駆動電圧Ｖｉｎ１、Ｖｉｎ２、Ｖｉｎ３、及びＶｉｎ４で駆動されている時刻ｔにおけるセンスアンプ２の出力電圧Ｖｏｕｔ（ｔ）は、以下の式（１）で表わされる。
Ｖｏｕｔ（ｔ）＝−（Ｖｉｎ１・Ｃ１＋Ｖｉｎ２・Ｃ２＋Ｖｉｎ３・Ｃ３＋Ｖｉｎ４・Ｃ４＋（Ｖｎ（ｔ）−Ｖｎ（ｔ０））・Ｃｐ）／Ｃｆ＋Ｖｒ …式（１）
ここで、ノイズＮＺの時刻ｔにおける電圧をＶｎ（ｔ）と表わしている。
ここで、ノイズＮＺの時刻ｔにおける電圧をＶｎ（ｔ）と表わしている。
式（１）から判るように、ノイズ電圧の差｛Ｖｎ（ｔ）−Ｖｎ（ｔ０）｝とセンスライン寄生容量Ｃｐとの積の絶対値が、｛Ｖｉｎ１・Ｃ１＋Ｖｉｎ２・Ｃ２＋Ｖｉｎ３・Ｃ３＋Ｖｉｎ４・Ｃ４｝の絶対値に比べて十分小さくなければ、出力電圧Ｖｏｕｔ（ｔ）を用いて静電容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、及びＣ４を推定する場合に誤差が生じる。
誤差を小さくするためリセット、駆動電圧Ｖｉｎ１、Ｖｉｎ２、Ｖｉｎ３、及びＶｉｎ４の印加、及び出力Ｖｏｕｔの読み出しという動作を複数回繰り返して行い出力を平均化することが知られている。この場合、出力Ｖｏｕｔの読み出しごとに｛Ｖｎ（ｔ）−Ｖｎ（ｔ０）｝の値が無相関に分布すれば、平均化によりサンプル個数の平方根に反比例してノイズの値が減少する。
また、特許文献１には、検出対象静電容量を駆動電圧で充電して、充電された電荷を積分アンプに積分して放電させるという過程を繰り返すことで積分アンプの出力の信号対ノイズ比が改善することが記載されている。
しかしながら、静電容量Ｃ１〜Ｃ４をリセットし、駆動電圧Ｖｉｎ１〜Ｖｉｎ４により静電容量Ｃ１〜Ｃ４を再充電して静電容量Ｃ１〜Ｃ４の電荷をセンスアンプ２で読み出すという処理は、ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４、センスラインＳＬの電圧を変化させるため、この電圧変化が収束するまでにはそれらのラインの持つ時定数で律速された時間がかかり、容量値の推測に求められる限られた時間内に行える平均化の回数が不足するという課題があった。
駆動回路８がドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４に電圧を印加している間に、センスアンプ２の出力を複数回サンプリングするといった構成を採用することにより、静電容量Ｃ１〜Ｃ４をリセット及び再充電してセンスアンプ２で読み出すという処理を繰り返す構成よりも、処理時間を短縮することが可能である。しかしながら、センスアンプ２の出力電圧Ｖｏｕｔに混入するノイズのうち、特に低周波ノイズを低減することが困難であった。また、上述の処理の繰返しにおいて静電容量の充放電に関わる消費電力を低減し、変化する駆動信号に起因する不要輻射を抑圧することは困難であった。このことは、特に、静電容量を多数備えるタッチパネルにおいて顕著である。
本発明の目的は、以上の課題を鑑みてタッチパネルに利用される静電容量の充放電に関わる消費電力の低減と、駆動信号に起因する不要輻射の抑圧と、センスアンプの出力に混入する低周波ノイズの低減とを、所望の程度で両立することにある。
また本発明の一態様に係る静電容量値推定回路は、センスラインに交差する１本以上のドライブラインに一端が接続され、他端が前記センスラインに接続された１個以上の静電容量の容量値を推定するための容量値推定データを取得する静電容量値推定回路であって、第１駆動電圧と、前記第１駆動電圧の極性を反転させた第１反転駆動電圧と、第２駆動電圧と、前記第２駆動電圧の極性を反転させた第２反転駆動電圧とを、この順番に前記ドライブラインに印加する駆動回路と、前記第１駆動電圧により前記静電容量に蓄積された電荷に基づく第１容量信号及び第２容量信号と、前記第１反転駆動電圧により前記静電容量に蓄積された電荷に基づく第１反転容量信号及び第２反転容量信号と、前記第２駆動電圧により前記静電容量に蓄積された電荷に基づく第３容量信号及び第４容量信号と、前記第２反転駆動電圧により前記静電容量に蓄積された電荷に基づく第３反転容量信号及び第４反転容量信号とを順番に読み出すセンスアンプと、前記第１容量信号及び前記第２容量信号を平均化した信号と、前記第１反転容量信号及び前記第２反転容量信号を平均化した信号との差成分である第１検出信号と、前記第３容量信号及び前記第４容量信号を平均化した信号と、前記第３反転容量信号及び前記第４反転容量信号を平均化した信号との差成分である第２検出信号とを演算し、前記第１検出信号と前記第２検出信号とに基づいて前記容量値推定データを演算する演算回路とを備える。
また本発明の一態様に係る静電容量値推定回路は、第１センスラインに交差する１本以上のドライブラインに一端が接続され、他端が前記第１センスラインに接続された１個以上の第１静電容量、第２センスラインに交差する前記ドライブラインに一端が接続され、他端が前記第２センスラインに接続された１個以上の第２静電容量との容量差を推定するための容量差推定データを取得する静電容量値推定回路であって、前記ドライブラインに駆動電圧を印加する駆動回路と、前記駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第１容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第２容量信号を読み出した後、前記駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第３容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第４容量信号を読み出すセンスアンプとを備え、前記駆動回路は、前記駆動電圧の極性を反転させた反転駆動電圧を前記ドライブラインに印加し、前記センスアンプは、前記反転駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第１反転容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第２反転容量信号を読み出した後、前記反転駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第３反転容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第４反転容量信号を読み出し、前記第１容量信号と前記第２容量信号との差、前記第３容量信号と前記第４容量信号との差、前記第１反転容量信号と前記第２反転容量信号との差、及び前記第３反転容量信号と前記第４反転容量信号との差の４個の差成分を表す信号に基づいて、前記容量差推定データを演算する演算回路をさらに備える。
また本発明の一態様に係る静電容量値推定回路は、第１センスラインに交差する１本以上のドライブラインに一端が接続され、他端が前記第１センスラインに接続された１個以上の第１静電容量と、第２センスラインに交差する前記ドライブラインに一端が接続され、他端が前記第２センスラインに接続された１個以上の第２静電容量との間の容量差を推定するための容量差推定データを取得する静電容量値推定回路であって、前記ドライブラインに第１駆動電圧を印加する駆動回路と、前記第１駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第１容量信号を前記第１センスラインから読み出し、及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第２容量信号を前記第２センスラインから読み出した後、前記第１駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第３容量信号を前記第１センスラインから読み出し、及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第４容量信号を前記第２センスラインから読み出すセンスアンプとを備え、前記駆動回路は、前記第１駆動電圧を印加した後、前記第１駆動電圧の極性を反転させた第１反転駆動電圧を前記ドライブラインに印加し、前記センスアンプは、前記第１反転駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第１反転容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第２反転容量信号を読み出した後、前記第１反転駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第３反転容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第４反転容量信号を読み出し、前記駆動回路は、前記第１反転駆動電圧を印加した後、前記ドライブラインに第２駆動電圧を印加し、前記センスアンプは、前記第２駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第５容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第６容量信号を読み出した後、前記第２駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第７容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第８容量信号を読み出し、前記駆動回路は、前記第２駆動電圧を印加した後、前記第２駆動電圧の極性を反転させた第２反転駆動電圧を前記ドライブラインに印加し、前記センスアンプは、前記第２反転駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第５反転容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第６反転容量信号を読み出した後、前記第２反転駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第７反転容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第８反転容量信号を読み出し、前記第１容量信号と前記第２容量信号との差と前記第３容量信号と前記第４容量信号との差とを平均化した信号と、前記第１反転容量信号と前記第２反転容量信号との差と前記第３反転容量信号と前記第４反転容量信号との差とを平均化した信号との間の差を表す第１検出信号と、前記第５容量信号と前記第６容量信号との差と前記第７容量信号と前記第８容量信号との差とを平均化した信号と、前記第５反転容量信号と前記第６反転容量信号との差と前記第７反転容量信号と前記第８反転容量信号との差とを平均化した信号との間の差を表す第２検出信号とに基づいて、前記容量差推定データを演算する演算回路とを備える。
本発明の一態様によれば、タッチパネルに利用される静電容量の充放電に関わる消費電力の低減と、駆動信号に起因する不要輻射の抑圧と、センスアンプの出力に混入する低周波ノイズの低減とを、所望の程度で両立することができる。
以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。
〔実施形態１〕
本発明の他の実施形態について、図１〜図１１に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
本発明の他の実施形態について、図１〜図１１に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
＜静電容量検出回路１の構成＞
図１は、本実施形態に係る静電容量検出回路（静電容量推定回路）１の構成を示す回路図である。静電容量検出回路１は、センスラインＳＬに交差するドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４にそれぞれ一端が接続され、他端がセンスラインＳＬに接続された静電容量Ｃ１〜Ｃ４の容量値を推定するためのデータを取得する。
図１は、本実施形態に係る静電容量検出回路（静電容量推定回路）１の構成を示す回路図である。静電容量検出回路１は、センスラインＳＬに交差するドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４にそれぞれ一端が接続され、他端がセンスラインＳＬに接続された静電容量Ｃ１〜Ｃ４の容量値を推定するためのデータを取得する。
静電容量検出回路１は、駆動回路８を備えている。駆動回路８は、ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４に電圧Ｖｉｎ１〜Ｖｉｎ４を印加する。センスラインＳＬには、センスライン寄生容量Ｃｐが存在する。センスライン寄生容量Ｃｐには、外部からノイズＮＺが印加される。静電容量検出回路１には、センスアンプ２が設けられている。センスアンプ２は、電圧Ｖｉｎ１〜Ｖｉｎ４の印加により静電容量Ｃ１〜Ｃ４に蓄積された電荷を、センスラインＳＬを通して読み出す。
センスアンプ２は、オペアンプ１０を有している。オペアンプ１０の反転入力端子はセンスラインＳＬに接続されており、非反転入力端子は基準電圧Ｖｒに接続されている。センスアンプ２には、オペアンプ１０の反転入力端子とオペアンプ１０の出力とに接続された積分容量Ｃｆ及びスイッチＳＷＲが互いに並列に設けられている。
センスアンプ２は、集積化されており、センスラインＳＬに接続された入力端子９を有している。
静電容量検出回路１は、アナログデジタル（ＡＤ）変換器３を備えている。ＡＤ変換器３は、駆動回路８がドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４に電圧Ｖｉｎ１〜Ｖｉｎ４を印加している間に、センスアンプ２の出力を複数回繰り返してサンプリングし、サンプリング毎にデジタル値に変換する。ＡＤ変換器３には、擬似乱数発生回路７が接続されている。擬似乱数発生回路７は、ＡＤ変換器３のサンプリング周期を制御するために、予め定められた範囲内の乱数を生成してＡＤ変換器３に供給する。
静電容量検出回路１には、デジタル演算回路（演算回路）４が設けられている。デジタル演算回路４は、ＡＤ変換器３により変換された複数のデジタル値を平均化する。
ここで、駆動回路８は、駆動符号生成部２０と接続されており、駆動符号生成部２０から駆動符号を受け取る。駆動符号とは、駆動符号生成部２０により生成される符号であって、駆動回路８がドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４に印加する電圧の極性を指示する正または負の符号を意味する。
また、デジタル演算回路４は、駆動符号生成部２０と接続されており、駆動符号生成部２０から駆動回路８が受け取った駆動符号を検知することができる。そして、デジタル演算回路４は、当該駆動符号に応じて、センスアンプ２の出力ＶｏｕｔがＡＤ変換器３により変換されたデジタル値に対して処理を行うことができる。
＜静電容量検出回路１の動作＞
（静電容量検出回路１の駆動方法）
静電容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、及びＣ４のセンスラインＳＬと繋がらない方の端子に、ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４を通して電圧Ｖｉｎ１、Ｖｉｎ２、Ｖｉｎ３、及びＶｉｎ４を印加して、そのときのセンスアンプ２の出力電圧をＡＤ変換器３により複数回繰り返して読み出すことで容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、及びＣ４の値を推定するためのデータを得る。センスラインＳＬの電荷をリセットするため、まずスイッチＳＷＲを閉じて、ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４への印加電圧Ｖｉｎ１＝Ｖｉｎ２＝Ｖｉｎ３＝Ｖｉｎ４＝０とする。
（静電容量検出回路１の駆動方法）
静電容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、及びＣ４のセンスラインＳＬと繋がらない方の端子に、ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４を通して電圧Ｖｉｎ１、Ｖｉｎ２、Ｖｉｎ３、及びＶｉｎ４を印加して、そのときのセンスアンプ２の出力電圧をＡＤ変換器３により複数回繰り返して読み出すことで容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、及びＣ４の値を推定するためのデータを得る。センスラインＳＬの電荷をリセットするため、まずスイッチＳＷＲを閉じて、ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４への印加電圧Ｖｉｎ１＝Ｖｉｎ２＝Ｖｉｎ３＝Ｖｉｎ４＝０とする。
ＡＤ変換器３による読み出しの繰り返し回数は、実際には、駆動方式や外来ノイズの状況、必要とされる信号対ノイズ比（Ｓ／Ｎ；Signal-to-Noise ratio）により、数回から１０００回以上まで多様な数値を取り得る。ここで、Ｓ／Ｎとは、センスアンプ２の出力電圧Ｖｏｕｔに含まれる容量Ｃ１〜Ｃ４に起因する信号成分とノイズＮＺに起因する雑音成分の比を表す。ここで、ＡＤ変換器３によるセンスアンプ２の出力電圧Ｖｏｕｔの複数回繰り返しサンプリングにおいては、指やペンのタッチ位置を検出するために必要とされるＳ／Ｎ比を実現でき、かつ一回のタッチ位置検出に許容される時間内に完了できる適切な繰り返し回数を選ぶ。
その後、時刻ｔ０においてスイッチＳＷＲを開き、さらにその後、駆動電圧をＶｉｎ１＝Ｖｄ、Ｖｉｎ２＝Ｖｉｎ３＝Ｖｉｎ４＝０にして出力が収束した後の時刻ｔにおける出力電圧値は、
Ｖｏｕｔ（ｔ）＝−｛Ｖｄ・Ｃ１＋（Ｖｎ（ｔ）−Ｖｎ（ｔ０））・Ｃｐ｝／Ｃｆ＋Ｖｒ …式（１）、
となり、Ｖｎ（ｔ）−Ｖｎ（ｔ０）というノイズで決まる誤差を許容すると静電容量Ｃ１の値を推定できる。ここで、ノイズによる誤差を削減するために、駆動電圧をＶｉｎ１＝Ｖｄ、Ｖｉｎ２＝Ｖｉｎ３＝Ｖｉｎ４＝０にして、出力が収束した後の出力電圧を時刻ｔ１１、ｔ１２、…ｔ１ｎにおいてＡＤ変換器３によりｎ回繰り返してサンプリングしてデジタル値に変換し、デジタル演算回路４によりそれらのデジタル値の加算平均Ｖｏｕｔ＿ａｖｅを求めると、
Ｖｏｕｔ＿ａｖｅ＝−｛ｎ・Ｖｄ・Ｃ１＋（Ｖｎ（ｔ１１）＋Ｖｎ（ｔ１２）＋・・・＋Ｖｎ（ｔ１ｎ）−ｎ・Ｖｎ（ｔ０））・Ｃｐ｝／（ｎ・Ｃｆ）＋Ｖｒ、
となる。この加算平均値に含まれるノイズの項、（Ｖｎ（ｔ１１）＋Ｖｎ（ｔ１２）＋・・・＋Ｖｎ（ｔ１ｎ）−ｎ・Ｖｎ（ｔ０））／ｎはサンプル間のノイズ電圧Ｖｎ（ｔ１１）、Ｖｎ（ｔ１２）、…Ｖｎ（ｔ１ｎ）に相関が無ければ、ｒｍｓ値（二乗平均平方根、Root Mean Square）は１／ｓｑｒｔ（ｎ）に比例して小さくなる。ここで、ｓｑｒｔ（ｎ）とは、数値ｎの平方根を意味し、以下おいても同様である。
Ｖｏｕｔ（ｔ）＝−｛Ｖｄ・Ｃ１＋（Ｖｎ（ｔ）−Ｖｎ（ｔ０））・Ｃｐ｝／Ｃｆ＋Ｖｒ …式（１）、
となり、Ｖｎ（ｔ）−Ｖｎ（ｔ０）というノイズで決まる誤差を許容すると静電容量Ｃ１の値を推定できる。ここで、ノイズによる誤差を削減するために、駆動電圧をＶｉｎ１＝Ｖｄ、Ｖｉｎ２＝Ｖｉｎ３＝Ｖｉｎ４＝０にして、出力が収束した後の出力電圧を時刻ｔ１１、ｔ１２、…ｔ１ｎにおいてＡＤ変換器３によりｎ回繰り返してサンプリングしてデジタル値に変換し、デジタル演算回路４によりそれらのデジタル値の加算平均Ｖｏｕｔ＿ａｖｅを求めると、
Ｖｏｕｔ＿ａｖｅ＝−｛ｎ・Ｖｄ・Ｃ１＋（Ｖｎ（ｔ１１）＋Ｖｎ（ｔ１２）＋・・・＋Ｖｎ（ｔ１ｎ）−ｎ・Ｖｎ（ｔ０））・Ｃｐ｝／（ｎ・Ｃｆ）＋Ｖｒ、
となる。この加算平均値に含まれるノイズの項、（Ｖｎ（ｔ１１）＋Ｖｎ（ｔ１２）＋・・・＋Ｖｎ（ｔ１ｎ）−ｎ・Ｖｎ（ｔ０））／ｎはサンプル間のノイズ電圧Ｖｎ（ｔ１１）、Ｖｎ（ｔ１２）、…Ｖｎ（ｔ１ｎ）に相関が無ければ、ｒｍｓ値（二乗平均平方根、Root Mean Square）は１／ｓｑｒｔ（ｎ）に比例して小さくなる。ここで、ｓｑｒｔ（ｎ）とは、数値ｎの平方根を意味し、以下おいても同様である。
一般に寄生容量Ｃｐを介してセンスラインＳＬに影響するノイズ電圧Ｖｎは、液晶ディスプレイの表示画面に依存してランダムな変化があり、サンプル間の相関は小さいことが期待される。しかしながら、ノイズ電圧が液晶ディスプレイの画面走査の周期で周期的に変動したり、あるいは、タッチパネルを操作する人体を介して混入する外部の周期的変動ノイズの場合には、周期的なサンプリングではサンプル間の相関が大きくなることもあり得る。この様な場合でも、平均化により効果的にノイズ量を削減するために、擬似乱数発生回路７によりサンプリングの時刻を非周期的にすることが推奨される。
（静電容量検出回路１の他の駆動方法）
静電容量検出回路１の他の駆動方法による容量値の推定方法を以下に説明する。上述した駆動方法と同様に、センスラインＳＬの電荷をリセットするため、まずスイッチＳＷＲを閉じて、ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４への印加電圧Ｖｉｎ１＝Ｖｉｎ２＝Ｖｉｎ３＝Ｖｉｎ４＝０とする。その後、時刻ｔ０１においてスイッチＳＷＲを開き、さらにその後、（Ｖｉｎ１、Ｖｉｎ２、Ｖｉｎ３、Ｖｉｎ４）＝（Ｖｄ、Ｖｄ、Ｖｄ、Ｖｄ）を印加した時の出力を時刻ｔ１でサンプリングした値をＶｏｕｔ（ｔ１）とすると、
Ｖｏｕｔ（ｔ１）＝−Ｖｄ（Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ３＋Ｃ４）／Ｃｆ−（Ｖｎ（ｔ１）−Ｖｎ（ｔ０１））Ｃｐ／Ｃｆ＋Ｖｒ …式（２）、
となる。
静電容量検出回路１の他の駆動方法による容量値の推定方法を以下に説明する。上述した駆動方法と同様に、センスラインＳＬの電荷をリセットするため、まずスイッチＳＷＲを閉じて、ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４への印加電圧Ｖｉｎ１＝Ｖｉｎ２＝Ｖｉｎ３＝Ｖｉｎ４＝０とする。その後、時刻ｔ０１においてスイッチＳＷＲを開き、さらにその後、（Ｖｉｎ１、Ｖｉｎ２、Ｖｉｎ３、Ｖｉｎ４）＝（Ｖｄ、Ｖｄ、Ｖｄ、Ｖｄ）を印加した時の出力を時刻ｔ１でサンプリングした値をＶｏｕｔ（ｔ１）とすると、
Ｖｏｕｔ（ｔ１）＝−Ｖｄ（Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ３＋Ｃ４）／Ｃｆ−（Ｖｎ（ｔ１）−Ｖｎ（ｔ０１））Ｃｐ／Ｃｆ＋Ｖｒ …式（２）、
となる。
次に、センスラインＳＬの電荷をリセットするため、スイッチＳＷＲを閉じて、ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４への印加電圧Ｖｉｎ１＝Ｖｉｎ２＝Ｖｉｎ３＝Ｖｉｎ４＝０とする。その後、時刻ｔ０２においてスイッチＳＷＲを開き、さらにその後、（Ｖｉｎ１、Ｖｉｎ２、Ｖｉｎ３、Ｖｉｎ４）＝（Ｖｄ、−Ｖｄ、Ｖｄ、−Ｖｄ）を印加した時の出力を時刻ｔ２でサンプリングした値をＶｏｕｔ（ｔ２）とすると、
Ｖｏｕｔ（ｔ２）＝−Ｖｄ（Ｃ１−Ｃ２＋Ｃ３−Ｃ４）／Ｃｆ−（Ｖｎ（ｔ２）−Ｖｎ（ｔ０２））Ｃｐ／Ｃｆ＋Ｖｒ …式（３）、
となる。
Ｖｏｕｔ（ｔ２）＝−Ｖｄ（Ｃ１−Ｃ２＋Ｃ３−Ｃ４）／Ｃｆ−（Ｖｎ（ｔ２）−Ｖｎ（ｔ０２））Ｃｐ／Ｃｆ＋Ｖｒ …式（３）、
となる。
次に、センスラインＳＬの電荷をリセットするため、スイッチＳＷＲを閉じて、ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４への印加電圧Ｖｉｎ１＝Ｖｉｎ２＝Ｖｉｎ３＝Ｖｉｎ４＝０とする。その後、時刻ｔ０３においてスイッチＳＷＲを開き、さらにその後、（Ｖｉｎ１、Ｖｉｎ２、Ｖｉｎ３、Ｖｉｎ４）＝（Ｖｄ、Ｖｄ、−Ｖｄ、−Ｖｄ）を印加した時の出力を時刻ｔ３でサンプリングした値をＶｏｕｔ（ｔ３）とすると、
Ｖｏｕｔ（ｔ３）＝−Ｖｄ（Ｃ１＋Ｃ２−Ｃ３−Ｃ４）／Ｃｆ−（Ｖｎ（ｔ３）−Ｖｎ（ｔ０３））Ｃｐ／Ｃｆ＋Ｖｒ …式（４）、
となる。
Ｖｏｕｔ（ｔ３）＝−Ｖｄ（Ｃ１＋Ｃ２−Ｃ３−Ｃ４）／Ｃｆ−（Ｖｎ（ｔ３）−Ｖｎ（ｔ０３））Ｃｐ／Ｃｆ＋Ｖｒ …式（４）、
となる。
次に、センスラインＳＬの電荷をリセットするため、スイッチＳＷＲを閉じて、ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４への印加電圧Ｖｉｎ１＝Ｖｉｎ２＝Ｖｉｎ３＝Ｖｉｎ４＝０とする。その後、時刻ｔ０４においてスイッチＳＷＲを開き、さらにその後、（Ｖｉｎ１、Ｖｉｎ２、Ｖｉｎ３、Ｖｉｎ４）＝（Ｖｄ、−Ｖｄ、−Ｖｄ、Ｖｄ）を印加した時の出力を時刻ｔ４でサンプリングした値をＶｏｕｔ（ｔ４）とすると、
Ｖｏｕｔ（ｔ４）＝−Ｖｄ（Ｃ１−Ｃ２−Ｃ３＋Ｃ４）／Ｃｆ−（Ｖｎ（ｔ４）−Ｖｎ（ｔ０４））Ｃｐ／Ｃｆ＋Ｖｒ …式（５）、
となる。
Ｖｏｕｔ（ｔ４）＝−Ｖｄ（Ｃ１−Ｃ２−Ｃ３＋Ｃ４）／Ｃｆ−（Ｖｎ（ｔ４）−Ｖｎ（ｔ０４））Ｃｐ／Ｃｆ＋Ｖｒ …式（５）、
となる。
そして、式（２）、式（３）、式（４）、及び式（５）で得られた電圧値の４つの線形和を以下のように求める。
Ｖｏｕｔ（ｔ１）＋Ｖｏｕｔ（ｔ２）＋Ｖｏｕｔ（ｔ３）＋Ｖｏｕｔ（ｔ４）
＝−４Ｖｄ・Ｃ１／Ｃｆ−（Ｖｎ（ｔ１）＋Ｖｎ（ｔ２）＋Ｖｎ（ｔ３）＋Ｖｎ（ｔ４））・Ｃｐ／Ｃｆ＋（Ｖｎ（ｔ０１）＋Ｖｎ（ｔ０２）＋Ｖｎ（ｔ０３）＋Ｖｎ（ｔ０４））・Ｃｐ／Ｃｆ＋４Ｖｒ …式（６）、
Ｖｏｕｔ（ｔ１）−Ｖｏｕｔ（ｔ２）＋Ｖｏｕｔ（ｔ３）−Ｖｏｕｔ（ｔ４）
＝−４Ｖｄ・Ｃ２／Ｃｆ−（Ｖｎ（ｔ１）−Ｖｎ（ｔ２）＋Ｖｎ（ｔ３）−Ｖｎ（ｔ４））・Ｃｐ／Ｃｆ＋（Ｖｎ（ｔ０１）−Ｖｎ（ｔ０２）＋Ｖｎ（ｔ０３）−Ｖｎ（ｔ０４））・Ｃｐ／Ｃｆ …式（７）、
Ｖｏｕｔ（ｔ１）＋Ｖｏｕｔ（ｔ２）−Ｖｏｕｔ（ｔ３）−Ｖｏｕｔ（ｔ４）
＝−４Ｖｄ・Ｃ３／Ｃｆ−（Ｖｎ（ｔ１）＋Ｖｎ（ｔ２）−Ｖｎ（ｔ３）−Ｖｎ（ｔ４））・Ｃｐ／Ｃｆ＋（Ｖｎ（ｔ０１）＋Ｖｎ（ｔ０２）−Ｖｎ（ｔ０３）−Ｖｎ（ｔ０４））・Ｃｐ／Ｃｆ …式（８）、
Ｖｏｕｔ（ｔ１）−Ｖｏｕｔ（ｔ２）−Ｖｏｕｔ（ｔ３）＋Ｖｏｕｔ（ｔ４）
＝−４Ｖｄ・Ｃ４／Ｃｆ−（Ｖｎ（ｔ１）−Ｖｎ（ｔ２）−Ｖｎ（ｔ３）＋Ｖｎ（ｔ４））・Ｃｐ／Ｃｆ＋（Ｖｎ（ｔ０１）−Ｖｎ（ｔ０２）−Ｖｎ（ｔ０３）＋Ｖｎ（ｔ０４））・Ｃｐ／Ｃｆ …式（９）、
これらの演算結果により、ノイズ電圧Ｖｎ（ｔ）に依存した誤差を許容すれば、静電容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４を推定することが可能である。ノイズ電圧を削減するためには、出力Ｖｏｕｔ（ｔ１）、Ｖｏｕｔ（ｔ２）、Ｖｏｕｔ（ｔ３）、及びＶｏｕｔ（ｔ４）を得るためのサンプリングをそれぞれＡＤ変換器３により複数回繰り返し行ってデジタル値に変換し、デジタル演算回路４によりそれらのデジタル値の加算平均Ｖｏｕｔ＿ａｖｅ１、Ｖｏｕｔ＿ａｖｅ２、Ｖｏｕｔ＿ａｖｅ３、及びＶｏｕｔ＿ａｖｅ４を求めて、式（６）、式（７）、式（８）、及び式（９）における出力Ｖｏｕｔ（ｔ１）、Ｖｏｕｔ（ｔ２）、Ｖｏｕｔ（ｔ３）、Ｖｏｕｔ（ｔ４）を置き換えることでノイズを小さくすることが可能である。この場合も、平均化により効果的にノイズ量を削減するために、擬似乱数発生回路７によりサンプリングの時刻をランダム化することが推奨される。
＝−４Ｖｄ・Ｃ１／Ｃｆ−（Ｖｎ（ｔ１）＋Ｖｎ（ｔ２）＋Ｖｎ（ｔ３）＋Ｖｎ（ｔ４））・Ｃｐ／Ｃｆ＋（Ｖｎ（ｔ０１）＋Ｖｎ（ｔ０２）＋Ｖｎ（ｔ０３）＋Ｖｎ（ｔ０４））・Ｃｐ／Ｃｆ＋４Ｖｒ …式（６）、
Ｖｏｕｔ（ｔ１）−Ｖｏｕｔ（ｔ２）＋Ｖｏｕｔ（ｔ３）−Ｖｏｕｔ（ｔ４）
＝−４Ｖｄ・Ｃ２／Ｃｆ−（Ｖｎ（ｔ１）−Ｖｎ（ｔ２）＋Ｖｎ（ｔ３）−Ｖｎ（ｔ４））・Ｃｐ／Ｃｆ＋（Ｖｎ（ｔ０１）−Ｖｎ（ｔ０２）＋Ｖｎ（ｔ０３）−Ｖｎ（ｔ０４））・Ｃｐ／Ｃｆ …式（７）、
Ｖｏｕｔ（ｔ１）＋Ｖｏｕｔ（ｔ２）−Ｖｏｕｔ（ｔ３）−Ｖｏｕｔ（ｔ４）
＝−４Ｖｄ・Ｃ３／Ｃｆ−（Ｖｎ（ｔ１）＋Ｖｎ（ｔ２）−Ｖｎ（ｔ３）−Ｖｎ（ｔ４））・Ｃｐ／Ｃｆ＋（Ｖｎ（ｔ０１）＋Ｖｎ（ｔ０２）−Ｖｎ（ｔ０３）−Ｖｎ（ｔ０４））・Ｃｐ／Ｃｆ …式（８）、
Ｖｏｕｔ（ｔ１）−Ｖｏｕｔ（ｔ２）−Ｖｏｕｔ（ｔ３）＋Ｖｏｕｔ（ｔ４）
＝−４Ｖｄ・Ｃ４／Ｃｆ−（Ｖｎ（ｔ１）−Ｖｎ（ｔ２）−Ｖｎ（ｔ３）＋Ｖｎ（ｔ４））・Ｃｐ／Ｃｆ＋（Ｖｎ（ｔ０１）−Ｖｎ（ｔ０２）−Ｖｎ（ｔ０３）＋Ｖｎ（ｔ０４））・Ｃｐ／Ｃｆ …式（９）、
これらの演算結果により、ノイズ電圧Ｖｎ（ｔ）に依存した誤差を許容すれば、静電容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４を推定することが可能である。ノイズ電圧を削減するためには、出力Ｖｏｕｔ（ｔ１）、Ｖｏｕｔ（ｔ２）、Ｖｏｕｔ（ｔ３）、及びＶｏｕｔ（ｔ４）を得るためのサンプリングをそれぞれＡＤ変換器３により複数回繰り返し行ってデジタル値に変換し、デジタル演算回路４によりそれらのデジタル値の加算平均Ｖｏｕｔ＿ａｖｅ１、Ｖｏｕｔ＿ａｖｅ２、Ｖｏｕｔ＿ａｖｅ３、及びＶｏｕｔ＿ａｖｅ４を求めて、式（６）、式（７）、式（８）、及び式（９）における出力Ｖｏｕｔ（ｔ１）、Ｖｏｕｔ（ｔ２）、Ｖｏｕｔ（ｔ３）、Ｖｏｕｔ（ｔ４）を置き換えることでノイズを小さくすることが可能である。この場合も、平均化により効果的にノイズ量を削減するために、擬似乱数発生回路７によりサンプリングの時刻をランダム化することが推奨される。
＜静電容量検出回路１の駆動パターン＞
以下では、図１に示す静電容量検出回路１おいて、スイッチＳＷＲを閉じて駆動回路８がドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４に印加する電圧を０とするリセット動作のタイミング、駆動回路８によるドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４への電圧の印加（ドライブ）動作のタイミング、センスアンプ２の出力電圧Ｖｏｕｔの値を取得するデータ取得動作のタイミングを表す駆動パターンについて説明する。
以下では、図１に示す静電容量検出回路１おいて、スイッチＳＷＲを閉じて駆動回路８がドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４に印加する電圧を０とするリセット動作のタイミング、駆動回路８によるドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４への電圧の印加（ドライブ）動作のタイミング、センスアンプ２の出力電圧Ｖｏｕｔの値を取得するデータ取得動作のタイミングを表す駆動パターンについて説明する。
また、以下では、センスアンプ２、２Ｂ、２Ｄ、または２Ｆの出力電圧Ｖｏｕｔの値を「出力値」と呼称する。また、以下では、駆動回路８、８Ｂ、８Ｄ、または８ＦがドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４に印加する電圧を「駆動電圧」と呼称する。
（基本的な駆動パターン）
図２は、図１に示す静電容量検出回路１を駆動して出力値を取得する際の基本的な駆動パターンを示すタイミングチャートである。図２に示すように、まず、Ｒｅｓｅｔ＿ｉｎｔ信号がオンされる。これを受けて、静電容量検出回路１では、上述のリセット動作が実施される。つまり、ｒｅｓｅｔ１で示すタイミング（Ｒｅｓｅｔ＿ｉｎｔ信号の立ち下がり）のデータをリセットデータ（基準データ）とする。
図２は、図１に示す静電容量検出回路１を駆動して出力値を取得する際の基本的な駆動パターンを示すタイミングチャートである。図２に示すように、まず、Ｒｅｓｅｔ＿ｉｎｔ信号がオンされる。これを受けて、静電容量検出回路１では、上述のリセット動作が実施される。つまり、ｒｅｓｅｔ１で示すタイミング（Ｒｅｓｅｔ＿ｉｎｔ信号の立ち下がり）のデータをリセットデータ（基準データ）とする。
次に、Ｄｒｉｖｅ信号がオンされる。これを受けて、静電容量検出回路１では、上述のドライブ動作が実施される。そして、Ｄａｔａ１で示すタイミングにて、データ取得動作が実施される。
本発明に係る静電容量検出回路では、Ｄａｔａ１で取得されるデータは、Ｄａｔａ１時点の値とｒｅｓｅｔ１時点の値（リセットデータ（基準データ））との差分データである。つまり、Ｄａｔａ１で取得されるデータは、相関２重サンプリング（ＣＤＳ：Correlated Double Sampling）が行われたデータである。ＣＤＳとは、サンプリングする信号中の雑音を抑制するためのサンプリング方法であって、本発明においては、ドライブ動作後の出力値から、リセット動作後の出力値を減算することを意味する。そして、図２に示す駆動パターンでは、Ｄａｔａ１で取得されるデータは、Ｄａｔａ１時点の値とｒｅｓｅｔ１時点の値（リセットデータ（基準データ））とＣＤＳ処理が行われている。当該減算は、図１に示すオペアンプ１０のリセット動作（ＳＷＲの閉開）によって、実現されている。より詳細に説明すると、Ｒｅｓｅｔ＿ｉｎｔ信号がＨ（ハイ）期間の時に、スイッチＳＷＲが閉じられる。そして、Ｒｅｓｅｔ＿ｉｎｔ信号の立ち下がりのタイミングをリセット（基準値）として、その時点からの電荷の変化をオペアンプ１０は出力する。したがって、ドライブ後のＤａｔａ１のタイミングで取得されるオペアンプ１０の出力には、Ｒｅｓｅｔ＿ｉｎｔ信号の立ち下がりのタイミングをリセット（基準値）とした差成分が出力されている。
なお、ドライブ前信号をＡＤ変換器３で取り込んで、この値をリセット値（基準値）として、ドライブ後の値をＡＤ変換器３で取り込んで、ＡＤ変換器３によりＡＤ変換が実施された後にデジタル演算回路４の内部で減算する信号処理構成でも良い。
以下では、このようなＣＤＳによって取得された減算値を「ＣＤＳ値」と呼称する。特に、（ｒｅｓｅｔ１時点での値を基準にした）Ｄａｔａ１時点で得られる値を「Ｄａｔａ１及びｒｅｓｅｔ１のＣＤＳ値」のごとく呼称する。
ここで、ｒｅｓｅｔ１で示すタイミングからＤａｔａ１で示すタイミングまでの期間は、例えば１マイクロ秒であってもよい。以下では、この期間を「ＣＤＳ期間」と呼称する。特に、ｒｅｓｅｔ１で示すタイミングからＤａｔａ１で示すタイミングまでのＣＤＳ期間を「ｒｅｓｅｔ１及びＤａｔａ１のＣＤＳ期間」のごとく呼称する。
駆動符号「Ｄ０」とは、駆動電圧の極性が正である、正の駆動符号を意味する。
Ｐｈａｓｅ（フェイズ）とは、センスラインＳＬが複数存在する場合に、当該複数のセンスラインのうち、どのセンスラインをセンスアンプ２へ入力して静電容量検出回路１を駆動するのかを示す駆動単位を意味する。つまり、フェイズ「ｐ０」からフェイズ「ｐ１」へ移行する場合には、センスアンプ２へ入力されていたセンスラインＳＬが、例えば図示しない切替回路により他のセンスラインへ切り替えられる。
なお、図２に示す駆動パターンでは、駆動回路８が駆動電圧の印加を開始する、つまり駆動電圧をオフからオンにする、または、駆動電圧をオンからオフする動作の回数は２回である。以下では、駆動電圧をオフからオンにする、または、駆動電圧をオンからオフにする動作の回数を「トグル回数」と呼称する。また、以下では、駆動電圧の極性が変化する回数も、トグル回数として数える。
（多重サンプリングを行う駆動パターン）
図３は、静電容量検出回路１の８重サンプリング中にリセット動作を８回行って出力値を複数回取得する際の駆動パターンを示すタイミングチャートである。図３に示すように、フェイズ「ｐ０」が続く期間において、ＣＤＳ値が８回取得されている。そして、当該取得された複数のＣＤＳ値（Ｄａｔａ１及びｒｅｓｅｔ１のＣＤＳ値、Ｄａｔａ２及びｒｅｓｅｔ２のＣＤＳ値、…、並びにＤａｔａ８及びｒｅｓｅｔ８のＣＤＳ値）は、最終的に、図１に示すデジタル演算回路４により平均化される。そして、当該平均化により、ノイズＮＺに起因して静電容量検出回路１の出力Ｄｏｕｔに混入するノイズを抑制することができる。
図３は、静電容量検出回路１の８重サンプリング中にリセット動作を８回行って出力値を複数回取得する際の駆動パターンを示すタイミングチャートである。図３に示すように、フェイズ「ｐ０」が続く期間において、ＣＤＳ値が８回取得されている。そして、当該取得された複数のＣＤＳ値（Ｄａｔａ１及びｒｅｓｅｔ１のＣＤＳ値、Ｄａｔａ２及びｒｅｓｅｔ２のＣＤＳ値、…、並びにＤａｔａ８及びｒｅｓｅｔ８のＣＤＳ値）は、最終的に、図１に示すデジタル演算回路４により平均化される。そして、当該平均化により、ノイズＮＺに起因して静電容量検出回路１の出力Ｄｏｕｔに混入するノイズを抑制することができる。
このように、同じフェイズにおいて、ＣＤＳ値を複数回取得することを、以下では「多重サンプリング」と呼称する。特に、ＣＤＳ値を８回取得する場合には、「８重サンプリング」のごく呼称する。
ここで、ｒｅｓｅｔ１及びＤａｔａ１のＣＤＳ期間、ｒｅｓｅｔ２及びＤａｔａ２のＣＤＳ期間、…、並びにｒｅｓｅｔ８及びＤａｔａ８のＣＤＳ期間は、例えば１マイクロ秒であってもよい。
なお、図３に示す駆動パターンでは、トグル回数は１６回である。
（反転駆動中に多重サンプリングを行う駆動パターン）
図４は、図１に示す静電容量検出回路１の８重サンプリング中にリセット動作を８回行って出力値を複数回取得する際の他の駆動パターンを示すタイミングチャートである。図４に示すように、駆動符号「Ｄ０ｂ」により静電容量検出回路１を駆動する期間が存在する。
図４は、図１に示す静電容量検出回路１の８重サンプリング中にリセット動作を８回行って出力値を複数回取得する際の他の駆動パターンを示すタイミングチャートである。図４に示すように、駆動符号「Ｄ０ｂ」により静電容量検出回路１を駆動する期間が存在する。
ここで、駆動符号「Ｄ０ｂ」とは、駆動電圧の極性が負である、負の駆動符号を意味する。しかしながら、この構成に限定されるわけではない。例えば、上述の駆動符号「Ｄ０」は、駆動電圧の極性が負である負の駆動符号を意味するとともに、上述の駆動符号「Ｄ０ｂ」は、駆動電圧の極性が正である正の駆動符号を意味してもよい。以下では、図４に示すように正及び負の駆動符号を混在させて静電容量検出回路を駆動する駆動方法を「反転駆動」と呼称する。
以下では、図４に示すタイミングチャートを順に説明する。まず、Ｄａｔａ１及びｒｅｓｅｔ１のＣＤＳ値が取得される。当該ＣＤＳ値が取得された後、再度Ｒｅｓｅｔ＿ｉｎｔ信号がオンされる。次に、ｒｅｓｅｔ２で示すタイミング（Ｒｅｓｅｔ＿ｉｎｔ信号の立ち下がり）のデータをリセットデータ（基準データ）とする。ここで、駆動符号「Ｄ０ｂ」により、静電容量は反転駆動される。そして、当該反転駆動時に、Ｄａｔａ２で示すタイミングにて、データ取得動作が実施される。次に、当該反転駆動時のＤａｔａ２及びｒｅｓｅｔ２のＣＤＳ値が取得される。同様にして、Ｄａｔａ３及びｒｅｓｅｔ３のＣＤＳ値、反転駆動時のＤａｔａ４及びｒｅｓｅｔ４のＣＤＳ値、Ｄａｔａ５及びｒｅｓｅｔ５のＣＤＳ値、反転駆動時のＤａｔａ６及びｒｅｓｅｔ６のＣＤＳ値、Ｄａｔａ７及びｒｅｓｅｔ７のＣＤＳ値、反転駆動時のＤａｔａ８及びｒｅｓｅｔ８のＣＤＳ値が取得される。
そして、当該取得された複数のＣＤＳ値は、反転駆動時のＣＤＳ値を反転させた上で、最終的に、図１に示すデジタル演算回路４により平均化される。当該ＣＤＳ値の反転は、図示しない反転器などにより行われてもよいし、図１に示すＡＤ変換器３によりＡＤ変換が実施される前にＡＤ変換器３の内部で行われてもよいし、ＡＤ変換器３によりＡＤ変換が実施された後にデジタル演算回路４の内部で行われてもよい。
ここで、ｒｅｓｅｔ１及びＤａｔａ１のＣＤＳ期間、ｒｅｓｅｔ２及びＤａｔａ２のＣＤＳ期間、…、及びｒｅｓｅｔ８及びＤａｔａ８のＣＤＳ期間は、例えば１マイクロ秒であってもよい。
図３に示す８重サンプリングを利用した駆動パターンによっても静電容量検出回路１の出力Ｄｏｕｔに混入するノイズを抑制可能であるものの、当該ノイズのうち低周波ノイズを充分に抑制できない場合がある。しかしながら、図４に示すように、反転駆動中に多重サンプリングを行うことによって、後述するように低周波ノイズを充分に抑制することができる。
なお、図４に示す駆動パターンでは、トグル回数は８回であり、図３に示す駆動パターンでのトグル回数と比較して、トグル回数が２分の１になっている。ここで、トグル回数が少ない場合にはトグル回数が多い場合と比較して駆動信号の周波数が低くなるので、駆動信号に起因する不要輻射の抑圧にも効果がある。したがって、図４に示す駆動パターンでは、図３に示す駆動パターンと比較して駆動信号に起因する不要輻射を低減することができる。
（同一の駆動符号が続く期間に複数回ＣＤＳ値の取得を行う駆動パターン）
図５は、図１に示す静電容量検出回路の８重サンプリング中にリセット動作を４回行って出力値を複数回取得する際の駆動パターンを示すタイミングチャートである。図５に示すように、フェイズ「ｐ０」が続く期間において、Ｒｅｓｅｔ＿ｉｎｔは４回オンされている。そして、駆動符号「Ｄ０」が続く各期間において、ＣＤＳ値の取得が２回行われている。また、駆動符号「Ｄ０ｂ」が続く各期間において、ＣＤＳ値の取得が２回行われている。
図５は、図１に示す静電容量検出回路の８重サンプリング中にリセット動作を４回行って出力値を複数回取得する際の駆動パターンを示すタイミングチャートである。図５に示すように、フェイズ「ｐ０」が続く期間において、Ｒｅｓｅｔ＿ｉｎｔは４回オンされている。そして、駆動符号「Ｄ０」が続く各期間において、ＣＤＳ値の取得が２回行われている。また、駆動符号「Ｄ０ｂ」が続く各期間において、ＣＤＳ値の取得が２回行われている。
以下では、図５に示すタイミングチャートを順に説明する。まず、Ｄａｔａ１及びｒｅｓｅｔ１のＣＤＳ値が取得される。その後、Ｒｅｓｅｔ＿ｉｎｔ信号がオンされることなく、駆動符号「Ｄ０」が続く期間において、Ｄａｔａ２及びｒｅｓｅｔ１のＣＤＳ値が取得される。次に、Ｒｅｓｅｔ＿ｉｎｔ信号がオンされる。そして、駆動符号「Ｄ０ｂ」が続く期間において、反転駆動中のＤａｔａ３及びｒｅｓｅｔ３のＣＤＳ値並びに反転駆動中のＤａｔａ４及びｒｅｓｅｔ３のＣＤＳ値が取得される。同様にして、Ｄａｔａ５及びｒｅｓｅｔ５のＣＤＳ値、Ｄａｔａ６及びｒｅｓｅｔ５のＣＤＳ値、反転駆動中のＤａｔａ７及びｒｅｓｅｔ７のＣＤＳ値、並びに反転駆動中のＤａｔａ８及びｒｅｓｅｔ７のＣＤＳ値が取得される。
そして、当該取得された複数のＣＤＳ値は、反転駆動時のＣＤＳ値を反転させた上で、最終的に、図１に示すデジタル演算回路４により平均化される。
ここで、ｒｅｓｅｔ１及びＤａｔａ１のＣＤＳ期間、ｒｅｓｅｔ３及びＤａｔａ３のＣＤＳ期間、ｒｅｓｅｔ５及びＤａｔａ５のＣＤＳ期間、並びにｒｅｓｅｔ７及びＤａｔａ７のＣＤＳ期間は、例えば１マイクロ秒であってもよい。また、ｒｅｓｅｔ１及びＤａｔａ２のＣＤＳ期間、ｒｅｓｅｔ３及びＤａｔａ４のＣＤＳ期間、ｒｅｓｅｔ５及びＤａｔａ６のＣＤＳ期間、並びにｒｅｓｅｔ７及びＤａｔａ８のＣＤＳ期間は、例えば３マイクロ秒であってもよい。
なお、図５に示す駆動パターンでは、トグル回数は４回であり、図３に示す駆動パターンでのトグル回数と比較して４分の１になっている。したがって、図５に示す駆動パターンでは、図３及び図４に示す駆動パターンと比較して駆動信号に起因する不要輻射を低減することができる。
（同一の駆動符号が続く期間に複数回ＣＤＳ値の取得を行う他の駆動パターン）
図６は、図１に示す静電容量検出回路の８重サンプリング中にリセット動作を２回行って出力値を複数回取得する際の駆動パターンを示すタイミングチャートである。図６に示すように、フェイズ「ｐ０」が続く期間において、Ｒｅｓｅｔ＿ｉｎｔは２回オンされている。そして、駆動符号「Ｄ０」が続く期間において、ＣＤＳ値の取得が４回行われている。また、駆動符号「Ｄ０ｂ」が続く期間において、ＣＤＳ値の取得が４回行われている。
図６は、図１に示す静電容量検出回路の８重サンプリング中にリセット動作を２回行って出力値を複数回取得する際の駆動パターンを示すタイミングチャートである。図６に示すように、フェイズ「ｐ０」が続く期間において、Ｒｅｓｅｔ＿ｉｎｔは２回オンされている。そして、駆動符号「Ｄ０」が続く期間において、ＣＤＳ値の取得が４回行われている。また、駆動符号「Ｄ０ｂ」が続く期間において、ＣＤＳ値の取得が４回行われている。
以下では、図６に示すタイミングチャートを順に説明する。まず、Ｄａｔａ１及びｒｅｓｅｔ１のＣＤＳ値が取得される。その後、Ｒｅｓｅｔ＿ｉｎｔ信号がオンされることなく、駆動符号「Ｄ０」が続く期間において、Ｄａｔａ２及びｒｅｓｅｔ１のＣＤＳ値、Ｄａｔａ３及びｒｅｓｅｔ１のＣＤＳ値、並びにＤａｔａ４及びｒｅｓｅｔ１のＣＤＳ値が取得される。次に、Ｒｅｓｅｔ＿ｉｎｔ信号がオンされる。そして、駆動符号「Ｄ０ｂ」が続く期間において、反転駆動中のＤａｔａ５及びｒｅｓｅｔ５のＣＤＳ値、反転駆動中のＤａｔａ６及びｒｅｓｅｔ５のＣＤＳ値、反転駆動中のＤａｔａ７及びｒｅｓｅｔ５のＣＤＳ値、並びに反転駆動中のＤａｔａ８及びｒｅｓｅｔ５のＣＤＳ値が取得される。
そして、当該取得された複数のＣＤＳ値は、反転駆動時のＣＤＳ値を反転させた上で、最終的に、図１に示すデジタル演算回路４により平均化される。
ここで、ｒｅｓｅｔ１及びＤａｔａ１のＣＤＳ期間並びにｒｅｓｅｔ５及びＤａｔａ５のＣＤＳ期間は、例えば１マイクロ秒であってもよい。また、ｒｅｓｅｔ１及びＤａｔａ２のＣＤＳ期間並びにｒｅｓｅｔ５及びＤａｔａ６のＣＤＳ期間は、例えば３マイクロ秒であってもよい。また、ｒｅｓｅｔ１及びＤａｔａ３のＣＤＳ期間並びにｒｅｓｅｔ５及びＤａｔａ７のＣＤＳ期間は、例えば５マイクロ秒であってもよい。また、ｒｅｓｅｔ１及びＤａｔａ４のＣＤＳ期間並びにｒｅｓｅｔ５及びＤａｔａ８のＣＤＳ期間は、例えば７マイクロ秒であってもよい。
なお、図６に示す駆動パターンでは、トグル回数は２回であり、図３に示す駆動パターンでのトグル回数と比較して８分の１になっている。したがって、図６に示す駆動パターンでは、図３〜図５に示す駆動パターンと比較して駆動信号に起因する不要輻射を低減することができる。
（１度のリセット動作に対して複数回ＣＤＳ値の取得を行う駆動パターン）
図７は、図１に示す静電容量検出回路１の８重サンプリング時にリセット動作を１回行って出力値を複数回取得する際の駆動パターンを示すタイミングチャートである。図７に示すように、フェイズ「ｐ０」が続く期間において、Ｒｅｓｅｔ＿ｉｎｔは１回オンされている。そして、駆動符号「Ｄ０」が続く期間において、ＣＤＳ値の取得が８回行われている。つまり、図７に示す駆動パターンにおいては、反転駆動が行われない。また、換言するならば、図７に示す駆動パターンは、１度のドライブ（ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４への駆動電圧の印加）中に、出力値を複数回サンプリングする構成である。
図７は、図１に示す静電容量検出回路１の８重サンプリング時にリセット動作を１回行って出力値を複数回取得する際の駆動パターンを示すタイミングチャートである。図７に示すように、フェイズ「ｐ０」が続く期間において、Ｒｅｓｅｔ＿ｉｎｔは１回オンされている。そして、駆動符号「Ｄ０」が続く期間において、ＣＤＳ値の取得が８回行われている。つまり、図７に示す駆動パターンにおいては、反転駆動が行われない。また、換言するならば、図７に示す駆動パターンは、１度のドライブ（ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４への駆動電圧の印加）中に、出力値を複数回サンプリングする構成である。
以下では、図７に示すタイミングチャートを順に説明する。まず、Ｄａｔａ１及びｒｅｓｅｔ１のＣＤＳ値が取得される。その後、Ｒｅｓｅｔ＿ｉｎｔ信号がオンされることなく、駆動符号「Ｄ０」が続く期間において、Ｄａｔａ２及びｒｅｓｅｔ１のＣＤＳ値、Ｄａｔａ３及びｒｅｓｅｔ１のＣＤＳ値、…、並びにＤａｔａ８及びｒｅｓｅｔ１のＣＤＳ値が取得される。
そして、当該取得された複数のＣＤＳ値は、最終的に、図１に示すデジタル演算回路４により平均化される。
ここで、ｒｅｓｅｔ１及びＤａｔａ１のＣＤＳ期間は、例えば１マイクロ秒であってもよい。また、ｒｅｓｅｔ１及びＤａｔａ２のＣＤＳ期間は、例えば３マイクロ秒であってもよい。また、ｒｅｓｅｔ１及びＤａｔａ３のＣＤＳ期間は、例えば５マイクロ秒であってもよい。また、ｒｅｓｅｔ１及びＤａｔａ４のＣＤＳ期間は、例えば７マイクロ秒であってもよい。また、ｒｅｓｅｔ１及びＤａｔａ５のＣＤＳ期間は、例えば９マイクロ秒であってもよい。また、ｒｅｓｅｔ１及びＤａｔａ６のＣＤＳ期間は、例えば１１マイクロ秒であってもよい。また、ｒｅｓｅｔ１及びＤａｔａ７のＣＤＳ期間は、例えば１３マイクロ秒であってもよい。また、ｒｅｓｅｔ１及びＤａｔａ８のＣＤＳ期間は、例えば１５マイクロ秒であってもよい。
なお、図７に示す駆動パターンでは、トグル回数は１回であり、図３に示す駆動パターンでのトグル回数と比較して１６分の１になっている。したがって、図７に示す駆動パターンでは、図３〜図６に示す駆動パターンと比較して駆動信号に起因する不要輻射を低減することができる。
図７に示す駆動パターンにて駆動する静電容量検出回路１では、以上のようにして、駆動回路８がドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４に電圧を印加している間に、センスアンプ２の出力を複数回サンプリングし、サンプリング毎にデジタル値に変換する。このため、静電容量Ｃ１〜Ｃ４をリセットして駆動電圧を与えてセンスアンプ２で読み出すという処理を繰り返す構成よりも処理時間を短縮することができる。
（駆動パターンの比較）
図８は、図１に示す静電容量検出回路１を図２から図７に示す駆動パターンにより駆動させた際の周波数特性を比較したグラフである。当該周波数特性は、ノイズＮＺをシステムの入力、静電容量検出回路１の出力Ｄｏｕｔの信号変化量をシステムの出力としたときの、当該システムの周波数特性である。
図８は、図１に示す静電容量検出回路１を図２から図７に示す駆動パターンにより駆動させた際の周波数特性を比較したグラフである。当該周波数特性は、ノイズＮＺをシステムの入力、静電容量検出回路１の出力Ｄｏｕｔの信号変化量をシステムの出力としたときの、当該システムの周波数特性である。
まず、図２に示す駆動パターンによる駆動（基本サンプリング）では、周波数が５００ｋＨｚであるときに最大の信号変化量となっている。また、２００ｋＨｚ〜８００ｋＨｚの周波数帯域にて、信号変化量は０ｄｂを越えている。つまり、当該周波数帯域では、静電容量検出回路１の出力Ｄｏｕｔの信号変化量は、ノイズＮＺと比較して大きくなることがわかる。
しかしながら、図３〜図７に示す駆動パターンによる駆動（（１）８重サンプリング〜（５）８重サンプリング）では、２００ｋＨｚ〜８００ｋＨｚの周波数帯域にて、信号変化量は、基本サンプリングと比較して概ね小さくなっていることがわかる。つまり、多重サンプリングを採用することにより、ノイズを抑制することができる。
図９は、図８のグラフにおいて周波数を示す横軸を対数表記にしたグラフである。換言するならば、図９は、図８のグラフにおいて低周波帯域の信号変化量を強調したグラフである。図９から、曲線ＣＬ２で示す「（２）８重サンプリング（図４に示す駆動パターンによる駆動に対応）」の信号変化量は、他と比較して小さくなっていることがわかる。一方、当該信号変化量と比較して、曲線ＣＬ３で示す「（３）８重サンプリング（図５に示す駆動パターンによる駆動に対応）」の信号変化量は大きくなっている。また、当該信号変化量と比較して、曲線ＣＬ４で示す「（４）８重サンプリング（図６に示す駆動パターンによる駆動に対応）」の信号変化量は、さらに大きくなっている。また、当該信号変化量と比較して、曲線ＣＬ５で示す「（５）８重サンプリング（図７に示す駆動パターンによる駆動に対応）」の信号変化量は、さらにより大きくなっている。また、曲線ＣＬ１で示す「（１）８重サンプリング（図３に示す駆動パターンによる駆動に対応）」の信号変化量は、概ね、曲線ＣＬ２で示す信号変化量と曲線ＣＬ５で示す信号変化量との中間程度になっている。このような信号変化量の大小関係を、以下では数値で表して比較する。
図１０は、図１に示す静電容量検出回路１を図２から図７に示す駆動パターンにより駆動させた際のノイズレベルを比較した表である。図１０では、図８に示す各信号変化量を０〜１０００ｋＨｚの周波数の範囲において積分し、基本サンプリングの積分値に対する各８重サンプリングの積分値（ノイズレベル）を求めている。また、図１０では、ノイズＮＺをホワイトノイズ及び１／ｆノイズとして、ノイズレベルを求めている。ここで、ホワイトノイズとは、全周波数帯域においてパワーが変化しないようなノイズを意味する。また、１／ｆノイズとは、そのパワーが周波数に反比例して変化するようなノイズを意味する。
ここで、８重サンプリングを行った際のノイズレベルの理論値は、１／ｓｑｒｔ（８）（＝０．３５）である。（１）及び（２）の８重サンプリングでは、ノイズレベルは０．３３〜０．３７となっており、ほぼ理論値となっていることがわかる。一方、（３）の８重サンプリングでは、ノイズレベルは０．４３、０．５０となっており、（１）及び（２）と比較して大きくなっていることがわかる。そして、（５）の８重サンプリングでは、ノイズレベルは０．７５、１．０１となっており、８重サンプリングの中で最も大きなノイズレベルとなっていることがわかる。
（１）と（２）の８重サンプリングでは、上述のリセット動作をサンプリング期間中に８回行っている。また、（３）の８重サンプリングでは、リセット動作をサンプリング期間中に４回行っている。また、（４）の８重サンプリングでは、リセット動作をサンプリング期間中に２回行っている。また、（５）の８重サンプリングでは、リセット動作をサンプリング期間中に１回行っている。
図１１は、図１０に示す表について、横軸を駆動パターンの種類とし、縦軸をノイズレベルとしたときのグラフである。図１１からもわかるように、リセット回数が少ない８重サンプリングほど、ノイズレベルが大きくなっている。
したがって、多重サンプリングにおいては、リセット回数を多くするほど、ノイズレベルが小さくなっていると言える。一方、リセット回数を多くするほど、トグル回数が増えるので、タッチパネルに利用される静電容量の充放電に関わる消費電力が大きくなる。この関係に応じて、静電容量検出回路１では、駆動符号生成部２０を備えることにより、１回のリセット動作に対する出力値の取得回数を、所望の回数に変更することができる。
＜静電容量検出回路１の効果＞
本実施形態によれば、静電容量に充電された電荷量をセンスアンプで読み出すための処理時間の短縮と、センスアンプの出力に混入する低周波ノイズの低減とを、所望の程度で両立することができる。
本実施形態によれば、静電容量に充電された電荷量をセンスアンプで読み出すための処理時間の短縮と、センスアンプの出力に混入する低周波ノイズの低減とを、所望の程度で両立することができる。
ここで、静電容量検出回路１の出力Ｄｏｕｔに対するノイズＮＺに起因するノイズの影響を抑制するためには、静電容量Ｃ１〜Ｃ４のリセット回数及びセンスアンプ２の出力取得回数（積分回数）を増やすことが有効であるものの、例えば静電容量検出回路１をタッチパネルに利用したとき、当該タッチパネルにおいて高速にタッチを検出するためには、静電容量検出回路１におけるセンスアンプ２の出力の取得動作も高速化する必要があり、タッチパネルに利用される静電容量の充放電に関わる消費電力が大きくなる。
また、タッチパネルに利用する静電容量の容量値を大きくした場合には、リセットによるその静電容量の充放電に関わる消費電力がさらに大きくなる。特に、液晶パネルにタッチパネルの機能を内蔵させた、いわゆるインセル型のタッチパネルにおいては、利用される静電容量の容量値が大きくなる傾向があるため、当該静電容量の充放電に関わる消費電力がさらにより大きくなり得る。
本実施形態によれば、センスアンプの出力に混入する低周波ノイズを低減しつつ、静電容量のリセット回数を所望の数とすることで、低消費電力化と、センスアンプの出力に混入する低周波ノイズの低減とを、所望の程度で両立することができる。
すなわち、タッチパネルに利用される静電容量の充放電に関わる消費電力の低減と、駆動信号に起因する不要輻射の抑圧と、センスアンプの出力に混入する低周波ノイズの低減とを、所望の程度で両立することができる。
〔実施形態２〕
本発明の他の実施形態について、図１２に基づいて説明すれば、以下のとおりである。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
本発明の他の実施形態について、図１２に基づいて説明すれば、以下のとおりである。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
＜静電容量検出回路１Ｂの構成＞
図１２は、本実施形態に係る静電容量検出回路（静電容量推定回路）１Ｂの構成を示す回路図である。図１２において、静電容量検出回路１Ｂは、駆動回路８Ｂとセンスアンプ２ＢとＡＤ変換器３Ｂとデジタル演算回路（演算回路）４Ｂとを備えている。
図１２は、本実施形態に係る静電容量検出回路（静電容量推定回路）１Ｂの構成を示す回路図である。図１２において、静電容量検出回路１Ｂは、駆動回路８Ｂとセンスアンプ２ＢとＡＤ変換器３Ｂとデジタル演算回路（演算回路）４Ｂとを備えている。
＜静電容量検出回路１Ｂの動作及び効果＞
静電容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４のセンスラインＳＬと繋がらない方の端子に電圧Ｖｉｎ１、Ｖｉｎ２、Ｖｉｎ３、Ｖｉｎ４を印加して、そのときのセンスアンプ２Ｂの出力電圧を複数回繰り返して読み出すことで静電容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、及びＣ４を推定するためのデータを得る。センスラインＳＬの電荷をリセットするため、まずスイッチＳＷＲを閉じて、ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４への印加電圧Ｖｉｎ１＝Ｖｉｎ２＝Ｖｉｎ３＝Ｖｉｎ４＝０とする。その後、時刻ｔ０においてスイッチＳＷＲを開き、さらにその後、駆動電圧を第１の駆動電圧の組Ｖｉｎ１＝Ｖｉｎ１１、Ｖｉｎ２＝Ｖｉｎ２１、Ｖｉｎ３＝Ｖｉｎ３１、Ｖｉｎ４＝Ｖｉｎ４１にして、出力が収束した後の時刻ｔ１における出力電圧値は、
Ｖｏｕｔ（ｔ１）＝−（Ｖｉｎ１１・Ｃ１＋Ｖｉｎ２１・Ｃ２＋Ｖｉｎ３１・Ｃ３＋Ｖｉｎ４１・Ｃ４）／Ｃｆ−（Ｖｎ（ｔ１）−Ｖｎ（ｔ０１））・Ｃｐ／Ｃｆ＋Ｖｒ＋Ｖｏｆｆ …式（１０）、
となる。ここで、Ｖｏｆｆはセンスアンプ２Ｂの入力オフセット電圧である。
静電容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４のセンスラインＳＬと繋がらない方の端子に電圧Ｖｉｎ１、Ｖｉｎ２、Ｖｉｎ３、Ｖｉｎ４を印加して、そのときのセンスアンプ２Ｂの出力電圧を複数回繰り返して読み出すことで静電容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、及びＣ４を推定するためのデータを得る。センスラインＳＬの電荷をリセットするため、まずスイッチＳＷＲを閉じて、ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４への印加電圧Ｖｉｎ１＝Ｖｉｎ２＝Ｖｉｎ３＝Ｖｉｎ４＝０とする。その後、時刻ｔ０においてスイッチＳＷＲを開き、さらにその後、駆動電圧を第１の駆動電圧の組Ｖｉｎ１＝Ｖｉｎ１１、Ｖｉｎ２＝Ｖｉｎ２１、Ｖｉｎ３＝Ｖｉｎ３１、Ｖｉｎ４＝Ｖｉｎ４１にして、出力が収束した後の時刻ｔ１における出力電圧値は、
Ｖｏｕｔ（ｔ１）＝−（Ｖｉｎ１１・Ｃ１＋Ｖｉｎ２１・Ｃ２＋Ｖｉｎ３１・Ｃ３＋Ｖｉｎ４１・Ｃ４）／Ｃｆ−（Ｖｎ（ｔ１）−Ｖｎ（ｔ０１））・Ｃｐ／Ｃｆ＋Ｖｒ＋Ｖｏｆｆ …式（１０）、
となる。ここで、Ｖｏｆｆはセンスアンプ２Ｂの入力オフセット電圧である。
次に、駆動電圧を第２の駆動電圧の組Ｖｉｎ１＝Ｖｉｎ１２、Ｖｉｎ２＝Ｖｉｎ２２、Ｖｉｎ３＝Ｖｉｎ３２、Ｖｉｎ４＝Ｖｉｎ４２にして、出力が収束した後の時刻ｔ２における出力電圧値は、
Ｖｏｕｔ（ｔ２）＝−（Ｖｉｎ１２・Ｃ１＋Ｖｉｎ２２・Ｃ２＋Ｖｉｎ３２・Ｃ３＋Ｖｉｎ４２・Ｃ４）／Ｃｆ−（Ｖｎ（ｔ２）−Ｖｎ（ｔ０１））・Ｃｐ／Ｃｆ＋Ｖｒ＋Ｖｏｆｆ …式（１１）、
となる。
Ｖｏｕｔ（ｔ２）＝−（Ｖｉｎ１２・Ｃ１＋Ｖｉｎ２２・Ｃ２＋Ｖｉｎ３２・Ｃ３＋Ｖｉｎ４２・Ｃ４）／Ｃｆ−（Ｖｎ（ｔ２）−Ｖｎ（ｔ０１））・Ｃｐ／Ｃｆ＋Ｖｒ＋Ｖｏｆｆ …式（１１）、
となる。
式（１０）と式（１１）とより、
Ｖｏｕｔ＿ｃｄｓ＝Ｖｏｕｔ（ｔ２）−Ｖｏｕｔ（ｔ１）
＝−｛（Ｖｉｎ１２−Ｖｉｎ１１）・Ｃ１＋（Ｖｉｎ２２−Ｖｉｎ２１）・Ｃ２＋（Ｖｉｎ３２−Ｖｉｎ３１）・Ｃ３＋（Ｖｉｎ４２−Ｖｉｎ４１）・Ｃ４−（Ｖｎ（ｔ２）−Ｖｎ（ｔ１））・Ｃｐ／Ｃｆ、
となる。
Ｖｏｕｔ＿ｃｄｓ＝Ｖｏｕｔ（ｔ２）−Ｖｏｕｔ（ｔ１）
＝−｛（Ｖｉｎ１２−Ｖｉｎ１１）・Ｃ１＋（Ｖｉｎ２２−Ｖｉｎ２１）・Ｃ２＋（Ｖｉｎ３２−Ｖｉｎ３１）・Ｃ３＋（Ｖｉｎ４２−Ｖｉｎ４１）・Ｃ４−（Ｖｎ（ｔ２）−Ｖｎ（ｔ１））・Ｃｐ／Ｃｆ、
となる。
これは、相関２重サンプリングの原理により、時刻ｔ１におけるノイズと時刻ｔ２におけるノイズとに含まれる相関成分をキャンセルすることを目的としている。Ｖｏｕｔ＿ｃｄｓに含まれるノイズの項であるＶｎ（ｔ２）−Ｖｎ（ｔ１）は、時刻ｔ１と時刻ｔ２におけるノイズに相関があればキャンセルされる。また、上の式には表記していないが、センスアンプ２Ｂのノイズも時刻ｔ１と時刻ｔ２で相関のある部分はキャンセルされる。特に、センスアンプ２Ｂの入力オフセットのように時間変動のないノイズは完全にキャンセルされる。複数のセンスアンプ２Ｂを並列して使う場合には、個々のセンスアンプ２Ｂの入力オフセット電圧のばらつきが問題になるため、相関２重サンプリングの採用が望ましい。
ここで、第１の駆動電圧を加えた時の出力電圧をＡＤ変換器３Ｂにより複数回繰り返してサンプリングしてデジタル演算回路４Ｂにより加算平均を取ると、式（１０）より、加算平均値は、
Ｖｏｕｔ＿ａｖｅ１＝−（Ｖｉｎ１１・Ｃ１＋Ｖｉｎ２１・Ｃ２＋Ｖｉｎ３１・Ｃ３＋Ｖｉｎ４１・Ｃ４）／Ｃｆ−（Ｖｎ（ｔ１）＿ａｖｅ−Ｖｎ（ｔ０１））・Ｃｐ／Ｃｆ＋Ｖｒ＋Ｖｏｆｆ …式（１２）、
となる。ここでＶｎ（ｔ１）＿ａｖｅは、第１の印加電圧を加えた状態で複数回サンプリングした時のノイズＶｎ（ｔ）の加算平均を表す。
Ｖｏｕｔ＿ａｖｅ１＝−（Ｖｉｎ１１・Ｃ１＋Ｖｉｎ２１・Ｃ２＋Ｖｉｎ３１・Ｃ３＋Ｖｉｎ４１・Ｃ４）／Ｃｆ−（Ｖｎ（ｔ１）＿ａｖｅ−Ｖｎ（ｔ０１））・Ｃｐ／Ｃｆ＋Ｖｒ＋Ｖｏｆｆ …式（１２）、
となる。ここでＶｎ（ｔ１）＿ａｖｅは、第１の印加電圧を加えた状態で複数回サンプリングした時のノイズＶｎ（ｔ）の加算平均を表す。
さらに、第２の印加電圧を加えた時の出力電圧をＡＤ変換器３Ｂにより複数回サンプリングしてデジタル演算回路４Ｂにより加算平均を取ると、式（１１）より、加算平均値は、
Ｖｏｕｔ＿ａｖｅ２＝−（Ｖｉｎ１２・Ｃ１＋Ｖｉｎ２２・Ｃ２＋Ｖｉｎ３２・Ｃ３＋Ｖｉｎ４２・Ｃ４）／Ｃｆ−（Ｖｎ（ｔ２）＿ａｖｅ−Ｖｎ（ｔ０１））・Ｃｐ／Ｃｆ＋Ｖｒ＋Ｖｏｆｆ …式（１３）、
となる。ここでＶｎ（ｔ２）＿ａｖｅは、第２の印加電圧を加えた状態で複数回サンプリングした時のノイズＶｎ（ｔ）の加算平均を表す。
Ｖｏｕｔ＿ａｖｅ２＝−（Ｖｉｎ１２・Ｃ１＋Ｖｉｎ２２・Ｃ２＋Ｖｉｎ３２・Ｃ３＋Ｖｉｎ４２・Ｃ４）／Ｃｆ−（Ｖｎ（ｔ２）＿ａｖｅ−Ｖｎ（ｔ０１））・Ｃｐ／Ｃｆ＋Ｖｒ＋Ｖｏｆｆ …式（１３）、
となる。ここでＶｎ（ｔ２）＿ａｖｅは、第２の印加電圧を加えた状態で複数回サンプリングした時のノイズＶｎ（ｔ）の加算平均を表す。
デジタル演算回路４Ｂにより式（１２）、式（１３）で表わされる加算平均値の差をとると、
Ｖｏｕｔ＿ｃｄｓ＿ａｖｅ＝Ｖｏｕｔ＿ａｖｅ２−Ｖｏｕｔ＿ａｖｅ１
＝−｛（Ｖｉｎ１２−Ｖｉｎ１１）・Ｃ１＋（Ｖｉｎ２２−Ｖｉｎ２１）・Ｃ２＋（Ｖｉｎ３２−Ｖｉｎ３１）・Ｃ３＋（Ｖｉｎ４２−Ｖｉｎ４１）・Ｃ４−（Ｖｎ（ｔ２）＿ａｖｅ−Ｖｎ（ｔ１）＿ａｖｅ）・Ｃｐ／Ｃｆ、
となる。
Ｖｏｕｔ＿ｃｄｓ＿ａｖｅ＝Ｖｏｕｔ＿ａｖｅ２−Ｖｏｕｔ＿ａｖｅ１
＝−｛（Ｖｉｎ１２−Ｖｉｎ１１）・Ｃ１＋（Ｖｉｎ２２−Ｖｉｎ２１）・Ｃ２＋（Ｖｉｎ３２−Ｖｉｎ３１）・Ｃ３＋（Ｖｉｎ４２−Ｖｉｎ４１）・Ｃ４−（Ｖｎ（ｔ２）＿ａｖｅ−Ｖｎ（ｔ１）＿ａｖｅ）・Ｃｐ／Ｃｆ、
となる。
Ｖｎ（ｔ１）＿ａｖｅ、Ｖｎ（ｔ２）＿ａｖｅともに、サンプル間の相関が小さければＶｎ（ｔ１）、Ｖｎ（ｔ２）と比較して小さくなることが期待される。この場合でも、平均化により効果的にノイズ量を削減するために、擬似乱数発生回路７により、サンプリングの時刻をランダム化することが推奨される。
ここで、駆動回路８Ｂは、第１駆動電圧と、前記第１駆動電圧の極性を反転させた第１反転駆動電圧と、第２駆動電圧と、前記第２駆動電圧の極性を反転させた第２反転駆動電圧とを、この順番に前記ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４に印加する。
センスアンプ２Ｂは、前記第１駆動電圧により前記静電容量Ｃ１〜Ｃ４に蓄積された電荷に基づく第１容量信号及び第２容量信号と、前記第１反転駆動電圧により前記静電容量Ｃ１〜Ｃ４に蓄積された電荷に基づく第１反転容量信号及び第２反転容量信号と、前記第２駆動電圧により前記静電容量Ｃ１〜Ｃ４に蓄積された電荷に基づく第３容量信号及び第４容量信号と、前記第２反転駆動電圧により前記静電容量Ｃ１〜Ｃ４に蓄積された電荷に基づく第３反転容量信号及び第４反転容量信号とを順番に読み出す。
ＡＤ変換器３Ｂは、前記センスアンプにより読み出された前記第１容量信号、前記第２容量信号、前記第１反転容量信号、前記第２反転容量信号、前記第３容量信号、前記第４容量信号、前記第３反転容量信号、及び前記第４反転容量信号をＡＤ変換してデジタル演算回路４Ｂに供給する。
デジタル演算回路４Ｂは、前記第１容量信号及び前記第２容量信号を平均化した信号と、前記第１反転容量信号及び前記第２反転容量信号を平均化した信号との差成分である第１検出信号と、前記第３容量信号及び前記第４容量信号を平均化した信号と、前記第３反転容量信号及び前記第４反転容量信号を平均化した信号との差成分である第２検出信号とを演算し、前記第１検出信号と前記第２検出信号とに基づいて前記容量値推定データを演算する。
なお、前記第２駆動電圧は、前記第１駆動電圧の極性を反転させた電圧であってもよい。
上記構成により、タッチパネルに利用される静電容量の充放電に関わる消費電力の低減と、駆動信号に起因する不要輻射の抑圧と、センスアンプの出力に混入する低周波ノイズの低減とを、所望の程度で両立することができる。
〔実施形態３〕
本発明の他の実施形態について、図１３に基づいて説明すれば、以下のとおりである。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
本発明の他の実施形態について、図１３に基づいて説明すれば、以下のとおりである。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
＜静電容量検出回路１Ｄの構成＞
図１３は、本実施形態に係る静電容量検出回路（静電容量推定回路）１Ｄの構成を示す回路図である。図１３において、静電容量検出回路１Ｄは、センスラインＳＬＡ・ＳＬＢに交差するドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４にそれぞれ一端が接続され、それぞれ他端がセンスラインＳＬＡ・ＳＬＢに接続された静電容量Ｃ１Ａ〜Ｃ４Ａ、Ｃ１Ｂ〜Ｃ４Ｂの容量値を推定するためのデータを取得する。
