JP6032047B2 - Motor control device - Google Patents
Motor control device Download PDFInfo
- Publication number
- JP6032047B2 JP6032047B2 JP2013027086A JP2013027086A JP6032047B2 JP 6032047 B2 JP6032047 B2 JP 6032047B2 JP 2013027086 A JP2013027086 A JP 2013027086A JP 2013027086 A JP2013027086 A JP 2013027086A JP 6032047 B2 JP6032047 B2 JP 6032047B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- axis
- phase
- current
- voltage
- command
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
本発明の実施形態は、モータ制御装置に関する。 Embodiments described herein relate generally to a motor control device.
近年、三相同期モータ等のACモータの制御装置にインバータを適用する技術が普及し、従来と比較して格段に制御性能が向上している。インバータを適用したモータ制御装置では、外部からの指令トルクに基づくとともに、ACモータの電機子巻線に流れる各相の電流を検出してフィードバックすることで、印加する矩形波電圧の位相を制御したり、パルス幅変調(PWM)方式により電圧実効値を制御したりして電流を制御する場合が多い。 In recent years, a technique for applying an inverter to a control device for an AC motor such as a three-phase synchronous motor has become widespread, and the control performance has been significantly improved as compared with the conventional technology. In the motor control device to which the inverter is applied, the phase of the applied rectangular wave voltage is controlled by detecting and feeding back the current of each phase flowing in the armature winding of the AC motor, based on the command torque from the outside. In many cases, the current is controlled by controlling the effective voltage value by a pulse width modulation (PWM) method.
このようなACモータのトルク制御方法として、U相、V相、W相の三相固定座標系における電圧方程式を、回転子の磁石の位相角を基準とするdq座標の二相回転座標系に変換して、ACモータの電流制御を行うベクトル制御が知られている。このベクトル制御では、制御装置でACモータの回転子の位相角を検出して角速度を演算し、dq座標軸上で制御演算を行って電流制御を行う。 As a torque control method for such an AC motor, a voltage equation in a U-phase, V-phase, and W-phase three-phase fixed coordinate system is converted into a dq coordinate two-phase rotary coordinate system with reference to the phase angle of the rotor magnet. Vector control that performs conversion and performs current control of an AC motor is known. In this vector control, the control device detects the phase angle of the rotor of the AC motor, calculates the angular velocity, performs control calculation on the dq coordinate axis, and performs current control.
このようなベクトル制御では、ACモータの回転子の位相角を、角度センサであるレゾルバ等で検出するが、レゾルバ等で検出される位相角にはレゾルバ回転1次、2次等の誤差角度が生じることがある。このような誤差角度により、位相角に対する適切な電流制御が困難となり、トルク脈動やノイズ発生の原因となる。 In such vector control, the phase angle of the rotor of the AC motor is detected by a resolver or the like that is an angle sensor, but the phase angle detected by the resolver or the like has an error angle such as a resolver rotation primary or secondary. May occur. Such an error angle makes it difficult to appropriately control the current with respect to the phase angle, and causes torque pulsation and noise.
ここで、三相電流のオフセットをフィードバックしてACモータの電流制御を行ってトルク脈動やノイズ発生を回避する手法では、三相一周回分の電流値をフィードバックする必要があり、高応答な制御を実現することが困難である。 Here, in the method of feeding back the offset of the three-phase current and controlling the current of the AC motor to avoid the occurrence of torque pulsation and noise, it is necessary to feed back the current value for one round of the three phases, and the control with high response is performed. It is difficult to realize.
実施形態のモータ制御装置は、三相モータに流れる三相電流を検出する電流検出部と、前記三相モータの回転子が回転する位相角を検出する回転検出部と、検出された三相電流を、前記三相モータの回転子の位相角を基準とするdq座標軸上のd軸電流およびq軸電流に変換する検出電流変換部と、前記d軸電流および前記q軸電流を、前記dq座標軸から誤差角度だけ遅れた推定座標軸であるγδ座標軸上のγ軸電流およびδ軸電流のそれぞれに変換する座標軸変換部と、前記γ軸電流および前記δ軸電流を入力パラメータとした前記三相モータにおける見かけ上の誘起電圧である拡張誘起電圧に関するγδ座標軸上の拡張誘起電圧方程式に対する、前記回転検出部からの出力を用いた外乱オブザーバに基づいて、前記位相角の誤差角度を推定する誤差角度推定部と、推定された誤差角度で前記位相角を補正する位相角補正部と、補正後の位相角に基づいて、前記dq座標軸上の指令d軸電圧および指令q軸電圧を、指令三相電圧に変換する電圧変換部と、前記指令三相電圧に基づいて、実際の三相電圧を生成して前記三相モータに印加することにより、前記三相電流を前記三相モータに流す電力変換部と、を備えた。当該構成により、一例として、制御の高応答性を維持しつつ、トルク脈動やノイズ発生を防止することができる。 The motor control device of the embodiment includes a current detection unit that detects a three-phase current flowing in a three-phase motor, a rotation detection unit that detects a phase angle at which a rotor of the three-phase motor rotates, and a detected three-phase current Is converted into a d-axis current and a q-axis current on the dq coordinate axis with reference to the phase angle of the rotor of the three-phase motor, and the d-axis current and the q-axis current are converted into the dq coordinate axis. A coordinate axis conversion unit for converting each of the γ-axis current and the δ-axis current on the γδ coordinate axis, which is an estimated coordinate axis delayed by an error angle, and the three-phase motor using the γ-axis current and the δ-axis current as input parameters The error angle of the phase angle is estimated based on the disturbance observer using the output from the rotation detection unit with respect to the extended induced voltage equation on the γδ coordinate axis with respect to the extended induced voltage that is an apparent induced voltage. An error angle estimator, a phase angle corrector that corrects the phase angle with the estimated error angle, and a command d-axis voltage and a command q-axis voltage on the dq coordinate axis based on the corrected phase angle, Based on the command three-phase voltage, a voltage converter that converts the command three-phase voltage, and by generating an actual three-phase voltage and applying it to the three-phase motor, the three-phase current is supplied to the three-phase motor. And a power converter for flowing. With this configuration, for example, torque pulsation and noise generation can be prevented while maintaining high control responsiveness.
また、実施形態のモータ制御装置において、検出電流変換部は、補正後の位相角を用いて、検出された三相電流を、d軸電流およびq軸電流に変換する。当該構成により、一例として、ベクトル制御の精度を向上させることができる。 In the motor control device of the embodiment, the detected current conversion unit converts the detected three-phase current into a d-axis current and a q-axis current using the corrected phase angle. With this configuration, as an example, the accuracy of vector control can be improved.
また、実施形態のモータ制御装置において、外乱オブザーバは、拡張誘起電圧を推定するための微分方程式であり、誤差角度推定部は、外乱オブザーバに基づいて、γδ座標上のγ軸拡張誘起電圧およびδ軸拡張誘起電圧を求め、γ軸拡張誘起電圧およびδ軸拡張誘起電圧から誤差角度を推定する。当該構成により、一例として、制御の高応答性を維持しつつ、トルク脈動やノイズ発生を防止することができる。 Further, in the motor control device of the embodiment, the disturbance observer is a differential equation for estimating the expansion induced voltage, and the error angle estimation unit is configured to calculate the γ-axis expansion induced voltage and δ on the γδ coordinate based on the disturbance observer. An axis expansion induced voltage is obtained, and an error angle is estimated from the γ-axis expansion induced voltage and the δ-axis expansion induced voltage. With this configuration, for example, torque pulsation and noise generation can be prevented while maintaining high control responsiveness.
また、実施形態のモータ制御装置において、外乱オブザーバは、位相角に基づく回転子の角速度をパラメータとする。当該構成により、一例として、制御の高応答性を維持しつつ、トルク脈動やノイズ発生を防止することができる。 In the motor control device of the embodiment, the disturbance observer uses the angular velocity of the rotor based on the phase angle as a parameter. With this configuration, for example, torque pulsation and noise generation can be prevented while maintaining high control responsiveness.
また、実施形態のモータ制御装置において、外部からの指令トルクに基づいて、dq座標軸上の指令d軸電流および指令q軸電流を算出する電流指令部と、d軸電流と、q軸電流と、指令d軸電流と、指令q軸電流とに基づいて、指令d軸電圧および指令q軸電圧を演算する電圧演算部と、をさらに備えた。 In the motor control device of the embodiment, a current command unit that calculates a command d-axis current and a command q-axis current on the dq coordinate axis based on a command torque from the outside, a d-axis current, a q-axis current, And a voltage calculation unit that calculates a command d-axis voltage and a command q-axis voltage based on the command d-axis current and the command q-axis current.
実施形態のモータ制御装置100について説明する。図1は、実施形態のモータ制御装置100の全体構成を示すブロック図である。モータ制御装置100は、ソフトウェアで動作するコンピュータを含んで構成されており、制御対象は三相同期モータ110の三相電流iu、iv、iwであり、制御量は三相同期モータ110に印加する三相電圧vu、vv、vwである。ここで、本実施形態のモータ制御装置100および三相同期モータ110は、一例として、ハイブリッド車両に搭載されるが、これに限定されるものではない。
A
三相同期モータ110は、図略の回転子コアに磁石を埋め込み、固定子コア(不図示)に電機子巻線を巻回して構成した埋込磁石同期モータである。ただし、三相モータであればよく、これに限定されるものではない。モータ制御装置100は、外部から受け取ったトルク指令Req_trqに等しいトルクを三相同期モータ110から出力すべく、制御演算を行って三相電圧vu、vv、vwを制御する。
The three-phase
図1に示すように、モータ制御装置100は、2個の電流検出部108a、108bと、回転検出部107と、偏差演算器111と、検出電流変換部112と、座標軸変換部113と、誤差角度推定部114と、回転数演算部115と、電流指令部101と、電圧演算部120と、電圧変換部104と、電力変換部130とを主に備えている。
As shown in FIG. 1, the
2個の電流検出部108a、108bは、三相同期モータ110の電機子巻線に接続された三相の入力線のうちのV相入力線およびW相入力線にそれぞれ設けられている。電流検出部108a、108bは、例えば周知の変流器や分路抵抗器などを用いて構成することができ、V相電流ivおよびW相電流iwを検出して、その検出信号を検出電流変換部112に出力する。なお、検出電流変換部112は、三相電流iu、iv、iwのベクトル和がゼロであることを利用して、三相目のU相電流iuを演算する。
The two
回転検出部107は、三相同期モータ110の回転子が回転する位相角θを検出する角度センサである。本実施形態では、回転検出部107としてレゾルバを用いている。回転検出部107により検出された位相角θは、後述する偏差演算器111で補正され、補正後の位相角が回転数演算部115および電圧変換部104に送出される。
The
検出電流変換部112は、検出した三相電流iu、iv、iwを、後述する補正後の位相角を用いて、dq座標軸上のd軸電流idおよびq軸電流iqに変換する。検出電流変換部112は、位相角θを用いた公知の変換式により、三相電流iu、iv、iwからd軸電流idおよびq軸電流iqを算出して、電圧演算部120に送出する。
The detected current conversion unit 112 converts the detected three-phase currents i u , i v , i w into a d-axis current i d and a q-axis current i q on the dq coordinate axis using a phase angle after correction described later. To do. The detection current conversion unit 112 calculates the d-axis current i d and the q-axis current i q from the three-phase currents i u , i v , i w by a known conversion formula using the phase angle θ, and the
ここで、d軸電流idは、三相同期モータ110の電機子巻線に流れる電流(電機子電流)のd軸成分であり、q軸電流iqは、上記電機子電流のq軸成分である。また、d軸電圧vdは、三相同期モータ110の電機子巻線に印加する電圧(電機子電圧)のd軸成分であり、q軸電圧vqは、上記電機子電圧のq軸成分である。
Here, the d-axis current i d is a d-axis component of the current (armature current) flowing in the armature winding of the three-phase
dq座標軸上で、三相同期モータ110の見かけ上の誘起電圧である拡張誘起電圧に関する拡張誘起電圧方程式は、d軸電流idおよびq軸電流iqを入力パラメータとして、次の(1)式で表される。
On the dq coordinate axis, the extended induced voltage equation regarding the extended induced voltage, which is the apparent induced voltage of the three-phase
(1)式の拡張誘起電圧方程式を、dq座標系からγδ座標系へ変換すると、(2)式に示すような、γ軸電流iγおよびδ軸電流iδを入力パラメータとした拡張誘起電圧方程式となる。 When the extended induced voltage equation of the equation (1) is converted from the dq coordinate system to the γδ coordinate system, the expanded induced voltage using the γ-axis current i γ and the δ-axis current i δ as input parameters as shown in the equation (2). It becomes an equation.
ここで、γδ座標軸は、dq座標軸から誤差角度だけ遅れた推定座標軸である。図2は、dq座標軸とγδ座標軸との関係を示す図である。図2に示すように、γδ座標軸は、dq座標軸から誤差角度だけ遅れた座標軸となっている。ここで、符号107aは、三相同期モータ110の回転子である。
Here, the γδ coordinate axis is an estimated coordinate axis delayed by an error angle from the dq coordinate axis. FIG. 2 is a diagram illustrating the relationship between the dq coordinate axis and the γδ coordinate axis. As shown in FIG. 2, the γδ coordinate axis is a coordinate axis delayed by an error angle from the dq coordinate axis. Here,
座標軸変換部113は、検出電流変換部112で変換されたdq座標軸上のd軸電流idおよびq軸電流iqを、図2に示すようなγδ座標軸上のγ軸電流iγおよびδ軸電流iδのそれぞれに変換する。
ここで、γ軸電流iγは、三相同期モータ110の電機子巻線に流れる電流(電機子電流)のγ軸成分であり、δ軸電流iδは、上記電機子電流のδ軸成分である。また、γ軸電圧vγは、三相同期モータ110の電機子巻線に印加する電圧(電機子電圧)のγ軸成分であり、δ軸電圧vδは、上記電機子電圧のδ軸成分である。
Here, the γ-axis current i γ is a γ-axis component of the current (armature current) flowing in the armature winding of the three-phase
図1に戻り、誤差角度推定部114は、(2)式で示されるγδ座標軸上の拡張誘起電圧方程式に対する外乱オブザーバに基づいて、位相角θの誤差角度を推定する。
Returning to FIG. 1, the error
誤差角度推定部114では、次の(3)式に示す外乱オブザーバが設定されている。
In the error
この外乱オブザーバは、拡張誘起電圧を推定するための微分方程式であり、回転検出部107からの出力である位相角θに基づく角速度ωをパラメータとして用いている。
The disturbance observer is a differential equation for estimating the extended induced voltage, and uses an angular velocity ω based on the phase angle θ, which is an output from the
誤差角度推定部114は、回転検出部107で検出された位相角θから回転子の角速度ωを求める。具体的には、誤差角度推定部114は、2回の検出で求めた位相角θの変化量を経過時間で除算して角速度 ωを算出する。そして、誤差角度推定部114は、γ軸電流iγ、δ軸電流iδ、γ軸電圧vγ、δ軸電圧vδを逐次入力し、(3)式の外乱オブザーバを公知の数値解析により解法することにより、γδ座標上のγ軸拡張誘起電圧(拡張誘起電圧のγ軸成分)およびδ軸拡張誘起電圧(拡張誘起電圧のδ軸成分)を推定する。そして、誤差角度推定部114は、γ軸拡張誘起電圧およびδ軸拡張誘起電圧から、次の(4)式を用いて誤差角度を推定する。
The error
ここで、(1)〜(4)式の導出は、非特許文献“森本茂雄・河本啓助・武田洋次:「推定位置誤差情報を利用したIPMSM の位置・速度センサレス制御」,電学論 D,Vol.122−D,No.5 pp.722−729(2002)”に詳述されている。 Here, the derivations of equations (1) to (4) are derived from non-patent literature “Shigeo Morimoto, Keisuke Kawamoto, Yoji Takeda:“ IPMSM Position / Velocity Sensorless Control Using Estimated Position Error Information ”, Electrical Theory D, Vol. 122-D, no. 5 pp. 722-729 (2002) ".
偏差演算器111は、位相角補正部として機能し、(5)式で示されるように、回転検出部107で検出された位相角θから、誤差角度推定部114で推定された誤差角度を減算することにより、位相角θを補正する。
The
回転数演算部115は、回転検出部107で検出された位相角θから、三相同期モータ110の回転子の回転数を算出し、算出した回転数を、ハイブリッド車両のECUに送出する。
The rotation number calculation unit 115 calculates the rotation number of the rotor of the three-phase
電流指令部101は、外部から受け取ったトルク指令Req_trqを指令d軸電流Req_idおよび指令q軸電流Req_iqに変換して、電圧演算部120に指令する。この変換処理は、例えば、最大トルク/電流制御法を用いて行うことができるが、これに限定されない。
電圧演算部120は、検出電流変換部112から出力されるd軸電流idおよびq軸電流iq、電流指令部101から出力される指令d軸電流Req_idおよび指令q軸電流Req_iqに基づいて、指令d軸電圧Req_vdおよび指令q軸電圧Req_vqを演算し、電圧変換部104に指令する。
具体的には、電圧演算部120は、図1に示すように、二つの偏差演算器102a,102bと2つの比例積分制御器(PI)103a,103bから構成される。偏差演算器102aは、指令d軸電流Req_idからd軸電流idを減算して偏差e_idを算出し、偏差e_idを比例積分制御器(PI)103aに受け渡す。比例積分制御器(PI)103aは、偏差e_idに対して所定の比例定数を乗算した値と偏差e_idを時間積分した値を加算して指令d軸電圧Req_vdを求め、指令d軸電圧Req_vdを電圧変換部104に出力する。
Specifically, as shown in FIG. 1, the
また、偏差演算器102bは、指令d軸電流Req_iqからq軸電流iqを減算して偏差e_iqを算出し、偏差e_iqを比例積分制御器(PI)103bに受け渡す。比例積分制御器(PI)103bは、偏差e_iqに対して所定の比例定数を乗算した値と偏差e_iqを時間積分した値を加算して指令q軸電圧Req_vqを求め、指令q軸電圧Req_vqを電圧変換部104に出力する。
Further, the
電圧変換部104は、補正後の位相角θを用いた公知の変換式により、指令d軸電圧Req_vdおよび指令q軸電圧Req_vqを指令三相電圧Req_vu、Req_vv、Req_vwに変換し、電力変換部130に指令する。
The voltage conversion unit 104 converts the command d-axis voltage Req_v d and the command q-axis voltage Req_v q into command three-phase voltages Req_v u , Req_v v , Req_v w by a known conversion formula using the corrected phase angle θ. The
電力変換部130は、PWM制御部105とインバータ106から構成される。PWM制御部105は、指令三相電圧Req_vu、Req_vv、Req_vwから各相のデューティ比を決定してインバータ106に逐次出力する。インバータ106は、各相のデューティ比に基づき、実際の三相電圧vu、vv、vwを生成して三相同期モータ110の電機子巻線に印加する。これにより、三相同期モータ110の電機子巻線には三相電流iu、iv、iwが流れる。
The
次に、以上のように構成された本実施形態のモータ制御処理について説明する。図3は、本実施形態のモータ制御処理の手順を示すフローチャートである。なお、図3では、モータ制御の全体処理の中で、位相角θ、v相電流およびw相電流の検出から、位相角θの補正までの処理について示している。 Next, the motor control process of the present embodiment configured as described above will be described. FIG. 3 is a flowchart showing the procedure of the motor control process of the present embodiment. FIG. 3 shows processing from detection of the phase angle θ, v-phase current, and w-phase current to correction of the phase angle θ in the entire motor control processing.
まず、レゾルバ等の回転検出部107は、三相同期モータ110の回転子の位相角θを検出する(ステップS11)。そして、電流検出部108a、108bは、V相入力線およびW相入力線からそれぞれV相電流ivおよびW相電流iwを検出し(ステップS12)、各検出信号を検出電流変換部112に出力する。
First, the
そして、検出電流変換部112は、三相電流iu、iv、iwのベクトル和がゼロであることを利用して、U相電流iuを算出する(ステップS13)。次に、検出電流変換部112は、三相電流iu、iv、iwをdq座標軸上のd軸電流idおよびq軸電流iqに変換する(ステップS14)。検出電流変換部112は、d軸電流idおよびq軸電流iqを、偏差演算器102a,102bと座標軸変換部113に出力する。
Then, the detection current conversion unit 112 calculates the U-phase current i u using the fact that the vector sum of the three-phase currents i u , i v , i w is zero (step S13). Next, the detected current conversion unit 112 converts the three-phase currents i u , i v , i w into a d-axis current i d and a q-axis current i q on the dq coordinate axis (step S14). The detected current conversion unit 112 outputs the d-axis current i d and the q-axis current i q to the
座標軸変換部113は、d軸電流idおよびq軸電流iqを受け取り、d軸電流idおよびq軸電流iqをγδ座標軸上のγ軸電流iγおよびδ軸電流iδに変換する(ステップS15)。
Coordinate
次に、誤差角度推定部114は、上述した(3)式の外乱オブザーバを公知の数値解析の手法により解法して、γ軸拡張誘起電圧の推定値とδ軸拡張誘起電圧の推定値を算出する(ステップS16)。そして、誤差角度推定部114は、γ軸拡張誘起電圧の推定値とδ軸拡張誘起電圧の推定値とを用いて、上述した(4)式から誤差角度を算出する(ステップS17)。
Next, the
次に、偏差演算器111は、上述した(5)式により、回転検出部107で検出された位相角θから、誤差角度推定部114で推定された誤差角度を減算することにより、位相角θを補正する(ステップS18)。補正後の位相角は、回転演算部115と検出電流変換部113と検出電流変換部112と電圧変換部104に出力される。検出電流変換部112では、三相電流iu、iv、iwを、補正後の位相角を用いて、dq座標軸上のd軸電流idおよびq軸電流iqに変換する。電圧変換部104では、補正後の位相角を用いて、指令d軸電圧Req_vdおよび指令q軸電圧Req_vqを指令三相電圧Req_vu、Req_vv、Req_vwに変換する。このように、補正後の位相角は、三相固定座標系と二相回転座標系との間の変換に使用される。
Next, the
このように本実施形態では、三相同期モータ110のdq座標軸上の拡張誘起電圧方程式をγδ座標軸に変換した拡張誘起電圧方程式に対する、レゾルバ等の回転検出部107の出力をパラメータに用いた外乱オブザーバを設定し、当該外乱オブザーバにより、拡張誘起電圧を推定して位相角の誤差角度を推定しているので、高応答で位相角θの補正を行うことができる。
As described above, in the present embodiment, the disturbance observer using the output of the
また、本実施形態では、補正後の位相角を、三相固定座標と二相回転座標との間の変換に利用しているので、ベクトル制御の精度を向上させることができる。このように本実施の形態では、ベクトル制御の精度が向上するため、制御の高応答性を維持しつつ、トルク脈動やノイズ発生を防止することが可能となる。 Moreover, in this embodiment, since the phase angle after correction | amendment is utilized for conversion between a three-phase fixed coordinate and a two-phase rotation coordinate, the precision of vector control can be improved. As described above, in the present embodiment, since the accuracy of vector control is improved, torque pulsation and noise generation can be prevented while maintaining high control response.
さらに、本実施形態では、拡張誘起電圧を推定して位相角の誤差角度を推定して位相角θの補正を行っているので、レゾルバ等の誤差の影響が少ない角速度を算出することができる。 Further, in this embodiment, the phase induced error is estimated by estimating the expansion induced voltage and the phase angle θ is corrected, so that it is possible to calculate an angular velocity that is less influenced by errors such as a resolver.
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。 Although several embodiments of the present invention have been described, these embodiments are presented by way of example and are not intended to limit the scope of the invention. These novel embodiments can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the scope of the invention. These embodiments and modifications thereof are included in the scope and gist of the invention, and are included in the invention described in the claims and the equivalents thereof.
101 電流指令部
102a、102b,111 偏差演算器
103a,103b 比例積分制御器(PI)
104 電圧変換部
105 PWM制御部
106 インバータ
107 回転検出部
108a、108b 電流検出部
110 三相同期モータ
111 偏差演算器
112 検出電流変換部
113 座標軸変換部
114 誤差角度推定部
115 回転数演算部
120 電圧演算部
130 電力変換部
101
104 Voltage conversion unit 105
Claims (5)
前記三相モータの回転子が回転する位相角を検出する回転検出部と、
検出された三相電流を、前記三相モータの回転子の位相角を基準とするdq座標軸上のd軸電流およびq軸電流に変換する検出電流変換部と、
前記d軸電流および前記q軸電流を、前記dq座標軸から誤差角度だけ遅れた推定座標軸であるγδ座標軸上のγ軸電流およびδ軸電流のそれぞれに変換する座標軸変換部と、
前記γ軸電流および前記δ軸電流を入力パラメータとした前記三相モータにおける見かけ上の誘起電圧である拡張誘起電圧に関するγδ座標軸上の拡張誘起電圧方程式に対する、前記回転検出部からの出力を用いた外乱オブザーバに基づいて、前記位相角の誤差角度を推定する誤差角度推定部と、
推定された誤差角度で前記位相角を補正する位相角補正部と、
補正後の位相角に基づいて、前記dq座標軸上の指令d軸電圧および指令q軸電圧を、指令三相電圧に変換する電圧変換部と、
前記指令三相電圧に基づいて、実際の三相電圧を生成して前記三相モータに印加することにより、前記三相電流を前記三相モータに流す電力変換部と、
を備えたモータ制御装置。 A current detector for detecting a three-phase current flowing in the three-phase motor;
A rotation detector that detects a phase angle at which the rotor of the three-phase motor rotates;
A detected current converter that converts the detected three-phase current into a d-axis current and a q-axis current on the dq coordinate axis with reference to the phase angle of the rotor of the three-phase motor;
A coordinate axis converter that converts the d-axis current and the q-axis current into a γ-axis current and a δ-axis current on a γδ coordinate axis, which is an estimated coordinate axis delayed by an error angle from the dq coordinate axis,
Using the output from the rotation detection unit for the extended induced voltage equation on the γδ coordinate axis related to the extended induced voltage that is the apparent induced voltage in the three-phase motor using the γ-axis current and the δ-axis current as input parameters. An error angle estimator that estimates an error angle of the phase angle based on a disturbance observer;
A phase angle correction unit that corrects the phase angle with the estimated error angle;
A voltage converter that converts the command d-axis voltage and the command q-axis voltage on the dq coordinate axis into a command three-phase voltage based on the corrected phase angle;
Based on the command three-phase voltage, by generating an actual three-phase voltage and applying it to the three-phase motor, a power converter that passes the three-phase current to the three-phase motor;
A motor control device comprising:
請求項1に記載のモータ制御装置。 The detected current conversion unit converts the detected three-phase current into the d-axis current and the q-axis current using the corrected phase angle.
The motor control device according to claim 1.
前記誤差角度推定部は、前記外乱オブザーバに基づいて、前記γδ座標上のγ軸拡張誘起電圧およびδ軸拡張誘起電圧を求め、前記γ軸拡張誘起電圧および前記δ軸拡張誘起電圧から前記誤差角度を推定する、
請求項1または2に記載のモータ制御装置。 The disturbance observer is a differential equation for estimating the extended induced voltage,
The error angle estimation unit obtains a γ-axis expansion induced voltage and a δ-axis expansion induced voltage on the γδ coordinate based on the disturbance observer, and calculates the error angle from the γ-axis expansion induced voltage and the δ-axis expansion induced voltage. Estimate
The motor control device according to claim 1 or 2.
請求項1〜3のいずれか一つに記載のモータ制御装置。 The disturbance observer uses the angular velocity of the rotor based on the phase angle as a parameter,
The motor control apparatus as described in any one of Claims 1-3.
前記d軸電流と、前記q軸電流と、前記指令d軸電流と、前記指令q軸電流とに基づいて、前記指令d軸電圧および前記指令q軸電圧を演算する電圧演算部と、
をさらに備えた請求項1〜4のいずれか一つに記載のモータ制御装置。 A current command unit that calculates a command d-axis current and a command q-axis current on the dq coordinate axis based on a command torque from the outside;
A voltage calculator that calculates the command d-axis voltage and the command q-axis voltage based on the d-axis current, the q-axis current, the command d-axis current, and the command q-axis current;
The motor control device according to any one of claims 1 to 4, further comprising:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2013027086A JP6032047B2 (en) | 2013-02-14 | 2013-02-14 | Motor control device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2013027086A JP6032047B2 (en) | 2013-02-14 | 2013-02-14 | Motor control device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2014158336A JP2014158336A (en) | 2014-08-28 |
JP6032047B2 true JP6032047B2 (en) | 2016-11-24 |
Family
ID=51578897
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2013027086A Expired - Fee Related JP6032047B2 (en) | 2013-02-14 | 2013-02-14 | Motor control device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP6032047B2 (en) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP5964391B2 (en) | 2014-10-31 | 2016-08-03 | ファナック株式会社 | Motor control device for controlling current phase of dq three-phase coordinate |
CN108448986B (en) * | 2018-03-28 | 2021-03-12 | 天津大学 | Permanent magnet motor current control method based on adjustable bandwidth type predictive control |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010029028A (en) * | 2008-07-23 | 2010-02-04 | Jtekt Corp | Motor controller |
JP2011135641A (en) * | 2009-12-22 | 2011-07-07 | Denso Corp | Motor control device |
JP5570401B2 (en) * | 2010-12-01 | 2014-08-13 | 本田技研工業株式会社 | Electric power steering device |
-
2013
- 2013-02-14 JP JP2013027086A patent/JP6032047B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2014158336A (en) | 2014-08-28 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP4502734B2 (en) | Origin offset amount calculation method for motor rotational position detection device and motor control device using this calculation method | |
JP2009142116A (en) | Position sensorless controller of permanent magnetic motor | |
JP2007252052A (en) | Vector controller of permanent magnet motor | |
JP2007097263A (en) | Method of estimating magnetic pole position of synchronous motor | |
JP2008187797A (en) | Controller for alternating-current rotary machines, and measuring method for electric constant of alternating-current rotary machine using this controller | |
JP5428202B2 (en) | Control device for permanent magnet type synchronous motor | |
JP5267848B2 (en) | Motor control device | |
JP2019075868A (en) | Motor control device and motor system | |
JP2010029028A (en) | Motor controller | |
JP2010035363A (en) | Controller for permanent magnet type synchronous motor | |
JP6166601B2 (en) | Motor control device and generator control device | |
JP2008220169A (en) | Motor controller | |
JP6032047B2 (en) | Motor control device | |
JP6102516B2 (en) | Control method and control device for permanent magnet type synchronous motor | |
JP6241331B2 (en) | Electric motor control device | |
JPH1118499A (en) | Sensorless revolution control method for permanent magnet type synchronous motor and step-out detection method for the same | |
JP4680754B2 (en) | DC brushless motor rotor angle estimation method and DC brushless motor control device | |
JP5332305B2 (en) | Control device for permanent magnet type synchronous motor | |
JP5534991B2 (en) | Control device for synchronous motor | |
JP2019193532A (en) | Motor system, motor control device, and motor rotation speed detection method | |
JP5332301B2 (en) | Control device for permanent magnet type synchronous motor | |
JP6108114B2 (en) | Control device for permanent magnet type synchronous motor | |
JP5744151B2 (en) | Electric motor driving apparatus and electric motor driving method | |
JP3674638B2 (en) | Induction motor speed estimation method and induction motor drive device | |
JP5312195B2 (en) | DC brushless motor control device |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20160112 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20160921 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20160927 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20161010 |
|
R151 | Written notification of patent or utility model registration |
Ref document number: 6032047 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |