JP5978693B2 - Amplifying device, wireless communication device, and load variator - Google Patents
Amplifying device, wireless communication device, and load variator Download PDFInfo
- Publication number
- JP5978693B2 JP5978693B2 JP2012067936A JP2012067936A JP5978693B2 JP 5978693 B2 JP5978693 B2 JP 5978693B2 JP 2012067936 A JP2012067936 A JP 2012067936A JP 2012067936 A JP2012067936 A JP 2012067936A JP 5978693 B2 JP5978693 B2 JP 5978693B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- load
- impedance
- signal
- unit
- port
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Description
本発明は、増幅装置、無線通信装置、及び負荷変動器に関するものである。 The present invention relates to an amplification device, a wireless communication device, and a load variator.
電力増幅器の高効率化において、ピーク電力の低減は重要技術の１つである。広帯域伝送を行う場合、変調方式としてＷ-ＣＤＭＡ，ＯＦＤＭが導入されており、これらの信号は平均電力対ピーク電力比が大きいという特徴を持っている。 Reducing peak power is one of the important technologies in increasing the efficiency of power amplifiers. In the case of performing broadband transmission, W-CDMA and OFDM are introduced as modulation schemes, and these signals have a feature of a large average power to peak power ratio.
このためこれらの信号を電力増幅器で増幅する場合、まれにしか発生しないピーク電力を出力する瞬間に対しても線形に増幅しなければならず、ピーク電力を出力可能な大出力の増幅器が必要となる。
従って、平均電力とピーク電力の比が大きい場合には、極端に大きな増幅器が必要となり、非常に無駄の多い、電力効率の低い装置になる。
For this reason, when these signals are amplified by a power amplifier, they must be amplified linearly even at the moment when the peak power that occurs rarely is output, and a high-power amplifier capable of outputting peak power is required. Become.
Therefore, when the ratio of the average power and the peak power is large, an extremely large amplifier is required, resulting in a very wasteful and low power efficiency device.
そこで、出力電力に応じて必要な分だけ増幅器を動作させる方式が有効である。そのための１つの方式として、ＥＴ方式又はＥＥＲ方式などの電源変調方式（Ｓｕｐｐｌｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＳＭ方式）がある。
もう１つの方式として、非特許文献１に示すように、負荷インピーダンスを変更する方式（Ｌｏａｄ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＬＭ方式）がある。
Therefore, a method of operating the amplifier by a necessary amount according to the output power is effective. As one method for this purpose, there is a power supply modulation method (Supply Modulation: SM method) such as an ET method or an EER method.
As another method, as shown in
前者のＳＭ方式は、増幅器の電源電圧を変化させて、出力電力を変化させるものである。一方、後者のＬＭ方式は、増幅器の電源に一定電圧を印加するが、増幅器の出力側に接続された負荷インピーダンスを変化させる事で、出力電力を変化させる方式である。 The former SM system changes the output power by changing the power supply voltage of the amplifier. On the other hand, the latter LM method is a method in which a constant voltage is applied to the power supply of the amplifier, but the output power is changed by changing the load impedance connected to the output side of the amplifier.
ＬＭ方式では増幅器の出力側の負荷を変動させる負荷変動器が必要となる。また、負荷変動器は、高周波信号を扱う様々な状況で必要とされる。
本発明者らは、従来とは異なる発想で負荷を変動させることができる負荷変動器を新規に見出した。
そこで、本発明は、新規な増幅装置、無線通信装置、及び負荷変動器を提供することを目的とする。
The LM method requires a load variator that varies the load on the output side of the amplifier. Also, the load variator is required in various situations where high frequency signals are handled.
The inventors of the present invention have newly found a load variator that can vary the load with a different idea from the conventional one.
Accordingly, an object of the present invention is to provide a novel amplifying device, wireless communication device, and load variator.
（１）本発明は、増幅器の出力側に負荷変動器を備えた増幅装置であって、前記負荷変動器には、可変位相器が用いられ、前記可変位相器は、信号が入力される第１ポートと、信号が出力される第２ポートと、第１可変インピーダンスが接続される第３ポートと、第２可変インピーダンスが接続される第４ポートと、を備え、第１ポートから入力された信号の位相が第１可変インピーダンス及び第２可変インピーダンスによって変化するよう構成され、前記第１可変インピーダンス及び第２可変インピーダンスは、前記第１可変インピーダンスと第２可変インピーダンスとの間のインピーダンス差を調整可能に設けられ、
前記インピーダンス差の調整によって、前記第１ポート及び第２ポート間の負荷が変動する増幅装置である。
第３ポートに接続される第１可変インピーダンス及び第４ポートに接続される第２可変インピーダンスの値を、それぞれ独立して調整することで、可変位相器を負荷変動器として利用することができる。
(1) The present invention is an amplifying device including a load variator on the output side of an amplifier, wherein the load variator uses a variable phase shifter, and the variable phase shifter receives a
In the amplifying apparatus, a load between the first port and the second port is changed by adjusting the impedance difference.
By independently adjusting the values of the first variable impedance connected to the third port and the second variable impedance connected to the fourth port, the variable phase shifter can be used as a load variator.
（２）前記増幅装置は、ロードモジュレーション方式であり、前記増幅装置の入力信号の振幅に応じて、前記インピーダンス差を調整することで、前記増幅器の出力信号に振幅変動を生じさせる負荷制御部を備えているのが好ましい。この場合、増幅装置の入力信号の振幅に応じて、インピーダンス差を調整されて、負荷が変動する。なお、増幅器は、スイッチング増幅器であるのが好ましい。 (2) The amplifying device is a load modulation system, and a load control unit that causes an amplitude variation in an output signal of the amplifier by adjusting the impedance difference according to an amplitude of an input signal of the amplifying device. It is preferable to provide. In this case, the impedance is adjusted according to the amplitude of the input signal of the amplifying device, and the load fluctuates. The amplifier is preferably a switching amplifier.
（３）前記増幅器と前記負荷変動器との間に設けられたインピーダンス変換器を更に備え、前記インピーダンス変換器は、前記増幅器からみた前記負荷変動器による負荷が、前記増幅器とインピーダンス整合するインピーダンスよりも高い範囲で変動するようにインピーダンス変換を行うのが好ましい。この場合、増幅器からみた前記負荷変動器による負荷が、増幅器とインピーダンス整合するインピーダンスよりも高い範囲で変動するという、ロードモジュレーション方式において望ましい状態が得られる。 (3) An impedance converter provided between the amplifier and the load variator is further provided, and the impedance converter is configured such that a load caused by the load variator viewed from the amplifier is impedance-matched with the amplifier. It is preferable to perform impedance conversion so as to vary within a high range. In this case, it is possible to obtain a desirable state in the load modulation system in which the load due to the load variator seen from the amplifier fluctuates in a range higher than the impedance matching impedance with the amplifier.
（４）前記第１ポートに入力される前の信号の位相を回転させる位相器を更に備えているのが好ましい。位相器にて、位相を適宜回転させることで、負荷変動部の負荷を変更することができる。さらに、位相器による影響は、第２ポートからみたインピーダンスには影響はなく、出力インピーダンスを一定で、入力インピーダンスを変更することができ、後続の回路又はアンテナに対する影響を与えることがない。 (4) It is preferable to further include a phase shifter that rotates the phase of the signal before being input to the first port. The load of the load changing unit can be changed by appropriately rotating the phase with the phase shifter. Further, the influence by the phase shifter does not affect the impedance viewed from the second port, the output impedance is constant, the input impedance can be changed, and the subsequent circuit or antenna is not affected.
（５）信号が前記負荷変動器を通過することによって生じる位相の変化を補正する位相補正部を更に備えているのが好ましい。この場合、信号が負荷変動器を通過することによって生じる位相の変化を補正することができる。 (5) It is preferable to further include a phase correction unit that corrects a change in phase caused by a signal passing through the load variator. In this case, the phase change caused by the signal passing through the load variator can be corrected.
（６）前記負荷制御部が前記第１可変インピーダンス及び第２可変インピーダンスそれぞれを調整する制御信号、及び／又は、前記増幅器の出力信号に対する遅延調整を行う遅延調整部を更に備えるのが好ましい。この場合、遅延調整部によって信号の遅延調整を行うことができる。 (6) It is preferable that the load control unit further includes a control signal for adjusting each of the first variable impedance and the second variable impedance, and / or a delay adjustment unit for adjusting a delay with respect to an output signal of the amplifier. In this case, the delay adjustment of the signal can be performed by the delay adjustment unit.
（７）前記第１可変インピーダンスは、第１可変容量及び第１インダクタを含み、前記第２可変インピーダンスは、第２可変容量及び第２インダクタを含むのが好ましい。この場合、インダクタによって、損失を低減することができる。 (7) Preferably, the first variable impedance includes a first variable capacitor and a first inductor, and the second variable impedance includes a second variable capacitor and a second inductor. In this case, the loss can be reduced by the inductor.
（８）前記第１インダクタ及び／又は前記第２インダクタは、分布定数線路によって構成することができる。この場合、分布定数線路による第１インダクタ及び／又は第２インダクタが得られる。 (8) The first inductor and / or the second inductor may be constituted by a distributed constant line. In this case, the 1st inductor and / or 2nd inductor by a distributed constant line are obtained.
（９）前記第１可変容量は、前記第１インダクタを介して、前記第３ポートに接続され、前記第２可変容量は、前記第２インダクタを介して、前記第４ポートに接続されているのが好ましい。この場合、可変容量がインダクタを介してポートに接続されるという態様が得られる。 (9) The first variable capacitor is connected to the third port via the first inductor, and the second variable capacitor is connected to the fourth port via the second inductor. Is preferred. In this case, a mode is obtained in which the variable capacitor is connected to the port via the inductor.
（１０）前記第１インダクタ及び／又は前記第２インダクタのインピーダンスは、前記増幅装置によって増幅された信号の伝送路の特性インピーダンスの値とは異なる値に設定されているのが好ましい。この場合、損失を小さくすることができる。 (10) It is preferable that the impedance of the first inductor and / or the second inductor is set to a value different from the value of the characteristic impedance of the transmission path of the signal amplified by the amplification device. In this case, loss can be reduced.
（１１）前記第１インダクタ及び／又は前記第２インダクタのインピーダンスは、前記増幅装置によって増幅された信号の伝送路の特性インピーダンスの値の８０％以下の値に設定されているのが好ましい。この場合も損失を小さくすることができる。 (11) The impedance of the first inductor and / or the second inductor is preferably set to a value that is 80% or less of the value of the characteristic impedance of the transmission path of the signal amplified by the amplification device. Also in this case, the loss can be reduced.
（１２）前記第１インダクタ及び／又は前記第２インダクタのインピーダンスは、前記増幅装置によって増幅された信号の伝送路の特性インピーダンスの値の１２０％以上の値に設定されているのが好ましい。この場合も損失を小さくすることができる。 (12) The impedance of the first inductor and / or the second inductor is preferably set to a value of 120% or more of the characteristic impedance value of the transmission path of the signal amplified by the amplification device. Also in this case, the loss can be reduced.
（１３）前記第１インダクタ及び／又は前記第２インダクタは、集中定数素子によって構成することができる。この場合、分布定数素子による第１インダクタ及び／又は第２インダクタが得られる。 (13) The first inductor and / or the second inductor may be configured by a lumped constant element. In this case, the 1st inductor and / or 2nd inductor by a distributed constant element are obtained.
（１４）他の観点からみた本発明は、前記（１）〜（１３）のいずれか１項に記載の増幅装置を通信信号の増幅のために備えた無線通信装置である。 (14) The present invention from another viewpoint is a wireless communication apparatus including the amplification apparatus according to any one of (1) to (13) for amplification of a communication signal.
（１５）可変位相器を用いた負荷変動器であって、前記可変位相器は、信号が入力される第１ポートと、信号が出力される第２ポートと、第１可変インピーダンスが接続される第３ポートと、第２可変インピーダンスが接続される第４ポートと、を備え、第１ポートから入力された信号の位相が第１可変インピーダンス及び第２可変インピーダンスによって変化するよう構成され、前記第１可変インピーダンス及び第２可変インピーダンスは、前記第１可変インピーダンスと第２可変インピーダンスとの間のインピーダンス差を調整可能に設けられ、前記インピーダンス差の調整によって、前記第１ポート及び第２ポート間の負荷が変動することを特徴とする負荷変動器である。
第３ポートに接続される第１可変インピーダンス及び第４ポートに接続される第２可変インピーダンスの値を、それぞれ独立して調整することで、可変位相器を負荷変動器として利用することができる。
(15) A load variator using a variable phase shifter, wherein the variable phase shifter is connected to a first port to which a signal is input, a second port to which a signal is output, and a first variable impedance. A third port and a fourth port to which a second variable impedance is connected, wherein the phase of the signal input from the first port is changed according to the first variable impedance and the second variable impedance; The first variable impedance and the second variable impedance are provided so that an impedance difference between the first variable impedance and the second variable impedance can be adjusted. By adjusting the impedance difference, between the first port and the second port, The load variator is characterized in that the load fluctuates.
By independently adjusting the values of the first variable impedance connected to the third port and the second variable impedance connected to the fourth port, the variable phase shifter can be used as a load variator.
（１６）前記第１ポートに入力される前の信号の位相を回転させる位相器を更に備えているのが好ましい。位相器にて、位相を適宜回転させることで、負荷変動器の負荷を変更することができる。 (16) It is preferable to further include a phase shifter that rotates the phase of the signal before being input to the first port. The load of the load variator can be changed by appropriately rotating the phase by the phase shifter.
（１７）信号が前記負荷変動器を通過することによって生じる位相の変化を補正する位相補正部を更に備えているのが好ましい。この場合、信号が負荷変動器を通過することによって生じる位相の変化を補正することができる。 (17) It is preferable to further include a phase correction unit that corrects a change in phase caused by a signal passing through the load variator. In this case, the phase change caused by the signal passing through the load variator can be corrected.
（１８）前記第２ポートから出力された信号が通過するアイソレータを更に備えているのが好ましい。アイソレータを設けることで、アイソレータの出力側からみたインピーダンス（負荷変動器の出力インピーダンス）の変動を抑えることができる。 (18) It is preferable to further include an isolator through which a signal output from the second port passes. By providing the isolator, it is possible to suppress fluctuations in impedance (output impedance of the load variator) viewed from the output side of the isolator.
以下、本発明及びそれに関連した技術の実施形態について、図面を参照しながら説明する。
［１．第１実施形態］
図１は、第１実施形態に係る増幅装置１０１を示している。この増幅装置１０１は、移動体通信システムにおけるモバイル端末又は基地局装置などの無線通信装置に搭載され、通信信号の増幅を行うために用いられる。無線通信装置は、ＯＦＤＭ（ＯＦＤＭＡを含む）、Ｗ−ＣＤＭＡなどの広帯域信号を扱う方式に準拠したものである。ＯＦＭＤ及びＷ−ＣＤＭＡなどの方式における信号は、ピーク電力がまれにしか発生しない。つまり、これらの方式における信号は、瞬時電力変動を伴う信号である。なお、ＯＦＭＤ及びＷ−ＣＤＭＡなどの方式において、平均電力とピーク電力との比は、３ｄＢ以上となる。
Hereinafter, embodiments of the present invention and related techniques will be described with reference to the drawings.
[1. First Embodiment]
FIG. 1 shows an
図１に示す増幅装置１０１は、一般的なＬＭ方式に準拠した回路構成を有している。つまり、この増幅装置１０１の増幅器１０２には、位相情報を有するが振幅情報を有しない定包絡線信号（振幅が一定の信号）が入力として与えられる。
増幅器１０２の出力側に接続された負荷変動部１０３の負荷（インピーダンス）が変動することで、増幅器１０２の出力信号は、振幅変動する信号となる。負荷変動部１０３の負荷インピーダンスが入力信号の振幅変動に応じて変化することで、入力信号の位相及び振幅と同様の位相及び振幅を有する出力信号Ｐｏｕｔが得られる。
An
When the load (impedance) of the
図１に示す増幅装置１は、入力信号であるＩ／Ｑ信号に対する信号処理を行う処理部１０４を備えている。処理部１０４は、Ｉ／Ｑ信号が示す振幅を演算する振幅演算部１０４ａと、Ｉ／Ｑ信号が示す位相を演算する位相演算部１０４ｂと、を備えている。つまり、処理部１０４は、Ｉ／Ｑ信号に対するポーラ変調を行うポーラ（Ｐｏｌａｒ）変調器となっている。
The amplifying
さらに、処理部１０４は、振幅演算部１０４ａによって演算された振幅ｒに基づいて、負荷変動部１０３の負荷インピーダンスを変動させるための制御信号を生成する負荷制御部１０４ｃを備えている。負荷制御部１０４ｃは、入力信号（Ｉ／Ｑ信号）の振幅が小さいほど負荷変動部１０３の負荷インピーダンスを大きくし、入力信号の振幅が大きいほど、負荷変動部１０３の負荷インピーダンスを小さくするための制御信号を生成する。
Furthermore, the
負荷制御部１０４ｃから出力された制御信号は、遅延調整部１０５によって遅延調整がなされた上で、負荷変動部１０３に与えられる。遅延調整部１０５を有していることで、増幅器１０２の出力信号が、制御信号に対して遅延又は先行していても、その遅延又は先行を解消して両信号のタイミングを一致させることができる。なお、遅延調整部１０５に代えて、又は、遅延調整部１０５に加えて、増幅器１０２の入出力経路（ＲＦ経路）上に遅延調整部を設けても良い。
The control signal output from the
遅延調整部１０５は、遅延量を調整自在であり、例えば、増幅器１０２の温度特性によって、増幅器１０２へ入力された信号が増幅器１０２内を通過する時間が変化して、制御信号との時間差が生じても、その時間差を補正することができる。
The
位相演算部１０４ｂが出力した位相信号（入力信号における位相情報だけを持つ信号）は、位相変調器１０６によって位相変調され、位相情報を有する定包絡線信号が生成される（図１のＡ１参照）。
つまり、位相演算部１０４ｂ及び位相変調器１０６は、位相情報及び振幅情報が含まれている入力信号（Ｉ／Ｑ信号）を、位相情報が含まれた定包絡線信号に変換する変換部として機能する。位相情報を有する定包絡線信号は、増幅器１０２への入力信号となる。
The phase signal output from the
That is, the
増幅器１０２では、位相情報を有する定包絡線信号が増幅される。仮に、増幅器１０２の出力側の負荷インピーダンスが一定である場合、増幅器１０２からは、図１のＢ１に示すように、単に増幅された定包絡線信号が出力されるだけである。
In the
しかし、負荷変動部１０３の負荷インピーダンスは、負荷制御部１０４ｃから出力された制御信号に応じて変化するため、増幅器１０２の出力信号は、図１のＣ１に示すように、振幅変動する信号となる。制御信号は入力信号の振幅情報に基づいて生成されているため、増幅器１０２の出力信号における振幅変動は、入力信号における振幅変動と同様のものとなる。つまり、増幅装置１０１の出力信号Ｐｏｕｔは、入力信号の位相及び振幅と同様の位相及び振幅を有する信号となる。出力信号Ｐｏｕｔは、無線通信装置が有するアンテナから出力される。
However, since the load impedance of the
ここで、増幅器１０２の出力電圧をＶ、増幅器１０２の出力側の負荷インピーダンスをＺとすると、増幅器１０２の出力電力Ｐｏｕｔは、以下の式で表される。
Ｐｏｕｔ＝Ｖ２／Ｚ
負荷インピーダンスを変動させることで、増幅器１０２の出力が変動することは、上記式からも明らかである。
Here, when the output voltage of the
Pout = V 2 / Z
It is clear from the above formula that the output of the
さて、第１実施形態における増幅器１０２は、Ｄ級、Ｅ級、Ｆ級などのスイッチング増幅器（Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）によって構成されている。スイッチング増幅器は、スイッチング動作する増幅器であり、デジタル増幅器（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）とも呼ばれる。
スイッチング増幅器１０２は、基本的に、常に飽和状態で動作するため、理論的な電力効率は、出力電力の大きさに関わらず、常に１００％である。
The
Since the switching
スイッチング増幅器は、出力電力の大きさが一定となる増幅器であるため、増幅器の出力電力（振幅）を変動させる必要のあるＬＭ方式に応用した例は、従来なかった。しかし、本発明者らは、あえて、ＬＭ方式増幅装置１０１の増幅器１０２として、スイッチング増幅器を採用した。
Since the switching amplifier is an amplifier in which the magnitude of the output power is constant, there has been no example of application to the LM system in which the output power (amplitude) of the amplifier needs to be varied. However, the present inventors dared to employ a switching amplifier as the
本発明者らは、スイッチング増幅器は、出力電力の大きさが一定となる増幅器であるが、入力信号の振幅変動に応じて、出力側の負荷インピーダンスを変化させれば、スイッチング増幅器の出力電力（振幅）も、入力信号の振幅変動と同様に変動することを見出した。 The present inventors have described that the switching amplifier is an amplifier in which the magnitude of the output power is constant, but if the load impedance on the output side is changed in accordance with the amplitude fluctuation of the input signal, the output power of the switching amplifier ( It has been found that (amplitude) also varies in the same manner as the amplitude variation of the input signal.
一方、非特許文献１では、ＬＭ方式のための増幅器としてＢ級増幅器を使用している。Ｂ級増幅器は、出力電力が低下すると電力効率が劣化するため、非特許文献１において、低出力時にＬＭ方式の効率が低下したのは、Ｂ級増幅器を使用したためであると考えられる。
On the other hand,
つまり、図２に示すように、Ｂ級増幅器を用いたＬＭ方式では、出力電力Ｐｏｕｔが小さくなると効率が劣化する（非特許文献１参照）。一方、スイッチング増幅器１０２を用いたＬＭ方式では、出力電力が小さくなっても、効率劣化を抑えることができる。
なお、理論的には、スイッチング増幅器１０２を用いたＬＭ方式では、効率が１００％となるが、他の要因による効率低下も生じるため、他の要因を考慮した効率の理論値は１００％よりもやや低い値（例えば、８０％程度）となる。また、実際には、低出力の場合には、他の要因による効率低下が生じ易い。
That is, as shown in FIG. 2, in the LM method using the class B amplifier, the efficiency deteriorates when the output power Pout decreases (see Non-Patent Document 1). On the other hand, in the LM system using the switching
Theoretically, in the LM method using the switching
例えば非特許文献１では、入力信号として無変調信号（正弦波）を用いているが入力信号が広帯域信号（瞬時電力変動を伴う信号）である場合、電源変調を行うＳＭ方式では、電源効率（例えば８０％）を考慮すると、増幅装置全体の効率は、その分、更に低下する。
一方、ＬＭ方式では、一定電圧の条件下のもとで増幅器を動作させており高効率の電源を使用する事が出来る。
したがって、非特許文献１では、ＬＭ方式はＳＭ方式よりも性能が悪いものとされているが、入力信号が広帯域信号（瞬時電力変動を伴う信号）である場合には、スイッチング増幅器１０２を用いたＬＭ方式増幅装置の効率は、ＳＭ方式よりも効率がよくなることが期待される。
For example, in
On the other hand, in the LM system, an amplifier is operated under a constant voltage condition, and a highly efficient power source can be used.
Therefore, in
［２．第２実施形態］
図３は、第２実施形態に係る増幅装置２０１を示している。なお、以下において、第２実施形態に関し説明を省略した点については、第１実施形態と同様である。また、以下の各実施形態を示す図面において、各実施形態間で同一又は類似する構成については、符号の下一桁目の番号を共通にしている。
[2. Second Embodiment]
FIG. 3 shows an
第２実施形態においては、第１実施形態における処理部１０４の位相演算部１０４ｂが省略され、代わりに、Ｉ／ｒ演算部２０４ｂ−１と、Ｑ／ｒ演算部２０４ｂ−２が設けられている。
Ｉ／ｒ演算部２０４ｂ−１及びＱ／ｒ演算部２０４ｂ−２は、Ｉ信号及びＱ信号それぞれを、振幅演算部２０４ａで求めた振幅ｒの大きさで割る。したがって、Ｉ／ｒ信号及びＱ／ｒ信号は、振幅情報が消去され位相情報だけを示すものとなる。
In the second embodiment, the
The I / r
また、第２実施形態では、第１実施形態における位相変調器１０６に代えて、直交変調器２０６が設けられている。
Ｉ／ｒ信号及びＱ／ｒ信号を、直交変調器２０６にて直交変調することで、入力信号（Ｉ／Ｑ信号）の位相情報だけを有する定包絡線信号が生成される（図３のＡ２参照）。
In the second embodiment, a
The I / r signal and the Q / r signal are quadrature modulated by the
直交変調器２０６から出力される定包絡線信号（図３のＡ２参照）は、第１実施形態の位相変調器１０６から出力される定包絡線信号（図１のＡ１参照）と同等のものである。
したがって、第２実施形態の増幅装置２０１も、第１実施形態の増幅装置１０１と同様に動作することができる。
しかも、第２実施形態の処理部２０４では、第１実施形態の処理部１０４のようにｔａｎ−１の演算を行う必要がなく、演算負荷が少ない。
The constant envelope signal (see A2 in FIG. 3) output from the
Therefore, the amplifying
In addition, the
［３．第３実施形態］
図４は、第３実施形態に係る増幅装置３０１を示している。なお、以下において、第３実施形態に関し説明を省略した点については、第１及び第２実施形態と同様である。
第３実施形態においては、第２実施形態におけるＩ／ｒ演算部２０４ｂ−１及びＱ／ｒ演算部２０４ｂ−２が省略されている。
[3. Third Embodiment]
FIG. 4 shows an
In the third embodiment, the I /
したがって、直交変調器３０６には、Ｉ／Ｑ信号それぞれが、そのまま入力される。直交変調器３０６は、Ｉ／Ｑ信号を直交変調した変調信号、すなわち、位相情報及び振幅情報を有する変調信号、が出力される。
Therefore, each of the I / Q signals is input to the
ＬＭ方式では、入力信号が持つ振幅情報は、増幅器の後段にある負荷変動部で再生される。したがって、ＬＭ方式の増幅器の入力には、振幅情報が無く位相情報だけを有する定包絡線信号（図１のＡ１，図３のＡ２参照）が与えられるのが、これまでの常識である。
これに対し、第３実施形態では、一般的なＬＭ方式における常識とは異なり、変調信号（位相情報とともに振幅情報を有する信号）が増幅器３０２に入力される（図４のＡ３参照）。
In the LM method, amplitude information included in an input signal is reproduced by a load fluctuation unit at the subsequent stage of the amplifier. Therefore, it has been common knowledge so far that a constant envelope signal (see A1 in FIG. 1 and A2 in FIG. 3) having only phase information without amplitude information is given to the input of the LM amplifier.
On the other hand, in the third embodiment, unlike common sense in a general LM system, a modulated signal (a signal having amplitude information together with phase information) is input to the amplifier 302 (see A3 in FIG. 4).
ただし、増幅器３０２は、飽和状態で動作するスイッチング増幅器であるため、負荷変動部３０３による負荷変動がない状態においては、直交変調信号が入力されても、スイッチング増幅器３０２からは、基本的に、増幅された一定振幅の定包絡線信号が出力される。つまり、スイッチング増幅器３０２の出力信号は、負荷変動部３０３による負荷変動がない状態においては、位相情報は有するが振幅情報のない信号（図４のＢ３参照）となる。
しかし、第１及び第２実施形態と同様に、入力信号に含まれる振幅情報は、負荷変動部
３０３によって再生され、増幅器３０２の出力信号Ｐｏｕｔは、入力信号の位相及び振幅と同様の位相及び振幅を有する信号となる。
However, since the
However, as in the first and second embodiments, the amplitude information included in the input signal is reproduced by the
このように、振幅が変動する変調信号がスイッチング増幅器３０２を通過すると、基本的に振幅情報が失われる。しかし、振幅が変動する変調信号をスイッチング増幅器３０２に入力することで、負荷変動部３０３との協働によって、入力信号が元々有していた振幅情報を、スイッチング増幅器３０２において、より正確に再生するのが容易となる。
As described above, when the modulated signal whose amplitude varies passes through the switching
負荷変動部３０３だけでは、入力信号が元々有していた振幅情報を再生するのが困難な場合としては、負荷変動部３０３が無限大又は十分に大きな負荷インピーダンスを生成できない場合が挙げられる。
スイッチング増幅器３０２の出力信号において、振幅をゼロとするには、例えば、負荷変動部３０３の負荷インピーダンスの値を無限大にすればよい。
しかし、負荷変動部３０３が無限大又は十分に大きな負荷インピーダンスを生成できない場合には、振幅がゼロの出力信号を得られず、入力信号が元々有していた振幅情報を、正確に再生できない。
As a case where it is difficult to reproduce the amplitude information originally included in the input signal with only the
In order to make the amplitude of the output signal of the switching
However, when the
また、負荷変動部３０３の負荷インピーダンスを、無限大又は十分に大きな値にできた場合であっても、増幅器３０２のドレイン−ソース間に存在する内部インピーダンス（出力インピーダンス）のために、振幅がゼロの出力信号を得ることができないことがある。増幅器３０２の内部インピーダンスは、負荷変動部３０３に対して並列に存在することになるため、負荷変動部３０３の負荷インピーダンスを大きくしても、負荷変動部３０３と内部インピーダンスとの合成インピーダンスが十分に大きくならないことがある。その結果、振幅がゼロの出力信号を得られない。
Even when the load impedance of the
つまり、図５（ａ）に示すように、入力信号がＩＱ平面においてゼロ点又はゼロ点付近を通過する信号であっても、負荷変動部３０３と内部インピーダンスとの合成インピーダンスが十分に大きくないと、増幅器３０２の出力信号は、図５（ｂ）に示すようにゼロ点付近の範囲Ｃ内の値をとることができない。
そのため、増幅器３０２の出力信号は、図５（ｂ）に示すように、入力信号から歪んだ信号となる。
That is, as shown in FIG. 5A, even if the input signal is a signal that passes through the zero point or near the zero point on the IQ plane, the combined impedance of the
Therefore, the output signal of the
ところが、基本的に飽和状態で動作するスイッチング増幅器３０２であっても、入力信号がゼロ又はゼロ付近であれば、スイッチング増幅器３０２の出力もゼロとなることに本発明者らは気付いた。スイッチング増幅器３０２の入力がゼロとなるとき、（理論的に）電力効率が１００％で動作する増幅器であれば、出力は定包絡線信号ではなく、ゼロとなる。
However, the present inventors have found that even if the switching
そこで、第３実施形態の増幅装置３０１では、負荷変動部３０３だけで出力信号に振幅変動を引き起こすのではなく、ゼロ付近については、入力信号の振幅がゼロ又はゼロ付近となっていることも利用している。その結果、図５（ｃ）に示すように、増幅器３０２の出力信号は、図５（ａ）に示す入力信号と同様に、ゼロ点付近の範囲Ｃ内の値をとることができる。
Therefore, in the
このように、負荷変動部３０３単独では、振幅情報を正確に再生できない場合であっても、振幅が変動する信号をスイッチング増幅器３０２に入力することで、振幅情報を正確に再生することができる。
つまり、負荷変動部３０３による負荷インピーダンス変更を考えない場合、スイッチング増幅器３０２は、入力信号がゼロ又はゼロ付近である場合には、振幅ゼロの信号を出力し、入力信号がゼロ付近よりも大きくなれば、スイッチング増幅器３０２は、飽和状態で動作し、定包絡線信号を出力することになる。
なお、入力信号がゼロ又はゼロ付近である場合には、スイッチング増幅器３０２は、飽和状態で動作せず、効率が低下することになるが、入力信号がゼロ又はゼロ付近の値をとる確率は低いため、全体としては、効率低下はさほど問題とならない。
As described above, even when the
That is, when the load impedance change by the
When the input signal is zero or near zero, the switching
また、第３実施形態に係る増幅装置３０１では、負荷変動部３０３単独でゼロ信号を生成する必要がないことから、あまり大きな負荷インピーダンスを生成する必要がない。このため、負荷変動部３０３単独で正確に振幅情報を再生しようとした場合に必要とされる負荷インピーダンスよりも小さい値が、負荷変動部３０３において変動可能なインピーダンス値の上限であってもよい。
Further, in the
つまり、負荷変動部３０３単独で、十分に正確に振幅情報を再生しようとした場合に必要とされる負荷変動部３０３のインピーダンスが１０００Ωであっても、負荷変動部３０３のインピーダンス変動範囲の上限は、例えば、２００Ωとして設定することができる。
このため、負荷変動部３０３のインピーダンス変動可能範囲を狭くでき、負荷変動部３０３を安価に構成するのが容易となる。なお、インピーダンス変動可能範囲の上限値は、例えば、増幅器３０２の前記内部インピーダンスと同程度又はそれ以上とすることができる。また、インピーダンス変動可能範囲の上限値は、増幅器３０２の内部インピーダンスの数倍程度が好ましい。
That is, even if the impedance of the
For this reason, the impedance fluctuation possible range of the
さて、理想的なスイッチング増幅器では、ＯＮ／ＯＦＦのスイッチング動作に伴って、電流と電圧は交互に出現するため、電流波形と電圧波形に重なりがなく、前述のように電力効率が１００％となる。
しかし、実際のスイッチング増幅器では、ＯＮ／ＯＦＦのスイッチング動作に伴って発生する電流波形と電圧波形に重なりが多少生じるため、スイッチング増幅器内部で電力消費が生じ、効率が低下する。電流波形と電圧波形の重なりを原因とする効率低下は、出力電力が低下するほど大きくなる。
また、スイッチング増幅器に過大な入力信号を入力すると、電流波形と電圧波形の重なりが大きくなって、やはり、効率が低下する。また、スイッチング増幅器に過小な入力信号を入力すると、スイッチング動作ができず、効率が急激に低下する。
In an ideal switching amplifier, the current and voltage appear alternately with the ON / OFF switching operation, so there is no overlap between the current waveform and the voltage waveform, and the power efficiency is 100% as described above. .
However, in an actual switching amplifier, there is a slight overlap between the current waveform and the voltage waveform that are generated along with the ON / OFF switching operation, so that power is consumed inside the switching amplifier and the efficiency is lowered. The reduction in efficiency due to the overlap between the current waveform and the voltage waveform increases as the output power decreases.
Moreover, if an excessive input signal is input to the switching amplifier, the overlap between the current waveform and the voltage waveform becomes large, and the efficiency is lowered. Also, if an excessively small input signal is input to the switching amplifier, the switching operation cannot be performed, and the efficiency decreases rapidly.
以上のことから、広帯域な変調信号のように振幅変動（電力変動）を伴う信号を、スイッチング増幅器３０２にて、効率の低下を防ぎつつ増幅するには、過大な入力信号や過大な入力信号を避けて、入力信号の振幅に応じて決定される負荷インピーダンスの値Ｚ及びスイッチング増幅器３０２へ入力される信号の振幅を適切な値とすることが望まれる。
したがって、負荷制御部３０４ｃでは、入力信号の振幅に応じて決定される負荷インピーダンスの値Ｚが適切になるように、制御信号が生成されるのが望ましい。また、スイッチング増幅器３０２へ入力される信号の振幅のレベルも適切に調整されるのが好ましい。
第３実施形態の増幅装置３０１では、入力信号の振幅と負荷の組み合わせによって電力効率が最大となるポイントを自由に選択できる。
From the above, in order to amplify a signal with amplitude fluctuation (power fluctuation) such as a wideband modulation signal while preventing the efficiency from being lowered by the switching
Therefore, it is desirable that the
In the
また、第３実施形態の負荷制御部３０４ｃでは、図６に示すように、入力信号の振幅（入力電力）ｒに基づいて決定される負荷変動部３０３の負荷インピーダンスの値Ｚを、上限設定値Ｚｍａｘと下限設定値Ｚｍｉｎの範囲で変動させるように制御信号を生成する。
Further, in the
つまり負荷制御部３０４ｃは、入力信号の振幅ゼロから入力信号の振幅の最大値（ピーク電力値）ｒｍａｘまでの全範囲で、Ｚの値を変動させるのではなく、入力信号の電力が下限値ｒ１よりも小さい範囲では、Ｚの値を変動させず、Ｚは上限設定値Ｚｍａｘで一定とする。また、入力信号の電力が上限値ｒ２よりも大きい範囲では、Ｚの値を変動させず、Ｚは下限設定値Ｚｍｉｎで一定とする。
That is, the
このように負荷Ｚの変動範囲を制限することで、負荷変動部３０３における負荷変動機能の性能を緩和できる。しかも、負荷インピーダンスＺの変動範囲の上限値を上限設定値Ｚｍａｘに抑えたとしても、第３実施形態では、スイッチング増幅器３０２に振幅変動信号が入力されることによって、負荷変動部３０３において過大な負荷Ｚを生成する必要がなくなっているため、問題は生じない。
また、前述のようにスイッチング増幅器３０２への入力が過大となると、却って効率が低下するため、スイッチング増幅器３０２へは過大な入力が与えられるべきではなく、負荷インピーダンスＺの変動範囲の下限値を下限設定値Ｚｍｉｎに抑えても問題は少ない。下限設定値Ｚｍｉｎとしては、増幅器３０２の出力インピーダンスと整合するインピーダンスとするのが好ましい。
By limiting the variation range of the load Z in this way, the performance of the load variation function in the
Further, as described above, when the input to the switching
なお、図６では、入力信号がｒ１〜ｒ２の間では、入力信号の変動に対してＺが線形的に変動しているが、線形的に変動する必要はない。
例えば、図７に示すように、入力信号の変動に対して、ステップ状に変化してもよい。Ｚの値をステップ状に変動させることで、入力信号の振幅情報から、Ｚの値を制御するための制御信号の生成が容易となる。例えば、入力信号からＺの値を示す制御信号を生成するためにルックアップテーブルを使用する場合、Ｚの値をステップ状に変動する場合には、テーブルサイズを小さくできる。
In FIG. 6, Z varies linearly with respect to variations in the input signal when the input signal is between r 1 and r 2 , but it is not necessary to vary linearly.
For example, as shown in FIG. 7, it may change stepwise with respect to fluctuations in the input signal. By varying the value of Z stepwise, it becomes easy to generate a control signal for controlling the value of Z from the amplitude information of the input signal. For example, when a lookup table is used to generate a control signal indicating the value of Z from an input signal, the table size can be reduced when the value of Z varies stepwise.
［４．第４実施形態］
図８〜図１０は、第４実施形態に係る増幅装置４０１を示している。なお、以下において、第４実施形態に関し説明を省略した点については、第３実施形態と同様である。
[4. Fourth Embodiment]
8 to 10 show an
図８に示す第４実施形態では、負荷制御部４０４ｃから出力された制御信号に対して歪補償のための処理を行う第１歪補償部（デジタルプリディストーション部）４０７を備えている。
ここで、電力効率を最大にとろうとすると、入力信号と増幅器４０２の出力信号とは線形にはならず、出力信号に歪が生じる。しかし、線形性の確保は、増幅装置にとって重要である。
The fourth embodiment shown in FIG. 8 includes a first distortion compensation unit (digital predistortion unit) 407 that performs processing for distortion compensation on the control signal output from the
Here, if power efficiency is to be maximized, the input signal and the output signal of the
図９（ａ）は、電力効率が最大化するように、入力信号の振幅（入力電力）と負荷の値（制御信号の値）の組み合わせを最適化した例を示している。この場合、図９（ｂ）に示すように、増幅器４０２の入出力特性に直線性が無くなる。つまり、負荷制御部４０４ｃにおいて、電力効率を高くする観点から、入力電力（振幅）に対する負荷（制御信号値）の関係が、図９（ａ）のように設定されていると、負荷制御部４０４ｃから出力される制御信号を受けて動作する負荷変動部４０３は、増幅器（スイッチング増幅器）４０２の出力に非線形歪を生じさせるように動作する。
FIG. 9A shows an example in which the combination of the input signal amplitude (input power) and the load value (control signal value) is optimized so that the power efficiency is maximized. In this case, the linearity is lost in the input / output characteristics of the
そこで、線形性を確保するため、第１歪補償部４０７によって、制御信号（振幅情報）の補正を行う。例えば、制御信号の補正を行わない場合、図９（ａ）に示す関係に従うと、入力電力Ｐｉｎ＝１．１［Ｗ］の場合には、負荷制御部４０４ｃは、負荷変動部４０３の負荷の値を９［Ω］にする制御信号を生成する。しかし、入力電力Ｐｉｎ＝１．１［Ｗ］のときには、入力電力Ｐｉｎ＝１［Ｗ］の場合と同様の増幅器ゲインＧ＝１０を得ることができず、非線形となる。
したがって、入力電力Ｐｉｎ＝１．１［Ｗ］のときにも、入力電力Ｐｉｎ＝１［Ｗ］の場合と同様の増幅器ゲインＧ＝１０を得て、線形性を確保するには、第１歪補償部４０７は、負荷変動部４０３の負荷の値が８［Ω］となるように、制御信号を補正すればよい。これにより、出力電力Ｐｏｕｔ＝１１［Ｗ］が得られ、線形性が確保される。
Therefore, in order to ensure linearity, the first
Therefore, when the input power Pin = 1.1 [W], in order to obtain the same amplifier gain G = 10 as in the case of the input power Pin = 1 [W] and ensure linearity, the first distortion The
ただし、第１歪補償部４０７によって、制御信号（振幅情報）の補正だけを行うと、電力効率を最大するために最適化されていた「入力信号の振幅と負荷との組み合わせ」（図９（ａ））が崩れることになる。つまり、第１歪補償部４０７によって、制御信号（振幅情報）の補正だけを行うと、Ｐｉｎ＝１．１［Ｗ］のときに、負荷変動部４０３の負荷の値が８［Ω］になり、図９（ａ）に示す電力効率最大の組み合わせから外れる。
However, if only the control signal (amplitude information) is corrected by the first
そこで、効率を維持したい場合には、図８に示すように、第１歪補償部４０７のほか、第２歪補償部（デジタルプリディストーション部）４０８を設ければよい。第２歪補償部４０８は、第１歪補償部４０７と連動して、入力信号であるＩ／Ｑ信号に対して位相及び／又は振幅の補正を行って、電力効率を最大するための「入力信号の振幅と負荷との組み合わせ」を維持しつつ、歪補償を行う。
Therefore, in order to maintain efficiency, as shown in FIG. 8, in addition to the first
つまり、第２歪補償部４０８は、第１歪補償部４０７にて、負荷（振幅情報）を補正させたことに応じて、入力信号であるＩ／Ｑ信号に対して、電力（振幅）の補正を行うことで、電力効率の低下を抑えつつ、線形性を維持する。例えば、先の例で、負荷変動部４０３の負荷の値が８［Ω］となるように、第１歪補償部４０７が制御信号を補正した場合、第２歪補償部４０８は、負荷の値が８［Ω］であるときに最大効率が得られる入力電力の値Ｐｉｎ＝１．２となるように入力信号（Ｉ／Ｑ信号）を補正すればよい。
That is, the
また、負荷変動部４０３は、負荷の値によって、位相特性が変化する場合があるため、第１歪補償部４０７にて負荷を補正したことに対応して変化する位相を、第２歪補償部４０８にて補正することもできる。
In addition, since the
ただし、第１歪補償部４０７及び第２歪補償部４０８という二つの歪補償部を設けると、両者を連動させて動作させる必要があり、歪補償のための処理が煩雑になる。
そこで、図１０に示すように、歪補償部（デジタルプリディストーション部）４０９を処理部４０４よりも前段側に設けることで、第１歪補償部４０７及び第２歪補償部４０８という二つの歪補償部を設けなくても、電力効率を最大するための「入力信号の振幅と負荷との組み合わせ」を維持しつつ、歪補償を行うことができる。
However, if two distortion compensation units, the first
Therefore, as shown in FIG. 10, by providing a distortion compensation unit (digital predistortion unit) 409 in front of the
図１０によれば、歪補償部４０９による歪補償後の入力信号は、振幅演算部４０４ａを介して、負荷制御部４０４ｃに与えられるとともに、スイッチング増幅器４０２側へ与えられる。
したがって、歪補償部４０９にて、図９（ａ）に示すような電力効率の観点からの最適化された関係を維持しつつ、線形性が得られるように、入力信号の振幅（及び／又は位相）を補正すれば、電力効率を維持しつつ線形性が得られる。
According to FIG. 10, the input signal after distortion compensation by the
Therefore, the
［５．第５実施形態］
図１１〜図１３は、第５実施形態に係る増幅装置５０１を示している。なお、以下において、第５実施形態に関し説明を省略した点については、第４実施形態と同様である。
[5. Fifth Embodiment]
11 to 13 show an
第４実施形態における負荷制御部４０４ｃは、図９（ａ）に示すように、増幅器の入出力特性が非線形となるが電力効率が最大化される制御信号が生成されるように設定されていた。
これに対し、第５実施形態では、第４実施形態における歪補償部４０７，４０８，４０９が省略されている。さらに、第５実施形態の負荷制御部５０４ｃは、増幅器の入出力特性が線形となる制御信号が生成されるように、入力電力と負荷（制御信号値）の関係が設定されていている。第５実施形態の負荷制御部５０４ｃは、第４実施形態の第１歪補償部４０７の機能をも具備していることになるため、効率がやや低下するものの、第１歪補償部４０７（ＤＰＤ）を省略することが可能である。
As shown in FIG. 9A, the
In contrast, in the fifth embodiment, the
増幅器の線形性を確保するためには、ＤＰＤは必要であるが、ＤＰＤを実行するために信号を補正するための独立した機能を、増幅装置に組み込むとコスト増加を招く。
これに対し、第５実施形態のように、負荷制御部５０４ｃにＤＰＤの機能をも具備させることで、コスト増加を抑えることができる。
In order to ensure the linearity of the amplifier, a DPD is necessary. However, if an independent function for correcting a signal in order to execute the DPD is incorporated in the amplifier, the cost increases.
On the other hand, as in the fifth embodiment, it is possible to suppress an increase in cost by providing the
図１２は、負荷制御部５０４ｃに設定された、入力電力（振幅）と負荷（制御信号値）との関係を示している。この負荷制御部５０４ｃには、負荷変動部５０３における負荷の大きさに関し、入力信号の同一振幅（例えば、入力電力Ｐｉｎ＝１）に対して、任意に選択可能な複数の候補値ｂ１−１，ｂ１−２，ｂ１−３，・・・が設定されている。つまり、入力電力Ｐｉｎ＝１である場合には、負荷制御部５０４ｃは、複数の候補値ｂ１−１，ｂ１−２，ｂ１−３，・・・のうちのいずれか一つを、負荷変動部５０３を制御する制御信号の値とすることができる。また、入力電力Ｐｉｎ＝１．１である場合にも同様に、負荷制御部５０４ｃは、複数の候補値ｂ２−１，ｂ２−２，ｂ２−３，・・・のうちのいずれか一つを、負荷変動部５０３を制御する制御信号の値とすることができる。
FIG. 12 shows the relationship between the input power (amplitude) and the load (control signal value) set in the
このように、負荷制御部５０４ｃには、入力電力の各値に対して、負荷変動部５０３における負荷の大きさの複数の候補値が設定されている。そして、負荷制御部５０４ｃは、例えば、増幅装置の出力信号Ｐｏｕｔ及び／又は温度に基づいて、前記複数の候補値から一つの候補値を選択することができる。
Thus, the
例えば、増幅装置の出力信号Ｐｏｕｔに基づいて候補値を選択する場合には、出力信号Ｐｏｕｔに非線形歪が含まれていても、その非線形歪を解消できる候補値を選択することで、線形性を確保することができる。 For example, when selecting a candidate value based on the output signal Pout of the amplifying device, even if nonlinear distortion is included in the output signal Pout, by selecting a candidate value that can eliminate the nonlinear distortion, linearity is improved. Can be secured.
また、温度に基づいて候補値を選択する場合、温度に対応した候補値を選択することで、温度変化が原因で非線形歪が生じても、その非線形歪を解消することができる。 Further, when selecting a candidate value based on temperature, even if nonlinear distortion occurs due to a temperature change, the nonlinear distortion can be eliminated by selecting a candidate value corresponding to the temperature.
図１３に示す増幅装置５０１は、図１１に示す増幅装置５０１に、電源変調部５０８を追加したものである。
The
ＤＰＤによって歪補償を行う場合、振幅だけでなく、位相の補正を行うこともできるが、負荷変動部５０３を制御する負荷制御部５０４ｃにＤＰＤの機能を持たせても、振幅しか補正することができない。
When distortion compensation is performed by DPD, not only the amplitude but also the phase can be corrected. However, even if the
そこで、信号の位相も補正したい場合には、電源変調部５０８にて、増幅器５０２の電源変調（ドレイン変調）を行えばよい。電源変調部５０８によって増幅器５０２の電源の電圧又は電流値を微調整することで、振幅のほか位相も変更することができる。
電源変調部５０８は、電源変調によって位相も補正できることを利用したものであり、負荷制御部５０４ｃと電源変調部５０８を組み合わせて使用することで、振幅及び位相を補正することができる。
Therefore, when it is desired to correct the phase of the signal, the power
The power
以上のように、第５実施形態によれば、ＤＰＤを実行するために信号を補正するための独立した機能を増幅装置に組み込むことなく、信号の補正を行うことができる。
なお、第５実施形態における増幅器５０２は、前述の実施形態と同様にスイッチング増幅器であるのが好ましいが、第５実施形態における負荷制御部５０４ｃの機能及び電源変調部５０８は、増幅器がスイッチング増幅器でない場合にも採用可能である。
As described above, according to the fifth embodiment, it is possible to correct a signal without incorporating an independent function for correcting the signal in order to execute DPD into the amplifying apparatus.
The
［６．負荷変動部（負荷変動器）］
［６．１ 信号合成を用いた負荷変動部］
図１４は、第１〜第５実施形態の増幅装置における負荷変動部１０３，２０３，３０３，４０３，５０３として好適に利用可能な負荷変動部（負荷変動器）１００１を示している。
[6. Load fluctuation section (load fluctuation device)]
[6.1 Load variation using signal synthesis]
FIG. 14 shows a load fluctuation unit (load fluctuation unit) 1001 that can be suitably used as the
図１４に示す負荷変動部１００１は、２つ（複数）の位相調整器１００３ａ，１００３ｂを備えている。第１位相調整器１００３ａ及び第２位相調整器１００３ｂには、それぞれ、増幅器１００２の出力信号（負荷変動部１００１を通過する信号）を複数に分波した分波出力信号が与えられる。
位相調整器１００３ａ，１００３ｂによって位相が調整された分波出力信号それぞれは、λ／４線路からなるインピーダンス変換器１００３ｃ，１００３ｄを通って、合成部１００３ｅによって合成される。合成された出力信号は、無線通信装置のアンテナ１０１０から出力される。
The
The demultiplexed output signals whose phases are adjusted by the
第１位相調整器１００３ａの位相調整量φ１及び第２位相調整器１００３ｂの位相調整量φ２は、位相制御部１０１１によって制御される。つまり、第１及び第２位相調整器１００３ａ，１００３ｂは、複数の分波出力信号間の位相差を調整する。なお、位相調整器は、複数設けられている必要はなく、例えば、１個でも複数の分波出力信号間の位相差を調整することは可能である。
The
実測結果によれば、２つの分波出力信号を同位相（φ２-φ１＝０度）で合成すると、合成信号は分波出力信号の振幅が重なり合って、振幅が大きくなった。これに対し、２つの分波出力信号を逆位相（φ２-φ１＝１８０度）で合成すると、分波出力信号が相殺されて、振幅が小さくなった。また、φ２-φ１の値（位相差）を、０度から１８０度の間で変化させると、φ２-φ１の値（位相差）に応じて、振幅が変動した。つまり、図１４の回路１００１は、負荷変動部として機能することが確認された。
According to the actual measurement results, when the two demultiplexed output signals were synthesized with the same phase (φ2−φ1 = 0 degrees), the amplitude of the synthesized signal overlapped with the amplitude of the demultiplexed output signals. On the other hand, when the two demultiplexed output signals are synthesized with opposite phases (φ2−φ1 = 180 degrees), the demultiplexed output signals are canceled and the amplitude is reduced. In addition, when the value of φ2−φ1 (phase difference) was changed between 0 degree and 180 degrees, the amplitude varied according to the value of φ2−φ1 (phase difference). That is, it was confirmed that the
また、負荷変動部１００１自体のインピーダンスを測定したところ、φ２-φ１の値（位相差）を、０度から１８０度の間で変化させると、５０Ωから０Ω（ショート）の間で負荷変動部の抵抗値が変化することが確認された。
なお、負荷変動部１００１における抵抗Ｚの値の最大値は、λ／４線路からなるインピーダンス変換器１００３ｃ，１００３ｄを適宜設計することによって、所望の値に設定することができる。
Further, when the impedance of the
Note that the maximum value of the resistance Z in the
図１４の負荷変動部１００１によれば、位相調整器１００３ａ，１００３ｂを制御することで負荷を変動させることができるため、高速で負荷を変動させるのが容易である。
また、図１４の負荷変動部１００１において、合成部１００３ｅの出力側に、アイソレータ１００３ｆを設けることで、増幅器１００２からみた負荷（負荷変動部１００１の入力インピーダンス）が変動しても、負荷変動部１００１の出力インピーダンスの変動を抑えることができる。負荷変動部１００１の出力インピーダンスの変動を抑えることで、アンテナ１０１０との整合を確保することができ、動作が安定する。
According to the
Further, in the
［６．２ 信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置の第１例］
図１５は、信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置６０１の第１例を示している。図１５の増幅装置６０１は、第３実施形態(図４)の負荷変動部３０３として、図１４の負荷変動部１００１を採用したものと等価である。なお、図１４の負荷変動部１００１は、スイッチング増幅器を用いない一般的なＬＭ方式の増幅装置にも利用可能である。
[6.2 First Example of Amplifying Device having Load Fluctuation Unit Using Signal Synthesis]
FIG. 15 shows a first example of an
図１５の増幅装置６０１の負荷変動部６０３には、スイッチング増幅器６０２出力信号を複数に分波した分波出力信号が与えられる。負荷変動部６０３の位相調整器６０３ａ，６０３ｂによって位相が調整された分波出力信号それぞれは、λ／４線路（図１５では省略）からなるインピーダンス変換器を通って、合成部６０３ｅによって合成される。
合成部６０３ｅから出力された信号は、アイソレータ６０３ｆを通って、アンテナ側に与えられる。
A demultiplexing output signal obtained by demultiplexing the output signal of the switching
The signal output from the combining
また、図１５の増幅装置６０１では、負荷制御部として、第１位相調整器６０３ａの位相φ１を制御する位相制御部として機能する第１負荷制御部６０４ｃ−１と、第２位相調整器６０３ｂの位相φ２を制御する位相制御部として機能する第２負荷制御部６０４ｃ−２とを備えている。
負荷制御部６０４ｃ−１，６０４ｃ−２は、入力信号の振幅情報ｒに基づいて、位相φ１，φ２を制御する制御信号を生成し、負荷変動部６０３における負荷（抵抗）Ｚを変動させる。
なお、負荷制御部６０４ｃ−１，６０４ｃ−２と位相調整器６０３ａ，６０３ｂとの間には、遅延調整部６０５ａ，６０５ｂが設けられている。
Further, in the
The
Note that
［６．３ 信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置の第２例］
図１６は、信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置６０１の第２例を示している。なお、図１６に示す第２例において、説明を省略した点は、図１５に示す第１例と同様である。
[6.3 Second Example of Amplifying Device having Load Fluctuation Unit Using Signal Synthesis]
FIG. 16 shows a second example of an
図１５の増幅装置６０１では、１つのスイッチング増幅器６０２の出力信号を分波した分波出力信号を二つの位相調整器６０３ａ，６０３ｂに与えたのに対し、図１６の増幅装置６０１では、直交変調器６０６の出力である変調信号が２つに分波され、分波された変調信号が２つ（複数）のスイッチング増幅器６０２ａ，６０２ｂに入力される。
そして、複数のスイッチング増幅器６０２ａ，６０２ｂの出力信号が、複数の位相調整器６０３ａ，６０３ｂに与えられる。位相調整器６０３ａ，６０３ｂによって位相調整された信号は、合成部６０３ｅによって合成される。合成部６０３ｅから出力された信号は、アイソレータ６０３ｆを通って、アンテナ側に与えられる。
図１６の増幅装置６０１では、増幅された信号を分配するのではなく、分波された信号を増幅するため、分配ロスが少なく、効率がよい。
In the
The output signals of the plurality of switching
In the
［６．４ 信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置の第３例］
図１７は、信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置７０１の第３例を示している。図１７に示す増幅装置７０１は、図１６に示す第２例の増幅装置６０１に、図１０に示す歪補償部４０９と同様の歪補償部（デジタルプリディストーション部）７０９を設けたものである。なお、図１７に示す第３例において、説明を省略した点は、図１６の第２例と同様である。
[6.4 Third Example of Amplifying Device having Load Fluctuation Unit Using Signal Synthesis]
FIG. 17 shows a third example of an
図１７に示す増幅装置７０１では、図１０に示す増幅装置４０１と同様に、出力信号に発生する歪を補償することができる。
In the
［６．５ 信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置の第４例］
図１８は、信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置７０１の第４例を示している。なお、図１８に示す第４例において、説明を省略した点は、図１７の第３例と同様である。
[6.5 Fourth Example of Amplifier with Load Fluctuation Unit Using Signal Synthesis]
FIG. 18 shows a fourth example of an
図１７に示す第３例では、分波された信号を増幅器７０２ａ，７０２ｂにて増幅し、増幅器７０２ａ，７０２ｂの出力信号を、位相調整器７０３ａ，７０３ｂにて位相調整していた。そして、位相調整器７０３ａ，７０３ｂにて位相調整された信号が、合成部７０３ｅによって合成される。
これに対し、図１８に示す第４例では、分波された信号は、増幅器７０２ａ，７０２ｂによる増幅の前に、位相調整器７０３ａ，７０３ｂにて位相調整される。そして、位相調整器７０３ａ，７０３ｂにて位相調整された信号が、増幅器７０２ａ，７０２ｂにて増幅される。
In the third example shown in FIG. 17, the demultiplexed signals are amplified by the
On the other hand, in the fourth example shown in FIG. 18, the phase of the demultiplexed signal is adjusted by the
増幅器７０２ａ，７０２ｂを信号が通過すると、増幅器７０２ａ，７０２ｂの歪特性によって、信号帯域が広がる場合がある。一般に、信号が広帯域化するほど、位相調整が困難になる。しかし、図１８に示す第４例では、増幅器７０２ａ，７０２ｂによって信号が広帯域化するまえの信号に対して、位相調整を行えばよいため、位相調整が容易である。
When a signal passes through the
［６．６ 振幅情報を有する信号を増幅するＬＩＮＣ］
図１８（及び図１６，１７）に示す増幅装置７０１は、ＬＩＮＣ（ＬＩｎｅａｒ ａｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｕｓｉｎｇ Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ）方式の増幅装置の改良であるということもできる。
非線形素子を用いた線形増幅を行うＬＩＮＣ方式では、変調された入力信号（振幅情報を含む信号）が、２つの位相が異なる定振幅信号（定包短信号）に分解され、それぞれの信号が電力効率の高い非線形増幅器で増幅され、それら出力を合成したものが出力される。
[6.6 LINC for Amplifying Signals with Amplitude Information]
18 (and FIGS. 16 and 17) can be said to be an improvement of the LINC (Linear amplification using Nonlinear Components) type amplifying apparatus.
In the LINC method that performs linear amplification using a non-linear element, a modulated input signal (a signal including amplitude information) is decomposed into two constant amplitude signals (constant short signals) having different phases, and each signal has power. Amplified by a high-efficiency nonlinear amplifier, and a combination of these outputs is output.
より具体的には、一般的なＬＩＮＣ方式の増幅装置２００１は、図１９に示すように、信号処理部２００４が、入力信号であるＩ／Ｑ信号から、当該Ｉ／Ｑ信号に含まれる振幅情報に応じた位相差を生じさせる２つの位相情報信号θ１，θ２を出力する。２つの位相情報信号θ１，θ２は、位相変調器２００６ａ，２００６ｂにて位相変調され、２つの位相が異なる定振幅信号（定包短信号）となる。
More specifically, as shown in FIG. 19, in a general LINC-
２つの位相が異なる定振幅信号（定包短信号）は、２つの増幅器２００２ａ，２００２ｂにて増幅され、合成部２００３ｅによって合成される。
２つの増幅器２００２ａ，２００２ｂの出力信号それぞれは、定振幅信号であるため、振幅情報が失われているが、増幅器２００２ａ、２００２ｂの出力信号それぞれの位相が異なるため、それらの合成信号においては、増幅器の出力信号間の位相関係に応じて、入力信号に含まれていた振幅情報が再生される。
The two constant amplitude signals (constant short signal) having different phases are amplified by the two
Since each of the output signals of the two
これに対し、図１８等に示す増幅装置７０１では、増幅器７０２ａ，７０２ｂに対して、振幅情報が失われた定振幅信号ではなく、振幅情報が保持された信号（直交変調器７０６による直交変調信号）が与えられる。
On the other hand, in the
増幅器７０２ａ，７０２ｂは、飽和状態で動作するスイッチング増幅器であるため、直交変調信号が入力されても、基本的に、増幅された一定振幅の定包絡線信号を出力する。
しかし、合成部７０３ｅで合成される信号間には、位相調整器７０３ａ，７０３ｂによって、入力信号の振幅に応じた位相差が設けられているため、合成部７０３ｅの合成出力信号においては、入力信号に含まれていた振幅情報が再生される。
Since the
However, since the
ただし、振幅がゼロの合成信号（出力信号）を得ようとすると、２つの定振幅信号（定包短信号）の位相差が厳密に１８０°でなければならず、位相差が１８０°からわずかでもずれると振幅がゼロとならない。この結果、出力信号において入力信号の振幅情報を正確に再生できないことになる。
このように、従来のＬＩＮＣ方式では、振幅がゼロ付近の出力信号を生成するのが困難であり、実用化の障害となっていた。
However, when trying to obtain a composite signal (output signal) with zero amplitude, the phase difference between the two constant amplitude signals (constant short signal) must be strictly 180 °, and the phase difference is slightly less than 180 °. However, the amplitude does not become zero if it deviates. As a result, the amplitude information of the input signal cannot be accurately reproduced in the output signal.
As described above, in the conventional LINC method, it is difficult to generate an output signal having an amplitude near zero, which is an obstacle to practical use.
これに対し、図１８等の増幅装置７０１では、ＬＩＮＣ方式と同様に、複数の増幅器７０２ａ，７０２ｂによって増幅された信号間の位相差に応じて、合成出力信号に振幅情報を再生するものの、複数の増幅器７０２ａ，７０２ｂに対して、振幅情報を有する信号（変調信号）が入力される。
On the other hand, in the
基本的に飽和状態で動作するスイッチング増幅器７０２ａ，７０２ｂであっても、入力信号がゼロ又はゼロ付近であれば、スイッチング増幅器３０２の出力もゼロとなる。そこで、図１８等の増幅装置７０１では、信号の位相差だけで出力信号に振幅変動を引き起こすのではなく、ゼロ付近については、入力信号の振幅がゼロ又はゼロ付近となっていることも利用している。
したがって、信号の位相差単独では、振幅情報を正確に再生できない場合であっても、振幅が変動する信号をスイッチング増幅器７０２ａ，７０２ｂに入力することで、振幅情報を正確に再生することができる。
なお、図１８等の増幅装置７０１では、位相差だけでゼロ信号を生成する必要がないことから、位相差に誤差が含まれていても良い。
Even if the switching
Therefore, even when the amplitude information cannot be accurately reproduced by the signal phase difference alone, the amplitude information can be accurately reproduced by inputting the signal whose amplitude varies to the
Note that in the
［６．７ 可変位相器を用いた負荷変動部］
図２０は、第１〜第５実施形態の増幅装置における負荷変動部１０３，２０３，３０３，４０３，５０３として好適に利用可能な他の負荷変動部（負荷変動器）３００１を示している。
[6.7 Load fluctuation section using variable phase shifter]
FIG. 20 shows another load fluctuation unit (load fluctuation unit) 3001 that can be suitably used as the
図２０に示す負荷変動部３００１は、可変位相器を利用したものである。図２０に示す回路は、ブランチラインカプラ（Ｂｒａｎｃｈ−ｌｉｎｅ Ｃｏｕｐｌｅｒ）を持つ可変位相器を、負荷変動部３００１として利用した回路構成を示している。なお、可変位相器は、ブランチラインカプラを用いて構成するものに限られず、ラットレースハイブリッド（ｒａｔ−ｒａｃｅ Ｈｙｂｒｉｄ）など、他の４ポート回路を用いて構成したものであってもよい。
また、可変位相器として機能する４ポート回路は、分布定数回路で構成されている必要はなく、集中定数回路で構成されていてもよい。例えば、可変位相器として、集中定数ブランチラインカプラ又は集中定数ラットレースハイブリッドを用いてもよい。
The
Further, the 4-port circuit functioning as a variable phase shifter does not need to be composed of a distributed constant circuit, and may be composed of a lumped constant circuit. For example, a lumped constant branch line coupler or a lumped constant rat race hybrid may be used as the variable phase shifter.
ブランチラインカプラは、第１ポートＰ１，第２ポートＰ２，第３ポートＰ３，及び第４ポートＰ４を有する４ポート回路である。各ポートＰ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４の間には、４つの伝送路３０１１，３０１２，３０１３，３０１４が設けられている。各伝送路３０１１，３０１２，３０１３，３０１４は、λ／４線路である。
図２０に示すブランチラインカプラは、３ｄＢブランチラインカプラであり、第１ポートＰ１と第３ポートＰ３との間の伝送路３０１１のインピーダンス、及び、第２ポートＰ２と第４ポートＰ４との間の伝送路３０１４のインピーダンスは、それぞれ、Ｚ０／（√２）である(Ｚ０は３ｄＢブランチラインカプラにおける系のインピーダンス)。また、第１ポートＰ１と第２ポートＰ２との間の伝送路３０１２のインピーダンス、及び第３ポートＰ３と第４ポートＰ４との間の伝送路３０１３のインピーダンスは、Ｚ０である。
The branch line coupler is a 4-port circuit having a first port P1, a second port P2, a third port P3, and a fourth port P4. Four
The branch line coupler shown in FIG. 20 is a 3 dB branch line coupler, and the impedance of the
第１ポートＰ１は、信号が入力される入力ポートであり、第２ポートは、信号が出力される出力ポートである。
第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４には、それぞれ、可変インピーダンス３０２１，３０２２が接続されている。可変インピーダンス３０２１，３０２２は、例えば、インダクタと可変容量ダイオード（バラクタダイオード）によって構成されている。可変容量ダイオードに印加される電圧を変化させることで、可変インピーダンス３０２１，３０２２のインピーダンスを変化させることができる。
The first port P1 is an input port to which a signal is input, and the second port is an output port to which a signal is output.
ブランチラインカプラを、一般的な可変位相器として使用する場合、第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４に接続されるインピーダンスの値は、同じ値となっている必要がある。したがって、可変インピーダンス３０２１，３０２２を構成する可容量用ダイオードそれぞれには、同じ電圧が印加されていた。
第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４に接続されるインピーダンスの値が同じであると、入力ポートＰ１に入力された信号は、反射せず、ほぼそのまま出力ポートＰ２から出力される。ただし、出力ポートＰ２から出力される信号は、入力ポートＰ１に入力された信号に対して位相が変化したものとなっている。
When the branch line coupler is used as a general variable phase shifter, the impedance values connected to the third port P3 and the fourth port P4 need to be the same value. Therefore, the same voltage is applied to each of the capacitive diodes constituting the
If the impedance values connected to the third port P3 and the fourth port P4 are the same, the signal input to the input port P1 is not reflected and is output from the output port P2 as it is. However, the signal output from the output port P2 has a phase changed with respect to the signal input to the input port P1.
本発明者らは、第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４に接続されるインピーダンスの値を、それぞれ独立して調整することで、可変位相器を負荷変動部（負荷変動器）として利用できるという着想を得た。
図２０の負荷変動部３００１において、可変インピーダンス３０２１，３０２２の値（可変容量ダイオードの値）は、制御部３０３１によって、独立して調整可能である。つまり、図２０の負荷変動部３００１は、第３ポートＰ３に接続されるインピーダンス３０２１と第４ポートＰ４に接続されるインピーダンス３０２２との間のインピーダンス差を調整可能に設けられている。
The inventors of the present invention have an idea that the variable phase shifter can be used as a load variation unit (load variation unit) by independently adjusting the impedance values connected to the third port P3 and the fourth port P4. Got.
20, the values of the
本発明者らは、第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４に接続されるインピーダンスの値を異ならせると、入力ポートＰ１に入力された信号が反射して、入力インピーダンスが変化することを実験的に確認した。
また、第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４に接続されるインピーダンスの値を異ならせると、入力ポートＰ１に入力された信号の反射電力と、入力ポートＰ１から出力ポートＰ２へと通過する通過電力のバランスが変化することも確認された。
The inventors experimentally show that when the impedance values connected to the third port P3 and the fourth port P4 are different, the signal input to the input port P1 is reflected and the input impedance changes. confirmed.
Also, if the impedance values connected to the third port P3 and the fourth port P4 are made different, the reflected power of the signal input to the input port P1 and the passing power passing from the input port P1 to the output port P2 are reduced. It was also confirmed that the balance changed.
図２１は、第３ポートＰ３に接続された可変インピーダンス３０２１（可変容量ダイオード）に印加される電圧ＶＡと、第４ポートＰ４に接続された可変インピーダンス３０２２（可変容量ダイオード）に印加される電圧ＶＢと、を独立して変化させた場合における、負荷変動部３００１の入力インピーダンスの変化を示している。
FIG. 21 shows a voltage VA applied to the variable impedance 3021 (variable capacitance diode) connected to the third port P3 and a voltage applied to the variable impedance 3022 (variable capacitance diode) connected to the fourth port P4. A change in the input impedance of the
図２１において、Ｓ１〜Ｓ５は、電圧差（ＶＡ−ＶＢ）を以下のように設定した場合のインピーダンスを示している。電圧差ＶＡ−ＶＢ（インピーダンス差）を調整した場合、図２１のＳ１〜Ｓ５に示すように、インピーダンスが変化した。
Ｓ１：（ＶＡ−ＶＢ）＝（０−１２）＝−１２［Ｖ］
Ｓ２：（ＶＡ−ＶＢ）＝（４−８）＝−４［Ｖ］
Ｓ３：（ＶＡ−ＶＢ）＝（４−４）＝０［Ｖ］
Ｓ４：（ＶＡ−ＶＢ）＝（８−４）＝４［Ｖ］
Ｓ５：（ＶＡ−ＶＢ）＝（１２−０）＝１２［Ｖ］
21, S1 to S5 indicate impedances when the voltage difference (V A −V B ) is set as follows. When the voltage difference V A −V B (impedance difference) was adjusted, the impedance changed as indicated by S1 to S5 in FIG.
S1: (V A −V B ) = (0−12) = − 12 [V]
S2: (V A −V B ) = (4-8) = − 4 [V]
S3: (V A -V B ) = (4-4) = 0 [V]
S4: (V A -V B ) = (8-4) = 4 [V]
S5: (V A −V B ) = (12−0) = 12 [V]
図２２（ａ）は、電圧差ＶＡ−ＶＢの変化と、入力ポートＰ１に入力された信号の反射電力との関係を示し、図２２（ｂ）は、電圧差ＶＡ−ＶＢの変化と、入力ポートＰ１から出力ポートＰ２へと通過する通過電力と、の関係を示している。
図２２（ａ）によれば、電圧差ＶＡ−ＶＢの絶対値を小さくすると、反射電力が小さくなり、電圧差ＶＡ−ＶＢの絶対値を大きくすると、反射電力が大きくなることがわかる。
一方、図２２（ｂ）によれば、電圧差ＶＡ−ＶＢの絶対値を小さくすると、通過電力が大きくなり、電圧差ＶＡ−ＶＢの絶対値を大きくすると、通過電力が小さくなることがわかる。
FIG. 22A shows the relationship between the change in the voltage difference V A −V B and the reflected power of the signal input to the input port P1, and FIG. 22B shows the voltage difference V A −V B. The relationship between the change and the passing power passing from the input port P1 to the output port P2 is shown.
According to FIG. 22 (a), the A smaller absolute value of the voltage difference V A -V B, the reflected power is reduced, increasing the absolute value of the voltage difference V A -V B, that the reflected power increases Recognize.
On the other hand, according to FIG. 22B, when the absolute value of the voltage difference V A -V B is decreased, the passing power is increased, and when the absolute value of the voltage difference V A -V B is increased, the passing power is decreased. I understand that.
つまり、電圧差ＶＡ−ＶＢ（インピーダンス差）を変化させると、入力ポートＰ１−出力ポートＰ２間での反射電力・通過電力のバランスが変化し、負荷変動部３００１の入力インピーダンスが変動することがわかる。
That is, when the voltage difference V A −V B (impedance difference) is changed, the balance between the reflected power and the passing power between the input port P1 and the output port P2 changes, and the input impedance of the
ただし、図２１のＳ１〜Ｓ５では、負荷変動部３００１を入力ポートＰ１からみたときに、抵抗にみえない。負荷変動部３００１を入力ポートＰ１からみたときに抵抗にみえるようにするには、図２１のＳ１’〜Ｓ５’のようにインピーダンスが変化する必要がある。図２１のＳ１〜Ｓ５から、図２１の１’〜Ｓ５’のようにインピーダンスを変化させるには、予め信号の位相を回転させておけばよい。図２１のＳ１〜Ｓ５から、図２１の１’〜Ｓ５’のように、スミスチャート上で時計回りにインピーダンスを変化させるには、図２３に示すように、入力ポートＰ１に入力される信号の位相を、位相器３０４０にて、予め回転させておけばよい。さらに、位相器３０４０による影響は、ポートＰ２からみたインピーダンスには影響はなく、出力インピーダンスを一定で、入力インピーダンスを変更することができ、後続の回路又はアンテナに対する影響を与えることがない。
However, in S <b> 1 to S <b> 5 of FIG. 21, when the
位相器３０４０にて、位相を適宜回転させることで、負荷変動部３００１のインピーダンスを、図２１の１’〜Ｓ５’のように変化させることができる。なお、位相器３０４０は、負荷変動部３００１を抵抗にみせるために、位相を調整する必要はなく、所望のインピーダンス特性が得られるように、位相を調整するものであってもよい。また、位相器３０４０を可変位相器として構成し、位相の調整量を外部から制御可能とすることで、負荷変動部３００１のインピーダンスを変更することも可能である。
By appropriately rotating the phase by the
負荷変動部３００１は、負荷が変動しても、通過位相が変化しないのが好ましい。しかし、負荷変動部３００１は、元々、可変位相器として構成されているものを利用しているため、負荷の変動によって、通過位相が変動する。
そこで、図２３に示すように、入力ポートＰ１から出力ポートＰ３を通過する際に生じる位相の変化を、相殺するべく、入力ポートＰ１に与えられる信号の位相を、予め補正する位相補正部３０４１を設けるのが好ましい。
It is preferable that the
Therefore, as shown in FIG. 23, a
位相補正部３０４１は、制御部３０３１から、負荷（電圧差）に応じた位相補正量を指示する制御信号を受け取り、信号に対する位相調整を行う。これにより、入力ポートＰ１から出力ポートＰ３を通過する際に位相の変化が生じても、その位相の変化を相殺することができる。
なお、位相補正部３０４１は、図２３のように入力ポートＰ１の手前に設ける必要はなく、図２４に示すように、出力ポートＰ２の後段に設けても良い。
また、図２３及び図２４に示すように、負荷変動部３００１は、出力ポート（第２ポート）から出力された信号を、アイソレータ３０４３を介して出力することで、負荷変動部３００１の負荷（入力インピーダンス）の変動に伴って生じる、負荷変動部３００１の出力インピーダンスの変動を抑えることができる。
The
Note that the
As shown in FIGS. 23 and 24, the
［６．８ 可変位相器を用いた負荷変動部を有する増幅装置］
図２５は、可変位相器を用いた負荷変動部を有する増幅装置８０１を示している。図２５の増幅装置８０１は、第３実施形態（図４）の負荷変動部３０３として、図２３の負荷変動部３００１を採用し、さらに後述のインピーダンス変換器８５０を備えたものと等価である。なお、図２３の負荷変動部３００１は、スイッチング増幅器を用いない一般的なＬＭ方式の増幅装置にも利用可能である。
[6.8 Amplifying device having a load fluctuation section using a variable phase shifter]
FIG. 25 shows an
図２５の増幅装置８０１の負荷変動部８０３は、インピーダンス変換器８５０を介して、増幅器８０２（スイッチング増幅器）と接続されている。負荷変動部８０３は、図２３に示す負荷変動部３００１と同様に、位相器８４０、４ポート回路からなる可変位相器、可変位相器の第３ポートに接続された可変インピーダンス８２１、可変位相器の第４ポートに接続された可変インピーダンス８２２、及びアイソレータ８４３を備えている。
25 is connected to an amplifier 802 (switching amplifier) via an
図２５の増幅装置８０１では、負荷制御部として、第１可変インピーダンス８２１のインピーダンス（電圧ＶＡ）を制御する第１負荷制御部８０４ｃ−１と、第２可変インピーダンス８２２のインピーダンス（電圧ＶＢ）を制御する第２負荷制御部８０４ｃ−２と、を備えている。第１及び第２負荷制御部８０４ｃ−１，８０４ｃ−２は、入力信号の振幅情報ｒに基づいて、第１及び第２可変インピーダンス８２１，８２２に付加する電圧差を調整して、負荷変動部８０３における負荷（抵抗）を変動させる。
In the
なお、負荷制御部８０４ｃ−１，８０４ｃ−２と可変インピーダンス８２１，８２２との間には、（第１及び第２）制御信号に対する遅延調整を行う遅延調整部８０５ａ，８０５ｂが設けられている。制御信号に対する可変インピーダンス（可変容量ダイオード）８２１の反応速度が遅い場合には、遅延調整部８０５ａ，８０５ｂにて遅延調整を行うことで、増幅器８０２の出力信号との間で信号タイミングを一致させることができる。
Note that
なお、図２５の増幅装置８０１では、図２３の負荷変動部３００１における位相補正部３０４１に対応する機能が明示されていないが、位相補正部３０４１に対応する機能（位相補正機能）は、歪補償部８０９にて行うことができる。つまり、負荷変動部８０３では、負荷に応じて位相が変化するため、歪補償部８０９が、入力信号（振幅）に応じて、予め、Ｉ／Ｑ信号に対する位相補正を行うことで、負荷変動部８０３による位相変化を相殺することができる。しかも、歪補償部（ＤＰＤ）８０９では、デジタルＩＱ信号に対する補正が行えるため、図２４に示すようにアナログ信号を補正するのに比べて、補正が容易となる。
25, the function corresponding to the
増幅器８０２と負荷変動部８０３との間に設けられたインピーダンス変換器（λ／４線路）８５０は、負荷変動部８０３が生じさせる負荷の変動範囲Ｚ１〜Ｚ２が、増幅器８０２として必要な範囲となるようにインピーダンス変換を行うものである。
The impedance converter (λ / 4 line) 850 provided between the
負荷の変動に応じて、増幅器８０２の出力信号の振幅を変動させるには、負荷変動部８０３の負荷は、増幅器８０２の出力インピーダンスと整合する値Ｚａｍｐから、それよりも高いインピーダンスＺｘの範囲Ｚａｍｐ〜Ｚｘ（Ｚｘ＞Ｚａｍｐ）で変動することが望まれる。
In order to change the amplitude of the output signal of the
しかし、負荷変動部８０３の負荷変動範囲Ｚ１〜Ｚ２が、増幅器８０２からみた望ましい負荷変動範囲Ｚａｍｐ〜Ｚｘにあるとは限らない。
そこで、インピーダンス変換器８５０は、増幅器８０２からみた負荷変動範囲が、増幅器８０２からみた望ましい負荷変動範囲に来るように、インピーダンス変換を行っている。
However, the load fluctuation ranges Z 1 to Z 2 of the
Therefore, the
ここで、負荷変動部８０３の負荷変動範囲Ｚ１〜Ｚ２を、インピーダンス変換によって別の範囲に変換するには、２通りの変換が考えられる。
一つは、負荷変動部８０３の負荷変動範囲Ｚ１〜Ｚ２の最大値Ｚ２を、増幅器８０２と整合するインピーダンスＺａｍｐに対応させてインピーダンス変換する場合である。
もう一つは、負荷変動部８０３の負荷変動範囲Ｚ１〜Ｚ２の最小値Ｚ１を、増幅器８０２と整合するインピーダンスＺａｍｐに対応させてインピーダンス変換する場合である。
Here, in order to convert the load fluctuation ranges Z 1 to Z 2 of the
One is a case where the maximum value Z 2 of the load fluctuation ranges Z 1 to Z 2 of the
The other is a case where the minimum value Z 1 of the load fluctuation ranges Z 1 to Z 2 of the
両者のうち、増幅器８０２からみた望ましい負荷変動範囲がＺａｍｐ〜Ｚｘであるという観点からは、前者のように、Ｚ２を、増幅器８０２と整合するインピーダンスＺａｍｐに一致させるようにインピーダンス変換するのが好ましい。
Among them, preferred load variation range as viewed from the
つまり、最大値Ｚ２を増幅器８０２と整合するインピーダンスＺａｍｐに対応させ、最小値Ｚ１をＺｘに対応させてインピーダンス変換する場合、インピーダンス変換器８５０のインピーダンスをＺｌｉｎｅとすると、
Ｚｌｉｎｅ２＝Ｚａｍｐ×Ｚ２
Ｚｌｉｎｅ２＝Ｚｘ×Ｚ１
となる。
In other words, the maximum value Z 2 in correspondence with the impedance Zamp matching the
Zline 2 = Zamp × Z 2
Zline 2 = Zx × Z 1
It becomes.
したがって、
Ｚｘ＝Ｚｌｉｎｅ２／Ｚ１＝（Ｚａｍｐ×Ｚ２）／Ｚ１＝（Ｚ２／Ｚ１）×Ｚａｍｐ
となる。
Ｚ２＞Ｚ１であるから、Ｚｘは、Ｚａｍｐよりも大きいインピーダンスとなる。したがって、増幅器８０２の出力インピーダンスと整合する値Ｚａｍｐから、それよりも高いインピーダンスＺｘの範囲Ｚａｍｐ〜Ｚｘ（Ｚｘ＞Ｚａｍｐ）で負荷変動するという、ＬＭ方式において望ましい状態が得られる。
Therefore,
Zx = Zline 2 / Z 1 = (Zamp × Z 2 ) / Z 1 = (Z 2 / Z 1 ) × Zamp
It becomes.
Since Z 2 > Z 1 , Zx has a larger impedance than Zamp. Therefore, a desirable state in the LM method is obtained in which the load fluctuates in the range Zamp to Zx (Zx> Zamp) of the impedance Zx higher than the value Zamp matching the output impedance of the
一方、最小値Ｚ１を増幅器８０２と整合するインピーダンスＺａｍｐに対応させ、最大値Ｚ２をＺｘに対応させてインピーダンス変換する場合、
Ｚｌｉｎｅ２＝Ｚａｍｐ×Ｚ１
Ｚｌｉｎｅ２＝Ｚｘ×Ｚ２
となる。
On the other hand, when impedance conversion is performed in which the minimum value Z 1 corresponds to the impedance Zamp matching the
Zline 2 = Zamp × Z 1
Zline 2 = Zx × Z 2
It becomes.
したがって、
Ｚｘ＝Ｚｌｉｎｅ２／Ｚ２＝（Ｚａｍｐ×Ｚ１）／Ｚ２＝（Ｚ１／Ｚ２）×Ｚａｍｐ
となる。
Ｚ２＞Ｚ１であるから、Ｚｘは、Ｚａｍｐよりも小さいインピーダンスとなる。したがって、増幅器８０２の出力インピーダンスと整合する値Ｚａｍｐから、それよりも低いインピーダンスの範囲で負荷変動することになる。Ｚａｍｐよりも低い範囲でインピーダンスが変動すると、効率が低下し、ＬＭ方式として望ましくない。
Therefore,
Zx = Zline 2 / Z 2 = (Zamp × Z 1 ) / Z 2 = (Z 1 / Z 2 ) × Zamp
It becomes.
Since Z 2 > Z 1 , Zx has an impedance smaller than Zamp. Therefore, the load fluctuates in a range of impedance lower than the value Zamp that matches the output impedance of the
したがって、負荷変動部８０３の負荷変動範囲Ｚ１〜Ｚ２の最大値Ｚ２を、増幅器８０２と整合するインピーダンスＺａｍｐに対応させてインピーダンス変換するのが好ましいこことになる。
Therefore, it is preferable that the maximum value Z 2 of the load fluctuation ranges Z 1 to Z 2 of the
［６．９ 負荷変動部の低ロス化］
図２７は、図２０、図２３、及び図２４に示す可変インピーダンス３０２１，３０２２、並びに図２５に示す可変インピーダンス８２１，８２２の具体例のバリエーションを示している。
ブランチラインカプラの第３ポートＰ３又は第４ポートＰ４に接続される可変インピーダンス３０２１，３０２２，８２１，８２２は、前述のように、インダクタと可変容量ダイオード（バラクタダイオード）によって構成することができる。図２７（ａ）（ｂ）は、インダクタ３０２５と可変容量ダイオード（バラクタダイオード）３０２６によって構成した可変インピーダンス３０２１，３０２２，８２１，８２２の例を示しており、図２７（ｃ）は、可変容量ダイオード３０２６を具備するが、インダクタ３０２５を具備しない可変インピーダンスの例を示している。なお、可変インピーダンス３０２１，３０２２，８２１，８２２は、インダクタと可変容量ダイオード以外の回路要素を含んでいても良い。
[6.9 Low loss in load fluctuation section]
FIG. 27 shows variations of specific examples of the
As described above, the
可変容量ダイオード３０２６は、例えば、バラクタダイオードによって構成されている。バラクタダイオード３０２６は、カソードが、第３ポートＰ３又は第４ポートＰ４側に接続され、アノードが、グランド側に接続されている。
The
インダクタ３０２５は、集中定数素子として構成されたインダクタ（チップインダクタ）であってもよいし、分布定数線路（マイクロストリップライン）として構成されたインダクタ３０２５ａであってもよい。
インダクタ３０２５は、図２７（ａ）に示すように、可変容量ダイオード３０２６のアノード側に接続することができる。つまり、可変容量ダイオード３０２６のアノードは、インダクタ３０２５を介して、グランドに接続することができる。
また、インダクタ３０２５は、図２７（ｂ）に示すように、可変容量ダイオード３０２６のカソード側に接続することもできる。つまり、可変容量ダイオード３０３６のカソードは、インダクタ３０２５を介して、第３ポートＰ３又は第４ポートＰ４に接続することもできる。
The
The
The
図２７（ａ）（ｂ）に示すようにインダクタ３０２５を設けることで、図２７（ｃ）に示すようにインダクタ３０２５を設けない場合に比べて、負荷変動部３００１，８０３における損失（ロス）を低減することができる。
By providing the
図２８は、図２７（ａ）に示すようにインダクタ３０２５を設けた可変インピーダンス３０２１，３０２２，８２１，８２２を備えた負荷変動部３００１，８０３のロス率、及び、図２７（ｃ）に示すようにインダクタ３０２５を省略した可変インピーダンス３０２１，３０２２，８２１，８２２を備えた負荷変動部３００１，８０３のロス率の測定結果を示している。なお、測定に際しては、インダクタ３０２５として、集中定数素子を用いた。
FIG. 28 shows the loss rate of the
ここで、ロス率は、次のように定義する。まず、負荷変動部３００１，８０３のロスがゼロである場合における、負荷変動部３００１，８０３の第１ポート（入力ポート）Ｐ１の反射電力Ｓ１１（図２０参照）と、負荷変動部３００１，８０３の第１ポート（入力ポート）Ｐ１から第２ポート（出力ポート）Ｐ２への通過電力Ｓ１２（図２０参照）と、の和を、１とする。ロス率は、反射電力及び通過電力を用いて次のように表される。
ロス率＝１−（反射電力＋通過電力）
Here, the loss rate is defined as follows. First, when the loss of the
Loss rate = 1-(reflected power + passing power)
図２８の測定結果を得るため、Ｐ３，Ｐ４に接続された可変容量ダイオード３０２６それぞれに付加される電圧を変化させて、ロス率の測定を行った。可変容量ダイオード３０２６それぞれに付加される電圧の組み合わせは、３６０通りに設定した。図２８において、横軸は、１〜３６０の組み合わせ番号を示す。
図２８に示すように、可変インピーダンス３０２１，３０２２，８２１，８２２にインダクタ２０２５を設けない場合、ロス率は、０．２６−０．１８(２６％−１８％)程度となる一方、可変インピーダンス３０２１，３０２２，８２１，８２２にインダクタ３０２５を設けた場合、ロス率は、０．２２−０．１４(２２％−１４％)程度となり、ロス率が改善したことがわかる。
In order to obtain the measurement result of FIG. 28, the loss rate was measured by changing the voltage applied to each of the
As shown in FIG. 28, when the inductor 2025 is not provided in the
また、インダクタ３０２５を設けると、可変容量ダイオード３０２６の反射係数の振れ幅が大きくなり、負荷変動部３０１１，８０３のインピーダンスの振れ幅も大きくなる。つまり、インダクタ３０２５を設けると、負荷変動部３００１，８０３の可変範囲を大きくする効果も得られる。
In addition, when the
インダクタ３０２５が集中定数素子（チップインダクタ）によって構成されている場合、インダクタ３０２５の位置は、図２７（ａ）に示す位置であっても、図２７（ｂ）に示す位置であっても、回路としては等価であるため、同様の損失低減効果が得られる。
一方、インダクタ３０２５が分布定数線路（マイクロストリップライン）３０２５ａによって構成されている場合、インダクタ３０２５の位置は、図２７（ａ）に示す位置よりも、図２７（ｂ）に示す位置のほうが、損失の低減の観点からは優れていることが、シミュレーションの結果、判明した。
When the
On the other hand, when the
ここで、負荷変動部３００１，８０３の損失を低減するには、可変インピーダンス３０２１，３０２２，８２１，８２２において、電力が浪費されるのを防止すればよい。つまり、第３ポートＰ３又は第４ポートＰ４側からみたときの、可変インピーダンス３０２１，３０２２，８２１，８２２からの反射電力が大きければ、負荷変動部３００１，８０３の損失を低減することができる。換言すると、可変インピーダンス３０２１，３０２２，８２１，８２２の反射係数を大きくすることで、損失を低減できる。
Here, in order to reduce the loss of the
マイクロストリップライン３０２５ａは、インピーダンス変換回路として機能する。そこで、第３ポートＰ３又は第４ポートＰ４側への反射電力が大きくなるようにインピーダンス変換回路３０２５ａを設けることで、損失を低減できる。
The
図２９に示すように、インピーダンス変換回路３０２５ａのインピーダンス（特性インピーダンス）は、３ｄＢブランチラインカプラにおける系のインピーダンスＺ０（例えば、５０Ω）とは異なる値のインピーダンスに設定される。異なる値のインピーダンスとすることで、第３ポートＰ３又は第４ポートＰ４側への反射電力を大きくすることができる。
As shown in FIG. 29, the impedance (characteristic impedance) of the
インピーダンス変換回路（インダクタ）３０２５ａのインピーダンスを、Ｚ０（＝５０Ω）よりも大きくする場合、インピーダンス変換回路３０２５ａのインピーダンスは、６０Ω以上とするのが好ましい。つまり、インピーダンス変換回路３０２５ａのインピーダンスは、Ｚ０の１２０％以上とするのが好ましい。さらには、インピーダンス変換回路３０２５ａのインピーダンスは、７０Ω（Ｚ０の１４０％以上）とするのがより好ましい。
When the impedance of the impedance conversion circuit (inductor) 3025a is larger than Z 0 (= 50Ω), the impedance of the
インピーダンス変換回路３０２５ａの特性インピーダンスを、Ｚ０よりも小さくすることで、Ｚ０よりも大きくする場合に比べて、可変インピーダンス３０２１，３０２２，８２１，８２２における熱損失が小さくなり、損失を、比較的小さくすることができる。
インピーダンス変換回路（インダクタ）３０２５ａのインピーダンスを、Ｚ０（＝５０Ω）よりも小さくする場合、インピーダンス変換回路３０２５ａのインピーダンスは、４０Ω以下とするのが好ましい。つまり、インピーダンス変換回路３０２５ａのインピーダンスは、Ｚ０の８０％以下とするのが好ましい。さらには、インピーダンス変換回路３０２５ａのインピーダンスは、３０Ω（Ｚ０の６０％以下）とするのがより好ましい。
The characteristic impedance of the impedance conversion circuit 3025A, is made smaller than Z 0, as compared with the case of greater than Z 0, the heat loss is reduced in the
When the impedance of the impedance conversion circuit (inductor) 3025a is made smaller than Z 0 (= 50Ω), the impedance of the
このように、インダクタ３０２５を分布定数線路で構成した場合、インダクタ３０２５は、第３ポートＰ３又は第４ポートＰ４と可変容量ダイオード３０２６との間にあり、かつ、Ｚ０未満とするのが好ましい。
Thus, when the
なお、増幅装置８０１の出力にアンテナが接続される場合、当該アンテナの特性インピーダンスＺ０（多くの場合５０Ω又は７５Ω）に整合するように、増幅装置８０１の伝送路（増幅装置８０１によって増幅された信号の伝送路）の特性インピーダンスＺ０（５０Ω又は７５Ω）が設定される。したがって、３ｄＢブランチラインカプラにおける系のインピーダンスＺ０も、５０Ω又は７５Ωに設定される。
When an antenna is connected to the output of the
［６．１０ インピーダンスが離散的に変化する負荷変動部］
図３０は、図２０(図２３、図２４)に示す負荷変動部（負荷変動器）３００１において、インピーダンスが離散的に変化するように構成したものを示している。図３０に示す負荷変動部３００１は、図２５に示す増幅装置８０１の負荷変動部８０３としても利用できる。
[6.10 Load fluctuation section where impedance changes discretely]
FIG. 30 shows a configuration in which the impedance is discretely changed in the load changing section (load changing device) 3001 shown in FIG. 20 (FIGS. 23 and 24). 30 can also be used as the
図３０に示す負荷変動部３００１において、第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４それぞれに接続された可変インピーダンス３０２１，３０２２は、インピーダンスが離散的に変化するよう構成されている。
第３ポートＰ３に接続された第１可変インピーダンス３０２１は、インピーダンスの異なる複数のインピーダンスＺＡ，ＺＢ，・・・ＺＸを備えている。さらに、第１可変インピーダンス３０２１は、複数のインピーダンスＺＡ，ＺＢ，・・・ＺＸのうちの一つを選択して、選択したインピーダンスを第３ポートＰ３側に接続させる制御素子（スイッチング素子；高周波スイッチング素子）３０２８を備えている。
第４ポートＰ４に接続された第２可変インピーダンス３０２２も、インピーダンスの異なる複数のインピーダンスＺＡ，ＺＢ，・・・ＺＸを備えている。さらに、第２可変インピーダンス３０２２は、複数のインピーダンスＺＡ，ＺＢ，・・・ＺＸのうちの一つを選択して、選択したインピーダンスを第４ポートＰ４側に接続させる制御素子（スイッチング素子；高周波スイッチング素子）３０２８を備えている。
In the
The first
The second
第１可変インピーダンス３０２１及び第２可変インピーダンス３０２２の制御素子３０２８を制御部３０３１によって制御し、任意のインピーダンスＺＡ，ＺＢ，・・・ＺＸを選択することで、可変インピーダンス３０２１，３０２２のインピーダンスの値を独立して調整可能である。
つまり、可変インピーダンス３０２１，３０２２のインピーダンス差も離散的に変化し、その結果、入力ポートＰ１−出力ポートＰ２間での反射電力・通過電力のバランスが離散的に変化し、負荷変動部３００１の入力インピーダンスが離散的に変化する。
インピーダンスを離散的に変化させるようにすることで、連続的にインピーダンスを変化させる場合に比べて、高速化が容易となる。
The
That is, the impedance difference between the
By making the impedance change discretely, it becomes easier to increase the speed than in the case where the impedance is changed continuously.
［６．１１ 可変位相器を複数用いた負荷変動部］
図３１は、可変位相器を複数（２つ）用いた負荷変動部（負荷変動器）４００１を示している。
図３１に示す負荷変動部４００１は、図１４に示す負荷変動部１００１の位相調整器１００３ａ，１００３ｂとして、それぞれ、図２０に示す可変位相器（負荷変動部３００１）を利用したものに相当する。
[6.11 Load variation section using multiple variable phase shifters]
FIG. 31 shows a load fluctuation unit (load fluctuation unit) 4001 using a plurality (two) of variable phase shifters.
A
つまり、図３１に示す負荷変動部４００１は、第１位相調整器４００３ａ及び第２位相調整器４００３ｂを備えている。第１位相調整器４００３ａ及び第２位相調整器４００３ｂには、それぞれ、増幅器４００２の出力信号（負荷変動部４００１を通過する信号）を複数に分波した分波出力信号が与えられる。なお、位相調整器４００３ａ，４００３ｂは、位相だけが調整される必要はなく、例えば、インピーダンス変換が併せて行われていても良い。
That is, the
位相調整器４００３ａ，４００３ｂによって位相が調整された分波出力信号それぞれは、λ／４線路からなるインピーダンス変換器４００３ｃ，４００３ｄを通って、合成部４００３ｅによって合成される。合成された出力信号は、無線通信装置のアンテナ４０１０から出力される。
The demultiplexed output signals whose phases are adjusted by the
第１位相調整器４００３ａ及び第２位相調整器４００３ｂそれぞれは、図２０に示す可変位相器（負荷変動部３００１）と同様の構成を有している。
つまり、第１位相調整器４００３ａ及び第２位相調整器４００３ｂそれぞれは、図２０に示すものと同様に、ブランチラインカプラによって構成することができる。この場合、第１位相調整器４００３ａ及び第２位相調整器４００３ｂそれぞれは、第１ポートＰ１，第２ポートＰ２，第３ポートＰ３，及び第４ポートＰ４を有する４ポート回路（３ｄＢブランチラインカプラ）を有し、各ポートＰ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４の間には、４つの伝送路４１１１，４１１２，４１１３，４１１４が設けられている。各伝送路４１１１，４１１２，４１１３，４１１４は、λ／４線路である。
Each of the first phase adjuster 4003a and the
That is, each of the first phase adjuster 4003a and the
第１ポートＰ１と第３ポートＰ３との間の伝送路４１１１のインピーダンス、及び、第２ポートＰ２と第４ポートＰ４との間の伝送路４１１４のインピーダンスは、それぞれ、Ｚ０／（√２）である(Ｚ０は３ｄＢブランチラインカプラにおける系のインピーダンス)。また、第１ポートＰ１と第２ポートＰ２との間の伝送路４１１２のインピーダンス、及び第３ポートＰ３と第４ポートＰ４との間の伝送路４１１３のインピーダンスは、Ｚ０である。
The impedance of the transmission line 4111 between the first port P1 and the third port P3 and the impedance of the
第１ポートＰ１は、分波出力信号が入力される入力ポートであり、第２ポートは、信号が出力される出力ポートである。
第１位相調整器４００３ａ及び第２位相調整器４００３ｂそれぞれにおける第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４には、それぞれ、可変インピーダンス４１２１，４１２２が接続されている。可変インピーダンス４１２１，４２２２は、例えば、インダクタと可変容量ダイオード（バラクタダイオード）によって構成されている。可変インピーダンス４１２１，４２２２としては、図２７（ａ）（ｂ）（ｃ）に示す３つの構成のいずれを採用してもよい。また、可変インピーダンス４１２１，４２２２としては、図３０に示す可変インピーダンス（インピーダンスが離散的に変化する可変インピーダンス）３０２８を採用してもよい。
The first port P1 is an input port to which a demultiplexed output signal is input, and the second port is an output port to which a signal is output.
可変位相器である第１位相調整器４００３ａ及び第２位相調整器４００３ｂによって、複数の分波出力信号間の位相差を調整することで、負荷変動部４００１の負荷（インピーダンス）を変化させることができる。
The load (impedance) of the
負荷変動部４００１において、４つの可変インピーダンス４１２１，４１２２の値は、制御部４０３１によって、独立して調整可能である。
第１位相調整器４００３ａ及び第２位相調整器４００３ｂそれぞれの可変インピーダンス４１２１，４１２２の値を、制御部４０３１の制御信号（第１制御信号〜第４制御信号）に従って、適切に調整すると、負荷変動部４００１の入力インピーダンス（増幅器４００２側からみたインピーダンス）を変動させつつ、負荷変動部４００１の出力インピーダンス（アンテナ４０１０側からみたインピーダンス）を略一定にすることができる。これは、可変インピーダンス４１２１，４１２２の値を調整することで、第１位相調整器４００３ａ及び第２位相調整器４００３ｂそれぞれの反射電力及び通過電力のバランスを調整でき、負荷変動部４００１の出力インピーダンスを変動させずに、入力インピーダンスを変動させることが可能となるからである。
したがって、図３１に示す負荷変動部４００１では、出力インピーダンスの変動を抑制するためにアイソレータを設ける必要がない（ただし、アイソレータを設けてもよい）。
例えば、第１位相調整器４００３ａ及び第２位相調整器４００３ｂそれぞれの可変インピーダンス４１２１，４１２２の電圧反射係数Γｉ（ｉ＝１〜４）値を、次のように設定することで、負荷変動部４００１の出力インピーダンス（５０Ω）を一定にしつつ、負荷変動部４００１の入力インピーダンスを変動（５０Ω，８２Ω，１２０Ω）させることができる。
表１において、Γ１は、第１位相調整器４００３ａの可変インピーダンス４１２１の反射係数であり、Γ２は第１位相調整器４００３ａの可変インピーダンス４１２２の反射係数であり、Γ３は第２位相調整器４００３ａの可変インピーダンス４１２１の反射係数であり、Γ４は第２位相調整器４００３ａの可変インピーダンス４１２２の反射係数である。Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３，Ｚ４は、上記のＺｉの式に従ってΓ１，Γ２，Γ３，Γ４から算出される可変インピーダンス４１２１，４１２２のインピーダンスである。
なお、表１では、反射係数の絶対値の大きさと位相角とを変化させて、所望の入力インピーダンスを設定しているが、絶対値の大きさを変えず、位相角だけを変化させることでも、同様に入力インピーダンスを設定することが可能である。
In the
When the values of the
Therefore, in the
For example, by setting the voltage reflection coefficient Γ i (i = 1 to 4) values of the
In Table 1, Γ 1 is the reflection coefficient of the
In Table 1, the desired input impedance is set by changing the magnitude and phase angle of the reflection coefficient, but it is also possible to change only the phase angle without changing the magnitude of the absolute value. Similarly, it is possible to set the input impedance.
図３１の負荷変動部４００１は、位相器４１４０及び位相補正部４１４１を備えている。位相器４１４０及び位相補正部４１４１は、図２３及び図２４に示す位相器３０４０及び位相補正部３０４１と同様のものである。
31 includes a
つまり、位相器４１４０は、位相を適宜回転させることで、負荷変動部４００１のインピーダンスを、図２１のＳ１〜Ｓ５から、図２１のＳ１’〜Ｓ５’のように変化させて、負荷変動部４００１を抵抗にみせるか、又は、所望のインピーダンス特性が得られるようにするためのものである。
また、位相補正部４１４１は、信号が負荷変動部４００１を通過する際に生じる位相の変化を補正するためのものである。
In other words, the
The
図３１において、負荷変動部４００１には、インピーダンス変換器４１５０が接続されている。インピーダンス変換器４１５０は、λ／４伝送線路によって構成されており、図２５に示す増幅装置８０１におけるインピーダンス変換器８５０と同じ機能を有する。つまり、インピーダンス変換器４１５０を設けることで、負荷変動部４００１のインピーダンスを高く変動させることができる。
In FIG. 31, an
［６．１２ 可変位相器を用いた負荷変動部を有する増幅装置］
図３２は、可変位相器を用いた負荷変動部を有する増幅装置９０１を示している。図３２の増幅装置９０１は、図２５に示す増幅装置８０１において、負荷変動部８０３を、図３１の負荷変動部４００１に置換したものと等価である。つまり、図３２の増幅装置９０１は、図３１の負荷変動部４００１と同様の負荷変動部９０３を備えている。
なお、図３２の増幅装置９０１において、増幅器９０２は、スイッチング増幅器であるが、スイッチング増幅器でなくてもよい。
[6.12 Amplifying apparatus having a load fluctuation section using a variable phase shifter]
FIG. 32 shows an
In the
図３２の増幅装置９０１では、負荷制御部として、第１〜第４制御信号を生成する制御部９０４ｃを備えている。制御部９０４ｃは、入力信号の振幅情報ｒに基づいて、第１位相調整器４００３ａ及び第２位相調整器４００３ｂそれぞれの可変インピーダンス４１２１，４１２２の値を制御し、負荷変動部９０３における負荷（抵抗）を変動させる。なお、第１〜第４制御信号は、４つの可変インピーダンス４１２１，４１２２を制御する信号である。
32 includes a
なお、制御部９０４ｃと可変インピーダンス４１２１，４１２２との間には、（第１〜第４）制御信号それぞれに対する遅延調整を行う遅延調整部９０５ａ，９０５ｂ，９０５ｃ，９０５ｄが設けられている。遅延調整部９０５ａ，９０５ｂ，９０５ｃ，９０５ｄにて遅延調整を行うことで、増幅器９０２の出力信号との間で信号タイミングを一致させることができる。
Note that
なお、図３２の増幅装置９０１においても、位相補正部４１４１に対応する機能（位相補正機能）は、歪補償部９０９にて行うことができる。
また、増幅器９０２と負荷変動部９０３との間に設けられたインピーダンス変換器（λ／４線路）９５０は、負荷変動部９０３が生じさせる負荷の変動範囲Ｚ１〜Ｚ２が、増幅器９０２として必要な範囲となるようにインピーダンス変換を行うものである。
32, the function corresponding to the phase correction unit 4141 (phase correction function) can be performed by the
In addition, an impedance converter (λ / 4 line) 950 provided between the
図３２の増幅装置９０１では、１つのスイッチング増幅器９０２出力信号を分波した分波出力信号を二つの位相調整器４００３ａ，４００３ｂに与える。
ただし、図１６の増幅装置６０１のように、直交変調器９０６の出力である変調信号が２つに分波され、分波された変調信号が２つ（複数）の増幅器に入力されてもよい。
また、図１８の増幅装置７０１のように、分派された信号を、複数（２つ）の増幅器による増幅の前に、位相調整器４００３ａ，４００３ｂにて位相調整してもよい。
In the
However, as in the
Further, as in the
［６．１３ インピーダンスが離散的に変化する負荷変動部］
図３３及び図３４は、インピーダンスが離散的に変化する負荷変動部５００１を示している。
この負荷変動部５００１は、並列接続された複数（２つ）のインピーダンス変換部５０１１，５０１２を備えている。
第１インピーダンス変換部（第１伝送線路）５０１１及び第２インピーダンス変換部（第２伝送線路）５０１２は、それぞれ、マイクロストリップラインによって構成されたλ／４伝送線路（線路長さがλ／４である伝送線路）である。
[6.13 Load variation section in which impedance changes discretely]
33 and 34 show a
The
The first impedance converter (first transmission line) 5011 and the second impedance converter (second transmission line) 5012 are each a λ / 4 transmission line (having a line length of λ / 4) configured by microstrip lines. A certain transmission line).
二つのインピーダンス変換部５０１１，５０１２のうち、一方のインピーダンス変換部（第２インピーダンス変換部）５０１２には、高周波スイッチング素子（制御素子）５０２１を備えている。
図３４では、二つのインピーダンス変換部５０１１，５０１２の線路幅が異なっているため、両者の線路インピーダンスは異なるが、同じであってもよい。
Of the two
In FIG. 34, since the line widths of the two
スイッチング素子５０２１は、例えば、ＰＩＮダイオード５０２１ａによって構成することができ、導通状態又は非導通状態に切り替わることができる。図３４に示すように、スイッチング素子５０２１にインダクタ（付加素子）５０２２を並列接続することで、スイッチング素子５０２１及びインダクタ５０２２とで共振回路を構成すると、より完全な導通状態又は非導通状態を得ることができる。なお、なお、付加素子５０２２は、インダクタに限られず、スイッチング素子５０２１のインピーダンス特性に応じて、共振回路を得るための適当な素子であればよい。
The
スイッチング素子５０２１は、第２インピーダンス変換部（第２伝送線路）５０１２の中央位置に接続されている。換言すると、スイッチング素子５０２１は、λ／４伝送線路５０１２の端部からの線路長さがλ／８である位置に接続されている。スイッチング素子５０２１が接続された位置は、λ／４伝送線路５０１２を、２つのλ／８伝送線路５０１２ａ，５０１２ｂに分割する位置となっている。
The
図３３（ｂ）に示すように、スイッチング素子５０２１が、非導通状態（ＯＦＦ）である場合、スイッチング素子５０２１の存在は無視できる。したがって、負荷変動部５００１全体は、２つの伝送線路５０１１，５０１２の並列回路となる。この場合、負荷変動部５００１のインピーダンスは、第１インピーダンス変換部５０１１の線路インピーダンスＺ１と第２インピーダンス変換部５０１２の線路インピーダンスＺ２の合成インピーダンス（Ｚ１／／Ｚ２）となる。
As shown in FIG. 33B, when the
一方、図３３（ｃ）に示すように、スイッチング素子５０２１が、導通状態（ＯＮ）である場合、第２伝送線路５０１２は、２つのスタブ（ショートスタブ）５０１２ａ，５０１２ｂとなる。したがって、負荷変動部５００１全体は、λ／４の第１伝送線路５０１１の両側に２つのλ／８ショートスタブ５０１２ａ，５０１２ｂが接続されたπ型の回路となる。この場合、負荷変動部５００１のインピーダンスは、π型回路における合成インピーダンスとなる。
On the other hand, as shown in FIG. 33 (c), when the
このように、スイッチング素子５０２１の素子状態（導通状態／非導通状態）を切り替えることで、負荷変動部５００１を、伝送線路５０１１，５０１２の並列回路又はπ型回路に切り替えることができる。伝送線路５０１１，５０１２の並列回路とπ型回路とでは、インピーダンスが異なるため、スイッチング素子５０２１の導通状態／非導通状態を切り替えることで、インピーダンスを変化させることができる。
つまり、負荷変動部５００１のインピーダンスは、伝送線路５０１１，５０１２の並列回路の第１インピーダンス及びπ型回路の第２インピーダンスの２つのインピーダンス値をとることができる。このように、負荷変動部５００１は、インピーダンスが、２種類の値に離散的に変化する。
なお、負荷変動部５００１のインピーダンスを離散的に変化させる必要がない場合、制御素子５０２１としては、スイッチング素子に限らず、可変インピーダンス素子であってもよい。
Thus, by switching the element state (conducting state / non-conducting state) of the
That is, the impedance of the
When it is not necessary to discretely change the impedance of the
図３３において、負荷変動部５００１には、補助インピーダンス変換部５００２が接続されている。補助インピーダンス変換部５００２は、λ／４伝送線路によって構成されており、図２５に示す増幅装置８０１におけるインピーダンス変換器８５０と同じ機能を有する。つまり、補助インピーダンス変換部５００２を設けることで、負荷変動部５００１のインピーダンスを高く変動させることができる。
In FIG. 33, an
負荷変動部５００１を構成するインピーダンス変換部（伝送線路）５０１１，５０１２の数は、２つに限られず、図３５（ａ）に示すように３つであってもよい。図３５（ａ）に、３つのインピーダンス変換部５０１１，５０１２，５０１３を有する負荷変動部５００１を示した。負荷変動部５００１を構成するインピーダンス変換部の数は、３以上であってもよい。
The number of impedance converters (transmission lines) 5011 and 5012 constituting the
図３５（ａ）の負荷変動部５００１では、負荷変動部５００１を構成する全てのインピーダンス変換部５０１１，５０１２，５０１３それぞれに、第１〜第３スイッチング素子（制御素子）５０２１ａ，５０２１ｂ，５０２１ｃが接続されている。この場合、図３５（ｂ）に示すように、第１〜第３スイッチング素子５０２１ａ，５０２１ｂ，５０２１ｃそれぞれのＯＮ／ＯＦＦ（導通／非導通）を適宜切り替えることで、負荷変動部５００１全体のインピーダンスを、ＺＡ〜ＺＧに離散的に変化させることができる。
In the
図３６及び図３７に示すように、スイッチング素子（制御素子）５０２１は、第２インピーダンス変換部５０１２の中途位置に介在するように直列接続されていてもよい。つまり、２つの分離したλ／８伝送線路５０１２ａ，５０１２ｂの間に、スイッチング素子５０２１を直列接続してもよい。
As shown in FIGS. 36 and 37, the switching element (control element) 5021 may be connected in series so as to be interposed in the middle position of the
図３６（ｂ）に示すように、スイッチング素子５０２１が、導通状態（ＯＮ）である場合、２つのλ／８伝送線路５０１２ａ，５０１２ｂは、直列接続され、１つのλ／４伝送線路５０１２となる。したがって、負荷変動部５００１全体は、２つの伝送線路５０１１，５０１２の並列回路となる。この場合、負荷変動部５００１のインピーダンスは、第１インピーダンス変換部５０１１の線路インピーダンスＺ１と第２インピーダンス変換部５０１２の線路インピーダンスＺ２の合成インピーダンス（Ｚ１／／Ｚ２）となる。
As shown in FIG. 36B, when the
一方、図３６（ｃ）に示すように、スイッチング素子５０２１が、非導通状態（ＯＦＦ）である場合、第２伝送線路５０１２は、２つのスタブ（オープンスタブ）５０１２ａ，５０１２ｂとなる。したがって、負荷変動部５００１全体は、λ／４の第１伝送線路５０１１の両側に２つのλ／８オープンスタブ５０１２ａ，５０１２ｂが接続されたπ型の回路となる。この場合、負荷変動部５００１のインピーダンスは、π型回路における合成インピーダンスとなる。
この結果、図３６及び図３７に示す負荷変動部５００１においても、インピーダンスが、２種類の値に離散的に変化することができる。
On the other hand, as shown in FIG. 36C, when the
As a result, also in the
図３８に示す負荷変動部５００１は、図３３〜図３７に示す負荷変動部５００１を一つの部分負荷変動部とし、複数（３つ）の部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃを組み合わせて構成されたものである。
The
図３８において、複数の部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃは直列にカスケード接続されている。
複数（３つ）の部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃそれぞれには、制御部５０３１から、制御信号（第１〜第３制御信号）が与えられる。部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃのスイッチング素子５０２１それぞれは、制御信号によってＯＮ／ＯＦＦ制御される。
In FIG. 38, a plurality of partial
A control signal (first to third control signals) is supplied from the
負荷変動部５００１が、複数の部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃを備えることで、負荷変動部５００１のインピーダンスの値の種類を増やすことができる。
一つの部分負荷変動部において、離散的に変化するインピーダンスの値の種類をＡとし、負荷変動部５００１を構成する部分負荷変動部の数をＮとすると、負荷変動部５００１全体で、インピーダンスの値の種類は、ＡＮとなる。
Since the
In one partial load fluctuation unit, assuming that the type of impedance value that varies discretely is A and the number of partial load fluctuation units constituting the
特に、部分負荷変動部を図３３（図３４）及び図３６（図３７）のように構成した場合、一つの部分負荷変動部が有するスイッチング素子５０２１の数は一つであるから、Ｎ個のスイッチング素子５０２１で、ＡＮ種類のインピーダンスを実現することができる。つまり、３つの部分負荷変動部で負荷変動部を構成した場合、３つのスイッチング素子で、２３＝８種類のインピーダンスを表現することができる。
このように、比較的少ない数のスイッチング素子５０２１によって、多様なインピーダンスを実現できる。
In particular, when the partial load variation unit is configured as shown in FIGS. 33 (34) and 36 (FIG. 37), the number of switching
Thus, various impedances can be realized by a relatively small number of switching
複数の部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃを直列に接続する場合、図３９（ａ）に示すように、隣接する部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃ同士を近接して配置した場合、隣接する部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃ間で干渉が生じる。
When connecting a plurality of partial
一方、図３９（ｂ）に示すように、干渉を避けるために、隣接する部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃ間に伝送線路を介在させて、隣接する部分負荷変動部同士を離すと、その伝送線路によって、負荷変動部５００１全体のインピーダンスが影響を受ける。伝送線路による影響を避けるには、線路長がλであるλ伝送線路とすることで、隣接する部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃ同士を近接して配置した場合と同じ特性にする必要がある。λ伝送線路を設ける必要があると負荷変動部５００１が大型化する。
On the other hand, as shown in FIG. 39 (b), in order to avoid interference, when the transmission lines are interposed between the adjacent partial
そこで、図４０に示すように、複数の部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃを、回路基板（両面基板）５０５０の表面５０５１と裏面５０５２とに互い違いに位置させることで、干渉を回避しつつ、大型化を防止できる。
Therefore, as shown in FIG. 40, the plurality of partial
例えば、図４０に示す負荷変動部５００１は、表裏両面に回路パターンが形成される回路基板５０５０の表面５０５１に第１部分負荷変動部５００１ａが形成されている。第１部分負荷変動部５００１ａに隣接する第２部分負荷変動部５００１ｂは、裏面５０５２に形成され、スルーホール５０５３を介して、表面５０５１に形成された第１部分負荷変動部５００１ａと接続されている。第２部分負荷変動部５００１ｂに隣接する第３部分負荷変動部５００１ｃは、表面５０５１に形成され、スルーホール５０５４を介して、裏面５０５２に形成された第２部分負荷変動部５００１ｂと接続されている。
For example, in the
なお、複数の部分負荷変動部を有する負荷変動部において、複数の部分負荷変動部は一列に直列接続されている必要はない。例えば、負荷変動部５００１は、図４１（ａ）に示すように、複数（２つ）の部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂが直列接続されたものと、別の複数（２つの）部分負荷変動部５００１ｃ，５００１ｄが直列接続されたものと、を並列接続して構成されていてもよい。
Note that, in a load variation unit having a plurality of partial load variation units, the plurality of partial load variation units need not be connected in series in a line. For example, as shown in FIG. 41A, the
また、図４１（ｂ）に示すように、負荷変動部５００１は、図４１（ａ）に示すように接続された部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃ，５００１ｄに対して、さらに別の部分負荷変動部５００１ｅを直列接続してもよい。このように、多様な接続方法によって、複数の部分負荷変動部を接続することが可能である。
図４１に示すように、複数の部分負荷変動部が、できるだけ、並列接続されるようにすることで、全ての部分負荷変動部を直列接続した場合に比べて、損失を抑えることができる。
Further, as shown in FIG. 41 (b), the
As shown in FIG. 41, a loss can be suppressed by connecting a plurality of partial load changing units in parallel as much as possible, as compared to a case where all the partial load changing units are connected in series.
［６．１４ インピーダンスが離散的に変化する負荷変動部を有する増幅装置］
図４２は、インピーダンスが離散的に変化する負荷変動部を有する増幅装置９５１を示している。図４２の増幅装置９５１は、図２５に示す増幅装置において、負荷変動部８０３を、図３８の負荷変動部５００１に置換したものと、略等価である。つまり、図４２の増幅装置９５１は、図３８の負荷変動部５００１と同様の負荷変動部９５３を備えている。負荷変動部９５３の負荷は離散的に変化する。
なお、図４２の増幅装置９５１において、増幅器９５２は、スイッチング増幅器であるが、スイッチング増幅器でなくてもよい。
[6.14 Amplifying apparatus having a load changing section whose impedance changes discretely]
FIG. 42 shows an
In the
図４２の増幅装置９５１では、負荷制御部として、負荷変動部９５３を構成する部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃそれぞれのスイッチング素子５０２１の制御（ＯＮ／ＯＦＦ切替）を行うための第１〜第３制御信号(ＯＮ/ＯＦＦ信号)を生成する制御部９５４ｃを備えている。制御部９５４ｃは、入力信号の振幅情報ｒに基づいて、それぞれのスイッチング素子５０２１の制御を行い、負荷変動部９０３における負荷を変動させる。
In the
なお、制御部９５４ｃと部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃとの間には、（第１〜第３）制御信号それぞれに対する遅延調整を行う遅延調整部９５５ａ，９５５ｂ，９５５ｃが設けられている。遅延調整部９５５ａ，９５５ｂ，９５５ｃにて遅延調整を行うことで、増幅器９０２の出力信号との間で信号タイミングを一致させることができる。
Note that
なお、図４２の増幅装置９５１においても、位相補正部に対応する機能を設けることができる。つまり、負荷変動部５００１において生じる通過位相の変化を、位相補正部にて補正することができる。ただし、図４２において、位相補正部の機能は、歪補償部９５９にて行うことができる。
また、増幅器９５２と負荷変動部９５３との間には、インピーダンス変換器（λ／４線路）９６０が設けられている。このインピーダンス変換器９６０は、負荷変動部９５３が生じさせる負荷の変動範囲Ｚ１〜Ｚ２が、増幅器９５２として必要な範囲となるようにインピーダンス変換を行うものである。
Note that the
Further, an impedance converter (λ / 4 line) 960 is provided between the
また、負荷変動部９５３には、アイソレータ５００３が設けられている。負荷変動部９５３の最終段に、アイソレータ５００３を設けることで、増幅器９５２からみた負荷（負荷変動部９５３の入力インピーダンス）が変動しても、負荷変動部９５３の出力インピーダンスの変動を抑えることができる。負荷変動部９５３の出力インピーダンスの変動を抑えることで、負荷変動部９５３の出力側に接続されたアンテナとの整合を確保することができ、動作が安定する。
In addition, the
［６．１５ インピーダンスが離散的に変化する負荷変動部の他の例］
図４３は、インピーダンスが離散的に変化する負荷変動部６００１を示している。負荷変動部６００１は、インピーダンスの異なる複数の負荷部６０１１，６０１２，６０１４，６０１４，６０１５を備えている。負荷部６０１１〜６０１５は、例えば、インピーダンス変換部（伝送線路；マイクロストリップライン）によって構成することができる。
[6.15 Another Example of Load Fluctuation Unit with Impedance Discretely Changing]
FIG. 43 shows a
負荷変動部６００１は、複数の負荷部６０１１〜６０１５のいずれかを択一的に選択するためのスイッチ部６０２１，６０２２を備えている。スイッチ部６０２１，６０２２それぞれは、複数のスイッチング素子（高周波スイッチング素子）を備えている。
負荷変動部６００１の負荷（インピーダンス）は、複数の負荷部６００１〜６０１５のうち選択された負荷部のインピーダンスとなる。つまり、負荷変動部６００１は、インピーダンスが離散的に変化する。
The
The load (impedance) of the
図４３の負荷変動部６００１は、負荷変動部６００１がとり得るインピーダンスの値の個数に比べて、スイッチング素子の数が多くなり易いが、構成が単純であるため、設計が容易である。
43 is easy to design because the number of switching elements tends to be larger than the number of impedance values that the
［６．１６ インピーダンスを離散的に変化させる方法］
ロードモジュレーション方式の増幅装置では、増幅装置の入力信号（変調信号）の時間的変動に応じて、負荷変動部の負荷（インピーダンス）の値が変動する。つまり、増幅装置の入力信号（変調信号）は、負荷を変動させる基準となる基準信号（時間変動する信号）となっている。
[6.16 Method of discretely changing impedance]
In the load modulation type amplifying apparatus, the value of the load (impedance) of the load varying unit varies according to the temporal variation of the input signal (modulated signal) of the amplifying apparatus. That is, the input signal (modulation signal) of the amplification device is a reference signal (a signal that varies with time) that serves as a reference for varying the load.
ここで、ナイキストの定理によれば、信号の変調帯域幅の２倍以上の周波数で離散化を行えば、信号の帯域内の情報をすべて保存することができる。
したがって、負荷変動部のインピーダンスを離散的に変化させようとする場合には、負荷変動の基準となる基準信号の帯域幅（伝送帯域幅）の２倍以上のレートで離散的に負荷の値を変更すればよい。その結果、負荷を離散的に変化させても、負荷を連続的に変化させたのと同様の結果が得られる。
Here, according to the Nyquist theorem, if the discretization is performed at a frequency that is at least twice the modulation bandwidth of the signal, all the information in the signal band can be stored.
Therefore, when trying to discretely change the impedance of the load fluctuation section, the load value is discretely set at a rate more than twice the bandwidth (transmission bandwidth) of the reference signal that becomes the reference of the load fluctuation. Change it. As a result, even if the load is changed discretely, the same result as that obtained when the load is continuously changed can be obtained.
しかも、負荷（インピーダンス）の変化を離散的に行うことで、連続的に行う場合に比べて、負荷の変化の高速化が容易である。 In addition, by changing the load (impedance) discretely, it is easy to speed up the change of the load as compared with the case of continuously changing the load.
図４４は、既に説明した数々の増幅装置を、負荷変動部における負荷の変動速度の観点から説明するためのものである。
図４４において、ロードモジュレーション方式の増幅装置１１は、増幅器１２と、増幅器１２の出力側に接続された負荷変動部（負荷変動器）１３と、を備えている。
FIG. 44 is a diagram for explaining a number of the already described amplifying devices from the viewpoint of the load changing speed in the load changing unit.
44, the load modulation
負荷変動部１３は、信号（通過信号）が入力される入力部１３ａと、入力部１３ａに入力された信号に対する負荷の値を変更可能な負荷変動部本体（負荷変動器本体）１３ｂと、負荷変動部本体１３ｂから出力された信号を出力する出力部１３ｃと、負荷変動部本体１３ｂの負荷の値を変更するための制御信号が入力される制御信号入力部１３ｄと、を備えている。
The
負荷変動部１３が、増幅装置の他の回路素子とは独立してユニット化（チップ化）された回路によって構成されている場合、入力部１３ａ、出力部１３ｃ、及び制御信号入力部１３ｄそれぞれは、例えば、ユニット化された回路における信号入出力のための端子が相当する。
また、負荷変動部１３が、ユニット化されていない場合、入力部１３ａ、出力部１３ｃ、及び制御信号入力部１３ｄそれぞれは、増幅装置における他の回路素子から、負荷変動部１３に接続される配線部が相当する。
When the
When the
入力部１３ａは、増幅器１２の出力側に接続されており、出力部１３ｃは、アンテナ側に接続されており、制御信号入力部１３ｄは、負荷制御部１４ｃに接続されている。
The
負荷制御部１４ｃは、負荷変動部本体１３ｂの負荷の変化を制御するためのものである。負荷制御部１４ｃは、入力信号の振幅情報ｒに基づいて、負荷変動部本体１３ｂの負荷を変化させる制御信号（スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号など）を生成する。負荷制御部１４ｃが生成する制御信号は、入力信号の帯域をｆ［Ｈｚ］とした場合、ｆの２倍（２×ｆ［Ｈｚ］）以上のレートで、負荷変動部本体１３ｂの負荷を離散的に変化させるデジタル信号である。つまり、制御信号の信号レートは、２×ｆ［Ｈｚ］以上となっている。
The
負荷変動部１３（負荷変動部本体１３ｂ）の動作レートも、制御信号の信号レートと同じであり、ｆの２倍（２×ｆ［Ｈｚ］）以上のレートとなる。したがって、負荷変動部１３は、入力信号（基準信号）の帯域の２倍以上のレートで、負荷が離散的に変化する。
The operation rate of the load variation unit 13 (load
［７．付記］
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
[7. Addendum]
The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the meanings described above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
１０１：増幅装置
１０２：増幅器（スイッチング増幅器）、１０３：負荷変動部、１０４：処理部、１０４ａ：振幅演算部、１０４ｂ：位相演算部、１０４ｃ：負荷制御部、１０５：遅延調整部、１０６：位相変調器
101: Amplifier 102: Amplifier (switching amplifier) 103: Load fluctuation unit 104:
２０１：増幅装置
２０２：増幅器（スイッチング増幅器）、２０３：負荷変動部、２０４：処理部、２０４ａ：振幅演算部、２０４ｂ-１，２０４ｂ-２：演算部、２０４ｃ：負荷制御部、２０５：遅延調整部、２０６：直交変調器
201: amplification device 202: amplifier (switching amplifier), 203: load fluctuation unit, 204: processing unit, 204a: amplitude calculation unit, 204b-1, 204b-2: calculation unit, 204c: load control unit, 205: delay adjustment Part 206: Quadrature modulator
３０１：増幅装置、３０２：増幅器（スイッチング増幅器）、３０３：負荷変動部、３０４：処理部、３０４ａ：振幅演算部、３０４ｃ：負荷制御部、３０５：遅延調整部、３０６：直交変調器 301: Amplifier, 302: Amplifier (switching amplifier), 303: Load fluctuation unit, 304: Processing unit, 304a: Amplitude calculation unit, 304c: Load control unit, 305: Delay adjustment unit, 306: Quadrature modulator
４０１：増幅装置
４０２：増幅器（スイッチング増幅器）、４０３：負荷変動部、４０４：処理部、４０４ａ：振幅演算部、４０４ｃ：負荷制御部、４０５：遅延調整部、４０６：直交変調器、４０７，４０８，４０９：歪補償部
401: amplification device 402: amplifier (switching amplifier), 403: load fluctuation unit, 404: processing unit, 404a: amplitude calculation unit, 404c: load control unit, 405: delay adjustment unit, 406: quadrature modulator, 407, 408 , 409: Distortion compensation unit
５０１：増幅装置
５０２：増幅器（スイッチング増幅器）、５０３：負荷変動部、５０４：処理部、５０４ａ：振幅演算部、５０４ｃ：負荷制御部、５０５：遅延調整部、５０６：直交変調器、５０８：電源変調部、
501: Amplifier 502: Amplifier (switching amplifier), 503: Load fluctuation unit, 504: Processing unit, 504a: Amplitude calculation unit, 504c: Load control unit, 505: Delay adjustment unit, 506: Quadrature modulator, 508: Power supply Modulation section,
６０１：増幅装置
６０２：増幅器（スイッチング増幅器）、６０２ａ，６０２ｂ 増幅器（スイッチング増幅器）、６０３：負荷変動部、６０３ａ，６０３ｂ：位相調整器、６０３ｅ：合成部、６０３ｆ：アイソレータ、６０４：処理部、６０４ａ：振幅演算部、６０４ｃ−１，６０４ｃ−２：負荷制御部、６０５ａ，６０５ｂ：遅延調整部、６０６：直交変調器
601: Amplifier 602: Amplifier (switching amplifier), 602a, 602b Amplifier (switching amplifier), 603: Load fluctuation unit, 603a, 603b: Phase adjuster, 603e: Synthesis unit, 603f: Isolator, 604: Processing unit, 604a : Amplitude calculation unit, 604c-1, 604c-2: Load control unit, 605a, 605b: Delay adjustment unit, 606: Quadrature modulator
７０１：増幅装置
７０２ａ，７０２ｂ：増幅器（スイッチング増幅器）、７０３：負荷変動部、７０３ａ，７０３ｂ：位相調整器、７０３ｅ：合成部、７０３ｆ：アイソレータ、７０４：処理部、７０４ａ：振幅演算部、７０４ｃ−１，７０４ｃ−２：負荷制御部、７０５ａ，７０５ｂ：遅延調整部、７０６：直交変調器、７０９：歪補償部
701: amplifying
８０１：増幅装置
８０２：増幅器（スイッチング増幅器）、８０３：負荷変動部、８０４：処理部、８０４ａ：振幅演算部、８０４ｃ−１，８０４ｃ−２：負荷制御部、８０５ａ，８０５ｂ：遅延調整部、８０６：直交変調器、８０９：歪補償部、８２１，８２２：可変インピーダンス、８４０：位相器、８４３：アイソレータ、８５０：インピーダンス変換器
801: Amplifier 802: Amplifier (switching amplifier), 803: Load fluctuation unit, 804: Processing unit, 804a: Amplitude calculation unit, 804c-1, 804c-2: Load control unit, 805a, 805b: Delay adjustment unit, 806 : Quadrature modulator, 809: distortion compensation unit, 821, 822: variable impedance, 840: phase shifter, 843: isolator, 850: impedance converter
９０１：増幅装置
９０２：増幅器（スイッチング増幅器）、９０３：負荷変動部、９０４：処理部、９０４ａ：振幅演算部、９０４ｃ：負荷制御部、９０５ａ，９０５ｂ，９０５ｃ，９０５ｄ：遅延調整部、９０６：直交変調器、９０９：歪補償部、９５０：インピーダンス変換器
901: Amplifier 902: Amplifier (switching amplifier), 903: Load fluctuation unit, 904: Processing unit, 904a: Amplitude calculation unit, 904c: Load control unit, 905a, 905b, 905c, 905d: Delay adjustment unit, 906: Orthogonal Modulator, 909: distortion compensation unit, 950: impedance converter
９５１：増幅装置
９５２：増幅器（スイッチング増幅器）、９５３：負荷変動部、９５４：処理部、９４５４ａ：振幅演算部、９５４ｃ：負荷制御部、９０５ａ，９０５ｂ，９０５ｃ：遅延調整部、９５６：直交変調器、９５９：歪補償部、９６０：インピーダンス変換器
951: Amplifier 952: Amplifier (switching amplifier), 953: Load fluctuation unit, 954: Processing unit, 9454a: Amplitude calculation unit, 954c: Load control unit, 905a, 905b, 905c: Delay adjustment unit, 956: Quadrature modulator 959: Distortion compensation unit, 960: Impedance converter
１００１：負荷変動器（負荷変動部）
１００２：増幅器、１００３ａ，１００３ｂ：位相調整器、１００３ｃ，１００３ｄ：インピーダンス変換器、１００３ｅ：合成部、１００３ｆ:アイソレータ、１０１０：アンテナ、１０１１：位相制御部
1001: Load changer (load changer)
1002: Amplifier, 1003a, 1003b: Phase adjuster, 1003c, 1003d: Impedance converter, 1003e: Synthesizer, 1003f: Isolator, 1010: Antenna, 1011: Phase controller
２００１ 増幅装置
２００２ａ，２００２ｂ：増幅器、２００３ｅ：合成部、２００４：信号処理部、２００６ａ，２００６ｂ：位相変調器
2001
３００１ 負荷変動器（負荷変動部）
３０１１，３０１２，３０１３，３０１４：伝送路、３０２１，３０２２：可変インピーダンス、３０３５:可変容量ダイオード、３０２５:インダクタ、３０２５ａ：分布定数線路、３０２８：制御素子（スイッチング素子）、３０３１：制御部、３０４０：位相器、３０４１：位相補正部、３０４３：アイソレータ、Ｐ１：第１ポート、Ｐ２：第２ポート、Ｐ３：第３ポート、Ｐ４：第４ポート
3001 Load changer (load changer)
3011, 3012, 3013, 3014: Transmission line, 3021, 3022: Variable impedance, 3035: Variable capacitance diode, 3025: Inductor, 3025a: Distributed constant line, 3028: Control element (switching element), 3031: Control unit, 3040: Phaser, 3041: Phase correction unit, 3043: Isolator, P1: First port, P2: Second port, P3: Third port, P4: Fourth port
４００１：負荷変動器（負荷変動部）
４００２：増幅器、４００３ａ，４００３ｂ：位相調整器、４０１０：アンテナ、４１１１，４１１２，４１１３，４１１４：伝送線路、４１２１，４１２２：可変インピーダンス、４１４０：位相器、４１４１：位相補正部、４１５０：インピーダンス変換器、４０３１：負荷制御部
4001: Load changer (load changer)
4002: Amplifier, 4003a, 4003b: Phase adjuster, 4010: Antenna, 4111, 4112, 4113, 4114: Transmission line, 4121, 4122: Variable impedance, 4140: Phase shifter, 4141: Phase correction unit, 4150: Impedance converter 4031: Load control unit
５００１：負荷変動器（負荷変動部）
５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃ，５００１ｄ，５００１ｅ：部分負荷変動部、５００２：補助インピーダンス変換部、５０１１，５０１２，５０１３：インピーダンス変換部、５０１２ａ，５０１２ｂ：λ／８伝送線路、５０２１,５０２１ａ，５０２１ｂ，５０２１ｃ：制御素子（スイッチング素子；高周波スイッチング素子；ＰＩＮダイオード）、５０２２：付加素子（インダクタ）、５０２３、共振回路、５０３１：負荷制御部、５０５０：両面基板、５０５１：表面、５０５２：裏面、５０５３，５０５４：スルーホール
5001: Load changer (load changer)
5001a, 5001b, 5001c, 5001d, 5001e: partial load change unit, 5002: auxiliary impedance conversion unit, 5011, 5012, 5013: impedance conversion unit, 5012a, 5012b: λ / 8 transmission line, 5021, 5021a, 5021b, 5021c: Control element (switching element; high-frequency switching element; PIN diode), 5022: additional element (inductor), 5023, resonance circuit, 5031: load control unit, 5050: double-sided substrate, 5051: front surface, 5052: back surface, 5053, 5054: Through hole
６００１：負荷変動器（負荷変動部）
６０１１〜６０１５：負荷部、６０２１，６０２１：スイッチ部
6001: Load changer (load changer)
6011-6015: Load section, 6021, 6021: Switch section
１１：増幅装置
１２：増幅器（スイッチング増幅器）、１３：負荷変動部（負荷変動器）、１３ａ：入力部、１３ｂ：負荷変動部本体（負荷変動器本体）、１３ｃ：出力部、１３ｄ：制御信号入力部、１４ｃ：負荷制御部
11: Amplifier 12: Amplifier (switching amplifier), 13: Load variation unit (load variation unit), 13a: Input unit, 13b: Load variation unit body (load variation unit body), 13c: Output unit, 13d: Control signal Input unit, 14c: Load control unit
Claims (17)
前記負荷変動器には、可変位相器が用いられ、
前記可変位相器は、
信号が入力される第１ポートと、信号が出力される第２ポートと、第１可変インピーダンスが接続される第３ポートと、第２可変インピーダンスが接続される第４ポートと、を備え、第１ポートから入力された信号の位相が第１可変インピーダンス及び第２可変インピーダンスによって変化するよう構成され、
前記負荷制御部は、前記増幅装置の入力信号の振幅に応じて、前記第１可変インピーダンスと第２可変インピーダンスとの間のインピーダンス差を調整することで、前記第１ポート及び第２ポート間の負荷を変動させて、前記増幅器の出力信号に振幅変動を生じさせる
増幅装置。 A load modulation type amplifying apparatus comprising a load variator connected to the output side of the amplifier, and a load control unit ,
For the load variator, a variable phase shifter is used,
The variable phase shifter is
A first port to which a signal is input; a second port to which a signal is output; a third port to which a first variable impedance is connected; and a fourth port to which a second variable impedance is connected; The phase of a signal input from one port is configured to change depending on the first variable impedance and the second variable impedance,
The load control unit adjusts an impedance difference between the first variable impedance and the second variable impedance according to an amplitude of an input signal of the amplification device, so that the first port and the second port can be adjusted. An amplifying apparatus that fluctuates a load and causes an amplitude fluctuation in an output signal of the amplifier.
前記インピーダンス変換器は、前記増幅器からみた前記負荷変動器による負荷が、前記増幅器とインピーダンス整合するインピーダンスよりも高い範囲で変動するようにインピーダンス変換を行う
請求項１記載の増幅装置。 Further comprising an impedance converter provided between the amplifier and the load variator;
It said impedance converter, the load by the load change device as viewed from the amplifier, the amplifier and the impedance matching claim 1 Symbol placing the amplifying device performs impedance conversion to vary at a higher range than impedance.
請求項１又は２に記載の増幅装置。 Amplifier of claim 1 or 2 further comprising a phase shifter for rotating the phase of the signal before input to the first port.
請求項１〜３のいずれか１項に記載の増幅装置。 Signal amplification device according to any one of claims 1 to 3, which further includes a phase correction unit that corrects a change in phase caused by passing through the load variator.
請求項１〜４のいずれか１項に記載の増幅装置。 Control signal wherein the load control unit adjusts the respective said first variable impedance and a second variable impedance, and / or any of claims 1-4, further comprising a delay adjusting unit for adjusting the delay to the output signal of the amplifier 2. The amplification device according to item 1.
前記第２可変インピーダンスは、第２可変容量及び第２インダクタを含む、
請求項１〜５のいずれか１項に記載の増幅装置。 The first variable impedance includes a first variable capacitor and a first inductor,
The second variable impedance includes a second variable capacitor and a second inductor.
The amplification device according to any one of claims 1 to 5 .
請求項６記載の増幅装置。 The amplifying apparatus according to claim 6, wherein the first inductor and / or the second inductor is configured by a distributed constant line.
前記第２可変容量は、前記第２インダクタを介して、前記第４ポートに接続されている
請求項７記載の増幅装置。 The first variable capacitor is connected to the third port via the first inductor,
The amplifying apparatus according to claim 7, wherein the second variable capacitor is connected to the fourth port via the second inductor.
請求項７又は８記載の増幅装置。 The amplifying apparatus according to claim 7 or 8 , wherein an impedance of the first inductor and / or the second inductor is set to a value different from a characteristic impedance value of a transmission path of a signal amplified by the amplifying apparatus.
請求項７〜９のいずれか１項に記載の増幅装置。 Wherein the impedance of the first inductor and / or said second inductor, one of the claim 7 is set to 80% or less of the value of the value of the characteristic impedance of the transmission path of the signal amplified by the amplifier 1-9 2. The amplification device according to item 1.
請求項７〜９のいずれか１項に記載の増幅装置。 Wherein the impedance of the first inductor and / or said second inductor, one of the claim 7 is set to 120% or more of the values of the characteristic impedance of the transmission path of the amplifier signal amplified by 1-9 2. The amplification device according to item 1.
請求項６記載の増幅装置。 The amplifying apparatus according to claim 6, wherein the first inductor and / or the second inductor is configured by a lumped constant element.
信号が入力される第１ポートと、信号が出力される第２ポートと、第１可変インピーダンスが接続される第３ポートと、第２可変インピーダンスが接続される第４ポートと、を備え、第１ポートから入力された信号の位相が第１可変インピーダンス及び第２可変インピーダンスによって変化するよう構成された可変位相器を備え、
前記増幅装置の入力信号の振幅に応じて、前記第１可変インピーダンスと第２可変インピーダンスとの間のインピーダンス差が調整されることで、前記第１ポート及び第２ポート間の負荷が変動し、前記増幅器の出力信号に振幅変動を生じさせる
ことを特徴とする負荷変動器。 A load variator connected to an output side of an amplifier in an amplification device of a load modulation system ,
A first port to which a signal is input; a second port to which a signal is output; a third port to which a first variable impedance is connected; and a fourth port to which a second variable impedance is connected; A variable phase shifter configured to change a phase of a signal input from one port by a first variable impedance and a second variable impedance;
The load between the first port and the second port varies by adjusting the impedance difference between the first variable impedance and the second variable impedance according to the amplitude of the input signal of the amplification device. A load variator characterized by causing an amplitude fluctuation in an output signal of the amplifier .
請求項１４記載の負荷変動器。 The load variator according to claim 14 , further comprising a phase shifter that rotates a phase of a signal before being input to the first port.
請求項１４又は１５記載の負荷変動器。 The load variator according to claim 14 or 15 , further comprising a phase correction unit that corrects a change in phase caused by a signal passing through the load variator.
請求項１５〜１６のいずれか１項に記載の負荷変動器。
The load variator according to any one of claims 15 to 16 , further comprising an isolator through which a signal output from the second port passes.
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012067936A JP5978693B2 (en) | 2011-08-26 | 2012-03-23 | Amplifying device, wireless communication device, and load variator |
| PCT/JP2012/071235 WO2013031609A1 (en) | 2011-08-26 | 2012-08-22 | Amplifying apparatus and wireless communication apparatus |
Applications Claiming Priority (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2011185137 | 2011-08-26 | ||
| JP2011184765 | 2011-08-26 | ||
| JP2011184765 | 2011-08-26 | ||
| JP2011184802 | 2011-08-26 | ||
| JP2011184802 | 2011-08-26 | ||
| JP2011185137 | 2011-08-26 | ||
| JP2012067936A JP5978693B2 (en) | 2011-08-26 | 2012-03-23 | Amplifying device, wireless communication device, and load variator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2013066156A JP2013066156A (en) | 2013-04-11 |
| JP5978693B2 true JP5978693B2 (en) | 2016-08-24 |
Family
ID=48189227
Family Applications (3)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2012067635A Pending JP2013066154A (en) | 2011-08-26 | 2012-03-23 | Load changer, amplifier, radio communication device, and method for operating load changer |
| JP2012067936A Expired - Fee Related JP5978693B2 (en) | 2011-08-26 | 2012-03-23 | Amplifying device, wireless communication device, and load variator |
| JP2012067795A Pending JP2013066155A (en) | 2011-08-26 | 2012-03-23 | Load changer, amplifier, and radio communication device |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2012067635A Pending JP2013066154A (en) | 2011-08-26 | 2012-03-23 | Load changer, amplifier, radio communication device, and method for operating load changer |
Family Applications After (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2012067795A Pending JP2013066155A (en) | 2011-08-26 | 2012-03-23 | Load changer, amplifier, and radio communication device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (3) | JP2013066154A (en) |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5276912A (en) * | 1990-02-06 | 1994-01-04 | Motorola, Inc. | Radio frequency power amplifier having variable output power |
| JP2000174559A (en) * | 1998-12-03 | 2000-06-23 | Mitsubishi Electric Corp | Microwave power amplifier |
| US6674324B1 (en) * | 2000-08-24 | 2004-01-06 | Lucent Technologies Inc. | System and method for producing an amplified signal using plurality of amplitudes across spectrum |
| JP4025183B2 (en) * | 2002-11-21 | 2007-12-19 | 日本無線株式会社 | Phase adjustment circuit and feedforward amplifier having the same |
| JP2005079967A (en) * | 2003-09-01 | 2005-03-24 | Seiko Epson Corp | High frequency power amplifier and wireless communication apparatus using it |
| JP2007006164A (en) * | 2005-06-24 | 2007-01-11 | Hitachi Kokusai Electric Inc | Amplifier |
| JP2008252267A (en) * | 2007-03-29 | 2008-10-16 | Japan Radio Co Ltd | High-frequency power amplifier |
-
2012
- 2012-03-23 JP JP2012067635A patent/JP2013066154A/en active Pending
- 2012-03-23 JP JP2012067936A patent/JP5978693B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2012-03-23 JP JP2012067795A patent/JP2013066155A/en active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2013066155A (en) | 2013-04-11 |
| JP2013066156A (en) | 2013-04-11 |
| JP2013066154A (en) | 2013-04-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US9768732B2 (en) | Asymmetric multilevel backoff amplifier with radio-frequency splitter | |
| US20230179155A1 (en) | Rf transceiver front end module with improved linearity | |
| US6262629B1 (en) | High efficiency power amplifier having reduced output matching networks for use in portable devices | |
| US9712119B2 (en) | Doherty power amplifier with tunable input network | |
| US7427895B1 (en) | Doherty amplifier with improved linearity | |
| JP4870556B2 (en) | High efficiency amplifier and design method thereof | |
| KR102508414B1 (en) | Rf transceiver front end module with improved linearity | |
| WO2017028563A1 (en) | Symmetry doherty power amplification circuit apparatus and power amplifier | |
| JP4282655B2 (en) | Radio transmitter and amplifier | |
| US11075606B2 (en) | Power amplifier circuit and antenna device | |
| WO2018162746A1 (en) | Power amplifier with stepwise envelope tracking and adaptive load | |
| JP6458729B2 (en) | Transmitting apparatus and transmitting method | |
| JP6007666B2 (en) | Amplifying device and wireless communication device | |
| JP5754362B2 (en) | amplifier | |
| JP5978693B2 (en) | Amplifying device, wireless communication device, and load variator | |
| JP2013046352A (en) | Amplification device and wireless communication device | |
| JP2013046384A (en) | Amplification device and radio communication apparatus | |
| US11949390B2 (en) | Load modulated balanced power amplifier integrated circuits including transformer-based hybrid splitter/combiner circuits | |
| WO2013031609A1 (en) | Amplifying apparatus and wireless communication apparatus | |
| KR101686351B1 (en) | 3-way doherty power amplifier | |
| Ruhul Hasin | High-Efficiency Doherty-Based Power Amplifiers Using GaN Technology For Wireless Infrastructure Applications | |
| CN113659938A (en) | Analog predistorter | |
| JP2014072557A (en) | Harmonic processing circuit and amplifying device using the same | |
| KR20170005913A (en) | Wideband phase shifter and wideband feedforward amplifier |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20150225 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20160426 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20160603 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20160628 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20160711 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5978693 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |