JP6166832B1 - 系統連系用電力変換装置、及びその出力電流制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】系統連系用電力変換装置において、瞬時電圧低下時に、安定した継続運転を行うことができ、しかも、瞬時電圧低下時と系統電圧復帰時に、上位系統を不安定化させるおそれをなくす。【解決手段】発電システムの制御回路７ａは、瞬時電圧低下時に、商用系統電圧の振幅値の大きさに比例した調整用の係数ＦＲＴｒａｔｉｏを出力電流リミッタ回路１９に出力し、出力電流リミッタ値を低下させることにより、インバータからの出力電流値を低下させる。これにより、瞬時電圧低下時に、インバータからの出力電流を抑制して、安定した継続運転を行える。また、系統電圧復帰時に、直流バス電圧指令値を、系統電圧復帰直後の直流バス電圧のフィードバック値から、直流バス電圧の本来の制御目標値に、段階的に近づける。これにより、系統電圧復帰時に、インバータからの出力電流が徐々に増加するので、上位系統を不安定化させるおそれがない。【選択図】図２

Description

本発明は、分散型電源から出力された電力を貯える蓄電池を備えた系統連系用電力変換
装置、及びその出力電流制御方法に関し、より詳細には、系統連系用電力変換装置の事故
時運転継続の技術に関する。

近年、太陽電池等の分散型電源が、商用電力系統に連系されることが一般的になってお
り、今後は、多数の分散型電源が商用電力系統に連系されることが予想される。このよう
な状況において、系統事故時の過渡変動（瞬時電圧低下等）による系統電圧や系統周波数
の大幅変動が生じると、系統連系用電力変換装置（例えば、パワーコンディショナ）が有
する単独運転防止機能のために、分散型電源が一斉に解列して、商用電力系統の電圧や周
波数に大きな影響を与えるおそれがある。そこで、系統事故時における商用電力系統の電
力品質を確保するために、分散型電源の系統連系用電力変換装置には、事故時における運
転継続性能（ＦＲＴ（Ｆａｕｌｔ Ｒｉｄｅ Ｔｈｒｏｕｇｈ）要件）が要求される（「
系統連系規定 ＪＥＡＣ９７０１−２０１２」参照）。なお、上記の単独運転防止機能と
は、商用電力系統で停電等が生じた場合に、個々の分散電源を商用電力系統から解列させ
る機能である。

この種の電力変換装置では、系統電圧の位相角を検出し、検出した位相角に基づいて、
商用電力系統に合わせた交流電力を生成しているが、瞬時電圧低下等の電圧低下異常時に
は、系統電圧の位相角を正しく検出することができない。このように、電力変換装置が位
相角を正しく検出できない状態では、不安定な位相角に基づいて動作する電力変換装置と
、系統上のリアクトルやコンデンサとの関係で、非基本波次数の共振電流が、継続的に発
生する。特に、多数の分散型電源が系統上に連系された場合には、系統上の共振電流が大
きくなり、これが、需要家の負荷機器の電圧低下による停止（いわゆる負荷脱落）を招い
て、共振現象を一層増大させ、多数の分散型電源が系統から一斉に解列してしまう可能性
がある。

そして、系統電圧の位相角を正しく検出できない状態で、要求される運転継続性能（Ｆ
ＲＴ要件）を実現するために、従来は、出力電流の上限値までの電流を、出力し続けると
いう制御方法が多い。例えば、特許文献１に記載された電力変換器は、瞬時電圧低下時に
、インバータからの出力電流値が、出力電流上限値を超えないように抑制すると共に、瞬
時電圧低下中にコンデンサに蓄えておいたエネルギーを用いて、商用系統電圧の復帰後に
、短時間で元の出力電力に復帰することができるようにしている。

また、特許文献２に記載されたパワーコンディショナも、瞬時電圧低下時に、継続運転
を行うことができるようにしたものである。このパワーコンディショナは、系統電圧の瞬
時電圧低下が発生した後に、直流リンク電圧（直流バス電圧）がフィードバック動作移行
用の閾値を下回ったことを検出した場合、直流リンク電圧が上記の閾値を下回った量に応
じて、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子を駆動するパルス信号の幅を広げて、直
流リンク電圧を上昇させるようにフィードバック動作を行うと共に、系統電圧の瞬時電圧
低下の検出時に、直流リンク電圧の目標値を、上記のフィードバック動作移行用の閾値よ
りも低い値に変更するものである。このパワーコンディショナによれば、系統電圧の瞬時
電圧低下時でも、直流リンク電圧がフィードバック動作移行用の閾値を下回るようにする
ことができるので、直流リンク電圧を上昇させるためのフィードバック動作を行って、イ
ンバータからの電力出力を継続し、継続運転をすることができる。また、このパワーコン
ディショナによれば、上記のフィードバック動作移行用の閾値を、制御部が通常動作とし
てＭＰＰＴ制御（最大電力点追従制御）を行っている時に、直流リンク電圧が下回ること
がない程度の電圧値に設定しているので、ＭＰＰＴ制御時に、リンク電圧がフィードバッ
ク動作移行用閾値を下回って、フィードバック動作が行われ、ＭＰＰＴ制御による動作点
（ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧）がずれてしまうことを抑制することができる。

また、近年、太陽電池からの自然エネルギーを最大限に活用するために、太陽電池とパ
ワーコンディショナと蓄電池とを組み合わせた、蓄電ハイブリッド発電システムの需要が
、高まっている。この蓄電ハイブリッド発電システムには、系統連系運転時において、太
陽電池により発電した余剰電力を吸収する役割がある。また、蓄電ハイブリッド発電シス
テムには、家庭内の負荷による（商用電力系統からの）受電電力を減らすために、負荷電
力追従制御を行う役割もある。ここで、負荷電力追従制御とは、太陽電池からの出力電力
（発電電力）が、家庭内の負荷による消費電力よりも小さいときに、受電電力（買電力）
の量を減らすために、蓄電池から放電し、太陽電池からの出力電力が、家庭内の負荷によ
る消費電力よりも大きいときに、余った電力の全て又は一部を蓄電池に充電しておくよう
に制御することを意味する。従って、蓄電ハイブリッド発電システムには、その地方の売
買電の電気料金体系に応じた、意図的な蓄電池への充放電電力制御を行う役割もある。

特開２０１５−２２３０３８号公報 特開２０１６−３２３９６号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載された従来の系統連系用電力変換装置では、瞬時
電圧低下時に、運転継続性能（ＦＲＴ要件）を実現するために、出力電流の上限値までの
電流を出力し続ける。そして、この系統連系用電力変換装置では、上記の出力電流の上限
値は、定格電流と過電流レベルとの間の値に設定される。このような出力電流の制御方法
は、瞬時電圧低下時にも、可能な限り、大きな電力を出力することが望ましいという考え
方に基づくものである。しかし、多数の分散型電源が同一の商用電力系統に接続する場合
は、瞬時電圧低下中に、多数の電力変換装置から出力電流の上限値までの電流が出力され
ると、系統インピーダンスを介して、上位系統を不安定化させるおそれがある。

また、上記特許文献２に記載されたパワーコンディショナでは、系統電圧の復帰時に、
直流リンク電圧（直流バス電圧）の目標電圧を、瞬時電圧低下時の目標電圧Ｖｒｅｆ２（
例えば、３６０Ｖ）から、通常動作時（ＭＰＰＴ制御時）の目標電圧Ｖｒｅｆ１（例えば
、３８０Ｖ）に、急激に切り替えるので、系統電圧の復帰直後における、直流リンク電圧
と（インバータからの）出力電流の変動が大きくなってしまう。従って、このパワーコン
ディショナを同一の商用電力系統に多数台接続すると、系統電圧の復帰直後に、多数のパ
ワーコンディショナから、一斉に大きな電流が流れて、系統インピーダンスを介して、上
位系統を不安定化させるおそれがある。

本発明は、上記課題を解決するものであり、商用系統電圧の瞬時電圧低下が発生した場
合に、蓄電池への充放電中であるか否かに係らず、安定した継続運転を行うことができ、
しかも、瞬時電圧低下時にも、系統電圧復帰時（商用系統電圧が瞬時電圧低下状態から通
常の電圧値に復帰した時）にも、上位系統を不安定化させるおそれがない系統連系用電力
変換装置、及びその出力電流制御方法を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の第１の態様による系統連系用電力変換装置は、分散型電源を商用電力系統に連系するための系統連系用電力変換装置であって、前記分散型電源から出力された電力を貯える蓄電池と、前記分散型電源と前記蓄電池との少なくとも一方から入力された電力に基づく直流電力を、交流電力に変換するインバータと、前記商用電力系統の電圧である商用系統電圧の振幅値を検出する商用電圧振幅値検出手段と、前記商用電圧振幅値検出手段で検出された商用系統電圧の振幅値に基づいて、前記商用系統電圧の瞬時電圧低下と、前記商用系統電圧が瞬時電圧低下状態から通常の電圧値に復帰したことを検出する電圧瞬低復帰検出手段と、前記電圧瞬低復帰検出手段によって前記瞬時電圧低下が検出されたときに、前記インバータからの出力電流値を低下させる出力電流調整手段と、前記インバータへの入力電圧である直流バス電圧のフィードバック値を検出する直流バス電圧値検出手段と、前記電圧瞬低復帰検出手段によって、前記商用系統電圧が瞬時電圧低下状態から通常の電圧値に復帰したと検出されたときに、前記直流バス電圧の指令値を、前記通常の電圧値への復帰直後に前記直流バス電圧値検出手段によって検出された直流バス電圧のフィードバック値から、前記直流バス電圧の本来の制御目標値に、徐々に増加又は減少させて近づけるように調整する処理である、前記直流バス電圧の指令値のソフトスタートを行う直流バス電圧指令値調整手段と、前記直流バス電圧値検出手段によって検出された直流バス電圧のフィードバック値と、前記直流バス電圧の指令値との差分に基づいて、前記インバータからの有効成分の出力電流の制御目標値である有効電流指令値を算出する有効電流指令値算出手段と、前記有効電流指令値算出手段により算出された有効電流指令値に基づいて、前記インバータからの出力電流を制御する出力電流制御手段とを備える。

この系統連系用電力変換装置において、前記出力電流調整手段は、前記電圧瞬低復帰検出手段によって前記瞬時電圧低下が検出されたときに、前記インバータからの出力電流値を、前記商用電圧振幅値検出手段で検出された前記商用系統電圧の振幅値の大きさに応じた出力電流値に低下させることが望ましい。

この系統連系用電力変換装置において、前記商用電圧振幅値検出手段は、前記商用系統電圧の実効値を、前記商用系統電圧の波形の半サイクルの期間で算出して、算出した商用系統電圧の実効値に２の平方根を乗じることにより、前記商用系統電圧の振幅値を検出することが望ましい。

この系統連系用電力変換装置において、前記分散型電源から出力された直流電力の電圧
を変換するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記電圧瞬低復帰検出手段によって前記瞬時電圧低
下が検出されたときに、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方式を、前記分散型電源からの
出力電力が最大になるように前記分散型電源からの入力電圧を調整するＭＰＰＴ制御から
、前記ＤＣ／ＤＣコンバータから出力される直流電力の電圧が一定の範囲内の電圧になる
ように制御するＣＶ制御に切り替える、コンバータ制御切替手段とをさらに備えることが
望ましい。

この系統連系用電力変換装置において、前記直流バス電圧指令値調整手段は、前記直流
バス電圧の指令値の基になる電圧が入力されて、前記直流バス電圧の指令値を出力する直
流バス電圧指示用ローパスフィルタを備え、前記電圧瞬低復帰検出手段により前記商用系
統電圧が瞬時電圧低下状態から通常の電圧値に復帰したと検出されたときに、前記直流バ
ス電圧の指令値の基になる電圧を、前記通常の電圧値への復帰直後に前記直流バス電圧値
検出手段によって検出された直流バス電圧のフィードバック値と同じ値にし、前記通常の
電圧値に復帰したと検出されたときから所定の遅延時間経過後に、前記直流バス電圧の指
令値の基になる電圧を、前記直流バス電圧の本来の制御目標値にステップ変化させること
により、前記直流バス電圧指示用ローパスフィルタから出力される直流バス電圧の指令値
の前記ソフトスタートを行うようにしてもよい。

この系統連系用電力変換装置において、前記蓄電池に対する充放電を行うための双方向
ＤＣ／ＤＣコンバータと、前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる充放電動作を制御する
充放電電力制御手段と、前記充放電電力制御手段に対する充放電電力指令値の基になる電
力が入力されて、前記充放電電力指令値を前記充放電電力制御手段に出力する充放電電力
指示用ローパスフィルタをさらに備え、前記直流バス電圧指示用ローパスフィルタから出
力される直流バス電圧の指令値の前記ソフトスタートの完了後に、前記充放電電力指示用
ローパスフィルタから前記充放電電力制御手段に出力される前記充放電電力指令値が変化
し始めるように、前記直流バス電圧指示用ローパスフィルタ及び前記充放電電力指示用ロ
ーパスフィルタの遅延時間及び収束時間を設定するようにしてもよい。

この系統連系用電力変換装置において、前記蓄電池に対する充放電を行うための双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる充放電動作を制御する充放電電力制御手段とをさらに備え、前記電圧瞬低復帰検出手段によって、前記商用系統電圧が瞬時電圧低下状態から通常の電圧値に復帰したと検出されたときに、前記充放電電力制御手段に対して、前記直流バス電圧の指令値の前記ソフトスタートの完了後に、前記充放電電力制御手段に対する充放電電力指令値の基になる電力の値を、前記通常の電圧値への復帰直後における前記蓄電池への充放電電力の値から、前記充放電電力の本来の制御目標値に、徐々に増加又は減少させて近づけるようにしてもよい。

この系統連系用電力変換装置において、前記蓄電池に対する充放電を行うための双方向
ＤＣ／ＤＣコンバータをさらに備え、前記電圧瞬低復帰検出手段によって、前記商用系統
電圧が、残電圧０％の瞬時電圧低下状態になったと検出されたときに、前記双方向ＤＣ／
ＤＣコンバータの運転を継続するか、又は、ゲートブロックにより前記双方向ＤＣ／ＤＣ
コンバータの運転を停止させるようにしてもよい。

この系統連系用電力変換装置において、前記電圧瞬低復帰検出手段によって、前記商用
系統電圧が、残電圧０％の瞬時電圧低下状態になったと検出されたときに、前記出力電流
調整手段により前記インバータからの出力電流値を０に低下させて、前記インバータの運
転を継続するか、又は、ゲートブロックにより前記インバータの運転を停止させるように
することが望ましい。

この系統連系用電力変換装置において、前記蓄電池に対する充放電を行うための双方向
ＤＣ／ＤＣコンバータと、前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる充放電動作を制御する
充放電電力制御手段と、前記電圧瞬低復帰検出手段によって前記瞬時電圧低下が検出され
たときに、前記充放電電力制御手段に対して、前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる前
記蓄電池への充放電を行わないように指示する充放電停止指示手段とをさらに備えること
が望ましい。

この系統連系用電力変換装置において、前記蓄電池に対する充放電を行うための双方向
ＤＣ／ＤＣコンバータと、前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる充放電動作を制御する
充放電電力制御手段と、前記電圧瞬低復帰検出手段によって前記瞬時電圧低下が検出され
たときに、前記充放電電力制御手段に対して、前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる前
記蓄電池への充放電電力を低下させるように指示する充放電電力低下指示手段とをさらに
備えてもよい。

本発明の第２の態様による系統連系用電力変換装置の出力電流制御方法は、分散型電源から出力された電力を貯える蓄電池と、前記分散型電源と前記蓄電池との少なくとも一方から入力された電力に基づく直流電力を交流電力に変換するインバータとを備えた、系統連系用電力変換装置の出力電流制御方法であって、商用系統電圧の振幅値を検出するステップと、検出した前記商用系統電圧の振幅値に基づいて、前記商用系統電圧の瞬時電圧低下を検出するステップと、前記瞬時電圧低下を検出したときに、前記インバータからの出力電流値を低下させるステップと、前記検出した前記商用系統電圧の振幅値に基づいて、前記商用系統電圧が瞬時電圧低下状態から通常の電圧値に復帰したことを検出するステップと、前記商用系統電圧が瞬時電圧低下状態から通常の電圧値に復帰したと検出したときに、直流バス電圧の指令値を、前記通常の電圧値への復帰直後における直流バス電圧のフィードバック値から、前記直流バス電圧の本来の制御目標値に、徐々に増加又は減少させて近づけるように調整する処理と、調整後の直流バス電圧の指令値と、その時点の直流バス電圧のフィードバック値との差分に基づいて、前記インバータからの有効成分の出力電流の制御目標値である有効電流指令値を算出する処理と、算出した有効電流指令値に基づいて、前記インバータからの出力電流を制御する処理とを繰り返すステップとを備える。

この系統連系用電力変換装置の出力電流制御方法において、前記低下させるステップは
、前記瞬時電圧低下を検出したときに、前記インバータからの出力電流値を、前記検出し
た商用系統電圧の振幅値の大きさに応じた出力電流値に低下させることが望ましい。

本発明の第１の態様による系統連系用電力変換装置、及び第２の態様による系統連系用
電力変換装置の出力電流制御方法によれば、商用系統電圧の瞬時電圧低下時に、インバー
タからの出力電流値を低下させることができる。これにより、商用系統電圧の瞬時電圧低
下が発生した場合に、蓄電池への充放電中であるか否かに係らず、インバータからの出力
電流を抑制して、過電流の発生を防ぐことができるので、安定した継続運転を行うことが
できる。さらに、瞬時電圧低下の検出時に、出力電流を抑制する（低下させる）ので、上
位系統を不安定化させるおそれがない。

また、商用系統電圧が瞬時電圧低下状態から通常の電圧値に復帰した時（系統電圧復帰時）に、直流バス電圧の指令値を、通常の電圧値への復帰直後に検出された直流バス電圧のフィードバック値から、直流バス電圧の本来の制御目標値に、徐々に増加又は減少させて近づけるように調整するようにした。そして、上記の調整後の直流バス電圧の指令値と、その時点の直流バス電圧のフィードバック値との差分に基づいて、インバータからの有効成分の出力電流の制御目標値である有効電流指令値を算出するようにした。要するに、系統電圧復帰時に、直流バス電圧の指令値と（インバータ）出力電流のソフトスタートを行うようにした。これにより、系統電圧復帰時に、直流バス電圧の変動を小さくし、インバータからの出力電流を徐々に増加させることができるので、この系統連系用電力変換装置を同一の商用電力系統に多数台接続した場合でも、系統電圧復帰時に、上位系統を不安定化させるおそれがない。

本発明の一実施形態の蓄電ハイブリッド発電システム（系統連系用電力変換装置）の概略のシステム構成図。 上記蓄電ハイブリッド発電システムの制御回路の概略ブロック図。 上記制御回路における商用電圧振幅瞬時値検出回路の制御ブロック図。 上記蓄電ハイブリッド発電システムにおける通常運転モードとＦＲＴモードとの切替方法の説明図。 （ａ）は、上記蓄電ハイブリッド発電システムにおける直流バス電圧指令値のソフトスタートの説明図、（ｂ）は、同直流バス電圧指令値のソフトスタートの変形例の説明図。 商用系統電圧の振幅瞬時値が、一時的に低下するが、瞬低判定用閾値より大きい場合における、インバータ出力電流の制御の説明図。 商用系統電圧の振幅瞬時値が、瞬低判定用閾値以下の状態になった後に、通常の電圧値に復帰した場合における、インバータ出力電流の制御の説明図。 上記制御回路における双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ用の充放電電力制御ブロック図。 上記蓄電ハイブリッド発電システムにおいて、太陽光発電のみを行い、充放電動作を行っていないときに、瞬時電圧低下を発生させる実験を行った場合の、瞬時電圧低下の発生直後の実験結果を示すグラフ。 上記蓄電ハイブリッド発電システムにおいて、太陽光発電のみを行い、充放電動作を行っていないときに、瞬時電圧低下を発生させる実験を行った場合の、商用系統電圧復帰直後におけるソフトスタートの実験結果を示すグラフ。 上記蓄電ハイブリッド発電システムにおいて、夜間に充電動作を行っているときに、瞬時電圧低下を発生した場合の実験結果を示すグラフ。 上記蓄電ハイブリッド発電システムにおいて、夜間に放電動作を行っているときに、瞬時電圧低下を発生した場合の実験結果を示すグラフ。 本発明の変形例１０における、系統電圧復帰後の蓄電ハイブリッド発電システの直流バス電圧と充放電電力のソフトスタートの説明図。

以下、本発明を具体化した実施形態による系統連系用電力変換装置、及びその出力電流
制御方法について、図面を参照して説明する。本実施形態では、請求項における系統連系
用電力変換装置が、蓄電ハイブリッド発電システムである場合の例について、説明する。
図１は、本実施形態による蓄電ハイブリッド発電システム１の概略のシステム構成を示す
。

蓄電ハイブリッド発電システム１は、いわゆるパワーコンディショナを、分散型電源で
ある太陽電池２、及び太陽電池２から出力された電力を貯える蓄電池３と組み合わせたも
のであり、太陽電池２を商用電力系統９に連系させることが可能である。

蓄電ハイブリッド発電システム１は、太陽電池２と、太陽電池２で発電された直流電力
を最適な出力電力に変換するために、太陽電池２から出力された直流電力の電圧を変換す
るＤＣ／ＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ ｔｏ Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ）
コンバータ４ａと、蓄電池３に対する充放電を行うための双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４
ｂと、これらのＤＣ／ＤＣコンバータ４ａ，４ｂからの直流出力電力（すなわち、太陽電
池２と蓄電池３の少なくとも一方から入力された電力に基づく直流電力）を交流電力に変
換するＤＣ／ＡＣ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ ｔｏ Ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇ Ｃ
ｕｒｒｅｎｔ）インバータ５（以下、「インバータ５」と略す）とを備えている。また、
蓄電ハイブリッド発電システム１は、直流バス電圧平滑化用の電解コンデンサＣ_ｄｃ、Ｌ
Ｃフィルタ６、制御回路７ａ、制御回路７ｂ、及び系統連系用リレーＳ_Ｇｒｉｄも備えて
いる。

本実施形態の蓄電ハイブリッド発電システム１では、インバータ５、及び双方向ＤＣ／
ＤＣコンバータ４ｂの主要部が、三相インバータ用ＩＰＭ（Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔ Ｐ
ｏｗｅｒ Ｍｏｄｕｌｅ）８により構成されている。三相インバータ用ＩＰＭ８は、ＩＧ
ＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）から構
成されるスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の駆動回路や、自己保護機能を組み込んだ電力
用半導体素子である。本実施形態では、三相インバータ用のＩＰＭ８における６つのスイ
ッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のうち、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を、インバータ５のスイッ
チング素子として用い、スイッチング素子Ｓ５、Ｓ６を、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４
ｂのスイッチング素子として用いている。図１に示すように、三相インバータ用ＩＰＭ８
における３相の出力ラインのうち、ｕ相とｗ相の出力ラインは、単相２線の商用系統９と
接続され、ｖ相の出力ラインは、蓄電池３と接続されている。

双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４ｂには、上記の三相インバータ用ＩＰＭ８に内蔵された
、スイッチング素子Ｓ５、Ｓ６や、これらの駆動回路に加えて、ＤＣリアクトルＬ_ＢＡＴ
が含まれる。図１中のＲ_ＢＡＴは、ＤＣリアクトルＬ_ＢＡＴの内部抵抗である。また、上
記の電解コンデンサＣ_ｄｃは、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４ｂにおけるＤＣ／ＤＣ変換
に必要なコンデンサの役割も果たす。

ＤＣ／ＤＣコンバータ４ａは、制御回路７ｂによる制御に基づいて、太陽電池２の最大
電力点追従制御（以下、ＭＰＰＴ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｐｏｗｅｒ Ｐｏｉｎｔ Ｔｒａｃ
ｋｉｎｇ）制御という）を行い、太陽電池２からの出力電力が最大（最適）になるように
、太陽電池２からの入力電圧を調整する。具体的には、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ａは、制
御回路７ｂによる制御に基づき、太陽電池２が最大出力電力を出せるように、所定の入力
電圧まで昇降圧の動作をして、最大電力点追従制御を行う。但し、商用系統電圧の瞬時電
圧低下時等において、インバータ５からの有効成分の出力電流の絶対値を、出力電流リミ
ッタ値Ｉ_ｌｉｍの範囲内に抑制する場合は、制御回路７ｂは、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ａ
を、通常のＭＰＰＴ制御から、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ａの直流出力電圧をある一定の範
囲内で上下させるＣＶ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｖｏｌｔａｇｅ）モード（定電圧モード）の
制御（ＣＶ制御）に切り替える。制御回路７ｂは、請求項におけるコンバータ制御切替手
段に相当する。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ａにおけるスイッチング素子Ｓ_ＰＶは、Ｉ
ＧＢＴから構成され、制御回路７ｂから送られるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏ
ｄｕｌａｔｉｏｎ）信号でスイッチングされる。

制御回路７ａは、自然エネルギーを最大限に活用するために、太陽電池２からの発電電
力、及び家庭内の交流負荷Ｚ_Ｌｏａｄの消費電力の情報に基づき、双方向ＤＣ／ＤＣコン
バータ４ｂを介して、蓄電池３に指示電力の通りに充放電電力制御を行う。そして、蓄電
ハイブリッド発電システム１は、インバータ５を介して、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ａと双
方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４ｂからの直流出力電力を、交流電力に変換する。

インバータ５は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ａと双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４ｂの少な
くとも一方から入力された電力に基づく直流電力を、交流電力に変換する。ここで、制御
回路７ａは、インバータ５がＤＣ／ＤＣコンバータ４ａ及び双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ
４ｂからの出力電力を全て交流出力電力に変換し、安定した出力電力の制御をするために
、直流バス電圧の一定制御を行う必要がある。インバータ５におけるスイッチング素子Ｓ
１〜Ｓ４は、蓄電ハイブリッド発電システム１の制御回路７ａから送られるＰＷＭ（Ｐｕ
ｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号でスイッチングされる。

ＬＣフィルタ６は、各電源ラインに直列に接続された２つのＡＣリアクトルＬ_ｉｎｖと
、電源ライン間に接続されたコンデンサＣ_ｉｎｖとから構成され、インバータ５から出力
される交流電圧から、高調波成分（主に、ＰＷＭ信号のキャリア周波数）を除去する。図
中におけるＲ_ｉｎｖとＲ_ｃとは、それぞれ、各ＡＣリアクトルＬ_ｉｎｖの内部抵抗と各コ
ンデンサＣ_ｉｎｖの内部抵抗とを示す。また、図１中のｉ_ｃは、コンデンサＣ_ｉｎｖに流
れる電流（コンデンサ通過電流）を示す。

制御回路７ａ，７ｂは、いわゆるマイコンを用いて構成されており、主に、上記のＤＣ
／ＤＣコンバータ４ａと、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４ｂと、インバータ５とを制御す
る。図１に示すように、制御回路７ａの入力信号（の測定箇所）は、直流バス電圧Ｖ_ｄｃ
、インバータ５の出力電流ｉ_ｉｎｖ、家庭内の交流負荷Ｚ_Ｌｏａｄに流れる負荷電流ｉ_{ｌ
ｏａｄ}、商用系統電圧ｅ_ｕｗ、インバータ５の出力電圧ｅ_ｉｎｖ、蓄電池３の充放電電流
Ｉ_ＢＡＴ、蓄電池３の電圧Ｖ_ＢＡＴ、太陽電池２の出力電圧Ｖ_ＰＶ、及び太陽電池２の出
力電流Ｉ_ＰＶである。そして、図１の制御回路７ａの出力信号は、系統連系用リレーＳ_{Ｇ
ｒｉｄ}の制御用の出力信号、インバータ５のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御用の出力
信号、及び双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４ｂのスイッチング素子Ｓ５、Ｓ６の制御用の出
力信号である。制御回路７ｂの入力信号（の測定箇所）は、直流バス電圧Ｖ_ｄｃ、太陽電
池２の出力電圧Ｖ_ＰＶ、及び太陽電池２の出力電流Ｉ_ＰＶであり、制御回路７ｂの出力信
号は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ａのスイッチング素子Ｓ_ＰＶの制御用の出力信号である。

系統連系用リレーＳ_Ｇｒｉｄは、蓄電ハイブリッド発電システム１の商用電力系統９へ
の連系状態と解列状態とを切り替えるためのスイッチである。

商用電力系統９は、商用系統電源１０と、系統インピーダンスとを含んでいる。図１中
のＲ_ＧｒｉｄとＬ_Ｇｒｉｄとは、系統インピーダンスの抵抗と誘導性リアクタンスとを示
す。また、図１中のｉ_ｓｐは、蓄電ハイブリッド発電システム１の出力電流を示し、Ｚ_{ｌ
ｏａｄ}は、商用電力系統側に接続している家庭内の交流負荷を示す。

図２は、蓄電ハイブリッド発電システム１の制御回路７ａの制御ブロック図である。図
２では、主に、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの一定制御（直流バス電圧Ｖ_ｄｃの値が一定になるよ
うにするための制御）、無効電力制御、及びインバータ５の出力電流制御に関連する制御
ブロックを示している。図２中の各回路は、マイコンが有する基本的な機能ブロックを用
いて作成した回路である。

図２に示すように、制御回路７ａは、直流バス電圧制御回路１１、有効成分生成回路１
２、無効電流制御回路１３、無効成分生成回路１４、商用系統電圧ｅ_ｕｗのＰＬＬ（Ｐｈ
ａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）同期回路であるＰＬＬ_ｖ１５、商用電圧振幅値検出回
路１６、電圧瞬低復帰検出回路１７、出力電流調整回路１８、出力電流リミッタ回路１９
、出力電流制御回路２０、インバータ５用のＰＷＭ出力制御回路２１、出力電流ｉ_ｓｐの
ＰＬＬ同期回路であるＰＬＬ_ｉ２２、フィードバック値生成部２３、乗算器２４、直流バ
ス電圧指令値調整回路２６、充放電停止指示回路２７、及び商用電圧振幅瞬時値検出回路
２８を備えている。

上記の直流バス電圧制御回路１１、商用電圧振幅値検出回路１６、電圧瞬低復帰検出回
路１７、出力電流調整回路１８、出力電流制御回路２０、直流バス電圧指令値調整回路２
６、充放電停止指示回路２７、商用電圧振幅瞬時値検出回路２８は、それぞれ、請求項に
おける有効電流指令値算出手段、商用電圧振幅値検出手段、電圧瞬低復帰検出手段、出力
電流調整手段，出力電流制御手段、直流バス電圧指令値調整手段、充放電停止指示手段、
商用電圧振幅瞬時値検出手段に相当する。なお、制御回路７ａは、請求項における直流バ
ス電圧値検出手段の役割を果たす。すなわち、制御回路７ａは、インバータ５への入力電
圧である直流バス電圧Ｖ_ｄｃのフィードバック値を検出する。

直流バス電圧制御回路１１は、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの値が一定になるように制御する回
路である。直流バス電圧制御回路１１は、制御回路７ａによって検出された直流バス電圧
Ｖ_ｄｃのフィードバック値と、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの指令値である直流バス電圧指令値Ｖ
^＊ _ｄｃとの差分に基づいて、インバータ５からの有効成分の出力電流の制御目標値である
有効電流指令値Ｉ^＊ _ｐを算出する。より具体的に言うと、直流バス電圧制御回路１１は、
直流バス電圧Ｖ_ｄｃのフィードバック値が、直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃに収束するよう
にフィードバック制御を行い、その出力値を有効電流指令値Ｉ^＊ _ｐとして、出力電流リミ
ッタ回路１９に出力する。

出力電流リミッタ回路１９は、後述する出力電流調整回路１８で求めた係数ＦＲＴ_{ｒａ
ｔｉｏ}と、出力電流制限用指令値Ｉ^＊ _ｌｉｍ等に基づいて、下記の式（１）により、有効
成分の出力電流のリミッタ値（以下、「出力電流リミッタ値」と略す）Ｉ_ｌｉｍを算出し
、直流バス電圧制御回路１１から出力された有効電流指令値Ｉ^＊ _ｐの絶対値が、上記の出
力電流リミッタ値Ｉ_ｌｉｍ以上のときは、その出力値の絶対値を、Ｉ_ｌｉｍの範囲内に制
限することにより、インバータ５からの有効成分の出力電流を抑制する。出力電流リミッ
タ回路１９から有効成分生成回路１２への出力値である制限有効電流指令値Ｉ^＊ _ｐ’は、
有効電流指令値Ｉ^＊ _ｐの絶対値が、出力電流リミッタ値Ｉ_ｌｉｍよりも小さいときは、有
効電流指令値Ｉ^＊ _ｐであり、有効電流指令値Ｉ^＊ _ｐが、出力電流リミッタ値（上限値）Ｉ
_ｌｉｍ以上のときは、Ｉ_ｌｉｍであり、有効電流指令値Ｉ^＊ _ｐが、出力電流リミッタ値（
下限値）（−Ｉ_ｌｉｍ）以下のときは、（−Ｉ_ｌｉｍ）である。

上記の式（１）において、Ｐ_{ｒａｔｅｄ}は、蓄電ハイブリッド発電システム１の定格出
力電力であり、Ｅ_{ｒａｔｅｄ}は、商用電力系統９の公称電圧である。また、ａは、定格出
力電力との比を表す係数であり、例えば、係数ａが、１．１の場合、出力電流リミッタ回
路１９は、定格出力電力の１．１倍の出力電力を基準にして、有効成分の出力電流のリミ
ッタ値（上限値）Ｉ_ｌｉｍを算出する。係数ＦＲＴ_{ｒａｔｉｏ}は、瞬時電圧低下時（ＦＲ
Ｔモードの時）に、インバータ５からの出力電流を絞る（出力電流値を低下させる）ため
の調整用の係数であり、通常運転時（通常運転モード）では、１に設定される。出力電流
制限用指令値Ｉ^＊ _ｌｉｍは、商用系統電圧ｅ_ｕｗの上昇抑制、蓄電ハイブリッド発電シス
テム１からの出力電力の力率一定制御、蓄電ハイブリッド発電システム１内の温度上昇抑
制制御、蓄電ハイブリッド発電システム１からの出力制御等の条件に応じて決定される値
である。例えば、蓄電ハイブリッド発電システム１からの出力電力を、定格電力の５０％
の出力電力に抑制（制限する）場合、
Ｉ^＊ _ｌｉｍ＝０．５／ａ
となる。

なお、瞬時電圧低下時に残電圧が０％になった場合には、系統電圧が復帰するまでの間
、上記の式（１）及び下記の式（５）、（６）により、有効成分の出力電流リミッタ値Ｉ
_ｌｉｍがゼロとなるので、電圧瞬低復帰検出回路１７によって、商用系統電圧ｅ_ｕｗが、
残電圧０％の瞬時電圧低下状態になったと検出してから、系統電圧が復帰するまでの間、
出力電流リミッタ回路１９から出力される制限有効電流指令値Ｉ^＊ _ｐ’をゼロにして、イ
ンバータ５の出力電流制御を継続（インバータ５の運転を継続）してもよいし、ＰＷＭ出
力制御回路２１にゲートブロック信号を出力して、インバータ５を停止させてもよい。言
い換えると、電圧瞬低復帰検出回路１７によって、商用系統電圧ｅ_ｕｗが、残電圧０％の
瞬時電圧低下状態になったと検出されたときに、（１）出力電流調整回路１８が、０の値
の係数ＦＲＴ_{ｒａｔｉｏ}を出力電流リミッタ回路１９に出力し、出力電流リミッタ値Ｉ_ｌ
ｉｍを０にすることにより、インバータ５からの出力電流値を０に低下させて、インバー
タ５の運転を継続してもよいし、（２）制御回路７ａが、ＰＷＭ出力制御回路２１にゲー
トブロック信号を出力することにより（ゲートブロックにより）、インバータ５の運転を
停止させてもよい。

本実施形態の蓄電ハイブリッド発電システム１では、直流バス電圧制御回路１１から出
力された有効電流指令値Ｉ^＊ _ｐを用いた、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの一定制御を行う場合以外
は、上記の式（１）を用いて、インバータ５からの有効分の出力電流を抑制する。この直
流バス電圧Ｖ_ｄｃの一定制御を行わない場合には、以下の場合が含まれる。
１．出力電流（又は出力電力）の制限をする場合（有効電流指令値Ｉ^＊ _ｐの絶対値が、式
（１）で求めた出力電流リミッタ値Ｉ_ｌｉｍ以上のとき）
２．後述する瞬時電圧低下時（ＦＲＴモードの時）
３．定格出力電力Ｐ_{ｒａｔｅｄ}を超える入力電力がある場合（過積載（太陽電池２の発電
電力Ｐ_ＰＶ＞定格出力電力Ｐ_{ｒａｔｅｄ}）の場合）

有効成分生成回路１２は、出力電流リミッタ回路１９から出力された制限有効電流指令
値Ｉ^＊ _ｐ’と、ＰＬＬ_ｖ１５から出力された商用系統電圧ｅ_ｕｗの位相角θ_ｕｗの正弦値
ｓｉｎ（θ_ｕｗ）とを乗算して、有効成分の電流指令値の瞬時値を生成する。また、無効
電流制御回路１３で行われる処理については、後述するが、無効成分生成回路１４は、無
効電流制御回路１３からの出力値と、ＰＬＬ_ｖ１５から出力された商用系統電圧ｅ_ｕｗの
位相角θ_ｕｗの余弦値ｃｏｓ（θ_ｕｗ）とを乗算して、無効成分の電流指令値の瞬時値を
生成する。

有効成分生成回路１２からの出力値と無効成分生成回路１４からの出力値とは、加え合
わせ点ＳＰ１で加算されて、インバータ５の出力電流指令値ｉ^＊ _ｉｎｖとなる。この出力
電流指令値ｉ^＊ _ｉｎｖは、出力電流制御回路２０に送られる。通常運転モードでは、出力
電流制御回路２０は、インバータ５からの出力電流ｉ_ｉｎｖの値が、出力電流指令値ｉ^＊
_ｉｎｖに追従するように、フィードバック制御を行い、インバータ５の出力デューティ比
ｄ_ｉｎｖを算出する。このデューティ比ｄ_ｉｎｖは、ＰＷＭ出力制御回路２１に入力され
る。ＰＷＭ出力制御回路２１は、入力された出力デューティ比ｄ_ｉｎｖに基づいて、この
出力デューティ比ｄ_ｉｎｖに対応するパルス幅のＰＷＭ信号を生成する。これらのＰＷＭ
信号に基づいて、インバータ５の各スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４のオン・オ
フが制御される。

上記のＰＬＬ_ｖ１５は、商用系統電圧ｅ_ｕｗが入力されて、商用系統電圧ｅ_ｕｗの位相
角θ_ｕｗに同期した電圧信号を生成する回路であり、商用系統電圧ｅ_ｕｗの位相角θ_ｕｗ
と周期Ｔ_ｕｗを算出して、出力する。また、ＰＬＬ_ｉ２２は、蓄電ハイブリッド発電シス
テム１の出力電流ｉ_ｓｐが入力されて、出力電流ｉ_ｓｐの位相角θ_ｓｐに同期した電圧信
号を生成する回路であり、出力電流ｉ_ｓｐの位相角θ_ｓｐを算出して、出力する。

次に、上記の無効電流制御回路１３を中心とした無効電流制御処理について、説明する
。無効電流制御回路１３は、インバータ５から出力された無効成分の出力電流のフィード
バック値Ｉ_ｑと、インバータ５からの無効成分の出力電流の指令値である無効電流指令値
Ｉ^＊ _ｑとに基づいて、インバータ５からの無効成分の出力電流が、無効電流指令値Ｉ^＊ _ｑ
と等しくなるように、フィードバック制御をする。すなわち、無効電流制御回路１３は、
フィードバック値Ｉ_ｑが、無効電流指令値Ｉ^＊ _ｑに収束するようにフィードバック制御を
行い、その出力値を指令値として、無効成分生成回路１４に出力する。

上記の無効成分の出力電流のフィードバック値Ｉ_ｑは、以下のようにして、求められる
。まず、加え合わせ点ＳＰ２において、ＰＬＬ_ｖ１５から出力された位相角θ_ｕｗと、Ｐ
ＬＬ_ｉ２２から出力された位相角θ_ｓｐとの位相差Δφ（θ_ｕｗ−θ_ｓｐ）を求めて、こ
の位相差Δφをフィードバック値生成部２３に送る。フィードバック値生成部２３は、こ
の位相差Δφの正接値ｔａｎ（Δφ）を求めて、乗算器２４に送る。そして、乗算器２４
は、上記の位相差Δφの正接値ｔａｎ（Δφ）に、（２Ｐ_ｕｗ／Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}）を乗じ
ることにより、無効成分の出力電流のフィードバック値Ｉ_ｑを求める。この計算に用いら
れるＰ_ｕｗは、有効電力であり、Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}は、商用系統電圧ｅ_ｕｗの最大値（振幅
値）である。なお、商用系統電圧ｅ_ｕｗの最大値（振幅値）Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}は、後述する
商用電圧振幅値検出回路１６によって検出される。なお、商用系統電圧振幅検出回路１６
は、下記の式（２）に示す商用系統電圧ｅ_ｕｗの平均周期Ｔ_ａｖｇを算出する。この平均
周期Ｔ_ａｖｇは、式（２）に示すように、ＰＬＬ_ｖ１５により求めた周期Ｔ_ｕｗを用いて
、ｍ次サンプリング値（ｍ個目の半サイクルにおける商用系統電圧ｅ_ｕｗのサンプリング
値）に基づく周期Ｔ_ｕｗ（ｚ−ｍ）から、ｎ次サンプリング値（ｎ個目の半サイクルにお
ける商用系統電圧ｅ_ｕｗのサンプリング値）に基づく周期Ｔ_ｕｗ（ｚ−ｎ）までの平均周
期Ｔ_ａｖｇを計算する。ここで、式（２）における（ｚ−ｒ）は、（ｚ−ｒ）次（（ｚ−
ｒ）番目）の半周期（半サイクル）における商用系統電圧ｅ_ｕｗのサンプリング値（の集
合）を示す。このように設計する理由は、瞬時電圧低下に伴う位相急変の状態を発生する
場合に、ＰＬＬ_ｖ１５で求めた周期Ｔ_ｕｗの変動により、正確な有効電力Ｐ_ｕｗ、無効電
力、及び商用系統電圧の最大値（振幅値）Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}を求められないことを回避する
ためである。また、本実施形態では、式（２）におけるｍ、ｎを、それぞれ、ｍ＝１０２
４、ｎ＝５１２の値に設定した。但し、ｍ，ｎの値は、系統連系規定で定められた、瞬時
電圧低下時の継続運転時間に基づいて設計してもよい。

また、有効電力Ｐ_ｕｗは、下記の式（３）により検出される。また、式（４）に用いら
れる蓄電ハイブリッド発電システム１の出力電流ｉ_ｓｐは、下記の式（４）により算出す
る。式（４）における（ｓＣ_ｉｎｖ／（ｓＲ_ｃＣ_ｉｎｖ＋１））・ｅ_ｉｎｖは、コンデン
サＣ_ｉｎｖに流れる電流ｉ_ｃ（コンデンサ通過電流）の算出式である。制御回路７ａは、
式（４）を用いて、インバータ５の出力電流ｉ_ｉｎｖの測定値から、上記の算出式により
求めたコンデンサ通過電流ｉ_ｃの値を減算することにより、蓄電ハイブリッド発電システ
ム１の出力電流ｉ_ｓｐの値を算出する。なお、式（３）を用いることにより、制御回路７
ａは、商用系統電圧ｅ_ｕｗの波形の半サイクル毎（Ｔ_ａｖｇ／２）に、有効電力Ｐ_ｕｗの
値を更新している。

次に、図２中の瞬時電圧低下時（ＦＲＴモードの時）の処理に関連する回路について、
説明する。商用電圧振幅値検出回路１６は、商用系統電圧ｅ_ｕｗの最大値（振幅値）Ｅ_{ｕ
ｗ．ｍａｘ}を検出する。具体的には、商用電圧振幅値検出回路１６は、下記の式（５）に
より、商用系統電圧の振幅値（商用系統電圧ｅ_ｕｗの波形の半サイクルの間における、商
用系統電圧ｅ_ｕｗの振幅の平均値）Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}を求める。式（５）において、Ｔ_ｕｗ
は、商用系統電圧ｅ_ｕｗの周期である。この周期Ｔ_ｕｗは、ＰＬＬ_ｖ１５により求めたも
のである。また、商用電圧振幅瞬時値検出回路２８は、入力された商用系統電圧ｅ_ｕｗに
基づいて、商用系統電圧の振幅の瞬時値（以下、「振幅瞬時値」という）Ｅ_ｍａｘを求め
る。電圧瞬低復帰検出回路１７は、商用電圧振幅値検出回路１６で検出された商用系統電
圧の振幅値Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}と、商用電圧振幅瞬時値検出回路２８で検出された振幅瞬時値
Ｅ_ｍａｘとに基づいて、商用系統電圧ｅ_ｕｗの瞬時電圧低下と、商用系統電圧ｅ_ｕｗが瞬
時電圧低下状態から通常の電圧値に復帰したこととを検出する。

次に、図３を参照して、商用電圧振幅瞬時値検出回路２８の制御ブロックについて説明
する。商用電圧振幅瞬時値検出回路２８は、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）
３３と、ＡＰＦ（Ａｌｌ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）３４と、二乗和平方根算出器３５と
を備えている。ＬＰＦ３３は、入力された商用系統電圧ｅ_ｕｗからのノイズ除去用のロー
パスフィルタであり、その遮断周波数ｆ_ｃは、例えば、１ｋＨｚに設定される。このＬＰ
Ｆ３３からの出力値である交流電圧は、α相の瞬時交流電圧ｅ_αとして、二乗和平方根算
出器３５とＡＰＦ３４に入力される。ＡＰＦ３４は、交流入力信号の位相角度を調整する
ためのフィルタであり、ＬＰＦ３３から入力されたα相の瞬時交流電圧ｅ_αについて、そ
の電圧の大きさを保持し、位相を（π／２）遅延させて、β相の瞬時交流電圧ｅ_βとして
出力する。つまり、ここでは、ＡＰＦ３４は、α相の瞬時交流電圧ｅ_αからβ相の瞬時交
流電圧ｅ_βを求めるために、用いられている。二乗和平方根算出器３５は、ＬＰＦ３３か
ら入力されたα相の瞬時交流電圧ｅ_αと、ＡＰＦ３４から入力されたβ相の瞬時交流電圧
ｅ_βとの二乗和の平方根の値（√（ｅ_α ^２＋ｅ_β ^２））を計算することにより、商用系統
電圧ｅ_ｕｗの最大値（振幅）の瞬時値（以下、「振幅瞬時値」という）Ｅ_ｍａｘを求めて
、出力する。

出力電流調整回路１８は、電圧瞬低復帰検出回路１７によって瞬時電圧低下が検出され
たときに、インバータ５からの出力電流値を、商用電圧振幅値検出回路１６で検出された
商用系統電圧の振幅値Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}の大きさに応じた出力電流値に低下させる。具体的
には、出力電流調整回路１８は、瞬時電圧低下時（ＦＲＴモードの時）には、上記の係数
ＦＲＴ_{ｒａｔｉｏ}を、下記の式（６）により算出して、算出した係数ＦＲＴ_{ｒａｔｉｏ}を
、出力電流リミッタ回路１９に出力し、上記式（１）で求められる出力電流リミッタ値Ｉ
_ｌｉｍを低下させることにより、インバータ５からの出力電流値を、商用系統電圧の振幅
値Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}の大きさに応じた出力電流値に低下させる。そして、インバータ５（直
流バス電圧制御回路１１）は、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの一定制御の能力を喪失する。この時
点では、制御回路７ｂによるＤＣ／ＤＣコンバータ４ａの運転状態はＭＰＰＴ制御方式の
ままであり、直流バス電圧Ｖ_ｄｃは、一瞬上昇するが、制御回路７ｂは、直流バス電圧Ｖ
_ｄｃがある閾値までしか上昇しないようにさせるために、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ａの制
御を、自動的にＣＶモード制御に切り替える。なお，式（６）において、Ｅ_{ｒａｔｅｄ．
ｍａｘ}は、商用電力系統９の公称電圧の最大値であり、ｋは、係数ＦＲＴ_{ｒａｔｉｏ}の調
整係数である。なお、上記のように、通常運転時（通常運転モード）には、出力電流調整
用の係数ＦＲＴ_{ｒａｔｉｏ}は、１に設定される。

また、電圧瞬低復帰検出回路１７によって瞬時電圧低下が検出されたときには、制御回
路７ｂが、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ａの制御方式を、太陽電池２からの出力電力が最大（
最適）になるように太陽電池２からの入力電圧を調整するＭＰＰＴ制御から、ＤＣ／ＤＣ
コンバータ４ａから出力される直流電力の電圧が一定の範囲内の電圧になるように制御す
るＣＶ制御に切り替える。

次に、図４を参照して、通常運転モードと、上記のＦＲＴモードとの切り替え方法につ
いて説明する。電圧瞬低復帰検出回路１７（図２参照）は、商用電圧振幅値検出回路１６
で検出された商用系統電圧の最大値（振幅値）Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}と、商用電圧振幅瞬時値検
出回路２８で検出された振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘの両方が、所定の瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．
ｃｓｔ}以下になった時に、商用系統電圧ｅ_ｕｗが瞬時電圧低下の状態になったと検出する
。より詳細に説明すると、電圧瞬低復帰検出回路１７は、下記の式（７）〜（９）に示さ
れるように、振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘと、直近の半サイクルの間に計算した商用系統電圧の振
幅値（直近の半サイクルの間の商用系統電圧の振幅の平均値）Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}（Ｚ）の両
方が、瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}以下であり、かつ、半サイクル前に計算した商用
系統電圧の振幅値（直近の一つ前の半サイクルの間の商用系統電圧の振幅の平均値）Ｅ_{ｕ
ｗ．ｍａｘ}（Ｚ−１）が、瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}よりもΔＥ_ＦＲＴ以上大きい
ときに、商用系統電圧ｅ_ｕｗが瞬時電圧低下の状態になったと判定する。ここで、ΔＥ_Ｆ
ＲＴは、制御系の安定性向上のために設けた、不感帯の電圧範囲である。電圧瞬低復帰検
出回路１７が瞬時電圧低下の状態になったと検出すると、蓄電ハイブリッド発電システム
１（制御回路７ａ）は、ＦＲＴモードに移行し、出力電流調整回路１８は、上記の式（６
）を用いて、出力電流調整用の係数ＦＲＴ_{ｒａｔｉｏ}を算出する。そして、出力電流リミ
ッタ回路１９は、この係数ＦＲＴ_{ｒａｔｉｏ}に基づき、式（１）で算出される出力電流リ
ミッタ値Ｉ_ｌｉｍを低下させることにより、インバータ５からの出力電流を絞る。

上記のインバータ５からの出力電流ｉ_ｉｎｖを絞るのに必要な動作時間は、商用系統電
圧ｅ_ｕｗの１サイクル（すなわち、出力電流ｉ_ｉｎｖの１サイクル）以内である。なお、
上記式（５）において、商用系統電圧の最大値（振幅値）Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}は、商用系統電
圧ｅ_ｕｗの半サイクル毎に計算され、下記式（７）〜（９）及び上記式（５）より、理論
上では、商用系統電圧ｅ_ｕｗが瞬時電圧低下の状態になってから半サイクル後に、出力電
流を絞るが、上記の処理を制御回路７ａで行う場合に、制御プログラムの遅れを考慮する
と、出力電流ｉ_ｉｎｖを絞るのに必要な動作時間は、商用系統電圧ｅ_ｕｗの１サイクル以
内の時間である。なお、下記式（７）において、ｎは、インバータ５のスイッチング素子
Ｓ１〜Ｓ４のｎ次（ｎ番目）のスイッチング周期を示す。また、本実施形態では、制御回
路７ａ、７ｂにおけるＡ／Ｄコンバータのサンプリング周期を、スイッチング素子Ｓ１〜
Ｓ６のスイッチング周期と同じ時間に設定した。また、下記式（８）において、ｚは、ｚ
次（ｚ番目）の半周期（半サイクル）を示す。

また、電圧瞬低復帰検出回路１７は、上記の振幅値Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}と振幅瞬時値Ｅ_ｍａ
ｘの両方が、瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}以下である状態から、瞬低判定用閾値Ｅ_{Ｆ
ＲＴ．ｃｓｔ}よりもΔＥ_ＦＲＴ以上高い状態に変化した時に、商用系統電圧ｅ_ｕｗが、瞬
時電圧低下状態から通常の電圧値に復帰したと検出する。より詳細に説明すると、電圧瞬
低復帰検出回路１７は、下記の式（１０）〜（１２）に示されるように、振幅瞬時値Ｅ_ｍ
ａｘ（ｎ）と、直近の半サイクルの間に計算した商用系統電圧ｅ_ｕｗの振幅値（直近の半
サイクルの間の商用系統電圧ｅ_ｕｗの振幅の平均値）Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}（ｚ）の両方が、瞬
低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}よりもΔＥ_ＦＲＴ以上大きく、かつ、半サイクル前に計算
した商用系統電圧ｅ_ｕｗの振幅値（直近の一つ前の半サイクルの間の商用系統電圧ｅ_ｕｗ
の振幅の平均値）Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}（ｚ−１）が、瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}以下で
あるときに、商用系統電圧ｅ_ｕｗが、瞬時電圧低下状態から通常の電圧値に復帰したと判
定する。なお、以下の説明では、商用系統電圧ｅ_ｕｗが、瞬時電圧低下状態から通常の電
圧値に復帰することを、単に、「系統電圧復帰」と略す場合が多い。

上記の系統電圧復帰（商用系統電圧ｅ_ｕｗが、瞬時電圧低下状態から通常の電圧値に復
帰したか否か）の検出に必要な動作時間も、商用系統電圧ｅ_ｕｗの１サイクル（すなわち
、出力電流ｉ_ｉｎｖの１サイクル）以内である。なお、上記式（５）において、商用系統
電圧の最大値（振幅値）Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}は、商用系統電圧ｅ_ｕｗの半サイクル毎に計算さ
れ、下記式（１０）〜（１２）より、理論上では、電圧瞬低復帰検出回路１７は、系統電
圧復帰から半サイクル後に、系統電圧復帰を検出して、後述するソフトスタートを開始す
べきであると判定することができるが、上記の処理を制御回路７ａで行う場合に、制御プ
ログラムの遅れを考慮すると、系統電圧復帰の検出（又はソフトスタートを開始すべきか
否かの判定）に必要な動作時間は、商用系統電圧ｅ_ｕｗの１サイクル以内の時間である。

本蓄電ハイブリッド発電システム１では、瞬時電圧低下時の運転状態（ＦＲＴモード）
から、通常運転時の運転状態（通常運転モード）に移行したときに、図５（ａ）（ｂ）に
示すソフトスタートを行う機能を有している。図５（ａ）において、商用系統電圧ｅ_ｕｗ
が復帰して、ＦＲＴモードから通常運転モードに移行（復帰）したときに、図５（ａ）中
の（ｉ）に示されるように、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの値が、本来の直流バス電圧指令値Ｖ^＊
_{ｄｃ．ｏｒｇ}より高い場合、制御回路７ａは、降圧動作のソフトスタートを行う。これに
対して、ＦＲＴモードから通常運転モードに移行したときに、図５（ａ）中の（ｉｉ）に
示されるように、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの値が、本来の直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _{ｄｃ．ｏｒ
ｇ}より低い場合、制御回路７ａは、昇圧動作のソフトスタートを行う。図５（ａ）中のＴ
_ｓｏｆｔは、ソフトスタートを行う期間（時間）を示す。

より具体的に言うと、図５（ａ）中の（ｉ）に示されるように、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの
値が、本来の直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _{ｄｃ．ｏｒｇ}より高い場合、制御回路７ａ（直流バ
ス電圧指令値調整回路２６）は、系統電圧復帰直後には、直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃと
して、図５に示される本来の直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _{ｄｃ．ｏｒｇ}ではなく、復帰直後の
直流バス電圧Ｖ_ｄｃのフィードバック値と同じ値（本来の直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _{ｄｃ．
ｏｒｇ}よりも大きい値）を使用し、その後、直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃの値を、徐々に
減少させて、図５（ａ）に示される本来の直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _{ｄｃ．ｏｒｇ}に近づけ
る。これにより、この直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃと、直流バス電圧Ｖ_ｄｃのフィードバ
ック値とが入力された直流バス電圧制御回路１１は、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの値を徐々に下
げるように、フィードバック制御を行う。

逆に、図５（ａ）中の（ｉｉ）に示されるように、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの値が、本来の
直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _{ｄｃ．ｏｒｇ}より低い場合、制御回路７ａ（直流バス電圧指令値
調整回路２６）は、系統電圧復帰直後には、直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃとして、復帰直
後の直流バス電圧Ｖ_ｄｃのフィードバック値と略同じ値（本来の直流バス電圧指令値Ｖ^＊
_{ｄｃ．ｏｒｇ}よりも小さい値）を使用し、その後、直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃの値を、
徐々に増加させて、図５（ａ）に示される本来の直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _{ｄｃ．ｏｒｇ}に
近づける。これにより、この直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃと、直流バス電圧Ｖ_ｄｃのフィ
ードバック値とが入力された直流バス電圧制御回路１１は、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの値を徐
々に上げるように、フィードバック制御を行う。また、蓄電ハイブリッド発電システム１
の起動時に、図５（ａ）に示すソフトスタートの機能を用いることにより、直流バス電圧
Ｖ_ｄｃの値が商用系統電圧の最大値（振幅値）Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}よりやや大きい状態から系
統連系用リレーＳ_Ｇｒｉｄをオンして、系統連系運転制御に移行することで、スムーズに
直流バス電圧の一定制御を行うことができる。つまり、系統連系用リレーＳ_Ｇｒｉｄが解
列している状態からの起動時において、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ａ又は双方向ＤＣ／ＤＣ
コンバータ４ｂが（電解コンデンサＣ_ｄｃを充電して）直流バス電圧Ｖ_ｄｃを上昇させる
ための昇圧比が低くても、蓄電ハイブリッド発電システム１を起動することができる。

なお、上記図５（ａ）に示されるようなソフトスタートの制御を行う代わりに、制御回
路７ａ（直流バス電圧指令値調整回路２６）は、図５（ｂ）に示すように、直流バス電圧
指令値の基になる電圧Ｖ^＊ _ｄｃ’が入力されて、直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃを出力する
ローパスフィルタ３７を備え、系統電圧復帰直後には、直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃを、
本来の直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _{ｄｃ．ｏｒｇ}ではなく、復帰直後の直流バス電圧Ｖ_ｄｃの
フィードバック値と同じ値にし、Ｔ_ｓｏｆｔ／２の遅延時間経過後に、直流バス電圧指令
値Ｖ^＊ _ｄｃを本来の直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _{ｄｃ．ｏｒｇ}にステップ変化させ、そして、
これらの直流バス電圧指令値を表す電圧（直流バス電圧指令値の基になる電圧Ｖ^＊ _ｄｃ’
）を、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３７を通して、直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃとして、
直流バス電圧制御回路１１に入力するようにしてもよい。このようにしても、図５（ａ）
に示す制御を行った場合と同様なソフトスタートの効果を得ることができる。

より具体的に言うと、図５（ｂ）に示す制御では、制御回路７ａの直流バス電圧指令値
調整回路２６が、電圧瞬低復帰検出回路１７により商用系統電圧が瞬時電圧低下状態から
通常の電圧値に復帰したと検出されたときに、直流バス電圧指令値の基になる電圧Ｖ^＊ _ｄ
ｃ’を、通常の電圧値への復帰直後に制御回路７ａによって検出された直流バス電圧Ｖ_ｄ
ｃのフィードバック値と同じ値にし、通常の電圧値に復帰したと検出されたときから上記
の遅延時間経過後に、直流バス電圧指令値の基になる電圧Ｖ^＊ _ｄｃ’を、本来の直流バス
電圧指令値Ｖ^＊ _{ｄｃ．ｏｒｇ}にステップ変化させることにより、ローパスフィルタ３７か
ら出力される直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃを、通常の電圧値への復帰直後に制御回路７ａ
によって検出された直流バス電圧Ｖ_ｄｃのフィードバック値から、本来の直流バス電圧指
令値Ｖ^＊ _{ｄｃ．ｏｒｇ}に、徐々に増加又は減少させて近づける。すなわち、直流バス電圧
指令値Ｖ^＊ _ｄｃのソフトスタートを行う。

なお、本実施形態では、系統電圧復帰時に、図５（ａ）に示すソフトスタートの制御を
用いているが、図５（ａ）に示す制御ではなく、図５（ｂ）に示す制御を用いる場合は、
ローパスフィルタ３７の遮断周波数ｆ_ｃを、２／Ｔ_ｓｏｆｔに設定することが望ましい。

上記のソフトスタート期間Ｔ_ｓｏｆｔを下記の式（１３）に定義する。蓄電ハイブリッ
ド発電システム１の通常起動時には、ｂ≧１，ｃ＝１に設定されているが、ＦＲＴモード
から通常運転モードへの復帰時には、Ｔ_ｓｏｆｔ＝Ｔ_ＦＲＴ （ｂ＝１，ｃ＞＞１）に設
定される。すなわち、蓄電ハイブリッド発電システム１は、通常起動時には、ｂ秒間かけ
て、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの値を、徐々に、本来の直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _{ｄｃ．ｏｒｇ}に
合わせるが、ＦＲＴモードから通常運転モードへの復帰時（系統電圧復帰時）には、ｂ／
ｃ秒という短時間の間に、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの値を、高速に、本来の直流バス電圧指令
値Ｖ^＊ _{ｄｃ．ｏｒｇ}に合わせる。なお、本実施形態では、ＦＲＴモードから通常運転モー
ドへの復帰時におけるｂを１に設定し、ｃを１０に設定している。

上記のように、ＦＲＴモードから通常運転モードへの移行時（系統電圧復帰時）に、直
流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃのソフトスタートを行うようにした理由は、以下の通りである
。すなわち、系統電圧復帰直後には、図５に示すように、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの値と本来
の直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _{ｄｃ．ｏｒｇ}との差分が大きい場合もあるので、本来の直流バ
ス電圧指令値Ｖ^＊ _{ｄｃ．ｏｒｇ}の値を、そのまま使用したのでは、直流バス電圧制御回路
１１からの出力値が大きくなってしまい、その結果、系統電圧復帰直後における、直流バ
ス電圧Ｖ_ｄｃと（インバータ５からの）出力電流ｉ_ｉｎｖの変動が大きくなってしまう。
これに対して、上記のように、系統電圧復帰直後に、直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃのソフ
トスタートを行うと、系統電圧復帰直後における、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの値と直流バス電
圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃとの差分を小さくして、直流バス電圧制御回路１１からの出力値を小さ
くすることができるので、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの一定制御を行うことができるだけではな
く、系統電圧復帰直後に、インバータ５からの出力電流ｉ_ｉｎｖを徐々に増加させる（出
力電流ｉ_ｉｎｖのソフトスタートを行う）ことができる。

次に、図２中の回路のうち、上記のソフトスタートに関連する回路の動作について、説
明する。図２中の回路のうち、上記のソフトスタートに関連する回路は、主に、直流バス
電圧制御回路１１、及び直流バス電圧指令値調整回路２６である。直流バス電圧指令値調
整回路２６は、電圧瞬低復帰検出回路１７が、商用系統電圧ｅ_ｕｗが通常の電圧値に復帰
したと検出したときに、直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃを、通常の電圧値への復帰直後に検
出された直流バス電圧Ｖ_ｄｃのフィードバック値から、本来の直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _{ｄ
ｃ．ｏｒｇ}（請求項における「直流バス電圧の本来の制御目標値」）に、徐々に（段階的
に）増加又は減少させて近づけるように調整する処理である、直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄ
ｃのソフトスタートを行う。

直流バス電圧制御回路１１は、直流バス電圧Ｖ_ｄｃのフィードバック値と、直流バス電
圧指令値調整回路２６による調整後の直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃとの差分に基づいて、
インバータ５からの有効成分の出力電流の制御目標値である有効電流指令値Ｉ^＊ _ｐを算出
する。そして、出力電流制御回路２０が、直流バス電圧制御回路１１により算出された有
効電流指令値Ｉ^＊ _ｐに基づいて、インバータ５からの出力電流を制御する。これにより、
系統電圧復帰時に、直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃのソフトスタートを行うことができるの
で、系統電圧復帰時に、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの一定制御と出力電流ｉ_ｉｎｖのソフトスタ
ートを行うことができる。

次に、図６及び図７を参照して、本蓄電ハイブリッド発電システム１における、インバ
ータ５からの出力電流の制御の例について、説明する。これらの図は、力率１（無効電流
指令値Ｉ^＊ _ｑ＝０）という理想的な状態における概念図である。この状態では、インバー
タ５からの出力電流ｉ_ｉｎｖの振幅は、有効電流指令値Ｉ^＊ _ｐに追従している。なお、こ
れらの図におけるＩ^＊ _ｐ’は、出力電流リミッタ回路１９による処理後の制限有効電流指
令値である。また、図６及び図７では、図を簡単にするために、直流バス電圧Ｖ_ｄｃから
２ｆ成分（２次高調波成分）を除去している。

図６は、上記の「直流バス電圧Ｖ_ｄｃの一定制御を行わない場合」のうち、「１．出力
電流（又は出力電力）の制限をする場合」におけるインバータ５からの出力電流の制御を
示す。この図６に示されるケースでは、商用系統電圧の振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘが、一時的に
低下するが、瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}よりは大きいので、電圧瞬低復帰検出回路
１７が、商用系統電圧ｅ_ｕｗが瞬時電圧低下の状態になったと判定しない。このため、蓄
電ハイブリッド発電システム１（制御回路７ａ）は、上記のＦＲＴモードに移行しないの
で、上記のインバータ５からの出力電流ｉ_ｉｎｖを絞る処理を行わない。ただし、図６に
示されるケースでは、上記の電圧低下の期間において、有効電流指令値Ｉ^＊ _ｐが、上記式
（１）で求めた出力電流リミッタ値Ｉ_ｌｉｍを超えるので、出力電流リミッタ回路１９は
、その出力値である制限有効電流指令値Ｉ^＊ _ｐ’を、出力電流リミッタ値Ｉ_ｌｉｍに制限
している。上記の振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘが瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}以下であるか否
かのチェックは、振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘの低下（商用系統電圧ｅ_ｕｗの低下）後、１サイク
ル以内に行われる。

上記のように、商用系統電圧の振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘが、一時的に低下しても、瞬低判定
用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}より大きい場合は、上記の係数ＦＲＴ_{ｒａｔｉｏ}を用いた出力電
流_ｉｎｖを絞る処理を行わない。この理由は、商用系統電圧ｅ_ｕｗが大幅に低下していな
いので、上記の係数ＦＲＴ_{ｒａｔｉｏ}を用いた出力電流_ｉｎｖを絞る処理を行わなくても
、上位系統を不安定化させるおそれが少ないからである。

また、図６に示されるケースでは、図５に示されるような直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃ
のソフトスタートを行わない。この理由について、以下に説明する。図６のケースでも、
瞬時的な商用系統電圧ｅ_ｕｗの低下からの復帰後は、直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃと直流
バス電圧Ｖ_ｄｃのフィードバック値との差分が大きいために、ソフトスタートを行わない
と、直流バス電圧制御回路１１のフィードバック制御機能を喪失し、図に示されるように
、アンダーシュートの現象を発生してしまうことがある。しかし、そのような場合であっ
ても、後述する図７の場合のように、商用系統電圧の振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘが、瞬低判定用
閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}以下である状態から、瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}よりもΔＥ
_ＦＲＴ以上高い状態に変化（復帰）した場合と比べて、系統電圧復帰時に、商用系統電圧
の変動が少ないため、電圧低下中に出力電流リミッタ値Ｉ_ｌｉｍまで出力し続けても、上
位系統を不安定化させるおそれが少ないので、ソフトスタートを行わないのである。

図７は、上記の「直流バス電圧Ｖ_ｄｃの一定制御を行わない場合」のうち、「２．瞬時
電圧低下時（ＦＲＴモードの時）」におけるインバータ５からの出力電流の制御を示す。
この図７に示されるケースは、商用系統電圧の振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘが、瞬低判定用閾値Ｅ
_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}よりもΔＥ_ＦＲＴ以上高い状態から、瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}以
下の状態になった（商用系統電圧ｅ_ｕｗが瞬時電圧低下の状態になった）後に、振幅瞬時
値Ｅ_ｍａｘが、瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}よりもΔＥ_ＦＲＴ以上高い状態になった
（商用系統電圧ｅ_ｕｗが瞬時電圧低下状態から通常の電圧値に復帰した）ケースである。
より正確に言うと、図７のケースは、上記式（７）〜（９）の全ての条件を充たす状態に
なった後に、上記式（１０）〜（１２）の全ての条件を充たす状態になったケースである
。このケースでは、蓄電ハイブリッド発電システム１（制御回路７ａ）は、振幅瞬時値Ｅ
_ｍａｘが、瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}以下の状態になってから１サイクル以内に、
上記のＦＲＴモードに移行して、上記のインバータ５からの出力電流ｉ_ｉｎｖを絞る処理
を行う。また、蓄電ハイブリッド発電システム１（制御回路７ａ）は、振幅瞬時値Ｅ_ｍａ
ｘが、瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}以下の状態から、瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓ
ｔ}よりもΔＥ_ＦＲＴ以上高い状態に復帰してから１サイクル以内に、上記の高速の（ソフ
トスタート期間Ｔ_ｓｏｆｔ＝Ｔ_ＦＲＴの）ソフトスタートを開始する。

図７のケースにおいて、インバータ５からの出力電流ｉ_ｉｎｖを絞る処理を行う理由は
、このケースのように、商用系統電圧ｅ_ｕｗが大幅に低下した場合には、上記の係数ＦＲ
Ｔ_{ｒａｔｉｏ}を用いた出力電流_ｉｎｖを絞る処理を行わないと、上位系統を不安定化させ
るおそれがあるからである。また、図７のケースにおいて、ソフトスタートを行う理由は
、このケースのように、系統電圧復帰時に、商用系統電圧ｅ_ｕｗが大幅に変動するケース
では、系統電圧復帰時に、ソフトスタートを行わないと、この蓄電ハイブリッド発電シス
テム１を同一の商用電力系統に多数台接続した場合には、系統電圧復帰時に、上位系統を
不安定化させるおそれがあるからである。

次に、図８を参照して、本蓄電ハイブリッド発電システム１における蓄電池３への充放
電電力制御方式について説明する。図８は、制御回路７ａにおける、双方向ＤＣ／ＤＣコ
ンバータ４ｂ用の充放電電力制御ブロックを示す。この充放電電力制御ブロックには、双
方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４ｂによる充放電動作を制御する充放電電力制御回路３１（請
求項における充放電電力制御手段）と、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４ｂ用のＰＷＭ出力
制御回路３２とが、含まれている。また、この充放電電力制御ブロックは、充放電電力制
御回路３１に対する充放電電力指令値の基になる電力Ｐ^＊ _ＢＡＴが入力されて、充放電電
力指令値Ｐ^＊ _ＢＡＴ’を充放電電力制御回路３１に出力する充放電電力指示用ローパスフ
ィルタ３８（請求項における「充放電電力指示用ローパスフィルタ」）をさらに備えてい
る。充放電電力制御回路３１は、入力された充放電電力指令値の基になる電力Ｐ^＊ _ＢＡＴ
と、充放電電力Ｐ_ＢＡＴと、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの測定値（フィードバック値）とに基づ
いて、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４ｂ用の出力デューティ比ｄ_ＢＡＴを算出する。この
デューティ比ｄ_ＢＡＴは、ＰＷＭ出力制御回路３２に入力される。ＰＷＭ出力制御回路３
２は、入力された出力デューティ比ｄ_ＢＡＴに基づいて、この出力デューティ比ｄ_ＢＡＴ
に対応するパルス幅のＰＷＭ信号を生成する。これらのＰＷＭ信号に基づいて、双方向Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータ４ｂの各スイッチＳＷ５、ＳＷ６のオン・オフが制御される。

図８に示されるように、上記の充放電電力指令値の基になる電力Ｐ^＊ _ＢＡＴは、正であ
れば、放電電力指令値であり、負であれば、充電電力指令値であると定義した。制御回路
７ａは、太陽電池２により発電した余剰電力を吸収する場合は、式（１４）に示すように
、充電電力指令値の基になる電力Ｐ^＊ _ＢＡＴを求めて、このＰ^＊ _ＢＡＴを、ローパスフィ
ルタ３８を通して充放電電力制御回路３１に入力することにより、双方向ＤＣ／ＤＣコン
バータ４ｂによる蓄電池３への充電動作を行う。また、制御回路７ａは、家庭内の交流負
荷Ｚ_Ｌｏａｄによる（商用電力系統９からの）受電電力（買電力）の量を減らすために、
式（１５）に示すように、放電電力指令値の基になる電力Ｐ^＊ _ＢＡＴを求めて、このＰ^＊
_ＢＡＴを、ローパスフィルタ３８を通して充放電電力制御回路３１に入力することにより
、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４ｂによる蓄電池３への放電動作を行う。なお、図８に示
すように、充放電電力指令値の基になる電力Ｐ^＊ _ＢＡＴをローパスフィルタ３８を通して
、充放電電力指令値Ｐ^＊ _ＢＡＴ’を得て、この充放電電力指令値Ｐ^＊ _ＢＡＴ’を充放電電
力制御回路３１に入力するように設計した。このように、ローパスフィルタ通過後の充放
電電力指令値Ｐ^＊ _ＢＡＴ’を充放電電力制御回路３１に入力するように設計した理由は、
２つある。一つ目は、式（１４）および式（１５）に示す、充放電電力指令値の基になる
電力Ｐ^＊ _ＢＡＴのステップ変化により過電流が生じるのを回避するためである。二つ目は
、蓄電池３への充放電開始時等に、充放電電流のソフトスタートの効果があるためである
。また，本実施形態では，図８に示すローパスフィルタ３８の遮断周波数ｆ_ｃを１／Ｔ_{ｓ
ｏｆｔ}に設計した。

ここで、式（１４）及び式（１５）におけるＦＲＴ_ＦＬＡＧは、電圧瞬低復帰検出回路
１７によって瞬時電圧低下が検出されたとき（ＦＲＴモードの時）には、０に設定され、
瞬時電圧低下が検出されていないとき（通常運転モードの時）には、１に設定される信号
である。このように設定する理由は、２つある。一つ目は、瞬時電圧低下状態においては
、家庭内の負荷消費電力の変動により、蓄電池３への充放電動作が不安定になり易いので
、瞬時電圧低下時に充放電電流を意図的にゼロにするためである。もう一つは、負荷電力
追従制御を行う際に、瞬時電圧低下を発生すると、蓄電池３からの放電電力は逆潮流する
おそれがあるので、瞬時電圧低下時に充放電電力をゼロにするためである。ここで、負荷
電力追従制御とは、太陽電池２からの発電電力が、家庭内の交流負荷Ｚ_Ｌｏａｄによる消
費電力よりも小さいときに、受電電力（買電力）の量を減らすために、蓄電池３から放電
し、太陽電池２からの発電電力が、家庭内の交流負荷Ｚ_Ｌｏａｄによる消費電力よりも大
きいときに、余った電力の全て又は一部を蓄電池３に充電しておくように制御することを
意味する。なお、電圧瞬低復帰検出回路１７によって、商用系統電圧ｅ_ｕｗが、残電圧０
％の瞬時電圧低下状態になったと検出された場合には、系統電圧が復帰するまでの間、上
記のように、インバータ５の出力電流制御を継続（インバータ５の運転を継続）してもよ
いし、ＰＷＭ出力制御回路２１にゲートブロック信号を出力して、インバータ５を停止さ
せてもよいが、ＰＷＭ出力制御回路３２にはゲートブロック信号を出力せずに双方向ＤＣ
／ＤＣコンバータ４ｂの運転を継続する。

充放電停止指示回路２７（図２参照）は、電圧瞬低復帰検出回路１７によって瞬時電圧
低下が検出されたとき（ＦＲＴモードの時）に、ＦＲＴ_ＦＬＡＧを０にすることにより、
充放電電力指令値の基になる電力Ｐ^＊ _ＢＡＴ、及び充放電電力指令値Ｐ^＊ _ＢＡＴ’を０に
して、充放電電力制御回路３１に対して、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４ｂによる蓄電池
３への充放電を行わないように指示する。

式（１４）及び式（１５）におけるＰ_ｌｏａｄは、家庭内の交流負荷Ｚ_Ｌｏａｄによる
消費電力を示し、式（１４）におけるＰ_ＰＶは、太陽電池２からの発電電力を示す。消費
電力Ｐ_ｌｏａｄと発電電力Ｐ_ＰＶは、それぞれ、上記の式（１６）と式（１７）を用いて
、制御回路７ａにより算出される。なお、式（１４）におけるＰ_{ＣＨＧ．ｍａｘ}は、蓄電
池３への最大充電電力の設定値を示し、ｘは、余剰電力（（太陽電池２の発電電力Ｐ_ＰＶ
）−（家庭内の負荷による消費電力Ｐ_ｌｏａｄ））のうち、吸収する（蓄電池３に充電す
る）割合の設定値を示す。また、式（１５）におけるＰ_{ＤＨＧ．ｍａｘ}は、蓄電池３から
の最大放電電力の設定値を示し、ｙは、家庭内の負荷による消費電力Ｐ_ｌｏａｄに対する
、蓄電池３からの放電電力の割合の設定値を示す。例えば、負荷による消費電力Ｐ_{ｌｏａ
ｄ}のうちの５０％を、蓄電池３からの放電電力でまかなう場合は、ｙを０．５に設定する
。なお、式（１５）において、ｙを１より小さい値に設定した理由は、ｙを１に設定する
と、蓄電池３からの放電電力が商用電力系統９へ逆潮流するおそれがあるためである。

また、制御回路７ａは、上記の式（１８）を用いて、図８に示す充放電電力Ｐ_ＢＡＴを
算出する。

本実施形態の蓄電ハイブリッド発電システム１の制御方法には、６つの特徴がある。１
つ目の特徴は、商用系統電圧ｅ_ｕｗの瞬時電圧低下時に、商用系統電圧ｅ_ｕｗの大きさに
応じて、インバータ５からの出力電流ｉ_ｉｎｖを絞る（出力電流ｉ_ｉｎｖの値を低下させ
る）ことである。

２つ目の特徴は、上記の出力電流ｉ_ｉｎｖを絞るのに必要な動作時間は、商用系統電圧
ｅ_ｕｗの１サイクル（すなわち、出力電流ｉ_ｉｎｖの１サイクル）以内であることである
。

３つ目の特徴は、充放電動作中において、瞬時電圧低下が発生したときには、蓄電ハイ
ブリッド発電システム１の安定性を考慮して、充放電電力をゼロにすることである。そし
て、４つ目の特徴は、系統電圧復帰後、速やかに、直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃのソフト
スタートを行うことである。

５つ目の特徴は、上記の通常運転モードからＦＲＴモードへの切り替えの判定、及びＦ
ＲＴモードから通常運転モードへの復帰の（ソフトスタート開始の）判定を、いずれも、
振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘと、直近の半サイクルの間に計算した商用系統電圧ｅ_ｕｗの振幅値（
直近の半サイクルの間の商用系統電圧ｅ_ｕｗの振幅の平均値）Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}（Ｚ）と、
半サイクル前に計算した商用系統電圧ｅ_ｕｗの振幅値（直近の一つ前の半サイクルの間の
商用系統電圧ｅ_ｕｗの振幅の平均値）Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}（Ｚ−１）とに基づいて行うという
ことである。

６つ目の特徴は、図５に示すソフトスタートの機能を用いることにより、系統連系用リ
レーＳ_Ｇｒｉｄが解列している状態からの起動時において、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ａ又
は双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４ｂが直流バス電圧Ｖ_ｄｃを上昇させるための昇圧比が低
くても、蓄電ハイブリッド発電システム１を起動できる。つまり、日射量が少ない状態、
または電池容量（ＳＯＣ（Ｓｔａｔｅ ｏｆ Ｃｈａｒｇｅ））が少ない状態からでも、
蓄電ハイブリッド発電システム１を起動できる。

上記のように、本実施形態の蓄電ハイブリッド発電システム１は、瞬時電圧低下を発生
した直後に、速やかにインバータ５からの出力電流ｉ_ｉｎｖを絞り、系統電圧復帰後、速
やかに直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃのソフトスタートの動作を行うことにより、直流バス
電圧Ｖ_ｄｃ及び出力電流ｉ_ｉｎｖの変動を抑制することができ、上位系統に不安定な要素
を与えない。また、充放電動作中において、瞬時電圧低下を発生した場合は、充放電電力
をゼロにする制御方式を導入した。このような制御方式を用いることにより、以下の利点
を得ることができる。
（１）商用系統電圧ｅ_ｕｗの瞬時電圧低下を発生しても、蓄電池３からの放電電力が逆潮
流することを防ぐことができる。
（２）繰り返し、商用系統電圧ｅ_ｕｗの瞬時電圧低下を発生した場合でも、問題なく、安
定した継続運転をすることができる。

本実施形態の蓄電ハイブリッド発電システム１が有する効果を説明するために、まず、
図９及び図１０を参照して、日中に、太陽光発電のみを行い、蓄電池３への充放電動作を
行っていないときに、瞬時電圧低下を発生した場合の実験結果について説明する。

図９は、太陽光発電のみを行い、蓄電池３への充放電動作を行っていない状態において
、瞬時電圧低下が発生した直後における、直流バス電圧Ｖ_ｄｃ、商用系統電圧ｅ_ｕｗ、及
び蓄電ハイブリッド発電システム１の出力電流ｉ_ｓｐの値の時系列に沿った変化を示す。
図９より、本蓄電ハイブリッド発電システム１は、瞬時電圧低下が発生してから、１サイ
クル以内に、その出力電流ｉ_ｓｐを絞ることを確認した。また、このことから、瞬時電圧
低下が発生してから、１サイクル以内に、インバータ５からの出力電流ｉ_ｉｎｖを絞るこ
とも確認することができた。そして、この時、インバータ５（直流バス電圧制御回路１１
）は、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの一定制御の能力を喪失し、太陽光発電用のＤＣ／ＤＣコンバ
ータ４ａが、通常のＭＰＰＴ制御からＣＶモード制御に切り替わって、ＣＶモード制御を
行う。この実験では、ＣＶモード制御時の直流バス電圧指令値を、系統連系用のインバー
タ５の直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃよりも２５Ｖ高い値に設定したので、図９に示すよう
に、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの値は、インバータ５の直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃよりも約２
５Ｖ高くなる。

図１０は、太陽光発電のみを行い、蓄電池３への充放電動作を行っていない状態におい
て、瞬時電圧低下状態となり、商用系統電圧ｅ_ｕｗが復帰したときの、直流バス電圧Ｖ_ｄ
ｃ、商用系統電圧ｅ_ｕｗ、及び出力電流ｉ_ｓｐの値の時系列に沿った変化を示す。図１０
から、本蓄電ハイブリッド発電システム１は、商用系統電圧ｅ_ｕｗを、１秒間、瞬時電圧
低下状態にしてから、通常の電圧に復帰させた場合、速やかに直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄ
ｃのソフトスタート（図５中の（ｉ）の起動状態）を実行して、約４サイクル後に、蓄電
ハイブリッド発電システムの出力電流ｉ_ｓｐが、定格出力に達することが分かる。この約
４サイクルの間、出力電流ｉ_ｓｐの（振幅）値が徐々に上がっていく（出力電流ｉ_ｓｐが
ソフトスタートする）ことも確認した。そして、上記の直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃのソ
フトスタートを行うことにより、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの変動も抑制することができること
を確認した。

次に、夜間に、太陽光発電を行えず、蓄電池３への充放電動作のみを行っている時に、
瞬時電圧低下を発生した場合の実験結果について説明する。図１１は、夜間に、蓄電池３
への充電動作を行っている時に、瞬時電圧低下を発生した場合の実験結果を示し、図１２
は、夜間に、蓄電池３からの放電動作を行っている時に、瞬時電圧低下を発生した場合の
実験結果を示す。これらの図１１及び図１２には、充放電動作中に瞬時電圧低下を発生し
た場合における、直流バス電圧Ｖ_ｄｃ、蓄電池３の充放電電流Ｉ_ＢＡＴ、商用系統電圧ｅ
_ｕｗ、及びインバータ５からの出力電流ｉ_ｉｎｖの値の時系列に沿った変化が示されてい
る。

図１１及び図１２の実験結果から、本蓄電ハイブリッド発電システム１では、充電動作
中に瞬時電圧低下を発生した場合も、放電動作中に瞬時電圧低下を発生した場合も、瞬時
電圧低下時には、充放電電流がゼロ（０Ａ）になることを確認することができた。また、
本蓄電ハイブリッド発電システム１は、系統電圧復帰後、速やかに蓄電池３に対する充放
電動作を行い、この時、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの変動幅を、約±２５Ｖ以内に抑えることを
確認した。また、系統電圧復帰後の０．１秒付近で、直流バス電圧Ｖ_ｄｃがほぼ一定にな
り、出力電流ｉ_ｉｎｖも安定していることを確認した。なお、図１１及び図１２の実験結
果においても、瞬時電圧低下が発生してから、約１サイクル以内に、インバータ５からの
出力電流ｉ_ｉｎｖを絞ることを確認することができた。

上記図９〜図１２に示される瞬時電圧低下試験（実験）の検証結果を、以下に要約する
。
（１）全ての実験結果において、瞬時電圧低下が発生してから、約１サイクル以内に、蓄
電ハイブリッド発電システム１が、その出力電流ｉ_ｓｐ、又はインバータ５からの出力電
流ｉ_ｉｎｖを絞ることを確認した。
（２）系統電圧復帰後に、直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃのソフトスタートの動作を導入す
ることにより、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの変動を確実に抑制し、出力電流ｉ_ｓｐも徐々に増加
していることを確認した。
（３）蓄電池３への充放電動作中に瞬時電圧低下を発生した場合、速やかに、充放電電力
をゼロにし、系統電圧復帰後、速やかに、充放電電力指令値の通りに制御する（蓄電池３
に対する充放電動作を再開する）ことを確認した。

上記の実験結果から、本蓄電ハイブリッド発電システム１の制御方式の有用性と実用性
が明らかになった。

上記のように、本実施形態の蓄電ハイブリッド発電システム１によれば、商用系統電圧
ｅ_ｕｗの瞬時電圧低下時に、インバータ５からの出力電流値ｉ_ｉｎｖを、検出された商用
系統電圧の振幅値Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}の大きさに応じた出力電流値に低下させることができる
。これにより、商用系統電圧ｅ_ｕｗの瞬時電圧低下が発生した場合に、蓄電池３への充放
電中であるか否かに係らず、インバータ５からの出力電流ｉ_ｉｎｖを抑制して、過電流の
発生を防ぐことができるので、安定した継続運転を行うことができる。さらに、上記の瞬
時電圧低下の検出時に、出力電流ｉ_ｉｎｖを抑制する（低下させる）ので、上位系統を不
安定化させるおそれがない。

また、商用系統電圧ｅ_ｕｗが瞬時電圧低下状態から通常の電圧値に復帰した時（系統電
圧復帰時）に、直流バス電圧指令値調整回路２６が、直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃを、通
常の電圧値への復帰直後に検出された直流バス電圧Ｖ_ｄｃのフィードバック値から、本来
の直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _{ｄｃ．ｏｒｇ}（直流バス電圧の本来の制御目標値）に、段階的
に増加又は減少させて近づけるように調整するようにした。そして、直流バス電圧制御回
路１１が、上記の調整後の直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃと、その時点の直流バス電圧Ｖ_ｄ
ｃのフィードバック値との差分に基づいて、インバータ５からの有効成分の出力電流の制
御目標値である有効電流指令値Ｉ^＊ _ｐを算出するようにした。要するに、系統電圧復帰時
に、直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃと（インバータ）出力電流ｉ_ｉｎｖのソフトスタートを
行うようにした。これにより、系統電圧復帰時に、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの変動を小さくし
、インバータ５からの出力電流ｉ_ｉｎｖを徐々に増加させることができるので、この蓄電
ハイブリッド発電システム１を同一の商用電力系統９に多数台接続した場合でも、系統電
圧復帰時に、上位系統を不安定化させるおそれがない。

また、本実施形態の蓄電ハイブリッド発電システム１によれば、上記の瞬時電圧低下が
検出されたときに、充放電電力制御回路３１に対して、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４ｂ
による蓄電池３への充放電を行わないように指示するようにした。これにより、蓄電ハイ
ブリッド発電システム１が、負荷電力追従制御を行う際に、瞬時電圧低下を発生した場合
でも、蓄電池３からの放電が行われないので、蓄電池３からの放電電力が逆潮流するのを
防止することができる。また、本実施形態の蓄電ハイブリッド発電システム１のような、
分散型電源から出力された電力を貯える蓄電池を備えた系統連系用電力変換装置において
は、瞬時電圧低下時に、家庭内の負荷消費電力の変動により、蓄電池３への充放電動作が
不安定になり易いが、本実施形態の蓄電ハイブリッド発電システム１によれば、上記のよ
うに、瞬時電圧低下時に、蓄電池３からの充放電が行われないので、不安定な状態で蓄電
池３への充放電動作が行われるのを、防ぐことができる。

また、本実施形態の蓄電ハイブリッド発電システム１によれば、商用電圧振幅瞬時値検
出回路２８で検出された振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘと、商用電圧振幅値検出回路１６で検出され
た、直近の半サイクルの間の商用系統電圧の振幅の平均値Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}（ｚ）の両方が
、瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}以下であり、かつ、直近の一つ前の半サイクルの間の
商用系統電圧の振幅の平均値Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}（ｚ−１）が、瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃ
ｓｔ}よりもΔＥ_ＦＲＴ以上大きいときに、商用系統電圧ｅ_ｕｗが、瞬時電圧低下状態にな
ったと検出し、商用電圧振幅瞬時値検出回路２８で検出された振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘと、商
用電圧振幅値検出回路１６で検出された、直近の半サイクルの間の商用系統電圧の振幅の
平均値Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}（ｚ）の両方が、瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}よりもΔＥ_ＦＲ
Ｔ以上大きく、かつ、直近の一つ前の半サイクルの間の商用系統電圧の振幅の平均値Ｅ_{ｕ
ｗ．ｍａｘ}（ｚ−１）が、瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}以下であるときに、商用系統
電圧ｅ_ｕｗが、瞬時電圧低下状態から通常の電圧値に復帰したと検出する。これにより、
ノイズ等の影響による誤動作を防ぎ、インバータ５の出力電流制御の安定性を向上させる
ことができる。

また、本実施形態の蓄電ハイブリッド発電システム１によれば、商用系統電圧ｅ_ｕｗの
実効値を、商用系統電圧ｅ_ｕｗの波形の半サイクルの期間で算出して、算出した商用系統
電圧ｅ_ｕｗの実効値に２の平方根を乗じることにより、商用系統電圧ｅ_ｕｗの振幅の平均
値Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}を検出するようにした。これにより、上記の式（５）及び式（７）〜（
９）より、理論上では、商用系統電圧ｅ_ｕｗの瞬時電圧低下時に、商用系統電圧ｅ_ｕｗの
波形の半周期（半サイクル）後に、インバータ５からの出力電流ｉ_ｉｎｖを絞ることがで
きるが、上記の処理を制御回路７ａで行う場合に、制御プログラムの遅れを考慮すると、
出力電流ｉ_ｉｎｖを絞るのに必要な動作時間は、商用系統電圧ｅ_ｕｗの１サイクル以内の
時間になる。

また、本実施形態の蓄電ハイブリッド発電システム１の出力電流制御方法は、太陽電池
２から出力された電力を貯える蓄電池３と、太陽電池２と蓄電池３との少なくとも一方か
ら入力された電力に基づく直流電力を交流電力に変換するインバータ５とを備えた、蓄電
ハイブリッド発電システム１の出力電流制御方法であって、商用系統電圧ｅ_ｕｗの振幅値
Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}を検出するステップと、検出された商用系統電圧ｅ_ｕｗの振幅値Ｅ_{ｕｗ．
ｍａｘ}に基づいて、商用系統電圧ｅ_ｕｗの瞬時電圧低下を検出するステップと、瞬時電圧
低下を検出したときに、インバータ５からの出力電流値ｉ_ｉｎｖを、検出した商用系統電
圧の振幅値Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}の大きさに応じた出力電流値に低下させるステップと、検出し
た商用系統電圧の振幅値Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}に基づいて、商用系統電圧ｅ_ｕｗが瞬時電圧低下
状態から通常の電圧値に復帰したことを検出するステップと、商用系統電圧ｅ_ｕｗが瞬時
電圧低下状態から通常の電圧値に復帰したと検出したときに、直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄ
ｃを、通常の電圧値への復帰直後における直流バス電圧Ｖ_ｄｃのフィードバック値から、
本来の直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _{ｄｃ．ｏｒｇ}（直流バス電圧の本来の制御目標値）に、徐
々に（段階的に）増加又は減少させて近づけるように調整する処理と、調整後の直流バス
電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃと、その時点の直流バス電圧Ｖ_ｄｃのフィードバック値との差分に基
づいて、インバータ５からの有効成分の出力電流の制御目標値である有効電流指令値を算
出する処理と、算出した有効電流指令値に基づいて、インバータ５からの出力電流を制御
する処理とを繰り返すステップとを備えるものである。

上記の制御方法により、商用系統電圧ｅ_ｕｗの瞬時電圧低下が発生した場合に、蓄電池
３への充放電中であるか否かに係らず、インバータ５からの出力電流ｉ_ｉｎｖを抑制して
、過電流の発生を防ぐことができるので、安定した継続運転を行うことができる。さらに
、上記の瞬時電圧低下の検出時に、出力電流ｉ_ｉｎｖを抑制する（低下させる）ので、上
位系統を不安定化させるおそれがない。また、系統電圧復帰時に、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの
変動を小さくし、インバータ５からの出力電流ｉ_ｉｎｖを徐々に増加させることができる
ので、この制御方法を採用した蓄電ハイブリッド発電システム１を、同一の商用電力系統
９に多数台接続した場合でも、系統電圧復帰時に、上位系統を不安定化させるおそれがな
い。

変形例：
なお、本発明は、上記の実施形態の構成に限られず、発明の趣旨を変更しない範囲で種
々の変形が可能である。次に、本発明の変形例について説明する。

変形例１：
上記の実施形態では、商用系統電圧の振幅値Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}と振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘとの
両方が、瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}よりもΔＥ_ＦＲＴ以上高い状態になったときに
、商用系統電圧ｅ_ｕｗが、通常の電圧値に復帰したと検出して、ＦＲＴモードから通常運
転モードに切り替えるようにした。けれども、ＦＲＴモードから通常運転モードへの切替
えの条件は、これに限られず、例えば、商用系統電圧の振幅値Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}と振幅瞬時
値Ｅ_ｍａｘとの両方が、瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}よりも高い状態になった時に、
商用系統電圧ｅ_ｕｗが、通常の電圧値に復帰したと検出して、ＦＲＴモードから通常運転
モードに切り替えるようにしてもよい。

変形例２：
また、上記の実施形態では、商用系統電圧の振幅値Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}と振幅瞬時値Ｅ_ｍａ
ｘとの両方が、瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}よりもΔＥ_ＦＲＴ以上高い状態から、瞬
低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}以下になった時に、商用系統電圧ｅ_ｕｗが瞬時電圧低下の
状態になったと検出し、商用系統電圧の振幅値Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}と振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘとの
両方が、瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}以下である状態から、瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ
．ｃｓｔ}よりもΔＥ_ＦＲＴ以上高い状態になった時に、商用系統電圧ｅ_ｕｗが、瞬時電圧
低下状態から通常の電圧値に復帰したと検出するようにした。けれども、下記の式（１９
）及び（２０）に示すように、商用系統電圧の振幅値Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}が、瞬低判定用閾値
Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}よりもΔＥ_ＦＲＴ以上高いにも拘らず、振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘが、瞬低判
定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}以下になったときに、商用系統電圧ｅ_ｕｗが瞬時電圧低下の状
態になったと検出し、式（２１）及び（２２）に示すように、商用系統電圧の振幅値Ｅ_{ｕ
ｗ．ｍａｘ}が、瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}以下であるにも拘らず、振幅瞬時値Ｅ_ｍ
ａｘが、瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}よりもΔＥ_ＦＲＴ以上高い状態になった時に、
商用系統電圧ｅ_ｕｗが、瞬時電圧低下状態から通常の電圧値に復帰したと検出してもよい
。この場合、下記の式（１９）〜（２２）より、理論上では、商用系統電圧ｅ_ｕｗが瞬時
電圧低下の状態になってから半サイクル以内に、出力電流を絞ることができるが、上記の
処理を制御回路７ａで行う場合に、制御プログラムの遅れを考慮すると、出力電流ｉ_ｉｎ
ｖを絞るのに必要な動作時間は、図７に示す商用系統電圧ｅ_ｕｗの１サイクル以内の時間
である。

変形例３：
また、下記の式（２３）及び（２４）に示すように、商用電圧振幅瞬時値検出回路２８
で検出された現在の振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘ（ｎ）が、瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}以下
であり、かつ、商用電圧振幅瞬時値検出回路２８で検出された一つ前の振幅瞬時値Ｅ_ｍａ
ｘ（ｎ−１）が、瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}よりもΔＥ_ＦＲＴ以上大きいときに、
商用系統電圧ｅ_ｕｗが瞬時電圧低下の状態（図４に示すＦＲＴモードの状態）になったと
検出して、下記の式（２７）に示すように、瞬時に、係数ＦＲＴ_{ｒａｔｉｏ}を、現在の振
幅瞬時値Ｅ_ｍａｘ（ｎ）に応じた値に低下させることにより、インバータ５からの出力電
流値を、瞬時に絞るようにしてもよい。また、下記の式（２５）及び（２６）に示すよう
に、商用電圧振幅瞬時値検出回路２８で検出された現在の振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘ（ｎ）が、
瞬低判定用閾値Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}よりもΔＥ_ＦＲＴ以上大きく、かつ、商用電圧振幅瞬時
値検出回路２８で検出された一つ前の振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘ（ｎ−１）が、瞬低判定用閾値
Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ}以下であるときに、商用系統電圧ｅ_ｕｗが、瞬時電圧低下状態から通常
の電圧値に復帰した（図４に示す通常運転モードに戻った）と検出して、上記の出力電流
の絞りを解除するようにしてもよい。なお、これらの瞬時電圧低下検出方法及び電圧復帰
検出方法を採用する場合には、制御回路７ａは、商用電圧振幅値検出回路１６を有さず、
商用電圧振幅瞬時値検出回路２８のみを有する構成であってもよい。すなわち、請求項に
おける商用電圧振幅値検出手段が、商用系統電圧の振幅の瞬時値（振幅瞬時値）Ｅ_ｍａｘ
を検出する商用電圧振幅瞬時値検出回路２８であってもよい。

変形例４：
また、上記の実施形態では、瞬時電圧低下時（ＦＲＴモードの時）に、商用電力系統９
の公称電圧の最大値（振幅値）Ｅ_{ｒａｔｅｄ．ｍａｘ}と商用系統電圧の振幅値Ｅ_{ｕｗ．ｍ
ａｘ}との比で決定される係数ＦＲＴ_{ｒａｔｉｏ}を用いて、インバータ５からの出力電流値
を、商用系統電圧の振幅値Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}の大きさに応じた出力電流値に低下させたが、
瞬時電圧低下時に、下記の式（２８）に示すように、出力電流を絞るための係数ＦＲＴ_{ｒ
ａｔｉｏ}を、０以上１未満の固定値に設定することにより、インバータ５からの出力電流
値を低下させてもよい。

変形例５：
また、上記の実施形態では、制御回路７ａが、上記の充放電電力指令値の基になる電圧
Ｐ^＊ _ＢＡＴの算出式（１４）及び（１５）にＦＲＴ_ＦＬＡＧを用いて、瞬時電圧低下時に
、ＦＲＴ_ＦＬＡＧを０にすることにより、充放電電力指令値の基になる電力Ｐ^＊ _ＢＡＴ、
及び充放電電力指令値Ｐ^＊ _ＢＡＴ’を０にして、蓄電池３への充放電を行わないようにし
た。けれども、制御回路７ａ（請求項における「充放電電力低下指示手段」）が、下記の
式（２９）及び（３０）に示すように、充放電電力指令値の基になる電力Ｐ^＊ _ＢＡＴの算
出式に、ＦＲＴ_ＦＬＡＧの代わりに、上記の出力電流を絞るための係数ＦＲＴ_{ｒａｔｉｏ}
を用いて、瞬時電圧低下時に、充放電電力指令値の基になる電力Ｐ^＊ _ＢＡＴ、及び充放電
電力指令値Ｐ^＊ _ＢＡＴ’を低下させることにより、充放電電力制御回路３１に対して、双
方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４ｂによる蓄電池３への充放電電力を低下させるように指示し
てもよい。

変形例６：
また、上記の実施形態では、電圧瞬低復帰検出回路１７によって、商用系統電圧ｅ_ｕｗ
が、残電圧０％の瞬時電圧低下状態になったと検出された場合には、系統電圧が復帰する
までの間、ＰＷＭ出力制御回路３２にゲートブロック信号を出力せず、双方向ＤＣ／ＤＣ
コンバータ４ｂの運転を継続するようにしたが、制御回路７ｂが、ＰＷＭ出力制御回路３
２にゲートブロック信号を出力することにより（ゲートブロックにより）、双方向ＤＣ／
ＤＣコンバータ４ｂの運転を停止させてもよい。

変形例７：
上記の実施形態では、本発明の系統連系用電力変換装置が、太陽電池２を商用電力系統
９に連系するための蓄電ハイブリッド発電システム１である場合の例について説明した。
けれども、本発明の適用対象となる系統連系用電力変換装置は、これに限られず、例えば
、風力発電装置や燃料電池等の、太陽電池以外の分散型電源用のＤＣ／ＤＣコンバータと
、蓄電池への充放電用の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータとを備えた、他の種類の蓄電ハイブ
リッド発電システムであってもよい。また、本発明の適用対象となる系統連系用電力変換
装置は、必ずしも、分散型電源を備えた蓄電ハイブリッド発電システムに限られず、外付
けの分散型電源と接続して、蓄電ハイブリッド発電システムを構成するものであってもよ
い。

変形例８：
上記の実施形態では、系統電圧復帰直後には、直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃとして、復
帰直後の直流バス電圧Ｖ_ｄｃのフィードバック値と略同じ値を使用し、その後、直流バス
電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃの値を、徐々に（連続的、かつ、多段階に）増加又は減少させて、本
来の直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _{ｄｃ．ｏｒｇ}に近づけるようにした。けれども、系統電圧復
帰直後における直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃの値の切り替え方は、必ずしも、これに限ら
れず、例えば、直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃを、系統電圧復帰直後の直流バス電圧Ｖ_ｄｃ
のフィードバック値から、本来の直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _{ｄｃ．ｏｒｇ}に、数段階で切り
替えてもよい。

変形例９：
上記の実施形態では、主に、図５（ａ）に示すソフトスタートの制御を用いたが、上記
の図５（ｂ）に示す制御を用いて、図５（ｂ）に示すローパスフィルタ３７、及び図８に
示すローパスフィルタ３８の遅延時間（入出力信号間の信号遅延時間）と収束時間を、そ
れぞれ、適切に設計する（少なくとも、ローパスフィルタ３７の遅延時間が、ローパスフ
ィルタ３８の遅延時間よりも短くなるように設定する）ことにより、直流バス電圧指令値
Ｖ^＊ _ｄｃのソフトスタート完了後に、図８のローパスフィルタ３８から充放電電力制御回
路３１に出力される充放電電力指令値Ｐ^＊ _ＢＡＴ’が変化し始めるようにしてもよい。こ
れにより、直流バス電圧Ｖ_ｄｃを一定の状態にしてから、充放電の動作を開始することが
できる。

変形例１０：
また、図１３に示すように、系統電圧復帰直後に、直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃのソフ
トスタートを完了してから遅延時間Ｔ_ｄｌｙの経過後に、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４
ｂによる蓄電池３への充放電電力を、本来の充放電電力指令値Ｐ^＊ _{ＢＡＴ．ｏｒｇ}に近づ
けるようにソフトスタートの動作を行うように設計してもよい。より詳細に言うと、電圧
瞬低復帰検出回路１７によって、商用系統電圧ｅ_ｕｗが瞬時電圧低下状態から通常の電圧
値に復帰したと検出されたときに、制御回路７ａは、充放電電力制御回路３１に対して、
直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃのソフトスタートの完了後に、充放電電力指令値の基になる
電力Ｐ^＊ _ＢＡＴの値を、通常の電圧値への復帰直後における蓄電池３への充放電電力の値
から、本来の充放電電力指令値Ｐ^＊ _{ＢＡＴ．ｏｒｇ}（請求項における「充放電電力の本来
の制御目標値」）に、徐々に増加又は減少させて近づける。ここで、本来の充放電電力指
令値Ｐ^＊ _{ＢＡＴ．ｏｒｇ}とは、例えば、上記の式（１４）及び（１５）で算出した充放電
電力指令値の基になる電力Ｐ^＊ _ＢＡＴの値である。なお、図１３における実線は、直流バ
ス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃと、充放電電力指令値の基になる電力Ｐ^＊ _ＢＡＴの値を示す。
上記のように設計することにより、系統電圧復帰後、直流バス電圧Ｖ_ｄｃを一定の状態
にしてから、充放電の動作を開始することができる。なお、図１３において、本来の充放
電電力指令値Ｐ^＊ _{ＢＡＴ．ｏｒｇ}、及び充放電電力Ｐ_ＢＡＴを、これらの絶対値（｜Ｐ^＊
_{ＢＡＴ．ｏｒｇ}｜、及び｜Ｐ_ＢＡＴ｜）で表した理由は、充電動作および放電動作の両方
の動作時における充放電電力のソフトスタートの機能を説明するためである。また、図１
３に示す例では、直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃのソフトスタートの完了から充放電の開始
までの遅延時間Ｔ_ｄｌｙは、直流バス電圧指令値Ｖ^＊ _ｄｃのソフトスタート期間（時間）
Ｔ_ｓｏｆｔと同じ時間に設定した。

変形例１１：
上記の実施形態では、式（３）に用いられる蓄電ハイブリッド発電システム１の出力電
流ｉ_ｓｐを、上記の式（４）を用いて、計算で求めたが、必ずしも、計算で求める必要は
なく、蓄電ハイブリッド発電システム１の出力電流ｉ_ｓｐを測定してもよい。

変形例１２：
上記の実施形態では、ＰＬＬ_ｖ１５により求めた周期Ｔ_ｕｗを用いて、式（２）に示す
商用系統電圧の平均周期Ｔ_ａｖｇを求めたが、商用系統周期を測定するためのゼロクロス
回路を設けて、このゼロクロス回路で測定した周期Ｔ_ｕｗを用いて、商用系統電圧の平均
周期Ｔ_ａｖｇを計算してもよい。

変形例１３：
上記の実施形態では、制御回路７ａ、７ｂが、いわゆるマイコンを用いて構成されてい
る場合の例を示したが、制御回路７ａ、７ｂは、これに限られず、例えば、システムＬＳ
Ｉであってもよい。

１ 蓄電ハイブリッド発電システム（系統連系用電力変換装置）
２ 太陽電池（分散型電源）
３ 蓄電池
４ａ ＤＣ／ＤＣコンバータ
４ｂ 双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ
５ インバータ
７ａ 制御回路（直流バス電圧値検出手段、充放電電力低下指示手段）
７ｂ 制御回路（コンバータ制御切替手段）
９ 商用電力系統
１１ 直流バス電圧制御回路（有効電流指令値算出手段）
１６ 商用電圧振幅値検出回路（商用電圧振幅値検出手段）
１７ 電圧瞬低復帰検出回路（電圧瞬低復帰検出手段）
１８ 出力電流調整回路（出力電流調整手段）
２０ 出力電流制御回路（出力電流制御手段）
２６ 直流バス電圧指令値調整手段（直流バス電圧指令値調整回路）
２７ 充放電停止指示回路（充放電停止指示手段）
２８ 商用電圧振幅瞬時値検出回路（商用電圧振幅瞬時値検出手段）
３１ 充放電電力制御回路（充放電電力制御手段）
Ｅ_{ＦＲＴ．ｃｓｔ} 瞬低判定用閾値
Ｅ_ｍａｘ 振幅瞬時値（商用系統電圧の振幅の瞬時値）
Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ} 商用系統電圧の振幅値（商用系統電圧の振幅の平均値）
Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}（Ｚ） 直近の半サイクルの間の商用系統電圧の振幅の平均値
Ｅ_{ｕｗ．ｍａｘ}（Ｚ−１） 直近の一つ前の半サイクルの間の商用系統電圧の振幅の平均
値
Ｐ^＊ _ＢＡＴ 充放電電力指令値の基になる電力
Ｐ^＊ _ＢＡＴ’ 充放電電力指令値
Ｖ^＊ _ｄｃ 直流バス電圧指令値
Ｖ^＊ _{ｄｃ．ｏｒｇ} 本来の直流バス電圧指令値（直流バス電圧の本来の制御目標値）
Ｖ^＊ _ｄｃ’ 直流バス電圧指令値の基になる電圧
ΔＥ_ＦＲＴ 電圧範囲（所定の値）

Claims (13)

1. 分散型電源を商用電力系統に連系するための系統連系用電力変換装置であって、
   前記分散型電源から出力された電力を貯える蓄電池と、
   前記分散型電源と前記蓄電池との少なくとも一方から入力された電力に基づく直流電力を、交流電力に変換するインバータと、
   前記商用電力系統の電圧である商用系統電圧の振幅値を検出する商用電圧振幅値検出手段と、
   前記商用電圧振幅値検出手段で検出された商用系統電圧の振幅値に基づいて、前記商用系統電圧の瞬時電圧低下と、前記商用系統電圧が瞬時電圧低下状態から通常の電圧値に復帰したこととを検出する電圧瞬低復帰検出手段と、
   前記電圧瞬低復帰検出手段によって前記瞬時電圧低下が検出されたときに、前記インバータからの出力電流値を低下させる出力電流調整手段と、
   前記インバータへの入力電圧である直流バス電圧のフィードバック値を検出する直流バス電圧値検出手段と、
   前記電圧瞬低復帰検出手段によって、前記商用系統電圧が瞬時電圧低下状態から通常の電圧値に復帰したと検出されたときに、前記直流バス電圧の指令値を、前記通常の電圧値への復帰直後に前記直流バス電圧値検出手段によって検出された直流バス電圧のフィードバック値から、前記直流バス電圧の本来の制御目標値に、徐々に増加又は減少させて近づけるように調整する処理である、前記直流バス電圧の指令値のソフトスタートを行う直流バス電圧指令値調整手段と、
   前記直流バス電圧値検出手段によって検出された直流バス電圧のフィードバック値と、前記直流バス電圧の指令値との差分に基づいて、前記インバータからの有効成分の出力電流の制御目標値である有効電流指令値を算出する有効電流指令値算出手段と、
   前記有効電流指令値算出手段により算出された有効電流指令値に基づいて、前記インバータからの出力電流を制御する出力電流制御手段とを備える、系統連系用電力変換装置。
2. 前記出力電流調整手段は、前記電圧瞬低復帰検出手段によって前記瞬時電圧低下が検出されたときに、前記インバータからの出力電流値を、前記商用電圧振幅値検出手段で検出された前記商用系統電圧の振幅値の大きさに応じた出力電流値に低下させることを特徴とする請求項１に記載の系統連系用電力変換装置。
3. 前記商用電圧振幅値検出手段は、前記商用系統電圧の実効値を、前記商用系統電圧の波形の半サイクルの期間で算出して、算出した商用系統電圧の実効値に２の平方根を乗じることにより、前記商用系統電圧の振幅値を検出することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の系統連系用電力変換装置。
4. 前記分散型電源から出力された直流電力の電圧を変換するＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記電圧瞬低復帰検出手段によって前記瞬時電圧低下が検出されたときに、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方式を、前記分散型電源からの出力電力が最大になるように前記分散型電源からの入力電圧を調整するＭＰＰＴ制御から、前記ＤＣ／ＤＣコンバータから出力される直流電力の電圧が一定の範囲内の電圧になるように制御するＣＶ制御に切り替える、コンバータ制御切替手段とをさらに備えることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載の系統連系用電力変換装置。
5. 前記直流バス電圧指令値調整手段は、
   前記直流バス電圧の指令値の基になる電圧が入力されて、前記直流バス電圧の指令値を出力する直流バス電圧指示用ローパスフィルタを備え、
   前記電圧瞬低復帰検出手段により前記商用系統電圧が瞬時電圧低下状態から通常の電圧値に復帰したと検出されたときに、前記直流バス電圧の指令値の基になる電圧を、前記通常の電圧値への復帰直後に前記直流バス電圧値検出手段によって検出された直流バス電圧のフィードバック値と同じ値にし、前記通常の電圧値に復帰したと検出されたときから所定の遅延時間経過後に、前記直流バス電圧の指令値の基になる電圧を、前記直流バス電圧の本来の制御目標値にステップ変化させることにより、前記直流バス電圧指示用ローパスフィルタから出力される直流バス電圧の指令値の前記ソフトスタートを行うことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載の系統連系用電力変換装置。
6. 前記蓄電池に対する充放電を行うための双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる充放電動作を制御する充放電電力制御手段と、
   前記充放電電力制御手段に対する充放電電力指令値の基になる電力が入力されて、前記充放電電力指令値を前記充放電電力制御手段に出力する充放電電力指示用ローパスフィルタをさらに備え、
   前記直流バス電圧指示用ローパスフィルタから出力される直流バス電圧の指令値の前記ソフトスタートの完了後に、前記充放電電力指示用ローパスフィルタから前記充放電電力制御手段に出力される前記充放電電力指令値が変化し始めるように、前記直流バス電圧指示用ローパスフィルタ及び前記充放電電力指示用ローパスフィルタの遅延時間及び収束時間を設定することを特徴とする請求項５に記載の系統連系用電力変換装置。
7. 前記蓄電池に対する充放電を行うための双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる充放電動作を制御する充放電電力制御手段とをさらに備え、
   前記電圧瞬低復帰検出手段によって、前記商用系統電圧が瞬時電圧低下状態から通常の電圧値に復帰したと検出されたときに、前記充放電電力制御手段に対して、前記直流バス電圧の指令値の前記ソフトスタートの完了後に、前記充放電電力制御手段に対する充放電電力指令値の基になる電力の値を、前記通常の電圧値への復帰直後における前記蓄電池への充放電電力の値から、前記充放電電力の本来の制御目標値に、徐々に増加又は減少させて近づけるようにしたことを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか一項に記載の系統連系用電力変換装置。
8. 前記蓄電池に対する充放電を行うための双方向ＤＣ／ＤＣコンバータをさらに備え、
   前記電圧瞬低復帰検出手段によって、前記商用系統電圧が、残電圧０％の瞬時電圧低下状態になったと検出されたときに、前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの運転を継続するか、又は、ゲートブロックにより前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの運転を停止させるようにしたことを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか一項に記載の系統連系用電力変換装置。
9. 前記電圧瞬低復帰検出手段によって、前記商用系統電圧が、残電圧０％の瞬時電圧低下状態になったと検出されたときに、前記出力電流調整手段により前記インバータからの出力電流値を０に低下させて、前記インバータの運転を継続するか、又は、ゲートブロックにより前記インバータの運転を停止させるようにしたことを特徴とする請求項１乃至請求項８のいずれか一項に記載の系統連系用電力変換装置。
10. 前記蓄電池に対する充放電を行うための双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、
    前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる充放電動作を制御する充放電電力制御手段と、
    前記電圧瞬低復帰検出手段によって前記瞬時電圧低下が検出されたときに、前記充放電電力制御手段に対して、前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる前記蓄電池への充放電を行わないように指示する充放電停止指示手段とをさらに備えることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか一項に記載の系統連系用電力変換装置。
11. 前記蓄電池に対する充放電を行うための双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、
    前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる充放電動作を制御する充放電電力制御手段と、
    前記電圧瞬低復帰検出手段によって前記瞬時電圧低下が検出されたときに、前記充放電電力制御手段に対して、前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる前記蓄電池への充放電電力を低下させるように指示する充放電電力低下指示手段とをさらに備えることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか一項に記載の系統連系用電力変換装置。
12. 分散型電源から出力された電力を貯える蓄電池と、前記分散型電源と前記蓄電池との少なくとも一方から入力された電力に基づく直流電力を交流電力に変換するインバータとを備えた、系統連系用電力変換装置の出力電流制御方法であって、
    商用系統電圧の振幅値を検出するステップと、
    検出した前記商用系統電圧の振幅値に基づいて、前記商用系統電圧の瞬時電圧低下を検出するステップと、
    前記瞬時電圧低下を検出したときに、前記インバータからの出力電流値を低下させるステップと、
    前記検出した前記商用系統電圧の振幅値に基づいて、前記商用系統電圧が瞬時電圧低下状態から通常の電圧値に復帰したことを検出するステップと、
    前記商用系統電圧が瞬時電圧低下状態から通常の電圧値に復帰したと検出したときに、直流バス電圧の指令値を、前記通常の電圧値への復帰直後における直流バス電圧のフィードバック値から、前記直流バス電圧の本来の制御目標値に、徐々に増加又は減少させて近づけるように調整する処理と、調整後の直流バス電圧の指令値と、その時点の直流バス電圧のフィードバック値との差分に基づいて、前記インバータからの有効成分の出力電流の制御目標値である有効電流指令値を算出する処理と、算出した有効電流指令値に基づいて、前記インバータからの出力電流を制御する処理とを繰り返すステップとを備える、系統連系用電力変換装置の出力電流制御方法。
13. 前記低下させるステップは、前記瞬時電圧低下を検出したときに、前記インバータからの出力電流値を、前記検出した商用系統電圧の振幅値の大きさに応じた出力電流値に低下させることを特徴とする請求項１２に記載の系統連系用電力変換装置の出力電流制御方法。