JP2008252267A - High-frequency power amplifier - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、無線機器等の送信出力段に用いられる高効率の高周波電力増幅器に関する。 The present invention relates to a high-efficiency high-frequency power amplifier used in a transmission output stage of a wireless device or the like.
高周波電力増幅器の最大出力電力及び効率(効率=出力高周波電力/高周波電力増幅器の消費電力)は、出力整合回路のインピーダンスによって変化する。最大出力電力と最大効率を同時に得ることは不可能で、これらはトレードオフの関係にある。 The maximum output power and efficiency of the high-frequency power amplifier (efficiency = output high-frequency power / power consumption of the high-frequency power amplifier) vary depending on the impedance of the output matching circuit. It is impossible to obtain maximum output power and maximum efficiency at the same time, and these are in a trade-off relationship.
携帯電話や無線LANに代表されるポータブル無線通信機器等は、電波利用効率及び消費電力の観点から、基地局との距離に応じて、常に送信電力を制御している。また、振幅変動成分を有するデジタル変調波(QPSK、QAM、OFDM等のデジタル変調波)を増幅する場合は、極短時間においても送信電力が変動している。 Portable wireless communication devices such as mobile phones and wireless LANs always control transmission power according to the distance from the base station from the viewpoint of radio wave utilization efficiency and power consumption. In addition, when a digital modulated wave having an amplitude fluctuation component (digital modulated wave such as QPSK, QAM, OFDM, etc.) is amplified, the transmission power fluctuates even in an extremely short time.
通常、送信用の高周波電力増幅器は、送信電力が最大時に高い効率と必要な低歪特性が得られるように設計されているので、送信電力を低下させると効率は低下する。 Usually, a high-frequency power amplifier for transmission is designed so as to obtain high efficiency and necessary low distortion characteristics when the transmission power is maximum, so that efficiency decreases when transmission power is reduced.
一般的に、高周波電力増幅器の出力トランジスタから負荷側を見た負荷インピーダンスが低いと高出力が得られ、その一方、負荷インピーダンスが高いと最大出力は低下するが高効率が得られる関係を有する。 Generally, a high output is obtained when the load impedance viewed from the output transistor of the high-frequency power amplifier is low, while a high output is obtained when the load impedance is high.
この関係を利用して、低出力時の効率を改善する方法として、負荷インピーダンスを可変する方法が提案されている(特許文献1、2、3)。
As a method for improving the efficiency at the time of low output using this relationship, a method of varying the load impedance has been proposed (
特許文献1には、出力設定端子に供給される送信電力の情報に基づいて出力整合回路の負荷インピーダンスを変化させる高周波電力増幅器が記載されている。
特許文献2には、入力電力に応じて増幅用トランジスタの負荷インピーダンスを変化させる電力増幅器が記載されている。
特許文献3には、トランジスタの増幅出力電力を検波し、検波出力によりアノードが接地された可変容量ダイオードの印加電圧を変化させることで出力整合回路の負荷インピーダンスを変化させる電力増幅器が記載されている。 Patent Document 3 describes a power amplifier that detects the amplified output power of a transistor and changes the load impedance of the output matching circuit by changing the voltage applied to the variable capacitance diode whose anode is grounded by the detection output. .
しかしながら、特許文献1に係る技術では、負荷インピーダンスを制御する情報源として、外部からの出力設定信号を必要とするという課題がある。
However, the technique according to
また、特許文献2に係る技術では、入力電力は出力電力に比較して極めて小さいので正確にレベルを検出することができない上、入力電力は出力電力と正確に比例するものではないので負荷インピーダンスの整合の最適化ができないという課題がある。
Further, in the technique according to
さらに、特許文献3に係る技術では、検波出力を得るために高周波検波回路が必要であり、高周波検波回路は信号線路への実装設計が困難で且つコストもかかるという課題がある。また、特許文献3に係る技術では、アノードが接地された可変容量ダイオードの逆方向電圧を変化させてインピーダンスを変化させるようにしているので、出力電力が大きい場合に可変容量ダイオードが順バイアスになり振幅変動成分が大きい信号では歪が大きくなるという課題がある。 Furthermore, the technique according to Patent Document 3 requires a high-frequency detection circuit in order to obtain a detection output, and the high-frequency detection circuit has a problem that mounting design on a signal line is difficult and costly. In the technique according to Patent Document 3, since the impedance is changed by changing the reverse voltage of the variable capacitance diode whose anode is grounded, the variable capacitance diode becomes forward biased when the output power is large. There is a problem that distortion is increased in a signal having a large amplitude fluctuation component.
この発明はこのような課題を考慮してなされたものであり、出力電力に応じて電力効率が増加するように負荷インピーダンスを変化させることを簡単且つ実装が容易な構成で可能とする高周波電力増幅器を提供することを目的とする。 The present invention has been made in consideration of such problems, and a high-frequency power amplifier capable of changing a load impedance so as to increase power efficiency in accordance with output power with a simple and easy configuration. The purpose is to provide.
この発明にかかる高周波電力増幅器は、入力される高周波信号を増幅し増幅信号として出力するトランジスタと、前記トランジスタの出力側に設けられ前記トランジスタの出力インピーダンスと負荷とを整合させる整合回路とを備える高周波電力増幅器において、電源から前記トランジスタに供給される消費電流を検出する消費電流検出回路と、前記整合回路に設けられるインピーダンス可変素子とを備え、前記消費電流検出回路により検出された前記消費電流に応じて、前記インピーダンス可変素子のインピーダンスを変化させることを特徴とする。 A high frequency power amplifier according to the present invention includes a transistor that amplifies an input high frequency signal and outputs the amplified high frequency signal, and a matching circuit that is provided on the output side of the transistor and matches an output impedance of the transistor and a load. The power amplifier includes a consumption current detection circuit that detects a consumption current supplied from a power source to the transistor, and an impedance variable element provided in the matching circuit, and is in accordance with the consumption current detected by the consumption current detection circuit. Then, the impedance of the variable impedance element is changed.
この発明によれば、負荷インピーダンスを制御する情報源として、トランジスタの消費電流を検出するようにしている。高周波用のトランジスタとしては、電界効果トランジスタ又はバイポーラトランジスタが選択される。AB級、B級又はC級にバイアスされた増幅器において、トランジスタのコレクタ(又はドレイン)に流れる電流、すなわち消費電流は、出力高周波電力に応じて変化する。したがって、消費電流検出回路で前記消費電流を検出し、検出した消費電流に応じて整合回路に設けられるインピーダンス可変素子のインピーダンスを電力効率が大きくなるように変化させることで、出力高周波電力に応じて電力効率が増加するように負荷インピーダンスを変化させることができる。消費電流は、電源から流れ出す電流を検出すればよいので、簡単且つ実装が容易な構成で消費電流検出回路を構成することができる。 According to the present invention, the current consumption of the transistor is detected as an information source for controlling the load impedance. A field effect transistor or a bipolar transistor is selected as the high-frequency transistor. In an amplifier biased to class AB, class B, or class C, the current that flows through the collector (or drain) of the transistor, that is, the consumption current, changes according to the output high-frequency power. Therefore, the current consumption is detected by the current consumption detection circuit, and the impedance of the impedance variable element provided in the matching circuit is changed according to the detected current consumption so as to increase the power efficiency. The load impedance can be varied to increase power efficiency. Since the current consumption is only required to detect the current flowing out of the power supply, the current consumption detection circuit can be configured with a simple and easy configuration.
例えば、前記電源から前記トランジスタに、チョークインダクタを通じて前記消費電流が供給され、前記消費電流検出回路は、前記電源から前記チョークインダクタを通じて流れる前記消費電流を、前記電源と前記チョークインダクタとの間で検出するようにすることで実装が容易で且つ簡単な構成となる。 For example, the consumption current is supplied from the power supply to the transistor through a choke inductor, and the consumption current detection circuit detects the consumption current flowing from the power supply through the choke inductor between the power supply and the choke inductor. By doing so, the mounting is easy and the configuration is simple.
具体的には、電流電圧変換用の小抵抗器を電源とチョークインダクタとの間に挿入し、この小抵抗器の両端に現れる電圧を検出するように構成できる。 Specifically, a small resistor for current-voltage conversion can be inserted between the power supply and the choke inductor, and the voltage appearing at both ends of the small resistor can be detected.
もちろん、変圧器(例えば、電流を直流から測定可能なホール素子を利用した電流プローブと同様な構成で、電源とチョークインダクタとの間の配線に流れる電流を検出する構成の変圧器、又は、1次側コイルは、電源とチョークインダクタとの間の配線、2次側にはコイルと抵抗器を並列に接続し、さらにこの抵抗器の両端の電圧を積分器で積分して直流変動値を得る構成の変圧器等)の原理を使用した電流検出器により、電源から流れ出る消費電流を検出することもできる。 Of course, a transformer (for example, a transformer configured to detect a current flowing in the wiring between the power source and the choke inductor with a configuration similar to that of a current probe using a Hall element capable of measuring current from a direct current, or 1 The secondary coil is a wiring between the power supply and the choke inductor, and the secondary coil is connected in parallel with the coil and a resistor. Further, the voltage at both ends of the resistor is integrated by an integrator to obtain a DC fluctuation value. It is also possible to detect the current consumption flowing out of the power supply by means of a current detector using the principle of the transformer etc. of the configuration.
この場合においても、実装が容易で且つ簡単な構成で消費電流を検出することができる。 Even in this case, current consumption can be detected with an easy configuration and a simple configuration.
なお、前記インピーダンス可変素子は、可変容量ダイオードを含んで構成され、前記可変容量ダイオードを前記負荷と並列に接続する構成又は前記負荷と直列に接続する構成とすることができる。 The variable impedance element may include a variable capacitance diode, and the variable capacitance diode may be connected in parallel with the load or connected in series with the load.
このように構成すれば、消費電流に応じた検出電圧で、出力整合回路に含まれる可変容量ダイオードを駆動して負荷インピーダンスを変化させることができる。 If comprised in this way, the variable impedance diode contained in an output matching circuit can be driven with the detection voltage according to consumption current, and load impedance can be changed.
なお、可変容量ダイオードを負荷と直列に接続した構成では、高周波信号成分は可変容量ダイオードを通過するので、可変容量ダイオードの両端に高電圧が発生しないことから大信号を増幅することができる。 In the configuration in which the variable capacitance diode is connected in series with the load, the high-frequency signal component passes through the variable capacitance diode, so that no high voltage is generated at both ends of the variable capacitance diode, so that a large signal can be amplified.
この発明によれば、出力電力に対応する消費電流に応じて電力効率が増加するように負荷インピーダンスを変化させるようにしているので、簡単且つ実装が容易な構成で負荷インピーダンスを変化させることができる。 According to the present invention, the load impedance is changed so as to increase the power efficiency in accordance with the consumption current corresponding to the output power. Therefore, the load impedance can be changed with a simple and easy configuration. .
まず、トランジスタの出力電力に応じて負荷インピーダンスを変化させることで電力効率が高効率になることについて説明する。 First, it will be described that the power efficiency is increased by changing the load impedance in accordance with the output power of the transistor.
図4は、ゲート電圧Vgの変化に対してドレイン電流Idが比例的に変化する理想トランジスタに対する負荷線2と電流電圧波形Id、Vdを示している。負荷線2は、電界効果トランジスタ(FET)を、電源電圧20[V]、最大ドレイン電流2.0[A]でB級動作させたときの負荷線である。出力インピーダンスは10[Ω](=20[V]/2.0[A])である。
FIG. 4 shows the
このFETを正弦波で最大駆動した場合、FETの半波動作電圧波形Vd及び半波動作電流波形Idは、Vd=20−20sinθ、Id=2sinθとなり、1周期(2π)での平均消費電力Ptは、Pt=∫(Vd・Id)dθ/2π=2.73[W](積分の範囲は、0からπ)となる。 When this FET is driven at maximum with a sine wave, the half-wave operating voltage waveform Vd and the half-wave operating current waveform Id of the FET are Vd = 20−20 sin θ and Id = 2 sin θ, and the average power consumption Pt in one period (2π). Pt = ∫ (Vd · Id) dθ / 2π = 2.73 [W] (the integration range is 0 to π).
このときの出力電力Poは、Po=(20/√2[V]×2/√2[A])/2=10.0[W]となる。 The output power Po at this time is Po = (20 / √2 [V] × 2 / √2 [A]) / 2 = 10.0 [W].
したがって、効率は、η=Po/(Pt+Po)=79[%]となる。これは、B級増幅器の最大理論効率である。 Therefore, the efficiency is η = Po / (Pt + Po) = 79 [%]. This is the maximum theoretical efficiency of a class B amplifier.
図5は、同一バイアス、同一出力インピーダンスにおいて、入力電力を低下させて出力電力を1/4の2.5[W]とした場合の負荷線4と電流電圧波形を示している。 FIG. 5 shows the load line 4 and the current-voltage waveform when the input power is reduced to 2.5 [W], which is 1/4, with the same bias and the same output impedance.
この場合、半波動作電圧波形Vd=20−20sinθ、半波動作電流波形Id=1sinθとなり、1周期での平均消費電力Ptは、Pt=∫(Vd・Id)dθ/2π=3.87[W](積分の範囲は、0からπ)となる。 In this case, the half-wave operating voltage waveform Vd = 20−20 sin θ and the half-wave operating current waveform Id = 1 sin θ, and the average power consumption Pt in one cycle is Pt = ∫ (Vd · Id) dθ / 2π = 3.87 [ W] (the integration range is 0 to π).
このときの出力電力Poは、Po=(10/√2[V]×1/√2[A])/2=2.5[W]となる。 The output power Po at this time is Po = (10 / √2 [V] × 1 / √2 [A]) / 2 = 2.5 [W].
したがって、効率は、η=Po/(Pt+Po)=39[%]となり、約1/2に低下してしまう。 Therefore, the efficiency is η = Po / (Pt + Po) = 39 [%], and is reduced to about ½.
図6は、出力電力が1/4に低下した場合、出力インピーダンスを4倍の40(=20[V]/0.5[A])[Ω]に変更したときの負荷線6と電流電圧波形Vd、Idを示している。 FIG. 6 shows the load line 6 and the current voltage when the output impedance is changed to 40 (= 20 [V] /0.5 [A]) [Ω] when the output power is reduced to ¼. Waveforms Vd and Id are shown.
この場合、Vd=20−20sinθ、Id=0.5sinθとなり、1周期での平均消費電力Ptは、Pt=∫(Vd・Id)dθ/2π=0.683[W](積分の範囲は、0からπ)となる。 In this case, Vd = 20−20 sin θ, Id = 0.5 sin θ, and the average power consumption Pt in one cycle is Pt = ∫ (Vd · Id) dθ / 2π = 0.683 [W] (the integration range is 0 to π).
このときの出力電力Poは、Po=(20/√2[V]×0.5/√2[A])/2=2.5[W]となる。 The output power Po at this time is Po = (20 / √2 [V] × 0.5 / √2 [A]) / 2 = 2.5 [W].
したがって、効率は、η=Po/(Pt+Po)=79[%]となり、最大効率79[%]を保持することができる。このように、出力電力に応じて出力インピーダンス(負荷インピーダンス)を変化させることで、高効率を保持することができる。この手法は、負荷変調方式と言われる。この発明及び以下に説明する実施形態では、この負荷変調方式を適用している。 Therefore, the efficiency is η = Po / (Pt + Po) = 79 [%], and the maximum efficiency 79 [%] can be maintained. Thus, high efficiency can be maintained by changing the output impedance (load impedance) according to the output power. This method is called a load modulation method. In the present invention and the embodiments described below, this load modulation method is applied.
すなわち、例えば、B級増幅器の出力電力変化(出力包絡線の振幅変化)が、上述した2.5[W]から10[W]へ直線的に変化している信号を想定すると、負荷インピーダンスを変化させなかった場合、平均効率は59[%](=(39+79)/2)しか得られない。しかし、出力電力変化に応じて負荷インピーダンスを電力効率が理想的になるように変化させることにより、理想的には効率を20[%]高めることが可能となる。なお、実際には、負荷インピーダンス可変の不正確さ、出力整合のミスマッチ、トランジスタの動特性の変化等により、効率上昇幅が制限される。 That is, for example, assuming a signal in which the output power change of the class B amplifier (amplitude change of the output envelope) changes linearly from 2.5 [W] to 10 [W], the load impedance is If it is not changed, an average efficiency of only 59 [%] (= (39 + 79) / 2) can be obtained. However, by changing the load impedance so that the power efficiency becomes ideal according to the change in the output power, the efficiency can be ideally increased by 20 [%]. In practice, the range of increase in efficiency is limited by inaccuracy of variable load impedance, mismatch of output matching, change in transistor dynamic characteristics, and the like.
なお、以下に説明する実施形態において、当該高周波における負荷インピーダンスは、特許文献1、3と同様に容量値を変化させる方式を採用している。
In the embodiment described below, the load impedance at the high frequency employs a method of changing the capacitance value as in
図1は、この発明の一実施形態に係る高周波増幅回路10の構成を示す回路図である。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a high-
電力増幅素子に電界効果型トランジスタ(FET)16を用いた回路構成を示している。 A circuit configuration using a field effect transistor (FET) 16 as a power amplifying element is shown.
AB級、B級又はC級にバイアスされたFET16は、ゲート端子が入力整合回路14を介して入力端子12に接続され、入力端子12は、特性インピーダンスが50[Ω]の信号源8に接続されている。ドレイン端子は、給電用のチョークインダクタ18及び消費電流Ipをモニタ電圧(消費電流モニタ電圧)Vpに変換する抵抗器20を介して、直流電源+Vccが供給される電源端子22に接続されると共に出力整合回路30を介して出力端子32に接続され、出力端子32は、特性インピーダンスが50[Ω]の負荷34に接続されている。ソース端子は接地されている。
The
モニタ電圧(電源消費電流に対応する検出電圧)Vpは、電圧変換部28を介し制御電圧Vcとして出力整合回路30に供給される。
The monitor voltage (detection voltage corresponding to the power consumption current) Vp is supplied to the
図2は、インピーダンス可変素子として可変容量ダイオード54を利用した整合回路30aの構成を示す回路図である。
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of the
整合回路30aは、FET16のドレイン端子と出力端子32との間に伝送線路50が挿入され、伝送線路50と接地との間にコンデンサ52とアノード端子が接地された可変容量ダイオード54が接続され、さらに可変容量ダイオード54のカソード端子に抵抗器56を介して電圧変換部28からの制御電圧Vcが印加される構成にされている。
In the
制御電圧Vcの変化に応じて可変キャパシタとして動作する可変容量ダイオード54は、正の値である制御電圧Vcが高い場合には、低い場合に比較して容量値(キャパシタンス)が小さくなる特性を有する。
The
図1、図2に示すように構成される高周波増幅回路10において、FET16がAB級、B級又はC級にバイアスされているとき、FET16のドレインに流れる電流は、出力高周波電力に応じて変化する。このドレインに流れる電流は、電源端子22と、FET16のドレイン端子に一端が接続されたチョークインダクタ18の他端との間に挿入された抵抗器20の両端に電位差となって現れる。この電位差がモニタ電圧Vpとして電圧変換部28の入力端に供給される。
In the high-
なお、抵抗器20は、回路が正常に動作する範囲でできるだけ小さな値であることが好ましい。 The resistor 20 is preferably as small as possible within the range in which the circuit operates normally.
振幅変動成分が大きいほど、換言すればピーク電力が大きいほど、FET16のバックオフを大きく採る必要があり、高効率を確保することが困難になる。図1の高周波増幅回路10は、振幅変動成分が大きい信号においても高効率化を実現することができる。負荷インピーダンス可変機構により歪の発生を低減できる。
As the amplitude fluctuation component is larger, in other words, as the peak power is larger, it is necessary to increase the back-off of the
チョークインダクタ18は、例えばスタブによって形成され、このチョークインダクタ18のインピーダンスは、増幅しようとする高周波(例えば、2[GHz])に対しては十分大きく、その振幅変動成分の包絡線の周波数成分に対しては十分小さくなるような値が通常用いられる。
The
ここで、包絡線の周波数成分は、例えば振幅変動成分を有する変調波(QPSK、QAM、OFDM等)の場合には、数kHz〜数MHzの周波数成分となる。 Here, the frequency component of the envelope is a frequency component of several kHz to several MHz in the case of a modulated wave having an amplitude variation component (QPSK, QAM, OFDM, etc.), for example.
このようにチョークインダクタ18を決定することで、抵抗器20の両端に現れるモニタ電圧Vpは包絡線電流である消費電流Ipに応じた電圧となる。
By determining the
ここで、抵抗器20及び電圧変換部28は、上記した包絡線の周波数成分に対して実時間(リアルタイム)で即応する高速動作を容易に実現することができる。
Here, the resistor 20 and the
このため、コンデンサ52と可変容量ダイオード54とから構成される負荷インピーダンスを包絡線電力に応じた電圧変換部28の出力制御電圧Vcにより調整することができる。
For this reason, the load impedance comprised from the capacitor |
実際上、負荷インピーダンスは、伝送線路50と可変容量ダイオード54を含んで構成されるので、モニタ電圧Vpが小さくなった場合には、すなわち包絡線電力が小さくなった場合には、負荷インピーダンスが大きくなるように出力制御電圧Vcを制御すればよい。
In practice, since the load impedance is configured to include the
なお、負荷インピーダンスを可変するために、可変容量ダイオードを制御する以外の方法を用いることができる。 Note that a method other than controlling the variable capacitance diode can be used to vary the load impedance.
また、電圧変換部28は、演算増幅器による差動増幅器を用いるアナログ回路構成の他、A/D変換器とデジタル電圧変換部とD/A変換部とからなるDSP(デジタルシグナルプロセッサ)のようなデジタル回路により構成することができる。
The
図2に示した出力整合回路30aにおいては、負荷34と並列に接続された可変容量ダイオード54のカソード端子に、信号電圧である大振幅の高周波電圧が印加される。この場合、可変容量ダイオード54のアノード端子は接地されているので、可変容量ダイオード54の両端子間には上記の大振幅の高周波電圧が印加される。このため、可変容量ダイオード54の容量値が僅かに変化することから歪発生の要因となる。また、さらに大振幅の高周波電圧が印加される場合、可変容量ダイオード54の容量値が大きく変動したり、最悪の場合には可変容量ダイオード54が導通して、キャパシタとして機能しなくなる恐れがある。
In the
図3は、大振幅の高周波の増幅に適した構成の出力整合回路30bの構成を示す回路図である。
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of an
整合回路30aは、FET16のドレイン端子と出力端子32との間に挿入された伝送線路50に直列に、すなわち負荷34に直列に可変容量ダイオード54が挿入され、さらに可変容量ダイオード54のアノード端子に抵抗器56を介して制御電圧Vcが印加される構成にしている。
In the
当該高周波、上述した2[GHz]において、可変容量ダイオード54のカソード端子から伝送線路50を見たインピーダンス及び可変容量ダイオード54のアノード端子から出力端子32側を見たインピーダンスに比較して、可変容量ダイオード54のインピーダンスが低い場合には、当該高周波において可変容量ダイオード54は短絡状態にあるとみなすことができ、カソード端子とアノード端子に現れる高周波電圧振幅は略等しい値になる。すなわち、可変容量ダイオード54の両端の高周波電圧差は略ゼロ値となり、歪発生の要因が取り除かれる。同様の理由から大振幅信号増幅に適している。
At the high frequency, 2 [GHz] described above, the variable capacitance is compared with the impedance when the
上述した実施形態によれば、負荷インピーダンスを構成する可変容量ダイオード54を制御する情報源として、FET16の消費電流Ipを電圧降下によりモニタ電圧Vpとして抵抗器20により検出し、検出したモニタ電圧Vpに応じた制御電圧Vcにより整合回路30に設けられた可変容量ダイオード54のインピーダンスであるキャパシタンスを電力効率が大きくなるように変化させているので、出力高周波電力に応じて電力効率が増加するように負荷インピーダンスを変化させることができる。
According to the above-described embodiment, as the information source for controlling the
この場合、消費電流Ipは、電源+Vccから流れ出す電流を検出しているので、抵抗器20一本という簡単な構成で消費電流検出回路を構成することができる。いわゆる低周波側の電源+Vcc側に抵抗器20を実装すればよいので、FET16の負荷としてはきわめて軽い負荷となり実装構成・配置が容易である。
In this case, since the consumption current Ip detects the current flowing out from the power supply + Vcc, the consumption current detection circuit can be configured with a simple configuration of one resistor 20. Since the resistor 20 may be mounted on the so-called low frequency side power supply + Vcc side, the load of the
もちろん、抵抗器20に代替して、変圧器を利用する構成、例えば、電流を直流から測定可能なホール素子を利用した電流プローブと同様な構成で、電源端子22とチョークインダクタ18との間の配線に流れる消費電流Ipを検出する構成の変圧器、又は、1次側コイルは、電源端子22とチョークインダクタ18との間の配線、2次側にはコイルと抵抗器を並列に接続し、さらにこの抵抗器の両端の電圧を積分器で積分し消費電流Ipとして換算する構成により、電源+Vccから流れ出る消費電流Ipを検出することもできる。この場合においても、実装が容易な簡単な構成で消費電流Ipを検出することができる。
Of course, instead of the resistor 20, a configuration using a transformer, for example, a configuration similar to a current probe using a Hall element capable of measuring a current from a direct current, between the
このように上述した実施形態によれば、出力電力に対応する消費電流Ipに応じて電力効率が増加するように負荷インピーダンスを変化させているので、簡単且つ実装が容易な構成で負荷インピーダンスを変化させることができる。また、特に、図3の整合回路30bの構成を採用することにより振幅変動成分が大きい信号においても負荷インピーダンス可変機構による歪の発生を低減し且つ高効率化が実現できる。
As described above, according to the above-described embodiment, the load impedance is changed so that the power efficiency increases in accordance with the consumption current Ip corresponding to the output power. Therefore, the load impedance is changed with a simple and easy configuration. Can be made. In particular, by adopting the configuration of the
なお、この発明は、上述の実施形態に限らず、この明細書の記載内容に基づき、種々の構成を採り得ることはもちろんである。 Note that the present invention is not limited to the above-described embodiment, and it is needless to say that various configurations can be adopted based on the contents described in this specification.
10…高周波増幅回路 16…電界効果型トランジスタ(FET)
18…チョークインダクタ 20…抵抗器(消費電流検出回路)
28…電圧変換部
30(30a、30b)…整合回路(出力整合回路)
50…伝送線路 54…可変容量ダイオード
DESCRIPTION OF
18 ... choke inductor 20 ... resistor (current consumption detection circuit)
28 ... Voltage converter 30 (30a, 30b) ... Matching circuit (output matching circuit)
50 ...
Claims (4)
電源から前記トランジスタに供給される消費電流を検出する消費電流検出回路と、
前記整合回路に設けられるインピーダンス可変素子とを備え、
前記消費電流検出回路により検出された前記消費電流に応じて、前記インピーダンス可変素子のインピーダンスを変化させる
ことを特徴とする高周波電力増幅器。 In a high-frequency power amplifier comprising a transistor that amplifies an input high-frequency signal and outputs it as an amplified signal, and a matching circuit that is provided on the output side of the transistor and matches an output impedance of the transistor and a load,
A consumption current detection circuit for detecting a consumption current supplied to the transistor from a power supply;
An impedance variable element provided in the matching circuit,
A high-frequency power amplifier, wherein the impedance of the variable impedance element is changed according to the consumption current detected by the consumption current detection circuit.
前記電源から前記トランジスタに、チョークインダクタを通じて前記消費電流を供給し、
前記消費電流検出回路は、前記電源から前記チョークインダクタを通じて流れる前記消費電流を、前記電源と前記チョークインダクタとの間で検出する
ことを特徴とする高周波電力増幅器。 The high frequency power amplifier according to claim 1, wherein
Supplying the current consumption from the power source to the transistor through a choke inductor;
The high-frequency power amplifier, wherein the consumption current detection circuit detects the consumption current flowing from the power source through the choke inductor between the power source and the choke inductor.
前記インピーダンス可変素子が可変容量ダイオードを含んで構成され、前記可変容量ダイオードが前記負荷と並列に接続されている
ことを特徴とする高周波電力増幅器。 The high-frequency power amplifier according to claim 1 or 2,
The high-frequency power amplifier, wherein the variable impedance element includes a variable capacitance diode, and the variable capacitance diode is connected in parallel with the load.
前記インピーダンス可変素子が可変容量ダイオードを含んで構成され、前記可変容量ダイオードが前記負荷と直列に接続されている
ことを特徴とする高周波電力増幅器。 The high-frequency power amplifier according to claim 1 or 2,
The high-frequency power amplifier, wherein the variable impedance element includes a variable capacitance diode, and the variable capacitance diode is connected in series with the load.
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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