図１３は、本実施形態に係る静電容量検出回路（静電容量推定回路）１Ｄの構成を示す回路図である。図１３において、静電容量検出回路１Ｄは、センスラインＳＬＡ・ＳＬＢに交差するドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４にそれぞれ一端が接続され、それぞれ他端がセンスラインＳＬＡ・ＳＬＢに接続された静電容量Ｃ１Ａ〜Ｃ４Ａ、Ｃ１Ｂ〜Ｃ４Ｂの容量値を推定するためのデータを取得する。
静電容量検出回路１Ｄは、駆動回路８を備えている。駆動回路８は、ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４に電圧Ｖｉｎ１〜Ｖｉｎ４を印加する。センスラインＳＬＡ・ＳＬＢには、それぞれセンスライン寄生容量ＣｐＡ・ＣｐＢが存在する。センスライン寄生容量ＣｐＡ・ＣｐＢには、それぞれ外部からノイズＮＺＡ・ＮＺＢが印加される。静電容量検出回路１Ｄには、センスアンプ２Ｄが設けられている。センスアンプ２Ｄは、電圧Ｖｉｎ１〜Ｖｉｎ４の印加により静電容量Ｃ１Ａ〜Ｃ４Ａに蓄積された電荷及び静電容量Ｃ１Ｂ〜Ｃ４Ｂに蓄積された電荷の差を、センスラインＳＬＡ・ＳＬＢを通して読み出す。
センスアンプ２Ｄは、差動オペアンプ１１Ｄを有している。差動オペアンプ１１Ｄの非反転入力端子はセンスラインＳＬＢに接続されており、反転入力端子はセンスラインＳＬＡに接続されている。
センスアンプ２Ｄには、差動オペアンプ１１Ｄの非反転入力端子と差動オペアンプ１１Ｄの一方の出力とに接続された積分容量ＣｆＢ及びスイッチＳＷＲＢが互いに並列に設けられており、差動オペアンプ１１Ｄの反転入力端子と差動オペアンプ１１Ｄの他方の出力とに接続された積分容量ＣｆＡ及びスイッチＳＷＲＡが互いに並列に設けられている。
静電容量検出回路１Ｄは、ＡＤ変換器３Ｄを備えている。ＡＤ変換器３Ｄは、駆動回路８がドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４に電圧Ｖｉｎ１〜Ｖｉｎ４を印加している間に、センスアンプ２Ｄの一対の出力を複数回繰り返してサンプリングし、サンプリング毎にデジタル値に変換する。ＡＤ変換器３Ｄには、擬似乱数発生回路７が接続されている。擬似乱数発生回路７は、ＡＤ変換器３Ｄのサンプリング周期を制御するために、予め定められた範囲内の乱数を生成してＡＤ変換器３Ｄに供給する。
静電容量検出回路１Ｄには、デジタル演算回路（演算回路）４Ｄが設けられている。デジタル演算回路４Ｄは、ＡＤ変換器３Ｄにより変換された複数のデジタル値を平均化する。
＜静電容量検出回路１Ｄの動作及び効果＞
図１３は、センスラインＳＬＡとセンスラインＳＬＢとに繋がった静電容量対（Ｃ１Ａ、Ｃ１Ｂ）、（Ｃ２Ａ、Ｃ２Ｂ）、（Ｃ３Ａ、Ｃ３Ｂ）、（Ｃ４Ａ、Ｃ４Ｂ）の容量差Ｃ１Ａ−Ｃ１Ｂ、Ｃ２Ａ−Ｃ２Ｂ、Ｃ３Ａ−Ｃ３Ｂ、Ｃ４Ａ−Ｃ４Ｂを推定する場合の回路例を示している。
図１３は、センスラインＳＬＡとセンスラインＳＬＢとに繋がった静電容量対（Ｃ１Ａ、Ｃ１Ｂ）、（Ｃ２Ａ、Ｃ２Ｂ）、（Ｃ３Ａ、Ｃ３Ｂ）、（Ｃ４Ａ、Ｃ４Ｂ）の容量差Ｃ１Ａ−Ｃ１Ｂ、Ｃ２Ａ−Ｃ２Ｂ、Ｃ３Ａ−Ｃ３Ｂ、Ｃ４Ａ−Ｃ４Ｂを推定する場合の回路例を示している。
センスラインＳＬＡとセンスラインＳＬＢとの電荷をリセットするため、スイッチＳＷＲＡとＳＷＲＢとを閉じて、ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４への印加電圧をＶｉｎ１＝Ｖｉｎ２＝Ｖｉｎ３＝Ｖｉｎ４＝０とする。その後、時刻ｔ０においてスイッチＳＷＲＡとスイッチＳＷＲＢとを開き、さらにその後、駆動電圧Ｖｉｎ１、Ｖｉｎ２、Ｖｉｎ３、Ｖｉｎ４を与えて出力が収束した後のセンスアンプ２Ｄの出力電圧値をＡＤ変換器３Ｄで複数回繰り返してサンプリングしてデジタル化し、それをデジタル演算回路４Ｄにより平均化して出力の推定値を得る。この平均化により、センスラインＳＬＡ・ＳＬＢに形成された寄生容量ＣｐＡ及びＣｐＢを介したノイズ電圧Ｖｎ、Ｖｎ’の影響を軽減することができる。
具体的には、サンプリング時刻ｔにおけるセンスアンプ２Ｄの差動出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｄ（ｔ）は、
Ｖｏｕｔ＿ｄ（ｔ）＝−｛Ｖｉｎ１・（Ｃ１Ａ−Ｃ１Ｂ）＋Ｖｉｎ２・（Ｃ２Ａ−Ｃ２Ｂ）＋Ｖｉｎ３・（Ｃ３Ａ−Ｃ３Ｂ）＋Ｖｉｎ４・（Ｃ４Ａ−Ｃ４Ｂ）＋（Ｖｎ（ｔ）−Ｖｎ（ｔ０））・ＣｐＡ−（Ｖｎ’（ｔ）−Ｖｎ’（ｔ０））・ＣｐＢ｝／ＣｆＡ、
と表される。ただし、ＣｆＡ＝ＣｆＢとしている。
Ｖｏｕｔ＿ｄ（ｔ）＝−｛Ｖｉｎ１・（Ｃ１Ａ−Ｃ１Ｂ）＋Ｖｉｎ２・（Ｃ２Ａ−Ｃ２Ｂ）＋Ｖｉｎ３・（Ｃ３Ａ−Ｃ３Ｂ）＋Ｖｉｎ４・（Ｃ４Ａ−Ｃ４Ｂ）＋（Ｖｎ（ｔ）−Ｖｎ（ｔ０））・ＣｐＡ−（Ｖｎ’（ｔ）−Ｖｎ’（ｔ０））・ＣｐＢ｝／ＣｆＡ、
と表される。ただし、ＣｆＡ＝ＣｆＢとしている。
従って、ｎ回サンプリングしたＶｏｕｔ＿ｄを加算平均すると、サンプル毎のノイズ電圧Ｖｎに相関が無く、かつサンプル毎のノイズ電圧Ｖｎ’に相関が無ければ（Ｖｎ（ｔ）−Ｖｎ（ｔ０））・ＣｐＡ−（Ｖｎ’（ｔ）−Ｖｎ’（ｔ０））・ＣｐＢは１／ｓｑｒｔ（ｎ）に小さくなり、信号対ノイズ比が改善する。この場合も、平均化により効果的にノイズ量を削減するために、サンプリングの時刻をランダム化することが推奨される。
ここで、駆動回路８Ｄは、ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４に駆動電圧を印加する。センスアンプ２Ｄは、前記駆動電圧により前記静電容量Ｃ１Ａ〜Ｃ４Ａに蓄積された電荷に基づく第１容量信号及び前記静電容量Ｃ１Ｂ〜Ｃ４Ｂに蓄積された電荷に基づく第２容量信号を読み出した後、前記駆動電圧により前記静電容量Ｃ１Ａ〜Ｃ４Ａに蓄積された電荷に基づく第３容量信号及び前記静電容量Ｃ１Ｂ〜Ｃ４Ｂに蓄積された電荷に基づく第４容量信号を読み出す。
駆動回路８Ｄは、前記駆動電圧の極性を反転させた反転駆動電圧を前記ドライブラインに印加する。前記センスアンプ２Ｄは、前記反転駆動電圧により前記静電容量Ｃ１Ａ〜Ｃ４Ａに蓄積された電荷に基づく第１反転容量信号及び前記静電容量Ｃ１Ｂ〜Ｃ４Ｂに蓄積された電荷に基づく第２反転容量信号を読み出した後、前記反転駆動電圧により前記静電容量Ｃ１Ａ〜Ｃ４Ａに蓄積された電荷に基づく第３反転容量信号及び前記静電容量Ｃ１Ｂ〜Ｃ４Ｂに蓄積された電荷に基づく第４反転容量信号を読み出す。
ＡＤ変換器３Ｄは、前記第１容量信号と前記第２容量信号との差、前記第３容量信号と前記第４容量信号との差、前記第１反転容量信号と前記第２反転容量信号との差、及び前記第３反転容量信号と前記第４反転容量信号との差の４個の差成分を表す信号をＡＤ変換してデジタル演算回路４Ｄに供給する。
デジタル演算回路４Ｄは、前記４個の差成分を表す信号に基づいて、前記容量差推定データを演算する。
上記構成により、タッチパネルに利用される静電容量の充放電に関わる消費電力の低減と、駆動信号に起因する不要輻射の抑圧と、センスアンプの出力に混入する低周波ノイズの低減とを、所望の程度で両立することができる。
また、差成分に基づいて容量差推定データを演算することにより、差を取得する前の信号に含まれるノイズを相殺でき、且つ、信号（容量）成分の絶対値を扱うことなく、信号（容量）成分の差（相対値）のみを扱うので、推定する静電容量値に対するダイナミックレンジを広くすることができる。
〔実施形態４〕
本発明の他の実施形態について、図１４に基づいて説明すれば、以下のとおりである。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
本発明の他の実施形態について、図１４に基づいて説明すれば、以下のとおりである。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
＜静電容量検出回路１Ｆの構成＞
図１４は、本実施形態に係る静電容量検出回路（静電容量推定回路）１Ｆの構成を示す回路図である。図１４において、静電容量検出回路１Ｆは、ＡＤ変換器３Ｄ、デジタル演算回路４Ｄの代わりにＡＤ変換器３Ｆ、デジタル演算回路（演算回路）４Ｆを備えている。
図１４は、本実施形態に係る静電容量検出回路（静電容量推定回路）１Ｆの構成を示す回路図である。図１４において、静電容量検出回路１Ｆは、ＡＤ変換器３Ｄ、デジタル演算回路４Ｄの代わりにＡＤ変換器３Ｆ、デジタル演算回路（演算回路）４Ｆを備えている。
＜静電容量検出回路１Ｆの動作及び効果＞
図１４は、センスラインＳＬＡとセンスラインＳＬＢとに繋がった静電容量対（Ｃ１Ａ、Ｃ１Ｂ）、（Ｃ２Ａ、Ｃ２Ｂ）、（Ｃ３Ａ、Ｃ３Ｂ）、（Ｃ４Ａ、Ｃ４Ｂ）の容量差Ｃ１Ａ−Ｃ１Ｂ、Ｃ２Ａ−Ｃ２Ｂ、Ｃ３Ａ−Ｃ３Ｂ、Ｃ４Ａ−Ｃ４Ｂを推定する場合の回路例を示している。
図１４は、センスラインＳＬＡとセンスラインＳＬＢとに繋がった静電容量対（Ｃ１Ａ、Ｃ１Ｂ）、（Ｃ２Ａ、Ｃ２Ｂ）、（Ｃ３Ａ、Ｃ３Ｂ）、（Ｃ４Ａ、Ｃ４Ｂ）の容量差Ｃ１Ａ−Ｃ１Ｂ、Ｃ２Ａ−Ｃ２Ｂ、Ｃ３Ａ−Ｃ３Ｂ、Ｃ４Ａ−Ｃ４Ｂを推定する場合の回路例を示している。
センスラインＳＬＡとセンスラインＳＬＢとの電荷をリセットするため、スイッチＳＷＲＡとＳＷＲＢとを閉じて、ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４への印加電圧をＶｉｎ１＝Ｖｉｎ２＝Ｖｉｎ３＝Ｖｉｎ４＝０とする。その後、時刻ｔ０においてスイッチＳＷＲＡとＳＷＲＢとを開き、さらにその後、第１の駆動電圧Ｖｉｎ１＝Ｖｉｎ１１、Ｖｉｎ２＝Ｖｉｎ２１、Ｖｉｎ３＝Ｖｉｎ３１、Ｖｉｎ４＝Ｖｉｎ４１でドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４を駆動してセンスアンプ２Ｆの差動出力の収束値をＡＤ変換器３Ｆで複数回繰り返してサンプリング及びデジタル化して、それらをデジタル演算回路４Ｆにより加算平均してデジタル出力
Ｄｏｕｔ＿１＝−｛Ｖｉｎ１１（Ｃ１Ａ−Ｃ１Ｂ）＋Ｖｉｎ２１（Ｃ２Ａ−Ｃ２Ｂ）＋Ｖｉｎ３１（Ｃ３Ａ−Ｃ３Ｂ）＋Ｖｉｎ４１（Ｃ４Ａ−Ｃ４Ｂ）＋（Ｖｎ（ｔ１）＿ａｖｅ−Ｖｎ（ｔ０））ＣｐＡ−（Ｖｎ’（ｔ１）＿ａｖｅ−Ｖｎ’（ｔ０））ＣｐＢ｝／Ｃｆ＋Ｖｏｆｆ、
を得る。
Ｄｏｕｔ＿１＝−｛Ｖｉｎ１１（Ｃ１Ａ−Ｃ１Ｂ）＋Ｖｉｎ２１（Ｃ２Ａ−Ｃ２Ｂ）＋Ｖｉｎ３１（Ｃ３Ａ−Ｃ３Ｂ）＋Ｖｉｎ４１（Ｃ４Ａ−Ｃ４Ｂ）＋（Ｖｎ（ｔ１）＿ａｖｅ−Ｖｎ（ｔ０））ＣｐＡ−（Ｖｎ’（ｔ１）＿ａｖｅ−Ｖｎ’（ｔ０））ＣｐＢ｝／Ｃｆ＋Ｖｏｆｆ、
を得る。
ここで、Ｖｏｆｆはセンスアンプ２Ｆの入力オフセット電圧であり、Ｖｎ（ｔ１）＿ａｖｅは第１の駆動電圧を加えた状態で複数回繰り返してサンプリングした時のノイズＶｎ（ｔ）の加算平均、Ｖｎ’（ｔ１）＿ａｖｅは第１の駆動電圧を加えた状態で複数回繰り返してサンプリングした時のノイズＶｎ’（ｔ）の加算平均を表す。
次に、第２の駆動電圧Ｖｉｎ１＝Ｖｉｎ１２、Ｖｉｎ２＝Ｖｉｎ２２、Ｖｉｎ３＝Ｖｉｎ３２、Ｖｉｎ４＝Ｖｉｎ４２でドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４を駆動してセンスアンプ２Ｆの差動出力の収束値をＡＤ変換器３Ｆで複数回サンプリング及びデジタル化して、それらをデジタル演算回路４Ｆにより加算平均してデジタル出力
Ｄｏｕｔ＿２＝−｛Ｖｉｎ１２（Ｃ１Ａ−Ｃ１Ｂ）＋Ｖｉｎ２２（Ｃ２Ａ−Ｃ２Ｂ）＋Ｖｉｎ３２（Ｃ３Ａ−Ｃ３Ｂ）＋Ｖｉｎ４２（Ｃ４Ａ−Ｃ４Ｂ）＋（Ｖｎ（ｔ２）＿ａｖｅ−Ｖｎ（ｔ０））ＣｐＡ−（Ｖｎ’（ｔ２）＿ａｖｅ−Ｖｎ’（ｔ０））・ＣｐＢ｝／ＣｆＡ＋Ｖｏｆｆ
を得る。
Ｄｏｕｔ＿２＝−｛Ｖｉｎ１２（Ｃ１Ａ−Ｃ１Ｂ）＋Ｖｉｎ２２（Ｃ２Ａ−Ｃ２Ｂ）＋Ｖｉｎ３２（Ｃ３Ａ−Ｃ３Ｂ）＋Ｖｉｎ４２（Ｃ４Ａ−Ｃ４Ｂ）＋（Ｖｎ（ｔ２）＿ａｖｅ−Ｖｎ（ｔ０））ＣｐＡ−（Ｖｎ’（ｔ２）＿ａｖｅ−Ｖｎ’（ｔ０））・ＣｐＢ｝／ＣｆＡ＋Ｖｏｆｆ
を得る。
ここで、Ｖｎ（ｔ２）＿ａｖｅは第２の駆動電圧を加えた状態で複数回繰り返してサンプリングした時のノイズＶｎ（ｔ）の加算平均、Ｖｎ’（ｔ２）＿ａｖｅは第２の駆動電圧を加えた状態で複数回サンプリングした時のノイズＶｎ’（ｔ）の加算平均を表す。デジタル演算回路４Ｆにより、Ｄｏｕｔ＿２からＤｏｕｔ＿１を減算して、
Ｄｏｕｔ＿２−Ｄｏｕｔ＿１＝−｛（Ｖｉｎ１２−Ｖｉｎ１１）（Ｃ１Ａ−Ｃ１Ｂ）＋（Ｖｉｎ２２−Ｖｉｎ２１）（Ｃ２Ａ−Ｃ２Ｂ）＋（Ｖｉｎ３２−Ｖｉｎ３１）（Ｃ３Ａ−Ｃ３Ｂ）＋（Ｖｉｎ４２−Ｖｉｎ４１）（Ｃ４Ａ−Ｃ４Ｂ）｝＋（Ｖｎ（ｔ２）＿ａｖｅ−Ｖｎ（ｔ１）＿ａｖｅ）ＣｐＡ−（Ｖｎ’（ｔ２）＿ａｖｅ−Ｖｎ’（ｔ１）＿ａｖｅ）ＣｐＢ｝／ＣｆＡ、
となる。したがって、相関２重サンプリングと加算平均によりノイズが有効に減少することが期待できる。
Ｄｏｕｔ＿２−Ｄｏｕｔ＿１＝−｛（Ｖｉｎ１２−Ｖｉｎ１１）（Ｃ１Ａ−Ｃ１Ｂ）＋（Ｖｉｎ２２−Ｖｉｎ２１）（Ｃ２Ａ−Ｃ２Ｂ）＋（Ｖｉｎ３２−Ｖｉｎ３１）（Ｃ３Ａ−Ｃ３Ｂ）＋（Ｖｉｎ４２−Ｖｉｎ４１）（Ｃ４Ａ−Ｃ４Ｂ）｝＋（Ｖｎ（ｔ２）＿ａｖｅ−Ｖｎ（ｔ１）＿ａｖｅ）ＣｐＡ−（Ｖｎ’（ｔ２）＿ａｖｅ−Ｖｎ’（ｔ１）＿ａｖｅ）ＣｐＢ｝／ＣｆＡ、
となる。したがって、相関２重サンプリングと加算平均によりノイズが有効に減少することが期待できる。
ここで、駆動回路８Ｆは、前記ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４に第１駆動電圧を印加する。センスアンプ２Ｆは、前記第１駆動電圧により前記静電容量Ｃ１Ａ〜Ｃ４Ａに蓄積された電荷に基づく第１容量信号を前記センスラインＳＬＡから読み出し、及び前記静電容量Ｃ１Ｂ〜Ｃ４Ｂに蓄積された電荷に基づく第２容量信号を前記センスラインＳＬＢから読み出した後、前記第１駆動電圧により前記静電容量Ｃ１Ａ〜Ｃ４Ａに蓄積された電荷に基づく第３容量信号を前記センスラインＳＬＡから読み出し、及び前記静電容量Ｃ１Ｂ〜Ｃ４Ｂに蓄積された電荷に基づく第４容量信号を前記センスラインＳＬＢから読み出す。
駆動回路８Ｆは、前記第１駆動電圧を印加した後、前記第１駆動電圧の極性を反転させた第１反転駆動電圧を前記ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４に印加する。前記センスアンプ２Ｆは、前記第１反転駆動電圧により前記静電容量Ｃ１Ａ〜Ｃ４Ａに蓄積された電荷に基づく第１反転容量信号及び前記静電容量Ｃ１Ｂ〜Ｃ４Ｂに蓄積された電荷に基づく第２反転容量信号を読み出した後、前記第１反転駆動電圧により前記静電容量Ｃ１Ａ〜Ｃ４Ａに蓄積された電荷に基づく第３反転容量信号及び前記静電容量Ｃ１Ｂ〜Ｃ４Ｂに蓄積された電荷に基づく第４反転容量信号を読み出す。
前記駆動回路８Ｆは、前記第１反転駆動電圧を印加した後、前記ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４に第２駆動電圧を印加する。前記センスアンプ２Ｆは、前記第２駆動電圧により前記静電容量Ｃ１Ａ〜Ｃ４Ａに蓄積された電荷に基づく第５容量信号及び前記静電容量Ｃ１Ｂ〜Ｃ４Ｂに蓄積された電荷に基づく第６容量信号を読み出した後、前記第２駆動電圧により前記静電容量Ｃ１Ａ〜Ｃ４Ａに蓄積された電荷に基づく第７容量信号及び前記静電容量Ｃ１Ｂ〜Ｃ４Ｂに蓄積された電荷に基づく第８容量信号を読み出す。
前記駆動回路８Ｆは、前記第２駆動電圧を印加した後、前記第２駆動電圧の極性を反転させた第２反転駆動電圧を前記ドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４に印加する。前記センスアンプ２Ｆは、前記第２反転駆動電圧により前記静電容量Ｃ１Ａ〜Ｃ４Ａに蓄積された電荷に基づく第５反転容量信号及び前記静電容量Ｃ１Ｂ〜Ｃ４Ｂに蓄積された電荷に基づく第６反転容量信号を読み出した後、前記第２反転駆動電圧により前記静電容量Ｃ１Ａ〜Ｃ４Ａに蓄積された電荷に基づく第７反転容量信号及び前記静電容量Ｃ１Ｂ〜Ｃ４Ｂに蓄積された電荷に基づく第８反転容量信号を読み出す。
ＡＤ変換器３Ｆは、前記第１容量信号と前記第２容量信号との差と、前記第３容量信号と前記第４容量信号との差と、前記第１反転容量信号と前記第２反転容量信号との差と、前記第３反転容量信号と前記第４反転容量信号との差と、前記第５容量信号と前記第６容量信号との差と、前記第７容量信号と前記第８容量信号との差と、前記第５反転容量信号と前記第６反転容量信号との差と、前記第７反転容量信号と前記第８反転容量信号との差とをＡＤ変換してデジタル演算回路４Ｆに供給する。
デジタル演算回路４Ｆは、前記第１容量信号と前記第２容量信号との差と前記第３容量信号と前記第４容量信号との差とを平均化した信号と、前記第１反転容量信号と前記第２反転容量信号との差と前記第３反転容量信号と前記第４反転容量信号との差とを平均化した信号との間の差を表す第１検出信号と、前記第５容量信号と前記第６容量信号との差と前記第７容量信号と前記第８容量信号との差とを平均化した信号と、前記第５反転容量信号と前記第６反転容量信号との差と前記第７反転容量信号と前記第８反転容量信号との差とを平均化した信号との間の差を表す第２検出信号とに基づいて、前記容量差推定データを演算する。
