JP2000174559A - Microwave power amplifier - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明はマイクロ波で使用
されるマイクロ波固体電力増幅装置に関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a microwave solid-state power amplifier used in microwaves.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図１３は入力電力モニタ用センサを有す
る従来のマイクロ波電力増幅装置模式図である。１は入
力端子、２は増幅器入力側整合回路、３は入力側バイア
ス端子、４はマイクロ波電力を増幅するトランジスタチ
ップ、５は増幅器出力側整合回路、６は出力側バイアス
端子、７は出力端子、８は直流電力を供給する電源回路
である。2. Description of the Related Art FIG. 13 is a schematic diagram of a conventional microwave power amplifying device having an input power monitoring sensor. 1 is an input terminal, 2 is an amplifier input side matching circuit, 3 is an input side bias terminal, 4 is a transistor chip for amplifying microwave power, 5 is an amplifier output side matching circuit, 6 is an output side bias terminal, and 7 is an output terminal. , 8 are power supply circuits for supplying DC power.
【０００３】次に動作について説明する。入力端子１か
ら入力された高周波信号は増幅器入力側整合回路２によ
りインピーダンス変換された後入力側バイアス端子３お
よび出力側バイアス端子６によりバイアス設定されたト
ランジスタチップ４に印加され、出力側バイアス端子６
を介して供給される直流電力によりトランジスタチップ
４で増幅された後増幅器出力側整合回路５によりインピ
ーダンス変換を受け、出力端子７に出力される。図１５
に上記マイクロ波電力増幅装置の典型的な出力電力（Ｐ
ｏｕｔ）対入力電力（Ｐｉｎ）特性（入出力特性）計算
結果を示す。図１５に示すように入力電力レベルが一定
レベル以上になると利得圧縮がおき大信号動作となる。
増幅器出力側整合回路５はこの大信号動作時に効率が向
上するようトランジスタチップ４の出力端から見たイン
ピーダンスを大信号整合インピーダンスに一致させるよ
うに設計される。これによりトランジスタチップ出力端
での高周波電圧、電流振幅は十分な振幅により励振さ
れ、出力電力・効率が向上する。これに対し利得圧縮点
以下の線形動作時は十分な高周波電圧、電流振幅が得ら
れないため図１５に示すように効率が低下し、消費電
力、発熱の観点から望ましくない状態となる。Next, the operation will be described. The high-frequency signal input from the input terminal 1 is subjected to impedance conversion by the amplifier input-side matching circuit 2 and then applied to the transistor chip 4 biased by the input-side bias terminal 3 and the output-side bias terminal 6.
After being amplified by the transistor chip 4 by the DC power supplied through the amplifier chip 4, it is subjected to impedance conversion by the amplifier output side matching circuit 5 and output to the output terminal 7. FIG.
The typical output power (P
(out) vs. input power (Pin) characteristics (input / output characteristics) calculation results. As shown in FIG. 15, when the input power level exceeds a certain level, gain compression occurs and a large signal operation is performed.
The amplifier output side matching circuit 5 is designed so that the impedance seen from the output end of the transistor chip 4 matches the large signal matching impedance so that the efficiency is improved during the large signal operation. As a result, the high-frequency voltage and current amplitude at the output end of the transistor chip are excited with sufficient amplitude, and the output power and efficiency are improved. On the other hand, at the time of linear operation below the gain compression point, sufficient high-frequency voltage and current amplitude cannot be obtained, so that the efficiency is reduced as shown in FIG. 15, resulting in an undesirable state from the viewpoint of power consumption and heat generation.
【０００４】この問題を解決するために提案されたマイ
クロ波電力増幅装置模式図を図１４に示す。図中１〜７
は図１３と同一であり、９は増幅器に入力される高周波
電力をモニタする入力電力モニタ用パワーセンサであ
り、１０は可変利得増幅器、１４は前記可変利得増幅器
の利得制御端子である。FIG. 14 shows a schematic diagram of a microwave power amplifying device proposed to solve this problem. 1-7 in the figure
13 is the same as that of FIG. 13, 9 is an input power monitoring power sensor for monitoring high frequency power input to the amplifier, 10 is a variable gain amplifier, and 14 is a gain control terminal of the variable gain amplifier.
【０００５】次に動作を説明する。入力端子１において
パワーセンサ９によりモニタされた入力高周波信号は可
変利得増幅器１０により増幅された後、増幅器入力側整
合回路２によりインピーダンス変換され、トランジスタ
チップ４に印加される。次に、トランジスタチップ４に
より増幅され、増幅器出力側整合回路５によりインピー
ダンス変換を受け、出力端子７に出力される。この際、
電源回路８は入力電力モニタ用パワーセンサ９からの入
力電力情報を受け取り、入力信号電力に応じそれぞれの
入力電力レベルにおいて消費電力が低減するよう電源回
路８の電圧制御機能によりトランジスタ出力側印加電圧
を変化させ出力側バイアス端子６に印加する。ここで入
力電力をＰｉ1 ，Ｐｉ2 （Ｐｉ1 ＞Ｐｉ2 ）、そのとき
のトランジスタチップ４の出力側印加電圧をそれぞれＶ
ｄ1 ，Ｖｄ2 とするとのとき Ｐｉ1 ＞Ｐｉ2 のとき Ｖｄ1 ＞Ｖｄ2 （１） となるように制御する。Next, the operation will be described. The input high-frequency signal monitored by the power sensor 9 at the input terminal 1 is amplified by the variable gain amplifier 10, impedance-converted by the amplifier input-side matching circuit 2, and applied to the transistor chip 4. Next, the signal is amplified by the transistor chip 4, subjected to impedance conversion by the amplifier output side matching circuit 5, and output to the output terminal 7. On this occasion,
The power supply circuit 8 receives input power information from the input power monitoring power sensor 9 and controls the voltage applied to the transistor output side by the voltage control function of the power supply circuit 8 so that power consumption is reduced at each input power level in accordance with the input signal power. The voltage is changed and applied to the output side bias terminal 6. Here, the input power is Pi 1 , Pi 2 (Pi 1 > Pi 2 ), and the applied voltage on the output side of the transistor chip 4 at that time is V
When d 1 and Vd 2 , control is performed such that Vd 1 > Vd 2 (1) when Pi 1 > Pi 2 .
【０００６】ここで電源回路８により前置可変利得増幅
器１０の利得を、利得制御端子１４に印加する電圧をも
同時に制御することにより、前記出力側バイアス端子６
を制御することによる全体の利得変動を補償する。Here, the power supply circuit 8 controls the gain of the pre-variable gain amplifier 10 and the voltage applied to the gain control terminal 14 at the same time.
To compensate for the overall gain variation.
【０００７】次に図１５の高印加電圧時、図１６に低印
加電圧時の典型的なマイクロ波電力増幅装置の入出力特
性計算結果を示す。なお図１６では低印加電圧時の利得
低下分を補償する前置増幅器により利得を一致させてあ
る。図１５の高印加電圧時（Ｅａｄｄ）、Ｐｉｎ＝３０
ｄＢｍにおいて電力付加効率が最大となり、図１６の低
印加電圧時（Ｅａｄｄ）、Ｐｉｎ＝２１ｄＢｍにおいて
効率が最大となり、低入力電力の場合に出力側印加電圧
を低減することにより電力付加効率が改善される。図１
７にそれぞれの場合の消費電力（Ｐｄｃ）対出力電力
（Ｐｏｕｔ）特性を示す。図よりＰｏｕｔ＝３２ｄＢｍ
（Ｐｉｎ＝２１ｄＢｍ）を得ようとする場合、高印加電
圧から低印加電圧にすることにより消費電力を８０％低
減することができる。このように一つの出力電力に対
し、消費電力の点で最適な出力側印加電圧が存在し、前
置可変利得増幅器１０による出力側バイアス端子６の電
圧変化時の利得変動分の補償と併用することで、入力電
力に応じてトランジスタ出力側印加電圧を１：１に変化
させることができる。これにより全体の効率を向上させ
ることができる。本構成は、入力電力が変化する衛星通
信、移動体通信用の電力増幅装置等に有効である。Next, FIG. 15 shows the results of calculation of the input / output characteristics of a typical microwave power amplifier at the time of high applied voltage and FIG. 16 at the time of low applied voltage. In FIG. 16, the gains are matched by a preamplifier that compensates for the decrease in gain when the applied voltage is low. At high applied voltage (Eadd) in FIG. 15, Pin = 30
At the time of low applied voltage (Eadd) in FIG. 16, the power added efficiency becomes maximum at Pinm = 21 dBm, and the power added efficiency is improved by reducing the output side applied voltage at low input power. You. FIG.
7 shows the power consumption (Pdc) versus output power (Pout) characteristics in each case. From the figure, Pout = 32 dBm
In order to obtain (Pin = 21 dBm), the power consumption can be reduced by 80% by changing the high applied voltage to the low applied voltage. As described above, for one output power, there is an output-side applied voltage that is optimal in terms of power consumption, and is used together with the compensation for the gain variation when the voltage of the output-side bias terminal 6 is changed by the pre-variable gain amplifier 10. Thus, the transistor output-side applied voltage can be changed 1: 1 according to the input power. Thereby, the overall efficiency can be improved. This configuration is effective for a power amplifier for satellite communication and mobile communication in which input power changes.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】しかしこのような構成
とした場合出力負荷が固定されているため、すべての出
力電力（出力側印加電圧）の変化幅に亙って最適な出力
負荷を設定することが難しく、増幅装置の出力電力、電
力付加効率、ひずみ特性が劣化するという問題がある。However, in such a configuration, since the output load is fixed, the optimum output load is set over the variation range of the entire output power (output side applied voltage). However, there is a problem that the output power, the power added efficiency, and the distortion characteristics of the amplifier are deteriorated.
【０００９】図１８に高印加電圧時の各入力電力でのト
ランジスタ出力端で計算した高周波電圧、電流値をトラ
ンジスタ静特性上に描いた負荷曲線計算結果を示す。図
に示すように静特性に対し十分な電圧、電流の振幅で励
振されていることが分かる。これに対し図１９に低印加
電圧時の負荷曲線計算結果を示す。印加直流電圧が低減
されているために静特性に対し電圧、電流ともに小さい
振幅に抑さえられることが分かる。これにより消費電力
は低減するが、出力電力は低下し、特に線形性が低下
し、ひずみ特性が悪化することが考えられる。このよう
に出力側印加電圧を低減させた場合出力負荷が一定なた
めに出力電力、電力付加効率、ひずみ特性が劣化すると
いう問題がある。特に衛星通信、移動体通信用の電力増
幅器は複数の信号を共通増幅する場合が多く、通信品質
を向上させるために良好なひずみ特性が望まれるのに対
し、図１６の低印加電圧とした場合、利得コンプレッシ
ョンが多く、ひずみ特性が悪化することが考えられる。
従ってひずみ特性を改善するためには出力側印加電圧を
上昇させる等、低入力電力時の消費電力低減量の低下が
避けられないという問題がある。FIG. 18 shows a load curve calculation result in which the high-frequency voltage and the current value calculated at the transistor output terminal at each input power at the time of the high applied voltage are drawn on the static characteristics of the transistor. As shown in the figure, it can be seen that excitation is performed with a sufficient voltage and current amplitude for the static characteristics. On the other hand, FIG. 19 shows a load curve calculation result at the time of a low applied voltage. It can be seen that since the applied DC voltage is reduced, both the voltage and the current are suppressed to a small amplitude with respect to the static characteristics. As a result, the power consumption is reduced, but the output power is reduced, and in particular, the linearity is reduced, and the distortion characteristics may be degraded. When the applied voltage on the output side is reduced in this manner, there is a problem that the output power, the power added efficiency, and the distortion characteristics are deteriorated because the output load is constant. In particular, power amplifiers for satellite communication and mobile communication often amplify a plurality of signals in common, and good distortion characteristics are desired in order to improve communication quality. , The gain compression is large, and the distortion characteristics may be degraded.
Therefore, in order to improve the distortion characteristics, there is a problem that a reduction in power consumption reduction at low input power is inevitable, such as by increasing the output-side applied voltage.
【００１０】この発明は、かかる課題を解決するために
なされたものであり、各入力電力において消費電力を低
減し、出力、電力付加効率、ひずみ特性に優れたマイク
ロ波電力増幅装置を得ることを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above problems, and it is an object of the present invention to reduce the power consumption at each input power and to obtain a microwave power amplifier having excellent output, power added efficiency, and distortion characteristics. Aim.
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】第１の発明によるマイク
ロ波電力増幅装置は、入力電力センサでモニターされた
入力電力の変化に応じて上記トランジスタの負荷インピ
ーダンスを可変するインピーダンス可変回路とを具備し
たものである。According to a first aspect of the present invention, there is provided a microwave power amplifying apparatus including an impedance variable circuit for varying a load impedance of the transistor according to a change in input power monitored by an input power sensor. Things.
【００１２】また、第２の発明によるマイクロ波電力増
幅装置は、インピーダンス可変回路を増幅器入力側整合
回路に設けたものである。Further, in the microwave power amplifying device according to the second invention, the variable impedance circuit is provided in the amplifier input side matching circuit.
【００１３】第３の発明によるマイクロ波電力増幅装置
は、インピーダンス可変回路を増幅器出力側整合回路に
設けたものである。A microwave power amplifying apparatus according to a third aspect of the present invention is such that an impedance variable circuit is provided in an amplifier output side matching circuit.
【００１４】また、第４の発明によるマイクロ波電力増
幅装置は、インピーダンス可変回路を上記増幅器入力側
整合回路および増幅器出力側整合回路に設けたものであ
る。Further, in a microwave power amplifier according to a fourth aspect of the present invention, the variable impedance circuit is provided in the amplifier input side matching circuit and the amplifier output side matching circuit.
【００１５】第５の発明によるマイクロ波電力増幅装置
は、電源回路に接続され、出力電力レベルを規定するコ
マンドを入力するコマンド端子と、上記コマンド端子に
入力された当該コマンドにより上記トランジスタの負荷
インピーダンスを可変するインピーダンス可変回路とを
具備したものである。According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a microwave power amplifier connected to a power supply circuit for inputting a command for defining an output power level, and a load impedance of the transistor based on the command input to the command terminal. And an impedance variable circuit for varying the impedance.
【００１６】また、第６の発明によるマイクロ波電力増
幅装置は、インピーダンス可変回路を増幅器出力側整合
回路中の入出力端子とトランジスタを接続する伝送主線
路に並列に接続された半導体素子から構成したものであ
る。In the microwave power amplifying device according to a sixth aspect of the present invention, the variable impedance circuit comprises a semiconductor element connected in parallel to a main transmission line connecting the input / output terminal and the transistor in the amplifier output side matching circuit. Things.
【００１７】第７の発明によるマイクロ波電力増幅装置
は、インピーダンス可変回路を増幅器出力側整合回路中
の入出力端子とトランジスタを接続する伝送主線路に直
列に接続された半導体素子から構成したものである。According to a seventh aspect of the present invention, there is provided a microwave power amplifying apparatus comprising a variable impedance circuit comprising a semiconductor element connected in series to a transmission main line connecting an input / output terminal and a transistor in an amplifier output side matching circuit. is there.
【００１８】[0018]
【発明の実施の形態】実施の形態１．この発明の実施の
形態１のマイクロ波電力増幅装置の構成図を図１および
図７に示す。図１において１は入力端子、２は増幅器入
力側整合回路、３は入力側バイアス端子、４はマイクロ
波電力を増幅するトランジスタチップ、５は増幅器出力
側整合回路、６は出力側バイアス端子、７は出力端子、
８は直流電力を供給する電源回路、９は入力電力モニタ
用のパワーセンサ、１０は可変利得増幅器、１１は出力
側インピーダンス可変回路制御端子、１４は前記可変利
得増幅器の利得制御端子、１５は出力側インピーダンス
可変回路である。図７において１５は出力側整合回路５
中の出力側インピーダンス可変回路、２０，２１は整合
回路を構成する伝送主線路、２２，２３，２４，２５は
伝送主線路に直列に装荷したｏｎ／ｏｆｆ機能を有する
半導体スイッチ、２６，２７は伝送線路である。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Embodiment 1 FIG. 1 and FIG. 7 are configuration diagrams of a microwave power amplifying device according to Embodiment 1 of the present invention. In FIG. 1, 1 is an input terminal, 2 is an amplifier input side matching circuit, 3 is an input side bias terminal, 4 is a transistor chip for amplifying microwave power, 5 is an amplifier output side matching circuit, 6 is an output side bias terminal, 7 Is the output terminal,
8 is a power supply circuit for supplying DC power, 9 is a power sensor for monitoring input power, 10 is a variable gain amplifier, 11 is an output side impedance variable circuit control terminal, 14 is a gain control terminal of the variable gain amplifier, and 15 is an output. This is a side impedance variable circuit. In FIG. 7, reference numeral 15 denotes the output side matching circuit 5.
The output variable impedance circuit in the middle, 20 and 21 are transmission main lines constituting a matching circuit, 22, 23, 24 and 25 are semiconductor switches having an on / off function loaded in series on the transmission main line, and 26 and 27 are It is a transmission line.
【００１９】次に動作を説明する。入力端子１において
入力電力モニタ用パワーセンサ９によりモニタされた入
力高周波信号は可変利得増幅器１０により増幅され、増
幅器入力側整合回路２によりインピーダンス変換された
後トランジスタチップ４に印加される。次に、トランジ
スタチップ４により増幅された後増幅器出力側整合回路
５によりインピーダンス変換を受け、出力端子７に出力
される。この際電源回路８は入力電力モニタ用パワーセ
ンサ９からの入力電力情報を受け取り、入力電力に応じ
それぞれの入力電力レベルにおいて消費電力が低減する
よう（１）式に示すようにトランジスタ出力側印加電圧
を変化させ出力側バイアス端子６に印加する。またこの
印加電圧の変化による利得の変動は前置可変利得増幅器
１０の利得制御端子１４に印加する電圧をも制御するこ
とにより補償する。本実施の形態では入力信号電力の変
化および上記端子６にかけるトランジスタ出力側印加電
圧の変化に応じて増幅器出力側整合回路５中の出力側イ
ンピーダンス可変回路１５に接続されたインピーダンス
可変回路制御端子１１を制御し、出力側インピーダンス
可変回路１５のインピーダンスを変化させる。これによ
りトランジスタの出力負荷条件を変化させ、それぞれの
印加電圧で最適な負荷を実現する。ここで出力側インピ
ーダンス可変回路１５は一例として図２に示すように構
成され、インピーダンス可変回路制御端子１１を介して
インピーダンス可変回路１５中の半導体スイッチ２６，
２７にかかる電圧を変化させ、経路を切り替えることに
より動作する。このとき図７の等価回路は半導体スイッ
チの寄生抵抗、容量等を無視すると伝送線路２４または
２５のどちらかで構成される線路長の異なる伝送線路と
等価となる。このインピーダンス可変回路の線路長の変
更によりトランジスタチップから見たインピーダンスを
それぞれの印加出力電圧に対し最適になるよう設定す
る。Next, the operation will be described. The input high frequency signal monitored by the input power monitoring power sensor 9 at the input terminal 1 is amplified by the variable gain amplifier 10, subjected to impedance conversion by the amplifier input side matching circuit 2, and then applied to the transistor chip 4. Next, after being amplified by the transistor chip 4, it undergoes impedance conversion by the amplifier output side matching circuit 5 and is output to the output terminal 7. At this time, the power supply circuit 8 receives the input power information from the input power monitoring power sensor 9, and reduces the power consumption at each input power level according to the input power as shown in equation (1). Is changed and applied to the output side bias terminal 6. Further, the fluctuation of the gain due to the change of the applied voltage is compensated by controlling the voltage applied to the gain control terminal 14 of the pre-variable gain amplifier 10. In this embodiment, the impedance variable circuit control terminal 11 connected to the output impedance variable circuit 15 in the amplifier output matching circuit 5 according to the change of the input signal power and the change of the transistor output voltage applied to the terminal 6. To change the impedance of the output-side impedance variable circuit 15. As a result, the output load condition of the transistor is changed, and an optimum load is realized with each applied voltage. Here, the output-side impedance variable circuit 15 is configured as shown in FIG. 2 as an example, and the semiconductor switch 26 in the impedance variable circuit 15 via the impedance variable circuit control terminal 11.
It operates by changing the voltage applied to 27 and switching the path. At this time, if the parasitic resistance and capacitance of the semiconductor switch are ignored, the equivalent circuit in FIG. 7 is equivalent to a transmission line composed of either the transmission line 24 or 25 and having a different line length. By changing the line length of the variable impedance circuit, the impedance viewed from the transistor chip is set to be optimal for each applied output voltage.
【００２０】一般に増幅器は出力側負荷条件により出力
電力、電力付加効率、ひずみ特性等が大きく変化する
が、高出力化を図ってトランジスタにかける出力側印加
電圧を高くした場合、増幅器の信頼性上の要求より、高
周波電圧波形の最大値をトランジスタのブレークダウン
電圧に対し十分抑える必要がある。このため図１８に示
すようにトランジスタの出力側整合回路のインピーダン
スを小さくし、静特性上の負荷曲線の傾きをある程度大
きくする必要がある。ここではこれを基準状態（基準電
圧）とする。In general, the output power, power added efficiency, distortion characteristics, and the like of the amplifier greatly change depending on the output side load condition. However, when the output side applied voltage applied to the transistor is increased to increase the output, the reliability of the amplifier increases. Therefore, it is necessary to sufficiently suppress the maximum value of the high-frequency voltage waveform with respect to the breakdown voltage of the transistor. Therefore, as shown in FIG. 18, it is necessary to reduce the impedance of the output-side matching circuit of the transistor and increase the slope of the load curve on the static characteristic to some extent. Here, this is a reference state (reference voltage).
【００２１】一方、出力側整合回路のインピーダンスを
小さく保ったままで、消費電力低減の要求より出力側印
加電圧を（１）式により基準電圧より低下させる場合、
図１９に示すように静特性上で出力電流が十分な振幅で
励振されないために出力電力、付加効率、ひずみ特性が
劣化するという問題がある。On the other hand, when the output-side applied voltage is made lower than the reference voltage by the equation (1) in order to reduce the power consumption while keeping the impedance of the output-side matching circuit small,
As shown in FIG. 19, since the output current is not excited with a sufficient amplitude on the static characteristics, there is a problem that the output power, the added efficiency, and the distortion characteristics are deteriorated.
【００２２】これに対し、本実施の形態では低電圧動作
時に負荷線の傾きを変更し、トランジスタ出力側印加電
圧変化時の出力電力、付加効率、ひずみ特性を改善す
る。ここで計算例を示す。出力側印加電圧を図１９の場
合と同一の値に、基準電圧より低く設定したとき、本実
施の形態のように増幅器出力側整合回路５中の出力側イ
ンピーダンス可変回路１５の線路長を短い方に設定し出
力側整合回路のインピーダンスを大きく、負荷曲線の傾
きを小さくした場合の入出力特性および負荷曲線の計算
結果を図２および図３に示す。図２では、実線に線路長
を短い方に設定する場合（高インピーダンス）、破線に
線路長を長い方に設定しない場合（低インピーダンス、
図１９）の場合を示す。静特性上の負荷曲線の計算結果
（図３）を見ると図１９ではトランジスタ静特性上の制
約より高周波電圧の振幅が制限されていたが、本実施の
形態では図３に示すように高周波電圧の振幅量を大きく
できるインピーダンスに設定し、出力電力および線形性
の増大を図るものである。これにより本計算例ではＰｉ
ｎ＝２２，５ｄＢｍで図１９の場合に比べ、図２より出
力０．６ｄＢｍ、効率２．０％、利得コンプレッション
量１．３ｄＢ改善される。On the other hand, in the present embodiment, the slope of the load line is changed during low-voltage operation, and the output power, additional efficiency, and distortion characteristics when the voltage applied to the transistor output side is changed are improved. Here, a calculation example is shown. When the output-side applied voltage is set to the same value as in FIG. 19 and lower than the reference voltage, the line length of the output-side impedance variable circuit 15 in the amplifier output-side matching circuit 5 is shortened as in the present embodiment. 2 and FIG. 3 show the calculation results of the input / output characteristics and the load curve when the impedance of the output side matching circuit is increased and the slope of the load curve is reduced. In FIG. 2, the solid line indicates the case where the line length is set to be shorter (high impedance), and the broken line indicates the case where the line length is not set to be longer (low impedance,
FIG. 19). Looking at the calculation result of the load curve on the static characteristic (FIG. 3), in FIG. 19, the amplitude of the high-frequency voltage is limited due to the restriction on the transistor static characteristic, but in the present embodiment, as shown in FIG. Is set to an impedance that can increase the amplitude of the output signal, and the output power and the linearity are increased. Thus, in this calculation example, Pi
As compared with the case of FIG. 19 when n = 22.5 dBm, the output is improved by 0.6 dBm, the efficiency is 2.0%, and the gain compression amount is 1.3 dB from FIG.
【００２３】本実施の形態では高印加電圧時を基準状態
としたが、低印加電圧を基準状態とし、ここで設定した
出力インピーダンスを高印加電圧で小さくするように調
整することも可能である。これによりトランジスタ出力
側印加電圧を高くした高出力時に高周波電圧波形の最大
値をブレークダウン電圧より十分に低く抑え、信頼性を
向上させることもできる。また本実施の形態では主線路
に直列に装荷したダイオードの切り替えにより線路長を
変更したが、その他いかなる方式・回路形態によるイン
ピーダンスの変更でもよい。またトランジスタ出力側印
加電圧変化時の利得補償はデジタル・アナログ方式如何
にかかわらずいかなる補償の方式でもよい。また本実施
の形態では２状態間での切り替えとしたが、状態数を増
やして入力電力の変化に応じ連続的にインピーダンスを
変化できる構成とすることもできる。In this embodiment, the reference state is at the time of the high applied voltage. However, it is also possible to set the reference state at the low applied voltage and adjust the output impedance set here to be small at the high applied voltage. This makes it possible to suppress the maximum value of the high-frequency voltage waveform sufficiently lower than the breakdown voltage at the time of high output in which the transistor output-side applied voltage is increased, thereby improving the reliability. Further, in the present embodiment, the line length is changed by switching the diode loaded in series to the main line, but the impedance may be changed by any other method or circuit form. The gain compensation when the voltage applied to the transistor output side is changed may be any compensation method regardless of the digital / analog method. In the present embodiment, switching is performed between two states. However, a configuration in which the number of states is increased and the impedance can be continuously changed according to a change in input power may be employed.
【００２４】実施の形態２．この発明の実施の形態２の
マイクロ波電力増幅装置の構成図を図４に示す。図中１
〜１０，１４は図１の実施の形態１と同一のため説明を
省略する。１２は入力側インピーダンス可変回路制御端
子であり、１６は入力側インピーダンス可変回路であ
る。Embodiment 2 FIG. FIG. 4 shows a configuration diagram of a microwave power amplifying device according to Embodiment 2 of the present invention. 1 in the figure
10 to 14 are the same as those in the first embodiment of FIG. Reference numeral 12 denotes an input-side variable impedance circuit control terminal, and 16 denotes an input-side variable impedance circuit.
【００２５】次に動作を説明する。入力端子１において
入力電力モニタ用パワーセンサ９によりモニタされた入
力高周波信号は可変利得増幅器１０により増幅され、増
幅器入力側整合回路２によりインピーダンス変換された
後トランジスタチップ４に印加される。トランジスタチ
ップ４により増幅された後増幅器出力側整合回路５によ
りインピーダンス変換を受け、出力端子７に出力され
る。この際電源回路８は入力電力モニタ用パワーセンサ
９からの入力電力情報を受け取り、入力信号電力に応じ
それぞれの入力電力レベルにおいて消費電力が低減する
よう（１）式によりトランジスタ出力側印加電圧を変化
させ出力側バイアス端子６に印加する。このトランジス
タ出力側印加電圧の変化による利得に変動は前置増幅器
１０により補償する。本実施の形態では上記端子６への
トランジスタ出力側印加電圧の変化に応じてインピーダ
ンス可変回路制御端子１２に接続された入力側インピー
ダンス可変回路１６のインピーダンスを変化させる。こ
れによりトランジスタの入力負荷条件を変化させ、それ
ぞれの印加電圧で最適な負荷を実現する。ここで入力側
インピーダンス可変回路は実施の形態１で示した回路等
で構成される。Next, the operation will be described. The input high frequency signal monitored by the input power monitoring power sensor 9 at the input terminal 1 is amplified by the variable gain amplifier 10, subjected to impedance conversion by the amplifier input side matching circuit 2, and then applied to the transistor chip 4. After being amplified by the transistor chip 4, it undergoes impedance conversion by the amplifier output-side matching circuit 5 and is output to the output terminal 7. At this time, the power supply circuit 8 receives the input power information from the input power monitoring power sensor 9 and changes the applied voltage on the transistor output side according to the equation (1) so as to reduce the power consumption at each input power level according to the input signal power. Then, it is applied to the output side bias terminal 6. The change in the gain due to the change in the voltage applied to the transistor output side is compensated by the preamplifier 10. In the present embodiment, the impedance of the input-side variable impedance circuit 16 connected to the variable-impedance circuit control terminal 12 is changed according to the change in the voltage applied to the transistor 6 on the output side of the transistor. Thereby, the input load condition of the transistor is changed, and an optimum load is realized with each applied voltage. Here, the input-side impedance variable circuit includes the circuit described in the first embodiment and the like.
【００２６】増幅器特性上、入力側負荷条件は出力負荷
条件に比較した場合その出力、効率、ひずみ特性に対す
る影響の度合いは大きくはないが、出力負荷条件だけで
なく、入力負荷条件の最適化により増幅器の性能を向上
することができる。また増幅器利得は入力負荷条件によ
り大きく変化する。In terms of amplifier characteristics, the input side load condition does not greatly affect the output, efficiency, and distortion characteristics when compared with the output load condition. However, not only the output load condition but also the input load condition is optimized. The performance of the amplifier can be improved. Further, the amplifier gain greatly changes depending on the input load condition.
【００２７】本実施の形態では消費電力低減の要求より
入力電力の変化に応じて出力側印加電力を変化させたと
き、各動作状態において最適な入力負荷を入力側インピ
ーダンス可変回路制御端子１２にかかる電源回路８から
の電圧を変化させることにより実現する。In the present embodiment, when the output-side applied power is changed according to the change in the input power in response to a request for reduction in power consumption, an optimum input load is applied to the input-side variable impedance circuit control terminal 12 in each operation state. This is realized by changing the voltage from the power supply circuit 8.
【００２８】実施の形態３．この発明の実施の形態３の
マイクロ波電力増幅装置の構成図を図５に示す。図中１
〜１２，１４は実施の形態１および２と同一のため説明
を省略する。Embodiment 3 FIG. 5 shows a configuration diagram of a microwave power amplifying device according to Embodiment 3 of the present invention. 1 in the figure
12 to 14 are the same as those in the first and second embodiments, and a description thereof will be omitted.
【００２９】次に動作を説明する。本実施の形態ではイ
ンピーダンス可変回路制御端子１１および１２に接続さ
れた入力側インピーダンス可変回路１６および出力側イ
ンピーダンス可変回路１５により、出力側印加電圧の変
化に応じてトランジスタの入出力負荷条件を変化させ、
それぞれの印加電圧で最適な負荷を実現する。Next, the operation will be described. In the present embodiment, the input-side impedance variable circuit 16 and the output-side variable impedance circuit 15 connected to the variable-impedance circuit control terminals 11 and 12 change the input / output load condition of the transistor according to the change of the output-side applied voltage. ,
An optimum load is realized with each applied voltage.
【００３０】本実施の形態では消費電力低減の要求より
入力電力の変化に応じて出力側印加電力を変化させたと
き、各動作状態において最適な入出力負荷を出力側およ
び入力側インピーダンス可変回路制御端子１１，１２に
かかる電源回路８からの電圧を変化させることにより実
現する。これにより各動作状態で出力、付加効率、ひず
み特性の優れた増幅器を実現することができる。In this embodiment, when the applied power on the output side is changed in accordance with the change in the input power in response to the demand for reduction in power consumption, the optimum input / output load is controlled in the output side and the input side variable impedance circuit in each operation state. This is realized by changing the voltage applied to the terminals 11 and 12 from the power supply circuit 8. As a result, an amplifier having excellent output, additional efficiency, and distortion characteristics in each operation state can be realized.
【００３１】実施の形態４．この発明の実施の形態４の
マイクロ波電力増幅装置の構成図を図６に示す。図中１
〜１１は実施の形態１と同一である。１３は外部コマン
ド端子である。Embodiment 4 FIG. FIG. 6 shows a configuration diagram of a microwave power amplifying device according to Embodiment 4 of the present invention. 1 in the figure
11 are the same as in the first embodiment. 13 is an external command terminal.
【００３２】次に動作を説明する。入力端子１からの入
力高周波信号は増幅器入力側整合回路２によりインピー
ダンス変換された後トランジスタチップ４に印加され
る。次に、トランジスタチップ４により増幅された後増
幅器出力側整合回路５によりインピーダンス変換を受
け、出力端子７に出力される。この際電源回路８は外部
コマンド端子１３からの出力電力レベルを規定する命令
を受け取り、コマンドに応じそれぞれの出力電力レベル
において消費電力が低減するようトランジスタ出力側印
加電圧を変化させ出力側バイアス端子６に印加する。本
実施の形態では上記端子６へのトランジスタ出力側印加
電圧の変化に応じてインピーダンス可変回路制御端子１
１に接続された出力側インピーダンス可変回路１５のイ
ンピーダンスを変化させる。これによりトランジスタの
入出力負荷条件を変化させ、それぞれの印加電圧で最適
な負荷を実現する。Next, the operation will be described. The input high-frequency signal from the input terminal 1 is applied to the transistor chip 4 after impedance conversion by the amplifier input side matching circuit 2. Next, after being amplified by the transistor chip 4, it undergoes impedance conversion by the amplifier output side matching circuit 5 and is output to the output terminal 7. At this time, the power supply circuit 8 receives a command specifying the output power level from the external command terminal 13, changes the applied voltage on the transistor output side so as to reduce the power consumption at each output power level in response to the command, and changes the output side bias terminal 6 Is applied. In this embodiment, the impedance variable circuit control terminal 1 is changed in accordance with a change in the voltage applied to the transistor 6 on the transistor output side.
The impedance of the output-side impedance variable circuit 15 connected to 1 is changed. As a result, the input / output load conditions of the transistor are changed, and an optimum load is realized with each applied voltage.
【００３３】本実施の形態では、要求出力電力に応じて
インピーダンスを変化させることにより簡易な構成で出
力電力レベルに応じた出力側印加電圧を設定でき、各出
力電力レベルにおいて電力付加効率、ひずみ特性の優れ
た増幅器を実現することができる。また本実施の形態で
は増幅器出力側整合回路５にインピーダンス可変回路１
５を設けたが、増幅器入力側整合回路２に装荷してもよ
い。In this embodiment, the output-side applied voltage can be set according to the output power level with a simple configuration by changing the impedance in accordance with the required output power. Can be realized. In the present embodiment, the variable impedance circuit 1 is connected to the amplifier output side matching circuit 5.
Although 5 is provided, the amplifier input side matching circuit 2 may be loaded.
【００３４】実施の形態５．この発明の実施の形態５の
マイクロ波電力増幅装置の増幅器出力側整合回路構成を
図７に示す。１１はインピーダンス可変回路制御端子、
１５はインピーダンス可変回路、２０，２１は整合回路
を構成する伝送主線路、２２，２３，２４，２５は伝送
主線路に直列に装荷したｏｎ／ｏｆｆ機能を有する半導
体素子、２６，２７は伝送線路である。Embodiment 5 FIG. 7 shows a configuration of an amplifier output side matching circuit of a microwave power amplifying apparatus according to Embodiment 5 of the present invention. 11 is an impedance variable circuit control terminal,
Reference numeral 15 denotes an impedance variable circuit, reference numerals 20 and 21 denote transmission main lines constituting a matching circuit, reference numerals 22, 23, 24 and 25 denote semiconductor elements having an on / off function loaded in series on the transmission main line, and reference numerals 26 and 27 denote transmission lines. It is.
【００３５】次に動作を説明する。入力電力モニタセン
サまたは外部コマンドの情報により電源回路からインピ
ーダンス可変回路制御端子１１により半導体素子２４，
２５，２６，２７にかかる電圧を制御し、半導体素子の
ｏｎ／ｏｆｆを切り替える。このとき図７の等価回路は
図８に示す等価回路および図９に示す等価回路に切り替
えられる。図８では、２２，２３の半導体素子はともに
ｏｆｆとし、２４，２５の半導体素子はともにｏｎとす
る。図９では２２，２３の半導体素子はともにｏｎと
し、２４，２５の半導体素子はともにｏｆｆとする。こ
の図８、図９の回路変更によりトランジスタチップから
見たインピーダンスをそれぞれの印加出力電圧に対し設
定する。Next, the operation will be described. The semiconductor element 24, which is controlled by the impedance variable circuit control terminal 11 from the power supply circuit according to the information of the input power monitor sensor or the external command.
The voltage applied to 25, 26, 27 is controlled to switch on / off of the semiconductor element. At this time, the equivalent circuit of FIG. 7 is switched to the equivalent circuit shown in FIG. 8 and the equivalent circuit shown in FIG. In FIG. 8, the semiconductor elements 22 and 23 are both turned off, and the semiconductor elements 24 and 25 are both turned on. In FIG. 9, the semiconductor elements 22 and 23 are both turned on, and the semiconductor elements 24 and 25 are both turned off. By changing the circuits shown in FIGS. 8 and 9, the impedance viewed from the transistor chip is set for each applied output voltage.
【００３６】本実施の形態では、入出力端子とトランジ
スタを接続する伝送主線路に直列に装荷した半導体素子
のｏｎ／ｏｆｆにより、受動回路の線路長を変更するこ
とができる。本実施の形態では半導体素子を４個用いて
線路長を変化させ、インピーダンスを変更する回路を構
成したが、直列に装荷した半導体素子１個とバイパス線
路からなる構成等、主線路に直列に装荷された半導体素
子からなるいかなる構成のインピーダンス可変回路でも
よい。また本実施の形態の半導体素子はダイオードであ
るが、トランジスタでもよい。また本実施の形態では半
導体素子はｏｎ／ｏｆｆ機能のみを有するとしたが、実
際は半導体素子に印加される電圧により等価回路中の抵
抗値が変更されるものであり、この抵抗値の変更により
連続的にインピーダンスを変えることもできる。本実施
の形態では伝送主線路に直列に装荷した半導体素子の動
作状態を変更することによりインピーダンス可変幅を大
きくすることができる。In this embodiment, the line length of the passive circuit can be changed by turning on / off the semiconductor element loaded in series on the transmission main line connecting the input / output terminal and the transistor. In the present embodiment, the circuit for changing the line length and changing the impedance by using four semiconductor elements is configured. However, the circuit including one semiconductor element loaded in series and the bypass line is connected in series to the main line. Any configuration of the variable impedance circuit composed of the semiconductor elements described above may be used. Although the semiconductor element of the present embodiment is a diode, it may be a transistor. In this embodiment, the semiconductor element has only the on / off function. However, the resistance value in the equivalent circuit is actually changed by the voltage applied to the semiconductor element. It is also possible to change the impedance. In the present embodiment, the impedance variable width can be increased by changing the operation state of the semiconductor element loaded in series on the transmission main line.
【００３７】実施の形態６．図１０はこの発明の実施の
形態６のマイクロ波電力増幅装置の増幅器出力側整合回
路を示す構成図である。１５はインピーダンス可変回
路、３０，３１は整合回路を構成する伝送主線路、３２
は半導体素子、３４，３５は伝送線路である。Embodiment 6 FIG. FIG. 10 is a configuration diagram showing an amplifier output side matching circuit of a microwave power amplifying apparatus according to Embodiment 6 of the present invention. 15 is an impedance variable circuit, 30 and 31 are transmission main lines constituting a matching circuit, 32
Is a semiconductor element, and 34 and 35 are transmission lines.
【００３８】次に動作を説明する。インピーダンス可変
回路１５は整合回路中の伝送主線路である３０，３１の
伝送線路に並列に接続される。ここで３２の半導体素子
のｏｎ／ｏｆｆ状態の変更によりインピーダンス可変回
路は図１１および図１２のように表わすことができ、３
０，３１の伝送線路からみてアドミタンスを変更する回
路となる。またｏｎ／ｏｆｆの中間状態では半導体素子
の等価回路中の抵抗値が変更されるため、半導体素子へ
の印加電圧を変更することにより上記インピーダンス可
変回路は各動作状態に応じた整合回路インピーダンスを
実現できる。本実施の形態では一つの伝送線路と一つの
半導体素子で構成されるインピーダンス変換回路（アド
ミタンス変換回路）としたが、その他いかなる構成のイ
ンピーダンス可変回路でもよい。本実施の形態では伝送
主線路に並列に装荷した半導体素子の動作状態を変更す
ることにより通過損失の少なく、またｏｎ／ｏｆｆによ
る損失変化の少ないインピーダンス可変回路を構成する
ことができる。Next, the operation will be described. The variable impedance circuit 15 is connected in parallel to the transmission lines 30 and 31, which are transmission main lines in the matching circuit. Here, by changing the on / off state of the 32 semiconductor elements, the impedance variable circuit can be represented as shown in FIGS.
The circuit changes the admittance as viewed from the transmission lines 0 and 31. In the intermediate state of on / off, the resistance value in the equivalent circuit of the semiconductor element is changed. Therefore, by changing the voltage applied to the semiconductor element, the impedance variable circuit realizes a matching circuit impedance corresponding to each operation state. it can. In the present embodiment, the impedance conversion circuit (admittance conversion circuit) is configured by one transmission line and one semiconductor element. However, any other variable impedance circuit may be used. In the present embodiment, by changing the operation state of the semiconductor elements loaded in parallel on the transmission main line, it is possible to configure an impedance variable circuit with a small passage loss and a small loss change due to on / off.
【００３９】[0039]
【発明の効果】第１から第４の発明によれば、マイクロ
波電力増幅装置の入力電力をモニタし、モニタされた入
力電力の変化に応じてトランジスタの負荷インピーダン
スを変化させることにより、各入力電力において消費電
力を低減し、出力、電力付加効率、ひずみ特性に優れた
マイクロ波電力増幅装置を得ることができる。According to the first to fourth aspects of the present invention, the input power of the microwave power amplifier is monitored, and the load impedance of the transistor is changed in accordance with the change in the monitored input power. It is possible to obtain a microwave power amplifying device which reduces power consumption in power and is excellent in output, power added efficiency, and distortion characteristics.
【００４０】第５の発明によれば、電源回路に接続さ
れ、出力電力レベルを規定するコマンドにより上記トラ
ンジスタの負荷インピーダンスを可変させることによ
り、各入力電力において消費電力を低減し、出力、電力
付加効率、ひずみ特性に優れた簡易な構成のマイクロ波
電力増幅装置を得ることができる。According to the fifth aspect, the power consumption is reduced at each input power by changing the load impedance of the transistor by a command which is connected to the power supply circuit and defines the output power level, and the output and power addition. It is possible to obtain a microwave power amplifying device having a simple configuration excellent in efficiency and distortion characteristics.
【００４１】第６の発明によれば、インピーダンス可変
回路を整合回路の伝送主線路に直列に装荷した半導体素
子により構成することにより、インピーダンス可変幅の
大きい回路を構成することができる。According to the sixth aspect, the variable impedance circuit is constituted by the semiconductor elements loaded in series on the main transmission line of the matching circuit, whereby a circuit having a large variable impedance range can be configured.
【００４２】第７の発明によれば、インピーダンス可変
回路を整合回路の伝送主線路に並列に装荷した半導体素
子により構成することにより、通過損失の少なく、また
ｏｎ／ｏｆｆによる損失変化の少ないインピーダンス可
変回路を構成することができる。According to the seventh aspect of the present invention, the variable impedance circuit is constituted by the semiconductor element loaded in parallel with the transmission main line of the matching circuit, so that the variable impedance circuit has a small passage loss and a small loss change due to on / off. A circuit can be configured.
【図１】 この発明の第１の実施の形態を示す電力増幅
装置の構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram of a power amplification device according to a first embodiment of the present invention.
【図２】 第１の実施の形態の電力増幅装置の低印加電
圧時の入出力特性計算結果を示す図である。FIG. 2 is a diagram illustrating calculation results of input / output characteristics of the power amplifying device according to the first embodiment when a low applied voltage is applied.
【図３】 第１の実施の形態の電力増幅装置の低印加電
圧時の負荷曲線計算結果を示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating calculation results of a load curve at a low applied voltage of the power amplifying device according to the first embodiment.
【図４】 この発明の別の実施の形態を示す電力増幅装
置の構成図である。FIG. 4 is a configuration diagram of a power amplifying device showing another embodiment of the present invention.
【図５】 この発明の別の実施の形態を示す電力増幅装
置の構成図である。FIG. 5 is a configuration diagram of a power amplifying device showing another embodiment of the present invention.
【図６】 この発明の別の実施の形態を示す電力増幅装
置の構成図である。FIG. 6 is a configuration diagram of a power amplifying device showing another embodiment of the present invention.
【図７】 この発明の別の実施の形態を示す電力増幅装
置の構成図である。FIG. 7 is a configuration diagram of a power amplifying apparatus showing another embodiment of the present invention.
【図８】 この発明の別の実施の形態の動作を説明する
回路図である。FIG. 8 is a circuit diagram illustrating an operation of another embodiment of the present invention.
【図９】 この発明の別の実施の形態の動作を説明する
回路図である。FIG. 9 is a circuit diagram illustrating an operation of another embodiment of the present invention.
【図１０】 この発明の別の実施の形態を示す電力増幅
装置の構成図である。FIG. 10 is a configuration diagram of a power amplifying device showing another embodiment of the present invention.
【図１１】 この発明の別の実施の形態の動作を説明す
る回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram illustrating an operation of another embodiment of the present invention.
【図１２】 この発明の別の実施の形態の動作を説明す
る回路図である。FIG. 12 is a circuit diagram illustrating an operation of another embodiment of the present invention.
【図１３】 従来の電力増幅装置の構成図である。FIG. 13 is a configuration diagram of a conventional power amplifying device.
【図１４】 従来の消費電力の低減を図った電力増幅装
置の構成図である。FIG. 14 is a configuration diagram of a conventional power amplifying device for reducing power consumption.
【図１５】 従来の消費電力の低減を図った電力増幅装
置の高印加電圧時の入出力特性計算結果を示す図であ
る。FIG. 15 is a diagram showing a result of calculating input / output characteristics of a conventional power amplifying device for reducing power consumption when a high applied voltage is applied.
【図１６】 従来の消費電力の低減を図った電力増幅装
置の低印加電圧時の入出力特性計算結果を示す図であ
る。FIG. 16 is a diagram showing a calculation result of input / output characteristics at a low applied voltage of a conventional power amplifying device for reducing power consumption.
【図１７】 従来の消費電力の低減を図った電力増幅装
置の消費電力対出力電力計算結果を示す図である。FIG. 17 is a diagram illustrating a calculation result of power consumption vs. output power of a conventional power amplifying device for reducing power consumption.
【図１８】 従来の消費電力の低減を図った電力増幅装
置の高印加電圧時の負荷曲線計算結果を示す図である。FIG. 18 is a diagram showing a load curve calculation result at the time of a high applied voltage of a conventional power amplifying device for reducing power consumption.
【図１９】 従来の消費電力の低減を図った電力増幅装
置の低印加電圧時の負荷曲線計算結果を示す図である。FIG. 19 is a diagram showing a load curve calculation result at the time of a low applied voltage of a conventional power amplifying device for reducing power consumption.
１ 入力端子、２ 増幅器入力側整合回路、３ 入力側
バイアス端子、４ トランジスタチップ、５ 増幅器出
力側整合回路、６ 出力側バイアス端子、７出力端子、
８ 電源回路、９ 入力電力モニタ用パワーセンサ、１
０ 可変利得増幅器、１１ インピーダンス可変回路制
御端子、１２ インピーダンス可変回路制御端子、１３
外部コマンド端子、１４ 利得制御端子、１５ イン
ピーダンス可変回路、１６ インピーダンス可変回路、
２０ 伝送主線路、２１ 伝送主線路、２２ 半導体素
子、２３ 半導体素子、２４ 半導体素子、２５ 半導
体素子、２６ 伝送線路、２７ 伝送線路、３０ 伝送
主線路、３１ 伝送主線路、３２ 半導体素子、３３
伝送線路、３４ 伝送線路。1 input terminal, 2 amplifier input side matching circuit, 3 input side bias terminal, 4 transistor chip, 5 amplifier output side matching circuit, 6 output side bias terminal, 7 output terminal,
8 power supply circuit, 9 input power monitoring power sensor, 1
0 variable gain amplifier, 11 impedance variable circuit control terminal, 12 impedance variable circuit control terminal, 13
External command terminal, 14 gain control terminal, 15 variable impedance circuit, 16 variable impedance circuit,
Reference Signs List 20 transmission main line, 21 transmission main line, 22 semiconductor element, 23 semiconductor element, 24 semiconductor element, 25 semiconductor element, 26 transmission line, 27 transmission line, 30 transmission main line, 31 transmission main line, 32 semiconductor element, 33
Transmission Line, 34 Transmission Line.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J067 AA01 AA04 AA41 CA21 CA36 CA71 FA20 HA09 HA19 HA42 KA00 KA12 KA29 KS11 LS01 MA19 QS01 SA13 TA01 TA02 5J090 AA01 AA04 AA41 CA21 CA36 CA71 FA20 GN01 HA09 HA19 HA42 KA00 KA12 KA29 MA19 SA13 TA01 TA02 5J092 AA01 AA04 AA41 CA21 CA36 CA71 FA20 HA09 HA19 HA42 KA00 KA12 KA29 MA19 SA13 TA01 TA02 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued from the front page F term (reference) 5J067 AA01 AA04 AA41 CA21 CA36 CA71 FA20 HA09 HA19 HA42 KA00 KA12 KA29 KS11 LS01 MA19 QS01 SA13 TA01 TA02 5J090 AA01 AA04 AA41 CA21 CA36 CA71 FA20 GN01 HA09 HA19 KA00 KA00 TA01 TA02 5J092 AA01 AA04 AA41 CA21 CA36 CA71 FA20 HA09 HA19 HA42 KA00 KA12 KA29 MA19 SA13 TA01 TA02
Claims (7)
ンピーダンス変換する増幅器入力側整合回路と、電源回
路と、上記電源回路からの直流電力により上記増幅器入
力側整合回路の出力信号を増幅するトランジスタと、上
記トランジスタにより増幅された出力信号をインピーダ
ンス変換する増幅器出力側整合回路と、上記入力端子か
ら入力された高周波信号をモニタする入力電力センサ
と、上記入力電力センサでモニターされた入力電力の変
化に応じて上記トランジスタの負荷インピーダンスを可
変するインピーダンス可変回路とを具備したことを特徴
とするマイクロ波電力増幅装置。An amplifier input-side matching circuit for impedance-converting a high-frequency signal input from an input terminal, a power supply circuit, and a transistor for amplifying an output signal of the amplifier input-side matching circuit with DC power from the power supply circuit. An amplifier output-side matching circuit for impedance-converting an output signal amplified by the transistor, an input power sensor for monitoring a high-frequency signal input from the input terminal, and a change in input power monitored by the input power sensor. And a variable impedance circuit for varying a load impedance of the transistor in response to the change.
幅器入力側整合回路に設けたことを特徴とする請求項１
記載のマイクロ波電力増幅装置。2. The circuit according to claim 1, wherein the variable impedance circuit is provided in the amplifier input side matching circuit.
The microwave power amplifying device as described in the above.
出力側整合回路に設けたことを特徴とする請求項１記載
のマイクロ波電力増幅装置。3. The microwave power amplifier according to claim 1, wherein the variable impedance circuit is provided in an amplifier output side matching circuit.
幅器入力側整合回路および増幅器出力側整合回路に設け
たことを特徴とする請求項１記載のマイクロ波電力増幅
装置。4. The microwave power amplifier according to claim 1, wherein the variable impedance circuit is provided in the amplifier input side matching circuit and the amplifier output side matching circuit.
ンピーダンス変換する増幅器入力側整合回路と、電源回
路と、上記電源回路からの直流電力により上記増幅器入
力側整合回路の出力信号を増幅するトランジスタと、上
記トランジスタにより増幅された出力信号をインピーダ
ンス変換する増幅器出力側整合回路と、上記電源回路に
接続され、出力電力レベルを規定するコマンドを入力す
るコマンド端子と、上記コマンド端子に入力された当該
コマンドにより上記トランジスタの負荷インピーダンス
を可変するインピーダンス可変回路とを具備したことを
特徴とするマイクロ波電力増幅装置。5. An amplifier input-side matching circuit for impedance-converting a high-frequency signal input from an input terminal, a power supply circuit, and a transistor for amplifying an output signal of the amplifier input-side matching circuit with DC power from the power supply circuit. An amplifier output-side matching circuit for impedance-converting the output signal amplified by the transistor, a command terminal connected to the power supply circuit for inputting a command for defining an output power level, and the command input to the command terminal And a variable impedance circuit for varying the load impedance of the transistor.
出力側整合回路中の入出力端子とトランジスタを接続す
る伝送主線路に並列に接続された半導体素子からなる請
求項１，３，４，５いずれか記載のマイクロ波電力増幅
装置。6. The variable impedance circuit according to claim 1, further comprising a semiconductor element connected in parallel to a transmission main line connecting the input / output terminal and the transistor in the amplifier output side matching circuit. The microwave power amplifying device as described in the above.
出力側整合回路中の入出力端子とトランジスタを接続す
る伝送主線路に直列に接続された半導体素子からなる請
求項１，３，４，５いずれか記載のマイクロ波電力増幅
装置。7. The variable impedance circuit according to claim 1, further comprising a semiconductor element connected in series to a transmission main line connecting the input / output terminal and the transistor in the amplifier output side matching circuit. The microwave power amplifying device as described in the above.
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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- 1998-12-03 JP JP10343791A patent/JP2000174559A/en active Pending
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