JP6053961B2 - コヒーレント検出スキームのための光偏波逆多重化 - Google Patents

コヒーレント検出スキームのための光偏波逆多重化 Download PDF

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Description

関連出願の相互参照
本出願の主題は、その全体が参照により本明細書に組み込まれている、本出願と同じ日付に出願され、また「ＧＥＮＥＲＡＴＩＯＮ ＯＦ ＡＮ ＯＰＴＩＣＡＬ−ＬＯＣＡＬ ＯＳＣＩＬＬＡＴＯＲ ＳＩＧＮＡＬ ＦＯＲ Ａ ＣＯＨＥＲＥＮＴ−ＤＥＴＥＣＴＩＯＮ ＳＣＨＥＭＥ」という名称の、Ｎｏｒｉａｋｉ Ｋａｎｅｄａによる米国特許出願第１３／７４３，６５４号、代理人整理番号８１３１４６−ＵＳ−ＮＰの主題に関連する。
本開示は、光通信機器に関し、より詳細には、排他的ではないが、被変調光信号のコヒーレント検出に関する。
本節は、本発明のより良い理解を促すことができる態様について述べるものである。したがって、本節の記述は、この観点から読まれるべきであり、また何が先行技術の中にあるか、または何が先行技術の中にないかについての承認として理解されるべきではない。
コヒーレント検出は、それが、直交位相シフト・キーイング（ＱＰＳＫ：ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）や直交振幅変調（ＱＡＭ：ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの進化型変調フォーマットと互換性があるので、例えば、光伝送システムにおいて使用されており、これらの進化型変調フォーマットにより、対応するシステムは、比較的高いスペクトル効率、例えば１ビット／ｓ／Ｈｚよりも高いスペクトル効率を達成することができるようになる。偏波多重化の使用は、ビット・レートとスペクトル効率とをおよそ２倍にさらに増大させるのに役に立つ。しかしながら、この特定の送信フォーマットの主要な課題は、高速かつ正確な偏波トラッキングが必要となり、またホモダイン検出の場合には、光局部発振器信号の位相とキャリア周波数とのロッキングが必要となることである。
本明細書においては、バタフライ構成で配列され、また光偏波デマルチプレクサとして動作するように構成された、複数の光ＩＱ変調器を有する光レシーバの様々な実施形態が開示される。光レシーバは、（ｉ）光レシーバによって受信される光入力信号に対して光ホモダイン検出を適用するように構成された光電回路（ｏｐｔｏ−ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｃｉｒｃｕｉｔ）と、（ｉｉ）光電回路から受信される１つまたは複数の電気フィードバック信号に基づいて、ＩＱ変調器を駆動するための１つまたは複数の制御信号を生成するように構成された制御装置とをさらに有する。
一実施形態によれば、第１の被変調光信号を生成するために、光偏波分割多重化（ＰＤＭ：ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ−ｄｉｖｉｓｉｏｎ−ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ）信号の第１の偏波の第１の部分を変調するように構成された第１の光ＩＱ変調器と、第２の被変調光信号を生成するために、光ＰＤＭ信号の第１の偏波の第２の部分を変調するように構成された第２の光ＩＱ変調器と、第３の被変調光信号を生成するために光ＰＤＭ信号の第２の偏波の第１の部分を変調するように構成された第３の光ＩＱ変調器と、第４の被変調光信号を生成するために光ＰＤＭ信号の第２の偏波の第２の部分を変調するように構成された第４の光ＩＱ変調器とを備えている装置と、が提供される。本装置は、第１の光出力信号を生成するために第１の被変調光信号と第３の被変調光信号とを結合し、第２の光出力信号を生成するために第２の被変調光信号と第４の被変調光信号とを結合するように構成されている。
上記の装置のいくつかの実施形態においては、本装置は、光ＰＤＭ信号を第１の偏波と第２の偏波とに分割するように構成された偏波ビーム・スプリッタをさらに備えており、そこでは、第１の偏波は、第２の偏波に対して直交している。
任意の上記の装置のいくつかの実施形態においては、本装置は、（ｉ）第１の光出力信号に光ＰＤＭ信号の第１のＰＤＭ成分を表すようにさせ、（ｉｉ）第２の光出力信号に光ＰＤＭ信号の第２のＰＤＭ成分を表すようにさせるようにして、第１のＩＱ変調器と第２のＩＱ変調器と第３のＩＱ変調器と第４のＩＱ変調器とを駆動するための１つまたは複数の制御信号を生成するように構成された制御装置をさらに備えている。
任意の上記の装置のいくつかの実施形態においては、制御装置は、光ＰＤＭ信号の偏波の状態における時間的な変化を追跡するために、１つまたは複数の制御信号のうちの少なくとも１つを変化させるようにさらに構成されている。
任意の上記の装置のいくつかの実施形態においては、制御装置は、光ＰＤＭ信号の偏波の状態と、本装置の主要な偏波軸との間のずれについての電気的尺度を使用して前記少なくとも１つの制御信号を更新するようにさらに構成されている。
任意の上記の装置のいくつかの実施形態においては、本装置は、光ＰＤＭ信号の第１のＰＤＭ成分によって搬送されるデータを回復するために、第１の光出力信号に光ホモダイン検出を適用するように構成された第１の光電回路と、光ＰＤＭ信号の第２のＰＤＭ成分によって搬送されるデータを回復するために、第２の光出力信号に光ホモダイン検出を適用するように構成された第２の光電回路とをさらに備えている。
任意の上記の装置のいくつかの実施形態においては、制御装置は、第１の光電回路と第２の光電回路とから受信される１つまたは複数の電気フィードバック信号と、光ＰＤＭ信号を生成するために使用されるコンステレーションにおいて平均振幅を表すパラメータとに基づいて、第１のＩＱ変調器と、第２のＩＱ変調器と、第３のＩＱ変調器と、第４のＩＱ変調器とを駆動するための１つまたは複数の制御信号を生成するように構成されている。
任意の上記の装置のいくつかの実施形態においては、コンステレーションは、直交振幅変調コンステレーションであり、このコンステレーションにおいては、少なくとも２つのコンステレーション・ポイントは、異なるそれぞれの振幅を有している。
任意の上記の装置のいくつかの実施形態においては、第１の光電回路は、第１の複数の混合光信号を生成するために、第１の光出力信号と光局部発振器「ＯＬＯ」信号とを光学的に混合するように構成された第１の光ハイブリッドと、第１の複数の混合光信号の第１のサブセットを第１の電気アナログ信号（例えば、１２０Ｉｘ）へと変換するように構成された第１の光電変換器と、第１の複数の混合光信号の第２のサブセットを第２の電気アナログ信号（例えば、１２０Ｑｘ）へと変換するように構成された第２の光電変換器とを備えている。第２の光電回路は、第２の複数の混合光信号を生成するために、第２の光出力信号とＯＬＯ信号とを光学的に混合するように構成された第２の光ハイブリッドと、第２の複数の混合光信号の第１のサブセットを第３の電気アナログ信号（例えば、１２０Ｉｙ）へと変換するように構成された第３の光電変換器と、第２の複数の混合光信号の第２のサブセットを第４の電気アナログ信号（例えば、１２０Ｑｙ）へと変換するように構成された第４の光電変換器とを備えている。制御装置は、第１の電気アナログ信号と、第２の電気アナログ信号と、第３の電気アナログ信号と、第４の電気アナログ信号とを使用して、第１のＩＱ変調器と、第２のＩＱ変調器と、第３のＩＱ変調器と、第４のＩＱ変調器とを駆動するための制御信号を生成するように構成されている。
任意の上記の装置のいくつかの実施形態においては、制御装置は、以下の量：Ｉｘ ２＋Ｑｘ ２−Ｒ２を使用して、１つまたは複数の制御信号の第１の組を生成し、また以下の量：Ｉｙ ２＋Ｑｙ ２−Ｒ２を使用して、１つまたは複数の制御信号の第２の組を生成するように構成されており、式中で、Ｉｘと、Ｑｘと、Ｉｙと、Ｑｙとは、それぞれ第１の電気アナログ信号と、第２の電気アナログ信号と、第３の電気アナログ信号と、第４の電気アナログ信号とについての大きさであり、またＲは、光ＰＤＭ信号を生成するために使用されるコンステレーションにおいて平均振幅を表すパラメータである。
任意の上記の装置のいくつかの実施形態においては、制御装置は、以下の量：Ｉｘ（Ｉｘ ２＋Ｑｘ ２−Ｒ２）を使用して、１つまたは複数の制御信号のうちの第１の制御信号を生成し、以下の量：Ｑｘ（Ｉｘ ２＋Ｑｘ ２−Ｒ２）を使用して、１つまたは複数の制御信号のうちの第２の制御信号を生成し、以下の量：Ｉｙ（Ｉｘ ２＋Ｑｘ ２−Ｒ２）を使用して、１つまたは複数の制御信号のうちの第３の制御信号を生成し、以下の量：Ｑｙ（Ｉｘ ２＋Ｑｘ ２−Ｒ２）を使用して、１つまたは複数の制御信号のうちの第４の制御信号を生成し、以下の量：Ｉｘ（Ｉｙ ２＋Ｑｙ ２−Ｒ２）を使用して、１つまたは複数の制御信号のうちの第５の制御信号を生成し、以下の量：Ｑｘ（Ｉｙ ２＋Ｑｙ ２−Ｒ２）を使用して、１つまたは複数の制御信号のうちの第６の制御信号を生成し、以下の量：Ｉｙ（Ｉｙ ２＋Ｑｙ ２−Ｒ２）を使用して、１つまたは複数の制御信号のうちの第７の制御信号を生成し、また以下の量：Ｑｙ（Ｉｙ ２＋Ｑｙ ２−Ｒ２）を使用して、１つまたは複数の制御信号のうちの第８の制御信号を生成するように構成されており、式中で、Ｉｘと、Ｑｘと、Ｉｙと、Ｑｙとは、それぞれ第１の電気アナログ信号と、第２の電気アナログ信号と、第３の電気アナログ信号と、第４の電気アナログ信号とについての大きさであり、またＲは、光ＰＤＭ信号を生成するために使用されるコンステレーションにおいて平均振幅を表すパラメータである。本装置は、第１の制御信号と、第２の制御信号とを使用して、第１の光ＩＱ変調器を駆動し、第３の制御信号と、第４の制御信号とを使用して、第２の光ＩＱ変調器を駆動し、第５の制御信号と、第６の制御信号とを使用して、第３の光ＩＱ変調器を駆動し、また第７の制御信号と、第８の制御信号とを使用して、第４の光ＩＱ変調器を駆動するように構成されている。
任意の上記の装置のいくつかの実施形態においては、第１の光電回路は、第１の複数の混合光信号を生成するために、第１の光出力信号と光局部発振器（ＯＬＯ）信号とを光学的に混合するように構成された第１の光ハイブリッドと、第１の複数の混合光信号の第１のサブセットを第１の電気アナログ信号（例えば、１２０Ｉｙ）へと変換するように構成された第１の光電変換器と、第１の複数の混合光信号の第２のサブセットを第２の電気アナログ信号（例えば、１２０Ｑｙ）へと変換するように構成された第２の光電変換器と、第１の電気デジタル信号（例えば、１２８Ｉｙ）を生成するために、第１の電気アナログ信号をスライスするように構成された第１のスライサ回路と、第２の電気デジタル信号（例えば、１２８Ｑｙ）を生成するために、第２の電気アナログ信号をスライスするように構成された第２のスライサ回路とを備えている。本装置は、ＯＬＯ信号と、光ＰＤＭ信号の搬送波との間の位相差についての電気的尺度を生成するように構成された位相検出器をさらに備えており、前記電気的尺度は、第１の電気アナログ信号と、第１の電気デジタル信号と、第２の電気アナログ信号と、第２の電気デジタル信号とを使用して生成されている。
任意の上記の装置のいくつかの実施形態においては、本装置は、ＯＬＯ信号と、光ＰＤＭ信号の搬送波とを位相ロックするために、前記電気的尺度を使用するように構成されている。
任意の上記の装置のいくつかの実施形態においては、前記電気的尺度は、以下の量に比例しており、すなわち、Ｉ’ｙＱｙ−Ｑ’ｙＩｙであり、式中で、Ｉ’ｙと、Ｑｙと、Ｑ’ｙと、Ｉｙとは、それぞれ、第１の電気デジタル信号と、第２の電気アナログ信号と、第２の電気デジタル信号と、第１の電気アナログ信号との大きさである。
任意の上記の装置のいくつかの実施形態においては、位相検出器は、第１の乗算された電気信号を生成するために、第１の電気アナログ信号と第１の電気デジタル信号とを乗算するように構成された第１の信号乗算器と、第２の乗算された電気信号を生成するために、第２の電気アナログ信号と第２の電気デジタル信号とを乗算するように構成された第２の信号乗算器と、第２の乗算された電気信号と第１の乗算された電気信号との間の差に基づいて、電気的尺度を生成するように構成された信号加算器とを備えている。
任意の上記の装置のいくつかの実施形態においては、本装置は、第１の光電回路および第２の光電回路における光ホモダイン検出において使用されるＯＬＯ信号を生成するように構成された光局部発振器（ＯＬＯ）光源をさらに備えており、そこでは、ＯＬＯ光源は、光ビームを生成するように構成されたレーザと、被変調光ビームを生成するために、光ビームを光学的に変調するように構成された第５の光ＩＱ変調器と、ＯＬＯ信号を生成するために、被変調光ビームにフィルタをかけるように構成された光フィルタとを備えている。
任意の上記の装置のいくつかの実施形態においては、第５の光ＩＱ変調器は、第１の光電回路または第２の光電回路のいずれかから受信されるフィードバック信号を使用して、光ビームを光学的に変調するように構成されている。
任意の上記の装置のいくつかの実施形態においては、第５の光ＩＱ変調器は、キャリア抑制変調を使用して、光ビームを光学的に変調するように構成されており、また光フィルタは、被変調光ビームの変調サイドバンドを通過させ、またレーザによって生成される光ビームの残りのキャリアをブロックするように構成されており、そこでは、ＯＬＯ信号は、光フィルタを通過した変調サイドバンドの光を含んでいる。
任意の上記の装置のいくつかの実施形態においては、第１のＩＱ変調器と、第２のＩＱ変調器と、第３のＩＱ変調器と、第４のＩＱ変調器とのうちの少なくとも１つは、ネストされたマッハ・ツェンダー変調器を備えている。
別の実施形態によれば、第１の被変調光信号を生成するために、第１の光ＩＱ変調器において光ＰＤＭ信号の第１の偏波の第１の部分を変調するステップと、第２の被変調光信号を生成するために、第２の光ＩＱ変調器において光ＰＤＭ信号の第１の偏波の第２の部分を変調するステップと、第３の被変調光信号を生成するために、第３の光ＩＱ変調器において光ＰＤＭ信号の第２の偏波の第１の部分を変調するステップと、第４の被変調光信号を生成するために、第４の光ＩＱ変調器において光ＰＤＭ信号の第２の偏波の第２の部分を変調するステップと、第１の光出力信号を生成するために、第１の被変調光信号と第３の被変調光信号とを結合するステップと、第２の光出力信号を生成するように、第２の被変調光信号と第４の被変調光信号とを結合するステップとを含む偏波回転の方法が、提供される。
本発明の様々な実施形態は、以下の詳細な説明と添付の図面とからより完全に明らかになるであろう。
本開示の一実施形態によるコヒーレント・レシーバのブロック図である。 本開示の一実施形態による、図１に示されるコヒーレント・レシーバの中で使用され得る光偏波デマルチプレクサのブロック図である。 本開示の一実施形態による、図１に示されるコヒーレント・レシーバの中で使用され得る偏波制御装置のブロック図である。 本開示の一実施形態による、図１に示されるコヒーレント・レシーバの中で使用され得る偏波制御装置のブロック図である。 本開示の一実施形態による、図１に示されるコヒーレント・レシーバの中で使用され得る位相検出器のブロック図である。 本開示の一実施形態による、図１に示されるコヒーレント・レシーバの中で使用され得る光源のブロック図である。 本開示の一実施形態による、図２に示される光偏波デマルチプレクサの中で使用され得るＩＱ変調器のブロック図である。
図１は、本開示の一実施形態によるコヒーレント・レシーバ１００のブロック図を示すものである。レシーバ１００は、例えば、リモート・トランスミッタ（図１には明示的に示されていない）から偏波分割多重化（ＰＤＭ：ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ−ｄｉｖｉｓｉｏｎ−ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ）光入力信号１０２を受信し、また、例えば、以下でさらに説明されるように、その信号によって搬送されるデータを回復するために、受信信号を処理するように構成されている。次いで、レシーバ１００は、出力データ・ストリーム１９８ｘおよび１９８ｙを経由して、対象とするデータの宛先に対して回復されたデータを向ける。代替的な一実施形態においては、レシーバ１００は、データ・ストリーム１９８ｘおよび１９８ｙを対応する単一の出力データ・ストリームへと結合するように構成されたマルチプレクサ（図１には明示的に示されていない）を含むことができる。
一実施形態においては、光入力信号１０２は、光ファイバ（図１には明示的に示されてはいない）を経由して、レシーバ１００に対して配信される。光ファイバの異なるセクションは、一般的に、信号１０２の元の（例えば、独立して変調された）ＰＤＭ成分と必ずしも揃えられていない異なる偏波の主要な状態（ＰＳＰ：ｐｒｉｎｃｉｐａｌ ｓｔａｔｅｓ ｏｆ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎｓ）を有している。この不揃いは、ＰＤＭ成分のおのおのが、一般的に、ＰＳＰのおのおのの上で、非ゼロ投影を有するようにさせ、これは、ＰＤＭ成分を混合させ、また光信号の偏波状態を変更する。加えて、光ファイバのＰＳＰは、例えば、ファイバの長さに沿った変化する物理状態に起因して、時間とともに変動する傾向がある。この時間的な変化は、光入力信号１０２の偏波状態が、同様に時間とともに変動するようにさせる。
光偏波デマルチプレクサ（Ｄ−ＭＵＸ）１０６は、かなりの程度まで、光ファイバによって光入力信号１０２に対して課される偏波回転を取り消すのに役に立つ。より具体的には、偏波Ｄ−ＭＵＸ１０６は、光信号１０８ｘと１０８ｙとのおのおのが、他のＰＤＭ成分からのクロストークが実際にはできるだけ少なくして、リモート・トランスミッタにおいて生成される元のＰＤＭ成分のうちのそれぞれ１つを表すようにさせるようにして、光信号１０８ｘと、１０８ｙとへと光入力信号１０２を逆多重化するように構成されている。偏波Ｄ−ＭＵＸ１０６の構成は、制御装置１２２によって生成される多成分制御信号１０４を経由して制御可能である。制御信号１０４を動的に変化させることにより、制御装置１２２は、光ファイバにおける偏波回転変化を適切に追跡するように偏波Ｄ−ＭＵＸ１０６を構成することができ、それによって、レシーバ１００が、例えば、電気デジタル・ドメインにおける比較的複雑な偏波逆多重化処理についての必要性なしに、比較的直接的な方法で光信号１０８ｘおよび１０８ｙを検出し、また復号することを可能にしている。
一実施形態においては、制御装置１２２は、例えば、図２および３を参照して、以下でより詳細に説明されるように、ブラインド偏波等化スキーム（ｂｌｉｎｄ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ−ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｓｃｈｅｍｅ）を使用して、制御信号１０４を生成する。このスキームの１つの有益な特徴は、それが、位相検出器１４０と、ループ・フィルタ１４４と、光局部発振器（ＯＬＯ）光源１４８とを備えているレシーバの光位相ロック・ループにおいて実装される位相と周波数とのロッキングとは独立しており、またそれらに依存してはいないことである。様々な実施形態においては、偏波Ｄ−ＭＵＸ１０６は、単一タップ光等化器（例えば、図２を参照）またはマルチ・タップ光等化器として実施される可能性がある。偏波Ｄ−ＭＵＸ１０６における追加のタップを使用して、例えば、光偏波逆多重化に加えて、何らかの光分散補償処理（例えば、偏波モード分散補償）を実施することができる。
光信号１０８ｘと、１０８ｙとのうちのおのおのは、光ハイブリッド１１０ｘと、１１０ｙとのうちの対応する一方に対して印加される。光ハイブリッド１１０は、（ｉ）ＳおよびＲとラベル付けされる２つの入力ポートと、（ｉｉ）１から４とラベル付けされる４つの出力ポートを有する。入力ポートＳは、光信号１０８ｘ／１０８ｙのうちの対応する一方を受信するように構成されている。入力ポートＲは、ＯＬＯ光源１４８によって生成される光基準（例えば、ＯＬＯ）信号１５０のそれぞれの一部分（例えば、減衰されたコピー）を受信するように構成されている。ＯＬＯ信号１５０は、例えば、図４および５を参照して、以下でより詳細に説明されるように、光入力信号１０２の搬送波に対して位相ロックされ、また周波数ロックされて、レシーバ１００における信号１０８ｘ／１０８ｙのホモダイン検出を可能にしている。
一実施形態においては、光ハイブリッド１１０は、例えば、従来の３−ｄＢの電力スプリッタ（図１に明示的に示されてはいない）を使用して、ポートＳと、Ｒとにおいて受信される信号のおのおのを、２つの（減衰された）コピーへと分割する。次いで、約９０度（π／２ラジアン）の相対的な位相シフトは、例えば、位相シフタ（図１に明示的に示されてはいない）を使用して、ポートＳにおいて受信される信号の１つのコピーと、ポートＲにおいて受信される信号の１つのコピーとに適用される。次いで、様々の信号のコピーは、互いに光学的に混合され、また結果として生じる４つの混合信号は、それぞれ出力ポート１〜４へと向けられる。レシーバ１００において光ハイブリッド１１０を実装するために使用され得る例示の光ハイブリッドは、例えば、それらの両方が、それらの全体が参照により本明細書に組み込まれている米国特許出願公開第２００７／０２９７８０６号および第２０１１／００３８６３１号の中で説明される。
光ハイブリッド１１０ｘおよび１１０ｙによって生成される８つの混合信号は、光電（Ｏ／Ｅ：ｏｐｔｉｃａｌ−ｔｏ−ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ）変換器１１６１〜１１６４のアレイに対して向けられる。一実施形態においては、各Ｏ／Ｅ変換器１１６は、差動構成の形で直列に接続された１対の光検出器（例えば、図１の中には明示的に示されていないフォトダイオード）を備えており、各光検出器は、対応する光ハイブリッド１１０の対応する出力ポートから受信される混合信号のうちの対応する１つの混合信号を受信するように構成されている。各対の光検出器によって生成される電気出力信号は、オプションとして、電気信号１２０Ｉｘ、１２０Ｑｘ、１２０Ｉｙ、および１２０Ｑｙのうちの対応する１つの電気信号を生成するように増幅される。
一実施形態においては、Ｏ／Ｅ変換器１１６１〜１１６４のサンプリング・レートは、クロック回復回路１３０によって生成されるクロック信号（ＣＬＫ）によって制御される。一実施形態においては、クロック回復回路１３０は、クロック信号に光入力信号１０２の偏波当たりのシンボル・レートに等しい周波数を有するようにさせることにより、クロック信号ＣＬＫを生成する。レシーバ１００においてクロック回復回路１３０として使用され得るクロック回復回路の代表的な例は、例えば、米国特許第８，２９０，１０７号、第８，１９０，０３２号、第７，８０５，０８３号、および第７，２０９，６６６号の中で開示され、これらの米国特許のすべては、それらの全体が参照により本明細書に組み込まれている。
信号表記法が意味しているように、電気信号１２０Ｉｘと１２０Ｑｘとは、光信号１０８ｘについてのそれぞれ同相（Ｉ）成分と、直交（Ｑ）成分とを表している。同様に、電気信号１２０Ｉｙと１２０Ｑｙとは、光信号１０８ｙについてのそれぞれＩ成分と、Ｑ成分とを表している。電気信号のコピー１２０Ｉｘ、１２０Ｑｘ、１２０Ｉｙ、および１２０Ｑｙが、制御装置１２２に対して供給され、この制御装置は、それらを使用して、制御信号１０４を生成する。電気信号のコピー１２０Ｉｙ、および１２０Ｑｙはまた、位相検出器１４０に対して供給され、この位相検出器は、それらを使用して、光入力信号１０２の搬送波に対するＯＬＯ信号１５０についての位相および周波数のロッキングを可能にする。
電気信号１２０Ｉｘ、１２０Ｑｘ、１２０Ｉｙ、および１２０Ｑｙのおのおのは、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）スライサ回路１２４１〜１２４４のうちの対応する１つのアナログ・デジタル・スライサ回路においてデジタル形式へと変換される。Ａ／Ｄスライサ回路１２４１〜１２４４によって生成されるデジタル信号１２８Ｉｘ、１２８Ｑｘ、１２８Ｉｙ、および１２８Ｑｙは、次いで、デコーダ１３６１と１３６２とによって従来のやり方で復号されて、データ・ストリーム１９８ｘと１９８ｙとを生成する。信号１０２の生成のために、トランスミッタにおいて使用されるコンステレーション・タイプと、順方向エラー訂正（ＦＥＣ：ｆｏｒｗａｒｄ−ｅｒｒｏｒ−ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）符号化（もしあれば）とに応じて、デコーダ１３６１と１３６２とは、例えば、それらの間の通信経路１３８を使用して、それらの復号化オペレーションを調整するように構成されていることもある。例えば、「ＦＯＲＷＡＲＤ ＥＲＲＯＲ ＣＯＲＲＥＣＴＩＯＮ ＦＯＲ ＡＮ ＯＰＴＩＣＡＬ ＴＲＡＮＳＰＯＲＴ ＳＹＳＴＥＭ」という名称の米国特許出願第１３／５３７，１３１号は、信号１０２の生成において使用される場合に、レシーバ１００において経路１３８の使用を促すことになる４次元のＰＤＭコンステレーションと、様々なＦＥＣ符号化スキームとを開示している。（この米国特許出願は、その全体が参照により本明細書に組み込まれている。）他方、トランスミッタが、別個の、また独立した通信チャネルとして各偏波を取り扱うことによって、信号１０２を生成するときに、通信経路１３８は、レシーバ１００において省略され、または無効（Ｄｉｓａｂｌｅ）にされる可能性がある。
図１に示される実施形態においては、クロック回復回路１３０は、デジタル信号１２８Ｉｘに基づいて、クロック信号ＣＬＫを生成するように構成されている。代替的な一実施形態においては、クロック回復回路１３０は、デジタル信号１２８Ｑｘ、１２８Ｉｙ、および１２８Ｑｙのうちのどれかに基づいて、またはデジタル信号１２８Ｉｘ、１２８Ｑｘ、１２８Ｉｙ、および１２８Ｑｙの任意の適切な組合せに基づいてクロック信号ＣＬＫを生成するように構成されている可能性がある。
図１に示される実施形態においては、デジタル信号のコピー１２８Ｉｙと１２８Ｑｙとは、位相検出器１４０に対して供給され、この位相検出器は、電気信号１２０Ｉｙと１２０Ｑｙと一緒にそれらを使用して、光入力信号１０２の搬送波に対するＯＬＯ信号１５０の位相および周波数のロッキングを可能にする。より具体的には、位相検出器１４０によって生成される電気位相エラー信号１４２は、ＯＬＯ信号１５０と光入力信号１０２の搬送波との間の位相差に比例した電圧を有する。ループ・フィルタ１４４は、連続した時間において、位相エラー信号１４２を積分し、またロー・パス・フィルタをかけて、ＬＯＬ光源１４８のための駆動信号１４６を生成する。一般に、ループ・フィルタ１４４の周波数特性は、レシーバの光位相ロック・ループの全体的な動的時間応答特性を決定する。例えば、より狭い帯域幅のループ・フィルタ１４４は、一般に、より正確な位相ロック、例えば、より小さな位相エラーを可能にする。しかしながら、より高い精度は、よりゆっくりした時間応答とより狭い取込範囲とが犠牲として生じる。
代替的な一実施形態においては、位相検出器１４０は、信号１２８Ｉｙ、１２８Ｑｙ、１２０Ｉｙ、および１２０Ｑｙの代わりに、それぞれ信号のコピー１２８Ｉｘ、１２８Ｑｘ、１２０Ｉｘ、および１２０Ｑｘを使用するように構成されている可能性がある。
図２は、本開示の一実施形態による、光偏波Ｄ−ＭＵＸ１０６（図１）として使用され得る光偏波Ｄ−ＭＵＸ２００のブロック図を示すものである。例証の目的のために、偏波Ｄ−ＭＵＸ２００は、図２において、（ｉ）光入力信号１０２を受信し、（ｉｉ）光信号１０８ｘおよび１０８ｙを生成し、また（ｉｉｉ）１０４１〜１０４４とラベル付けされる信号成分を有する制御信号１０４を受信するように構成されているように示される。図３を参照して以下でさらに説明されるように、１０４１〜１０４４とラベル付けされる信号成分のおのおのは、それ自体、多成分信号とすることができる。
光入力信号１０２は、２０４ｘおよび１０４ｙとラベル付けされる２つの直交した偏波成分へとこの信号を分割するように構成された偏波ビーム・スプリッタ２０２に対して印加される。偏波ビーム・スプリッタ２０２の配向は、固定され、また偏波Ｄ−ＭＵＸ２００の主要偏波軸（ｘおよびｙ）を規定する。上記に示されるように、光ファイバにおける偏波回転は、偏波Ｄ−ＭＵＸ２００の主要な偏波軸に関する光入力信号１０２のＰＤＭ成分の配向が、時間とともに変動するようにさせる。結果として、光信号２０４ｘおよび２０４ｙのおのおのは、一般に、光入力信号１０２の両方のＰＤＭ成分からの寄与を有する。しかしながら、偏波Ｄ−ＭＵＸ２００において実装される光信号処理は、（ｉ）光信号１０８ｘが、光入力信号の第２のＰＤＭ成分に対応する比較的少量の（例えば、実用的な目的では、無視可能な）光を有する光入力信号１０２の第１のＰＤＭ成分に対応する光を主として搬送するようにさせ、また（ｉｉ）光信号１０８ｙが、光入力信号の第１のＰＤＭ成分に対応する比較的少量の光を有する光入力信号の第２のＰＤＭ成分に対応する光を主として搬送するようにさせる。光信号１０８ｘおよび１０８ｙのこれらの特性は、例えば、それらが、これらの信号の後続についての復号化が比較的簡単であること、および対応する信号処理回路が比較的安価であることを可能にするので、有益である。
偏波Ｄ−ＭＵＸ２００における光信号処理は、図２に示されるように、バタフライ構成の形で配列された４つの光ＩＱ変調器２２０１１、２２０２１、２２０１２、および２２０２２、を使用して実施される。より具体的には、ＩＱ変調器２２０１１と、２２０２１とのうちのおのおのは、偏波維持カプラ（ＰＭＣ：ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ−ｍａｉｎｔａｉｎｉｎｇ ｃｏｕｐｌｅｒ）２１０１によって生成される光信号２０４ｘの減衰されたコピーを受信するように構成されている。同様に、ＩＱ変調器２２０１２と、２２０２２とのうちのおのおのは、偏波維持カプラ２１０２によって生成される光信号２０４ｙの減衰されたコピーを受信するように構成されている。ＩＱ変調器２２０１１と、２２０１２とによって生成される出力信号は、偏波維持カプラ２１０３において結合されて、光信号１０８ｘを生成する。ＩＱ変調器２２０２１と、２２０２２とによって生成される出力信号は、同様にして、偏波維持カプラ２１０４において結合されて、光信号１０８ｙを生成する。
一実施形態においては、光ＩＱ変調器２２０１１、２２０２１、２２０１２、および２２０２２のうちのおのおのは、日本の富士通オプティカル・コンポーネンツ株式会社から部品番号ＦＴＭ７９６７ＥＱＡとして市販されているマッハ・ツェンダー変調器を使用して、実装される可能性がある。代替的な一実施形態においては、適切なＩｎＰベースのマッハ・ツェンダー変調器が、同様にして使用される可能性がある。さらに別の代替的な実施形態においては、光ＩＱ変調器２２０１１、２２０２１、２２０１２、および２２０２２のうちのおのおのは、図６に示されるＩＱ変調器を使用して実装される可能性がある。
各偏波維持カプラ２１０は、実質的に信号の偏波状態を変更することなしに、対応する２つの光学的に結合されたポートの間で光信号をルーティングすることができる３ポート・デバイスである。光伝搬方向に応じて、偏波維持カプラ２１０は、光スプリッタとして、または光結合器として動作することができる。例えば、偏波維持カプラ２１０１と、２１０２とのうちのおのおのは、光スプリッタとして動作する。対照的に、偏波維持カプラ２１０３と、２１０４とのうちのおのおのは、光結合器として動作する。光偏波Ｄ−ＭＵＸ２００において、偏波維持カプラ２１０を実装するために使用され得る代表的な偏波維持カプラは、例えば、米国特許第６，４６３，１９５号と、第６，５０４，９６１号と、第７，２０３，３９７号と、第７，３７３，０２８号との中で開示されており、これらの米国特許のすべては、それらの全体が参照により本明細書に組み込まれている。
光ＩＱ変調器２２０１１、２２０２１、２２０１２、および２２０２２のうちのおのおのは、制御信号１０４１〜１０４４のうちの対応する１つの制御信号を使用して、それぞれの光入力信号２１２を変調するように構成されており、その結果、ＩＱ変調器によって生成される結果として生じる光出力信号２２２は、式（１）、すなわち、
Ｓｏｕｔ＝ＨｌｍＳｉｎ （１）
によって記述され、式中で、Ｓｏｕｔは、光出力信号であり、Ｓｉｎは、光入力信号であり、またＨｌｍは、ＩＱ変調器２２０ｌｍ（ｌ＝１，２；ｍ＝１，２）の伝達関数である。一般に、Ｓｏｕｔと、Ｓｉｎと、Ｈｌｍとのうちのおのおのは、複素数値によって表される。一実施形態においては、制御装置１２２は、制御信号１０４１〜１０４４を生成して、ＩＱ変調器２２０１１、２２０２１、２２０１２、および２２０２２が、式（２ａ）〜（２ｉ）、すなわち、
Ｈｌｍ≡Γｌｍ＋ｊΦｌｍ （２ａ）
Γ１１［ｋ］＝Γ１１［ｋ−１］＋βＩｘ［ｋ］（（Ｉｘ［ｋ］）２＋（Ｑｘ［ｋ］）２−Ｒ２） （２ｂ）
Φ１１［ｋ］＝Φ１１［ｋ−１］＋βＱｘ［ｋ］（（Ｉｘ［ｋ］）２＋（Ｑｘ［ｋ］）２−Ｒ２） （２ｃ）
Γ１２［ｋ］＝Γ１２［ｋ−１］＋βＩｙ［ｋ］（（Ｉｘ［ｋ］）２＋（Ｑｘ［ｋ］）２−Ｒ２） （２ｄ）
Φ１２［ｋ］＝Φ１２［ｋ−１］＋βＱｙ［ｋ］（（Ｉｘ［ｋ］）２＋（Ｑｘ［ｋ］）２−Ｒ２） （２ｅ）
Γ２１［ｋ］＝Γ２１［ｋ−１］＋βＩｘ［ｋ］（（Ｉｙ［ｋ］）２＋（Ｑｙ［ｋ］）２−Ｒ２） （２ｆ）
Φ２１［ｋ］＝Φ２１［ｋ−１］＋βＱｘ［ｋ］（（Ｉｙ［ｋ］）２＋（Ｑｙ［ｋ］）２−Ｒ２） （２ｇ）
Γ２２［ｋ］＝Γ２２［ｋ−１］＋βＩｙ［ｋ］（（Ｉｙ［ｋ］）２＋（Ｑｙ［ｋ］）２−Ｒ２） （２ｈ）
Φ２２［ｋ］＝Φ２２［ｋ−１］＋βＱｙ［ｋ］（（Ｉｙ［ｋ］）２＋（Ｑｙ［ｋ］）２−Ｒ２） （２ｉ）
によって説明される伝達関数を有するようにさせ、式中で、Γｌｍと、Φｌｍとは、それぞれ伝達関数Ｈｌｍの実数部と、虚数部とであり（式（２ａ）において規定されるように）、ｋは、タイム・スロット・インデックスであり、βは、エラー重み付け係数であり、Ｉｘ、Ｑｘ、Ｉｙ、およびＱｙは、電気信号１２０Ｉｘ、１２０Ｑｘ、１２０Ｉｙ、および１２０Ｑｙの大きさであり（図１を参照）、またＲは、信号１０２について生成するためにトランスミッタによって使用されているコンステレーションにおける平均の振幅を表すパラメータである。式（２ａ）〜（２ｉ）のおのおのは、制御装置１２２が、電気信号１２０Ｉｘ、１２０Ｑｘ、１２０Ｉｙ、および１２０Ｑｙの大きさと、以前の（すなわち、（ｋ−１）番目の）タイム・スロットにおける伝達関数Ｈｌｍの値とに基づいて、ｋ番目のタイム・スロットについての伝達関数Ｈｌｍの値を決定することを可能にする再帰的な式であることに注意すべきである。さらに、式（２ｂ）〜（２ｉ）のおのおのの右辺の第２項は、信号１０２の偏波の現在の状態と、偏波Ｄ−ＭＵＸ２００の主要な偏波軸の配向との間の不揃いの尺度を提供することにも注意すべきである。
動作するコンステレーションが、位相シフト・キーイング（ＰＳＫ：ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）コンステレーションであるときに、すべてのコンステレーション・ポイントは、コンステレーションの起源（例えば、対応する複素平面の起源）に中心を置く円の上に位置している。この場合には、パラメータＲは、この円の半径を表す。動作するコンステレーションが、直交振幅変調（ＱＡＭ）コンステレーションであるときに、異なるコンステレーション・ポイントは、異なる振幅を有することができ、これは、コンステレーションの起源からのそれらのそれぞれの異なる距離によって明らかにされる。この場合には、パラメータＲは、例えば、式（３）を、すなわち、
Figure 0006053961
 を使用して、算出される可能性があり、式中で、Ｍは、ＱＡＭコンステレーションにおけるコンステレーション・ポイントの数であり、αは、トランスミッタと、レシーバとの間の信号の増幅／減衰を反映するスケーリング係数であり、またｒｉは、ＱＡＭコンステレーションにおけるｉ番目のコンステレーション・ポイントの正規化された振幅である。式（３）はまた、すべてのｒｉ値が、同じであるＰＳＫコンステレーションについて有効であることに注意すべきである。
ＩＱ変調器２２０１１、２２０２１、２２０１２、および２２０２２が、構成され、その結果、光伝送リンクにおいて、入力信号１０２に対して課される偏波回転は、完全に反転され、また信号１０８ｘと、１０８ｙとは、それぞれ、入力信号の「純粋な」第１のＰＤＭ成分と、第２のＰＤＭ成分とを表すことを次に仮定する。その場合には、パラメータＲが規定されるそのやり方に起因して（例えば、式（３）を参照）、式（２ｂ）〜（２ｉ）における第２の項のおのおのの時間平均は、ゼロであり、またそれらのそれぞれの伝達関数（Ｈｌｍ）によって明らかにされるＩＱ変調器２２０１１、２２０２１、２２０１２、および２２０２２の構成は、実質的に時間とともに不変のままに留まる。しかしながら、光伝送リンクにおいて、入力信号１０２に対して課される偏波回転が、偏波Ｄ−ＭＵＸ２００において完全に反転されないときには、式（２ｂ）〜（２ｉ）における第２の項は、ゼロへと平均化することはなく、そのため、制御装置１２２に、伝達関数Ｈｌｍを適切に調整するようにさせる。次いで、この調整は、偏波Ｄ−ＭＵＸ２００に、偏波回転をより正確に取り消し、また時間とともにその変化を追跡するようにさせる。
エラー重み付け係数βは、その値が、比較的小さく設定されて、偏波Ｄ−ＭＵＸ２００によるスムーズな偏波回転トラッキングを保証する、経験的パラメータである。例えば、エラー重み付け係数βの比較的小さな値は、入力信号１０２がＭ−ＱＡＭ信号であるときに、十分な時間の平均化が適切な偏波回転トラッキングのために起こることを可能にする。エラー重み付け係数βの比較的小さな値はまた、偏波Ｄ−ＭＵＸ２００がバースト・エラーに対して過剰反応しないことを可能にしており、これは、全体的な偏波Ｄ−ＭＵＸ構成の比較的ゆっくりした、また漸進的な調整を保証する。
図３Ａ〜３Ｂは、本開示の一実施形態による、制御装置１２２（図１）として使用され得る制御装置３００のブロック図を示すものである。より具体的には、図３Ａは、制御装置３００の全体的なブロック図を示すものである。図３Ｂは、フィルタ３９０のブロック図を示すものであり、このフィルタの８つの例（コピー）が、図３Ａに示される回路の中で使用される。制御装置３００は、様々なアナログ回路をそのビルディング・ブロックとして使用し、実装した電気制御装置である。制御装置３００が、１６−ＱＡＭや３２−ＱＡＭなどの比較的低ビットのＱＡＭフォーマットの下で動作するように構成されたレシーバ１００の中で使用されるときに、制御装置の中で使用されるアナログ回路に対する線形性要件は、あまり差し迫ったものではない。例えば、制御装置３００は、比較的小さな線形ダイナミック・レンジを有するアナログ回路を使用して、実装される可能性がある。
制御装置３００は、すべてが図３Ａに示されるように相互に接続された信号発生器３０６と、５つの二乗回路３１０１〜３１０５と、２つの３入力信号加算器３２０１〜３２０２と、８つのアナログ信号乗算器３３０と、８つのフィルタ３９０１〜３９０８とを備えている。各フィルタ３９０は、すべてが図３Ｂに示されるように相互に接続された信号発生器３２６と、アナログ信号乗算器３３０と、遅延要素（Ｚ−１）３５０と、２入力信号加算器３７０とを備えている。
信号発生器３０６は、パラメータＲ（式（３）を参照）の値を記憶するレジスタ（図３Ａには明示的に示されず）を有する。信号発生器３０６によって生成される出力信号３０８は、レジスタに記憶されたパラメータ値に比例した大きさを有する電気アナログ信号である。
二乗回路３１０ｉは、受信された入力信号の大きさの二乗に比例している出力信号３１２ｉを生成するように構成されており、ここで、ｉ＝１、２、．．．、５である。図３Ａに示されるように、二乗回路３１０１〜３１０５によって受信される入力信号は、それぞれ、電気信号１２０Ｉｘと、１２０Ｑｘと、３０８と、１２０Ｉｙと、１２０Ｑｙとである。
信号加算器３２０１は、信号３１２１と、３１２２とを加算し、またその合計から信号３１２３を減算するように構成されている。信号加算器３２０１によって生成される結果として生じる信号は、信号３２２１である。
信号加算器３２０２は、同様にして、信号３１２４と、３１２５とを加算し、またその合計から信号３１２３を減算するように構成されている。信号加算器３２０２によって生成される結果として生じる信号は、信号３２２２である。
８つのアナログ信号乗算器３３０は、スケーリング・ファクタとして信号１２０Ｉｘと、１２０Ｑｘと、１２０Ｉｙと、１２０Ｑｙとを使用して、信号３２２１と、３２２２とを様々にスケーリングするように構成されている。８つのアナログ信号乗算器３３０によって生成される結果として生じるスケーリングされた信号は、信号３３４１〜３３４８である。信号３３４１〜３３４８の大きさは、以下の量に、すなわち、
信号３３４１： Ｉｘ［ｋ］（（Ｉｘ［ｋ］）２＋（Ｑｘ［ｋ］）２−Ｒ２）；
信号３３４２： Ｑｘ［ｋ］（（Ｉｘ［ｋ］）２＋（Ｑｘ［ｋ］）２−Ｒ２）；
信号３３４３： Ｉｙ［ｋ］（（Ｉｘ［ｋ］）２＋（Ｑｘ［ｋ］）２−Ｒ２）；
信号３３４４： Ｑｙ［ｋ］（（Ｉｘ［ｋ］）２＋（Ｑｘ［ｋ］）２−Ｒ２）；
信号３３４５： Ｉｘ［ｋ］（（Ｉｙ［ｋ］）２＋（Ｑｙ［ｋ］）２−Ｒ２）；
信号３３４６： Ｑｘ［ｋ］（（Ｉｙ［ｋ］）２＋（Ｑｙ［ｋ］）２−Ｒ２）；
信号３３４７： Ｉｙ［ｋ］（（Ｉｙ［ｋ］）２＋（Ｑｙ［ｋ］）２−Ｒ２）；および
信号３３４８： Ｑｙ［ｋ］（（Ｉｙ［ｋ］）２＋（Ｑｙ［ｋ］）２−Ｒ２）
に比例している。
フィルタ３９０１〜３９０８は、それぞれ、式（２ｂ）〜（２ｉ）に対応する信号処理を実装するように構成されている。より具体的には、フィルタ３９０ｉにおける信号発生器３２６と、アナログ信号乗算器３３０とは、スケーリング・ファクタとしてエラー重み付け係数βを使用して、信号３３４ｉをスケーリングするように構成されている。次いで、結果として生じるスケーリングされた信号３６８は、出力信号３９２ｉの再帰的なアップデートのために使用され、遅延要素３５０は、前記再帰的なアップデートのための適切な時間遅延を提供している。結果として、フィルタ３９０１〜３９０８によって生成される出力信号３９０１〜３９０８は、それぞれ、Γ１１［ｋ］と、Φ１１［ｋ］と、Γ１２［ｋ］と、Φ１２［ｋ］と、Γ２１［ｋ］と、Φ２１［ｋ］と、Γ２２［ｋ］と、Φ２２［ｋ］とに比例している（さらに、式（２ｂ）〜（２ｉ）を参照されたい）。
信号３９０１と、３９０２とは、制御信号１０４１（図２）のための、それぞれ、Ｉ成分と、Ｑ成分とを提供する。信号３９０３と、３９０４とは、制御信号１０４２（図２）のための、それぞれ、Ｉ成分と、Ｑ成分とを提供する。信号３９０５と、３９０６とは、制御信号１０４３（図２）のための、それぞれ、Ｉ成分と、Ｑ成分とを提供する。信号３９０７と、３９０８とは、制御信号１０４４（図２）のための、それぞれ、Ｉ成分と、Ｑ成分とを提供する。
図４は、本開示の一実施形態による、位相検出器１４０（図１）として使用され得る位相検出器４００のブロック図を示すものである。例証の目的のために、位相検出器４００は、（ｉ）電気信号１２０Ｉｙおよび１２０Ｑｙと、デジタル信号１２８Ｉｙおよび１２８Ｑｙとを受信し、また（ｉｉ）位相エラー信号１４２を生成するように構成されているように、図４の中で示される。位相検出器４００のための他の信号構成も可能である。例えば、位相検出器４００は、代わりに、信号１２８Ｉｙと、１２８Ｑｙと、１２０Ｉｙと、１２０Ｑｙとの代わりに、それぞれ、信号１２８Ｉｘと、１２８Ｑｘと、１２０Ｉｘと、１２０Ｑｘとを使用するように構成されている可能性がある。
位相検出器４００は、式（４）、すなわち、
ε＝Ｉ’ｙＱｙ−Ｑ’ｙＩｙ （４）
によって表される信号処理オペレーションを実装するように構成された乗算器４０２および４０４と、加算器４１０とを備えており、式中で、εは、位相エラー信号１４２の大きさであり、またＩ’ｙと、Ｑｙと、Ｑ’ｙと、Ｉｙとは、それぞれ、電気信号１２８Ｉｙと、１２０Ｑｙと、１２８Ｑｙと、１２０Ｉｙとの大きさである（図１を参照）。式（４）は、複素数値の以下の特性に基づいており、すなわち、第１の複素数値と、第２の複素数値とが、同じ引き数を有するときに、第１の複素数値と、第２の複素数値の複素共役との積は、実数である。式（４）の右辺は、受信シンボル（電気信号１２０Ｉｙと１２０Ｑｙとによって表されるような）と、受信シンボルがＡ／Ｄスライサ回路１２４３〜１２４４によって処理された後にマッピングされる相手のコンステレーション・ポイントとの積の虚数部を表す（前記コンステレーション・シンボルが、デジタル信号１２８Ｉｙおよび１２８Ｑｙにて表されることによって）。位相ロック・エラーが、比較的小さいときに、εの値は、受信シンボルの引き数と、対応するコンステレーション・ポイントとの間の差におよそ比例している。それゆえに、図４に示されるような位相検出器４００によって生成される位相エラー信号１４２は、ＯＬＯ信号１５０と光入力信号１０２の搬送波との間の位相ロック・エラーの尺度を提供する（さらに図１を参照されたい）。ＯＬＯ信号１５０と光入力信号１０２の搬送波との間の位相ロックを達成するために、次いで、レシーバ１００は、εの絶対値を最小にする傾向があるようにして、位相検出器４００によって生成される位相エラー信号１４２を使用して、ＯＬＯ光源１４８を駆動することができる。
一実施形態においては、乗算器４０２と、４０４とのうちのおのおのは、ギルバート・セルを使用して実装される可能性がある。代替的な一実施形態においては、乗算器４０２と、４０４とのうちのおのおのは、ＸＯＲゲートを使用して実装される可能性がある。
図５は、本開示の一実施形態による、ＯＬＯ光源１４８（図１）として使用され得る光源５００のブロック図を示すものである。例証の目的のために、光源５００は、フィルタがかけられた位相エラー信号１４６を受信し、またＯＬＯ信号１５０を生成するように構成されているように、図５の中で示される。
光源５００は、光ＩＱ変調器５０６に光学的に結合されたレーザ（例えば、レーザ・ダイオード）５０２を備えている。レーザ５０２によって生成される１つの光ビーム５０４は、公称的に、光入力信号１０２の搬送波と同じ周波数（波長）を有している。しかしながら、例えば、光ビーム５０４における有限の線幅に起因した位相雑音は、一般に、光ビーム５０４と、光入力信号１０２の搬送波との間の非ゼロの周波数および位相のオフセットを引き起こす。光ＩＱ変調器５０６は、周波数および位相のオフセットを取り除き、また必要な位相ロックを達成するようにするために、光ビーム５０４を変調するように構成されている。次いで、ＩＱ変調器５０６によって生成される被変調光信号５０８は、光フィルタ５１０を使用して、フィルタがかけられて、ＯＬＯ信号１５０を生成する。一実施形態においては、光ＩＱ変調器５０６は、日本の富士通オプティカル・コンポーネンツ株式会社によって製造される上記で述べられたモデルＦＴＭ７９６７ＥＱＡなどのマッハ・ツェンダー変調器を使用して実装される可能性がある。代替的な一実施形態においては、光ＩＱ変調器５０６は、図６に示されるＩＱ変調器を使用して実装される可能性がある。
光ＩＱ変調器５０６のための電気駆動信号５１２１と５１２２とは、電圧制御発振器（ＶＣＯ：ｖｏｌｔａｇｅ−ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）５２０と、増幅器５１６１および５１６２と、を使用して生成される。電圧制御発振器５２０は、電気ＲＦ信号５１８１と５１８２とを生成するように構成された電子回路であり、その結果、（ｉ）これらの２つのＲＦ信号は、例えば、位相検出器４００によって生成される位相エラー信号１４２にフィルタをかけることにより、ループ・フィルタ１４４によって生成される、フィルタがかけられた位相エラー信号１４６の大きさ（例えば、準ｄｃ電圧）に比例した同じ周波数を有しており、また（ｉｉ）これら２つのＲＦ信号の間には、およそ９０度の固定された位相オフセットが存在している。増幅器５１０１と、５１０２とは、電気ＲＦ信号５１６１と５１６２とを適切に増幅し、またバイアスをかけるように構成されており、それによって光ＩＱ変調器５０６に、光ビーム５０４に対してサイドバンド抑制変調と、キャリア抑制変調とを適用するようにさせるようにして、電気駆動信号５０８１と５０８２とを生成している。結果として、ＩＱ変調器５０６によって生成される被変調光信号５０８の光エネルギーのほとんどが、単一の変調サイドバンドの中に含まれる。光フィルタ５１０は、残りのキャリアと、他の比較的弱い被変調サイドバンドとを除去し、またはブロックしながら、この比較的強い変調サイドバンドを通過させる。次いで、光フィルタ５１０の出力は、レシーバ１００の中でＯＬＯ信号１５０として使用される可能性がある（図１）。
いくつかの実施形態においては、光フィルタ５１０は、オプションであり、また光源５００から取り除かれる可能性がある。
図６は、本開示の一実施形態による、変調器２２０（図２）として使用され得るＩＱ変調器６００のブロック図を示すものである。光偏波Ｄ−ＭＵＸ２００（図２）における変調器２２０ｉとして使用されるときに、ＩＱ変調器６００は、（ｉ）光入力信号として、光信号２１２ｉを受信し、（ｉｉ）光出力信号２２２ｉを生成し、また（ｉｉｉ）制御信号１０４ｉを使用して駆動されるように構成されている。
ＩＱ変調器６００は、ネストされたマッハ・ツェンダー変調器（ＭＺＭ：Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）６１０を備えている。本明細書において使用される場合、用語「ネストされた（ｎｅｓｔｅｄ）」は、マッハ・ツェンダー変調器６１０のＭＺＭアーム６１２１と６１２２とのうちのおのおのが、それ自体、構成部分として、それぞれ従来のマッハ・ツェンダー変調器を含んでいることを意味している。より具体的には、ＭＺＭアーム６１２１は、従来のマッハ・ツェンダー変調器６１６１を含んでおり、またＭＺＭアーム６１２２は、従来のマッハ・ツェンダー変調器６１６２を含んでいる。マッハ・ツェンダー変調器６１６１と６１６２とのうちのおのおのは、図６の中で、矩形として示されており、変調器のアームは、図６を読むことをより簡単にするために、明示的に示されてはいない。
マッハ・ツェンダー変調器６１６１は、制御信号１０４ｉのＩ−成分を使用して、駆動される。例えば、制御装置３００（図３）によって生成される信号３９０１と、３９０３と、３９０５と、３９０７とのうちのおのおのは、対応する制御信号１０４ｉのＩ−成分である。
マッハ・ツェンダー変調器６１６２は、制御信号１０４ｉのＱ−成分を使用して、同様にして、駆動される。例えば、制御装置３００（図３）によって生成される信号３９０２と、３９０４と、３９０６と、３９０８とのうちのおのおのは、対応する制御信号１０４ｉのＱ−成分である。
増幅器６０４１と、６０４２とは、マッハ・ツェンダー変調器６１６１と、６１６２とのための、それぞれ、電気駆動信号６０６１と、６０６２とを生成するように、制御信号１０４ｉの、それぞれＩ−成分とＱ−成分とに対して、ｄｃバイアスを適切に増幅し、また適用するように構成されている。
ＭＺＭアーム６１２２は、そのＭＺＭアームを通して伝搬する光信号に対して約９０度の位相シフトを適用するように構成された固定された位相シフタ６２０をさらに含んでいる。この位相シフトにより、ＭＺＭアーム６１２１と、６１２２とは、ＩＱ変調器６００の、それぞれ、Ｉ−変調アームと、Ｑ−変調アームとして動作することができるようになる。
ＭＺＭアーム６１２１と６１２２とのうちのおのおのは、オプションの構成可能な位相シフタ６１８１と６１８２とのうちのそれぞれ一方をさらに含むように例証的に示されている。これらの位相シフタを使用して、例えば、ＭＺＭアーム６１２１と６１２２との間の可能性のある望ましくない位相アンバランスについて補償することができる。そのようなアンバランスがＩＱ変調器６００の中に存在していない場合、そのときには位相シフタ６１８１と６１８２とのうちのおのおのは、ゼロ（例えば、接地）バイアス電位を受け取るように構成されている可能性がある。
本発明は、実例となる実施形態を参照して説明されているが、この説明は、限定的な意味で解釈されることを意図してはいない。
説明された実施形態の様々な修正形態、ならびに本発明が関連する当業者には明らかである本発明の他の実施形態は、添付の特許請求の範囲において表されるような本発明の原理および範囲の内部にあるように見なされる。
明示的にそれ以外の方法で述べられていない限り、おのおのの数値と範囲とは、言葉「約（ａｂｏｕｔ）」または「近似的に（ａｐｐｒｏｘｉｍａｔｅｌｙ）」が、値または範囲についての値に先行しているかのように、近似的であるように解釈されるべきである。
特許請求の範囲における図番号および／または図参照ラベルの使用は、検討中に特許請求の範囲の解釈を容易にするために特許請求される主題についての１つまたは複数の可能性のある実施形態を識別することを意図している。そのような使用は、使用された図番号および／または図参照ラベルによって示される実施形態だけにこれらの特許請求の範囲についての範囲を必ずしも限定するように解釈されるべきであるとは限らない。
本発明の性質を説明するために説明され、また例証されているそれらの部分の詳細と、材料と、配列とにおける様々な変更は、以下の特許請求の範囲において表されるような本発明の範囲を逸脱することなく、当業者によって行われ得ることが、さらに理解されるであろう。
「１つの実施形態」または「一実施形態」に対する本明細書における言及は、実施形態に関連して説明される特定の機能、構造、または特徴が、本発明の少なくとも１つの実施形態の中に含まれ得ることを意味している。本明細書における様々な場所における「一実施形態において」という語句の出現は、必ずしもすべてが同じ実施形態について言及しているものとは限らず、また別個のまたは代替的な実施形態が、必ずしも他の実施形態と相互に排他的であるとも限らない。同じことが、用語「実装形態」に対しても当てはまる。
また、この説明の目的のために、用語「結合する」、「結合している」、「結合される」、「接続する」、「接続している」、または「接続される」は、エネルギーが、２つ以上の要素の間で伝達されることが、許可され、また１つまたは複数の追加の要素の介在が、必要とはされないが、企図される、当技術分野において知られ、または後で開発される任意の方法のことを指す。逆に、用語「直接に結合される」、「直接に接続される」などは、そのような追加の要素の不在を意味している。
説明および図面は、単に、本発明の原理を例証しているにすぎない。それゆえに、当業者なら、本明細書において明示的に説明されても、または示されてもいないが、本発明の原理を具現化し、またその趣旨および範囲の内部に含まれる様々な構成を工夫することができるようになることが、理解されるであろう。さらに、本明細書において列挙されるすべての例は、主として、当技術分野を推進するために本発明者によって寄与される本発明の原理と、概念とを理解する際に、読者を支援する教育上の目的のためにすぎないことを明示的に意図しており、またそのように具体的に列挙された例および状態だけに限定することのないように解釈されるべきである。さらに、本発明の実施形態を列挙する本明細書におけるすべての陳述、ならびにその特定の例は、その同等形態を包含することを意図している。
図面において示される様々な要素の機能は、「プロセッサ」としてラベル付けされる任意の機能ブロックを含めて、専用のハードウェア、ならびに適切なソフトウェアに関連してソフトウェアを実行することができるハードウェアの使用を通して提供されることもある。プロセッサによって提供されるときに、それらの機能は、単一の専用プロセッサにより、単一の共用プロセッサにより、またはそれらのうちのいくつかが共用され得る複数の個別のプロセッサにより提供されることもある。さらに、用語「プロセッサ」または「制御装置」の明示的な使用は、ソフトウェアを実行することができるハードウェアだけのことを排他的に指すように解釈されるべきではなく、また限定することなしに、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ：ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）ハードウェアと、ネットワーク・プロセッサと、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ：ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）と、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ：ｆｉｅｌｄ ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙ）と、ソフトウェアを記憶するためのリード・オンリー・メモリ（ＲＯＭ：ｒｅａｄ ｏｎｌｙ ｍｅｍｏｒｙ）と、ランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ：ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｍｅｍｏｒｙ）と、不揮発性ストレージとを暗黙のうちに含むことができる。他のハードウェアが、従来のもの、および／またはカスタムもまた、含まれることもある。同様に、図面の中に示されるどのようなスイッチも、概念的なものにすぎない。それらの機能は、プログラム・ロジックのオペレーションを通して、専用のロジックを通して、プログラム制御と専用のロジックとの相互作用を通して、または手動的にさえも、実行されることもあり、特定の技法は、文脈からより具体的に理解されるように、実装者によって選択可能である。

Claims (10)

  1. 第１の被変調光信号を生成するために、光偏波分割多重化「ＰＤＭ」信号の第１の偏波の第１の部分を変調するように構成された第１の光ＩＱ変調器と、
    第２の被変調光信号を生成するために、前記光ＰＤＭ信号の前記第１の偏波の第２の部分を変調するように構成された第２の光ＩＱ変調器と、
    第３の被変調光信号を生成するために、前記光ＰＤＭ信号の第２の偏波の第１の部分を変調するように構成された第３の光ＩＱ変調器と、
    第４の被変調光信号を生成するために、前記光ＰＤＭ信号の前記第２の偏波の第２の部分を変調するように構成された第４の光ＩＱ変調器と、
    を備えており、
    第１の光出力信号を生成するために、前記第１の被変調光信号と、前記第３の被変調光信号とを結合し、
    第２の光出力信号を生成するために、前記第２の被変調光信号と、前記第４の被変調光信号とを結合するように構成されている、装置。
  2. 前記光ＰＤＭ信号を前記第１の偏波と前記第２の偏波とに分割するように構成された偏波ビーム・スプリッタをさらに備えており、該第１の偏波は、該第２の偏波に対して直交している、請求項１に記載の装置。
  3. （ｉ）前記第１の光出力信号に前記光ＰＤＭ信号の第１のＰＤＭ成分を表すようにさせ、（ｉｉ）前記第２の光出力信号に前記光ＰＤＭ信号の第２のＰＤＭ成分を表すようにさせるようにして、前記第１の光ＩＱ変調器と前記第２の光ＩＱ変調器と前記第３の光ＩＱ変調器と前記第４の光ＩＱ変調器とを駆動するための１つまたは複数の制御信号を生成するように構成された制御装置をさらに備えている、請求項１に記載の装置。
  4. 前記制御装置は、
    前記光ＰＤＭ信号の偏波の状態における時間的な変化を追跡するために、前記１つまたは複数の制御信号のうちの少なくとも１つを変化させ、
    前記光ＰＤＭ信号の偏波の前記状態と、前記装置の主要な偏波軸との間のずれについての電気的尺度を使用して、前記少なくとも１つの制御信号を更新するようにさらに構成されている、請求項３に記載の装置。
  5. 前記光ＰＤＭ信号の前記第１のＰＤＭ成分によって搬送されるデータを回復するために、前記第１の光出力信号に光ホモダイン検出を適用するように構成された第１の光電回路と、
    前記光ＰＤＭ信号の前記第２のＰＤＭ成分によって搬送されるデータを回復するために、前記第２の光出力信号に光ホモダイン検出を適用するように構成された第２の光電回路と、
    をさらに備えている、請求項３に記載の装置。
  6. 前記制御装置は、
    前記第１の光電回路と前記第２の光電回路とから受信される１つまたは複数の電気フィードバック信号と、
    前記光ＰＤＭ信号を生成するために使用されるコンステレーションにおいて平均振幅を表すパラメータと、
    に基づいて、前記第１の光ＩＱ変調器と前記第２の光ＩＱ変調器と前記第３の光ＩＱ変調器と前記第４の光ＩＱ変調器とを駆動するための前記１つまたは複数の制御信号を生成するように構成されている、請求項５に記載の装置。
  7. 前記コンステレーションは、直交振幅変調コンステレーションであり、このコンステレーションにおいては、少なくとも２つのコンステレーション・ポイントは、異なるそれぞれの振幅を有している、請求項６に記載の装置。
  8. 前記第１の光電回路は、
    第１の複数の混合光信号を生成するために、前記第１の光出力信号と光局部発振器「ＯＬＯ」信号とを光学的に混合するように構成された第１の光ハイブリッドと、
    前記第１の複数の混合光信号の第１のサブセットを第１の電気アナログ信号（例えば、１２０Ｉｘ）へと変換するように構成された第１の光電変換器と、
    前記第１の複数の混合光信号の第２のサブセットを第２の電気アナログ信号（例えば、１２０Ｑｘ）へと変換するように構成された第２の光電変換器と、
    を備えており、
    前記第２の光電回路は、
    第２の複数の混合光信号を生成するために、前記第２の光出力信号と前記ＯＬＯ信号とを光学的に混合するように構成された第２の光ハイブリッドと、
    前記第２の複数の混合光信号の第１のサブセットを第３の電気アナログ信号（例えば、１２０Ｉｙ）へと変換するように構成された第３の光電変換器と、
    前記第２の複数の混合光信号の第２のサブセットを第４の電気アナログ信号（例えば、１２０Ｑｙ）へと変換するように構成された第４の光電変換器と、
    を備えており、
    前記制御装置は、前記第１の電気アナログ信号と前記第２の電気アナログ信号と前記第３の電気アナログ信号と前記第４の電気アナログ信号とを使用して、前記第１の光ＩＱ変調器と前記第２の光ＩＱ変調器と前記第３の光ＩＱ変調器と前記第４の光ＩＱ変調器とを駆動するための前記制御信号を生成するように構成されている、請求項５に記載の装置。
  9. 前記第１の光電回路は、
    第１の複数の混合光信号を生成するために、前記第１の光出力信号と光局部発振器「ＯＬＯ」信号とを光学的に混合するように構成された第１の光ハイブリッドと、
    前記第１の複数の混合光信号の第１のサブセットを第１の電気アナログ信号（例えば、１２０Ｉｙ）へと変換するように構成された第１の光電変換器と、
    前記第１の複数の混合光信号の第２のサブセットを第２の電気アナログ信号（例えば、１２０Ｑｙ）へと変換するように構成された第２の光電変換器と、
    第１の電気デジタル信号（例えば、１２８Ｉｙ）を生成するために、前記第１の電気アナログ信号をスライスするように構成された第１のスライサ回路と、
    第２の電気デジタル信号（例えば、１２８Ｑｙ）を生成するために、前記第２の電気アナログ信号をスライスするように構成された第２のスライサ回路と、
    を備えており、
    前記装置は、前記ＯＬＯ信号と前記光ＰＤＭ信号の搬送波との間の位相差についての電気的尺度を生成するように構成された位相検出器をさらに備えており、該電気的尺度は、前記第１の電気アナログ信号と、前記第１の電気デジタル信号と、前記第２の電気アナログ信号と、前記第２の電気デジタル信号とを使用して生成される、請求項５に記載の装置。
  10. 前記第１の光電回路および前記第２の光電回路における前記光ホモダイン検出において使用されるＯＬＯ信号を生成するように構成された光局部発振器「ＯＬＯ」光源をさらに備えており、該ＯＬＯ光源は、
    光ビームを生成するように構成されたレーザと、
    被変調光ビームを生成するために、前記光ビームを光学的に変調するように構成された第５の光ＩＱ変調器と、
    前記ＯＬＯ信号を生成するために、前記被変調光ビームにフィルタをかけるように構成された光フィルタと、
    を備えている、請求項５に記載の装置。
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