JP6037503B2

JP6037503B2 - Transmission equipment

Info

Publication number: JP6037503B2
Application number: JP2012222411A
Authority: JP
Inventors: 藤倉　幹夫; 幹夫藤倉
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2012-10-04
Filing date: 2012-10-04
Publication date: 2016-12-07
Anticipated expiration: 2032-10-04
Also published as: JP2014075706A

Description

本発明は、通信方式がＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex：直交周波数分割多重）方式やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調）方式の伝送装置に関する。 The present invention relates to a transmission apparatus whose communication method is an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) method or a QAM (Quadrature Amplitude Modulation) method.

放送用素材映像を伝送する機材は日本国内では、ＦＰＵ（Field Pick Up）と称される。
ＦＰＵで送信されるデータは送信制御部にて、ＯＦＤＭやＱＡＭでデジタル変調され、映像、音声その他のデータ、パイロット信号（ＣＰ：ＣｏｎｔｉｎｕａｕｓＰｉｌｏｔ）、伝送制御情報（ＴＭＣＣ：Transmission and Multiplexing Configuration and Control）、予備データ（ＡＵＸ）が一つのフレームに構成される。また、日本国内では割り当てられるチャネル帯域としては、１８ＭＨｚ（フルバンド）のシングルキャリアＱＡＭ方式またはＯＦＤＭ方式、または９ＭＨｚ（ハーフバンド）のＯＦＤＭ方式となっている（非特許文献１、非特許文献２参照）。 Equipment for transmitting broadcast material video is called FPU (Field Pick Up) in Japan.
Data transmitted by the FPU is digitally modulated by OFDM or QAM at the transmission control unit, and video, audio and other data, pilot signals (CP: Continuous Pilot), transmission control information (TMCC: Transmission and Multiplexing Configuration and Control) The spare data (AUX) is configured in one frame. In Japan, the channel band allocated is 18 MHz (full band) single carrier QAM system or OFDM system, or 9 MHz (half band) OFDM system (see Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2). ).

スタジオ（放送局）から無線中継装置（放送所）へのデジタル放送信号の伝送システム（無線回線）としてのＳＴＬ（Studio to Transmitter Link）や放送所（無線中継装置）から他の放送所（無線中継装置）へのデジタル放送信号の伝送システム（無線回線）としてのＴＴＬ（Transmitter to Transmitter Link）の代替システムとして、ＦＰＵアダプタと称される機器で、ＳＴＬやＴＴＬとＦＰＵとのクロックレートを変換している（特許文献１参照）。 STL (Studio to Transmitter Link) as a digital broadcast signal transmission system (wireless link) from a studio (broadcasting station) to a wireless relay device (broadcasting station) or another broadcasting station (wireless relaying) As an alternative to TTL (Transmitter to Transmitter Link) as a transmission system (wireless line) of digital broadcast signals to the device), a device called an FPU adapter converts the clock rate of STL, TTL and FPU. (See Patent Document 1).

シングルキャリアＱＡＭ変調波形（チャネル帯域が１８ＭＨｚ：フルバンド)を示す模式図の図１２と、ＯＦＤＭ変調波形（チャネル帯域が１８ＭＨｚ：フルバンド)を示す模式図の図１３と、ＯＦＤＭ変調波形（チャネル帯域が９ＭＨｚ：ハーフバンド）を示す模式図の図１４と、従来の１８ＭＨｚ／９ＭＨｚバンド対応の送信装置の構成を示すブロック図の図１５と、従来の１８ＭＨｚ／９ＭＨｚバンド対応の受信装置の構成を示すブロック図の図１６と、従来のシングルキャリアＱＡＭ変調部の構成を示すブロック図の図１７と、従来のシングルキャリアＱＡＭ復調部の構成を示すブロック図の図１８と、従来のＯＦＤＭ変調部の構成を示すブロック図の図１９と、従来のＯＦＤＭ復調部の構成を示すブロック図の図２０と、従来のＯＦＤＭハーフバンド時のキャリア割り当て（Fast Fourier Transform:ＦＦＴ１０２４ポイント時）を示す模式図の図２１と、従来のＯＦＤＭハーフバンド時のキャリア割り当て（ＦＦＴ２０４８ポイント時）を示す模式図の図２２とを用いて、従来技術を説明する。
ＦＰＵにおいて、割り当てられるチャネル帯域が１８ＭＨｚ（フルバンド）のシングルキャリアＱＡＭ方式（図１２）、またはＯＦＤＭ方式（図１３）、または９ＭＨｚ（ハーフバンド）のＯＦＤＭ方式（図１４）となっている。 FIG. 12 is a schematic diagram showing a single carrier QAM modulation waveform (channel band is 18 MHz: full band), FIG. 13 is a schematic diagram showing an OFDM modulation waveform (channel band is 18 MHz: full band), and an OFDM modulation waveform (channel band). 14 is a schematic diagram showing 9 MHz: a half band), FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of a conventional 18 MHz / 9 MHz band compatible transmission device, and a configuration of a conventional 18 MHz / 9 MHz band compatible reception device. FIG. 16 of the block diagram, FIG. 17 of the block diagram showing the configuration of the conventional single carrier QAM modulation unit, FIG. 18 of the block diagram showing the configuration of the conventional single carrier QAM demodulation unit, and the configuration of the conventional OFDM modulation unit FIG. 19 is a block diagram showing the structure of the conventional OFDM demodulator, FIG. FIG. 21 of a schematic diagram showing carrier allocation at the time of M half band (Fast Fourier Transform: at FFT 1024 points) and FIG. 22 of a schematic diagram showing carrier allocation at the time of conventional OFDM half band (at FFT 2048 points). The prior art will be described.
In the FPU, the channel band to be allocated is a single carrier QAM system (FIG. 12) of 18 MHz (full band), an OFDM system (FIG. 13), or an OFDM system of 9 MHz (half band) (FIG. 14).

従来の１８ＭＨｚ／９ＭＨｚバンド対応の送信装置の構成を示すブロック図の図１５において、誤り訂正等の伝送路符号化が施されたデジタル信号をシングルキャリアＱＡＭ変調またはＯＦＤＭ変調し、直交変調後、Ｄ／Ａ変換しデジタル変調波を得る。Ｄ／Ａ変換の際のサンプリングクロックは、シングルキャリアＱＡＭ時：５３．４１６１２ＭＨｚ、ＯＦＤＭ時：８１．８０２９６ＭＨｚで行う。 In FIG. 15 of the block diagram showing the configuration of a conventional 18 MHz / 9 MHz band compatible transmission apparatus, a digital signal subjected to transmission path coding such as error correction is subjected to single carrier QAM modulation or OFDM modulation, and after orthogonal modulation, D / A conversion to obtain a digital modulated wave. Sampling clocks for D / A conversion are performed at a single carrier QAM: 53.41612 MHz and OFDM: 81.280296 MHz.

各々以下の関係となる。
＜シングルキャリアＱＡＭ＞
Ｄ／Ａ変換サンプリングクロック周波数＝５３．４１６１２ＭＨｚ
ＱＡＭ変調時のシンボルクロック周波数＝１３．３５４０３ＭＨｚ（１／４分周）
＜ＯＦＤＭ＞
Ｄ／Ａ変換サンプリングクロック周波数＝８１．８０２９６ＭＨｚ
ＩＦＦＴ処理クロック周波数＝２０．４５０７４ＭＨｚ（１／４分周） Each has the following relationship.
<Single carrier QAM>
D / A conversion sampling clock frequency = 53.41612 MHz
Symbol clock frequency during QAM modulation = 13.335403 MHz (1/4 frequency division)
<OFDM>
D / A conversion sampling clock frequency = 81.80296 MHz
IFFT processing clock frequency = 20.45074 MHz (1/4 frequency division)

各々４倍のオーバーサンプリングを行う。
バンドパスフィルタにてＤ／Ａ変換時の折り返し成分を除去し、ミキサにて１３０ＭＨｚのＩＦ（中間周波数）信号へアップコンバードする。
その際のローカル発振器の周波数は以下のとおり。
＜シングルキャリアＱＡＭ＞
１１６．６５４５９７ＭＨｚ（＝１３０ＭＨｚ−１３．３５４０３ＭＨｚ）
＜ＯＦＤＭ＞
１０９．５４９２６ＭＨｚ（＝１３０ＭＨｚ−２０．４５０７４ＭＨｚ）
バンドパスフィルタにてアップコンバードの際の折り返し成分を除去する。
（以下、図には示さず）その後、例えば７ＧＨｚ／１０ＧＨｚといったマイクロ波にアップコンバートし、電力増幅され、アンテナを介して送出される。 Each performs four times oversampling.
The aliasing component at the time of D / A conversion is removed by a band pass filter, and up-converted to an IF (intermediate frequency) signal of 130 MHz by a mixer.
The frequency of the local oscillator at that time is as follows.
<Single carrier QAM>
116.654545 MHz (= 130 MHz-13.35403 MHz)
<OFDM>
109.54926MHz (= 130MHz-20.50474MHz)
The aliasing component at the time of up-conversion is removed by a band pass filter.
(Hereinafter, not shown in the figure) Thereafter, it is up-converted to a microwave of, for example, 7 GHz / 10 GHz, power amplified, and transmitted through an antenna.

従来の１８ＭＨｚ／９ＭＨｚバンド対応の受信装置の構成を示すブロック図の図１６において、図１５の送信装置よりのマイクロ波信号をアンテナにて受信、１３０ＭＨｚのＩＦ（中間周波数）信号へ再びダウンコンバードする（図には示さず）。
バンドパスフィルタにて帯域外の信号を除去、ミキサにてデジタル変調波へ周波数ダウンコンバートする。その際のローカル発振器周波数は送信側と同一である。
バンドパスフィルタにて周波数ダウンコンバートの際の折り返し成分を除去後、Ａ／Ｄ変換を行う。Ａ／Ｄ変換の際のサンプリングクロックは送信側と同一である。
同じく４倍オーバーサンプリングを行う。
Ａ／Ｄ変換後、直交復調し、シングルキャリアＱＡＭ復調、またはＯＦＤＭ復調を行い元のデジタル信号を得る。その後、誤り訂正等の伝送路復号化がなされる（図には示さず）。 In FIG. 16 of the block diagram showing the configuration of a conventional 18 MHz / 9 MHz band compatible receiving device, the microwave signal from the transmitting device of FIG. 15 is received by the antenna and down-converted again to a 130 MHz IF (intermediate frequency) signal. (Not shown in the figure).
A band-pass filter removes signals outside the band, and a mixer down-converts the frequency to a digital modulated wave. The local oscillator frequency at that time is the same as that on the transmission side.
A / D conversion is performed after removing the aliasing component at the time of frequency down-conversion by the band pass filter. The sampling clock for A / D conversion is the same as that on the transmission side.
Similarly, oversampling is performed 4 times.
After A / D conversion, quadrature demodulation and single carrier QAM demodulation or OFDM demodulation are performed to obtain the original digital signal. Thereafter, transmission path decoding such as error correction is performed (not shown in the figure).

従来のシングルキャリアＱＡＭ変調部の構成を示すブロック図の図１７において、デジタル信号をマッピング（例えば、６４ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）後、プリアンブル信号（受信側で波形等化する際の参照基準信号）、ＴＭＣＣ信号（変調モードや誤り訂正の有無、伝送ビットレート等のパラメータ情報）を付加し、ＱＡＭフレームを生成する。ここまでがシンボルクロック（１３．３５４０３０ＭＨｚ）による処理である。
ロールオフフィルタ（例えばロールオフ率：０．３）にて帯域制限を行い、同時に４倍のインタポレーション（補完処理）を行うことで、１８ＭＨｚ以下に帯域制限された変調波を得ると共に、処理クロックをＤ／Ａ変換サンプリングクロック（分周＝５３．４１６１２ＭＨｚ）にアップサンプルされたＱＡＭ変調信号を出力する。 In FIG. 17 of the block diagram showing the configuration of the conventional single carrier QAM modulation unit, after the digital signal is mapped (for example, 64QAM, 32QAM, 16QAM, QPSK), the preamble signal (reference reference signal when waveform equalization is performed on the receiving side) ), TMCC signal (parameter information such as modulation mode, presence / absence of error correction, transmission bit rate) is added to generate a QAM frame. The processing up to this point is the processing by the symbol clock (13.354030 MHz).
Band limiting is performed with a roll-off filter (for example, roll-off rate: 0.3), and at the same time, interpolation (complementary processing) is performed four times, thereby obtaining a modulated wave band-limited to 18 MHz or less and processing. A QAM modulated signal whose clock is up-sampled to a D / A conversion sampling clock (frequency division = 53.41612 MHz) is output.

シングルキャリアＱＡＭにおける変調波形スペクトル帯域幅は凡そ次式で求められる。
Δｆ（α）＝ｆｃｘ（１＋ α）
Δｆ（α）：スペクトル帯域幅、ｆｃ：シンボルクロック周波数、α：ロールオフ率
よって、本構成の場合、
Δｆ（α）＝１７.３６ＭＨｚ（＝１３．３５４０３０ＭＨｚｘ（１＋０．３））
よって、１８ＭＨｚチャネル帯域に対して、スペクトル帯域幅としては１７.３６ＭＨｚとなる。
その後、前述の通り、直交変調後、Ｄ／Ａ変換される。 The modulation waveform spectrum bandwidth in the single carrier QAM can be obtained by the following equation.
Δf (α) = fc x (1 + α)
Δf (α): spectral bandwidth, fc: symbol clock frequency, α: roll-off rate
Δf (α) = 17.36 MHz (= 13.3354030 MHz × (1 + 0.3))
Therefore, the spectrum bandwidth is 17.36 MHz with respect to the 18 MHz channel band.
Thereafter, as described above, D / A conversion is performed after orthogonal modulation.

従来のシングルキャリアＱＡＭ復調部の構成を示すブロック図の図１８において、Ａ／Ｄ変換後、直交復調されたＱＡＭ変調信号を送信側と同じ特性のロールオフフィルタにて帯域制限し、同時にｘ１／４倍のデシメーション（間引き処理）を行うことで、処理クロックをＡ／Ｄ変換サンプリングクロック（分周＝５３．４１６１２ＭＨｚ）からシンボルクロック（１３．３５４０３ＭＨｚ）にダウンサンプリングする。（以下、シンボルクロック処理）その後、前記プリアンブル信号を検出し、当該信号より得られる伝送路特性を推定し、本線信号に対して波形等化を行う。
波形等化信号に対してデマッピング処理を行い、再び元のデータ配列に戻してデジタル信号を得る。 In FIG. 18 of the block diagram showing the configuration of a conventional single carrier QAM demodulator, after A / D conversion, the quadrature demodulated QAM modulated signal is band-limited by a roll-off filter having the same characteristics as the transmission side, and at the same time x1 / By performing decimation (decimation processing) four times, the processing clock is down-sampled from the A / D conversion sampling clock (frequency division = 53.41612 MHz) to the symbol clock (13.35403 MHz). (Hereinafter, symbol clock processing) Thereafter, the preamble signal is detected, a transmission path characteristic obtained from the signal is estimated, and waveform equalization is performed on the main line signal.
Demapping processing is performed on the waveform equalized signal, and the original data array is restored to obtain a digital signal.

従来のＯＦＤＭ変調部の構成を示すブロック図の図１９において、デジタル信号をマッピング（例えば、６４ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ、ＤＢＰＳＫ）後、ＣＰ（パイロットキャリア）、ＴＭＣＣ（変調モードや誤り訂正の有無、伝送ビットレート等のパラメータ情報を含んだキャリア）、ＡＣ（本線信号とは別の付加情報用を含んだキャリア）、ＮＵＬＬ（無変調キャリア）と共に予め決められたサブキャリア番号に応じて取り出すべき信号が選択され出力される。 In FIG. 19 of the block diagram showing the configuration of the conventional OFDM modulation unit, after mapping (for example, 64QAM, 32QAM, 16QAM, QPSK, DQPSK, DBPSK), CP (pilot carrier), TMCC (modulation mode and error correction) According to a predetermined subcarrier number together with carrier information including parameter information such as presence / absence of transmission, transmission bit rate), AC (carrier including additional information different from main line signal), NULL (unmodulated carrier) A signal to be extracted is selected and output.

図２１、図２２は、９ＭＨｚチャネル帯域（ハーフバンド）時のＦＦＴ１０２４／２０４８ポイントモード時の各キャリア割り当てを示す。例えば、ＦＦＴ１０２４時の場合、総キャリア数：４２５本、キャリア１本当りの帯域が１９．９７ｋＨｚ（＝２０．４５０７４ＭＨｚ／１０２４）となる事から、９ＭＨｚチャネル帯域に対して、占有帯域幅としては８．４９ＭＨｚ（４２５本×１９．９７ｋＨｚ）となる。
その後、ＩＦＦＴ処理を行い、その信号にガードインターバルを付加する。ここまでが、ＩＦＦＴクロックでの処理である。
ローパスフィルタにて帯域制限を行い、同時に４倍のインタポレーション（補完処理）を行うことで、１８ＭＨｚまたは９ＭＨｚ以下に帯域制限されたＯＦＤＭ変調波を得ると共に、処理クロックをＤ／Ａ変換サンプリングクロック（分周＝８１．８０２９６ＭＨｚ）にアップサンプルされたＯＦＤＭ変調信号を出力する。その後、前述の通り、直交変調後、Ｄ／Ａ変換される。 FIG. 21 and FIG. 22 show carrier allocation in the FFT 1024/2048 point mode in the 9 MHz channel band (half band). For example, in the case of FFT 1024, since the total number of carriers is 425 and the band per carrier is 19.97 kHz (= 20.45074 MHz / 1024), the occupied bandwidth is 8 for the 9 MHz channel band. 49 MHz (425 lines × 19.97 kHz).
Thereafter, IFFT processing is performed, and a guard interval is added to the signal. The processing up to this point is the IFFT clock processing.
By performing band limitation with a low-pass filter and simultaneously performing quadruple interpolation (complementary processing), an OFDM modulated wave band-limited to 18 MHz or 9 MHz or less is obtained, and a processing clock is a D / A conversion sampling clock An OFDM-modulated signal up-sampled at (frequency division = 81.80296 MHz) is output. Thereafter, as described above, D / A conversion is performed after orthogonal modulation.

従来のＯＦＤＭ復調部の構成を示すブロック図の図２０において、Ａ／Ｄ変換後、直交復調されたＯＦＤＭ変調信号を送信側と同じ特性のローパスフィルタにて帯域外成分を除去し、同時にｘ１／４倍のデシメーション（間引き処理）を行うことで、処理クロックをＡ／Ｄ変換サンプリングクロック（分周＝８１．８０２９６ＭＨｚ）からＦＦＴクロック（２０．４５０７４ＭＨｚ）にダウンサンプリングする。（以下、ＦＦＴクロック処理）その後、前記ガードインターバル信号を除去し、ＦＦＴ処理を行う。ＦＦＴ後の信号より得られるＣＰ（パイロットキャリア）間を補間することで伝送路特性の推定を行い、その結果を基にＦＦＴから入力される信号に伝送路特性の逆特性を乗じることで等化処理を行い本線信号に対して波形等化を行う。波形等化信号に対してデマッピング処理を行い、再び元のデータ配列に戻してデジタル信号を得る。 In FIG. 20 of the block diagram showing the configuration of the conventional OFDM demodulator, after the A / D conversion, the orthogonally demodulated OFDM modulated signal is removed by the low-pass filter having the same characteristics as the transmission side, and at the same time x1 / By performing decimation (decimation processing) four times, the processing clock is down-sampled from the A / D conversion sampling clock (frequency division = 81.80296 MHz) to the FFT clock (20.50474 MHz). (Hereinafter, FFT clock processing) Thereafter, the guard interval signal is removed and FFT processing is performed. Channel characteristics are estimated by interpolating between CP (pilot carriers) obtained from the signal after FFT, and equalization is performed by multiplying the signal input from the FFT by the inverse characteristics of the channel characteristics based on the result. Processing is performed and waveform equalization is performed on the main line signal. Demapping processing is performed on the waveform equalized signal, and the original data array is restored to obtain a digital signal.

以上述べたＦＰＵ装置の構成は、チャンネル帯域が１８ＭＨｚまたは９ＭＨｚの場合であって、海外（例えば韓国）のようなチャネル帯域が１０ＭＨｚの場合には適用が出来ない。例えばシングルキャリアＱＡＭにおいては１８ＭＨｚのフルバンドのみとなるため適用出来ない。ＯＦＤＭに関しては、９ＭＨｚのハーフバンドで代用できるが、利用可能な帯域幅１０ＭＨｚに対して１ＭＨｚ少ない為、その分、最大伝送ビットレートの低下となり、周波数の有効利用の面からも問題と言える。
また、チャネル帯域を広げる手段として１０ＭＨｚに合ったクロック周波数で変調を行うことも可能であるが、前記述べたＦＰＵ装置の構成におけるＡ／Ｄ、Ｄ／Ａクロック用発振器、ＩＦ周波数１３０ＭＨｚ変換用ローカル発振器を、別途１０ＭＨｚ用に持つ必要があり回路規模の増加に繋がるという問題もあった。
図示しないが、ＩＦ周波数には、１３０ＭＨｚの他に、７０ＭＨｚもある。７０ＭＨｚＩＦ信号へ変換（アップコンバード）用ローカル発信器は、従来のＯＦＤＭ用周波数は４９．５４９２６ＭＨｚである。 The configuration of the FPU device described above is not applicable when the channel band is 18 MHz or 9 MHz and the channel band is 10 MHz such as overseas (for example, Korea). For example, single carrier QAM is not applicable because it has only a full band of 18 MHz. With respect to OFDM, a 9 MHz half-band can be substituted, but since the available bandwidth is 1 MHz less than the usable bandwidth of 10 MHz, the maximum transmission bit rate is reduced correspondingly, and this can be said to be a problem in terms of effective use of frequency.
Although it is possible to perform modulation with a clock frequency suitable for 10 MHz as means for expanding the channel band, the A / D and D / A clock oscillators in the configuration of the FPU apparatus described above, the local frequency for IF frequency 130 MHz conversion There is also a problem that it is necessary to separately have an oscillator for 10 MHz, leading to an increase in circuit scale.
Although not shown, the IF frequency includes 70 MHz in addition to 130 MHz. The local oscillator for converting (upconverting) into a 70 MHz IF signal has a conventional OFDM frequency of 49.54926 MHz.

特開２００８−２３６０６８号公報JP 2008-236068 A

ＡＲＩＢＳＴＤ-Ｂ１１：シングルキャリアＱＡＭ方式規格。ARIB STD-B11: Single carrier QAM standard. ＡＲＩＢＳＴＤ-Ｂ３３：ＯＦＤＭ方式規格。ARIB STD-B33: OFDM system standard.

本発明は、発振器等の追加による回路規模を増加させることなく、従来の１８ＭＨｚまたは９ＭＨｚ帯域に対応した回路構成で、１０ＭＨｚ帯域にも対応したＦＰＵ装置を実現可能とることを目的とする。 It is an object of the present invention to realize an FPU device that can handle a 10 MHz band with a conventional circuit configuration that supports a 18 MHz or 9 MHz band without increasing the circuit scale by adding an oscillator or the like.

上記目的を達成するため、本発明は、ＦＦＴ処理クロック（２０．４５０７４ＭＨｚ）の４倍等の４の倍数のＤ／ＡまたはＡ／Ｄの源振クロック（４倍：８１．８０２９６ＭＨｚ、８倍：１６３．６０５９２ＭＨｚ、１２倍：２４５．４０８８８ＭＨｚ、３２倍：６５４．４２３６８ＭＨｚ等）の発振器を有し、シンボルクロック周波数を前記Ｄ／ＡまたはＡ／Ｄの源振クロック(４倍：８１．８０２９６ＭＨｚ、８倍：１６３．６０５９２ＭＨｚ、１２倍：２４５．４０８８８ＭＨｚ、３２倍：６５４．４２３６８ＭＨｚ等）の１１の倍数の分周（１／１１、２／２２、１／３３、１／８８）のシンボルクロック周波数（７．４３６６ＭＨｚ）の変調部または復調部の少なくとも一方を有することを特徴とするデジタル変調の映像伝送装置（送信装置と受信装置と送信受信装置との少なくとも一つ）である。 To achieve the above object, the present invention provides a D / A or A / D source clock (4 times: 81.80296 MHz, 8 times) such as 4 times the FFT processing clock (20.50474 MHz). 163.60592 MHz, 12 times: 245.40888 MHz, 32 times: 654.442368 MHz, etc.), and the symbol clock frequency is the source clock of the D / A or A / D (4 times: 81.80296 MHz, 8 Symbol clock frequency (1/11, 2/22, 1/33, 1/88) of a multiple of 11 times: 163.660592 MHz, 12 times: 245.40888 MHz, 32 times: 654.442368 MHz, etc. 7.4366 MHz) digital modulation video transmission apparatus having at least one of a modulation unit and a demodulation unit ( At least one of a transmission device, a reception device, and a transmission / reception device).

上記の映像伝送装置において、１８ＭＨｚまたは９ＭＨｚチャネル帯域時の（ＯＦＤＭ用の）局部発振周波数（ローカルクロック：１０９．５４９２６ＭＨｚまたは４９．５４９２６ＭＨｚ）と同一周波数の局部発振器を有し、前記Ｄ／ＡまたはＡ／Ｄの源振クロックを１１の倍数の分周(８１．８０２９６ＭＨｚなら１／１１分周、６５４．４２３６８ＭＨｚなら１／８８分周）（７．４３６６ＭＨｚ)し、当該クロックをシンボルクロックとして変調（マッピング）し、１１倍のインタポレーションフィルタ（ロールオフフィルタ）にて周波数アップコンバートを行い(７．４３６６ＭＨｚ→２０．４５０７４ＭＨｚ)、直交変調後、前記Ｄ／ＡまたはＡ／Ｄの源振クロックの自然数分周(８１．８０２９６ＭＨｚ）でＤ／Ａ変換して４分周（１／４：２０．４５０７４ＭＨｚ）成分を得て、前記局部発信周波数（ローカルクロック：１０９．５４９２６ＭＨｚ）と混合器（ミキサ）を介して、ＩＦ信号（１３０ＭＨｚ）を得る送信機能と、ＩＦ周波数（１３０ＭＨｚ）から前記局部発信周波数（ローカルクロック：１０９．５４９２６ＭＨｚ）と混合器（ミキサ）を介してダウンコンバートし、前記Ｄ／ＡまたはＡ／Ｄの源振クロックを第一の自然数同士の分数比変換(８１．８０２９６ＭＨｚならＰＬＬで８／１１変換または１／１、６５４．４２３６８ＭＨｚなら１１分周（１／１１）または８分周（１／８））して得られたクロック（５９．４９３０６ＭＨｚまたは８１．８０２９６ＭＨｚ）にてＡ／Ｄ変換を行い、前記Ｄ／ＡまたはＡ／Ｄの源振クロック(８１．８０２９６ＭＨｚ）を第二の自然数同士の分数比変換（ＮＣＯ発振）した周波数（１３．０１４１ＭＨｚ：８１．８０２９６ＭＨｚを８／１１した５９．４３０６ＭＨｚの７／３２であるから８１．８０２９６ＭＨｚの７／４４）により、周波数ダウンコンバージョン(２０．４５０７４ＭＨｚ→７．４３６６ＭＨｚ)を行い、デシメーションフィルタ（ローパスフィルタ）にて折り返し成分の除去及び１／２のダウンサンプルを行う受信機能との少なくとも一方の機能を有することを特徴とするデジタル変調の映像伝送装置である。
上記の映像伝送装置において、９ＭＨｚチャネル帯域（ハーフバンド）時のキャリア割り当てに対し、ＣＰキャリア、データキャリア本数を増やし、ＴＭＣＣキャリア、ＮＵＬＬキャリアの割り当て位置は、９ＭＨｚチャネル帯域時のままとして、１０ＭＨｚチャネル帯域を実現することを特徴とするデジタル変調の映像伝送装置である。 The video transmission apparatus includes a local oscillator having the same frequency as the local oscillation frequency (for OFDM) in the 18 MHz or 9 MHz channel band (local clock: 109.54926 MHz or 49.54926 MHz), and the D / A or A / D source clock divided by a multiple of 11 (1/11 if 81.280296 MHz, 1/88 if 654.42368 MHz) (7.4366 MHz) and modulated (mapped) as the symbol clock The frequency up-conversion is performed with an 11 times interpolation filter (roll-off filter) (7.4366 MHz → 20.50474 MHz), and after quadrature modulation, the natural number of the source clock of the D / A or A / D D / A conversion with frequency division (81.80296MHz) and frequency division by 4 ( / 4: 20.50474 MHz) component, a transmission function for obtaining an IF signal (130 MHz) via the local oscillation frequency (local clock: 109.54926 MHz) and a mixer (mixer), and an IF frequency (130 MHz) To the local oscillation frequency (local clock: 109.54926 MHz) and a mixer (mixer) to convert the D / A or A / D source clock to a fractional ratio conversion between first natural numbers (81 .80296MHz, PLL (8/11 conversion or 1/1, 654.42368MHz, 11 division (1/11) or 8 division (1/8)) clock (59.49306MHz or 81.280296MHz) ) To perform A / D conversion, and the D / A or A / D source clock (81.80296M z) is a frequency obtained by fractional ratio conversion (NCO oscillation) between the second natural numbers (13.0141 MHz: 79.42 of 59.4306 MHz obtained by 8/11 of 81.280296 MHz, and 7/44 of 81.280296 MHz). The frequency down-conversion (20.50474 MHz → 7.4366 MHz) is performed, and at least one of the reception function of removing the aliasing component and performing 1/2 down-sampling by a decimation filter (low-pass filter) is provided. This is a digital modulation video transmission apparatus.
In the above video transmission apparatus, the number of CP carriers and data carriers is increased with respect to the carrier allocation in the 9 MHz channel band (half band), and the allocation positions of the TMCC carrier and the NULL carrier remain in the 9 MHz channel band, and the 10 MHz channel. A digital modulation video transmission apparatus characterized by realizing a band.

また、シンボルクロック周波数を（チャネル帯域１８ＭＨｚのシングルキャリアＱＡＭ方式またはＯＦＤＭ方式、または９ＭＨｚのＯＦＤＭ方式の）ＦＦＴ処理クロックの２０．４５０７４ＭＨｚの４／１１の７．４３６６ＭＨｚとすることを特徴とするデジタル変調の映像伝送装置である。 Further, the digital clock modulation is characterized in that the symbol clock frequency is set to 4/11 7.4366 MHz of 20.45074 MHz of the FFT processing clock (in a single carrier QAM system or OFDM system with a channel bandwidth of 18 MHz or 9 MHz OFDM system). Video transmission device.

以上説明したように、本発明によると、発振器等の追加による回路規模を増加させることなく、従来の１８ＭＨｚまたは９ＭＨｚ帯域に対応した回路構成で、１０ＭＨｚ帯域にも対応したＦＰＵ装置を実現可能とすることが出来る。 As described above, according to the present invention, it is possible to realize an FPU device that also supports a 10 MHz band with a circuit configuration that supports a conventional 18 MHz or 9 MHz band without increasing the circuit scale by adding an oscillator or the like. I can do it.

本発明の１実施例の１０ＭＨｚバンド対応のシングルキャリアＱＡＭ送信装置の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the single carrier QAM transmitter corresponding to 10 MHz band of one Example of this invention 本発明の１実施例の１０ＭＨｚバンド対応のシングルキャリアＱＡＭ受信装置の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the single carrier QAM receiver corresponding to 10 MHz band of one Example of this invention ロールオフフィルタ前の変調波形、及び後の帯域制限されたＱＡＭ変調波形を示す模式図Schematic diagram showing modulation waveform before roll-off filter and subsequent band-limited QAM modulation waveform インタポレーション後の周波数変換されたＱＡＭ変調波形を示す模式図Schematic diagram showing the frequency-converted QAM modulated waveform after interpolation Ｄ／Ａ変換後のＱＡＭ変調スペクトル波形を示す模式図Schematic diagram showing the QAM modulation spectrum waveform after D / A conversion ＩＦ信号（１３０ＭＨｚ）に変換後のＱＡＭ変調スペクトル波形を示す模式図Schematic diagram showing QAM modulation spectrum waveform after conversion to IF signal (130 MHz) Ａ／Ｄ変換後の受信ＱＡＭ変調波形を示す模式図Schematic diagram showing received QAM modulation waveform after A / D conversion 乗算器後の受信ＱＡＭ変調スペクトル波形を示す模式図Schematic diagram showing received QAM modulation spectrum waveform after multiplier 本発明の１０ＭＨzバンド対応ＯＦＤＭ時のキャリア割り当て（ＦＦＴ１０２４ポイント時）を示す模式図The schematic diagram which shows the carrier allocation (at the time of FFT1024 point) at the time of OFDM corresponding to 10 MHz band of this invention 本発明の１０ＭＨzバンド対応ＯＦＤＭ時のキャリア割り当て（ＦＦＴ２０４８ポイント時）を示す模式図The schematic diagram which shows the carrier allocation (at the time of FFT2048) at the time of OFDM corresponding to 10 MHz band of this invention 本発明の１０ＭＨzバンド対応の中間周波数（１３０ＭＨｚ）に変換されたＯＦＤＭ変調波形を示す模式図The schematic diagram which shows the OFDM modulation waveform converted into the intermediate frequency (130 MHz) corresponding to 10 MHz band of this invention シングルキャリアＱＡＭ変調波形（チャネル帯域が１８ＭＨｚ：フルバンド)を示す模式図Schematic diagram showing single-carrier QAM modulation waveform (channel band is 18 MHz: full band) ＯＦＤＭ変調波形（チャネル帯域が１８ＭＨｚ：フルバンド)を示す模式図Schematic diagram showing OFDM modulation waveform (channel band is 18 MHz: full band) ＯＦＤＭ変調波形（チャネル帯域が９ＭＨｚ：ハーフバンド）を示す模式図Schematic diagram showing OFDM modulation waveform (channel band is 9 MHz: half band) 従来の１８ＭＨｚ／９ＭＨｚバンド対応の送信装置の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the transmitter of the conventional 18MHz / 9MHz band correspondence 従来の１８ＭＨｚ／９ＭＨｚバンド対応の受信装置の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the receiver of the conventional 18MHz / 9MHz band correspondence 従来のシングルキャリアＱＡＭ変調部の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the conventional single carrier QAM modulation part 従来のシングルキャリアＱＡＭ復調部の構成を示すブロック図Block diagram showing the configuration of a conventional single carrier QAM demodulator 従来のＯＦＤＭ変調部の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the conventional OFDM modulation part 従来のＯＦＤＭ復調部の構成を示すブロック図Block diagram showing the configuration of a conventional OFDM demodulator 従来のＯＦＤＭハーフバンド時のキャリア割り当て（ＦＦＴ１０２４ポイント時）を示す模式図Schematic diagram showing carrier allocation (at FFT 1024 points) in conventional OFDM half-band 従来のＯＦＤＭハーフバンド時のキャリア割り当て（ＦＦＴ２０４８ポイント時）を示す模式図Schematic diagram showing carrier allocation (at the time of FFT 2048 points) in the conventional OFDM half band

本発明に係る実施例を図１から図１１を参照して説明する。
図１は本発明の１実施例の１０ＭＨｚバンド対応のシングルキャリアＱＡＭ送信装置の構成を示すブロック図であり、図２は本発明の１実施例の１０ＭＨｚバンド対応のシングルキャリアＱＡＭ受信装置の構成を示すブロック図であり、図３はロールオフフィルタ前の変調波形、及び後の帯域制限されたＱＡＭ変調波形を示す模式図であり、図４はインタポレーション後の周波数変換されたＱＡＭ変調波形を示す模式図であり、図５はＤ／Ａ変換後のＱＡＭ変調スペクトル波形を示す模式図であり、図６はＩＦ信号（１３０ＭＨｚ）に変換後のＱＡＭ変調スペクトル波形を示す模式図であり、図７はＡ／Ｄ変換後の受信ＱＡＭ変調波形を示す模式図であり、図８は乗算器後の受信ＱＡＭ変調スペクトル波形を示す模式図であり、図９は本発明の１０ＭＨzバンド対応ＯＦＤＭ時のキャリア割り当て（ＦＦＴ１０２４ポイント時）を示す模式図であり、図１０は本発明の１０ＭＨzバンド対応ＯＦＤＭ時のキャリア割り当て（ＦＦＴ２０４８ポイント時）を示す模式図であり、図１１は１０ＭＨzバンド対応の中間周波数（１３０ＭＨｚ）に変換されたＯＦＤＭ変調波形を示す模式図である。 An embodiment according to the present invention will be described with reference to FIGS.
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a 10 MHz band compatible single carrier QAM transmission apparatus according to an embodiment of the present invention. FIG. 2 shows the configuration of a 10 MHz band compatible single carrier QAM receiving apparatus according to an embodiment of the present invention. FIG. 3 is a schematic diagram showing a modulation waveform before the roll-off filter and a band-limited QAM modulation waveform after the roll-off filter. FIG. 4 shows a frequency-converted QAM modulation waveform after interpolation. 5 is a schematic diagram showing a QAM modulation spectrum waveform after D / A conversion, and FIG. 6 is a schematic diagram showing a QAM modulation spectrum waveform after conversion to an IF signal (130 MHz). 7 is a schematic diagram showing a received QAM modulated waveform after A / D conversion, FIG. 8 is a schematic diagram showing a received QAM modulated spectrum waveform after the multiplier, and FIG. 9 shows the present invention. FIG. 10 is a schematic diagram showing carrier allocation (at FFT 1024 points) in OFDM corresponding to 10 MHz band, FIG. 10 is a schematic diagram showing carrier allocation (at FFT 2048 points) in OFDM corresponding to 10 MHz band according to the present invention, and FIG. It is a schematic diagram which shows the OFDM modulation | alteration waveform converted into the intermediate frequency (130 MHz) corresponding to a band.

本発明の１実施例の１０ＭＨｚバンド対応のシングルキャリアＱＡＭ送信装置の構成を示すブロック図の図１において、従来の構成に対して、Ｄ／Ａ変換の際のサンプリングクロックに従来のＯＦＤＭ用発振器（８１．８０２９６ＭＨｚ）を流用する。また、シンボルクロックを上記クロックの１／１１倍（ＰＬＬにて生成）の７．４３６６３ＭＨｚとする。また、１３０ＭＨｚＩＦ（中間周波数）信号へ変換（アップコンバード）用ローカル発信器も従来のＯＦＤＭ用周波数（１０９．５４９２６ＭＨｚ）を流用する。
各クロックは下記とする。
Ｄ／Ａ変換サンプリングクロック周波数＝８１．８０２９６ＭＨｚ
ＱＡＭ変調時のシンボルクロック周波数＝７．４３６６３ＭＨｚ（１／１１分周）
ＩＦ信号アップコンバード用ローカルクロック周波数＝１０９．５４９２６ＭＨｚ
Ｄ／Ａ変換は、１１倍のオーバーサンプリングを行う。 In FIG. 1 of the block diagram showing the configuration of the single carrier QAM transmitting apparatus corresponding to the 10 MHz band of one embodiment of the present invention, a conventional OFDM oscillator (as a sampling clock at the time of D / A conversion) is compared with the conventional configuration. 81.80296 MHz). The symbol clock is set to 7.43663 MHz which is 1/11 times the clock (generated by PLL). In addition, the local oscillator for conversion (up-conversion) into a 130 MHz IF (intermediate frequency) signal also uses the conventional OFDM frequency (109.54926 MHz).
Each clock is as follows.
D / A conversion sampling clock frequency = 81.80296 MHz
Symbol clock frequency during QAM modulation = 7.43663 MHz (1/11 division)
IF signal up-conversion local clock frequency = 109.54926 MHz
In the D / A conversion, 11 times oversampling is performed.

図示しないが、ＩＦ周波数には、１３０ＭＨｚの他に、７０ＭＨｚもある。７０ＭＨｚＩＦ信号へ変換（アップコンバード）用ローカル発信器も従来のＯＦＤＭ用周波数（４９．５４９２６ＭＨｚ）を流用する。
また、図示しないが、Ｄ／Ａ変換サンプリングクロック源振をＦＦＴ処理クロックの２０．４５０７４ＭＨｚの４の倍数倍（８倍：１６３．６０５９２ＭＨｚ、１２倍：２４５．４０８８８ＭＨｚ、３２倍：６５４．４２３６８ＭＨｚ）としてそのままオーバーサンプリングするか分周した８１．８０２９６ＭＨｚとしてオーバーサンプリングし、ＱＡＭ変調時のシンボルクロックのＤ／Ａ変換サンプリングクロック源振からの分周を１１の倍数の分周（１／２２、１／３３、１／８８）としても良い。つまり、シンボルクロック周波数をＦＦＴ処理クロックの２０．４５０７４ＭＨｚの４／１１の７．４３６６ＭＨｚとする。 Although not shown, the IF frequency includes 70 MHz in addition to 130 MHz. The local oscillator for converting (up-converting) into a 70 MHz IF signal also uses the conventional frequency for OFDM (49.54926 MHz).
Although not shown, the D / A conversion sampling clock source oscillation is a multiple of 4 times the FFT processing clock 20.45074 MHz (8 times: 163.660592 MHz, 12 times: 245.40888 MHz, 32 times: 654.442368 MHz). Oversampling is performed as it is, and oversampling is performed as 81.280296 MHz, and the frequency division from the D / A conversion sampling clock source of the symbol clock during QAM modulation is divided by a multiple of 11 (1/22, 1/33) 1/88). That is, the symbol clock frequency is set to 4/11 7.4366 MHz of 20.45074 MHz of the FFT processing clock.

誤り訂正等の伝送路符号化が施されたデジタル信号をマッピング（例えば、６４ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ）後、プリアンブル信号（受信側で波形等化する際の参照基準信号）、ＴＭＣＣ信号（変調モードや誤り訂正の有無、伝送ビットレート等のパラメータ情報）を付加し、ＱＡＭフレームを生成する。ここまでがシンボルクロック（７．４３６６３ＭＨｚ）による処理である。
ロールオフフィルタ（例えばロールオフ率：０．３）にて帯域制限を行い、同時に１１倍のインタポレーション（補完処理）を行うことで、１０ＭＨｚ以下に帯域制限された変調波を得ると共に、処理クロックをＤ／Ａ変換サンプリングクロック（分周＝８１．８０２９６ＭＨｚ）にアップサンプルされたＱＡＭ変調信号を出力する。
本発明における変調波形スペクトル帯域幅を前述の式に当てはめると、
Δｆ（α）＝９．６７ＭＨｚ（＝７．４３６６３ＭＨｚｘ（１＋０．３））
よって、１０ＭＨｚチャネル帯域に対して、スペクトル帯域幅としては９．６７ＭＨｚとなる。 After mapping (for example, 64QAM, 32QAM, 16QAM, and QPSK) of a digital signal that has been subjected to transmission path coding such as error correction, a preamble signal (reference reference signal for waveform equalization on the receiving side), a TMCC signal (modulation) A parameter information such as a mode, presence / absence of error correction, transmission bit rate) is added to generate a QAM frame. The processing up to this point is the processing using the symbol clock (7.443663 MHz).
Band limiting is performed with a roll-off filter (for example, roll-off rate: 0.3), and at the same time, interpolation (complementation processing) of 11 times is performed to obtain a modulated wave whose band is limited to 10 MHz or less and processing. A QAM modulated signal whose clock is up-sampled to a D / A conversion sampling clock (frequency division = 81.280296 MHz) is output.
When the modulation waveform spectral bandwidth in the present invention is applied to the above formula,
Δf (α) = 9.67 MHz (= 7.443663 MHz × (1 + 0.3))
Therefore, the spectrum bandwidth is 9.67 MHz with respect to the 10 MHz channel band.

ロールオフフィルタ前の変調波形、及び後の帯域制限されたＱＡＭ変調波形を示す模式図の図３と、インタポレーション後の周波数変換されたＱＡＭ変調波形を示す模式図の図４において、中心周波数を７．４３６６３ＭＨｚから２０．４５０７４ＭＨｚに変換し、直交変調後、Ｄ／Ａ変換しデジタル変調波を得る。この際、Ｄ／Ａ変換の際のサンプリングクロックは、ＯＦＤＭ用の分周＝８１．８０２９６ＭＨｚで行う。
また、Ｄ／Ａ変換後のＱＡＭ変調スペクトル波形を示す模式図の図５において、バンドパスフィルタにてＤ／Ａ変換時の折り返し成分を除去する。ここでのスペクトル波形は、分周／４＝２０．４５０７４ＭＨｚ中心の波形となる。 FIG. 3 is a schematic diagram showing a modulation waveform before the roll-off filter and a subsequent band-limited QAM modulation waveform, and FIG. 4 is a schematic diagram showing a frequency-converted QAM modulation waveform after interpolation. Is converted from 7.43663 MHz to 20.45074 MHz, and after quadrature modulation, D / A conversion is performed to obtain a digital modulated wave. At this time, the sampling clock for D / A conversion is divided by OFDM = 81.80296 MHz.
Further, in FIG. 5 which is a schematic diagram showing a QAM modulation spectrum waveform after D / A conversion, the band-pass filter removes the aliasing component at the time of D / A conversion. The spectrum waveform here is a waveform centered at frequency division / 4 = 20.45074 MHz.

その後、ＩＦ信号（１３０ＭＨｚ）に変換後のＱＡＭ変調スペクトル波形を示す模式図の図６において、ミキサにて１３０ＭＨｚのＩＦ（中間周波数）信号へアップコンバードする。その際のローカル発振器の周波数に従来のＯＦＤＭ用の１０９．５４９２６ＭＨｚを用いる。バンドパスフィルタにてアップコンバードの際の折り返し成分を除去する。
以下、図には示さないが、その後、例えば７ＧＨｚ／１０ＧＨｚといったマイクロ波にアップコンバートし、電力増幅され、アンテナを介して送出される。 Thereafter, in FIG. 6 which is a schematic diagram showing a QAM modulation spectrum waveform after conversion into an IF signal (130 MHz), the signal is up-converted to an IF (intermediate frequency) signal of 130 MHz by a mixer. Conventional frequency 109.54926 MHz for OFDM is used as the frequency of the local oscillator. The aliasing component at the time of up-conversion is removed by a band pass filter.
Hereinafter, although not shown in the figure, after that, it is up-converted to a microwave of, for example, 7 GHz / 10 GHz, power amplified, and transmitted through the antenna.

本発明の１実施例の１０ＭＨｚバンド対応のシングルキャリアＱＡＭ受信装置の構成を示すブロック図の図２において、１３０ＭＨｚＩＦ（中間周波数）信号からの変換（ダウンコンバード）用ローカル発信器は、従来のＯＦＤＭ用（１０９．５４９２６ＭＨｚ）と同一である。また、Ａ／Ｄ変換の際のサンプリングクロックも、従来のＯＦＤＭ用発振器（８１．８０２９６ＭＨｚ）と同一であり、その８／１１倍（ＰＬＬにて生成）を使用する。また、送信側と同様に、シンボルクロックを上記クロックの１／８倍の７．４３６６３ＭＨｚとする。
各クロックは下記とする。
ＩＦ信号ダウンコンバード用ローカルクロック周波数＝１０９．５４９２６ＭＨｚ
Ａ／Ｄ変換サンプリングクロック周波数＝５９．４３０６ＭＨｚ（８／１１分周）
ＱＡＭ復調時のシンボルクロック周波数＝７．４３６６３ＭＨｚ（１／８分周）
Ａ／Ｄ変換は８倍のオーバーサンプリングを行う。 In FIG. 2 of the block diagram showing the configuration of a single carrier QAM receiver for 10 MHz band according to one embodiment of the present invention, a local oscillator for conversion (down-conversion) from a 130 MHz IF (intermediate frequency) signal is used for conventional OFDM. (109.54926 MHz). The sampling clock for A / D conversion is also the same as that of a conventional OFDM oscillator (81.80296 MHz), and 8/11 times (generated by PLL) is used. Similarly to the transmission side, the symbol clock is set to 7.43663 MHz, which is 1/8 times the clock.
Each clock is as follows.
IF signal down-conversion local clock frequency = 109.54926 MHz
A / D conversion sampling clock frequency = 59.4306 MHz (divided by 8/11)
Symbol clock frequency during QAM demodulation = 7.43663 MHz (1/8 division)
A / D conversion performs oversampling 8 times.

図には示さないが、図１の送信装置よりのマイクロ波信号をアンテナにて受信、１３０ＭＨｚのＩＦ（中間周波数）信号へ再びダウンコンバードする。
バンドパスフィルタにて帯域外の信号を除去、ミキサにてデジタル変調波へ周波数ダウンコンバートする。その際のローカル発振器周波数は送信側と同じく来のＯＦＤＭ用の１０９．５４９２６ＭＨｚを用いる。よってダウンコンバート後は、２０．４５０７４ＭＨｚ（１３０ＭＨｚ−１０９．５４９２６ＭＨｚ）を中心としたスペクトル波形となる。
バンドパスフィルタにて周波数ダウンコンバートの際の折り返し成分を除去後、Ａ／Ｄ変換する。この際のＡ／Ｄ変換サンプリングクロックは、Ｄ／Ａ変換のＯＦＤＭ用発振器の８１．８０２９６ＭＨｚを源振クロックとして自然数同士の分数比変換（８／１１分周：ＰＬＬにて生成）した５９．４３０６ＭＨｚにて行うものとする。 Although not shown in the figure, the microwave signal from the transmission apparatus of FIG. 1 is received by the antenna and down-converted again to a 130 MHz IF (intermediate frequency) signal.
A band-pass filter removes signals outside the band, and a mixer down-converts the frequency to a digital modulated wave. The local oscillator frequency at that time uses the same 109.54926 MHz for OFDM as that on the transmission side. Therefore, after down-conversion, the spectrum waveform is centered on 20.45074 MHz (130 MHz-109.554926 MHz).
A / D conversion is performed after removing the aliasing component at the time of frequency down-conversion by the band pass filter. The A / D conversion sampling clock at this time is a fractional ratio conversion between natural numbers (divided by 8/11: generated by PLL) using 81.280296 MHz of the D / A conversion OFDM oscillator as the source clock. Shall be performed at

また、図示しないが、Ｄ／Ａ変換サンプリングクロックの源振クロックをＦＦＴ処理クロックの２０．４５０７４ＭＨｚの３２倍の６５４．４２３６８ＭＨｚとして、それを１／１１分周して５９．４３０６ＭＨｚとしてＡ／Ｄ変換サンプリングクロックとしても良い。Ｄ／Ａ変換サンプリングクロックの源振クロックの８１．８０２９６ＭＨｚをＡ／Ｄ変換サンプリングクロックとして１１倍のオーバーサンプリングを行い、Ｄ／Ａ変換サンプリングクロックの源振クロックの８１．８０２９６ＭＨｚを１／１１分周して７．４３６６３ＭＨｚをＱＡＭ復調時のシンボルクロック周波数としても良い。つまり、シンボルクロック周波数をＦＦＴ処理クロックの２０．４５０７４ＭＨｚの４／１１の７．４３６６ＭＨｚとする。
図示しないが、ＩＦ周波数には、１３０ＭＨｚの他に、７０ＭＨｚもある。７０ＭＨｚＩＦ信号へ変換（アップコンバード）用ローカル発信器も従来のＯＦＤＭ用周波数（４９．５４９２６ＭＨｚ）を流用する。 Although not shown, the source clock of the D / A conversion sampling clock is 654.42368 MHz, which is 32 times the FFT processing clock, 20.50474 MHz, and is divided by 1/11 to 59.4306 MHz for A / D conversion. It may be a sampling clock. 11 times oversampling is performed using 81.80296 MHz of the source clock of the D / A conversion sampling clock as the A / D conversion sampling clock, and 81.80296 MHz of the source clock of the D / A conversion sampling clock is divided by 1/11 Thus, 7.43663 MHz may be used as the symbol clock frequency during QAM demodulation. That is, the symbol clock frequency is set to 4/11 7.4366 MHz of 20.45074 MHz of the FFT processing clock.
Although not shown, the IF frequency includes 70 MHz in addition to 130 MHz. The local oscillator for converting (up-converting) into a 70 MHz IF signal also uses the conventional frequency for OFDM (49.54926 MHz).

Ａ／Ｄ変換後の受信ＱＡＭ変調波形を示す模式図の図７において、Ａ／Ｄ変換された信号に乗算器でＮＣＯ発振周波数（１３．０１４１ＭＨｚ）を掛け合わせ、周波数ダウンコンバージョンし、シンボルクロック（７．４３６６３ＭＨｚ＝２０．４５０７４ＭＨｚ−１３．０１４１ＭＨｚ）を中心としたスペクトル波形を得る。ここで数値制御発信器（Numerical Control Oscillator：ＮＣＯ）発振周波数（１３．０１４１ＭＨｚ）は、Ａ／Ｄ変換サンプリングクロック（５９．４３０６ＭＨｚ）のｘ７／３２倍の関係にあるため、例えばＲＯＭテーブルにてサンプリングクロック３２クロックにて７周期回転するサイン波テーブルを持つことで容易に実現可能である。
ＮＣＯ発振周波数の１３．０１４１ＭＨｚは、Ｄ／Ａ変換サンプリングクロックの源振クロックの８１．８０２９６ＭＨｚを８／１１した５９．４３０６ＭＨｚの７／３２であるから、８１．８０２９６ＭＨｚを７／４４しても実現可能である。 In FIG. 7 of the schematic diagram showing the received QAM modulation waveform after A / D conversion, the A / D converted signal is multiplied by the NCO oscillation frequency (13.0141 MHz) by the multiplier, the frequency is down-converted, and the symbol clock ( A spectrum waveform centering on 7.436663 MHz = 20.45074 MHz-13.0141 MHz) is obtained. Here, the numerical control oscillator (NCO) oscillation frequency (13.0141 MHz) is x7 / 32 times the A / D conversion sampling clock (59.4306 MHz). This can be easily realized by having a sine wave table that rotates seven cycles with 32 clocks.
The NCO oscillation frequency of 13.01141 MHz is 7/32 of 59.4306 MHz, which is 8/11 of the source clock of the D / A conversion sampling clock, 81.80296 MHz. Is possible.

乗算器後の受信ＱＡＭ変調スペクトル波形を示す模式図の図８において、ここではＮＣＯ発振周波数（１３．０１４１ＭＨｚ）を中心に折り返した成分（２６．０２８７ＭＨｚ）が存在する為、次段のローパスフィルタにて取り除く必要がある。
乗算器でダウンコンバージョンされた信号よりローパスフィルタにて帯域制限して所望のシンボルクロック（７．４３６６３ＭＨｚ）を中心としたスペクトル波形のみを得る。同時にｘ１／２倍のデシメーション（間引き処理）を行うことで、処理クロックをＡ／Ｄ変換サンプリングクロック（分周＝５９．４３０６ＭＨｚ）からシンボルクロックの４倍である（２９．７４６５３ＭＨｚ）にダウンサンプリングする。 In FIG. 8 of the schematic diagram showing the received QAM modulation spectrum waveform after the multiplier, there is a component (26.0287 MHz) folded around the NCO oscillation frequency (13.0141 MHz) here. Need to be removed.
A band is limited by a low-pass filter from the signal down-converted by the multiplier to obtain only a spectrum waveform centered on a desired symbol clock (7.443663 MHz). At the same time, by decimation (decimation processing) of x1 / 2 times, the processing clock is downsampled from the A / D conversion sampling clock (frequency division = 59.4306 MHz) to 4 times the symbol clock (29.74653 MHz). .

（以下、従来のシングルキャリアＱＡＭ受信回路と同一回路を流用可能である。）
その後、直交復調し、送信側と同じ特性のロールオフフィルタにて帯域制限し、同時にｘ１／４倍のデシメーション（間引き処理）を行うことで、処理クロックをシンボルクロックの４倍である（２９．７４６５３ＭＨｚ）からシンボルクロック（７．４３６６３ＭＨｚ）にダウンサンプリングする。
（以下はシンボルクロック処理である。）その後、前記プリアンブル信号を検出し、当該信号より得られる伝送路特性を推定し、本線信号に対して波形等化を行う。
波形等化信号に対してデマッピング処理を行い、再び元のデータ配列に戻してデジタル信号を得る。 (Hereafter, the same circuit as a conventional single carrier QAM receiving circuit can be used.)
After that, quadrature demodulation is performed, band limitation is performed by a roll-off filter having the same characteristics as the transmission side, and decimation (decimation processing) of x1 / 4 is performed at the same time, so that the processing clock is four times the symbol clock (29. Downsampling from 74653 MHz) to the symbol clock (7.436363 MHz).
(The following is symbol clock processing.) Thereafter, the preamble signal is detected, the transmission path characteristics obtained from the signal are estimated, and waveform equalization is performed on the main line signal.
Demapping processing is performed on the waveform equalized signal, and the original data array is restored to obtain a digital signal.

本発明の１０ＭＨzバンド対応ＯＦＤＭ時のキャリア割り当て（ＦＦＴ１０２４ポイント時）を示す模式図の図９において、総キャリア数を４２５本から４７３本に増やす。ＦＦＴクロックは従来の２０．４５０７４ＭＨｚのままとし、占有帯域幅としては、９．４５ＭＨｚ（４７３本×１９．９７ｋＨｚ）となる。 In FIG. 9, which is a schematic diagram showing carrier allocation (at the time of FFT 1024 points) during OFDM of 10 MHz band according to the present invention, the total number of carriers is increased from 425 to 473. The FFT clock is kept at the conventional 20.45074 MHz, and the occupied bandwidth is 9.45 MHz (473 × 19.97 kHz).

本発明の１０ＭＨzバンド対応ＯＦＤＭ時のキャリア割り当て（ＦＦＴ２０４８ポイント時）を示す模式図の図１０の動作は図9と同様なので、省略する。 Since the operation of FIG. 10 of the schematic diagram showing the carrier allocation (at the time of FFT 2048 points) in the 10 MHz band compatible OFDM of the present invention is the same as FIG.

１０ＭＨzバンド対応の中間周波数（１３０ＭＨｚ）に変換されたＯＦＤＭ変調波形を示す模式図の図１１において、ＴＭＣＣ、ＮＵＬＬキャリア位置は、従来と変えないことで回路の共通化が図れる。データキャリアも４２５本から４７３本に増えるため、伝送ビットレートは、例えば６４ＱＡＭ畳込み５／６の場合、
従来の９ＭＨｚハーフバンド時：２９．８２４Ｍbit／s
本発明の１０ＭＨｚバンド時：３４．０８５Ｍbit／s
と、チャネル帯域が１ＭＨｚ増えた分の効果がある。 In FIG. 11 of the schematic diagram showing the OFDM modulation waveform converted to the intermediate frequency (130 MHz) corresponding to the 10 MHz band, the circuit can be shared by changing the TMCC and NULL carrier positions as before. Since the number of data carriers increases from 425 to 473, the transmission bit rate is, for example, 64QAM convolution 5/6,
Conventional 9 MHz half band: 29.824 Mbit / s
10 MHz band of the present invention: 34.085 Mbit / s
And there is an effect that the channel band is increased by 1 MHz.

１，１００：シングルキャリアＱＡＭ変調部、２：ＯＦＤＭ変調部、
１−１：マッピング部、１−２：ＱＡＭフレーム生成部、
５：直交変調部、６：Ｄ／Ａ変換器、１０，１５，１６，２１：バンドパスフィルタ、
７，１２，３０：セレクタ、１１，１７：ミキサ、
８：シングルキャリアＱＡＭ用Ｄ／Ａクロック（５９．４１６１２ＭＨｚ）
９：ＯＦＤＭ用Ｄ／Ａクロック（８１．８０２９６ＭＨｚ）
１３，２０：ＱＡＭ用ローカルクロック（１１６．６４５９７ＭＨｚ）
１４，１９：ＯＦＤＭ用ローカルクロック（１０９．５４９２６ＭＨｚ）
２４：ＯＦＤＭ用Ａ／Ｄクロック（８１．８０２９６ＭＨｚ）
２５：シングルキャリアＱＡＭ用Ａ／Ｄクロック（５９．４１６１２ＭＨｚ）
２２：Ａ／Ｄ変換器、２６：直交復調部、２７：シングルキャリアＱＡＭ復調部、
２７−１：ロールオフ及びデシメーション（１／４）フィルタ、
２７−２：伝送路推定波形等化、２７−３：デマッピング部、
２８：ＯＦＤＭ復調部、
２９：１／４分周、
１０１：ロールオフ及びインターポレーション（ｘ１１）フィルタ、
１０２：ＰＬＬ（１／１１）、１０３：ＰＬＬ（８／１１）、１０４：乗算器、
１０５：数値制御発信器（Numerical Control Oscillator：ＮＣＯ）（１３．０１４１ＭＨｚ）、
１０６：１／２分周、１０７：ローパス及びデシメーション（１／２）フィルタ、 1, 100: single carrier QAM modulation unit, 2: OFDM modulation unit,
1-1: Mapping unit, 1-2: QAM frame generation unit,
5: Quadrature modulation unit, 6: D / A converter, 10, 15, 16, 21: Band pass filter,
7, 12, 30: selector, 11, 17: mixer,
8: D / A clock for single carrier QAM (59.41612 MHz)
9: D / A clock for OFDM (81.280296 MHz)
13, 20: QAM local clock (116.64597 MHz)
14, 19: OFDM local clock (109.54926 MHz)
24: A / D clock for OFDM (81.280296 MHz)
25: A / D clock for single carrier QAM (59.41612 MHz)
22: A / D converter, 26: quadrature demodulator, 27: single carrier QAM demodulator,
27-1: Roll-off and decimation (1/4) filter,
27-2: Channel estimation waveform equalization, 27-3: Demapping unit,
28: OFDM demodulator,
29: 1/4 division,
101: Roll-off and interpolation (x11) filter,
102: PLL (1/11), 103: PLL (8/11), 104: Multiplier,
105: Numerical Control Oscillator (NCO) (13.141 MHz),
106: 1/2 frequency division, 107: Low-pass and decimation (1/2) filter,

Claims

A D / A or A / D source clock oscillator having a multiple of 4 such as 4 times the FFT processing clock, and a symbol divided by a multiple of 11 of the D / A or A / D source clock A digital modulation video transmission device having at least one of a clock frequency modulator or demodulator ,
A local oscillator having the same frequency as the local oscillation frequency at the time of the 18 MHz or 9 MHz channel band, dividing the D / A or A / D source clock by a multiple of 11, and modulating the clock as a symbol clock; Frequency up-conversion is performed with an 11-times interpolation filter, and after quadrature modulation, D / A conversion is performed with a natural frequency divided clock of the D / A or A / D source clock, and divided by 4 (1/4) ) Obtaining a component and transmitting the IF signal via the local oscillation frequency and mixer,
The A / D is obtained by down-converting from the IF frequency through the local oscillator frequency and the mixer, and converting the D / A or A / D source clock to the fractional ratio between the first natural numbers. Conversion is performed, frequency down-conversion is performed using a clock having a frequency obtained by converting the D / A or A / D source clock to a fractional ratio between the second natural numbers, and the decimation filter removes the aliasing component and 1/2 A digital modulation video transmission apparatus having at least one of a reception function for performing down-sampling of

A D / A or A / D source clock oscillator having a multiple of 4 such as 4 times the FFT processing clock, and a symbol divided by a multiple of 11 of the D / A or A / D source clock A digital modulation video transmission device having at least one of a clock frequency modulator or demodulator,
Digital modulation characterized in that the number of CP carriers and data carriers is increased with respect to the carrier allocation in the 9 MHz channel band, and the allocation positions of the TMCC carrier and the NULL carrier are maintained in the 9 MHz channel band to realize the 10 MHz channel band. Video transmission equipment.