なお、前記第２駆動電圧は、前記第１駆動電圧の極性を反転させた電圧であってもよい。
上記構成により、タッチパネルに利用される静電容量の充放電に関わる消費電力の低減と、駆動信号に起因する不要輻射の抑圧と、センスアンプの出力に混入する低周波ノイズの低減とを、所望の程度で両立することができる。
なお、“信号［Ａ］および［Ｂ］の平均”とは、任意の時刻において、信号［Ａ］の振幅と信号［Ｂ］の振幅とを平均した大きさの振幅を有する信号を表す。
また、差成分に基づいて容量差推定データを演算することにより、差を取得する前の信号に含まれるノイズを相殺でき、且つ、信号（容量）成分の絶対値を扱うことなく、信号（容量）成分の差（相対値）のみを扱うので、推定する静電容量値に対するダイナミックレンジを広くすることができる。
〔実施形態５〕
本発明の他の実施形態について、図１５に基づいて説明すれば、以下のとおりである。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
本発明の他の実施形態について、図１５に基づいて説明すれば、以下のとおりである。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
（携帯電話機６０の構成）
図１５は、本実施形態に係る携帯電話機（電子機器）６０の構成を示すブロック図である。携帯電話機６０は、ＣＰＵ６５と、ＲＡＭ７３と、ＲＯＭ７２と、カメラ６６と、マイクロフォン６７と、スピーカ６８と、操作キー６９と、表示パネル７０と、表示制御回路７１と、タッチパネルシステム６１とを備えている。各構成要素は、相互にデータバスによって接続されている。
図１５は、本実施形態に係る携帯電話機（電子機器）６０の構成を示すブロック図である。携帯電話機６０は、ＣＰＵ６５と、ＲＡＭ７３と、ＲＯＭ７２と、カメラ６６と、マイクロフォン６７と、スピーカ６８と、操作キー６９と、表示パネル７０と、表示制御回路７１と、タッチパネルシステム６１とを備えている。各構成要素は、相互にデータバスによって接続されている。
ＣＰＵ６５は、携帯電話機６０の動作を制御する。ＣＰＵ６５は、たとえばＲＯＭ７２に格納されたプログラムを実行する。操作キー６９は、携帯電話機６０のユーザによる指示の入力を受ける。ＲＡＭ７３は、ＣＰＵ６５によるプログラムの実行により生成されたデータ、または操作キー６９を介して入力されたデータを揮発的に格納する。ＲＯＭ７２は、データを不揮発的に格納する。
また、ＲＯＭ７２は、ＥＰＲＯＭ（Erasable Programmable Read-Only Memory）やフラッシュメモリなどの書込み及び消去が可能なＲＯＭである。なお、図１５には示していないが、携帯電話機６０が、他の電子機器に有線により接続するためのインターフェイス（Ｉ／Ｆ；Interface）を備える構成としてもよい。
カメラ６６は、ユーザの操作キー６９の操作に応じて、被写体を撮影する。なお、撮影された被写体の画像データは、ＲＡＭ７３や外部メモリ（たとえば、メモリカード）に格納される。マイクロフォン６７は、ユーザの音声の入力を受付ける。携帯電話機６０は、当該入力された音声（アナログデータ）をデジタル化する。そして、携帯電話機６０は、通信相手（たとえば、他の携帯電話機）にデジタル化した音声を送る。スピーカ６８は、たとえば、ＲＡＭ７３に記憶された音楽データなどに基づく音を出力する。
タッチパネルシステム６１は、タッチパネル６２と静電容量または静電容量差を検出する静電容量検出回路１とタッチ位置検出回路６４とを有している。ここで、静電容量検出回路１は、静電容量検出回路１Ｂ、１Ｄ、１Ｆであってもよい。ＣＰＵ６５は、タッチパネルシステム６１の動作を制御する。
表示パネル７０は、表示制御回路７１により、ＲＯＭ７２、ＲＡＭ７３に格納されている画像を表示する。表示パネル７０は、タッチパネル６２に重ねられているか、タッチパネル６２を内蔵している。なお、タッチパネルシステム６１により生成されてタッチパネル６２上のタッチ位置を示すタッチ認識信号に、操作キー６９が操作されたことを示す信号と同じ役割を持たせることもできる。
〔まとめ〕
本発明の態様１に係る静電容量値推定回路（静電容量検出回路１）は、センスラインＳＬに交差する１本以上のドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４に一端が接続され、他端が前記センスラインに接続された１個以上の静電容量（静電容量Ｃ１〜Ｃ４）の容量値を推定するための容量値推定データを取得する静電容量値推定回路であって、前記ドライブラインに駆動電圧を印加する駆動回路８と、前記駆動電圧により前記静電容量に蓄積された電荷に基づく第１容量信号及び第２容量信号を順番に読み出すセンスアンプ２とを備え、前記駆動回路は、前記駆動電圧の極性を反転させた反転駆動電圧を前記ドライブラインに印加し、前記センスアンプは、前記反転駆動電圧により前記静電容量に蓄積された電荷に基づく第１反転容量信号及び第２反転容量信号を順番に読み出し、前記第１容量信号、前記第２容量信号、前記第１反転容量信号、及び前記第２反転容量信号に基づいて、前記容量値推定データを演算する演算回路（デジタル演算回路４）をさらに備える。
本発明の態様１に係る静電容量値推定回路（静電容量検出回路１）は、センスラインＳＬに交差する１本以上のドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４に一端が接続され、他端が前記センスラインに接続された１個以上の静電容量（静電容量Ｃ１〜Ｃ４）の容量値を推定するための容量値推定データを取得する静電容量値推定回路であって、前記ドライブラインに駆動電圧を印加する駆動回路８と、前記駆動電圧により前記静電容量に蓄積された電荷に基づく第１容量信号及び第２容量信号を順番に読み出すセンスアンプ２とを備え、前記駆動回路は、前記駆動電圧の極性を反転させた反転駆動電圧を前記ドライブラインに印加し、前記センスアンプは、前記反転駆動電圧により前記静電容量に蓄積された電荷に基づく第１反転容量信号及び第２反転容量信号を順番に読み出し、前記第１容量信号、前記第２容量信号、前記第１反転容量信号、及び前記第２反転容量信号に基づいて、前記容量値推定データを演算する演算回路（デジタル演算回路４）をさらに備える。
上述の構成によれば、第１容量信号、第２容量信号、第１反転容量信号、及び第２反転容量信号に基づいて、演算回路が容量値推定データを演算することで、各信号をサンプリングする瞬間にセンスライン寄生容量を介して混入するノイズ成分が平均化され、信号対ノイズ比の向上が可能である。そして、駆動回路がドライブラインに電圧を印加している間に、センスアンプの出力を複数回サンプリングし、サンプリング毎にデジタル値に変換するので、容量をリセットして駆動電圧を与えてセンスアンプで読み出すという処理を繰り返す構成よりも処理時間を短縮することができる。また、駆動回路は、駆動電圧の極性を反転させた反転駆動電圧をドライブラインに印加する。そして、センスアンプは、反転駆動電圧により静電容量に蓄積された電荷に基づく第１反転容量信号及び第２反転容量信号を順番に読み出す。これにより、センスアンプの出力に混入する低周波ノイズを抑制することができる。
ここで、容量信号として、第１容量信号及び第２容量信号の２つの信号を取得し、反転容量信号として、第１反転容量信号及び第２反転容量信号の２つの信号を取得している。しかしながら、当該取得する各信号の数は２に限定されるわけではなく、３以上であってもよい。つまり、当該取得する各信号の数を、３以上の所望の数にすることができる。そして、取得する各信号の数が増えるほど、静電容量に充電された電荷量をセンスアンプで読み出すための処理時間が長くなるが、図８および図９に示すように周波数特性が変化しノイズ抑圧特性が良化し得る。よって、タッチパネルコントローラを使用する環境において、例えば特定周波数のノイズが多い場合には、上記取得する信号処理数を増やして当該ノイズを抑制してもよい。
すなわち、静電容量値推定回路は、タッチパネルに利用される静電容量の充放電に関わる消費電力の低減と、駆動信号に起因する不要輻射の抑圧と、センスアンプの出力に混入する低周波ノイズの低減とを、所望の程度で両立することができる。
本発明の態様２に係る静電容量値推定回路は、前記態様１において、前記センスアンプにより読み出された前記第１容量信号、前記第２容量信号、前記第１反転容量信号、及び前記第２反転容量信号をＡＤ変換して前記演算回路に供給するＡＤ変換器３をさらに備えてもよい。
上述の構成によれば、演算回路は、センスアンプの出力をＡＤ変換器を介してデジタル値として取得可能なため、演算回路をデジタル回路により実装することができる。なお、ＡＤ変換に伴う量子化ノイズが支配的になり、問題となる場合は、サンプル回路（サンプリング容量回路、積分器など）を用いたアナログ回路で平均化の信号処理をしても良い。
本発明の態様３に係る静電容量値推定回路（静電容量検出回路１Ｂ）は、センスラインＳＬに交差する１本以上のドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４に一端が接続され、他端が前記センスラインに接続された１個以上の静電容量（静電容量Ｃ１〜Ｃ４）の容量値を推定するための容量値推定データを取得する静電容量値推定回路であって、第１駆動電圧と、前記第１駆動電圧の極性を反転させた第１反転駆動電圧と、第２駆動電圧と、前記第２駆動電圧の極性を反転させた第２反転駆動電圧とを、この順番に前記ドライブラインに印加する駆動回路８Ｂと、前記第１駆動電圧により前記静電容量に蓄積された電荷に基づく第１容量信号及び第２容量信号と、前記第１反転駆動電圧により前記静電容量に蓄積された電荷に基づく第１反転容量信号及び第２反転容量信号と、前記第２駆動電圧により前記静電容量に蓄積された電荷に基づく第３容量信号及び第４容量信号と、前記第２反転駆動電圧により前記静電容量に蓄積された電荷に基づく第３反転容量信号及び第４反転容量信号とを順番に読み出すセンスアンプ２Ｂと、前記第１容量信号及び前記第２容量信号を平均化した信号と、前記第１反転容量信号及び前記第２反転容量信号を平均化した信号との差成分である第１検出信号と、前記第３容量信号及び前記第４容量信号を平均化した信号と、前記第３反転容量信号及び前記第４反転容量信号を平均化した信号との差成分である第２検出信号とを演算し、前記第１検出信号と前記第２検出信号とに基づいて前記容量値推定データを演算する演算回路（デジタル演算回路４Ｂ）とを備える。
上述の構成によれば、第１検出信号と第２検出信号との間の差に基づいて、演算回路が容量値推定データを演算することで、各信号をサンプリングする瞬間にセンスライン寄生容量を介して混入するノイズ成分が平均化され、信号対ノイズ比の向上が可能である。そして、駆動回路がドライブラインに電圧を印加している間に、センスアンプの出力を複数回サンプリングし、サンプリング毎にデジタル値に変換するので、容量をリセットして駆動電圧を与えてセンスアンプで読み出すという処理を繰り返す構成よりも処理時間を短縮することができる。また、駆動回路は、駆動電圧の極性を反転させた第１反転駆動電圧をドライブラインに印加する。そして、センスアンプは、第１反転駆動電圧により静電容量に蓄積された電荷に基づく第１反転容量信号及び第２反転容量信号を順番に読み出す。これにより、センスアンプの出力に混入する低周波ノイズを抑制することができる。また、第２反転駆動電圧により静電容量に蓄積された電荷に基づく第３反転容量信号及び第４反転容量信号についても同様である。
ここで、容量信号として、第１容量信号、第２容量信号、第３容量信号、及び第４容量信号の４つの信号を取得し、反転容量信号として、第１反転容量信号、第２反転容量信号、第３反転容量信号、第４反転容量信号の４つの信号を取得している。しかしながら、当該取得する各信号の数は４に限定されるわけではなく、５以上であってもよい。つまり、当該取得する各信号の数を、５以上の所望の数にすることができる。そして、取得する各信号の数が増えるほど、静電容量に充電された電荷量をセンスアンプで読み出すための処理時間が長くなるが、図８および図９に示すように周波数特性が変化しノイズ抑圧特性が良化し得る。よって、タッチパネルコントローラを使用する環境において、例えば特定周波数のノイズが多い場合には、上記取得する信号処理数を増やして当該ノイズを抑制してもよい。
すなわち、静電容量値推定回路は、タッチパネルに利用される静電容量の充放電に関わる消費電力の低減と、駆動信号に起因する不要輻射の抑圧と、センスアンプの出力に混入する低周波ノイズの低減とを、所望の程度で両立することができる。
本発明の態様４に係る静電容量値推定回路は、前記態様３において、前記センスアンプにより読み出された前記第１容量信号、前記第２容量信号、前記第１反転容量信号、前記第２反転容量信号、前記第３容量信号、前記第４容量信号、前記第３反転容量信号、及び前記第４反転容量信号をＡＤ変換して前記演算回路に供給するＡＤ変換器３Ｂをさらに備えてもよい。
上述の構成によれば、演算回路は、センスアンプの出力をＡＤ変換器を介してデジタル値として取得可能なため、演算回路をデジタル回路により実装することができる。なお、ＡＤ変換に伴う量子化ノイズが支配的になり、問題となる場合は、サンプル回路（サンプリング容量回路、積分器など）を用いたアナログ回路で平均化の信号処理をしても良い。
本発明の態様５に係る静電容量値推定回路（静電容量値検出回路１Ｄ）は、第１センスライン（センスラインＳＬＡ）に交差する１本以上のドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４に一端が接続され、他端が前記第１センスラインに接続された１個以上の第１静電容量（静電容量Ｃ１Ａ〜Ｃ４Ａ）、第２センスライン（センスラインＳＬＢ）に交差する前記ドライブラインに一端が接続され、他端が前記第２センスラインに接続された１個以上の第２静電容量（静電容量Ｃ１Ｂ〜Ｃ４Ｂ）との容量差を推定するための容量差推定データを取得する静電容量差推定回路であって、前記ドライブラインに駆動電圧を印加する駆動回路８Ｄと、前記駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第１容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第２容量信号を読み出した後、前記駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第３容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第４容量信号を読み出すセンスアンプ２Ｄとを備え、前記駆動回路は、前記駆動電圧の極性を反転させた反転駆動電圧を前記ドライブラインに印加し、前記センスアンプは、前記反転駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第１反転容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第２反転容量信号を読み出した後、前記反転駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第３反転容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第４反転容量信号を読み出し、前記第１容量信号と前記第２容量信号との差、前記第３容量信号と前記第４容量信号との差、前記第１反転容量信号と前記第２反転容量信号との差、及び前記第３反転容量信号と前記第４反転容量信号との差の４個の差成分を表す信号に基づいて、前記容量差推定データを演算する演算回路（デジタル演算回路４Ｄ）をさらに備える。
上述の構成によれば、前記第１〜第４容量信号、及び前記第１〜第４反転容量信号に基づいて、演算回路が容量差推定データを演算することで、各信号をサンプリングする瞬間にセンスライン寄生容量を介して混入するノイズ成分が平均化され、信号対ノイズ比の向上が可能である。そして、駆動回路がドライブラインに電圧を印加している間に、センスアンプの出力を複数回サンプリングし、サンプリング毎にデジタル値に変換するので、容量をリセットして駆動電圧を与えてセンスアンプで読み出すという処理を繰り返す構成よりも処理時間を短縮することができる。また、駆動回路は、駆動電圧の極性を反転させた反転駆動電圧をドライブラインに印加する。そして、センスアンプは、反転駆動電圧により第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第１反転容量信号及び第２反転容量信号を順番に読み出す。これにより、センスアンプの出力に混入する低周波ノイズを抑制することができる。また、反転駆動電圧により第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第３反転容量信号及び第４反転容量信号についても同様である。
ここで、容量信号として、第１〜第４容量信号の４つの信号を取得し、反転容量信号として、第１〜第４反転容量信号の４つの信号を取得している。しかしながら、当該取得する各信号の数は４に限定されるわけではなく、５以上であってもよい。つまり、当該取得する各信号の数を、５以上の所望の数にすることができる。そして、取得する各信号の数が増えるほど、静電容量に充電された電荷量をセンスアンプで読み出すための処理時間が長くなるが、図８および図９に示すように周波数特性が変化しノイズ抑圧特性が良化し得る。よって、タッチパネルコントローラを使用する環境において、例えば特定周波数のノイズが多い場合には、上記取得する信号処理数を増やして当該ノイズを抑制してもよい。
すなわち、静電容量値推定回路は、タッチパネルに利用される静電容量の充放電に関わる消費電力の低減と、駆動信号に起因する不要輻射の抑圧と、センスアンプの出力に混入する低周波ノイズの低減とを、所望の程度で両立することができる。
また、差成分に基づいて容量差推定データを演算することにより、差を取得する前の信号に含まれるノイズを相殺でき、且つ、信号（容量）成分の絶対値を扱うことなく、信号（容量）成分の差（相対値）のみを扱うので、推定する静電容量値に対するダイナミックレンジを広くすることができる。
本発明の態様６に係る静電容量値推定回路は、前記態様５において、前記４個の差成分を表す信号をＡＤ変換して前記演算回路に供給するＡＤ変換器３Ｄをさらに備えてもよい。
上述の構成によれば、演算回路は、センスアンプの出力をＡＤ変換器を介してデジタル値として取得可能なため、演算回路をデジタル回路により実装することができる。なお、ＡＤ変換に伴う量子化ノイズが支配的になり、問題となる場合は、サンプル回路（サンプリング容量回路、積分器など）を用いたアナログ回路で平均化の信号処理をしても良い。
本発明の態様７に係る静電容量値推定回路（静電容量値検出回路１Ｆ）は、第１センスライン（センスラインＳＬＡ）に交差する１本以上のドライブラインＤＬ１〜ＤＬ４に一端が接続され、他端が前記第１センスラインに接続された１個以上の第１静電容量（静電容量Ｃ１Ａ〜Ｃ４Ａ）と、第２センスライン（センスラインＳＬＢ）に交差する前記ドライブラインに一端が接続され、他端が前記第２センスラインに接続された１個以上の第２静電容量（静電容量Ｃ１Ｂ〜Ｃ４Ｂ）との間の容量差を推定するための容量差推定データを取得する静電容量差推定回路であって、前記ドライブラインに第１駆動電圧を印加する駆動回路８Ｆと、前記第１駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第１容量信号を前記第１センスラインから読み出し、及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第２容量信号を前記第２センスラインから読み出した後、前記第１駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第３容量信号を前記第１センスラインから読み出し、及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第４容量信号を前記第２センスラインから読み出すセンスアンプ２Ｆとを備え、前記駆動回路は、前記第１駆動電圧を印加した後、前記第１駆動電圧の極性を反転させた第１反転駆動電圧を前記ドライブラインに印加し、前記センスアンプは、前記第１反転駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第１反転容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第２反転容量信号を読み出した後、前記第１反転駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第３反転容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第４反転容量信号を読み出し、前記駆動回路は、前記第１反転駆動電圧を印加した後、前記ドライブラインに第２駆動電圧を印加し、前記センスアンプは、前記第２駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第５容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第６容量信号を読み出した後、前記第２駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第７容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第８容量信号を読み出し、前記駆動回路は、前記第２駆動電圧を印加した後、前記第２駆動電圧の極性を反転させた第２反転駆動電圧を前記ドライブラインに印加し、前記センスアンプは、前記第２反転駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第５反転容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第６反転容量信号を読み出した後、前記第２反転駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第７反転容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第８反転容量信号を読み出し、前記第１容量信号と前記第２容量信号との差と前記第３容量信号と前記第４容量信号との差とを平均化した信号と、前記第１反転容量信号と前記第２反転容量信号との差と前記第３反転容量信号と前記第４反転容量信号との差とを平均化した信号との間の差を表す第１検出信号と、前記第５容量信号と前記第６容量信号との差と前記第７容量信号と前記第８容量信号との差とを平均化した信号と、前記第５反転容量信号と前記第６反転容量信号との差と前記第７反転容量信号と前記第８反転容量信号との差とを平均化した信号との間の差を表す第２検出信号とに基づいて、前記容量差推定データを演算する演算回路（デジタル演算回路４Ｆ）とを備える。
上述の構成によれば、前記第１検出信号と前記第２検出信号との間の差、及び、前記第３検出信号と前記第４検出信号との間の差に基づいて、演算回路が容量差推定データを演算することで、各信号をサンプリングする瞬間にセンスライン寄生容量を介して混入するノイズ成分が平均化され、信号対ノイズ比の向上が可能である。そして、駆動回路がドライブラインに電圧を印加している間に、センスアンプの出力を複数回サンプリングし、サンプリング毎にデジタル値に変換するので、容量をリセットして駆動電圧を与えてセンスアンプで読み出すという処理を繰り返す構成よりも処理時間を短縮することができる。また、駆動回路は、第１及び第２駆動電圧の極性を反転させた第１及び第２反転駆動電圧をドライブラインに印加する。そして、センスアンプは、第１及び第２反転駆動電圧により第１及び第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第１〜第８反転容量信号を読み出す。これにより、センスアンプの出力に混入する低周波ノイズを抑制することができる。
ここで、容量信号として、第１〜第８容量信号の８つの信号を取得し、反転容量信号として、第１〜第８反転容量信号の８つの信号を取得している。しかしながら、当該取得する各信号の数は８に限定されるわけではなく、９以上であってもよい。つまり、当該取得する各信号の数を、９以上の所望の数にすることができる。そして、取得する各信号の数が増えるほど、静電容量に充電された電荷量をセンスアンプで読み出すための処理時間が長くなるが、図８および図９に示すように周波数特性が変化しノイズ抑圧特性が良化し得る。よって、タッチパネルコントローラを使用する環境において、例えば特定周波数のノイズが多い場合には、上記取得する信号処理数を増やして当該ノイズを抑制してもよい。
また、第１センスラインに混入するノイズと、第２センスラインに混入するノイズとに相関がある場合には、演算回路が容量差推定データを演算することにより、各ノイズの影響を抑制することができる。
すなわち、静電容量値推定回路は、タッチパネルに利用される静電容量の充放電に関わる消費電力の低減と、駆動信号に起因する不要輻射の抑圧と、センスアンプの出力に混入する低周波ノイズの低減とを、所望の程度で両立することができる。
なお、“信号［Ａ］および［Ｂ］の平均”とは、任意の時刻において、信号［Ａ］の振幅と信号［Ｂ］の振幅とを平均した大きさの振幅を有する信号を表す。
また、差成分に基づいて容量差推定データを演算することにより、差を取得する前の信号に含まれるノイズを相殺でき、且つ、信号（容量）成分の絶対値を扱うことなく、信号（容量）成分の差（相対値）のみを扱うので、推定する静電容量値に対するダイナミックレンジを広くすることができる。
本発明の態様８に係る静電容量値推定回路は、前記態様７において、前記第１容量信号と前記第２容量信号との差と、前記第３容量信号と前記第４容量信号との差と、前記第１反転容量信号と前記第２反転容量信号との差と、前記第３反転容量信号と前記第４反転容量信号との差と、前記第５容量信号と前記第６容量信号との差と、前記第７容量信号と前記第８容量信号との差と、前記第５反転容量信号と前記第６反転容量信号との差と、前記第７反転容量信号と前記第８反転容量信号との差とをＡＤ変換して前記演算回路に供給するＡＤ変換器３Ｆをさらに備えてもよい。
上述の構成によれば、演算回路は、センスアンプの出力をＡＤ変換器を介してデジタル値として取得可能なため、演算回路をデジタル回路により実装することができる。なお、ＡＤ変換に伴う量子化ノイズが支配的になり、問題となる場合は、サンプル回路（サンプリング容量回路、積分器など）を用いたアナログ回路で平均化の信号処理をしても良い。
本発明の態様９に係る静電容量値推定回路では、前記態様２、４、６、及び８の何れか１態様において、前記ＡＤ変換器は、非周期的なサンプリングタイミングにより前記センスアンプの出力または差動出力をサンプリングしてもよい。
上述の構成により、平均化により効果的にノイズを削減することができる。
本発明の態様１０に係る静電容量値推定回路では、前記態様１〜８の何れか１態様において、前記センスアンプは、集積化されており、前記センスライン、または、前記第１センスライン及び前記第２センスラインに接続された入力端子９を有していてもよい。
上述の構成により、センスアンプを集積化することができるので、よりコンパクトな静電容量推定回路を得ることができる。
本発明の態様１１に係るタッチパネルシステム６１は、前記センスラインと、前記ドライブラインと、前記静電容量、または、前記第１静電容量及び前記第２静電容量とは、タッチパネル６２を構成し、態様１０における静電容量値推定回路と、当該静電容量値推定回路により推定された前記静電容量から前記タッチパネルにおけるタッチ位置を検出するタッチ位置検出回路６４とを備える。
上述の構成により、タッチパネルシステムは、タッチパネルに利用される静電容量の充放電に関わる消費電力の低減と、駆動信号に起因する不要輻射の抑圧と、センスアンプの出力に混入する低周波ノイズの低減とを、所望の程度で両立することができる。
本発明の態様１２に係る電子機器（携帯電話機６０）は、態様１０における静電容量値推定回路を備え、前記センスラインと、前記ドライブラインと、前記静電容量、または、前記第１静電容量及び前記第２静電容量とは、タッチパネル６２を構成し、前記タッチパネルに重ねられているか、前記タッチパネルを内蔵した表示パネル７０をさらに備える。
上述の構成により、電子機器は、タッチパネルに利用される静電容量の充放電に関わる消費電力の低減と、駆動信号に起因する不要輻射の抑圧と、センスアンプの出力に混入する低周波ノイズの低減とを、所望の程度で両立することができる。
〔付記事項〕
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。さらに、各実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を組み合わせることにより、新しい技術的特徴を形成することができる。
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。さらに、各実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を組み合わせることにより、新しい技術的特徴を形成することができる。
本発明は、センスラインに交差する１本以上のドライブラインに一端が接続され、他端がセンスラインに接続された１個以上の静電容量の容量値を推定するためのデータを取得する静電容量推定回路、並びにこれを備えたタッチパネルシステム及び電子機器に利用することができる。
１ 静電容量検出回路（静電容量推定回路）
１Ｂ 静電容量検出回路（静電容量推定回路）
１Ｄ 静電容量検出回路（静電容量推定回路）
１Ｆ 静電容量検出回路（静電容量推定回路）
２ センスアンプ
２Ｂ センスアンプ
２Ｄ センスアンプ
２Ｆ センスアンプ
３ ＡＤ変換器
３Ｂ ＡＤ変換器
３Ｄ ＡＤ変換器
３Ｆ ＡＤ変換器
４ デジタル演算回路（演算回路）
４Ｂ デジタル演算回路（演算回路）
４Ｄ デジタル演算回路（演算回路）
４Ｆ デジタル演算回路（演算回路）
７ 擬似乱数発生回路
８ 駆動回路
８Ｂ 駆動回路
８Ｄ 駆動回路
８Ｆ 駆動回路
９ 入力端子
６０ 携帯電話機（電子機器）
６１ タッチパネルシステム
６２ タッチパネル
６４ タッチ位置検出回路
７０ 表示パネル
Ｃ１〜Ｃ４ 静電容量
Ｃ１Ａ〜Ｃ４Ａ 静電容量（第１静電容量）
Ｃ１Ｂ〜Ｃ４Ｂ 静電容量（第２静電容量）
ＤＬ１〜ＤＬ４ ドライブライン
ＳＬ センスライン
ＳＬＡ センスライン（第１センスライン）
ＳＬＢ センスライン（第２センスライン）
１Ｂ 静電容量検出回路（静電容量推定回路）
１Ｄ 静電容量検出回路（静電容量推定回路）
１Ｆ 静電容量検出回路（静電容量推定回路）
２ センスアンプ
２Ｂ センスアンプ
２Ｄ センスアンプ
２Ｆ センスアンプ
３ ＡＤ変換器
３Ｂ ＡＤ変換器
３Ｄ ＡＤ変換器
３Ｆ ＡＤ変換器
４ デジタル演算回路（演算回路）
４Ｂ デジタル演算回路（演算回路）
４Ｄ デジタル演算回路（演算回路）
４Ｆ デジタル演算回路（演算回路）
７ 擬似乱数発生回路
８ 駆動回路
８Ｂ 駆動回路
８Ｄ 駆動回路
８Ｆ 駆動回路
９ 入力端子
６０ 携帯電話機（電子機器）
６１ タッチパネルシステム
６２ タッチパネル
６４ タッチ位置検出回路
７０ 表示パネル
Ｃ１〜Ｃ４ 静電容量
Ｃ１Ａ〜Ｃ４Ａ 静電容量（第１静電容量）
Ｃ１Ｂ〜Ｃ４Ｂ 静電容量（第２静電容量）
ＤＬ１〜ＤＬ４ ドライブライン
ＳＬ センスライン
ＳＬＡ センスライン（第１センスライン）
ＳＬＢ センスライン（第２センスライン）
Claims (10)
- センスラインに交差する１本以上のドライブラインに一端が接続され、他端が前記センスラインに接続された１個以上の静電容量の容量値を推定するための容量値推定データを取得する静電容量値推定回路であって、
第１駆動電圧と、前記第１駆動電圧の極性を反転させた第１反転駆動電圧と、第２駆動電圧と、前記第２駆動電圧の極性を反転させた第２反転駆動電圧とを、この順番に前記ドライブラインに印加する駆動回路と、
前記第１駆動電圧により前記静電容量に蓄積された電荷に基づく第１容量信号及び第２容量信号と、前記第１反転駆動電圧により前記静電容量に蓄積された電荷に基づく第１反転容量信号及び第２反転容量信号と、前記第２駆動電圧により前記静電容量に蓄積された電荷に基づく第３容量信号及び第４容量信号と、前記第２反転駆動電圧により前記静電容量に蓄積された電荷に基づく第３反転容量信号及び第４反転容量信号とを順番に読み出すセンスアンプと、
前記第１容量信号及び前記第２容量信号を平均化した信号と、前記第１反転容量信号及び前記第２反転容量信号を平均化した信号との差成分である第１検出信号と、前記第３容量信号及び前記第４容量信号を平均化した信号と、前記第３反転容量信号及び前記第４反転容量信号を平均化した信号との差成分である第２検出信号とを演算し、前記第１検出信号と前記第２検出信号とに基づいて前記容量値推定データを演算する演算回路とを備える、ことを特徴とする静電容量値推定回路。 - 前記センスアンプにより読み出された前記第１容量信号、前記第２容量信号、前記第１反転容量信号、前記第２反転容量信号、前記第３容量信号、前記第４容量信号、前記第３反転容量信号、及び前記第４反転容量信号をＡＤ変換して前記演算回路に供給するＡＤ変換器をさらに備える、請求項１に記載の静電容量値推定回路。
- 第１センスラインに交差する１本以上のドライブラインに一端が接続され、他端が前記第１センスラインに接続された１個以上の第１静電容量、第２センスラインに交差する前記ドライブラインに一端が接続され、他端が前記第２センスラインに接続された１個以上の第２静電容量との容量差を推定するための容量差推定データを取得する静電容量値推定回路であって、
前記ドライブラインに駆動電圧を印加する駆動回路と、
前記駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第１容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第２容量信号を読み出した後、前記駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第３容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第４容量信号を読み出すセンスアンプとを備え、
前記駆動回路は、前記駆動電圧の極性を反転させた反転駆動電圧を前記ドライブラインに印加し、
前記センスアンプは、前記反転駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第１反転容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第２反転容量信号を読み出した後、前記反転駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第３反転容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第４反転容量信号を読み出し、
前記第１容量信号と前記第２容量信号との差、前記第３容量信号と前記第４容量信号との差、前記第１反転容量信号と前記第２反転容量信号との差、及び前記第３反転容量信号と前記第４反転容量信号との差の４個の差成分を表す信号に基づいて、容量差推定データを演算する演算回路をさらに備える、ことを特徴とする静電容量値推定回路。 - 前記４個の差成分を表す信号をＡＤ変換して前記演算回路に供給するＡＤ変換器をさらに備える、請求項３に記載の静電容量値推定回路。
- 第１センスラインに交差する１本以上のドライブラインに一端が接続され、他端が前記第１センスラインに接続された１個以上の第１静電容量と、第２センスラインに交差する前記ドライブラインに一端が接続され、他端が前記第２センスラインに接続された１個以上の第２静電容量との間の容量差を推定するための容量差推定データを取得する静電容量値推定回路であって、
前記ドライブラインに第１駆動電圧を印加する駆動回路と、
前記第１駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第１容量信号を前記第１センスラインから読み出し、及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第２容量信号を前記第２センスラインから読み出した後、前記第１駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第３容量信号を前記第１センスラインから読み出し、及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第４容量信号を前記第２センスラインから読み出すセンスアンプとを備え、
前記駆動回路は、前記第１駆動電圧を印加した後、前記第１駆動電圧の極性を反転させた第１反転駆動電圧を前記ドライブラインに印加し、
前記センスアンプは、前記第１反転駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第１反転容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第２反転容量信号を読み出した後、前記第１反転駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第３反転容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第４反転容量信号を読み出し、
前記駆動回路は、前記第１反転駆動電圧を印加した後、前記ドライブラインに第２駆動電圧を印加し、
前記センスアンプは、前記第２駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第５容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第６容量信号を読み出した後、前記第２駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第７容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第８容量信号を読み出し、
前記駆動回路は、前記第２駆動電圧を印加した後、前記第２駆動電圧の極性を反転させた第２反転駆動電圧を前記ドライブラインに印加し、
前記センスアンプは、前記第２反転駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第５反転容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第６反転容量信号を読み出した後、前記第２反転駆動電圧により前記第１静電容量に蓄積された電荷に基づく第７反転容量信号及び前記第２静電容量に蓄積された電荷に基づく第８反転容量信号を読み出し、
前記第１容量信号と前記第２容量信号との差と前記第３容量信号と前記第４容量信号との差とを平均化した信号と、前記第１反転容量信号と前記第２反転容量信号との差と前記第３反転容量信号と前記第４反転容量信号との差とを平均化した信号との間の差を表す第１検出信号と、前記第５容量信号と前記第６容量信号との差と前記第７容量信号と前記第８容量信号との差とを平均化した信号と、前記第５反転容量信号と前記第６反転容量信号との差と前記第７反転容量信号と前記第８反転容量信号との差とを平均化した信号との間の差を表す第２検出信号とに基づいて、前記容量差推定データを演算する演算回路とを備える、ことを特徴とする静電容量値推定回路。 - 前記第１容量信号と前記第２容量信号との差と、前記第３容量信号と前記第４容量信号との差と、前記第１反転容量信号と前記第２反転容量信号との差と、前記第３反転容量信号と前記第４反転容量信号との差と、前記第５容量信号と前記第６容量信号との差と、前記第７容量信号と前記第８容量信号との差と、前記第５反転容量信号と前記第６反転容量信号との差と、前記第７反転容量信号と前記第８反転容量信号との差とをＡＤ変換して前記演算回路に供給するＡＤ変換器をさらに備える、請求項５に記載の静電容量値推定回路。
- 前記ＡＤ変換器は、非周期的なサンプリングタイミングにより前記センスアンプの出力または差動出力をサンプリングすることを特徴とする請求項２、４、及び６の何れか１項に記載の静電容量値推定回路。
- 前記センスアンプは、集積化されており、前記センスライン、または、前記第１センスライン及び前記第２センスラインに接続された入力端子を有することを特徴とする請求項１〜６の何れか１項に記載の静電容量値推定回路。
- 前記センスライン、または、前記第１センスライン及び前記第２センスラインと、前記ドライブラインと、前記静電容量、または、前記第１静電容量及び前記第２静電容量とは、タッチパネルを構成し、
請求項８に記載の静電容量値推定回路と、
当該静電容量値推定回路により推定された前記静電容量から前記タッチパネルにおけるタッチ位置を検出するタッチ位置検出回路とを備えることを特徴とするタッチパネルシステム。 - 請求項８に記載の静電容量値推定回路を備え、
前記センスライン、または、前記第１センスライン及び前記第２センスラインと、前記ドライブラインと、前記静電容量、または、前記第１静電容量及び前記第２静電容量とは、タッチパネルを構成し、
前記タッチパネルに重ねられているか、前記タッチパネルを内蔵した表示パネルをさらに備えたことを特徴とする電子機器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013086112A JP6189075B2 (ja) | 2013-04-16 | 2013-04-16 | 静電容量推定回路、タッチパネルシステム、及び電子機器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013086112A JP6189075B2 (ja) | 2013-04-16 | 2013-04-16 | 静電容量推定回路、タッチパネルシステム、及び電子機器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2014209292A JP2014209292A (ja) | 2014-11-06 |
| JP6189075B2 true JP6189075B2 (ja) | 2017-08-30 |
Family
ID=51903490
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2013086112A Active JP6189075B2 (ja) | 2013-04-16 | 2013-04-16 | 静電容量推定回路、タッチパネルシステム、及び電子機器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6189075B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10282046B2 (en) | 2015-12-23 | 2019-05-07 | Cambridge Touch Technologies Ltd. | Pressure-sensitive touch panel |
| GB2544353B (en) * | 2015-12-23 | 2018-02-21 | Cambridge Touch Tech Ltd | Pressure-sensitive touch panel |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5324297B2 (ja) * | 2009-04-15 | 2013-10-23 | 株式会社ジャパンディスプレイ | 座標入力装置、およびそれを備える表示装置 |
| US9922622B2 (en) * | 2010-02-26 | 2018-03-20 | Synaptics Incorporated | Shifting carrier frequency to avoid interference |
| US8854107B2 (en) * | 2010-05-04 | 2014-10-07 | Zinitix Co., Ltd. | Integrator circuit with inverting integrator and non-inverting integrator |
| US8274491B2 (en) * | 2010-06-21 | 2012-09-25 | Pixart Imaging Inc. | Capacitive touchscreen signal acquisition without panel reset |
| US8854064B2 (en) * | 2011-07-15 | 2014-10-07 | Texas Instruments Incorporated | Touch sensing method and apparatus |
-
2013
- 2013-04-16 JP JP2013086112A patent/JP6189075B2/ja active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2014209292A (ja) | 2014-11-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US10788380B2 (en) | Apparatus for detecting capacitance, electronic device and apparatus for detecting force | |
| EP3640780B1 (en) | Capacitance detection circuit, touch-control chip and electronic device | |
| US9524056B2 (en) | Capacitive voltage information sensing circuit and related anti-noise touch circuit | |
| EP3971694B1 (en) | Noise measurement circuit, self-capacitance measurement method, touch chip and electronic device | |
| CN105404410B (zh) | 半导体装置和半导体系统 | |
| TW201205401A (en) | System for and method of transferring charge to convert capacitance to voltage for touchscreen controllers | |
| KR20150123488A (ko) | 터치 감지 장치 | |
| US11294504B2 (en) | Oversampled high signal to noise ratio analog front end for touch screen controllers | |
| KR20180059425A (ko) | 커패시턴스 변화량 검출 회로 및 터치스크린, 터치 감지 방법 | |
| US20120287055A1 (en) | Touch apparatus and touch sensing method thereof | |
| JP6189075B2 (ja) | 静電容量推定回路、タッチパネルシステム、及び電子機器 | |
| CN211375581U (zh) | 一种电容检测电路、触控装置、终端设备 | |
| CN111398689A (zh) | 电容检测电路、电容检测系统和电子设备 | |
| JP5290381B2 (ja) | 静電容量検出回路及び電子機器 | |
| US8169251B2 (en) | Capacitor interface circuit | |
| KR101135702B1 (ko) | 터치센서의 커패시턴스 측정회로 및 커패시턴스 측정 방법 | |
| JP5257897B2 (ja) | 出力回路 | |
| TWI526906B (zh) | 信號處理方法 | |
| KR102199869B1 (ko) | 반도체 장치 및 반도체 시스템 | |
| TWI584172B (zh) | 觸控偵測方法 | |
| US20200117292A1 (en) | Capacitive sensing and sampling circuit and sensing and sampling method thereof | |
| US20100289555A1 (en) | Capacitance interface circuit | |
| CN112363003B (zh) | 自电容检测电路、触控芯片和电子设备 | |
| CN111880690A (zh) | 噪声检测电路、自容检测方法、触控芯片及电子设备 | |
| TWI467918B (zh) | 電容介面電路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20160331 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20170124 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20170125 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20170221 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20170509 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20170601 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20170704 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20170802 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6189075 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |