JP6133071B2 - 発振回路及びその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、発振信号の周波数を安定的に制御して出力する発振回路及びその制御方法に関し、特に内部回路からのノイズの影響を低減した発振回路及びその制御方法に関するものである。

安定した周波数で発振信号を出力する発振回路として、従来よりＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路が知られている。従来の一般的なＰＬＬ回路の一例を、第８図に示す。同図に示すＰＬＬ回路９００は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）９０１、分周器９０２、位相比較器９０３、フィルタ９０４、及び入力基準信号源９０５を備える構成としている。さらに、図８ではＰＬＬ回路９００から出力される発振信号を増幅するための増幅器９０６も設けられている。

ＶＣＯ９０１は、ＶＣＯ駆動電圧Ｖtune［Ｖ］が入力されると、ＶＣＯ駆動電圧Ｖtuneに応じた周波数で発振して発振信号を出力する。ＶＣＯ９０１は、ＶＣＯ駆動電圧Ｖtuneが上昇すると発振周波数が低下する、といった特性を有している。また、入力基準信号源９０５は、一定の基準周波数の信号を生成して出力する。１／Ｎの分周器９０２を有することで、ＶＣＯ９０１は入力基準信号源９０５の基準周波数のＮ倍の周波数を有する発振信号を出力する。以下に、図８に示すＰＬＬ回路９００の基本的な動作を説明する。

ＶＣＯ９０１が所定のＶＣＯ駆動電圧Ｖtuneを入力して所定の発振周波数で安定的に動作しているとき（ロック状態）、ＰＬＬ回路９００に何らかの外乱が加わって発振周波数が高くなったとする。ＰＬＬ回路９００に加えられる外乱として、例えば温度変動が考えられる。このとき、位相比較器９０２から発振周波数の上昇分に相当する誤差信号パルスが出力される。この誤差信号パルスをフィルタ９０３に入力して通過させると、誤差信号パルスの直流成分（直流電圧）が加算されたＶＣＯ駆動電圧Ｖtuneが出力される。ＶＣＯ駆動電圧Ｖtuneが上昇することで、ＶＣＯ９０１から出力される発振信号の周波数が低下して元の周波数に戻る。

上記説明のように、ＰＬＬ回路９００は、出力信号である発振信号の周波数をフィードバックするクローズドループを有しており、それによるフィードバック制御によって所望の周波数で安定的に発振する発振信号を出力することが可能となっている。

ＰＬＬ回路の小型化が図られるとともに、ＰＬＬ回路内部から放射されるノイズを抑制するのが難しくなってきており、出力される発振信号にノイズが重畳して受信側の回路に影響を及ぼすおそれが生じている。ノイズを放射する内部回路として、例えば図８に示すＰＬＬ回路９００では、入力基準信号源９０５や位相比較器９０３などがある。一例として図９に示すように、ＰＬＬ回路９００から出力される発振信号が増幅器９０６で増幅されたのちアンテナ９０７から空中に放射される構成の装置では、入力基準信号源９０５や位相比較器９０３からのノイズが発振信号に重畳してアンテナ９０７から放射されてしまうおそれがある。

発振回路の内部で発生するノイズをできるだけ外部に漏出させないようにするために、特許文献１では回路がシールドケースで覆われて遮蔽された構成を有している。また、特許文献２では、基準信号源（基準発振器）として高調波成分を含まない正弦波基準発振器が用いられており、これにより基準発振器の高調波信号が電圧制御発振器の電圧制御端子に印加されるのを防止している。

特開２０００−１４８０３１号公報 特開２００２−２４６９００号公報

しかしながら、特許文献１に記載の構成では、回路がシールドケースで覆われるために、回路の寸法が物理的に大きくなってしまうといった問題がある。また、特許文献２に記載の回路では高調波成分を含まない正弦波基準発振器を用いているが、その構成が複雑になるといった問題に加えて、正弦波基準発振器以外からのノイズ（例えば位相比較器からのノイズ）の影響を低減することができないといった問題もある。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、簡単な構成で内部回路からのノイズの影響を低減することが可能な発振回路及びその制御方法を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の発振回路の第１の態様は、ＶＣＯ駆動電圧を入力してそれに対応する周波数の発振信号を出力する電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器から出力される前記発振信号の周波数を１／Ｎに分周する分周器と、一定の基準周波数の信号を出力する入力基準信号源と、前記分周器から出力される信号の周波数と前記入力基準信号源から出力される信号の前記基準周波数とを入力して両者の差に対応する誤差信号パルスを出力する位相比較器と、前記位相比較器から前記誤差信号パルスを入力して該誤差信号パルスの直流成分が加算されたＶＣＯ駆動電圧を出力するフィルタと、前記フィルタから前記ＶＣＯ駆動電圧を入力してＡ／Ｄ変換して出力するＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／ＤコンバータからＡ／Ｄ変換された前記ＶＣＯ駆動電圧を入力する制御部と、前記制御部からデジタル値の所定のＶＣＯ駆動電圧を入力してＤ／Ａ変換して出力するＤ／Ａコンバータと、前記フィルタの出口側と前記Ｄ／Ａコンバータの出口側のいずれか一方に接続されて前記電圧制御発振器に前記ＶＣＯ駆動電圧を出力する第１スイッチと、前記電圧制御発振器から外部に前記発振信号の出力をオン／オフする第２スイッチと、を備え、前記制御部は、前記第２スイッチをオフにする非動作時のときは、前記入力基準信号源を起動させるとともに前記第１スイッチを前記フィルタの出口側に切り替えてフィードバック制御を行わせたときの前記ＶＣＯ駆動電圧を前記Ａ／Ｄコンバータを介して入力し、前記第２スイッチをオンにする動作時のときは、前記入力基準信号源を停止させるとともに前記第１スイッチを前記Ｄ／Ａコンバータの出口側に切り替えて前記所定のＶＣＯ駆動電圧を前記Ｄ／Ａコンバータを介して前記電圧制御発振器に入力し、前記所定のＶＣＯ駆動電圧は、前記制御部が前記Ａ／Ｄコンバータから入力した前記ＶＣＯ駆動電圧であることを特徴とする。

本発明の発振回路の他の態様は、前記電圧制御発振器の温度変動である外乱による前記発振信号の周波数の変動量に基づいて決定された繰り返し周期で、前記非動作時と前記動作時とが交互に行われることを特徴とする。

本発明の発振回路の他の態様は、前記繰り返し周期は、その間の前記温度変動による前記発振信号の周波数の変動量が所定値以下となるように決定されることを特徴とする。

本発明の発振回路の他の態様は、前記電圧制御発振器の温度または該温度と相関のある別の温度を測定する温度センサと、前記温度センサで測定されたセンサ温度に対応するＶＣＯ駆動電圧変動量のテーブルを保存するメモリと、をさらに備え、前記非動作時に前記温度センサから取得した前記センサ温度とそのときの前記ＶＣＯ駆動電圧をそれぞれ基準温度及び基準ＶＣＯ駆動電圧として前記メモリに保存し、前記動作時は、前記温度センサから取得した前記センサ温度と前記基準温度とから前記ＶＣＯ駆動電圧変動量のテーブルを用いて前記基準ＶＣＯ駆動電圧を補正して前記所定のＶＣＯ駆動電圧として前記Ｄ／Ａコンバータに出力することを特徴とする。

本発明の発振回路の他の態様は、前記基準温度をＴ０、前記基準ＶＣＯ駆動電圧をＶtune０、前記動作時に前記温度センサから取得した前記センサ温度をＴ、そのときのＶＣＯ駆動電圧をＶtuneとし、前記ＶＣＯ駆動電圧変動量のテーブルをｆ（Ｔ）で表すとき、次式
Ｖtune＝Ｖtune０＋ｆ（Ｔ０）−ｆ（Ｔ）
で算出されるＶＣＯ駆動電圧Ｖtuneを前記所定のＶＣＯ駆動電圧とすることを特徴とする。

本発明の発振回路の他の態様は、前記非動作時に前記基準温度及び前記基準ＶＣＯ駆動電圧を前記メモリに保存したのちは、前記動作時のみを継続することを特徴とする。

本発明の発振回路の制御方法の第１の態様は、ＶＣＯ駆動電圧を入力してそれに対応する周波数の発振信号を出力する電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器から出力される前記発振信号の周波数を１／Ｎに分周する分周器と、一定の基準周波数の信号を出力する入力基準信号源と、前記分周器から出力される信号の周波数と前記入力基準信号源から出力される信号の前記基準周波数とを入力して両者の差に対応する誤差信号パルスを出力する位相比較器と、前記位相比較器から前記誤差信号パルスを入力して該誤差信号パルスの直流成分が加算されたＶＣＯ駆動電圧を出力するフィルタと、前記フィルタから前記ＶＣＯ駆動電圧を入力してＡ／Ｄ変換して出力するＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／ＤコンバータからＡ／Ｄ変換された前記ＶＣＯ駆動電圧を入力する制御部と、前記制御部からデジタル値の所定のＶＣＯ駆動電圧を入力してＤ／Ａ変換して出力するＤ／Ａコンバータと、前記フィルタの出口側と前記Ｄ／Ａコンバータの出口側のいずれか一方に接続されて前記電圧制御発振器に前記ＶＣＯ駆動電圧を出力する第１スイッチと、前記電圧制御発振器から外部に前記発振信号の出力をオン／オフする第２スイッチと、を備える発振回路の制御方法であって、前記第２スイッチをオフにするステップと、前記入力基準信号源を起動させるステップと、前記第１スイッチを前記フィルタの出口側に切り替えるステップと、前記制御部が前記ＶＣＯ駆動電圧を前記Ａ／Ｄコンバータを介して入力するステップと、所定のＶＣＯ駆動電圧を前記制御部から前記Ｄ／Ａコンバータに出力するステップと、を有する非動作時の処理と、前記第１スイッチを前記Ｄ／Ａコンバータの出力側に切り替えるステップと、前記入力基準信号源を停止させるステップと、前記第２スイッチをオンに切り替えるステップと、を有する動作時の処理と、を有し、前記所定のＶＣＯ駆動電圧は、前記制御部が前記Ａ／Ｄコンバータから入力した前記ＶＣＯ駆動電圧であり、前記非動作時の処理と前記動作時の処理とを所定の周期で交互に繰り返すことを特徴とする。

本発明の発振回路の制御方法の他の態様は、前記発振回路は、電圧制御発振器の温度または該温度と相関のある別の温度を測定する温度センサと、前記温度センサで測定されたセンサ温度に対応するＶＣＯ駆動電圧変動量のテーブルを保存するメモリと、をさらに備え、前記非動作時の処理では、前記温度センサから前記センサ温度を取得するとともにそのときの前記ＶＣＯ駆動電圧を前記ＡＤＣから入力してそれぞれを基準温度及び基準ＶＣＯ駆動電圧として前記メモリに保存するステップをさらに有し、前記動作時の処理では、前記温度センサから取得した前記センサ温度と前記基準温度とから前記ＶＣＯ駆動電圧変動量のテーブルを用いて前記基準ＶＣＯ駆動電圧を補正して前記所定のＶＣＯ駆動電圧を算出するステップと、前記所定のＶＣＯ駆動電圧を前記Ｄ／Ａコンバータに出力するステップと、をさらに有することを特徴とする。

本発明によれば、簡単な構成で内部回路からのノイズの影響を低減することが可能な発振回路及びその制御方法を提供することができる。

本発明の第１実施形態に係る発振回路の構成（非動作時）を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態に係る発振回路の構成（動作時）を示すブロック図である。 第１実施形態に係る発振回路の制御方法を示すフローチャートである。 本発明の第２実施形態に係る発振回路の構成（非動作時）を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態に係る発振回路の構成（動作時）を示すブロック図である。 ＶＣＯ駆動電圧変動量ｆ（Ｔ）のテーブルの一例を示すグラフである。 第１実施形態に係る発振回路の制御方法を示すフローチャートである。 従来の一般的なＰＬＬ回路の構成例を示すブロック図である。 従来のＰＬＬ回路から出力される発振信号を空中に放射するように構成された装置のブロック図である。

本発明の好ましい実施の形態における発振回路及びその制御方法について、図面を参照して詳細に説明する。同一機能を有する各構成部については、図示及び説明簡略化のため、同一符号を付して示す。

（第１実施形態）
本発明の第１の実施の形態に係る発振回路及びその制御方法を、図１を用いて以下に説明する。図１は、本実施形態の発振回路１００の構成を示すブロック図である。本実施形態の発振回路１００は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０１、１／Ｎ分周器１０２、位相比較器１０３、フィルタ１０４、及び入力基準信号源１０５を備えてＰＬＬ回路相当部１１０を構成しており、さらにＶＣＯ１０１から出力される発振信号を増幅するための増幅器１０６が設けられている。これに加えて、本実施形態の発振回路１００では、制御部１１１、Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）１１２、Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）１１３、及び第１スイッチ１１４と第２スイッチ１１５が追加されて構成されている。

第１実施形態では、発振回路１００が、発振信号を外部に出力している状態（以下では、この状態を発振回路１００の動作時という。）と、発振信号を外部に出力していない状態（以下では、この状態を非動作時という。）とを交互に繰り返すように制御される。一例として、発振回路１００がレーダの送信信号の生成に用いられた場合、レーダから送信信号が放射されるときに発振回路１００が動作時の状態となる。そして、送信信号の放射後は、つぎの送信信号を放射する周期に達するまでの間、発振回路１００は非動作時の状態となる。レーダでは、発振回路１００が非動作時の間に、送信信号が対象物で反射された反射波を受信して対象物の位置等を測定する。

ＡＤＣ１１２は、ＶＣＯ１０１に印加されるＶＣＯ駆動電圧Ｖtune［Ｖ］を入力してデジタル信号に変換し、これを制御部１１１に入力する。またＤＡＣ１１３は、制御部１１１からデジタル信号を入力し、これをアナログ信号に変換して出力する。制御部１１１は、発振回路１００を動作時の状態と非動作時の状態とに交互に切り替える制御を行っている。第１スイッチ１１４は、ＶＣＯ１０１の電圧制御端子をフィルタ１０４の出力側またはＤＡＣ１１３の出力側のいずれか一方に接続する。さらに、第２スイッチ１１５は、ＶＣＯ１０１から出力される発振信号が増幅器１０６に入力されるのをオン／オフする。

制御部１１１は、非動作時のときは、入力基準信号源１０５を起動して作動状態にするとともに、第１スイッチ１１４をフィルタ１０４の出力側に接続し、第２スイッチ１１５をオフにする。図１は、発振回路１００が発振信号を外部に出力しない非動作時の状態を示している。第１スイッチ１１４がフィルタ１０４の出力側に接続されることで、ＰＬＬ回路相当部１１０はクローズドループを形成している。これにより、ＰＬＬ回路相当部１１０は、所望の周波数（入力基準信号源１０５の基準周波数のＮ倍の周波数）を有する発振信号をＶＣＯ１０１で生成する。

図１に示すように発振回路１００が非動作時の状態にあるとき、制御部１１１はＡＤＣ１１２を介してＶＣＯ１０１に入力されるＶＣＯ駆動電圧Ｖtuneを入力する。すなわち、制御部１１１は、ＰＬＬ回路相当部１１０においてＶＣＯ１０１が所望の周波数の発振信号を生成するようにフィードバック制御されているときのＶＣＯ駆動電圧Ｖtuneを入力して保持する。

つぎに、発振回路１００を非動作時の状態から動作時の状態に切り替えるとき、制御部１１１は入力基準信号源１０５を停止するとともに、第１スイッチ１１４をＤＡＣ１１３の出力側に切り替え、さらに第２スイッチ１１５をオンにする。このときの発振回路の状態を図２に示す。図２は、発振回路１００が発振信号を外部に出力する動作時の状態を示すブロック図である。動作時の状態では、第１スイッチ１１４がフィルタ１０４の出力側からＤＡＣ１１３の出力側に切り替えられることで、ＰＬＬ回路相当部１１０がオープンループとなる。その結果、ＰＬＬ回路相当部１１０によるフィードバック制御は行われなくなる。

制御部１１１は、動作時の状態に切り替えると同時に、非動作時にＡＤＣ１１２から入力したＶＣＯ駆動電圧Ｖtuneの最新値をＤＡＣ１１３に出力する。あるいは、非動作時にＡＤＣ１１２から入力したＶＣＯ駆動電圧ＶtuneをＤＡＣ１１３に常時出力するようにしてもよい。ＤＡＣ１１３は、制御部１１１から入力したデジタル値のＶＣＯ駆動電圧Ｖtuneをアナログ値に変換して出力し、これが第１スイッチ１１４を経由してＶＣＯ１０１に入力される。これにより、直前の非動作時と同様に、ＶＣＯ１０１が所望の周波数を有する発振信号を生成する。そして、第２スイッチ１１５がオンにされることで、ＶＣＯ１０１で生成された発振信号が増幅器１０６で増幅されて外部に出力される。

図２に示す発振回路１００が動作時の状態では、入力基準信号源１０５が停止されてＰＬＬ回路相当部１１０が作動しない状態にある。その結果、入力基準信号源１０５や位相比較器１０３からノイズが発生することはなく、ＶＣＯ１０１からノイズの影響を受けない発振信号を出力することが可能となる。

本実施形態の発振回路１００によれば、ＶＣＯ１０１が所望の周波数の発振信号を生成するときのＶＣＯ駆動電圧Ｖtuneを非動作時にフィードバック制御により求め、動作時には直前の非動作時のＶＣＯ駆動電圧ＶtuneをＶＣＯ１０１に入力することで、所望の周波数を有する発振信号を生成することが可能となる。また、動作時には入力基準信号源１０５を停止してＰＬＬ回路相当部１１０を作動させないようにすることで、入力基準信号源１０５等からのノイズの影響を受けない発振信号を出力することが可能となる。

ところで、ＶＣＯ駆動電圧Ｖtuneを一定値に保持してＰＬＬ回路相当部１１０をオープンループにしたままＶＣＯ１０１で発振信号の生成を継続していると、外乱により発振信号の周波数が所望の周波数から変動するおそれがある。そのような外乱として、例えばＶＣＯ１０１の温度変動がある。ＶＣＯ１０１は温度変動の影響を受けやすく、温度変化に伴って出力する発振信号の周波数が変化する。

そこで、フィードバック制御により所望の周波数の発振信号を出力するＶＣＯ駆動電圧Ｖtuneが得られる非動作時の状態と、直前の非動作時に得られたＶＣＯ駆動電圧Ｖtuneを入力して発振信号を生成しこれを外部に出力する動作時の状態と、を繰り返し行うのがよい。これにより、温度変動等の外乱の影響を低減して所望の周波数の発振信号を出力することが可能となる。非動作時の状態と動作時の状態との繰り返し周期は、外乱による発振信号の周波数の変動量に基づいて決定するのがよく、例えば温度変動よりも速い周期とするのが好ましい。

本実施形態の発振回路１００の制御方法を、図３を用いて以下に説明する。図３は、本実施形態の発振回路１００の制御方法を示すフローチャートである。発振回路１００の制御として、まずステップＳ１において第２スイッチをオフにする。これにより、発振回路１００は発振信号の出力を停止して非動作時の状態となる。つぎのステップＳ２で入力基準信号源１０５を起動させ、ステップＳ３で第１スイッチ１１４をフィルタ１０４の出口側に切り替える。

上記ステップＳ２、３の処理により、ＰＬＬ回路相当部１１０がクローズドループを形成して発振周波数のフィードバック制御が行われ、ＶＣＯ１０１で生成される発振信号の周波数が所望の周波数に一致するＶＣＯ駆動電圧ＶtuneがＶＣＯ１０１に入力される。制御部１１１は、このときのＶＣＯ駆動電圧ＶtuneをＡＤＣ１１２を介して入力する（ステップＳ４）。さらに、入力したＶＣＯ駆動電圧ＶtuneをＤＡＣ１１３に出力する（ステップＳ５）。あるいは、発振回路１００が起動時に切り替えられるときに、ＶＣＯ駆動電圧ＶtuneをＤＡＣ１１３に出力するようにしてもよい。

つぎに、発振回路１００の動作時の制御方法について説明する。ステップＳ６において、第１スイッチ１１４をＤＡＣ１１３の出力側に切り替える。これにより、ＰＬＬ回路相当部１１０はクローズドループからオープンループに切り替えられる。そして、ＶＣＯ１０１はＤＡＣ１１３からＶＣＯ駆動電圧Ｖtuneを入力して発振信号を生成する。つぎのステップＳ７では、ノイズを発生させる入力基準信号源１０５を停止させ、ステップＳ８で第２スイッチ１１４をオンに切り替える。これにより、ノイズの影響を低減させた所望の周波数の発振信号がＶＣＯ１０１から外部に出力される。

ステップＳ９では、ＶＣＯ１０１から外部に出力される発振信号を用いた測定等が行われる。必要な発振信号の出力を完了すると、発振回路１００は再びステップＳ１に戻ってＰＬＬ回路相当部１１０におけるクローズドループによるＶＣＯ１０１の制御が行われる。以下、同様にして発振回路１００の動作時と非動作時が繰り返し行われる。

本実施形態の発振回路１００によれば、動作時には入力基準信号源１０５を停止してＰＬＬ回路相当部１１０を作動させないことから、ノイズの影響を低減させた発振信号を出力することが可能となる。これにより、ＥＭＣ（Electro-Magnetic Compatibility）対策を実現でき、電波法規制をクリアすることが可能となる。また、動作時の消費電力の低減や発熱の低減を図ることができる。本実施形態の発振回路１００を用いたレーダでは測定精度を向上することができ、映像・音響機器では音質・画質を向上することができる。

（第２実施形態）
本発明の第２の実施の形態に係る発振回路及びその制御方法を、図４、５を用いて以下に説明する。図４、５は、本実施形態の発振回路２００の構成を示すブロック図であり、図４は発振回路２００が非動作時のときの状態を示し、図５は発振回路２００が動作時のときの状態を示している。本実施形態の発振回路２００は、第１実施形態の発振回路１００にさらに温度センサ２０１とメモリ２０２を追加した構成を有している。

温度センサ２０１は、ＶＣＯ１０１の温度またはそれと相関のある別の温度を測定するものであり、サーミスタや熱電対等を用いることができる。また、ＶＣＯ１０１等の温度を直接測定する温度センサに限らず、例えば制御部１１１に温度センサが内蔵されているときはこれを用いてもよい。以下では、いずれかの温度センサで測定された温度をセンサ温度Ｔとする。

第１実施形態の発振回路１００では、ＶＣＯ１０１の温度変動の影響を低減させるために、ＰＬＬ回路相当部１１０をオープンループにした動作時の状態とクローズドループにした非動作時の状態とを繰り返し行う必要があった。これに対し本実施形態では、ＶＣＯ１０１の温度変動の影響を、取得したセンサ温度Ｔを用いてその変動分に対応するＶＣＯ駆動電圧Ｖtuneを調整するように構成している。

温度変動分に対応するＶＣＯ駆動電圧Ｖtuneの調整量を算出するために、本実施形態では、センサ温度Ｔに対応するＶＣＯ駆動電圧変動量ｆ（Ｔ）のテーブルを事前に作成し、これをメモリ２０２に保存しておく。メモリ２０２は、ＶＣＯ駆動電圧変動量ｆ（Ｔ）のテーブルを保存するための記憶装置であり、ＥＥＰＲＯＭやＦＬＡＳＨＲＯＭ等の不揮発性メモリを用いるのがよい。

ＶＣＯ駆動電圧変動量ｆ（Ｔ）のテーブルの一例を図６に示す。図６は、横軸をセンサ温度Ｔとし、縦軸にＶＣＯ駆動電圧変動量ｆ（Ｔ）を示している。同図に示すようなセンサ温度Ｔに対応するＶＣＯ駆動電圧変動量ｆ（Ｔ）を事前に求め、これをテーブルにしてメモリ２０２に保存しておく。あるいは、ＶＣＯ駆動電圧変動量ｆ（Ｔ）をセンサ温度Ｔの関数として最適化したものをメモリ２０２に保存しておき、これを読み出して測定したセンサ温度Ｔを代入することでＶＣＯ駆動電圧変動量ｆ（Ｔ）を算出するようにしてもよい。

本実施形態の発振回路２００の動作を、図４、５を用いて説明する。まず、図４に示す発振回路２００の非動作時では、第２スイッチ１１５をオフにして発振信号が外部に出力されないようにする。また、第１スイッチ１１４をフィルタ１０４の出力側に接続してＰＬＬ回路相当部１１０をクローズドループの状態にする。そして、入力基準信号源１０５を起動することにより、ＶＣＯ１０１から所望の周波数の発振信号が出力されるようにフィードバック制御によりＶＣＯ駆動電圧Ｖtuneが演算される。制御部１１１は、非動作時のＶＣＯ駆動電圧ＶtuneをＡＤＣ１１２から入力するとともに、温度センサ２０１からセンサ温度Ｔを入力する。

つぎに、図５に示す発振回路２００の動作時に移行すると、制御部１１１は非動作時から動作時に移行する直前のＶＣＯ駆動電圧Ｖtune及びセンサ温度を、それぞれ基準ＶＣＯ駆動電圧Ｖtune０及び基準温度Ｔ０として保持する。そして、制御部１１１は基準ＶＣＯ駆動電圧Ｖtune０をＤＡＣ１１３に出力する。第１スイッチ１１４がＤＡＣ１１３の出力側に切り替えられると、ＤＡＣ１１３から出力されるアナログ値の基準ＶＣＯ駆動電圧Ｖtune０がＶＣＯ１０１に入力される。

発振回路２００が動作時に移行した直後は、センサ温度Ｔは直前の非動作時の基準温度Ｔ０からほとんど変化していないことから、基準ＶＣＯ駆動電圧Ｖtune０を入力したＶＣＯ１０１は所望の周波数の発振信号を出力する。入力基準信号源１０５が停止され、第２スイッチがオンに切り替えられると、ＶＣＯ１０１から所望の周波数の発振信号が外部に出力される。

発振回路２００が動作時の状態に移行したのちは、制御部１１１は温度センサ２０１からセンサ温度Ｔを逐次入力し、ＶＣＯ駆動電圧変動量ｆ（Ｔ）のテーブルを用いて次式によりＶＣＯ駆動電圧Ｖtuneを算出する。
ＶＣＯ駆動電圧Ｖtune＝ＶＣＯ駆動電圧Ｖtune０＋ｆ（Ｔ０）−ｆ（Ｔ） （１）

制御部１１１は、上記式（１）で算出したＶＣＯ駆動電圧ＶtuneをＤＡＣ１１３に出力し、これをＶＣＯ駆動電圧ＶtuneとしてＤＡＣ１１３からＶＣＯ１０１に入力させる。本実施形態では、センサ温度がＴ０からＴに変動したことに対応するＶＣＯ駆動電圧Ｖtuneの変動分を、［ｆ（Ｔ０）−ｆ（Ｔ）］で補償するようにしている。その結果、式（１）で算出されたＶＣＯ駆動電圧ＶtuneをＶＣＯ１０１に入力することにより、ＶＣＯ１０１から所望の周波数を有する発振信号を出力させることができる。

第１実施形態の発振回路１００では、ＶＣＯ１０１の温度変動の影響を低減させるために、ＰＬＬ回路相当部１１０をオープンループにした動作時とクローズドループにした非動作時とを交互に繰り返すことで、ＶＣＯ１０１から出力される発振信号の周波数が温度変化によって変動しないようにしていた。これに対し本実施形態の発振回路２００では、最初のＰＬＬ回路相当部１１０のクローズドループ時に、制御部１１１が基準ＶＣＯ駆動電圧Ｖtune０及び基準温度Ｔ０を取得することで、それ以降はＰＬＬ回路相当部１１０をオープンループにして用いることができる。従って、本実施形態の発振回路２００は、発振信号を間欠的でなく常時出力させるシステムに用いることができる。

本実施形態の発振回路２００の制御方法を、図７を用いて以下に説明する。図７は、本実施形態の発振回路２００の制御方法を示すフローチャートである。図７に示すステップＳ１〜Ｓ９の処理は、第１実施形態の発振回路１００の制御方法と同じである。

本実施形態では、ステップＳ６で第１スイッチ１１４をＤＡＣ１１３側に切り替える直前において、ステップＳ１１で温度センサ２０１からセンサ温度Ｔを入力するとともに、そのときのＶＣＯ駆動電圧ＶtuneをＡＤＣ１１２から入力し、それぞれを基準温度Ｔ０及び基準ＶＣＯ駆動電圧Ｖtune０として保存する。また、ＶＣＯ駆動電圧変動量ｆ（Ｔ）のテーブルを用いて基準温度Ｔ０におけるＶＣＯ駆動電圧変動量（Ｔ０）を算出して保存する。

発振回路２００を非動作時から動作時に切替後、ステップＳ１２において温度センサ２０１からセンサ温度Ｔを入力するとともに、ＶＣＯ駆動電圧変動量ｆ（Ｔ）のテーブルを用いてセンサ温度ＴでのＶＣＯ駆動電圧変動量ｆ（Ｔ）を算出する。ステップＳ１３では、式（１）を用いて基準ＶＣＯ駆動電圧Ｖtune０に対し温度変動による変動量を補正したＶＣＯ駆動電圧Ｖtuneを算出する。

ステップＳ１４では、温度変動に対する補正が行われたＶＣＯ駆動電圧ＶtuneをＤＡＣ１１３に出力してアナログ信号に変換し、これをＶＣＯ駆動電圧ＶtuneとしてＶＣＯ１０１に入力する。これにより、ＶＣＯ１０１から所望の周波数の発振信号が出力される。

なお、本実施の形態における記述は、本発明に係る発振回路及びその制御方法の一例を示すものであり、これに限定されるものではない。本実施の形態における発振回路及びその制御方法の細部構成及び詳細な動作などに関しては、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。

１００、２００ 発振回路
１０１ 電圧制御発振器
１０２ 分周器
１０３ 位相比較器
１０４ フィルタ
１０５ 入力基準信号源
１０６ 増幅器
１１０ ＰＬＬ回路相当部
１１１ 制御部
１１２ Ａ／Ｄコンバータ
１１３ Ｄ／Ａコンバータ
１１４ 第１スイッチ
１１５ 第２スイッチ
２０１ 温度センサ
２０２ メモリ

Claims (8)

1. ＶＣＯ駆動電圧を入力してそれに対応する周波数の発振信号を出力する電圧制御発振器と、
   前記電圧制御発振器から出力される前記発振信号の周波数を１／Ｎに分周する分周器と、
   一定の基準周波数の信号を出力する入力基準信号源と、
   前記分周器から出力される信号の周波数と前記入力基準信号源から出力される信号の前記基準周波数とを入力して両者の差に対応する誤差信号パルスを出力する位相比較器と、
   前記位相比較器から前記誤差信号パルスを入力して該誤差信号パルスの直流成分が加算されたＶＣＯ駆動電圧を出力するフィルタと、
   前記フィルタから前記ＶＣＯ駆動電圧を入力してＡ／Ｄ変換して出力するＡ／Ｄコンバータと、
   前記Ａ／ＤコンバータからＡ／Ｄ変換された前記ＶＣＯ駆動電圧を入力する制御部と、
   前記制御部からデジタル値の所定のＶＣＯ駆動電圧を入力してＤ／Ａ変換して出力するＤ／Ａコンバータと、
   前記フィルタの出口側と前記Ｄ／Ａコンバータの出口側のいずれか一方に接続されて前記電圧制御発振器に前記ＶＣＯ駆動電圧を出力する第１スイッチと、
   前記電圧制御発振器から外部に前記発振信号の出力をオン／オフする第２スイッチと、を備え、
   前記制御部は、
   前記第２スイッチをオフにする非動作時のときは、前記入力基準信号源を起動させるとともに前記第１スイッチを前記フィルタの出口側に切り替えてフィードバック制御を行わせたときの前記ＶＣＯ駆動電圧を前記Ａ／Ｄコンバータを介して入力し、
   前記第２スイッチをオンにする動作時のときは、前記入力基準信号源を停止させるとともに前記第１スイッチを前記Ｄ／Ａコンバータの出口側に切り替えて前記所定のＶＣＯ駆動電圧を前記Ｄ／Ａコンバータを介して前記電圧制御発振器に入力し、
   前記所定のＶＣＯ駆動電圧は、
   前記制御部が前記Ａ／Ｄコンバータから入力した前記ＶＣＯ駆動電圧である
   ことを特徴とする発振回路。
2. 前記電圧制御発振器の温度変動である外乱による前記発振信号の周波数の変動量に基づいて決定された繰り返し周期で、前記非動作時と前記動作時とが交互に行われる
   ことを特徴とする請求項１に記載の発振回路。
3. 前記繰り返し周期は、その間の前記温度変動による前記発振信号の周波数の変動量が所定値以下となるように決定される
   ことを特徴とする請求項２に記載の発振回路。
4. 前記電圧制御発振器の温度または該温度と相関のある別の温度を測定する温度センサと、
   前記温度センサで測定されたセンサ温度に対応するＶＣＯ駆動電圧変動量のテーブルを保存するメモリと、をさらに備え、
   前記非動作時に前記温度センサから取得した前記センサ温度とそのときの前記ＶＣＯ駆動電圧をそれぞれ基準温度及び基準ＶＣＯ駆動電圧として前記メモリに保存し、
   前記制御部は、前記動作時に前記温度センサから取得した前記センサ温度と前記基準温度とから前記ＶＣＯ駆動電圧変動量のテーブルを用いて前記基準ＶＣＯ駆動電圧を補正して前記所定のＶＣＯ駆動電圧として前記Ｄ／Ａコンバータに出力することを特徴とする請求項１に記載の発振回路。
5. 前記基準温度をＴ０、前記基準ＶＣＯ駆動電圧をＶtune０、前記動作時に前記温度センサから取得した前記センサ温度をＴ、そのときのＶＣＯ駆動電圧をＶtuneとし、前記ＶＣＯ駆動電圧変動量のテーブルをｆ（Ｔ）で表すとき、次式
   Ｖtune＝Ｖtune０＋ｆ（Ｔ０）−ｆ（Ｔ）
   で算出されるＶＣＯ駆動電圧Ｖtuneを前記所定のＶＣＯ駆動電圧とする
   ことを特徴とする請求項４に記載の発振回路。
6. 前記非動作時に前記基準温度及び前記基準ＶＣＯ駆動電圧を前記メモリに保存したのちは、前記動作時のみを継続する
   ことを特徴とする請求項４または５に記載の発振回路。
7. ＶＣＯ駆動電圧を入力してそれに対応する周波数の発振信号を出力する電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器から出力される前記発振信号の周波数を１／Ｎに分周する分周器と、一定の基準周波数の信号を出力する入力基準信号源と、前記分周器から出力される信号の周波数と前記入力基準信号源から出力される信号の前記基準周波数とを入力して両者の差に対応する誤差信号パルスを出力する位相比較器と、前記位相比較器から前記誤差信号パルスを入力して該誤差信号パルスの直流成分が加算されたＶＣＯ駆動電圧を出力するフィルタと、前記フィルタから前記ＶＣＯ駆動電圧を入力してＡ／Ｄ変換して出力するＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／ＤコンバータからＡ／Ｄ変換された前記ＶＣＯ駆動電圧を入力する制御部と、前記制御部からデジタル値の所定のＶＣＯ駆動電圧を入力してＤ／Ａ変換して出力するＤ／Ａコンバータと、前記フィルタの出口側と前記Ｄ／Ａコンバータの出口側のいずれか一方に接続されて前記電圧制御発振器に前記ＶＣＯ駆動電圧を出力する第１スイッチと、前記電圧制御発振器から外部に前記発振信号の出力をオン／オフする第２スイッチと、を備える発振回路の制御方法であって、
   前記第２スイッチをオフにするステップと、前記入力基準信号源を起動させるステップと、前記第１スイッチを前記フィルタの出口側に切り替えるステップと、前記制御部が前記ＶＣＯ駆動電圧を前記Ａ／Ｄコンバータを介して入力するステップと、所定のＶＣＯ駆動電圧を前記制御部から前記Ｄ／Ａコンバータに出力するステップと、を有する非動作時の処理と、
   前記第１スイッチを前記Ｄ／Ａコンバータの出力側に切り替えるステップと、前記入力基準信号源を停止させるステップと、前記第２スイッチをオンに切り替えるステップと、を有する動作時の処理と、を有し、
   前記所定のＶＣＯ駆動電圧は、前記制御部が前記Ａ／Ｄコンバータから入力した前記ＶＣＯ駆動電圧であり、
   前記非動作時の処理と前記動作時の処理とを所定の周期で交互に繰り返す
   ことを特徴とする発振回路の制御方法。
8. 前記発振回路は、電圧制御発振器の温度または該温度と相関のある別の温度を測定する温度センサと、前記温度センサで測定されたセンサ温度に対応するＶＣＯ駆動電圧変動量のテーブルを保存するメモリと、をさらに備え、
   前記非動作時の処理では、前記温度センサから前記センサ温度を取得するとともにそのときの前記ＶＣＯ駆動電圧を前記ＡＤＣから入力してそれぞれを基準温度及び基準ＶＣＯ駆動電圧として前記メモリに保存するステップをさらに有し、
   前記動作時の処理では、前記温度センサから取得した前記センサ温度と前記基準温度とから前記ＶＣＯ駆動電圧変動量のテーブルを用いて前記基準ＶＣＯ駆動電圧を補正して前記所定のＶＣＯ駆動電圧を算出するステップと、前記所定のＶＣＯ駆動電圧を前記Ｄ／Ａコンバータに出力するステップと、をさらに有する
   ことを特徴とする請求項７に記載の発振回路の制御方法。

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